WO2013128803A1 - 電流検出装置 - Google Patents

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WO2013128803A1
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overcurrent
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detection
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俊夫 野寺
高橋　康弘
橋本　貴
洋平 細岡
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富士電機機器制御株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02H—EMERGENCY PROTECTIVE CIRCUIT ARRANGEMENTS
    • H02H1/00—Details of emergency protective circuit arrangements
    • H02H1/0007—Details of emergency protective circuit arrangements concerning the detecting means

Definitions

  • the present invention relates to a current detection device that can be applied to a leakage breaker, a leakage alarm, and the like.
  • a flux gate type current sensor is known as a device that is structurally simple and capable of detecting a minute current.
  • the current sensor of the conventional example described in Patent Document 1 has the configuration shown in FIG. In other words, this current sensor includes an annular core 101 and 102 having the same shape and the same size made of a soft magnetic material, an excitation coil 103 wound around each core 101 and 102, and each core 101. And a detection coil 104 wound in a lump so as to extend over 102.
  • An AC power supply (not shown) is connected to the excitation coil 103, and a detection circuit (not shown) is connected to the detection coil 104.
  • the to-be-measured conducting wire 105 which is an object which measures an electric current is inserted in the center of both the cores 101 and 102.
  • the exciting coil 103 is wound around the cores 101 and 102 so that the magnetic fields generated in the cores 101 and 102 are opposite in phase when they are energized and cancel each other.
  • the temporal change of the magnetic flux density B generated in each of the cores 101 and 102 is as shown in FIG.
  • the magnetic characteristics of the soft magnetic cores 101 and 102 have a linear relationship between the magnetic field magnitude H and the magnetic flux density B when the magnetic field magnitude H is within a predetermined range.
  • the magnetic flux density B does not change and the magnetic saturation state is established. Therefore, when the exciting current iex is supplied to the exciting coil 103, it is generated in each of the cores 101 and 102.
  • the magnetic flux density B to be changed changes to a vertically symmetric trapezoidal wave shape as shown by the solid line, and the phases are 180 ° out of phase with each other.
  • the detection signal captured by the detection coil 104 corresponds to the direct current value I flowing through the conductor 105 to be measured, and the current value I can be detected by processing this.
  • a primary winding for passing a current to be detected, and a secondary winding electrically insulated from the primary winding and magnetically coupled to the primary winding by a magnetic core For periodically driving the magnetic core to saturation, including one or more first sensing transformers comprising: and means for detecting saturation and reversing the direction of the magnetization current accordingly
  • a current sensor has been proposed comprising sensing means comprising means for alternately supplying magnetizing currents in opposite directions to the secondary winding and processing means for outputting an output signal substantially proportional to the sensed current. (For example, refer to Patent Document 2).
  • the current sensor further includes a low-pass filter that separates a low frequency or direct current component of the magnetizing current generated in the secondary winding by a current sensed by being connected to the secondary winding of the first sensing transformer.
  • a primary winding through which a sensed current passes and a secondary winding, and the input side of the secondary winding is coupled to the output portion of the low-pass filter, and the output side of this current sensor
  • a second sensing transformer grounded by a resistor from which the output signal is generated.
  • JP 2000-162244 A Japanese Patent No. 2923307
  • the second harmonic corresponding to the current value I output from the detection coil 104 has a trapezoidal wave shape distorted as shown by the broken line in FIG. 10B when the current value I becomes too large.
  • the relationship between the current I and the second harmonic component is not proportional. Accordingly, since the detection range of the current value I is limited, there is an unsolved problem that a wide range of current cannot be detected.
  • the present invention pays attention to the above-described problem, and provides a current detection device that can detect a wide range of current with a single magnetic core and can reliably detect the overcurrent when an overcurrent flows.
  • the purpose is to provide.
  • the current detection device includes an exciting coil wound around a magnetic core surrounding a conducting wire through which a measurement current flows, and the magnetic core in a saturated state or a state in the vicinity thereof, according to a set threshold value.
  • Oscillating means for generating a rectangular wave voltage for reversing the magnetism of the exciting current supplied to the exciting coil; and current detecting means for detecting the measurement current based on a duty change of the rectangular wave voltage output from the oscillating means.
  • a first overcurrent detection means for detecting an overcurrent of the measurement current based on a frequency of the rectangular wave voltage output from the oscillation means; and a peak value of the rectangular wave voltage output from the oscillation means.
  • a second overcurrent detection means for detecting an overcurrent of the measurement current based on the measurement current.
  • the current detection means can detect a duty change of the rectangular wave voltage and can detect a first overcurrent of the measurement current based on the detection result.
  • the first overcurrent detection means may detect a change in the frequency of the rectangular wave voltage and detect a second overcurrent of the measurement current based on the detection result.
  • the second overcurrent detection means may detect a change in the peak value of the rectangular wave voltage and detect a third overcurrent of the measurement current based on the detection result.
  • the current detection unit detects a first overcurrent of the measurement current, and the first overcurrent detection unit detects a second overcurrent of the measurement current. Or an output means for outputting that the measurement current is an overcurrent when the second overcurrent detection means detects a third overcurrent of the measurement current.
  • a current detecting device including an exciting coil wound around a magnetic core surrounding a conducting wire through which a measurement current flows, and the magnetic core in a saturated state or in the vicinity thereof depending on a set threshold value.
  • an oscillating means for generating a rectangular wave voltage for reversing the magnetism of the exciting current supplied to the exciting coil, and a duty ratio of the rectangular wave voltage output from the oscillating means are detected, and the measurement result is used for the measurement.
  • the current detection means compares a duty ratio detection circuit for detecting a duty ratio of the rectangular wave voltage output from the oscillation means, a duty ratio detected by the duty ratio detection circuit with a predetermined reference value, and And a first comparison circuit that outputs a signal indicating that the measurement current is a first overcurrent when the ratio becomes equal to or less than the reference value.
  • the first overcurrent detection means includes a high-pass filter circuit that filters the rectangular wave voltage output from the oscillation means, and a first absolute value detection circuit that detects an absolute value of an output of the high-pass filter circuit; The absolute value detected by the first absolute value detection circuit is compared with a predetermined first reference value, and when the absolute value is equal to or greater than the first reference value, the measured current is And a second comparison circuit that outputs a signal indicating that an overcurrent has been detected.
  • the second overcurrent detection means includes a second absolute value detection circuit for detecting an absolute value of the rectangular wave voltage output from the oscillation means, and an absolute value detected by the second absolute value detection circuit. Compared with a predetermined second reference value, a signal indicating that the measured current is detected as a third overcurrent is output when the absolute value is equal to or less than the second reference value. 3 comparison circuits.
  • the current detection device may further include an OR circuit that inputs an output signal of the first comparison circuit, an output signal of the second comparison circuit, and an output signal of the third comparison circuit. .
  • Each of the output signals may be a high level signal.
  • the current detection means detects the measurement current based on the duty change of the rectangular wave voltage output from the oscillation means. Further, the first overcurrent detection means detects the overcurrent based on the frequency of the rectangular wave voltage output from the oscillation means. Furthermore, the second overcurrent detection means detects the overcurrent of the measurement current based on the peak value of the rectangular wave voltage output from the oscillation means. Therefore, according to the present invention, when an overcurrent flows through the conducting wire, the overcurrent can be detected regardless of whether or not the oscillation means is stopped. Moreover, according to the present invention, when an overcurrent flows, the overcurrent can be detected with high accuracy in a wide detection range.
  • Measurement current I is a diagram illustrating the relationship between the magnetic core and the oscillating circuit when the I 3 or more. It is a wave form diagram which shows the example of a waveform of each part of embodiment. It is a figure explaining a conventional apparatus.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of an embodiment of a current detection device of the present invention.
  • FIG. 2 is a diagram in which the configuration of each unit in FIG. 1 is embodied.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a specific configuration of the oscillation circuit.
  • the current detection device detects a measurement current I which is a difference between currents Ia and Ib flowing in the conducting wires 1a and 1b, and is ring-shaped around the conducting wires 1a and 1b.
  • the magnetic core 2 is disposed. That is, the conducting wires 1 a and 1 b are inserted into the magnetic core 2.
  • the conducting wires 1a and 1b are provided on an object such as a leakage detector, for example, and are a conducting wire in which a reciprocating current I of, for example, 10A to 800A flows.
  • a reciprocating current I of, for example, 10A to 800A flows.
  • the sum of the currents flowing through the conducting wires 1a and 1b is zero.
  • a minute difference current of about 15 mA to 500 mA, for example, to be detected flows through the conductors 1a and 1b.
  • the oscillation amplitude detection circuit 6 and the frequency detection circuit 7 constitute an overcurrent detection circuit 8.
  • Each of the oscillation circuit 4 and the duty detection circuit 5 corresponds to the oscillation means and current detection means of the present invention.
  • Each of the frequency detection circuit 7 and the oscillation amplitude detection circuit 6 corresponds to a first overcurrent detection unit and a second overcurrent detection unit of the present invention.
  • An excitation coil 3 is wound around the magnetic core 2 with a predetermined number of turns, and an excitation current is supplied to the excitation coil 3 from the oscillation circuit 4.
  • the oscillation circuit 4 generates a rectangular wave voltage that inverts the magnetism of the exciting current supplied to the exciting coil 3 in a state where the magnetic core 2 is saturated or in the vicinity thereof in accordance with a set threshold value. To do.
  • the oscillation circuit 4 includes an operational amplifier 11 that operates as a comparator, as shown in FIG.
  • An exciting coil 3 is connected between the output side and the inverting input side of the operational amplifier 11.
  • the inverting input side of the operational amplifier 11 is connected to the ground via the resistor 12, and the non-inverting input side of the operational amplifier 11 is connected between the voltage dividing resistors 13 and 14 connected in series between the output side of the operational amplifier 11 and the ground. It is connected.
  • the output side of the operational amplifier 11 is connected to the output terminal 15.
  • the duty detection circuit 5 detects the duty ratio of the output voltage Va based on the output voltage Va of the oscillation circuit 4, and detects the measurement current I based on the detection result.
  • the duty detection circuit 5 detects whether or not the measurement current I is the first overcurrent based on the detected duty ratio, and outputs a high level signal indicating that when the first overcurrent is detected.
  • the frequency detection circuit 7 detects whether or not the measurement current I is the second overcurrent based on the frequency of the output voltage Va of the oscillation circuit 4, and when the second overcurrent is detected, A high level signal indicating this is output to the OR circuit 9a.
  • the oscillation amplitude detection circuit 6 detects whether or not the measurement current I is the third overcurrent based on the peak value of the output voltage Va output from the oscillation circuit 4, and determines the third overcurrent. When detected, a high level signal indicating that is output to the OR circuit 9a.
  • the OR circuit 9a performs a logical OR process on the output signal of the frequency detection circuit 7 and the output signal of the oscillation amplitude circuit 6, and outputs the processing result to the OR circuit 9b.
  • the OR circuit 9b performs a logical OR process on the output signal of the duty detection circuit 5 and the output signal of the OR circuit 9a.
  • the duty detection circuit 5 includes a duty ratio detection circuit 51 and a comparison circuit 52.
  • the duty ratio detection circuit 51 detects the duty ratio of the output voltage Va output from the oscillation circuit 4.
  • the comparison circuit 52 compares the duty ratio detected by the duty ratio detection circuit 51 with a predetermined reference value, and outputs a high level signal indicating that an excessive current has been detected when the duty ratio falls below the reference value. Output.
  • the frequency detection circuit 7 includes a high-pass filter circuit 71, an absolute value detection circuit 72, and a comparison circuit (comparator) 73.
  • the high pass filter circuit 71 filters the output voltage Va output from the oscillation circuit 4 and outputs it.
  • the absolute value detection circuit 72 detects the absolute value of the output voltage of the high pass filter circuit 71.
  • the comparison circuit 73 compares the absolute value detected by the absolute value detection circuit 72 with a predetermined reference voltage V1, and as a signal indicating that an excessive current has been detected when the absolute value becomes equal to or higher than the reference voltage V1. A high level signal is output.
  • the oscillation amplitude detection circuit 6 includes an absolute value detection circuit 61 and a comparison circuit (comparator) 62.
  • the absolute value detection circuit 61 detects the absolute value (peak value) of the output voltage Va output from the oscillation circuit 4.
  • the comparison circuit 62 compares the absolute value detected by the absolute value detection circuit 61 with a predetermined reference voltage V2, and indicates that an excessive current has been detected when the absolute value becomes equal to or lower than the reference voltage V2. A high level signal is output.
  • connection point 4 of the resistor 13 and the resistor 14 is connected to the non-inverting input side of the operational amplifier 11, the voltage divided by the resistor 13 and the resistor 14 is input as the threshold voltage Vth.
  • the voltage Vd of a connection point D of the inverting input side of the excitation coil 3 and the resistor 12 of the operational amplifier 11 is increased with the increase of the exciting current I L of the excitation coil 3.
  • the output voltage Va of the operational amplifier 11 is inverted to the low level.
  • the polarity of the excitation current I L flowing through the exciting coil 3 is reversed accordingly, decreases with a time constant determined by the resistance value R12 of the inductance L of the excitation coil 3 of the excitation current I L resistor R12.
  • the threshold voltage Vth is also low because the output voltage Va is at a low level.
  • the voltage Vd of a connection point D is reduced according to the decrease of the exciting current I L of the excitation coil 3, below the threshold voltage Vth, the output voltage Va of the operational amplifier 11 shown in FIG. 9 (b) ⁇ (d) Invert to high level.
  • the threshold exciting coil current from the high level to the low level is I L2
  • the threshold exciting coil current from the low level to the high level is I L1 .
  • the output voltage Va of the oscillation circuit 4 becomes a rectangular wave voltage that alternately repeats a high level and a low level, as shown in FIGS. Operates as a vibrator.
  • the exciting current of the exciting coil 3 becomes a sawtooth wave current that repeats increasing and decreasing alternately.
  • a soft magnetic material having a high magnetic permeability ⁇ is used as the core material of the magnetic core 2.
  • a current flows through an exciting coil wound around an annular ring magnetic core using such a core, a magnetic field H is generated in the core by this current, and a magnetic flux having a magnetic flux density B is generated inside the core.
  • the magnetic field H and magnetic flux density characteristics (BH characteristics) of the core rapidly increase as the magnetic field H increases.
  • the magnetic field H becomes a certain value or more, the increase of the magnetic flux density B becomes gentle, and thereafter, it becomes a saturated region (saturated magnetic flux density Bs) where the magnetic flux density is saturated.
  • the BH characteristic of the magnetic core 2 actually has hysteresis as shown by the solid line in FIG.
  • the BH characteristic of the magnetic core 2 has the characteristic of the center value of hysteresis indicated by the broken line in FIG.
  • the rectangular wave voltage from the oscillation circuit 4 is applied to the exciting coil 3 wound around the magnetic core 2.
  • FIG. 5B can be regarded as a characteristic curve representing the relationship between the exciting current IL and the inductance L.
  • the operating range of FIG. 5B is a solid thick line portion, so that the inductance L of the exciting coil 3 becomes a substantially constant value (L 0 ).
  • the current I 1 flows as the measurement current I in the annular ring of the magnetic core 2.
  • the current I 1 is a current Ia flowing through the lead wire 1a, a current difference between the currents Ib flowing through the conductor 1b, a current corresponding to the leakage and ground fault.
  • a magnetic field H 1 due to the current I 1 is generated in the magnetic core 2.
  • the operating region of the magnetic core 2 is represented by a solid thick line portion in FIG. Become.
  • the bold line portion in FIG. 6B is the inductance L of the exciting coil 3 in the operating region.
  • the exciting current I L of the excitation coil 3 is indicated by a dot-dash line in FIG. 9 (a), the output voltage Va of the oscillation circuit 4 is indicated by a dot-dash line in FIG. 9 (d).
  • the frequency of the output voltage Va of the oscillation circuit 4 rapidly increases, the peak value of the output voltage Va starts decreasing due to the characteristics (such as the slew rate) of the operational amplifier constituting the oscillation circuit 4. Thereafter, when the measured current I becomes I 3 which is larger than I 2 , the magnetic core 2 is in a fully saturated region as shown in FIG. 8, the inductance L of the exciting coil 3 becomes almost zero, and the oscillation circuit 4 oscillates. It becomes impossible and stops oscillation.
  • the oscillation circuit 4 stops the oscillation operation.
  • the measurement current I and the output voltage Va of the oscillation circuit 4 have the above relationships (1) to (4). Therefore, in this embodiment, the relationship (2) and (3) is used to detect whether or not the measurement current I is an excessive current. For this reason, the duty detection circuit 5 and the frequency in the subsequent stage of the oscillation circuit 4 are detected.
  • a detection circuit 7 and an oscillation amplitude detection circuit 6 are provided (see FIGS. 1 and 3).
  • the measurement current I is at the range of I 1 of I 2, the operation of the oscillation amplitude detection circuit 6 and the frequency detection circuit 7 is enabled. That is, the frequency detection circuit 7 detects whether or not the measurement current I is the second overcurrent based on the frequency of the output voltage Va output from the oscillation circuit 4, and when the second overcurrent is detected, A high level signal indicating this is output to the OR circuit 9a.
  • the oscillation amplitude detection circuit 6 detects whether or not the measurement current I is the third overcurrent based on the peak value of the output voltage Va output from the oscillation circuit 4, and detects the third overcurrent. A high level signal indicating that is output to the OR circuit 9a.
  • the OR circuit 9a performs a logical OR process on the output signal of the frequency detection circuit 7 and the output signal of the oscillation amplitude circuit 6, and outputs the processing result to the OR circuit 9b.
  • the OR circuit 9b performs a logical OR process on the output signal of the duty detection circuit 5 and the output signal of the OR circuit 9a.
  • the OR circuit 9b detects that an overcurrent has been detected.
  • a high level signal is output. More specifically, as shown in FIG. 2, the duty ratio detection circuit 51 measures the high level period and the low level period of the output voltage Va output from the oscillation circuit 4, and based on the measurement result, the duty ratio detection circuit 51 measures the duty ratio. Detect the ratio.
  • the comparison circuit 52 compares the duty ratio detected by the duty ratio detection circuit 51 with a predetermined reference value, and when the duty ratio becomes equal to or less than the reference value, the measurement current I is the first overcurrent. A high level signal indicating this is output to the OR circuit 9b.
  • the high pass filter circuit 71 filters the output voltage Va output from the oscillation circuit 4.
  • the absolute value detection circuit 72 detects the absolute value of the output voltage of the high pass filter circuit 71.
  • the comparison circuit 73 compares the absolute value detected by the absolute value detection circuit 72 with a reference voltage V1 determined in advance corresponding to the second overcurrent, and when the absolute value becomes equal to or higher than the reference voltage V1.
  • a high level signal indicating that the measurement current I is the second overcurrent is output to the OR circuit 9a.
  • the absolute value detection circuit 61 detects the absolute value of the rectangular wave voltage output from the oscillation circuit 4.
  • the comparison circuit 62 compares the absolute value detected by the absolute value detection circuit 61 with a reference voltage V2 determined in advance corresponding to the third overcurrent, and when the absolute value becomes equal to or lower than the reference voltage V2.
  • a high level signal indicating that the measurement current I is the third overcurrent is output to the OR circuit 9a.
  • the OR circuit 9a performs a logical OR process on the output signal of the comparison circuit 73 and the output signal of the comparison circuit 62, and outputs the processing result to the OR circuit 9b. For this reason, the OR circuit 9b, when a high level signal is input from any one of the comparison circuit 52, the comparison circuit 62, and the comparison circuit 73, indicates that the measurement current I is an overcurrent. A high level signal is output as a correct signal.
  • the duty detecting circuit 5 detects the duty ratio of the output voltage Va of the oscillator circuit 4, the based on the detection 1 overcurrent was detected.
  • the frequency detection circuit 7 detects the second overcurrent based on the change in the oscillation frequency of the output voltage Va of the oscillation circuit 4.
  • the oscillation amplitude detection circuit 6 detects the third overcurrent based on the change in the amplitude of the output voltage Va.
  • the frequency detection circuit 7, and the oscillation amplitude detection circuit 6, were output. For this reason, according to this embodiment, when an overcurrent flows through at least one of the conducting wires 1a and 1b, the overcurrent can be detected regardless of whether or not the oscillation circuit 4 has stopped oscillating. Moreover, according to this embodiment, when an overcurrent flows, the overcurrent can be detected with high accuracy in a wide detection range.
  • the S / N ratio is not lowered due to the difference in core material characteristics as in the case of using two magnetic cores as in the conventional example, and a minute current is detected with high accuracy. can do.
  • current can be detected without using a magnetic sensor or the like as in the above-described conventional example, it is possible to provide a robust current detector that is less affected by ambient environmental conditions.

Abstract

　１つの磁気コアによって広い範囲の電流検出が可能であり、かつ、過大電流が流れたときにその過大電流を確実に検出可能な電流検出装置の提供。本発明は、測定電流が流れる導線を囲む磁気コア（２）に巻回した励磁コイル（３）と、設定したしきい値に応じて、磁気コア（２）を飽和状態またはその近傍の状態で、励磁コイル（３）に供給する励磁電流の磁性を反転させる矩形波電圧を発生する発振回路（４）とを備える。さらに、本発明は、発振回路（４）から出力される矩形波電圧のデューティ変化に基づいて測定電流を検出するデューティ検出回路（５）と、発振回路（４）から出力される矩形波電圧の周波数に基づいて測定電流の過電流を検出する周波数検出回路（７）と、発振回路（４）から出力される矩形波電圧の波高値に基づいて測定電流の過電流を検出する発振振幅検出回路（６）と、を備えている。

Description

電流検出装置
　本発明は、漏電遮断器、漏電警報器などに適用できる電流検出装置に関する。
　この種の電流検出装置としては、種々の構成を有するものが提案され、実施されているが、構造的に簡単で微小電流の検出が可能なものとしてフラックスゲート型の電流センサが知られている(例えば、特許文献１参照) 。
　この特許文献１に記載された従来例の電流センサは、図１０（ａ）に示す構成を有する。すなわち、この電流センサは、軟質磁性体製の同形，等大に構成された円環状をなすコア１０１及び１０２と、各コア１０１及び１０２に等しい回数巻回された励磁コイル１０３と、各コア１０１及び１０２にわたるよう一括して巻回された検出コイル１０４とを備えている。
　励磁コイル１０３には図示しない交流電源が、また検出コイル１０４には図示しない検出回路が接続されている。そして、両コア１０１及び１０２の中心に電流を測定する対象物たる被測定導線１０５が挿通されている。
　励磁コイル１０３はこれに通電したとき両コア１０１及び１０２に生じる磁場が逆相であって互いに打ち消し合うようコア１０１及び１０２に巻回されている。
　そして、励磁コイル１０３に励磁電流ｉｅｘを通電したとき、各コア１０１及び１０２に生じる磁束密度Ｂの経時変化は、図１０（ｂ）に示すようになる。軟質磁性体製のコア１０１及び１０２の磁気特性は磁場の大きさＨが所定の範囲内では磁場の大きさＨと磁束密度Ｂとは直線的な関係にある。しかしながら、磁場の大きさＨが所定値を超えると、磁束密度Ｂが変化しない磁気飽和の状態となる関係にあることから、励磁コイル１０３に励磁電流ｉｅｘを通電すると、各コア１０１及び１０２に発生する磁束密度Ｂは実線図示のように上下対称の台形波状に変化し、しかも相互に１８０°位相がずれた状態となる。
　今、被測定導線１０５に矢印で示す如く下向きに直流電流値Ｉが通電しているものとすると、この直流分に相当する磁束密度が重畳される結果、磁束密度Ｂは図１０（ｂ）に破線で示す如く、台形波のうち、上方の台形波はその幅が拡大され、一方下方の台形波はその幅が縮小された状態となる。
　ここで、両コア１０１及び１０２に生じた磁束密度Ｂの変化を正弦波（起電力に対応）で表現すると図１０（ｃ）に示すようになる。この図１０（ｃ）では、前述した図１０（ｂ）で実線図示の台形波に対応して実線図示のように１８０°位相がずれた周波数ｆの正弦波（起電力）が表れるが、これらは１８０°ずれているため互いに打ち消し合う。一方、図１０（ｂ）で破線図示の台形波に対応して図１０（ｃ）には破線図示のような２倍の周波数２ｆの２次高調波が表れる。この２次高調波は位相が１８０°ずれているため、相互に重畳すると図１０（ｃ）の最下段に示すような正弦波信号となり、これが検出コイル１０４で検出される。
　この検出コイル１０４で捉えられた検出信号は被測定導線１０５を流れる直流の電流値Ｉに対応しており、これを処理することで電流値Ｉを検出することができる。
　また、他の従来例として、検知すべき電流を流す１次巻線と、この１次巻線から電気的に絶縁され磁気コアにより１次巻線に磁気的に結合されている２次巻線とを具備している１以上の第１の検知変成器と、飽和を検出してそれに応じて磁化電流の方向を反転させる手段を含む前記磁気コアを周期的に飽和状態に駆動するために前記２次巻線に交互に反対方向の磁化電流を供給する手段と、感知される電流に実質上比例する出力信号を出力する処理手段とを備えている検知手段とを具備する電流センサが提案されている（例えば、特許文献２参照）。
　この電流センサは、さらに、前記第１の検知変成器の２次巻線に接続されて感知する電流によって前記２次巻線中に生成された磁化電流の低周波または直流成分を分離するローパスフィルタと、感知される電流が通過する１次巻線と、２次巻線とを有し、その２次巻線の入力側は前記ローパスフィルタの出力部に結合され、その出力側はこの電流センサの出力信号が生成される抵抗によって接地されている第２の検知変成器とを具備している。
特開２０００－１６２２４４号公報 特許第２９２３３０７号公報
　しかしながら、上記特許文献１に記載された従来例にあっては、２つのコア１０１及び１０２が使用される。コア１０１及び１０２の磁気特性を完全に一致させることは実際には困難であるため、この磁気特性の違いにより励磁電流ｉｅｘによる電圧が完全に打ち消されることなく発生してしまう。これが２次高調波成分に対応した検出電圧のＳ／Ｎ比を悪化させ、微小電流の検知が難しいという未解決の課題がある。
　また、検出コイル１０４から出力される電流値Ｉに対応した２次高調波は、電流値Ｉが大きくなり過ぎると、図１０（ｂ）で破線図示のように台形波の形が歪んでしまうために、電流Ｉと２次高調波成分の関係が比例関係ではなくなる。これにより、電流値Ｉの検知範囲が制限されてしまうために、広い範囲の電流を検出できないという未解決の課題もある。
　また、少なくとも２つのコアを使用するので、小型化や低コスト化を実現し難いという未解決の課題もある。
　また、特許文献２に記載された従来例にあっても、第１の検知変成器と第２の検知変成器とを設ける必要があり、１つの磁気コアによって広い範囲の電流を検出できないという未解決の課題がある。
　さらに、被測定電線に過大な直流電流が流れた場合に、これを検出することができないという未解決の課題もある。
　そこで、本発明は、上記の課題に着目し、１つの磁気コアによって広い範囲の電流検出が可能であり、かつ、過大電流が流れたときにその過大電流を確実に検出可能な電流検出装置を提供することを目的とする。
　上記の目的を達成するために、本発明は、以下のような構成からなる。
　本発明の一態様による電流検出装置は、測定電流が流れる導線を囲む磁気コアに巻回した励磁コイルと、設定したしきい値に応じて、前記磁気コアを飽和状態またはその近傍の状態で、前記励磁コイルに供給する励磁電流の磁性を反転させる矩形波電圧を発生する発振手段と、前記発振手段から出力される前記矩形波電圧のデューティ変化に基づいて前記測定電流を検出する電流検出手段と、前記発振手段から出力される前記矩形波電圧の周波数に基づいて前記測定電流の過電流を検出する第１の過電流検出手段と、前記発振手段から出力される前記矩形波電圧の波高値に基づいて前記測定電流の過電流を検出する第２の過電流検出手段と、を備えていることを特徴とする。
　また、前記電流検出手段は、前記矩形波電圧のデューティ変化を検出し、当該検出結果により前記測定電流の第１の過電流を検出し得る。前記第１の過電流検出手段は、前記矩形波電圧の周波数の変化を検出し、当該検出結果により前記測定電流の第２の過電流を検出し得る。前記第２の過電流検出手段は、前記矩形波電圧の波高値の変化を検出し、当該検出結果により前記測定電流の第３の過電流を検出し得る。
　さらに、上記一態様による電流検出装置は、前記電流検出手段が前記測定電流の第１の過電流を検出し、前記第１の過電流検出手段が前記測定電流の第２の過電流を検出し、または前記第２の過電流検出手段が前記測定電流の第３の過電流を検出したときに、前記測定電流が過電流である旨を出力する出力手段を、さらに備え得る。
　また、本発明の他の態様による電流検出装置は、測定電流が流れる導線を囲む磁気コアに巻回した励磁コイルと、設定したしきい値に応じて、前記磁気コアを飽和状態またはその近傍の状態で、前記励磁コイルに供給する励磁電流の磁性を反転させる矩形波電圧を発生する発振手段と、前記発振手段から出力される前記矩形波電圧のデューティ比を検出し、当該検出結果により前記測定電流が第１の過電流であることを検出する電流検出手段と、前記発振手段から出力される前記矩形波電圧の周波数の変化を検出し、当該検出結果により前記測定電流が第２の過電流であることを検出する第１の過電流検出手段と、前記発振手段から出力される前記矩形波電圧の波高値の変化を検出し、当該検出結果により前記測定電流が第３の過電流であることを検出する第２の過電流検出手段と、を備えることを特徴とする。
　前記電流検出手段は、前記発振手段から出力される前記矩形波電圧のデューティ比を検出するデューティ比検出回路と、デューティ比検出回路が検出したデューティ比を予め定めた基準値と比較し、前記デューティ比が前記基準値以下になったときに前記測定電流が第１の過電流であることを検出した旨の信号を出力する第１の比較回路と、を備え得る。
　前記第１の過電流検出手段は、前記発振手段から出力される前記矩形波電圧をフィルタ処理するハイパスフィルタ回路と、前記ハイパスフィルタ回路の出力の絶対値を検出する第１の絶対値検出回路と、前記第１の絶対値検出回路が検出した絶対値を予め定めた第１の基準値と比較し、前記絶対値が前記第１の基準値以上になったときに前記測定電流が第２の過大電流であることを検出した旨の信号を出力する第２の比較回路と、を備え得る。
　前記第２の過電流検出手段は、前記発振手段から出力される前記矩形波電圧の絶対値を検出する第２の絶対値検出回路と、前記第２の絶対値検出回路が検出した絶対値を予め定めた第２の基準値と比較し、前記絶対値が前記第２の基準値以下になったときに前記測定電流が第３の過大電流であることを検出した旨の信号を出力する第３の比較回路と、を備え得る。
　上記他の態様による電流検出装置は、前記第１の比較回路の出力信号、前記第２の比較回路の出力信号、および前記第３の比較回路の出力信号を入力するオア回路を、さらに備え得る。前記出力信号のそれぞれはハイレベルの信号であり得る。
　このように本発明では、電流検出手段が、発振手段から出力される矩形波電圧のデューティ変化に基づいて測定電流を検出するようにした。
　また、第１の過電流検出手段は、発振手段から出力される矩形波電圧の周波数に基づいて過電流を検出するようにした。
　さらに、第２の過電流検出手段は、発振手段から出力される矩形波電圧の波高値に基づいて測定電流の過電流を検出するようにした。
　このため、本発明によれば、導線に過電流が流れた場合に、発振手段の停止の有無にかかわらずその過電流を検出できる。しかも、この本発明によれば、過電流が流れた場合に、広い検出範囲において精度良く過電流の検出を行うことができる。
本発明の電流検出装置の実施形態の構成を示す図である。 図１の各部の構成を具体化した図である。 発振回路の具体的な構成を示す回路図である。 磁気コアのＢ－Ｈ特性曲線を説明する図である。 測定電流Ｉ＝０のときの磁気コアと発振回路の関係を説明する図である。 測定電流Ｉが０～Ｉ１の範囲にあるときの磁気コアと発振回路の関係を説明する図である。 測定電流ＩがＩ１～Ｉ２の範囲にあるときの磁気コアと発振回路の関係を説明する図である。 測定電流ＩがＩ３以上のときの磁気コアと発振回路の関係を説明する図である。 実施形態の各部の波形例を示す波形図である。 従来装置を説明する図である。
　以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
〔実施形態の構成〕
　図１は、本発明の電流検出装置の実施形態の構成を示す図である。図２は、図１の各部の構成を具体化した図である。図３は、発振回路の具体的な構成を示す回路図である。
　この実施形態に係る電流検出装置は、図１に示すように、導線１ａ、１ｂに流れる電流Ｉａ、Ｉｂの差である測定電流Ｉを検出するものであり、導線１ａ、１ｂの回りにリング状の磁気コア２が配設されている。つまり、磁気コア２内に導線１ａ、１ｂが挿通されている。
　導線１ａ、１ｂは、例えば漏電検知などの対象物に設けられ、例えば１０Ａ～８００Ａの往復の電流Ｉが流れる導線であって、健全状態では導線１ａ、１ｂに流れる電流の和は零（ゼロ）であるが、漏電や地絡などで導線１ａ、１ｂに流れる電流の和が零にならないと、導線１ａ、１ｂには検出対象とする例えば１５ｍＡ～５００ｍＡ程度の微小な差異電流が流れる。
　そして、この実施形態では、図１に示すように、励磁コイル３と、発振回路４と、デューティ検出回路５と、発振振幅検出回路６と、周波数検出回路７と、２つのオア回路９ａ、９ｂと、を備えている。ここで、発振振幅検出回路６と周波数検出回路７は、過電流検出回路８を構成する。
　なお、発振回路４、デューティ検出回路５のそれぞれは、本発明の発振手段、電流検出手段に相当する。また、周波数検出回路７、発振振幅検出回路６のそれぞれは、本発明の第１の過電流検出手段、第２の過電流検出手段に相当する。
　磁気コア２には、励磁コイル３が所定巻数で巻回されており、この励磁コイル３に発振回路４から励磁電流が供給される。
　発振回路４は、後述のように、設定したしきい値に応じて、磁気コア２を飽和状態またはその近傍の状態で、励磁コイル３に供給する励磁電流の磁性を反転させる矩形波電圧を発生する。
　このため、発振回路４は、図３に示すように、コンパレータとして動作するオペアンプ１１を備えている。このオペアンプ１１の出力側と反転入力側との間に励磁コイル３が接続されている。また、オペアンプ１１の反転入力側は抵抗１２を介してグランドに接続され、オペアンプ１１の非反転入力側は、オペアンプ１１の出力側及びグランド間に直列に接続された分圧抵抗１３及び１４間に接続されている。そして、オペアンプ１１の出力側が出力端子１５に接続されている。
　デューティ検出回路５は、後述のように、発振回路４の出力電圧Ｖａを基に出力電圧Ｖａのデューティ比を検出し、この検出結果に基づいて測定電流Ｉを検出する。また、デューティ検出回路５は、検出したデューティ比に基づいて測定電流Ｉが第１の過電流か否を検出し、第１の過電流を検出したときにその旨を示すハイレベルの信号をオア回路９ｂに出力する。
　周波数検出回路７は、後述のように、発振回路４の出力電圧Ｖａの周波数に基づいて測定電流Ｉが第２の過電流か否かを検出し、第２の過電流を検出したときにその旨を示すハイレベルの信号をオア回路９ａに出力する。
　発振振幅検出回路６は、後述のように、発振回路４から出力される出力電圧Ｖａの波高値に基づいて測定電流Ｉが第３の過電流か否かを検出し、第３の過電流を検出したときに、その旨を示すハイレベルの信号をオア回路９ａに出力する。
　オア回路９ａは、周波数検出回路７の出力信号と発振振幅回路６の出力信号の論理和処理をし、この処理結果をオア回路９ｂに出力する。また、オア回路９ｂは、デューティ検出回路５の出力信号とオア回路９ａの出力信号との論理和処理をする。
　次に、図１に示すデューティ検出回路５、発振振幅検出回路６、および周波数検出回路７のそれぞれの具体的な構成について、図２を参照して説明する。
　デューティ検出回路５は、図２に示すように、デューティ比検出回路５１と、比較回路５２とを備えている。
　デューティ比検出回路５１は、発振回路４から出力される出力電圧Ｖａのデューティ比を検出する。比較回路５２は、デューティ比検出回路５１が検出したデューティ比を予め定めた基準値と比較し、そのデューティ比が基準値以下になったときに過大電流を検出した旨を示すハイレベルの信号を出力する。
　周波数検出回路７は、図２に示すように、ハイパスフィルタ回路７１と、絶対値検出回路７２と、比較回路（コンパレータ）７３とを備えている。
　ハイパスフィルタ回路７１は、発振回路４から出力される出力電圧Ｖａをフィルタ処理して出力する。絶対値検出回路７２は、ハイパスフィルタ回路７１の出力電圧の絶対値を検出する。比較回路７３は、絶対値検出回路７２が検出した絶対値を予め定めてある基準電圧Ｖ１と比較し、その絶対値が基準電圧Ｖ１以上になったときに過大電流を検出した旨を示す信号としてハイレベルの信号を出力する。
　発振振幅検出回路６は、図２に示すように、絶対値検出回路６１と、比較回路（コンパレータ）６２とを備えている。
　絶対値検出回路６１は、発振回路４から出力される出力電圧Ｖａの絶対値（波高値）を検出する。比較回路６２は、絶対値検出回路６１が検出した絶対値を予め定めである基準電圧Ｖ２と比較し、その絶対値が基準電圧Ｖ２以下になったときに過大電流を検出した旨を示す信号としてハイレベルの信号を出力する。
〔実施形態の動作〕
　次に、実施形態の動作例について、図面を参照して説明する。
（発振回路の動作）
　まず、発振回路４の動作について、図３を参照して説明する。
　この発振回路４では、分圧抵抗１３及び１４の接続点Ｅの閾値電圧Ｖｔｈがオペアンプ１１の非反転入力側に供給されており、この閾値電圧Ｖｔｈと励磁コイル３及び抵抗１２との接続点Ｄの電圧Ｖｄとが比較されて、その比較出力が矩形波の出力電圧Ｖａとして出力側から出力される（例えば図９（ｂ）～（ｄ）参照）。
　いま、オペアンプ１１の出力側の出力電圧Ｖａがハイレベルとなると、これが励磁コイル３に印加される。このため、励磁コイル３を出力電圧Ｖａと抵抗１２の抵抗値Ｒ１２とに応じた励磁電流ＩＬで励磁する。このとき、励磁電流ＩＬは、図９（ａ）に示すように、励磁コイル３のインダクタンスＬと抵抗１２の抵抗値Ｒ１２で決まる時定数で上昇する。
　このとき、オペアンプ１１の非反転入力側には、抵抗１３および抵抗１４の接続点４が接続されているため、抵抗１３と抵抗１４で分圧された電圧が閾値電圧Ｖｔｈとして入力されている。一方、オペアンプ１１の反転入力側の励磁コイル３および抵抗１２の接続点Ｄの電圧Ｖｄは、励磁コイル３の励磁電流ＩＬの増加に応じて増加する。そして、その電圧Ｖｄ＝Ｒ１２×ＩＬが閾値電圧Ｖｔｈを上回ると、オペアンプ１１の出力電圧Ｖａがローレベルに反転する。
　これに応じて励磁コイル３に流れる励磁電流ＩＬの極性が反転し、励磁電流ＩＬの励磁コイル３のインダクタンスＬと抵抗Ｒ１２の抵抗値Ｒ１２で決まる時定数で減少する。
　このとき、閾値電圧Ｖｔｈは、出力電圧Ｖａがローレベルになっているので、閾値電圧Ｖｔｈも低い電圧となる。そして、接続点Ｄの電圧Ｖｄが励磁コイル３の励磁電流ＩＬの減少に応じて減少し、閾値電圧Ｖｔｈを下回ると、オペアンプ１１の出力電圧Ｖａは図９（ｂ）～（ｄ）に示すようにハイレベルに反転する。
　図９（ａ）では、ハイレベルからローレベルへの閾値励磁コイル電流をＩＬ２、ローレベルからハイレベルへの閾値励磁コイル電流をＩＬ１としている。
　このような動作により、発振回路４の出力電圧Ｖａは、図９（ｂ）～（ｄ）に示すように、ハイレベルとローレベルを交互に繰り返す矩形波電圧となり、発振回路４は非安定マルチバイブレータとして動作する。そして、励磁コイル３の励磁電流は、図９（ａ）に示すように、増加と減少を交互に繰り返す鋸歯状波電流となる。
　ところで、磁気コア２のコア材質は高透磁率μを有する軟磁性材料が使用される。このようなコアを使用した環状リング磁気コアに巻回した励磁コイルに電流が流れると、この電流によりコアに磁界Ｈが生じてコア内部に磁束密度Ｂの磁束が発生する。コアの磁界Ｈと磁束密度の特性（Ｂ－Ｈ特性）は、図４に示すように磁界Ｈが増加すると磁束密度Ｂが急激に上昇する。そして、磁界Ｈがある値以上になると磁束密度Ｂの上昇は緩やかになり、その後は磁束密度が飽和する飽和領域（飽和磁束密度Ｂｓ）になる。
（磁気コアと発振回路との関係）
　次に、磁気コア２と発振回路４との関係について説明する。
　ここで、磁気コア２のＢ－Ｈ特性は、実際には図４の実線で示すようにヒステリシスを有する。しかし、説明をわかり易くするために、磁気コア２のＢ－Ｈ特性は、図４の破線で示すヒステリシスの中心値の特性を有するものとする。
　いま、発振回路４からの矩形波電圧が、磁気コア２に巻回した励磁コイル３に印加されるものとする。このとき、磁気コア２の環状リング内に流れる測定電流Ｉ＝０の場合は、磁気コア２の内部の磁界Ｈおよび磁束密度Ｂは、図５（ａ）のＢ－Ｈ特性の太線の部分が動作領域となる。すなわち、磁気コア２の内部の磁界Ｈおよび磁束密度Ｂは、正側および負側が対称な状態での使用になる。
　また、磁気コア２の平均磁路長をｌｍ、励磁コイル３の磁気コア２への巻数をＮとすると、Ｎ×ＩＬ＝Ｈ×ｌｍの関係があるので、磁界Ｈは励磁電流ＩＬに比例し、透磁率μはＢ－Ｈ特性の傾き（μ＝ｄＢ／ｄＨ）のため、励磁電流ＩＬと透磁率μの関係は図５（ｂ）で表すことができる。
　また、励磁コイル３のインダクタンスＬは、次の式で表すことができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　ここで、φは磁気コア２内の磁束、Ｓは磁気コア２の断面積である。
　上式によれば、励磁コイル３のインダクタンスＬは透磁率μに比例するため、図５（ｂ）は励磁電流ＩＬとインダクタンスＬとの関係を表す特性曲線とみることもできる。測定電流Ｉ＝０の場合には、図５（ｂ）の動作範囲は実線の太線部分であるため、励磁コイル３のインダクタンスＬは、ほぼ一定値（Ｌ０）となる。
　したがって、磁気コア２の環状リング内に流れる測定電流Ｉ＝０の場合には、発振回路４の励磁コイル３の励磁電流ＩＬの増加時、減少時にかかわらず、励磁コイル３のインダクタンスＬは同一値Ｌ０となる。このため、励磁電流ＩＬの増加時および減少時の時定数が同一値となり、発振回路４の出力電圧（矩形波電圧）Ｖａのハイレベルとローレベルは１：１のデューティ比になる。
　このため、測定電流Ｉ＝０のときには、励磁コイル３の励磁電流ＩＬは図９（ａ）の実線のようになり、発振回路４の出力電圧は図９（ｂ）の実線のようになる。
　次に、磁気コア２の環状リング内に測定電流Ｉとして電流Ｉ１が流れたとする。
　この電流Ｉ１は、導線１ａを流れる電流Ｉａと、導線１ｂに流れる電流Ｉｂの差の電流であり、漏電や地絡に対応する電流である。電流Ｉ１が流れると、電流Ｉ１による磁界Ｈ１が磁気コア２内に発生する。この磁界Ｈ１により、磁気コア２のＢ－Ｈ特性曲線は、図６（ａ）のように、測定電流Ｉ＝０のときの磁界Ｈに対して磁界Ｈ１の分だけシフトした特性曲線となる。
　このような特性の磁気コア２に巻回される励磁コイル３に、発振回路４からの矩形波電圧が印加されると、磁気コア２の動作領域は図６（ａ）の実線の太線部分となる。このため、図６（ｂ）の実線の太線部分が動作領域での励磁コイル３のインダクタンスＬとなる。そして、励磁コイル３のインダクタンスＬは、励磁電流ＩＬ　が負の場合は測定電流Ｉ＝０の場合のインダクタンスＬとほぼ同一値（Ｌ０）であるが、励磁電流ＩＬが正の場合はＬ０より小さな値となる。
　そのため、励磁電流ＩＬ　が増大する場合は、発振回路４の抵抗１２による抵抗値Ｒ１２と励磁コイル３のインダクタンスＬによる時定数が、測定電流Ｉ＝０の場合より小さくなるので、励磁電流ＩＬの立ち上がりが早くなる。一方、励磁電流ＩＬが減少する場合は、測定電流Ｉ＝０の場合とほぼ同じ時定数で、励磁電流ＩＬが立ち下がる。このため、励磁コイル３の励磁電流ＩＬは図９（ａ）の点線のようになり、発振回路４の出力電圧は図９（ｃ）の点線のようになる。
　したがって、発振回路４の出力電圧Ｖａのオフレベルの期間ＴＬ１は、測定電流Ｉ＝０の場合のオフレベルの期間ＴＬ０とほぼ同じであるが、そのオンレベルの期間ＴＨ１は、測定電流Ｉ＝０の場合のオンレベルの期間ＴＨ０よりも小さくなる。このため、発振回路４の出力電圧Ｖａは、オンレベルとオフレベルのデューティが変化する。
　この結果、測定電流Ｉが０からＩ１の範囲では、発振回路４の矩形波電圧である出力電圧Ｖａのデューティ比が、測定電流Ｉ（電流Ｉａと電流Ｉｂの差の電流値）に応じて変化する。
　次に、測定電流ＩがＩ１よりもさらに大きなＩ２になると、電流Ｉ２　による磁界Ｈ２が磁気コア２内に発生する。この磁界Ｈ２　により、磁気コア２のＢ－Ｈ特性曲線は、図７（ａ）のように、測定電流Ｉ＝０のときの磁界Ｈに対して磁界Ｈ２の分だけシフトした特性曲線となる。
　このような特性の磁気コア２に巻回される励磁コイル３に、発振回路４からの矩形波電圧が印加されると、磁気コア２の動作領域は図７（ａ）の実線の太線部分となる。このため、図７（ｂ）の実線の太線部分が動作領域での励磁コイル３のインダクタンスＬとなる。そして、励磁コイル３のインダクタンスＬは、励磁電流ＩＬが正負のいずれの場合であっても、測定電流Ｉ＝０の場合のインダクタンスＬ０より小さな値となる。
　そのため、励磁電流ＩＬは、立ち上がりおよび立ち下がりのいずれの場合も、測定電流Ｉ＝０の場合に比べて早くなる。このため、励磁コイル３の励磁電流ＩＬは図９（ａ）の一点鎖線のようになり、発振回路４の出力電圧Ｖａは図９（ｄ）の一点鎖線のようになる。
　このように、測定電流ＩがＩ１よりもさらに大きなＩ２の場合には、発振回路４の出力電圧Ｖａのオンレベル期間ＴＨ２とオフレベル期間ＴＬ２の双方が測定電流Ｉ＝０の場合のオンレベル期間ＴＨ０とオフレベル期間ＴＬ０よりも短くなる。このため、オンレベル期間とオフレベル期間のデューティ比が測定電流Ｉに応じて比例しなくなり、デューティ比のみの検出では測定電流Ｉを検出できなくなる。
　測定電流Ｉがこのような検出領域になると、発振回路４の矩形波からなる出力電圧Ｖａの発振周波数ｆは、次式より求めることができ、測定電流Ｉ＝０の場合の発振周波数ｆにくらべて高くなる。
　ｆ＝１／（ＴＨ２＋ＴＬ２）
　このように、発振回路４の出力電圧Ｖａの周波数が急激に高くなるので、発振回路４を構成するオペアンプの特性（スルーレートなど）により出力電圧Ｖａの波高値が減少を始める。
　その後、測定電流ＩがＩ２　よりもさらに大きなＩ３　になると、磁気コア２は図８に示すように完全飽和領域になり、励磁コイル３のインダクタンスＬはほぼ零となり、発振回路４は発振が不可能となって発振を停止する。
　以上述べた磁気コア２の環状リング内に生じる測定電流Ｉと、発振回路４の出力電圧Ｖａの状態との関係をまとめると、以下のようになる。
（１）測定電流Ｉ＝０のとき
　このときには、発振回路４の出力電圧（矩形波電圧）Ｖａは、図９（ｂ）の実線のように、ハイレベルとローレベルは１：１のデューティ比になる。
（２）測定電流Ｉが０からＩ１の範囲のとき
　このときには、発振回路４の出力電圧Ｖａは、図９（ｃ）の点線のようになり、そのデューティ比が測定電流Ｉ（電流Ｉａと電流Ｉｂの差の電流値）に応じて変化する。したがって、この範囲では、発振回路４の出力電圧Ｖａのデューティ比を検出することにより、測定電流Ｉを検出できる。
（３）測定電流ＩがＩ１からＩ２の範囲のとき
　このときには、発振回路４の出力電圧Ｖａは、図９（ｄ）の一点鎖線のようになり、その発振周波数が測定電流Ｉ＝０の場合に比べて高くなる。さらに、発振回路４の出力電圧Ｖａの波高値（振幅）が減少するようになる。したがって、この範囲では、発振回路４の出力電圧Ｖａの周波数または振幅を検出することにより、測定電流Ｉを検出できる。
（４）測定電流ＩがＩ３以上のときには、発振回路４は発振動作を停止する。
　このように、測定電流Ｉと発振回路４の出力電圧Ｖａには上記の（１）～（４）の関係がある。
　そこで、この実施形態では、（２）（３）の関係を利用して測定電流Ｉが過大電流であるか否を検出するようにし、このため、発振回路４の後段にデューティ検出回路５、周波数検出回路７、および発振振幅検出回路６をそれぞれ設けている（図１、図３参照）。
（デューティ検出回路などの動作）
　次に、デューティ検出回路５、周波数検出回路７、および発振振幅検出回路６のそれぞれの動作について、図１を参照して説明する。
　まず、測定電流Ｉが０からＩ１　の範囲のときには、デューティ検出回路５の動作が有効である。
　すなわち、デューティ検出回路５は、発振回路４の出力電圧Ｖａのハイレベル期間およびローレベル期間をそれぞれ測定し、この測定結果を基に出力電圧Ｖａのデューティ比を検出し、この検出結果に基づいて測定電流Ｉを検出する。また、デューティ検出回路５は、検出したデューティ比に基づいて測定電流Ｉが第１の過電流か否を検出し、第１の過電流を検出したときにその旨を示すハイレベルの信号をオア回路９ｂに出力する。
　次に、測定電流ＩがＩ１からＩ２の範囲のときには、周波数検出回路７と発振振幅検出回路６の動作が有効である。
　すなわち、周波数検出回路７は、発振回路４から出力される出力電圧Ｖａの周波数を基に測定電流Ｉが第２の過電流か否かを検出し、第２の過電流を検出したときにその旨を示すハイレベルの信号をオア回路９ａに出力する。
　また、発振振幅検出回路６は、発振回路４から出力される出力電圧Ｖａの波高値を基に測定電流Ｉが第３の過電流か否かを検出し、第３の過電流を検出したときにその旨を示すハイレベルの信号をオア回路９ａに出力する。
　オア回路９ａは、周波数検出回路７の出力信号と発振振幅回路６の出力信号の論理和処理をし、この処理結果をオア回路９ｂに出力する。また、オア回路９ｂは、デューティ検出回路５の出力信号とオア回路９ａの出力信号との論理和処理をする。
　このため、オア回路９ｂは、デューティ検出回路５、周波数検出回路７、および発振振幅検出回路６のうちの何れかの１つからハイレベルの信号が入力されると、過電流を検出した旨のハイレベルの信号を出力する。
　さらに具体的には、図２に示すように、デューティ比検出回路５１は、発振回路４から出力される出力電圧Ｖａのハイレベル期間およびローレベル期間をそれぞれ測定し、この測定結果を基にデューティ比を検出する。比較回路５２は、デューティ比検出回路５１が検出したデューティ比を予め定めてある基準値と比較し、そのデューティ比が基準値以下になったときに、測定電流Ｉが第１の過電流である旨を示すハイレベルの信号をオア回路９ｂに出力する。
　ハイパスフィルタ回路７１は、発振回路４から出力される出力電圧Ｖａをフィルタ処理する。ここで、発振回路４の出力電圧Ｖａの周波数が高くなると、それに応じてハイパスフィルタ回路７１の出力電圧が増加する。
　絶対値検出回路７２は、ハイパスフィルタ回路７１の出力電圧の絶対値を検出する。比較回路７３は、絶対値検出回路７２が検出した絶対値を、第２の過電流に対応して予め定めてある基準電圧Ｖ１と比較し、その絶対値が基準電圧Ｖ１以上になったときに測定電流Ｉが第２の過電流である旨を示すハイレベルの信号をオア回路９ａに出力する。
　また、絶対値検出回路６１は、発振回路４から出力される矩形波電圧の絶対値を検出する。比較回路６２は、絶対値検出回路６１が検出した絶対値を、第３の過電流に対応して予め定めてある基準電圧Ｖ２と比較し、その絶対値が基準電圧Ｖ２以下になったときに測定電流Ｉが第３の過電流である旨を示すハイレベルの信号をオア回路９ａに出力する。
　オア回路９ａは、比較回路７３の出力信号と比較回路６２の出力信号の論理和処理をし、この処理結果をオア回路９ｂに出力する。このため、オア回路９ｂは、比較回路５２、比較回路６２、比較回路７３のうちの何れかの１つからハイレベルの信号が入力されると、測定電流Ｉが過電流である旨を示す正式な信号としてハイレベルの信号を出力する。
〔実施形態の効果〕
　以上のように、この実施形態では、測定電流Ｉが０からＩ１の範囲のときは、デューティ検出回路５が、発振回路４の出力電圧Ｖａのデューティ比を検出し、この検出を基に第１の過電流を検出をするようにした。
　また、この実施形態では、測定電流ＩがＩ１からＩ２の範囲のときには、周波数検出回路７が、発振回路４の出力電圧Ｖａの発振周波数の変化を基に第２の過電流を検出することに加え、発振振幅検出回路６が、その出力電圧Ｖａの振幅の変化を基に第３の過電流を検出するようにした。
　さらに、この実施形態では、デューティ検出回路５、周波数検出回路７、および発振振幅検出回路６のうちの何れかの１つから過電流である旨を示すハイレベルの信号が出力されると、それを出力するようにした。
　このため、この実施形態によれば、導線１ａ、１ｂの少なくとも一方に過電流が流れた場合に、発振回路４の発振停止の有無にかかわらずその過電流を検出できる。しかも、この実施形態によれば、過電流が流れた場合に、広い検出範囲において精度良く過電流の検出を行うことができる。
　また、この実施形態によれば、従来例のように２つの磁気コアを使用する場合のようにコア材料特性の違いによるＳ／Ｎ比の低下が生じることはなく、微小電流を高精度で検出することができる。
　しかも、上記の従来例のように磁気センサなどを使用することなく電流の検出が可能であるので、堅牢で、周囲環境条件により影響を受けることの少ない電流検出装置を提供することができる。
〔実施形態の変形例〕
（１）上記の実施形態では、２本の導線１ａ、１ｂを用いて、これらに流れる電流の差の電流を検出する場合について説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、１本の導線に流れる微小電流を検出する場合にも適用できる。
（２）上記の実施形態では、２つのオア回路９ａ、９ｂを使用するようにしたが、これを１つのオア回路に置き換えることができる。この場合には、デューティ検出回路５、発振振幅検出回路６、および周波数検出回路７の各出力信号が、１つのオア回路に入力されて処理される。
（３）上記の実施形態において、デューティ検出回路５、発振振幅検出回路６、および周波数検出回路７のそれぞれの出力信号を使用し、その信号ごとに例えばランプを点灯するようにすれば、過電流の検出状態を目視で認識できて便宜である。
１ａ、１ｂ…導線、２…磁気コア、３…励磁コイル、４…発振回路、５…デューティ検出回路、６…発振振幅検出回路、７…周波数検出回路、９ａ、９ｂ…オア回路、５１…デューティ比検出回路、５２…比較回路、６１…絶対値検出回路、６２…比較回路（コンパレータ）、７１…ハイパスフィルタ回路、７２…絶対値検出回路、７３…比較回路（コンパレータ）

Claims (8)

  1. 　測定電流が流れる導線を囲む磁気コアに巻回した励磁コイルと、
    　設定したしきい値に応じて、前記磁気コアを飽和状態またはその近傍の状態で、前記励磁コイルに供給する励磁電流の磁性を反転させる矩形波電圧を発生する発振手段と、
    　前記発振手段から出力される前記矩形波電圧のデューティ変化に基づいて前記測定電流を検出する電流検出手段と、
    　前記発振手段から出力される前記矩形波電圧の周波数に基づいて前記測定電流の過電流を検出する第１の過電流検出手段と、
    　前記発振手段から出力される前記矩形波電圧の波高値に基づいて前記測定電流の過電流を検出する第２の過電流検出手段と、
    　を備えることを特徴とする電流検出装置。
  2. 　前記電流検出手段は、前記矩形波電圧のデューティ変化を検出し、当該検出結果により前記測定電流の第１の過電流を検出し、
    　前記第１の過電流検出手段は、前記矩形波電圧の周波数の変化を検出し、当該検出結果により前記測定電流の第２の過電流を検出し、
    　前記第２の過電流検出手段は、前記矩形波電圧の波高値の変化を検出し、当該検出結果により前記測定電流の第３の過電流を検出することを特徴とする請求項１に記載の電流検出装置。
  3. 　前記電流検出手段が前記測定電流の第１の過電流を検出し、前記第１の過電流検出手段が前記測定電流の第２の過電流を検出し、または前記第２の過電流検出手段が前記測定電流の第３の過電流を検出したときに、前記測定電流が過電流である旨を出力する出力手段を、さらに備えることを特徴とする請求項２に記載の電流検出装置。
  4. 　測定電流が流れる導線を囲む磁気コアに巻回した励磁コイルと、
    　設定したしきい値に応じて、前記磁気コアを飽和状態またはその近傍の状態で、前記励磁コイルに供給する励磁電流の磁性を反転させる矩形波電圧を発生する発振手段と、
    　前記発振手段から出力される前記矩形波電圧のデューティ比を検出し、当該検出結果により前記測定電流が第１の過電流であることを検出する電流検出手段と、
    　前記発振手段から出力される前記矩形波電圧の周波数の変化を検出し、当該検出結果により前記測定電流が第２の過電流であることを検出する第１の過電流検出手段と、
    　前記発振手段から出力される前記矩形波電圧の波高値の変化を検出し、当該検出結果により前記測定電流が第３の過電流であることを検出する第２の過電流検出手段と、
    　を備えることを特徴とする電流検出装置。
  5. 　前記電流検出手段は、
    　前記発振手段から出力される前記矩形波電圧のデューティ比を検出するデューティ比検出回路と、
    　デューティ比検出回路が検出したデューティ比を予め定めた基準値と比較し、前記デューティ比が前記基準値以下になったときに前記測定電流が第１の過電流であることを検出した旨の信号を出力する第１の比較回路と、
    　を備えることを特徴とする請求項４に記載の電流検出装置。
  6. 　前記第１の過電流検出手段は、
    　前記発振手段から出力される前記矩形波電圧をフィルタ処理するハイパスフィルタ回路と、
    　前記ハイパスフィルタ回路の出力の絶対値を検出する第１の絶対値検出回路と、
    　前記第１の絶対値検出回路が検出した絶対値を予め定めた第１の基準値と比較し、前記絶対値が前記第１の基準値以上になったときに前記測定電流が第２の過大電流であることを検出した旨の信号を出力する第２の比較回路と、
    　を備えることを特徴とする請求項４または請求項５に記載の電流検出装置。
  7. 　前記第２の過電流検出手段は、
    　前記発振手段から出力される前記矩形波電圧の絶対値を検出する第２の絶対値検出回路と、
    　前記第２の絶対値検出回路が検出した絶対値を予め定めた第２の基準値と比較し、前記絶対値が前記第２の基準値以下になったときに前記測定電流が第３の過大電流であることを検出した旨の信号を出力する第３の比較回路と、
    　を備えることを特徴とする請求項４乃至請求項６のうちのいずれか１項に記載の電流検出装置。
  8. 　前記第１の比較回路の出力信号、前記第２の比較回路の出力信号、および前記第３の比較回路の出力信号を入力するオア回路を、さらに備え、
    　前記出力信号のそれぞれはハイレベルの信号であることを特徴とする請求項７に記載の電流検出装置。
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