WO2008122552A2 - Switched-mode power supply with active limiting of the maximum input current - Google Patents

Switched-mode power supply with active limiting of the maximum input current Download PDF

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WO2008122552A2
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Stephan Bolz
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Continental Automotive Gmbh
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    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
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    • H02M1/0016—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters
    • H02M1/0022—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters the disturbance parameters being input voltage fluctuations

Definitions

  • the invention relates to a device for operating a switched-mode power supply.
  • Switching power supplies find a variety of uses. They are used to generate a higher or lower operating voltage than a supply voltage. Compared to analog regulated power supplies, switch mode power supplies are characterized by efficiencies of around 70 to 95%. This leads only to low heating and thus connected to high reliability. In addition, the regularly high clock frequency with which they are operated leads to small component size and relatively low weight.
  • Switching power supplies have a switching element, supported by the energy portions are taken at a high clock frequency from a supply voltage source. Usual clock frequencies are between 20 and 300 kHz depending on the power. The ratio between the switch-on and switch-off time of the switching element determines the average energy flow.
  • a low-pass filter is basically arranged, which smoothes the discontinuous energy flow.
  • Secondarily clocked switching power supplies have no galvanic isolation between input and output.
  • Primary switched mode power supplies provide galvanic isolation between input and output. Their switching elements work on the primary side of the transformer. Furthermore, a distinction is made between switched-mode power supplies and blocking, flow and resonance converters. Flyback converters transfer the energy from the primary side to the secondary side during the blocking phase of the switching elements. Forward transformers transmit the energy during the conductive phase of the switching elements.
  • Resonance converters use a resonant circuit to switch the switching elements in current or zero crossing in this way to reduce the load on the semiconductor during the switching process.
  • Switched-mode power supplies may be designed, for example, as a down converter, up-converter, inverting converter, flyback converter, single-ended forward converter, half-bridge forward converter, full-bridge push-pull converter, half-bridge push-pull converter, parallel mode parallel-mode converter and push-pull resonant converter.
  • Switching power supplies are also used to generate a suitable operating voltage for Fluidzumessvoriquesen, such as those used in the form of fuel injection valves in motor vehicles.
  • a suitable operating voltage for Fluidzumessvoriquesen such as those used in the form of fuel injection valves in motor vehicles.
  • a higher voltage than the available from the electrical system 12 V is usually required, such. 48 V.
  • preferably designed as a boost converter switching power supplies are used.
  • the object underlying the invention is to provide a device for operating a switched-mode power supply which simply enables reliable operation of the switched mode power supply.
  • the invention is characterized by a device for operating a switched-mode power supply with a switching element and a control unit, in whose control signal a pulse width modulated control signal for the switching element is provided.
  • the device is designed to actively limit a maximum input current of the switched-mode power supply per pulse period of the pulse-width-modulated control signal as a function of a value representative of a supply voltage of the switched-mode power supply.
  • a limitation of a maximum output power per pulse period in particular a mean maximum input power per pulse period given.
  • the device comprises a current-mode control whose control variable represents a reactor current through a choke coil of the switching power supply.
  • the current mode control is designed to set a nominal value of the control variable of the control depending on the supply voltage of the switched-mode power supply. to set the big ones. In this way, the maximum input power can be particularly easily actively limited.
  • the effective value of the throttle current corresponds in particular to the input Ström.
  • the size of the lead is an electrical voltage.
  • the current mode control is designed to adjust the setpoint by means of a non-inverting amplifier with a limited characteristic in cooperation with a first transistor connected as an emitter follower depending on the value representative of the supply voltage of the switched-mode power supply. In this way, it is particularly well to set a starting point for the active limitation of the maximum input current.
  • a second transistor connected as an emitter follower is coupled on the base side to the base of the first transistor and is coupled on the emitter side to the current mode control such that the setpoint can be limited by means of the second transistor.
  • the non-inverting amplifier comprises an operational amplifier whose non-inverting input is coupled via a voltage divider to a voltage potential which is representative of the supply voltage of the switched-mode power supply, that is to say in particular to the supply voltage potential.
  • the voltage divider is assigned a voltage limiter, by means of which a maximum voltage applied to the inverting input is limited. In this way, the point of application of the boundary and the slope of the boundary Setting the maximum input power is particularly good and easy.
  • the representative of the supply voltage of the switching power supply Great is corresponding to an operating condition of the vehicle. In this way, it is possible to use the knowledge that in a given operating state of a vehicle it is more likely that the supply voltage will break in and thus actively limit the maximum input power to reliable operation of the switched-mode power supply.
  • the operating state is the operating state of the engine start. In this operating state, a significant reduction in the supply voltage can be assumed for a particularly high probability.
  • a current output power in such an operating condition is possibly very high, but the average power output is relatively low, especially in view of the still low speed and the associated time-distant control of the consumer, which is associated with the circuit part. This has the consequence that the average required power output does not reach the maximum power output by far.
  • FIG. 1 shows a circuit pruning with a switched-mode power supply for an inductive load
  • FIG. 2 shows a course of a dependence of a supply resistance
  • FIG. 3 a shows a time profile of an output voltage of the switched-mode power supply
  • 3b shows a time profile of a current through a choke coil of the switching power supply
  • FIG. 3c shows a time profile of a voltage dropping across a load inductance
  • FIG. 3d shows a time profile of a current flowing through the load inductance
  • Figure 4 shows a circuit arrangement with the switching power supply and a device for operating the switching power supply
  • Figure 5a and b different signal waveforms.
  • a switched-mode power supply (FIG. 1) is designed, for example, as a boost converter. It is provided on the input side with an input capacitor Cl for stabilizing the supply voltage U_V present on the input side, which is provided by a supply voltage source BAT.
  • the switching power supply can be used for example in a motor vehicle and the supply voltage source BAT can be part of the electrical system of the motor vehicle.
  • a reference potential is denoted by GND.
  • the switching power supply includes a reactor Ll, a switching element TRI, a switching network diode Dl and an output capacitor C2.
  • the output voltage of the switching power supply is designated UA.
  • the operation of the switching power supply is as follows. If this is the switching element TRI turned on, the inductor Ll is connected to the reference potential GND, whereby, driven by the supply voltage U_V, a current flow through the inductor Ll builds.
  • the switching element TRI Upon reaching a predetermined upper current value, the switching element TRI turns off and the diode Dl is turned on, driven by the EMF of the inductor Ll. The stored energy in the inductor Ll then discharges as current flow through the switching network diode Dl to the output capacitor C2, whereby it is charged and the output voltage U_A increases. If the switching element TRI is then switched on again, the inductor current I L rises again through the inductor L1. By a periodic switching on and off of the inductor Ll so energy is pumped from the supply voltage source BAT to the output capacitor C2 until the output voltage U A has a predetermined value, such as 48 volts. When the predetermined value of the output voltage U_A is reached, the switching element TRI can remain switched off or it is only switched on for very short times.
  • the switching power supply is assigned a load inductance L_INJ, which is controlled via a driver DRV, wherein the driver DRV is acted on the input side with the output voltage U A of the switching power supply. If the output power of the switched-mode power supply is taken from the output capacitor C2, driven by the load inductance L_INJ, the output voltage U A drops below the predetermined value of, for example, 48 volts. By appropriate periodic switching on and then switching off the switching element TRI the output capacitor C2, the necessary energy is made available.
  • circuit arrangement according to FIG. 1 also comprises a device for operating the switching network. partly, which is designated by the reference numeral 2 and is explained in more detail with reference to FIG.
  • the driver DRV is preferably designed as a solid bridge and has a first bridge branch in a first Bruckentransis- TBL and a first bridge diode DBL, in a second branch, he has a second bridge diode DB2 and a second bridge transistor TB2.
  • FIG. 3A shows the profile of the output voltage U A plotted over time
  • FIG. 3 b shows an associated profile of the inductor current I_L through the inductor L 1, likewise plotted over time.
  • FIG. 3B shows a time profile of a voltage drop U_LD over the load inductance L_INJ
  • FIG. 3d shows an associated course of a current I_LD through the load inductance L INJ
  • the load inductance L INJ can be designed, for example, as a fluid metering device, and can thus be designed, for example, as a power flow injection valve.
  • the load inductance L INJ is neglected by the voltage drop in the bridge transistors TB1 and TB2 and is applied to the output voltage U_A of the switched-mode power supply. This has the consequence that an increasing current I_LD begins to flow through the load inductance L INJ. If the current I L reaches a predetermined upper limit, for example 22 amperes, then the first bridge transistor TB1 is switched off.
  • the voltage drop U LD across the load inductance L INJ then drops to about -1 volts, until the first bridge diode DBl the current I_L through the load inductance L_INJ then flows through the first bridge diode DBL, which acts as a freewheeling diode, the current slowly a predetermined lower limit of, for example, 18A drops.
  • the first bridge transistor TB1 switches on again, as a result of which the output inductance L INJ again essentially drops the output voltage U_A of the switched-mode power supply and the current I_LD begins to rise again due to the load inductance L_INJ.
  • an average direct current of, for example, 20 A is generated in the load inductance L_INJ, by means of which a required energy is provided for opening the load inductance formed, for example, as a fuel injection valve, and thus a metering of fuel into a combustion chamber of an internal combustion engine can take place.
  • the first and second bridge transistors TBL, TB2 are turned off simultaneously, whereupon the current I LD through the load inductance across the first and second bridge diodes DBL, DB2 in discharges the output capacitor C2 of the switching power supply.
  • a high electrical power is required by the switching power supply, for example 400 watts, during the driving process. This electrical power is removed in the form of short pulses from the switching power supply.
  • the switching power supply must be designed so that it can provide this power output. If such a maximum output power can also be permanently set by the switched-mode power supply, the supply line resistance has to be dimensioned according to the values indicated in FIG. 2, depending on the voltage supplied by the supply voltage source BAT.
  • the input power of the switched-mode power supply corresponds to the product of the is the supply voltage U_V applied to the input and the current IL flowing through the choke coil Ll.
  • this then has the consequence that the internal resistance of the supply line from the supply voltage source BAT to the input of the switching power supply plays an increasingly not negligible role and thus a suitable dimensioning of the respective line cross-section, as exemplified in Figure 2 is required.
  • the switching power supply (FIG. 4) is assigned the device 2 for operating the switched-mode power supply, which comprises a control unit CTLR and the adaptation unit ADJ.
  • the control unit CTLR is designed to provide a control signal SG with pulse width modulation for the switching element TRI.
  • the switching element TRI is preferably designed as a transistor.
  • the control unit CTLR comprises a first voltage divider, which is formed by resistors Ria and RIb, at which the output voltage U_A drops.
  • the first voltage divider has a first voltage divider tap PT1, the potential applied to the first voltage divider tap PT1 forming an actual value for a first controller comprising a first operational amplifier OP1.
  • a setpoint REF_V is predetermined, which is suitably predetermined, for example, that in the presence of the desired value of the output voltage U A, the setpoint is equal to the actual value.
  • the desired value REF_V of the first regulator is preferably fed to a noninverting input of the first operational amplifier OP1.
  • the first operational amplifier OP1 acts on a second voltage divider which is formed by resistors R2al, R2a2 on the one hand and R2b on the other hand.
  • a second voltage divider tap PT2 the latter is electrically conductively coupled to a second regulator, and the voltage potential applied to the second voltage divider tap PT2 forms a desired value REF I for the second regulator.
  • a third voltage divider is formed by the resistors R2al on the one hand and R2a2, R2b on the other hand. That at one third potential divider tap PT3 potential applied forms a limit value LIMIT.
  • the second controller preferably comprises a voltage comparator KOMP.
  • the voltage comparator KOMP is preferably electrically conductively coupled via an inverting input to the second voltage divider tap PT2, and thus the nominal value REF_I of the second regulator is applied to it.
  • the switched-mode power supply comprises a current measuring resistor RSENS, which is preferably of low resistance and can be, for example, a shunt resistor.
  • a voltage drop across the current sense resistor RSENS thus forms an actual value of the second regulator and is guided in the present exemplary embodiment at the noninverting input of the voltage comparator KOMP.
  • the voltage comparator COMP is coupled to a flip-flop FF, which is preferably designed as a D flip-flop.
  • the flip-flop FF is further associated with a clock generator TG, which periodically resets the flip-flop FF whereupon the switching element TRI is applied to the control signal SG so that the switching element TRI turns on and thus the inductor Ll electrically connected to the current sense resistor RSENS.
  • This has the consequence that the inductor current IL increases through the inductor Ll and also the actual value of the second controller increases.
  • the output of the voltage comparator KOMP which acts as a comparator, switches to a high voltage level and clocks the flip-flop FF, whereupon its inverting output jumps to a low voltage level and thus through the generated control signal SG turns off the switching element TRI.
  • the switching element TRI then remains switched off until the clock generator TG Flip-flop FF resets and thus the switching element TRI is turned on again.
  • the control unit is thus part of a current mode control whose closed loop is closed by the switching power supply.
  • the adaptation unit ADJ is designed to adapt the desired value REF_I of the second controller, specifically as a function of a value representative of the supply voltage of the switched-mode power supply.
  • This representative quantity may for example be the supply voltage U V itself. However, it can additionally or exclusively be predetermined by an operating state of a vehicle to which the load inductance L INJ can be assigned.
  • the adaptation unit ADJ can be subjected to different voltage potentials, depending on which operating state the vehicle has just assumed. For example, when starting an engine of a motor vehicle, a reduction of the maximum input power of the switching power supply should be effected. This is based on the knowledge that just in time for a start of the internal combustion engine regularly the supply voltage U V has a relatively large slump. However, due to the still relatively low rotational speed in such operating states, the average input power required, for example, by way of a work cycle, is relatively low due to the crankshaft angle-related driving of the load inductance L INJ.
  • the adaptation unit ADJ comprises a fourth voltage divider which is formed by resistors R1, R2 and R3. About the resistors Rl, R2 and R3 drops the voltage applied to the matching unit ADJ input voltage, so in particular the supply voltage U_V.
  • the operating supply voltage VCC can be, for example, five volts and thus the maximum voltage applied to the fourth voltage divider tap PT4 can be limited to approximately 5.7 volts.
  • the filter capacitor CL3 filters out disturbing signals.
  • a fifth voltage divider is formed by the resistors R2 and R3, which has a fifth voltage divider tap PT5 whose potential is guided to a non-inverting input of the third operational amplifier OP3.
  • a sixth voltage divider which is formed by resistors R4 and R5
  • a further reference voltage is generated at a fifth voltage divider tap PT6 depending on the operating supply voltage VCC.
  • the gain of the third operational amplifier OP3 operating as a non-inverting amplifier with a limited characteristic is set by means of the negative feedback of resistors R6 and R7 and a first transistor T1.
  • the first transistor Tl is connected so that it is operated as emitter follower. Further, a second transistor T2 is provided, which is also connected as an emitter follower and the base side is coupled to the base of the first transistor Tl, and emitter side is coupled to the potential of the third voltage divider having the limiting value LIMIT.
  • the resistor R8 ensures that the output of the third operational amplifier OP3 can safely reach the reference potential GND.
  • the first and the second transistor Tl, T2 are the same size and have the same temperature behavior, whereby temperature influences are largely eliminated by compensating the temperature-dependent base-emitter voltage of the second transistor T2 by the compensation of the base-emitter Voltage of the first transistor Tl.
  • the resistors R2al and R2a2 are predetermined so that the output of the operational amplifier OPl can not be loaded unduly and on the other hand, the output voltage range of T2 is adapted to the voltage range of the current sense resistor RSENS. It has proved to be advantageous if the resistors R2al, R2a2 have somewhat the same values.
  • the operation of the adaptation unit ADJ is explained in more detail below. If the limiting value LIMIT is smaller than the voltage at a node K1 via which the first transistor T1 is connected on the emitter side to the resistor R7, then the base-emitter diode of the second transistor T2 blocks and no current flows through the second transistor T2, with the Result that the setpoint REF I is not affected by the second transistor T2.
  • the adaptation unit ADJ is dimensioned for this purpose, for example, so that this is the case for the voltage applied to the input side of the matching unit of less than 9 volts.
  • limiting value LIMIT exceeds the voltage at node K1
  • second transistor T2 becomes conductive and limits limiting value LIMIT and thus also the value of setpoint REF_I. This is then the case, for example, for a voltage of large 9 volts applied to the input of the matching unit.
  • the mode of operation of the adaptation unit ADJ is such that, as the value of the voltage applied to its input decreases, a greater limitation of the loading is achieved. limit LIMIT and thus a stronger limitation of the setpoint REF_I.
  • the second voltage divider tap point PT2 may be electrically conductively coupled to the anode of the first or second auxiliary diode D3 or D4.
  • FIGS. 5a and 5b different voltages of the adaptation unit ADJ are shown as a function of the voltages present at their input, that is to say in particular of the supply voltage U_V.
  • Sl designates the course of the voltage which is applied to the fourth voltage divider tap PT4 and thus applied to the non-inverting input of the third operational amplifier OP3.
  • S2 denotes the voltage applied to the emitter of the second transistor T2 and thus the limiting value LIMIT in its course.
  • S3 denotes the voltage applied to the anode of the first or second auxiliary diode D3, D4.
  • FIG. 5b shows the curve S4 of a maximum switch-off current, in which the switching element TRI is switched off in each case and thus represents the maximum current through the choke coil L1.
  • the starting point of the active limit of the maximum current flowing through the inductor Dl current can be suitably specified and thus the limitation of the maximum input power of the switching power supply per pulse period of the pulse width modulated control signal suitably active be limited.
  • the adaptation unit ADJ can also be attached particularly easily to control units designed as integrated circuits. This makes it particularly versatile.

Abstract

The invention relates to a switched-mode power supply comprising a switching element (TR1). A device (2) for operating the switched-mode power supply comprises a control unit (CTLR), the actuating signal of which is a pulse-width modulated control signal (SG) for the switching element (TR1). The device is designed to actively limit a maximum power input of the switched-mode power supply for each pulse period of the pulse-width modulated control signal (SG) in conjunction with a variable that is representative of a supply voltage (U_V) of the switched-mode power supply.

Description

Beschreibungdescription
Vorrichtung zum Betreiben eines SchaltnetzteilsDevice for operating a switching power supply
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Betreiben eines Schaltnetzteils. Schaltnetzteile finden vielfaltigen Einsatz. Sie werden eingesetzt, um eine gegenüber einer Versorgungsspannung höhere oder auch niedrigere Betriebsspannung zu erzeugen. Im Vergleich zu analog geregelten Netzteilen zeichnen sich Schaltnetzteile dadurch aus, dass sie Wirkungsgrade von etwa 70 bis 95 % erreichen. Dies fuhrt nur zu geringer Erwärmung und verbunden damit zu hoher Zuverlässigkeit. Zudem fuhrt die regelmäßig hohe Taktfrequenz, mit der sie betrieben werden, zu kleiner Bauteilgroße und relativ geringem Gewicht.The invention relates to a device for operating a switched-mode power supply. Switching power supplies find a variety of uses. They are used to generate a higher or lower operating voltage than a supply voltage. Compared to analog regulated power supplies, switch mode power supplies are characterized by efficiencies of around 70 to 95%. This leads only to low heating and thus connected to high reliability. In addition, the regularly high clock frequency with which they are operated leads to small component size and relatively low weight.
Schaltnetzteile weisen ein Schaltelement auf, unterstutzt durch das Energieportionen mit einer hohen Taktfrequenz aus einer Versorgungsspannungsquelle entnommen werden. Übliche Taktfrequenzen liegen je nach Leistung zwischen 20 und 300 kHz. Das Verhältnis zwischen Einschalt- und Ausschaltzeit des Schaltgliedes bestimmt den mittleren Energiefluss . Ausgang- seitig ist grundsatzlich ein Tiefpass angeordnet, der den diskontinuierlichen Energiefluss glättet.Switching power supplies have a switching element, supported by the energy portions are taken at a high clock frequency from a supply voltage source. Usual clock frequencies are between 20 and 300 kHz depending on the power. The ratio between the switch-on and switch-off time of the switching element determines the average energy flow. On the output side, a low-pass filter is basically arranged, which smoothes the discontinuous energy flow.
Es existieren sekundär und primär geschaltete getaktete Schaltnetzteile. Sekundär getaktete Schaltnetzteile weisen keine galvanische Trennung zwischen Eingang und Ausgang auf. Primär getaktete Schaltnetzteile bieten eine galvanische Trennung zwischen Eingang und Ausgang. Ihre Schaltelemente arbeiten auf der Primarseite des Transformators. Ferner wird bezuglich der Schaltnetzteile zwischen Sperr-, Durchfluss- und Resonanzwandlern unterschieden. Sperrwandler übertragen die Energie von der Primarseite zu der Sekundarseite wahrend der Sperrphase der Schaltelemente. Durchflusswandler übertragen die Energie wahrend der Leitendphase der Schaltelemente. Resonanzwandler benutzen einen Schwingkreis, um die Schaltelemente im Strom- oder Nulldurchgang schalten zu lassen, um auf diese Weise die Belastung der Halbleiter wahrend des Schaltvorganges zu reduzieren. Schaltnetzteile können so ausgebildet sein beispielsweise als Abwartswandler, Aufwarts- wandler, invertierender Wandler, Sperrwandler, Eintakt- Durchflusswandler, Halbbrucken-Durchflusswandler, Vollbru- cken-Gegentaktwandler, Halbbrucken-Gegentaktwandler, Gegen- taktwandler mit Parallelspeisung und Gegentakt- Resonanzwandler .There are secondary and primary switched switched mode power supplies. Secondarily clocked switching power supplies have no galvanic isolation between input and output. Primary switched mode power supplies provide galvanic isolation between input and output. Their switching elements work on the primary side of the transformer. Furthermore, a distinction is made between switched-mode power supplies and blocking, flow and resonance converters. Flyback converters transfer the energy from the primary side to the secondary side during the blocking phase of the switching elements. Forward transformers transmit the energy during the conductive phase of the switching elements. Resonance converters use a resonant circuit to switch the switching elements in current or zero crossing in this way to reduce the load on the semiconductor during the switching process. Switched-mode power supplies may be designed, for example, as a down converter, up-converter, inverting converter, flyback converter, single-ended forward converter, half-bridge forward converter, full-bridge push-pull converter, half-bridge push-pull converter, parallel mode parallel-mode converter and push-pull resonant converter.
Schaltnetzteile werden so auch eingesetzt zum Erzeugen einer geeigneten Betriebsspannung für Fluidzumessvorrichtungen, wie sie beispielsweise in Form von Kraftstoffeinspritzventilen in Kraftfahrzeugen eingesetzt werden. Insbesondere im Zusammenhang mit dem Einsatz der Einspritzventile bei Lastkraftwagen, aber grundsatzlich auch bei PKW, wird in der Regel eine höhere Spannung als die vom Bordnetz verfugbaren 12 V benotigt, so z.B. 48 V. In diesem Zusammenhang werden bevorzugt als Hochsetzsteller ausgebildete Schaltnetzteile eingesetzt.Switching power supplies are also used to generate a suitable operating voltage for Fluidzumessvorrichtungen, such as those used in the form of fuel injection valves in motor vehicles. In particular, in connection with the use of injection valves in trucks, but in principle also in cars, a higher voltage than the available from the electrical system 12 V is usually required, such. 48 V. In this context, preferably designed as a boost converter switching power supplies are used.
Die Aufgabe, die der Erfindung zugrunde liegt, ist es eine Vorrichtung zum Betreiben eines Schaltnetzteils zu schaffen, die einfach einen zuverlässigen Betrieb des Schaltnetzteils ermöglicht .The object underlying the invention is to provide a device for operating a switched-mode power supply which simply enables reliable operation of the switched mode power supply.
Die Aufgabe wird gelost durch die Merkmale des unabhängigen Patentanspruchs . Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteranspruchen gekennzeichnet.The object is achieved by the features of the independent claim. Advantageous embodiments of the invention are characterized in the subclaims.
Die Erfindung zeichnet sich aus durch eine Vorrichtung zum Betreiben eines Schaltnetzteils mit einem Schaltelement und einer Regeleinheit, in deren Stellsignal ein pulsbreitenmodu- liertes Steuersignal für das Schaltelement ist. Die Vorrichtung ist dazu ausgebildet einen maximalen Eingangsstrom des Schaltnetzteils pro Pulsperiode des pulsbreitenmodulierten Steuersignals abhangig von einer für eine Versorgungsspannung des Schaltnetzteils repräsentativen Große aktiv zu begrenzen. Insofern ist dadurch eine Begrenzung einer maximalen Ein- gangsleistung pro Pulsperiode, insbesondere einer mittleren maximalen Eingangsleistung pro Pulsperiode, gegeben. Durch das aktive Begrenzen des maximalen Eingangsstroms des Schaltnetzteils pro Pulsperiode erfolgt ein Eingriff in die Pulsbreitenmodulation, insbesondere durch eine zusatzliche Schaltungsanordnung. Durch das aktive Begrenzen kann geeignet der maximale Eingangsstrom des Schaltnetzteils pro Pulsperiode so vorgegeben werden, dass auch bei einem vorgegebenen Abfall einer dem Schaltnetzteil eingangsseitig bestimmungsgemäß zur Verfugung gestellten Versorgungsspannung weiterhin ein zuverlässiger Betrieb des Schaltnetzteils gewahrleistet werden kann .The invention is characterized by a device for operating a switched-mode power supply with a switching element and a control unit, in whose control signal a pulse width modulated control signal for the switching element is provided. The device is designed to actively limit a maximum input current of the switched-mode power supply per pulse period of the pulse-width-modulated control signal as a function of a value representative of a supply voltage of the switched-mode power supply. In this respect, a limitation of a maximum output power per pulse period, in particular a mean maximum input power per pulse period given. By actively limiting the maximum input current of the switched-mode power supply per pulse period, an intervention takes place in the pulse width modulation, in particular by an additional circuit arrangement. Due to active limiting, the maximum input current of the switched-mode power supply per pulse period can be suitably set such that reliable operation of the switched-mode power supply can be ensured even if the supply voltage supplied to the switching power supply as intended is provided for a predetermined drop.
Durch das Begrenzen des maximalen Eingangsstroms kann so verhindert werden, dass bei abnehmender Versorgungsspannung aufgrund des dann höheren Strombedarfs ein Spannungsabfall in einem Innenwiderstand der Zuleitung zu dem Schaltnetzteil so hoch wird, dass zum Erreichen der grundsatzlich möglichen maximalen Ausgangsleistung des Schaltnetzteils weiter ein Anstieg des Stromes in der Zuleitung zu dem Schaltnetzteil erforderlich wird mit der Folge eines zunehmenden Spannungsabfalls über dem Innenwiderstand, was letztlich zu einem Ausfall des Schaltnetzteils fuhrt.By limiting the maximum input current can be prevented so that with decreasing supply voltage due to the then higher power demand, a voltage drop in an internal resistance of the supply line to the switching power supply is so high that to achieve the maximum possible output power of the switching power supply further increases the current in the supply line to the switching power supply is required with the result of an increasing voltage drop across the internal resistance, which ultimately leads to a failure of the switching power supply.
Dies kann besonders einfach und wirksam durch das aktive Begrenzen des maximalen Eingangsstroms des Schaltnetzteils pro Pulsperiode des pulsbreitenmodulierten Steuersignals verhindert werden uns so ein zuverlässiger Betrieb des Schaltnetzteils auch bei sinkender Versorgungsspannung gewahrleistet werden .This can be particularly easily and effectively prevented by actively limiting the maximum input current of the switching power supply per pulse period of the pulse width modulated control signal us so a reliable operation of the switching power supply even with decreasing supply voltage can be ensured.
Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung umfasst die Vorrichtung eine Strom-Modus Regelung, deren Regelgroße einen Drosselspulenstrom durch eine Drosselspule des Schaltnetzteils repräsentiert. Die Strom-Modus Regelung ist dazu ausgebildet einen Sollwert der Fuhrungsgroße der Regelung abhangig von der für die Versorgungsspannung des Schaltnetzteils reprasen- tativen Große einzustellen. Auf diese Weise kann die maximale Eingangsleistung besonders einfach aktiv begrenzt werden. Der Effektivwert des Drosselstroms entspricht insbesondere dem Eingangs ström.According to an advantageous embodiment, the device comprises a current-mode control whose control variable represents a reactor current through a choke coil of the switching power supply. The current mode control is designed to set a nominal value of the control variable of the control depending on the supply voltage of the switched-mode power supply. to set the big ones. In this way, the maximum input power can be particularly easily actively limited. The effective value of the throttle current corresponds in particular to the input Ström.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung ist die Fuh- rungsgroße eine elektrische Spannung. Die Strom-Modus Regelung ist dazu ausgebildet den Sollwert mittels eines nicht- invertierenden Verstärkers mit begrenzter Kennlinie im Zusammenwirken mit einem als Emitterfolger verschalteten ersten Transistor abhangig von der für die Versorgungsspannung des Schaltnetzteils repräsentativen Große anzupassen. Auf diese Weise lasst sich besonders gut ein Einsatzpunkt zur aktiven Begrenzung des maximalen Eingangsstroms einstellen.According to a further advantageous refinement, the size of the lead is an electrical voltage. The current mode control is designed to adjust the setpoint by means of a non-inverting amplifier with a limited characteristic in cooperation with a first transistor connected as an emitter follower depending on the value representative of the supply voltage of the switched-mode power supply. In this way, it is particularly well to set a starting point for the active limitation of the maximum input current.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung ist ein zweiter als Emitterfolger verschalteter Transistor basissei- tig mit der Basis des ersten Transistors gekoppelt und emit- terseitig so mit der Strom-Modus-Regelung gekoppelt, dass mittels des zweiten Transistors der Sollwert begrenzbar ist. Auf diese Weise ist eine sehr genaue Einstellung des Einsatzpunktes der Begrenzung möglich, da die temperaturabhangige Basis-Emitter-Spannung des zweiten Transistors weitgehend durch die Basis-Emitter-Spannung des ersten Transistors kompensiert werden kann.According to a further advantageous embodiment, a second transistor connected as an emitter follower is coupled on the base side to the base of the first transistor and is coupled on the emitter side to the current mode control such that the setpoint can be limited by means of the second transistor. In this way, a very accurate adjustment of the point of use of the limitation is possible because the temperature-dependent base-emitter voltage of the second transistor can be largely compensated by the base-emitter voltage of the first transistor.
Gemäß einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung umfasst der nichtinvertierende Verstarker einen Operationsverstärker, dessen nichtinvertierender Eingang über einen Spannungsteiler mit einem Spannungspotential, das für die Versorgungsspannung des Schaltnetzteils repräsentativ ist, gekoppelt ist, also insbesondere dem Versorgungsspannungspotential .According to a further advantageous embodiment, the non-inverting amplifier comprises an operational amplifier whose non-inverting input is coupled via a voltage divider to a voltage potential which is representative of the supply voltage of the switched-mode power supply, that is to say in particular to the supply voltage potential.
Dem Spannungsteiler ist ein Spannungsbegrenzer zugeordnet, mittels dessen eine maximal an dem invertierenden Eingang anliegende Spannung begrenzt wird. Auf diese Weise lassen sich der Einsatzpunkt der Begrenzung und die Steigung der Begren- zung der maximalen Eingangsleistung besonders gut und einfach einstellen .The voltage divider is assigned a voltage limiter, by means of which a maximum voltage applied to the inverting input is limited. In this way, the point of application of the boundary and the slope of the boundary Setting the maximum input power is particularly good and easy.
Bei einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung ist die für die Versorgungsspannung des Schaltnetzteils repräsentative Große korrespondierend zu einem Betriebszustand des Fahrzeuges . Auf diese Weise kann die Erkenntnis genutzt werden, dass in vorgegebenen Betriebszustanden eines Fahrzeugs mit höherer Wahrscheinlichkeit ein Einbruch der Versorgungsspannung stattfindet und somit ein aktives Begrenzen der maximalen Eingangsleistung zu einem zuverlässigen Betrieb des Schaltnetzteils beitragt.In a further advantageous embodiment, the representative of the supply voltage of the switching power supply Great is corresponding to an operating condition of the vehicle. In this way, it is possible to use the knowledge that in a given operating state of a vehicle it is more likely that the supply voltage will break in and thus actively limit the maximum input power to reliable operation of the switched-mode power supply.
In diesem Zusammenhang ist es besonders vorteilhaft, wenn der Betriebszustand der Betriebszustand des Motorstarts ist. In diesem Betriebszustand ist für eine besonders hohe Wahrscheinlichkeit von einem deutlichen Verringern der Versorgungsspannung auszugehen. Darüber hinaus ist zwar eine momentan abzugebende Abgabeleistung in einem derartigen Betriebszustand gegebenenfalls sehr hoch, jedoch die mittlere Abgabeleistung relativ gering, insbesondere im Hinblick auf die noch geringe Drehzahl und die damit einhergehenden zeitlich langer beabstandeten Ansteuerungen des Verbrauchers, der dem Schaltungsteil zugeordnet ist. Dies hat dann zur Folge, dass die mittlere benotigte Abgabeleistung bei weitem nicht die maximale Abgabeleistung erreicht.In this connection, it is particularly advantageous if the operating state is the operating state of the engine start. In this operating state, a significant reduction in the supply voltage can be assumed for a particularly high probability. In addition, while a current output power in such an operating condition is possibly very high, but the average power output is relatively low, especially in view of the still low speed and the associated time-distant control of the consumer, which is associated with the circuit part. This has the consequence that the average required power output does not reach the maximum power output by far.
Ausfuhrungsbeispiele der Erfindung sind im Folgenden anhand der schematischen Zeichnungen naher erläutert. Es zeigen:Exemplary embodiments of the invention are explained in more detail below with reference to the schematic drawings. Show it:
Figur 1 eine Schaltungsanrodung mit einem Schaltnetzteil für einen induktiven Verbraucher,FIG. 1 shows a circuit pruning with a switched-mode power supply for an inductive load,
Figur 2 einen Verlauf einer Abhängigkeit eines Zuleitungswiderstandes, Figur 3a einen zeitlichen Verlauf einer Ausgangsspannung des Schaltnetzteils,FIG. 2 shows a course of a dependence of a supply resistance, FIG. 3 a shows a time profile of an output voltage of the switched-mode power supply,
Figur 3b einen zeitlichen Verlauf eines Stroms durch eine Drosselspule des Schaltnetzteils,3b shows a time profile of a current through a choke coil of the switching power supply,
Figur 3c einen zeitlichen Verlauf einer Spannung, die über einer Lastinduktivitat abfallt,FIG. 3c shows a time profile of a voltage dropping across a load inductance,
Figur 3d einen zeitlichen Verlauf eines Stroms, der durch die Lastinduktivitat fließt,FIG. 3d shows a time profile of a current flowing through the load inductance,
Figur 4 eine Schaltungsanordung mit dem Schaltnetzteil und einer Vorrichtung zum Betreiben des Schaltnetzteils, undFigure 4 shows a circuit arrangement with the switching power supply and a device for operating the switching power supply, and
Figur 5a und b verschiedene Signalverlaufe.Figure 5a and b different signal waveforms.
Elemente gleicher Konstruktion oder Funktion sind figuren- ubergreifend mit dem gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet.Elements of the same construction or function are marked across the figures with the same reference number.
Ein Schaltnetzteil (Figur 1) ist beispielsweise als Hochsetz- steller ausgebildet. Es ist eingangsseitig mit einem Eingangskondensator Cl versehen zum Stabilisieren der eingangsseitig anliegenden Versorgungsspannung U_V, die von einer Versorgungsspannungsquelle BAT zur Verfugung gestellt wird.A switched-mode power supply (FIG. 1) is designed, for example, as a boost converter. It is provided on the input side with an input capacitor Cl for stabilizing the supply voltage U_V present on the input side, which is provided by a supply voltage source BAT.
Das Schaltnetzteil kann beispielsweise in einem Kraftfahrzeug eingesetzt sein und die Versorgungsspannungsquelle BAT kann Bestandteil des Bordnetzes des Kraftfahrzeuges sein. Ein Bezugspotential ist mit GND bezeichnet.The switching power supply can be used for example in a motor vehicle and the supply voltage source BAT can be part of the electrical system of the motor vehicle. A reference potential is denoted by GND.
Das Schaltnetzteil umfasst eine Drosselspule Ll, ein Schaltelement TRI, eine Schaltnetzteildiode Dl und einen Ausgangskondensator C2. Die Ausgangsspannung des Schaltnetzteils ist mit U A bezeichnet. Die Funktionsweise des Schaltnetzteils ist wie folgt. Wird das das Schaltelement TRI eingeschaltet, so wird die Drosselspule Ll mit dem Bezugspotential GND verbunden, wodurch sich, getrieben durch die Versorgungsspannung U_V, ein Stromfluss durch die Drosselspule Ll aufbaut.The switching power supply includes a reactor Ll, a switching element TRI, a switching network diode Dl and an output capacitor C2. The output voltage of the switching power supply is designated UA. The operation of the switching power supply is as follows. If this is the switching element TRI turned on, the inductor Ll is connected to the reference potential GND, whereby, driven by the supply voltage U_V, a current flow through the inductor Ll builds.
Bei Erreichen eines vorgegebenen oberen Stromwertes schaltet das Schaltelement TRI aus und die Diode Dl wird leitend, getrieben durch die EMK der Drosselspule Ll. Die in der Drosselspule Ll gespeicherte Energie entladt sich dann als Stromfluss durch die Schaltnetzteildiode Dl zu dem Ausgangskondensator C2, wodurch dieser geladen wird und die Ausgangsspannung U_A steigt. Erfolgt nun ein erneutes Einschalten des Schaltelements TRI, so steigt der Drosselspulenstrom I L durch die Drosselspule Ll wieder. Durch ein periodisches Ein- und Ausschalten der Drosselspule Ll wird so Energie von der Versorgungsspannungsquelle BAT zu dem Ausgangskondensator C2 gepumpt, bis die Ausgangsspannung U A einen vorgegebenen Wert, so zum Beispiel 48 Volt aufweist. Wenn der vorgegebene Wert der Ausgangsspannung U_A erreicht ist, kann das Schaltelement TRI ausgeschaltet bleiben oder es wird nur noch für sehr kurze Zeiten eingeschaltet.Upon reaching a predetermined upper current value, the switching element TRI turns off and the diode Dl is turned on, driven by the EMF of the inductor Ll. The stored energy in the inductor Ll then discharges as current flow through the switching network diode Dl to the output capacitor C2, whereby it is charged and the output voltage U_A increases. If the switching element TRI is then switched on again, the inductor current I L rises again through the inductor L1. By a periodic switching on and off of the inductor Ll so energy is pumped from the supply voltage source BAT to the output capacitor C2 until the output voltage U A has a predetermined value, such as 48 volts. When the predetermined value of the output voltage U_A is reached, the switching element TRI can remain switched off or it is only switched on for very short times.
Dem Schaltnetzteil ist eine Lastinduktivitat L_INJ zugeordnet, die über einen Treiber DRV angesteuert wird, wobei der Treiber DRV eingangsseitig mit der Ausgangsspannung U A des Schaltnetzteils beaufschlagt wird. Wird dem Schaltnetzteil ausgangsseitig Energie entnommen und zwar somit dem Ausgangskondensator C2, getrieben durch die Lastinduktivitat L_INJ, so sinkt die Ausgangsspannung U A unter den vorgegebenen Wert von zum Beispiel 48 Volt. Durch entsprechendes periodisches Einschalten und anschließendes Abschalten des Schaltelements TRI wird den Ausgangskondensator C2 die notwendige Energie zur Verfugung gestellt.The switching power supply is assigned a load inductance L_INJ, which is controlled via a driver DRV, wherein the driver DRV is acted on the input side with the output voltage U A of the switching power supply. If the output power of the switched-mode power supply is taken from the output capacitor C2, driven by the load inductance L_INJ, the output voltage U A drops below the predetermined value of, for example, 48 volts. By appropriate periodic switching on and then switching off the switching element TRI the output capacitor C2, the necessary energy is made available.
Darüber hinaus umfasst die Schaltungsanordnung gemäß der Figur 1 auch eine Vorrichtung zum Betreiben des Schaltnetz- teils, die mit dem Bezugszeichen 2 bezeichnet ist und naher anhand der Figur 4 erläutert ist.In addition, the circuit arrangement according to FIG. 1 also comprises a device for operating the switching network. partly, which is designated by the reference numeral 2 and is explained in more detail with reference to FIG.
Der Treiber DRV ist bevorzugt als Vollbrucke ausgebildet und hat in einem ersten Bruckenzweig einen ersten Bruckentransis- tor TBl und eine erste Bruckendiode DBl, in einem zweiten Zweig hat er eine zweite Bruckendiode DB2 und einen zweiten Bruckentransistor TB2.The driver DRV is preferably designed as a solid bridge and has a first bridge branch in a first Bruckentransis- TBL and a first bridge diode DBL, in a second branch, he has a second bridge diode DB2 and a second bridge transistor TB2.
Figur 3A zeigt den Verlauf der Ausgangsspannung U A aufgetragen über die Zeit und Figur 3b einen zugeordneten Verlauf des Drosselstromes I_L durch die Drosselspule Ll ebenfalls aufgetragen über die Zeit.FIG. 3A shows the profile of the output voltage U A plotted over time, and FIG. 3 b shows an associated profile of the inductor current I_L through the inductor L 1, likewise plotted over time.
Figur 3B zeigt einen zeitlichen Verlauf eines Spannungsabfalls U_LD über der Lastinduktivitat L_INJ und Figur 3d einen zugeordneten Verlauf eines Stroms I_LD durch die Lastinduktivitat L INJ. Die Lastinduktivitat L INJ kann beispielsweise als eine Fluiddosiervorrichtung ausgebildet sein, und kann so beispielsweise als Kraftstromeinspritzventil ausgebildet sein. Durch das Einschalten der Bruckentransistoren TBl und TB2 wird die Lastinduktivitat L INJ unter Vernachlässigung von Spannungsabfall in den Bruckentransistoren TBl und TB2 mit der Ausgangsspannung U_A des Schaltnetzteils beaufschlagt. Dies hat zur Folge, dass ein zunehmender Strom I_LD durch die Lastinduktivitat L INJ zu fließen beginnt. Erreicht der Strom I L einen vorgegebenen oberen Grenzwert, beispielsweise 22 Ampere, so wird der erste Bruckentransistor TBl ausgeschaltet .FIG. 3B shows a time profile of a voltage drop U_LD over the load inductance L_INJ, and FIG. 3d shows an associated course of a current I_LD through the load inductance L INJ. The load inductance L INJ can be designed, for example, as a fluid metering device, and can thus be designed, for example, as a power flow injection valve. By switching on the bridge transistors TB1 and TB2, the load inductance L INJ is neglected by the voltage drop in the bridge transistors TB1 and TB2 and is applied to the output voltage U_A of the switched-mode power supply. This has the consequence that an increasing current I_LD begins to flow through the load inductance L INJ. If the current I L reaches a predetermined upper limit, for example 22 amperes, then the first bridge transistor TB1 is switched off.
Der Spannungsabfall U LD über der Lastinduktivitat L INJ sinkt dann auf circa -1 Volt, bis die erste Bruckendiode DBl der Strom I_L durch die Lastinduktivitat L_INJ fließt dann weiter durch die erste Bruckendiode DBl, die als Freilaufdio- de wirkt, wobei der Strom langsam auf eine vorgegebenen unteren Grenzwert von beispielsweise 18 A absinkt. Bei Erreichen des unteren vorgegebenen Grenzwertes schaltet der erste Bruckentransistor TBl wieder ein, wodurch über der Lastinduktivitat L INJ wieder im Wesentlichen die Ausgangsspannung U_A des Schaltnetzteils abfallt und der Strom I_LD durch die Lastinduktivitat L_INJ erneut zu steigen beginnt.The voltage drop U LD across the load inductance L INJ then drops to about -1 volts, until the first bridge diode DBl the current I_L through the load inductance L_INJ then flows through the first bridge diode DBL, which acts as a freewheeling diode, the current slowly a predetermined lower limit of, for example, 18A drops. When the lower predetermined limit value is reached, the first bridge transistor TB1 switches on again, as a result of which the output inductance L INJ again essentially drops the output voltage U_A of the switched-mode power supply and the current I_LD begins to rise again due to the load inductance L_INJ.
Auf diese Weise wird ein gemittelter Gleichstrom von beispielsweise 20 A in der Lastinduktivitat L_INJ erzeugt, mittels dessen eine benotigte Energie zum Offnen der beispielsweise als Kraftstoffeinspritzventil ausbildeten Lastinduktivitat bereitgestellt wird und so ein Zumessen von Kraftstoff in einen Brennraum einer Brennkraftmaschine erfolgen kann.In this way, an average direct current of, for example, 20 A is generated in the load inductance L_INJ, by means of which a required energy is provided for opening the load inductance formed, for example, as a fuel injection valve, and thus a metering of fuel into a combustion chamber of an internal combustion engine can take place.
Zum Beenden eines derartigen Ansteuervorgangs, was im Falle eines Kraftstoffeinspritzventils zum Beenden eines Zumessvorgangs von Kraftstoff erfolgt, werden die ersten und zweiten Bruckentransistoren TBl, TB2 gleichzeitig ausgeschaltet, worauf sich der Strom I LD durch die Lastinduktivitat über die ersten und zweiten Bruckendioden DBl, DB2 in den Ausgangskondensator C2 des Schaltnetzteils entladt.To end such a driving operation, which is in the case of a fuel injection valve for terminating a Zumessvorgangs of fuel, the first and second bridge transistors TBL, TB2 are turned off simultaneously, whereupon the current I LD through the load inductance across the first and second bridge diodes DBL, DB2 in discharges the output capacitor C2 of the switching power supply.
Zum Durchfuhren eines derartigen Ansteuervorgangs bei der Lastinduktivitat L INJ wird wahrend des Ansteuervorgangs eine hohe elektrische Leistung von dem Schaltnetzteil benotigt, zum Beispiel 400 Watt. Diese elektrische Leistung wird in Form kurzer Pulse aus dem Schaltnetzteil entnommen.For carrying out such a driving operation in the load inductance L INJ, a high electrical power is required by the switching power supply, for example 400 watts, during the driving process. This electrical power is removed in the form of short pulses from the switching power supply.
Das Schaltnetzteil muss so ausgebildet sein, dass es diese Abgabeleistung bereitstellen kann. Soll eine derartige maximale Abgabeleistung auch dauerhaft durch das Schaltnetzteil zur Verfugung stellbar sein, so ist in Abhängigkeit von der von der Versorgungsspannungsquelle BAT zur Verfugung gestellten Spannung der Zuleitungswiderstand entsprechend der in der Figur 2 angegebenen Werte zu dimensionieren.The switching power supply must be designed so that it can provide this power output. If such a maximum output power can also be permanently set by the switched-mode power supply, the supply line resistance has to be dimensioned according to the values indicated in FIG. 2, depending on the voltage supplied by the supply voltage source BAT.
In diesem Zusammenhang sei darauf hingewiesen, dass die Eingangsleistung des Schaltnetzteils dem Produkt aus der an sei- nem Eingang anliegenden Versorgungsspannung U_V und des durch die Drosselspule Ll fließenden Stroms I L ist. Je niedriger die tatsachliche Versorgungsspannung U_V ist, desto hoher muss entsprechend der Strom I_L durch die Spul im Mittel sein. Dies hat dann jedoch zur Folge, dass der Innenwiderstand der Zufuhrleitung von der Versorgungsspannungsquelle BAT zu dem Eingang des Schaltnetzteils eine zunehmend nicht mehr zu vernachlässigende Rolle spielt und somit eine geeignete Dimensionierung des jeweiligen Leitungsquerschnittes, wie beispielhaft in der Figur 2 angegeben erforderlich ist.In this context, it should be noted that the input power of the switched-mode power supply corresponds to the product of the is the supply voltage U_V applied to the input and the current IL flowing through the choke coil Ll. The lower the actual supply voltage U_V is, the higher must be correspondingly the current I_L through the coil on average. However, this then has the consequence that the internal resistance of the supply line from the supply voltage source BAT to the input of the switching power supply plays an increasingly not negligible role and thus a suitable dimensioning of the respective line cross-section, as exemplified in Figure 2 is required.
Aus technischen Gründen sind jedoch bei einem praktischen Einsatz dem idealer Weise zugeordneten Leitungsquerschnitt Grenzen gesetzt. Durch einen real zu geringen Leitungsquerschnitt und dem dann einhergehenden nicht mehr vernachlassig- baren Innenwiderstand der Zuleitung erfolgt somit eine Verringerung der Versorgungsspannung U_V eingangsseitig des Schaltnetzteils, was wiederum den Anstieg des Eingangsstroms zur Folge hat .For technical reasons, however, in a practical use the ideally assigned line cross-section limits. As a result of a line cross section that is too small and the associated internal resistance of the supply line that is no longer negligible, the supply voltage U_V on the input side of the switched-mode power supply is thus reduced, which in turn results in an increase in the input current.
Ohne das Vorsehen der in der Vorrichtung 2 zum Betreiben des Schaltnetzteils vorgesehenen Anpassungseinheit ADJ (Figur 4) hat es sich überraschend gezeigt, dass bei entsprechend abnehmender Spannung, die durch die Versorgungsspannungsquelle BAT zur Verfugung gestellt wird, die Versorgungsspannung U_V eingangsseitig des Schaltnetzteils so weit absinkt, dass dieses außer Funktion gerat und abschaltet. Dadurch sinkt dann der Drosselstrom I_L durch die Drosselspule Ll wieder ab und die eingangsseitig des Schaltnetzteils anliegende Versorgungsspannung U_V steigt wieder an mit der Folge, dass das Schaltnetzteil wieder erneut in Betrieb geht. Dieser Vorgang kann sich periodisch wiederholen, mit der Folge, dass zu dem Ausgangskondensator C2 des Schaltnetzteils nur wenig elektrisch Energie übertragen wird und die Ausgangsspannung U A so weit sinkt, dass der Strom I L durch die Lastinduktivitat L_INJ nicht mehr ausreicht um einen korrekten Ansteuervorgang der Lastinduktivitat L INJ durchzufuhren. Im Falle der als Kraftstoffeinspritzventil bei einer Brennkraftmaschine ausgebildeten Lastinduktivitat L INJ fuhrt dies dann beispielsweise bei einem Startvorgang der Brennkraftmaschine dazu, dass diese nicht mehr korrekt startet.Without the provision of the adaptation unit ADJ (FIG. 4) provided in the device 2 for operating the switched-mode power supply, it has surprisingly been found that the supply voltage U_V on the input side of the switched-mode power supply drops so far as the voltage which is supplied by the supply voltage source BAT decreases that it turns off and off. As a result, the inductor current I_L then drops again through the inductor L1 and the supply voltage U_V present on the input side of the switched-mode power supply rises again, with the result that the switched-mode power supply is again put into operation. This process can be repeated periodically, with the result that only little electrical energy is transmitted to the output capacitor C2 of the switched-mode power supply and the output voltage UA drops so low that the current IL through the load inductance L_INJ is no longer sufficient for a correct activation process of the load inductance L. INJ. In the case of as Fuel injection valve designed in an internal combustion engine load inductance L INJ leads this then, for example, during a starting operation of the internal combustion engine to ensure that it no longer starts correctly.
Dem Schaltnetzteil (Figur 4) ist die Vorrichtung 2 zum Betreiben des Schaltnetzteils zugeordnet, die eine Regeleinheit CTLR und die Anpassungseinheit ADJ umfasst. Die Regeleinheit CTLR ist dazu ausgebildet ein Stellsignal SG puls- breitenmoduliert für das Schaltelement TRI zur Verfugung zu stellen. Das Schaltelement TRI ist bevorzugt als Transistor ausgebildet .The switching power supply (FIG. 4) is assigned the device 2 for operating the switched-mode power supply, which comprises a control unit CTLR and the adaptation unit ADJ. The control unit CTLR is designed to provide a control signal SG with pulse width modulation for the switching element TRI. The switching element TRI is preferably designed as a transistor.
Die Regeleinheit CTLR umfasst einen ersten Spannungsteiler, der durch Widerstände Ria und RIb gebildet wird, an denen die Ausgangsspannung U_A abfallt. Der erste Spannungsteiler hat einen ersten Spannungsteilerabgriff PTl, wobei das an dem ersten Spannungsteilerabgriff PTl anliegende Potential einen Istwert für einen ersten Regler bildet, der einen ersten Operationsverstärker OPl umfasst. Mittels einer Referenzspannungsquelle 1 wird dem ersten Regler ein Sollwert REF_V vorgegeben, der geeignet vorgegeben ist, so zum Beispiel, dass bei Vorliegen des gewünschten Wertes der Ausgangsspannung U A der Sollwert gleich dem Istwert ist. Der Sollwert REF_V des ersten Reglers ist vorzugsweise an einen nichtinvertierenden Eingang des ersten Operationsverstärkers OPl gefuhrt.The control unit CTLR comprises a first voltage divider, which is formed by resistors Ria and RIb, at which the output voltage U_A drops. The first voltage divider has a first voltage divider tap PT1, the potential applied to the first voltage divider tap PT1 forming an actual value for a first controller comprising a first operational amplifier OP1. By means of a reference voltage source 1 to the first controller, a setpoint REF_V is predetermined, which is suitably predetermined, for example, that in the presence of the desired value of the output voltage U A, the setpoint is equal to the actual value. The desired value REF_V of the first regulator is preferably fed to a noninverting input of the first operational amplifier OP1.
Ausgangsseitig beaufschlagt der erste Operationsverstärker OPl einen zweiten Spannungsteiler, der durch Widerstände R2al, R2a2 einerseits und R2b andererseits gebildet ist. An einem zweiten Spannungsteilerabgriff PT2 ist dieser elektrisch leitend mit einem zweiten Regler gekoppelt und das an dem zweiten Spannungsteilerabgriff PT2 anliegende Spannungspotential bildet einen Sollwert REF I für den zweiten Regler.On the output side, the first operational amplifier OP1 acts on a second voltage divider which is formed by resistors R2al, R2a2 on the one hand and R2b on the other hand. At a second voltage divider tap PT2, the latter is electrically conductively coupled to a second regulator, and the voltage potential applied to the second voltage divider tap PT2 forms a desired value REF I for the second regulator.
Ein dritter Spannungsteiler ist durch die Widerstände R2al einerseits und R2a2, R2b andererseits gebildet. Das an einem dritten Spannungsteilerabgriff PT3 anliegende Potential bildet einen Begrenzungswert LIMIT.A third voltage divider is formed by the resistors R2al on the one hand and R2a2, R2b on the other hand. That at one third potential divider tap PT3 potential applied forms a limit value LIMIT.
Der zweite Regler umfasst bevorzugt einen Spannungsvergleicher KOMP. Der Spannungsvergleicher KOMP ist bevorzugt über einen invertierenden Eingang mit dem zweiten Spannungsteilerabgriff PT2 elektrisch leitend gekoppelt und somit liegt an diesem der Sollwert REF_I des zweiten Reglers an.The second controller preferably comprises a voltage comparator KOMP. The voltage comparator KOMP is preferably electrically conductively coupled via an inverting input to the second voltage divider tap PT2, and thus the nominal value REF_I of the second regulator is applied to it.
Zum Erfassen des Drosselstroms I L durch die Drosselspule Ll umfasst das Schaltnetzteil einen Strommesswiderstand RSENS, der bevorzugt niederohmig ausgebildet ist und beispielsweise ein Shunt-Widerstand sein kann. Eine über dem Strommesswiderstand RSENS abfallende Spannung bildet so einen Istwert des zweiten Reglers und ist im vorliegenden Ausfuhrungsbeispiel an dem nichtinvertierenden Eingang des Spannungsvergleichers KOMP gefuhrt.For detecting the inductor current I L through the choke coil L 1, the switched-mode power supply comprises a current measuring resistor RSENS, which is preferably of low resistance and can be, for example, a shunt resistor. A voltage drop across the current sense resistor RSENS thus forms an actual value of the second regulator and is guided in the present exemplary embodiment at the noninverting input of the voltage comparator KOMP.
Ausgangsseitig ist der Spannungsvergleicher KOMP mit einem Flip-Flop FF gekoppelt, das bevorzugt als D-Flip-Flop ausgebildet ist. Dem Flip-Flop FF ist ferner ein Taktgenerator TG zugeordnet, der das Flip-Flop FF periodisch zurücksetzt woraufhin das Schaltelement TRI dem Stellsignal SG so beaufschlagt wird, dass das Schaltelement TRI einschaltet und somit die Drosselspule Ll elektrisch leitend mit dem Strommesswiderstand RSENS verbindet. Dies hat zur Folge, dass der Drosselstrom I L durch die Drosselspule Ll steigt und auch der Istwert des zweiten Reglers zunimmt. Überschreitet der Wert des Istwertes denjenigen des Sollwertes REF_I des zweiten Reglers, so schaltet der Ausgang des Spannungsvergleichers KOMP, der als Komparator wirkt, auf einen hohen Spannungspegel und taktet das Flip-Flop FF woraufhin dessen invertierender Ausgang auf einen niedrigen Spannungspegel springt und somit durch das erzeugte Stellsignal SG das Schaltelement TRI ausschaltet. Das Schaltelement TRI bleibt dann solange ausgeschaltet, bis der Taktgenerator TG das Flip-Flop FF wieder zurücksetzt und damit das Schaltelement TRI wieder eingeschaltet wird.On the output side, the voltage comparator COMP is coupled to a flip-flop FF, which is preferably designed as a D flip-flop. The flip-flop FF is further associated with a clock generator TG, which periodically resets the flip-flop FF whereupon the switching element TRI is applied to the control signal SG so that the switching element TRI turns on and thus the inductor Ll electrically connected to the current sense resistor RSENS. This has the consequence that the inductor current IL increases through the inductor Ll and also the actual value of the second controller increases. If the value of the actual value exceeds that of the reference value REF_I of the second regulator, the output of the voltage comparator KOMP, which acts as a comparator, switches to a high voltage level and clocks the flip-flop FF, whereupon its inverting output jumps to a low voltage level and thus through the generated control signal SG turns off the switching element TRI. The switching element TRI then remains switched off until the clock generator TG Flip-flop FF resets and thus the switching element TRI is turned on again.
Die Regeleinheit ist so Teil einer Strom-Modus Regelung, deren Regelkreis durch das Schaltnetzteil geschlossen wird.The control unit is thus part of a current mode control whose closed loop is closed by the switching power supply.
Die Anpassungseinheit ADJ ist dazu ausgebildet den Sollwert REF_I des zweiten Reglers anzupassen und zwar abhangig von einer für die Versorgungsspannung des Schaltnetzteils repräsentativen Große. Diese repräsentative Große kann beispielsweise die Versorgungsspannung U V selbst sein. Sie kann jedoch zusatzlich oder auch ausschließlich durch einen Betriebszustand eines Fahrzeugs vorgegeben sein, dem die Last- induktivitat L INJ zugeordnet sein kann. So kann eingangssei- tig die Anpassungseinheit ADJ mit unterschiedlichen Spannungspotentialen beaufschlagt werden je nachdem, welchen Betriebszustand das Fahrzeug gerade eingenommen hat. Beispielsweise sollte bei einem Motorstart eines Kraftfahrzeugs ein Verringern der maximalen Eingangsleistung des Schaltnetzteils bewirkt werden. Dem liegt die Erkenntnis zugrunde, dass gerade zeitnah zu einem Start der Brennkraftmaschine regelmäßig die Versorgungsspannung U V einen relativ starken Einbruch aufweist. Allerdings ist aufgrund der noch relativ geringen Drehzahl in derartigen Betriebszustanden die mittlere über beispielsweise ein Arbeitsspiel benotigte Eingangsleistung, bedingt durch das Kurbelwellenwinkel bezogene Ansteuern der Lastinduktivitat L INJ relativ gering.The adaptation unit ADJ is designed to adapt the desired value REF_I of the second controller, specifically as a function of a value representative of the supply voltage of the switched-mode power supply. This representative quantity may for example be the supply voltage U V itself. However, it can additionally or exclusively be predetermined by an operating state of a vehicle to which the load inductance L INJ can be assigned. Thus, on the input side, the adaptation unit ADJ can be subjected to different voltage potentials, depending on which operating state the vehicle has just assumed. For example, when starting an engine of a motor vehicle, a reduction of the maximum input power of the switching power supply should be effected. This is based on the knowledge that just in time for a start of the internal combustion engine regularly the supply voltage U V has a relatively large slump. However, due to the still relatively low rotational speed in such operating states, the average input power required, for example, by way of a work cycle, is relatively low due to the crankshaft angle-related driving of the load inductance L INJ.
Die Anpassungseinheit ADJ umfasst einen vierten Spannungsteiler, der durch Widerstände Rl, R2 und R3 gebildet wird. Über den Widerstanden Rl, R2 und R3 fallt die an der Anpassungseinheit ADJ eingangsseitig anliegende Spannung ab, so insbesondere die Versorgungsspannung U_V. Über einen zwischen den Widerstanden Rl und R2 vorgesehenen vierten Spannungsteilerabgriff PT4 ist dieser über eine zweite Begrenzungsdiode D2 mit einer Betriebsversorgungsspannung VCC gekoppelt. Auf diese Weise wird das an dem vierten Spannungsteilerabgriff PT4 maximal anliegende Potential auf die Referenzspannung plus der Durchlassspannung der Diode D2 begrenzt. Auf diese Weise kann der Einsatzpunkt der Begrenzung der maximalen Eingangsleistung des Schaltnetzteils geeignet eingestellt werden.The adaptation unit ADJ comprises a fourth voltage divider which is formed by resistors R1, R2 and R3. About the resistors Rl, R2 and R3 drops the voltage applied to the matching unit ADJ input voltage, so in particular the supply voltage U_V. A fourth voltage divider tap PT4 provided between the resistors R1 and R2 couples the latter via a second limiting diode D2 to an operating supply voltage VCC. In this way, this becomes the fourth voltage divider tap PT4 maximum applied potential to the reference voltage plus the forward voltage of the diode D2 limited. In this way, the point of use of limiting the maximum input power of the switching power supply can be set appropriately.
Die Betriebsversorgungsspannung VCC kann beispielsweise fünf Volt betragen und somit die an dem vierten Spannungsteilerabgriff PT4 maximal anliegenden Spannung auf zirka 5,7 Volt begrenzt werden. Der Filterkondensator CL3 filtert Storsignale aus .The operating supply voltage VCC can be, for example, five volts and thus the maximum voltage applied to the fourth voltage divider tap PT4 can be limited to approximately 5.7 volts. The filter capacitor CL3 filters out disturbing signals.
Ein fünfter Spannungsteiler wird durch die Widerstände R2 und R3 gebildet, der einen fünften Spannungsteilerabgriff PT5 aufweist, dessen Potential an einen nicht-invertierenden Eingang des dritten Operationsverstärker OP3 gefuhrt ist. Mittels eines sechsten Spannungsteilers, der durch Widerstände R4 und R5 gebildet ist wird an einem fünften Spannungsteilerabgriff PT6 eine weitere Referenzspannung abhangig von der Betriebsversorgungsspannung VCC erzeugt. Die Verstärkung des als nicht invertierenden Verstärkers mit begrenzter Kennlinie arbeitenden dritten Operationsverstärkers OP3 wird mittels der Gegenkoppelung von Widerstanden R6 und R7 und eines ersten Transistors Tl eingestellt.A fifth voltage divider is formed by the resistors R2 and R3, which has a fifth voltage divider tap PT5 whose potential is guided to a non-inverting input of the third operational amplifier OP3. By means of a sixth voltage divider, which is formed by resistors R4 and R5, a further reference voltage is generated at a fifth voltage divider tap PT6 depending on the operating supply voltage VCC. The gain of the third operational amplifier OP3 operating as a non-inverting amplifier with a limited characteristic is set by means of the negative feedback of resistors R6 and R7 and a first transistor T1.
Der erste Transistor Tl ist so verschaltet, dass er als Emit- terfolger betrieben wird. Ferner ist ein zweiter Transistor T2 vorgesehen, der ebenfalls als Emitterfolger verschaltet ist und der basisseitig mit der Basis des ersten Transistors Tl gekoppelt ist, und emitterseitig mit dem Potential des dritten Spannungsteilers gekoppelt ist, das den Begrenzungswert LIMIT aufweist.The first transistor Tl is connected so that it is operated as emitter follower. Further, a second transistor T2 is provided, which is also connected as an emitter follower and the base side is coupled to the base of the first transistor Tl, and emitter side is coupled to the potential of the third voltage divider having the limiting value LIMIT.
Durch den Widerstand R8 wird sichergestellt, dass der Ausgang des dritten Operationsverstärkers OP3 sicher das Bezugspotential GND erreichen kann. Bevorzugt sind der erste und der zweite Transistor Tl, T2 gleich dimensioniert und weisen das gleiches Temperaturverhalten auf, wodurch Temperatureinflusse weitgehend eliminiert werden und zwar durch das Kompensieren der temperaturabhangi- gen Basis-Emitter-Spannung des zweiten Transistors T2 durch die Kompensation der Basis-Emitter-Spannung des ersten Transistors Tl.The resistor R8 ensures that the output of the third operational amplifier OP3 can safely reach the reference potential GND. Preferably, the first and the second transistor Tl, T2 are the same size and have the same temperature behavior, whereby temperature influences are largely eliminated by compensating the temperature-dependent base-emitter voltage of the second transistor T2 by the compensation of the base-emitter Voltage of the first transistor Tl.
Die Widerstände R2al und R2a2 sind so vorgegeben, dass der Ausgang des Operationsverstärkers OPl nicht unzulässig belastet werden kann und andererseits der Ausgangsspannungsbereich von T2 an den Spannungsbereich des Strommesswiderstands RSENS angepasst wird. Es hat sich als vorteilhaft erwiesen, wenn die Widerstände R2al, R2a2 in etwas gleiche Werte aufweisen .The resistors R2al and R2a2 are predetermined so that the output of the operational amplifier OPl can not be loaded unduly and on the other hand, the output voltage range of T2 is adapted to the voltage range of the current sense resistor RSENS. It has proved to be advantageous if the resistors R2al, R2a2 have somewhat the same values.
Die Funktionsweise der Anpassungseinheit ADJ ist im Folgenden naher erläutert. Ist der Begrenzungswert LIMIT kleiner als die Spannung an einem Knoten Kl, über den der erste Transistor Tl emitterseitig mit dem Widerstand R7 verbunden ist, so sperrt die Basis-Emitterdiode des zweiten Transistor T2 und es fließt kein Strom durch den zweiten Transistor T2, mit der Folge, dass der Sollwert REF I durch den zweiten Transistor T2 nicht beeinflusst wird. Die Anpassungseinheit ADJ ist zu diesem Zweck beispielsweise so dimensioniert, dass dies der Fall ist für eingangsseitig an der Anpassungseinheit anliegenden Spannung von kleiner 9 Volt .The operation of the adaptation unit ADJ is explained in more detail below. If the limiting value LIMIT is smaller than the voltage at a node K1 via which the first transistor T1 is connected on the emitter side to the resistor R7, then the base-emitter diode of the second transistor T2 blocks and no current flows through the second transistor T2, with the Result that the setpoint REF I is not affected by the second transistor T2. The adaptation unit ADJ is dimensioned for this purpose, for example, so that this is the case for the voltage applied to the input side of the matching unit of less than 9 volts.
Überschreitet der Begrenzungswert LIMIT die Spannung an dem Knotenpunkt Kl, so wird der zweite Transistor T2 leitend und begrenzt den Wert Begrenzungswertes LIMIT und damit auch den Wert des Sollwertes REF_I . Dies ist dann beispielsweise für eine an dem Eingang der Anpassungseinheit anliegende Spannung großer 9 Volt der Fall. Die Wirkungsweise der Anpassungseinheit ADJ ist derart, dass mit abnehmendem Wert der an ihrem Eingang anliegenden Spannung eine stärkere Begrenzung des Be- grenzungswertes LIMIT und somit eine stärkere Begrenzung des Sollwertes REF_I erfolgt.If limiting value LIMIT exceeds the voltage at node K1, second transistor T2 becomes conductive and limits limiting value LIMIT and thus also the value of setpoint REF_I. This is then the case, for example, for a voltage of large 9 volts applied to the input of the matching unit. The mode of operation of the adaptation unit ADJ is such that, as the value of the voltage applied to its input decreases, a greater limitation of the loading is achieved. limit LIMIT and thus a stronger limitation of the setpoint REF_I.
Es können auch noch Zusatzdioden mit ihren Kathoden mit dem Knotenpunkt Kl gekoppelt sein und so auch noch weitere Begrenzerausgange seitens der Anpassungseinheit ADJ zur Verfugung gestellt werden. Grundsatzlich kann alternativ zu dem zweiten Transistor T2 der zweite Spannungsteilerabgriffspunkt PT2 elektrisch leitend mit der Anode der ersten oder zweiten Zusatzdiode D3 oder D4 gekoppelt sein.It is also possible for additional diodes to be coupled with their cathodes to the node K 1, and thus also for further limiter outputs to be provided by the adaptation unit ADJ. In principle, as an alternative to the second transistor T2, the second voltage divider tap point PT2 may be electrically conductively coupled to the anode of the first or second auxiliary diode D3 or D4.
Anhand der Figur 5a und Figur 5b sind verschiedene Spannungen der Anpassungseinheit ADJ abhangig von der an ihrem Eingang anliegenden Spannungen, also insbesondere der Versorgungsspannung U_V, dargestellt. Sl bezeichnet dabei den Verlauf der Spannung, die an dem vierten Spannungsteilerabgriff PT4 anliegt und so an dem nicht invertierenden Eingang des dritten Operationsverstärkers OP3 anliegt. S2 bezeichnet die an dem Emitter des zweiten Transistors T2 anliegende Spannung und mithin den Begrenzungswert LIMIT in seinem Verlauf. S3 bezeichnet die an der Anode der ersten oder zweiten Zusatzdiode D3, D4 anliegende Spannung. In Figur 5b ist der Verlauf S4 eines maximalen Ausschaltstromes dargestellt, bei dem jeweils ein Abschalten des Schaltelements TRI erfolgt und der somit den maximalen Strom durch die Drosselspule Ll repräsentiert.With reference to FIGS. 5a and 5b, different voltages of the adaptation unit ADJ are shown as a function of the voltages present at their input, that is to say in particular of the supply voltage U_V. Sl designates the course of the voltage which is applied to the fourth voltage divider tap PT4 and thus applied to the non-inverting input of the third operational amplifier OP3. S2 denotes the voltage applied to the emitter of the second transistor T2 and thus the limiting value LIMIT in its course. S3 denotes the voltage applied to the anode of the first or second auxiliary diode D3, D4. FIG. 5b shows the curve S4 of a maximum switch-off current, in which the switching element TRI is switched off in each case and thus represents the maximum current through the choke coil L1.
Durch eine geeignete Auslegung des dritten Spannungsteilers im Zusammenwirken mit der Begrenzungsdiode D2 und der Betriebsversorgungsspannung VCC kann der Einsatzpunkt der aktiven Begrenzung des maximalen durch die Drosselspule Dl fließenden Stroms geeignet vorgegeben werden und somit die Begrenzung der maximalen Eingangsleistung des Schaltnetzteils pro Pulsperiode des pulsbreitenmodulierten Steuersignals geeignet aktiv begrenzt werden. Durch dementsprechende Dimensionierung der weiteren Widerstände der Anpassungseinheit ADJ kann dann eine Empfindlichkeit für ein zunehmendes Begrenzen des maximalen Stroms durch die Drosselspule Ll bei entsprechend abnehmender Versorgungsspannung U V geeignet eingestellt werden. Die Anpassungseinheit ADJ kann auch besonders einfach zu als integrierte Schaltkreise ausgebildete Regeleinheiten angebaut werden. Dadurch ist sie besonders vielseitig anwendbar. By a suitable design of the third voltage divider in cooperation with the limiting diode D2 and the operating supply voltage VCC, the starting point of the active limit of the maximum current flowing through the inductor Dl current can be suitably specified and thus the limitation of the maximum input power of the switching power supply per pulse period of the pulse width modulated control signal suitably active be limited. By corresponding dimensioning of the further resistances of the adaptation unit ADJ, a sensitivity for increasing limiting can then be provided of the maximum current through the choke coil Ll be suitably adjusted in accordance with decreasing supply voltage UV. The adaptation unit ADJ can also be attached particularly easily to control units designed as integrated circuits. This makes it particularly versatile.

Claims

Patentansprüche claims
1. Vorrichtung zum Betreiben eines Schaltnetzteils mit einem Schaltelement (TRI) und einer Regeleinheit (CTLR), deren Stellsignal (SG) ein pulsbreitenmoduliertes Steuersignal für das Schaltelement (TRI) ist, wobei die Vorrichtung dazu ausgebildet ist einen maximalen Eingangsstrom des Schaltnetzteils pro Pulsperiode des pulsbrei- tenmodulierten Steuersignals abhangig von einer für eine Versorgungsspannung des Schaltnetzteils repräsentativen Große aktiv zu begrenzen .1. A device for operating a switching power supply with a switching element (TRI) and a control unit (CTLR) whose control signal (SG) is a pulse width modulated control signal for the switching element (TRI), wherein the device is adapted to a maximum input current of the switching power supply per pulse period of Pulsbrei- modulated control signal depending on a representative of a supply voltage of the switching power supply large active limit.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Vorrichtung eine Strom-Modus Regelung umfasst, deren Regelgroße einen Drosselspulenstrom durch die Drosselspule (Ll) des Schaltnetzteils repräsentiert, wobei die Strom-Modus Regelung dazu ausgebildet ist einen Sollwert (REF_I) der Fuhrungsgroße der Regelung abhangig von der für die Versorgungsspannung (U_V) des Schaltnetzteils repräsentativen Große begrenzen.2. Device according to claim 1, wherein the device comprises a current-mode control, the controlled variable represents a reactor current through the inductor (Ll) of the switching power supply, wherein the current-mode control is adapted to a target value (REF_I) of the guide size of the control depending on the representative for the supply voltage (U_V) of the switching power supply Large limit.
3. Vorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, bei der die Fuhrungsgroße eine elektrische Spannung ist und die Strom-Modus Regelung dazu ausgebildet ist den Sollwert (REF_I) mittels eines nicht invertierenden Verstärkers mit begrenzter Kennlinie im Zusammenwirken mit einem als Emitterfolger verschalteten ersten Transistors3. Device according to one of the preceding claims, wherein the Fuhrungsgrösse is an electrical voltage and the current-mode control is adapted to the setpoint (REF_I) by means of a non-inverting amplifier having a limited characteristic in cooperation with a first transistor connected as emitter follower
(Tl) abhangig von der für die Versorgungsspannung des Schaltnetzteils repräsentativen Große einzustellen.(Tl) depending on the representative of the supply voltage of the switching power supply Large size.
4. Vorrichtung nach Anspruch 3, bei der ein zweiter als E- mitterfolger verschaltete Transistor (T2) basisseitig mit der Basis des ersten Transistors (Tl) gekoppelt ist und emitterseitig so mit der Strom-Modus Regelung gekoppelt ist, dass der Sollwert (REF_I) mittels des zweiten Transistors (T2) begrenzbar ist. 4. Apparatus according to claim 3, in which a second transistor connected as an E-follower (T2) is the base side coupled to the base of the first transistor (Tl) and emitter side is coupled to the current mode control that the setpoint (REF_I) can be limited by means of the second transistor (T2).
5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 3 oder 4, bei der der nichtinvertierende Verstarker einen Operationsverstärker (OP3) umfasst, dessen nichtinvertierender Eingang über einen Spannungsteiler mit einem Spannungspotential gekoppelt ist, das charakteristisch ist für die für die Versorgungsspannung des Schaltnetzteils repräsentative Große, wobei dem Spannungsteiler ein Spannungsbegrenzer zugeordnet ist, mittels dessen eine maximal an dem nichtinvertierenden Eingang anliegende Spannung begrenzt wird.5. Device according to one of claims 3 or 4, wherein the non-inverting amplifier comprises an operational amplifier (OP3) whose non-inverting input is coupled via a voltage divider to a voltage potential which is characteristic of the supply voltage of the switching power supply representative large, wherein the Voltage divider is associated with a voltage limiter, by means of which a maximum voltage applied to the non-inverting input voltage is limited.
6. Vorrichtung nach einem der vorstehenden Ansprüche, bei dem die für die Versorgungsspannung (U_V) des Schaltnetzteils repräsentative Große einen Betriebszustand des Fahrzeugs repräsentiert.6. Device according to one of the preceding claims, wherein the representative of the supply voltage (U_V) of the switching power supply Great represents an operating condition of the vehicle.
7. Verfahren nach Anspruch 6, bei dem der Betriebszustand des Fahrzeugs ein Betriebszustand des Motorstarts ist. 7. The method of claim 6, wherein the operating state of the vehicle is an operating state of the engine start.
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