WO2004030209A1 - Schaltkreis-anordnung und signalverarbeitungs-vorrichtung - Google Patents

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WO2004030209A1
WO2004030209A1 PCT/DE2003/002956 DE0302956W WO2004030209A1 WO 2004030209 A1 WO2004030209 A1 WO 2004030209A1 DE 0302956 W DE0302956 W DE 0302956W WO 2004030209 A1 WO2004030209 A1 WO 2004030209A1
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circuit
resonator
circuit arrangement
quality
signal
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PCT/DE2003/002956
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French (fr)
Inventor
Werner Hemmert
Original Assignee
Infineon Technologies Ag
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/12—Bandpass or bandstop filters with adjustable bandwidth and fixed centre frequency
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS OR SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L15/00—Speech recognition
    • G10L15/28—Constructional details of speech recognition systems
    • G10L15/285—Memory allocation or algorithm optimisation to reduce hardware requirements

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement and a signal processing device.
  • Sound signals have a high intensity range, i.e. a high dynamic range of up to 120dB.
  • the noise level of a rural area at night corresponds to approximately 20dB, whereas a rifle shot near the point of origin has a sound level of approximately 140dB.
  • the hearing Due to adaptation processes in the human inner ear, in which the so-called outer hair cells play an important role, normal hearing achieves both a high sensitivity at low sound levels and a high tolerance at high sound levels.
  • the sound level is a physical quantity, which is a measure of the intensity of the sound.
  • the hearing adapts its amplification to the current one
  • the large dynamic range of the sound signals (up to 120dB) is limited to the limited dynamic range
  • Speech recognition systems, hearing aids and audio data compression are economically interesting areas.
  • the basics of automatic speech recognition can be found, for example, [1].
  • a Fast Fourier Transform FFT
  • the amplitude spectrum obtained is then logarithmized. This clearly corresponds to dynamic compression with a logarithmic characteristic.
  • a time window of a predetermined length is typically used, which leads to a limited frequency and time resolution. If, as is customary in speech recognition, only the amount spectrum is used, the time resolution is limited by the length of the time window used.
  • the problem with the use of a time window of a predetermined size is that if the spectrum is changed after the inverse transformation, an error is obtained which is based on the finiteness of the time window.
  • Volume of an output signal in a broadcast system which has a frequency selective gain reduction network.
  • [4] discloses a circuit arrangement for compressing the dynamic range of an input signal.
  • the invention is based on the problem of providing a circuit arrangement and a signal processing device with which an improved
  • the problem is solved by a circuit arrangement and by a signal processing device with the features according to the independent claims.
  • the circuit arrangement has a resonator circuit for generating an output signal from an input signal.
  • the resonator circuit contains a capacitance and frequency, an input at which the input signal can be provided and an output at which the output signal can be provided.
  • the circuit arrangement has a control circuit for controlling or regulating the quality of the resonator circuit, the control circuit being set up in such a way that the quality of the resonator circuit is dependent on the amplitude, preferably depending on the signal curve of the Signal amplitude, the input signal and / or the output signal controls or regulates.
  • the quality is preferably controlled or regulated depending on the signal curve of the signal amplitude, which clearly has the advantage that the time dependence of the input signal and / or the output signal itself is mapped to the time dependence of the quality, so that a quasi-instantaneous , instantaneous control of the quality is made possible.
  • the control of the quality depending on the signal curve of the signal amplitude is optional, it is also possible to control or regulate the quality depending on the amplitude.
  • the signal processing device contains a further processing unit for further processing the output signal.
  • a basic idea of the invention is that the quality of the resonator circuit is set based on the amplitude of the input or output signal. If one of these signals has a very high amplitude, the quality of the resonator can be checked by means of the control circuit. Circuit be reduced so much that the signal is strongly attenuated. In contrast, in the case of a signal of a low amplitude, the quality can be increased in such a way that a signal which is only very weakly damped is provided at the output of the circuit arrangement.
  • the quality of a resonator circuit means in particular the ratio of an amplitude of an output signal at or near the resonance frequency of the resonator circuit to the corresponding amplitude at a frequency that is very different from the resonance frequency.
  • the quality of a resonator circuit depends on its ohmic resistance, so that the quality can be set, for example, by controlling or regulating the ohmic resistance of the resonator circuit.
  • control circuit In a scenario in which the quality of the resonator circuit is adjusted based on the amplitude of the input signal introduced into the resonator circuit, the functionality of the control circuit can be referred to as a "control". If, on the other hand, the quality of the control circuit is set based on the amplitude of the output signal, the control circuit fulfills a “regulation” functionality, since it performs a feedback adjustment of the quality.
  • a safe and effective dynamic compression of an input signal in the time domain is made possible without the disadvantages of a Fourier transformation occurring.
  • the problems with a finite time window that occur in a Fourier transformation according to the prior art are eliminated.
  • a dynamically compressed output signal is generated which, for example, has significantly less disruptive signal distortion compared to the inverse transformation of the logarithmic Fourier spectrum.
  • a sufficiently strong and intensity-selective (e.g. non-linear) attenuation of an input signal is made possible by selectively reducing the quality of the resonator circuit.
  • the circuit arrangement can clearly be understood as a filter circuit, the frequency range for which the resonator circuit is permeable being determined based on the value of the inductance L and the capacitance C of the resonator circuit.
  • L, C the inductance
  • the width of the resonance curve of the resonator circuit can be adjusted in particular by adjusting its quality.
  • the resonator circuit in its connection according to the invention can be regarded as a filter with nonlinear damping, with which a dynamic compression that is in principle arbitrarily high can be achieved. Due to a sufficiently narrow processing, too
  • the circuit arrangement as a filter can contain a second-order resonator circuit, the attenuation increasing nonlinearly with increasing sound level.
  • a passive implementation of the circuit arrangement that is to say when using passive components (coil L, capacitor C, ohmic resistor R), a stable circuit can be obtained (in contrast to systems which require an active, feedback amplifier).
  • FFT fast Fourier transform
  • a filter bank for example an analog filter bank, is used according to the invention; instead of logarithmization, nonlinear damping of an input signal is carried out based on the sound level of a signal.
  • the resonator circuit can have an ohmic resistance which can be controlled (or regulated) by means of the control circuit.
  • a controllable or regulable ohmic resistor is a simple circuit component, by means of which the functionality of regulating the quality of the resonator circuit can be fulfilled precisely and stably with little effort.
  • the input signal can be provided between a first connection of the ohmic resistor and a first connection of the capacitance.
  • the output signal can be provided between the first connection of the capacitance and a second connection of the capacitance.
  • a second connection of the ohmic resistor can be coupled to a first connection of the inductance and a second connection of the inductance can be coupled to a second connection of the capacitance.
  • the control circuit can be set up in such a way that it controls the quality of the resonator circuit based on a Boltzmann function in which the amplitude of the output signal is contained as a parameter.
  • a Boltzmann function is well suited to approximate the sensitivity curve of the outer hair sensory cells in the human inner ear.
  • a particularly good description of this biological dependency can be described by a second-order Boltzmann function. This makes it possible to approximate the sensitivity curve in the human ear, what Applications of the circuit arrangement in the medical field (for example for a hearing aid) is advantageous.
  • the control circuit can be set up in such a way that it adjusts the quality of the resonator circuit as a function of the amplitude of the output signal based on a sensitivity characteristic determined for a human ear.
  • a sensitivity characteristic determined for a human ear.
  • Sensitivity characteristics of the human ear can be stored in the form of a file or table accessible to the control circuit.
  • the control circuit can control or regulate the quality of the resonator circuit in such a way that the biological sensitivity characteristic stored therein is approximated.
  • the control circuit can be set up in such a way that the higher the amplitude of the output signal, the lower the quality of the resonator circuit.
  • the control circuit can also be set up in such a way that it determines the quality of the resonator circuit in a non-linear dependence on the amplitude of the
  • the control circuit can be set up in such a way that it adjusts the quality of the resonator circuit in such a way that the amplitude of the output signal is within a predetermined interval. For certain applications it can be advantageous to determine the amplitude of an output signal to keep each case within a predetermined interval. This can be important in the context of data compression, for example, if a signal with a high intensity fluctuation is to be recorded with as few quantization levels as possible. In this case, the control circuit can be set up in such a way that it controls or regulates the quality of the resonator circuit in such a way that the output signal lies within the predetermined interval.
  • the circuit arrangement can have a plurality of resonator circuits connected in series, wherein an output signal from a respective upstream resonator circuit can be provided as an input signal to the resonator circuit connected downstream of it.
  • a filter bank with a series connection of several resonator circuits is clearly created, whereby the dynamic compression to an even greater
  • a circuit arrangement is very narrow-band (for example 0.1% of the resonance frequency of the resonator circuit).
  • a sufficiently strong dynamic compression eg of 60 dB
  • each of these filters has the advantageous effect that, due to the increased bandwidth of the individual filters resulting from the lower quality, a larger frequency range of the filters is covered and at the same time the impulse behavior of the Filter is improved, ie the system's settling and decay time is significantly shorter.
  • the series-connected resonator circuits can clearly be directly coupled to one another in such a way that the output voltage of an upstream resonator circuit is equal to the input voltage of the resonator circuit connected downstream of it and that the output current of an upstream resonator circuit (which is generally different from zero in operation) Circuit equal to that
  • the circuit arrangement is generally free of an intermediate element between upstream and downstream resonator circuits.
  • This can be implemented by means of a circuit arrangement in which the second connection of the coil of an upstream resonator circuit is coupled to the first connection of the ohmic resistance of the resonator circuit connected downstream of the upstream resonator circuit.
  • the series-connected resonator circuits can clearly be free of direct coupling, i.e. be decoupled from each other to some extent, in particular by interposing an intermediate element between output of an upstream and input of a downstream resonator circuit.
  • This is preferably realized in such a way that the output voltage of an upstream resonator circuit is equal to the input voltage of the resonator circuit connected downstream of it and that the output current of an upstream resonator circuit is zero.
  • the input current of the downstream resonator circuit essentially results only from the impedance of this resonator circuit.
  • an intermediate element is preferably used
  • Operational amplifier (as an impedance converter) between an upstream resonator circuit and it downstream resonator circuit provided.
  • a first input of the operational amplifier is coupled to the second connection of the coil of the upstream resonator circuit.
  • a second input of the operational amplifier is fed back to an output of the operational amplifier and is coupled to the first connection of the ohmic resistance of the resonator circuit connected downstream of the upstream resonator circuit.
  • the quality of all resonator circuits connected in series can be set identically.
  • the computing power used by the control circuit is kept particularly low, since a common quality is determined and set for all resonator circuits, i.e. all filter parameters are identical.
  • the quality of different resonator circuits connected in series can alternatively be set differently for the purpose of optimization. With such a circuit arrangement, the quality of each of the series-connected resonator circuits is thus set individually.
  • the circuit arrangement preferably has a plurality of branches connected in parallel, each branch having one resonator circuit or a plurality of resonator circuits connected in series.
  • the quality of a respective resonator circuit can be controlled or regulated by means of the control circuit.
  • a plurality of branches of resonator circuits connected in parallel are clearly provided, it being possible for a plurality of resonator circuits to be connected in series in each branch.
  • the at least one resonator circuit of a respective branch is preferably set up in such a way that it is permeable to a respective frequency range of the input signal in such a way that the branches are together permeable for a coherent frequency interval.
  • the frequency range for which human hearing is sensitive is approximately between 20 Hz and 20 kHz. In order to cover this hearing frequency range, the frequency ranges of transmissible signals are generally different in the parallel arrangement of resonator circuits in different channels.
  • the frequency range of transmissible signals in a resonator circuit is a distribution curve around the resonance frequency with a certain half-width.
  • the resonance frequency is clearly possible by setting the values L, C of the resonator circuit, the half-value width can be adjusted by setting the respective quality. If the different frequency passbands of the different branches of resonator circuits are put together, a preferably coherent frequency interval results, by means of which the sensitivity range of the human ear or another frequency range of interest can be determined.
  • the frequency ranges for which different branches are permeable are preferably at least partially overlapping one another. In this case, it is ensured that all frequencies are recorded and the signal components of individual branches can be combined.
  • the frequency range for which a respective branch is permeable can preferably be predetermined by setting the value of the capacitance and / or the inductance of the at least one resonator circuit of the branch. This is due to the fact that the resonance frequency of a resonator circuit depends on the values of the inductance and the capacitance.
  • the circuit arrangement of the invention is preferably set up to process an acoustic signal as an input signal. In this case, the circuit arrangement of the invention is suitable for use in one
  • Voice processing system Such can be based, for example, on pulsating neural networks which rely on a reduction in the dynamic range.
  • Other areas of application are systems for sound processing and (audio) data compression if signals with high amplitudes are to be recorded with as few quantization levels as possible.
  • the circuit arrangement according to the invention can be implemented in digital or analog circuit technology.
  • Control circuit can be implemented as a computer program.
  • the invention can be implemented both by means of a computer program, i.e. software, as well as by means of one or more special electrical circuits, i.e. in hardware or in any hybrid form, i.e. using software components and hardware components.
  • An FPGA Field Programmable Gate Array
  • the signal processing device according to the invention which has a circuit arrangement according to the invention, is described in more detail below. Refinements of the signal processing device also apply to the circuit arrangement and vice versa.
  • the further processing unit can be a speech recognition device or a hearing aid.
  • the further processing unit is implemented as a hearing aid
  • an application is particularly suitable in which dynamic compression is carried out to compensate for disturbances in the volume perception of the hearing impaired.
  • the outer hair cells can be any suitable hair cells.
  • a dynamic compression can be carried out by means of the circuit arrangement of the signal processing device according to the invention, which clearly compresses the large sound level range of the acoustic environment onto the area to be perceived by the patient.
  • the signal processing device can also form the input for a speech recognition system, in particular in a pulsating neural network architecture.
  • the signal processing device can be set up as an analog or digital filter bank. Exemplary embodiments of the invention are shown in the figures and are explained in more detail below.
  • FIG. 1 shows a circuit arrangement according to a preferred exemplary embodiment of the invention
  • FIG. 2 shows a resonator circuit according to an exemplary embodiment of the invention
  • FIG. 3 shows a realization of the resonator circuit shown in FIG. 2 as a wave digital filter
  • FIG. 6A shows a circuit arrangement according to another preferred exemplary embodiment of the invention
  • Figure 6B shows a realization of that shown in Figure 6A
  • FIG. 7A shows a circuit arrangement according to a further preferred exemplary embodiment of the invention.
  • Figure 7B shows a realization of that shown in Figure 7A
  • the circuit arrangement 100 contains a plurality of resonator circuits 101, each of which has a capacitance and an inductance (not shown in FIG. 1), as well as an input at which an input signal can be provided and an output at which an output signal is available.
  • resonator circuits 101 are connected in series along a respective line of the matrix-shaped arrangement, so that a respective output of an upstream resonator circuit 101 with a respective input of a downstream one
  • Resonator circuit 101 is coupled.
  • the values of the inductance and the capacitance of the resonator circuits 101 of a row are each selected such that the respective row can transmit a signal of a corresponding frequency interval in a surrounding area of the resonance frequency of the resonator circuits 101 of the row.
  • the resonator circuits 101 of different lines each have different values for L, C, so that, taken together, the individual lines or branches of resonator circuits 101 cover a coherent frequency interval which corresponds to the sensitivity range of the human ear (approximately 20 Hz to 20 kHz).
  • a control circuit 111 is in communication with all resonator circuits 101, ie the control circuit 111 is coupled with all resonator circuits.
  • the quality of each of the resonator circuits 101 is adjustable by means of the control circuit 111 for controlling or regulating the quality of the resonator circuits 101, the control circuit 111 being set up in such a way that it depends on the quality of the resonator circuits 101 of the amplitude of an output signal of the last resonator circuit 101 of each line.
  • the quality of the resonator circuits R 11; R 12 / R_ 3 is set by means of the control circuit 111 based on the amplitude of a signal at the output of the resonator circuit R ⁇ 3 .
  • a sound source 103 is also shown in FIG. 1, which emits an acoustic signal as a global input signal 102. This is provided to the inputs of the resonator circuits 101 (Rn, R_ ⁇ , ..., Rki • ⁇ • Rni) of the first column of resonator circuits 101.
  • the resonator circuit 101 Rn arranged in the first row and the first column of resonator circuits is considered below.
  • the global input signal 102 of the sound source 103 is provided to this at an input.
  • the resonator circuit 101 Rn passes a frequency component of the global input signal 102 which is dependent on the values L and C assigned to it and which is provided at an output of the resonator circuit Rn as the first local output signal 104.
  • the amplitude of the global input signal 102 is changed depending on its (current) quality Q.
  • the quality Q of the resonator circuit 101 Ru is regulated by means of an ohmic resistor (not shown in FIG.
  • the control circuit 111 providing this controllable ohmic resistor with a corresponding control signal, whereby the resistance to one predetermined value is set.
  • the first local output signal 104 is the resonator circuit downstream of the resonator circuit 101 Ru
  • the 101 R_ is provided as the first local input signal 105.
  • the first local input signal 105 passes through the resonator Circuit 101 R i2 , the second local output signal 106 being provided at an output.
  • the second local output signal 106 serves as a second local input signal 107 of the resonator circuit 101 R ⁇ 3 connected downstream of the resonator circuit 101 R ⁇ .
  • a third local output signal 108 is provided at its output 108. This is combined together with the output signals of the last resonator circuits 101 (R ⁇ 3 , R 3 , ..., Rk 3 , .--, R n3 ) arranged in a row, each relating to a separate frequency interval, to form a global output signal 109 (added).
  • the quality of all resonator circuits 101 of the row is determined based on the amplitude of the output signal at the output of the last resonator circuit (in which k -th line resonator circuit R k3 ) regulated by means of the control circuit 111.
  • the composite global output signal 109 is thus subjected to dynamic compression with respect to the global input signal 102.
  • the resonator circuit 101 from FIG. 1 is described below with reference to FIG.
  • An input signal 200 is symbolized as voltage source U in FIG. Furthermore, an output signal 204 is symbolized as voltage Uc.
  • the input signal 200 is provided between a first connection of an ohmic resistor 203 and a first connection of a capacitance 201.
  • the output signal 204 is provided between the first connection of the capacitance 201 and a second connection of the capacitance 201.
  • a second connection of the adjustable ohmic resistor 203 is coupled to a first connection of an inductor 202
  • a second Connection of inductor 202 is coupled to the second connection of capacitance 201.
  • the value of the ohmic resistor R 203 can be set by means of the control circuit 111.
  • the resonator circuit 101 from FIG. 2 thus clearly represents a filter with controllable damping.
  • three (or generally N) resonator circuits 101 are connected in series as filter elements without feedback in each row.
  • the time-dependent output signal U c (t), where t is the time, of an upstream filter defines the input signal U 200 of the filter downstream of the upstream filter.
  • Resistor R 203 can be changed in a non-linear manner as a function of output voltage U (t) (regulation), as a function of U c (t) of the preceding filter (control), or in for all filters simultaneously
  • a quality factor Q to be set is first calculated.
  • the quality Q of the filter is damped according to a Boltzmann function:
  • Q (t) is the dependence of the quality Q on time t.
  • the Boltzmann function (1) approximates the sensitivity curve of the outer hair cells in the inner ear. If necessary, the function can be replaced by a second-order Boltzmann function, which introduces another
  • Equation (1) A simple first-order Boltzmann function is used in equation (1), since it has only one free parameter (namely SAT) and can therefore be processed with little numerical effort.
  • the value of the non-linear resistance R to be set is calculated from the quality Q of the filter:
  • the time-dependent value of the ohmic resistance R (t) thus depends on the value of the inductance L and the capacitance C and the time-dependent quality factor Q (t).
  • Equations (1) and (2) clearly form the regulation specification for setting the value R of the ohmic resistor 203 by means of the control circuit 111.
  • the filter formed by the resonator circuit 101 shown in FIG. 2 is linear at very low amplitudes U c (t) (with Q ⁇ Qo for U c (t) ⁇ 0). Likewise, it is in very large amplitudes U c (t) is approximately linear (Q ⁇ Q m i n for Uc (t) ⁇ ⁇ ).
  • the dynamic compression K takes place in the range of
  • the respective value C is then calculated for each line of resonator circuits 101 in accordance with the filter frequency f 0 covered by this line from the resonance frequency of the corresponding LC element:
  • the non-linear quality factor Q is calculated independently for each filter frequency f 0 , ie for each row of resonator circuits 101. Referring to Fig.l, this means that each row of oscillator circuits 101 is assigned a corresponding filter frequency f 0 , for which the value of the quality Q (t) is calculated.
  • a wave digital filter 300 as a realization of the resonator stage 101 shown in FIG. 2 is described below with reference to FIG.
  • a wave digital filter represents a class of digital filters with particularly favorable properties. They are modeled on traditional filters from the classic components of telecommunications and are operated using modern, integrated digital circuits. According to the
  • analog model can be realized digitally (for example using a computer).
  • Resonator circuit 101 from Figure 2 clearly assigned and the corresponding quantities defined.
  • a first block 301 of the wave digital filter 300 contains a reflection-free serial coupler with the impedances R11 and R13.
  • Rll clearly represents the adjustable ohmic resistance R 203, based on a reference resistance.
  • R12 represents a corrected resistance (impedance) of the coil L 202 with respect to a base frequency.
  • a second block 302 contains a parallel coupler which reproduces the parallel connection of the capacitance 201, the conductance values G21, G22, G23 being shown in the second block.
  • G23 is an output conductance of the second block 302
  • a third block 303 represents a memory or a filter register for the capacitance 201 and a fourth block 304 represents a memory or a filter register for the coil 202.
  • the variables shown in FIG. 3 are defined below.
  • the resistances and conductance values for each filter frequency are:
  • R11 R / R_B (4)
  • R13 R11 + R12 (6)
  • G21 R13 -1 (7)
  • G22 2 ⁇ F_B C R_B / tan ( ⁇ F_B / f_s) (8)
  • R is the ohmic resistor 203 and R_B is a predefinable reference resistance.
  • F_B is a predefinable reference frequency.
  • the values R_B and F_B are used for scaling. Since the implementation according to the exemplary embodiment described is realized with double precision float variables, this standardization is not relevant, but it is, however, if integer arithmetic is used.
  • L is the inductance of the coil 202.
  • the value f_s is a sampling frequency of the sampled time signal.
  • the variables R11, R12, R13 are ohmic resistors, whereas the variables G21, G22 and G23 are guide values, that is to say inverse ohmic resistors.
  • the initial values of the filter registers ZI (fourth block 304) and Z2 (third block 303) are initialized to zero.
  • the output signal U c 204 is then calculated as:
  • the filter registers (blocks 303, 304) are updated as follows:
  • the output signal U 204 is transferred as the input signal U 200 to the filter stage 101 downstream of the filter stage 101 under consideration.
  • the quality of the filters 101 connected in series is determined anew in accordance with equation (1).
  • the value of the resistance R determining the damping is calculated in accordance with equation (2).
  • the filter resistors (R11, R12, R13, G21, G22, G23) and filter coefficients (gl, g2) recalculated according to equations (4) to (11).
  • the output signal is calculated for a next time slice. In other words, the time spectrum can be broken down into several time slices, which are successively calculated numerically.
  • Qo 10
  • Q m 6
  • the frequency of a signal normalized to a reference frequency f 0 is plotted along an abscissa 401 of the diagram 400 in a logarithmic representation. Along an ordinate 402 is the logarithmic representation
  • First to eighth curves 403 to 410 represent the frequency response (ie here the respective value of the maximum amplitude of the filter output) of the circuit arrangement according to the invention for different signal amplitudes (based on a reference amplitude).
  • the first curve 403 corresponds to an amplitude of lxlO "9
  • the second curve 404 corresponds to an amplitude of lxlO "4
  • the third curve 405 corresponds to an amplitude of lxlO " 3
  • the fourth curve 406 corresponds to an amplitude of lxlO "2
  • the fifth curve 407 corresponds to an amplitude of lxlO " 1
  • the sixth curve 408 corresponds to an amplitude of 1x10 °
  • seventh curve 409 corresponds to an amplitude of lxlO 1
  • eighth curve 410 corresponds to an amplitude of lxlO 5.
  • a sine wave is assumed as the input signal, which is windowed with a cos 2 window.
  • a sound pressure level A ⁇ n in dB is plotted along an abscissa in logarithmic representation, based on a sound pressure of the reference variable 20 ⁇ Pa.
  • the strength of an output signal A ou ⁇ in dB is plotted along an ordinate 502 in arbitrary units.
  • a first curve 503 shows a linear growth function.
  • a second curve 504 shows a growth function of the inner ear, ie the speed of the basilar membrane in relation to the sound pressure measured in front of the eardrum. The data of the second curve 504 are taken from [2].
  • a circuit arrangement 600 according to another preferred exemplary embodiment of the invention is described below with reference to FIG. 6A.
  • the circuit arrangement 600 is formed from a first resonator circuit 601 and a second resonator circuit 602, each of which is constructed like the resonator circuit 101 shown in FIG. 2.
  • the second resonator circuit 602 is the first resonator Circuit 601 connected downstream.
  • the second connection of the coil 202 of the upstream resonator circuit 601 is connected to the first connection of the ohmic resistor 203 of the downstream second resonator circuit 602 coupled.
  • the output voltage Uci of the upstream resonator circuit 601 is equal to the input voltage of the following resonator circuit 602. Furthermore, the output current of the first resonator circuit 601 is equal to the input current of the second resonator circuit 602.
  • the values of the resistors R1 and R2, the inductors L1 and L2 and the capacitances C1 and C2 of the resonator circuits 601, 602 can be different from one another or can be set / regulated differently.
  • a realization of the resonator circuits 601, 602 shown in FIG. 6A as a wave digital filter 650 is described below with reference to FIG. ⁇ B.
  • the wave digital filter 650 is formed from a first component 651, which represents the first resonator circuit 601, and from a second component 652, which represents the second resonator circuit 602.
  • first component 651 which represents the first resonator circuit 601
  • second component 652 which represents the second resonator circuit 602.
  • the two components 651, 652 are directly coupled to one another in the manner shown in FIG.
  • the internal structure of each of the components 651, 652 essentially corresponds to that of the wave digital filter 300 from FIG. 3.
  • a circuit arrangement 700 is described below with reference to FIG. 7A.
  • the circuit arrangement 700 is formed from a first resonator circuit 701 and a second resonator circuit 702, which are connected in series.
  • the resonator circuits 701, 702 are clearly connected in series in a decoupled configuration, ie an intermediate element is connected between the resonator circuits 701 and 702.
  • Each of the resonator circuits 701, 702 is essentially constructed like the resonator circuit shown in FIG.
  • an operational amplifier 703 is provided between the first resonator circuit 701 and the second resonator circuit 702, a non-inverting input 703a of the operational amplifier 703 being coupled to the second connection of the coil 202 of the upstream first resonator circuit 701. Furthermore, an inverting input 703b of the operational amplifier 703 is fed back with its output 703c and is coupled to the first connection of the ohmic resistor 203 of the second resonator circuit 702 connected downstream of the first resonator circuit 701.
  • the output voltage of the upstream resonator circuit 701 is U c _ 204 equal to the input voltage of the first resonator circuit 701 downstream second resonator circuit 702.
  • the output current of each resonator circuit is zero.
  • the input current of the second resonator circuit 702 connected downstream of the first resonator circuit 701 is based solely on the impedance of the second resonator circuit 702 connected downstream. As shown in FIG. 7A, these circumstances can be realized in analog technology by means of an impedance converter which can Output voltage of the upstream resonator circuit
  • a wave digital filter 750 as a realization of the circuit arrangement 700 from FIG. 7A is described below with reference to FIG. 7B.
  • the wave digital filter 750 is divided into a first component 751 and a second component 752, the first component 751 representing the first resonator circuit 701 and the second component 752 representing the second resonator circuit 702. Due to the functionality of the operational amplifier 703, the two components 751, 752 are clearly coupled to one another.
  • the internal structure of each of the components 751, 752 essentially corresponds to the configuration shown in FIG.
  • the input signal of the first component 751 is U
  • the input signal of the second component 752 is U ⁇ .

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltkreis-Anordnung (100) und eine Signalverarbeitungs-Vorrichtung. Die Schaltkreis-Anordnung weist einen Resonator-Schaltkreis (101) zum Generieren eines Ausgabesignals aus einem Eingabesignal auf, mit einer Kapazität und mit einer Induktivität, mit einem Eingang, an dem das Eingabesignal bereitstellbar ist und mit einem Ausgang, an dem das Ausgabesignal bereitstellbar ist. Ferner enthält die Schaltkreis-Anordnung einen Steuer-Schaltkreis (111) zum Steuern oder Regeln der Güte des Resonator-Schaltkreises, wobei der Steuer-Schaltkreis derart eingerichtet ist, dass er die Güte des Resonator-Schaltkreises abhängig von der Amplitude des Eingabesignals und/oder des Ausgabesignals steuert oder regelt.

Description

Besehreibung
Schaltkreis-Anordnung und Signalverarbeitungs-Vorrichtung
Die Erfindung betrifft eine Schaltkreis-Anordnung und eine Signalverarbeitungs-Vorrichtung.
Schallsignale weisen einen hohen Intensitätsbereich auf, das heißt eine hohe Dynamik von bis zu 120dB. Die Geräuschkulisse einer ländlichen Gegend bei Nacht entspricht ungefähr 20dB, wohingegen ein Gewehrschuss in der Nähe des Entstehens einen Schallpegel von ungefähr 140dB aufweist.
Aufgrund von Adaptionsprozessen im menschlichen Innenohr, bei denen die sogenannten äußeren Haarzellen eine wichtige Rolle spielen, erreicht das normale Gehör sowohl eine hohe Empfindlichkeit bei niedrigen Schallpegeln als auch eine hohe Toleranz bei hohen Schallpegeln. Der Schallpegel ist eine physikalische Größe, welche ein Maß ist für die Intensität des Schalls. Das Gehör passt seine Verstärkung dem aktuellen
Schallpegel an und ist daher in der Lage, einen großen Dynamikbereich an Schallpegeln zwischen als leise empfundenem Schall und als laut empfundenem Schall abzudecken. Anschaulich wird ein großer Schallpegelbereich auf einen kleinen wahrnehmbaren Bereich zusammengedrückt. In diesem Zusammenhang spricht man von Dynamikkompression.
Bei der Kodierung von Sprache in Aktionspotentiale des Hörnerven wird der große Dynamikbereich der Schallsignale (bis zu 120dB) auf den begrenzten dynamischen Bereich der
Sinneszellen bzw. eines neuronalen Systems (etwa 40dB) komprimiert .
Spracherkennungs-Systeme, Hörgeräte und Audio- Datenkomprimierung sind wirtschaftlich interessante Gebiete. Grundlagen der automatischen Spracherkennung sind beispielsweise [1] zu entnehmen. In einem bekannten Spracherkennungs-System wird eine schnelle Fourier-Transformation ("Fast Fourier Transformation", FFT) zur spektralen Analyse von Schallsignalen verwendet. Anschließend wird das erhaltene Amplitudenspektrum logarithmiert . Dies entspricht anschaulich einer Dynamikkompression mit logarithmischer Kennlinie.
Bei einer solchen schnellen Fourier-Transformation wird typischerweise ein Zeitfenster einer vorgegebenen Länge verwendet, was zu einer beschränkten Frequenz- und Zeitauflösung führt. Wird, wie in der Spracherkennung üblich, nur das BetragsSpektrum verwendet, ist die Zeitauflösung durch die Länge des verwendeten Zeitfensters limitiert. Problematisch bei der Verwendung eines Zeitfensters fest vorgegebener Größe ist, dass bei einer Veränderung des Spektrums nach der Rücktransformation ein Fehler erhalten wird, der auf der Endlichkeit des Zeitfensters beruht.
[3] offenbart eine Vorrichtung zum Verringern der scheinbaren
Lautstärke eines Ausgabesignals in einem Rundfunksystem, die ein Frequenz-selektives Verstärkungsverringerungs-Netwerk aufweist .
[4] offenbart eine Schaltungsanordnung zur Kompression des dynamischen Bereichs eines Eingabesignals.
Der Erfindung liegt das Problem zugrunde, eine Schaltkreis- Anordnung und eine Signalverarbeitungs-Vorrichtung bereitzustellen, mit denen eine verbesserte
Dynamikkompression ermöglicht ist.
Das Problem wird gelöst durch eine Schaltkreis-Anordnung und durch eine Signalverarbeitungs-Vorrichtung mit den Merkmalen gemäß den unabhängigen Patentansprüchen. Die Schaltkreis-Anordnung weist einen Resonator-Schaltkreis zum Generieren eines Ausgabesignals aus einem Eingabesignal auf. Der Resonator-Schaltkreis enthält eine Kapazität und -z f?Jri uktivität, einen Eingang, an dem das Eingabesignal bereitstellbar ist und einen Ausgang, an dem das Ausgabesignal bereitstellbar ist. Ferner weist die Schaltkreis-Anordnung einen Steuer-Schaltkreis zum Steuern oder Regeln der Güte des Resonator-Schaltkreises auf, wobei der Steuer-Schaltkreis derart eingerichtet ist, dass er die Güte des Resonator-Schaltkreises abhängig von der Amplitude, vorzugsweise abhängig von dem Signalverlauf der Signalamplitude, des Eingabesignals und/oder des Ausgabesignals steuert oder regelt.
Mit anderen Worten wird vorzugsweise die Güte abhängig von dem Signalverlauf der Signalamplitude gesteuert oder geregelt, was anschaulich den Vorteil mit sich bringt, dass die Zeitabhängigkeit des Eingabesignals und/oder des Ausgabesignals selbst auf die Zeitabhängigkeit der Güte abgebildet wird, so dass ein quasi-instantanes, verzögerungsfreies Steuern der Güte ermöglicht wird. Jedoch ist zu betonen, dass das Steuern der Güte abhängig von dem Signalverlauf der Signalamplitude optional ist, es ist auch möglich, die Güte abhängig von der Amplitude zu steuern oder zu regeln.
Darüber hinaus ist erfindungsgemäß eine Signalverarbeitungs- Vorrichtung mit einer Schaltkreis-Anordnung mit den oben genannten Merkmalen bereitgestellt. Ferner enthält die Signalverarbeitungs-Vorrichtung eine Weiterverarbeitungs- Einheit zum Weiterverarbeiten des Ausgabesignals .
Eine Grundidee der Erfindung ist darin zu sehen, dass die Güte des Resonator-Schaltkreises basierend auf der Amplitude des Eingabe- oder Ausgabesignals eingestellt wird. Weist eines dieser Signale eine sehr hohe Amplitude auf, so kann mittels des Steuer-Schaltkreises die Güte des Resonator- Schaltkreises derart stark verringert werden, dass das Signal stark gedämpft wird. Dagegen kann bei einem Signal einer geringen Amplitude die Güte derart erhöht werden, dass ein nur sehr schwach gedämpftes Signal an dem Ausgang der Schaltkreis-Anordnung bereitgestellt wird.
Anschaulich wird erfindungsgemäß zum Durchführen einer Dynamikkompression die Tatsache verwendet, dass ein Resonator-Schaltkreis nahe seiner Resonanzfrequenz als ausreichend stabiler Verstärker wirkt (Resonanzüberhöhung) .
Unter der Güte eines Resonator-Schaltkreises wird insbesondere das Verhältnis einer Amplitude eines Ausgabesignals bei oder nahe der Resonanzfrequenz des Resonator-Schaltkreises zu der entsprechenden Amplitude bei einer von der Resonanzfrequenz stark unterschiedlichen Frequenz verstanden. Die Güte eines Resonator-Schaltkreises hängt von dessen ohmschen Widerstand ab, so dass die Güte beispielsweise mittels Steuerns oder Regeins des ohmschen Widerstands des Resonator-Schaltkreises einstellbar ist.
In einem Szenario, in dem die Güte des Resonator- Schaltkreises basierend auf der Amplitude des in den Resonator-Schaltkreis eingeführten Eingabesignals eingestellt wird, kann die Funktionalität des Steuer-Schaltkreises als ein "Steuern" bezeichnet werden. Wird dagegen die Güte des Steuer-Schaltkreises basierend auf der Amplitude des Ausgabesignals eingestellt, so erfüllt der Steuer-Schaltkreis eine "Regelungs" -Funktionalität , da er ein rückgekoppeltes Anpassen der Güte durchführt.
Mit der erfindungsgemäßen Schaltkreis-Anordnung ist eine sichere und effektive Dynamikkompression eines Eingabesignals im Zeitbereich ermöglicht, ohne dass die Nachteile einer Fourier-Transformation auftreten. Insbesondere entfallen die bei einer Fourier-Transformation gemäß dem Stand der Technik auftretenden Probleme mit einem endlichen Zeitfenster. Darüber hinaus wird erfindungsgemäß ein dynamik komprimiertes Ausgangssignal generiert, das z.B. im Vergleich zu der Rücktransformation des logarith ierten FourierSpektrums deutlich geringere störende Signalverzerrung aufweist.
Gemäß der Erfindung ist eine ausreichend starke und intensitätsselektive (z.B. nichtlineare) Dämpfung eines Eingabesignals mittels selektiven Verringerns der Güte des Resonator-Schaltkreises ermöglicht .
Anschaulich kann die Schaltkreis-Anordnung als Filter- Schaltkreis aufgefasst werden, wobei basierend auf dem Wert der Induktivität L und der Kapazität C des Resonator- Schaltkreises der Frequenzbereich festgelegt ist, für welchen der Resonator-Schaltkreis durchlässig ist. Somit ist mittels Einstellens der Werte L, C eine einfache Möglichkeit geschaffen, den Frequenz-Schwerpunkt des transmittierbaren Intervalls des Resonator-Schaltkreises einzustellen. Die Breite der Resonanzkurve des Resonator-Schaltkreises ist insbesondere mittels Einstellens seiner Güte justierbar. Der Resonator-Schaltkreis in seiner erfindungsgemäßen Verschaltung kann als Filter mit nichtlinearer Dämpfung angesehen werden, mit dem eine im Prinzip beliebig hohe Dynamikkompression erreicht werden kann. Aufgrund einer ausreichend sch albandigen Verarbeitung können auch
Verzerrungen, die durch eine zu starke Nichtlinearität entstehen können, ausreichend gering gehalten werden.
Die Schaltkreis-Anordnung als Filter kann einen Resonator- Schaltkreis zweiter Ordnung enthalten, wobei die Dämpfung nichtlinear mit steigendem Schallpegel ansteigt. Bei einer passiven Realisierung der Schaltkreis-Anordnung, das heißt bei einer Verwendung passiver Bauelemente (Spule L, Kondensator C, ohmscher Widerstand R) kann eine stabile Schaltung erhalten werden (im Gegensatz zu Systemen, die einen aktiven, rückgekoppelten Verstärker benötigen) . Anstelle einer schnellen Fourier-Transformation (FFT) wird erfindungsgemäß eine, beispielsweise analoger, Filterbank verwendet, anstelle einer Logarithmierung wird eine nichtlineare Dämpfung eines Eingabesignals basierend auf dem Schallpegel eines Signals durchgeführt.
Bevorzugte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen.
Der Resonator-Schaltkreis kann einen mittels des Steuer- Schaltkreises steuerbaren (bzw. regelbaren) ohmschen Widerstand aufweisen. Ein solcher steuerbarer oder regelbarer ohmscher Widerstand ist eine einfache Schaltkreis-Komponente, mittels welcher die Funktionalität des Regeins der Güte des Resonator-Schaltkreises mit geringem Aufwand und genau und stabil erfüllt werden kann.
Das Eingabesignal kann zwischen einem ersten Anschluss des ohmschen Widerstands und einem ersten Anschluss der Kapazität bereitgestellt sein. Das Ausgabesignal kann zwischen dem ersten Anschluss der Kapazität und einem zweiten Anschluss der Kapazität bereitgestellt sein. Ein zweiter Anschluss des ohmschen Widerstands kann mit einem ersten Anschluss der Induktivität und ein zweiter Anschluss der Induktivität kann mit einem zweiten Anschluss der Kapazität gekoppelt sein.
Der Steuer-Schaltkreis kann derart eingerichtet sein, dass er die Güte des Resonator-Schaltkreises basierend auf einer Boltzmann-Funktion steuert, in welcher die Amplitude des Ausgabesignals als Parameter enthalten ist. Eine Boltzmann- Funktion ist bei geeigneter Wahl der darin enthaltenen Parameter gut geeignet, die Empfindlichkeitskurve der äußeren Haarsinneszellen im menschlichen Innenohr anzunähern. Eine besonders gute Beschreibung dieser biologischen Abhängigkeit kann durch eine Boltzmann-Funktion zweiter Ordnung beschrieben werden. Dadurch ist es möglich, die Empfindlichkeitskurve im menschlichen Ohr anzunähern, was für Anwendungen der Schaltkreis-Anordnung im medizinischen Bereich (beispielsweise für ein Hörgerät) vorteilhaft ist.
Der Steuer-Schaltkreis kann derart eingerichtet sein, dass er die Güte des Resonator-Schaltkreises in Abhängigkeit von der Amplitude des Ausgabesignals basierend auf einer für ein Ohr eines Menschen ermittelten Empfindlichkeitscharakteristik einstellt. Um die Empfindlichkeitscharakteristik im Innenohr eines Menschen besonders gut mittels einer erfindungsgemäßen Schaltkreis-Anordnung nachzubilden, kann eine beispielsweise experimentell oder theoretisch ermittelte
Empfindlichkeitscharakteristik des menschlichen Ohrs in der Form einer Datei oder Tabelle für den Steuer-Schaltkreis zugänglich abgelegt sein. In diesem Fall kann der Steuer- Schaltkreis die Güte des Resonator-Schaltkreises derart steuern oder regeln, dass die darin abgelegte biologische Empfindlichkeitscharakteristik angenähert wird.
Der Steuer-Schaltkreis kann derart eingerichtet sein, dass er die Güte des Resonator-Schaltkreises umso geringer einstellt, je höher die Amplitude des Ausgabesignals ist.
Der Steuer-Schaltkreis kann ferner derart eingerichtet sein, dass er die Güte des Resonator-Schaltkreises in einer nichtlinearen Abhängigkeit von der Amplitude des
Ausgabesignals einstellt. D.h., dass Signalbereiche großer Amplitude überproportional stark gegenüber Signalbereichen kleiner Amplitude gedämpft werden. Somit kann auch bei einem extrem hohen Bereich von Schallpegeln in einem Eingabesignal eine Komprimierung auf einen ausreichend schmalen Bereich bei dem Ausgabesignal erreicht werden.
Der Steuer-Schaltkreis kann derart eingerichtet sein, dass er die Güte des Resonator-Schaltkreises derart einstellt, dass die Amplitude des Ausgabesignals innerhalb eines vorbestimmten Intervalls ist. Für bestimmte Anwendungen kann es vorteilhaft sein, die Amplitude eines Ausgabesignals auf jeden Fall innerhalb eines vorbestimmten Intervalls zu halten. Dies kann beispielsweise im Rahmen der Datenkomprimierung wichtig sein, wenn ein Signal mit einer hohen Intensitätsschwankung mit möglichst wenig Quantisierungsstufen erfasst werden soll. In diesem Fall kann der Steuer-Schaltkreis derart eingerichtet sein, dass er die Güte des Resonator-Schaltkreises derart steuert oder regelt, dass das Ausgabesignal innerhalb des vorbestimmten Intervalls liegt.
Die Schaltkreis-Anordnung kann eine Mehrzahl von in Serie geschalteten Resonator-Schaltkreisen aufweisen, wobei ein Ausgabesignal eines jeweils vorgeschalteten Resonator- Schaltkreises den ihm jeweils nachgeschalteten Resonator- Schaltkreis als Eingabesignal bereitstellbar ist.
Gemäß dieser besonders vorteilhaften Ausgestaltung ist anschaulich eine Filterbank mit einer Hintereinanderschaltung aus mehreren Resonator-Schaltkreisen geschaffen, wodurch die Dynamikkompression auf einen noch größeren
Dynamikbereich ausgeweitet werden kann. Im Prinzip kann eine ausreichend starke Dynamikkompression (z.B. 60dB) bereits mit einer Filterstufe (d.h. mit einem Resonator-Schaltkreis) mit einer sehr hohen Güte Q (z.B. Q=1000, die bei hohen Pegeln auf eine Güte von Q=l reduziert wird) erfolgen. Eine solche Schaltkreis-Anordnung ist allerdings sehr schmalbandig (beispielsweise 0.1% der Resonanzfrequenz des Resonator- Schaltkreises) . Mittels Kaskadierens mehrerer Filter (z.B. drei hintereinander geschaltete Filter) mit einer relativ geringen Güte Q (z.B. Q=10, so dass Q3=1000) lässt sich gemäß der Erfindung ebenfalls eine ausreichend starke Dynamikkompression (z.B. von 60dB) realisieren. Die nicht zu hohe Einzel-Güte von jedem dieser Filter bringt den vorteilhaften Effekt mit sich, dass aufgrund der aus der geringeren Güte resultierenden erhöhten Bandbreite der einzelnen Filter ein größerer Frequenzbereich der Filter abgedeckt wird und gleichzeitig das Impulsverhalten der Filter verbessert wird, d.h. die Ein- und Ausschwingzeit des Systems ist wesentlich geringer.
Die hintereinander geschalteten Resonator-Schaltkreise können anschaulich miteinander direkt verkoppelt sein derart, dass die AusgäbeSpannung eines vorgeschalteten Resonator- Schaltkreises gleich der Eingabespannung des ihm nachgeschalteten Resonator-Schaltkreises ist und dass der (im Betrieb in der Regel von Null verschiedene) Ausgabestrom eines vorgeschalteten Resonator-Schaltkreises gleich dem
Eingabestrom des ihm nachgeschalteten Resonator-Schaltkreises ist. Hierfür ist die Schaltkreis-Anordnung in der Regel von einem Zwischenelement zwischen vor- und nachgeschaltetem Resonator-Schaltkreisen frei. Dies ist mittels einer Schaltkreis-Anordnung realisierbar, bei welcher der zweite Anschluss der Spule eines vorgeschalteten Resonator- Schaltkreises mit dem ersten Anschluss des ohmschen Widerstands des dem vorgeschalteten Resonator-Schaltkreis nachgeschalteten Resonator-Schaltkreises gekoppelt ist.
Alternativ können die hintereinander geschalteten Resonator- Schaltkreise anschaulich von einer unmittelbaren Kopplung frei sein, d.h. voneinander in gewisser Weise entkoppelt sein, insbesondere unter Zwischenschalten eines Zwischenelements zwischen Ausgabe eines vorgeschalteten und Eingabe eines nachgeschalteten Resonator-Schaltkreises. Dies ist vorzugsweise derart realisiert, dass die Ausgabespannung eines vorgeschalteten Resonator-Schaltkreises gleich der Eingabespannung des ihm nachgeschalteten Resonator- Schaltkreises ist und dass der Ausgabestrom eines vorgeschalteten Resonator-Schaltkreises gleich Null ist. Der Eingabestrom des nachgeschalteten Resonator-Schaltkreises ergibt sich im Wesentlichen nur aus der Impedanz des dieses Resonator-Schaltkreises. Bei einer derartigen Schaltkreis- Anordnung ist als Zwischenelement vorzugsweise ein
Operationsverstärker (als Impedanzwandler) zwischen einem vorgeschalteten Resonator-Schaltkreis und dem ihm nachgeschalteten Resonator-Schaltkreis vorgesehen. Ein erster Eingang des Operationsverstärkers ist mit dem zweiten Anschluss der Spule des vorgeschalteten Resonator- Schaltkreises gekoppelt. Ein zweiter Eingang des Operationsverstärkers ist mit einem Ausgang des Operationsverstärkers rückgekoppelt und ist mit dem ersten Anschluss des ohmschen Widerstands des dem vorgeschalteten Resonator-Schaltkreis nachgeschalteten Resonator- Schaltkreises gekoppelt.
Zur Reduktion der Rechenleistung kann die Güte aller in Serie geschalteter Resonator-Schaltkreise identisch eingestellt sein. In diesem Fall ist die von dem Steuer-Schaltkreis beanspruchte Rechenleistung besonders gering gehalten, da für alle Resonator-Schaltkreise eine gemeinsame Güte ermittelt und eingestellt wird, d.h. alle Filterparameter identisch sind. Wird eine Schaltkreis-Anordnung mit einer besonders hohen Qualitätsanforderung benötigt, so kann alternativ die Güte von unterschiedlichen in Serie geschalteten Resonator- Schaltkreisen zum Zwecke einer Optimierung unterschiedlich eingestellt werden. Bei einer solchen Schaltkreis-Anordnung ist somit die Güte von jedem der in Serie geschalteten Resonator-Schaltkreise individuell eingestellt.
Die Schaltkreis-Anordnung weist vorzugsweise eine Mehrzahl von parallel geschalteten Zweigen auf, wobei jeder Zweig einen Resonator-Schaltkreis oder mehrere in Serie geschaltete Resonator-Schaltkreise aufweist. In diesem Fall ist die Güte eines jeweiligen Resonator-Schaltkreises mittels des Steuer- Schaltkreises steuerbar bzw. regelbar.
Gemäß dieser besonders vorteilhaften Weiterbildung der Erfindung sind anschaulich mehrere parallel geschaltete Zweige von Resonator-Schaltkreisen vorgesehen, wobei in jedem Zweig eine Mehrzahl von Resonator-Schaltkreisen hintereinandergeschaltet sein kann. Vorzugsweise ist der mindestens eine Resonator-Schaltkreis eines jeweiligen Zweigs derart eingerichtet, dass er für einen jeweiligen Frequenzbereich des Eingabesignals durchlässig ist derart, dass die Zweige gemeinsam für ein zusammenhängendes Frequenzintervall durchlässig sind. Der Frequenzbereich, für den das menschliche Gehör sensitiv ist, liegt ungefähr zwischen 20Hz und 20kHz. Um diesen Hörfrequenzbereich abzudecken, sind in der parallelen Anordnung von Resonator-Schaltkreisen in unterschiedlichen Kanälen die Frequenzbereiche transmittierbarer Signale in der Regel unterschiedlich. Der Frequenzbereich transmittierbarer Signale in einem Resonator-Schaltkreis ist eine Verteilungskurve um die Resonanzfrequenz herum mit einer gewissen Halbwertsbreite. Die Resonanzfrequenz ist anschaulich mittels Einstellens der Werte L, C des Resonator- Schaltkreises möglich, die Halbwertsbreite ist mittels Einstellens der jeweiligen Güte justierbar. Setzt man die unterschiedlichen Frequenz-Durchlassbereiche der unterschiedlichen Zweige von Resonator-Schaltkreisen zusammen, so ergibt sich ein vorzugsweise zusammenhängendes Frequenzintervall, mittels welchem der Sensitivitätsbereich des menschlichen Gehörs oder ein sonstiger Frequenzbereich von Interesse erfassbar ist.
Vorzugsweise sind die Frequenzbereiche, für die unterschiedliche Zweige durchlässig sind, zumindest teilweise einander überlappend. In diesem Fall ist sichergestellt, dass alle Frequenzen erfasst werden, und es ist ein Zusammensetzen der Signalkomponenten einzelner Zweige möglich.
Vorzugsweise ist der Frequenzbereich, für den ein jeweiliger Zweig durchlässig ist, mittels Einstellens des Werts der Kapazität und/oder der Induktivität des mindestens einen Resonator-Schaltkreises des Zweigs vorgebbar. Dies beruht darauf, dass die Resonanzfrequenz eines Resonator- Schaltkreises von den Werten der Induktivität und der Kapazität abhängt. Vorzugsweise ist die Schaltkreis-Anordnung der Erfindung zum Verarbeiten eines akustischen Signals als Eingabesignal eingerichtet. In diesem Fall eignet sich die Schaltkreis- Anordnung der Erfindung für einen Einsatz in einem
Sprachverarbeitungs-System. Ein solches kann beispielsweise auf pulsenden neuronalen Netzwerken beruhen, welche auf eine Reduktion des Dynamikbereichs angewiesen sind. Weitere Anwendungsgebiete sind Systeme zur Schallverarbeitung und (Audio-) Datenkomprimierung, wenn Signale mit hohen Amplituden mit möglichst wenig Quantisierungsstufen erfasst werden sollen. Darüber hinaus gibt es Anwendungen im medizinischen Bereich, insbesondere als Hörhilfe bei Patienten mit Lärm- Schwerhörigkeit .
Die erfindungsgemäße Schaltkreis-Anordnung kann in digitaler oder analoger Schaltungstechnik realisiert sein.
Zumindest ein Teil der Schaltkreis-Anordnung, insbesondere die Filter, die Steuer- oder Regelungs-Funktionalität des
Steuer-Schaltkreises, kann als Computerprogramm realisiert sein. Die Erfindung kann sowohl mittels eines Computerprogramms, d.h. einer Software, als auch mittels einer oder mehrerer spezieller elektrischer Schaltungen, d.h. in Hardware oder in beliebig hybrider Form, d.h. mittels Software-Komponenten und Hardware-Komponenten, realisiert werden .
Eine Software-Realisierung insbesondere des Steuer- Schaltkreises kann beispielsweise in "C++" erfolgen. Eine
Realisierung kann auf einem beliebigen Prozessor oder DSP (digitaler Signalprozessor) erfolgen, ebenso auf einem FPGA- Baustein. Ein FPGA ("Field Programmable Gate Array" ) ist ein integrierter programmierbarer Schaltkreis, der in der Regel eine Vielzahl programmierbarer Zellen auf einem Chip aufweist . Im Weiteren wird die erfindungsgemäße Signalverarbeitungs- Vorrichtung, die eine erfindungsgemäße Schaltkreis-Anordnung aufweist, näher beschrieben. Ausgestaltungen der Signalverarbeitungs-Vorrichtung gelten auch für die Schaltkreis-Anordnung und umgekehrt.
Bei der Signalverarbeitungs-Vorrichtung kann die Weiterverarbeitungs-Einheit eine Spracherkennungs-Einrichtung oder ein Hörgerät sein.
Bei einer Realisierung der Weiterverarbeitungs-Einheit als Hörgerät kommt insbesondere eine Anwendung in Frage, bei der eine Dynamikkompression zum Ausgleich von Störungen der Lautstärke-Wahrnehmung von Schwerhörigen durchgeführt wird. Im gestörten Gehör können die äußeren Haarzellen in
Mitleidenschaft gezogen sein, wodurch die Erhöhung der Empfindlichkeit bei niedrigen Schallpegeln ausfällt. Das Gehör arbeitet dann anschaulich stets mit der für hohe Schallpegel vorgesehenen Empfindlichkeit. Dieses führt dazu, dass der nutzbare Bereich an Schallpegeln zwischen der
Hörschwelle (sehr leise) und der Unannehmlichkeits-Schwelle (sehr laut) kleiner wird (Recruitment) . Zum Ausgleich dieses Phänomens kann mittels der erfindungsgemäßen Schaltkreis- Anordnung der Signalverarbeitungs-Vorrichtung eine Dynamikkompression durchgeführt werden, die den großen Schallpegelbereich der akustischen Umwelt auf den wahrzunehmenden Bereich des Patienten anschaulich zusammendrückt .
Die Signalverarbeitungs-Vorrichtung kann auch den Eingang für ein SpracherkennungsSystem bilden, insbesondere in pulsender neuronaler Netzwerk Architektur.
Die Signalverarbeitungs-Vorrichtung kann als analoge- oder digitale Filterbank eingerichtet sein. Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Figuren dargestellt und werden im Weiteren näher erläutert.
Es zeigen:
Figur 1 eine Schaltkreis-Anordnung gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Figur 2 einen Resonator-Schaltkreis gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Figur 3 eine Realisierung des in Figur 2 gezeigten Resonator- Schaltkreises als Wellendigitalfilter,
Figuren 4 und 5 Diagramme zum Veranschaulichen der
Funktionalität der erfindungsgemäßen Schaltkreis- Anordnung,
Figur 6A eine Schaltkreis-Anordnung gemäß einem anderen bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Figur 6B eine Realisierung der in Figur 6A gezeigten
Resonator-Schaltkreise als Wellendigitalfilter ,
Figur 7A eine Schaltkreis-Anordnung gemäß einem weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Figur 7B eine Realisierung der in Figur 7A gezeigten
Resonator-Schaltkreise als Wellendigitalfilter .
Gleiche oder ähnliche Komponente in unterschiedlichen Figuren sind mit gleichen Bezugsziffern versehen.
Im Weiteren wird bezugnehmend auf Fig.l eine Schal kreis- Anordnung 100 gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben. Die Schaltkreis-Anordnung 100 enthält eine Vielzahl von Resonator-Schaltkreisen 101, von denen jeder eine Kapazität und eine Induktivität aufweist (nicht gezeigt in Fig.l), sowie einen Eingang, an dem ein Eingabesignal bereitstellbar ist und einen Ausgang, an dem ein Ausgabesignal bereitstellbar ist. Jeweils drei der Resonator-Schaltkreise 101 sind entlang einer jeweiligen Zeile der matrixförmigen Anordnung hintereinander geschaltet, so dass ein jeweiliger Ausgang eines vorgeschalteten Resonator-Schaltkreises 101 mit einem jeweiligen Eingang eines ihm nachgeschalteten
Resonator-Schaltkreises 101 gekoppelt ist. Die Werte der Induktivität und der Kapazität der Resonator-Schaltkreise 101 einer Zeile sind jeweils derart gewählt, dass die jeweilige Zeile ein Signal eines entsprechenden Frequenzintervalls in einem Umgebungsbereich der Resonanzfrequenz der Resonator- Schaltkreise 101 der Zeile transmittieren kann. Die Resonator-Schaltkreise 101 unterschiedlicher Zeilen weisen jeweils unterschiedliche Werte für L, C auf, sodass zusammengenommen die einzelnen Zeilen oder Zweige von Resonator-Schaltkreisen 101 ein zusammenhängendes Frequenz- Intervall abdecken, welches dem Empfindlichkeitsbereich des menschlichen Gehörs entspricht (ungefähr 20Hz bis 20kHz) .
Ein Steuer-Schaltkreis 111 steht mit allen Resonator- Schaltkreisen 101 in einer Kommunikationsverbindung, d.h. der Steuer-Schaltkreis 111 ist mit allen Resonator-Schaltkreisen gekoppelt. Die Güte von jedem einzelnen der Resonator- Schaltkreise 101 ist mittels des Steuer-Schaltkreises 111 zum Steuern oder Regeln der Güte der Resonator-Schaltkreise 101 einstellbar, wobei der Steuer-Schaltkreis 111 derart eingerichtet ist, dass er die Güte der Resonator-Schaltkreise 101 abhängig von der Amplitude eines Ausgabesignals des letzten Resonator-Schaltkreises 101 einer jeweiligen Zeile einstellt. Beispielsweise wird die Güte der Resonator- Schaltkreise R11; R12/ R_3 mittels des Steuer-Schaltkreises 111 basierend auf der Amplitude eines Signals am Ausgang des Resonator-Schaltkreises Rχ3 eingestellt. In Fig.l ist ferner eine Schallquelle 103 gezeigt, welche ein akustisches Signal als globales Eingabesignal 102 emittiert. Dieses wird den Eingängen der Resonator-Schaltkreise 101 (Rn, R_ι, ... , Rki • ■ • Rni) der ersten Spalte von Resonator- Schaltkreisen 101 bereitgestellt.
Im Weiteren wird der in der ersten Zeile und der ersten Spalte von Resonator-Schaltkreisen angeordnete Resonator- Schaltkreis 101 Rn betrachtet. Diesem wird an einem Eingang das globale Eingabesignal 102 der Schallquelle 103 bereitgestellt. Der Resonator-Schaltkreis 101 Rn lässt eine von den ihm zugeordneten Werten L und C abhängige Frequenzkomponente des globalen Eingabesignals 102 hindurch, welche an einem Ausgang des Resonator-Schaltkreises Rn als erstes lokales Ausgabesignal 104 bereitgestellt ist. Ferner wird aufgrund der Funktionalität des Resonator-Schaltkreises 101 Rii abhängig von seiner (gegenwärtigen) Güte Q das globale Eingabesignal 102 in seiner Amplitude verändert. Die Güte Q des Resonator-Schaltkreises 101 Ru wird mittels eines ohmschen Widerstands (nicht gezeigt in Fig.l) des Resonator- Schaltkreises 101 Ru geregelt, wobei der Steuer-Schaltkreis 111 diesem regelbaren ohmschen Widerstand ein entsprechendes Steuersignal bereitstellt, wodurch der Widerstand auf einen vorbestimmten Wert eingestellt wird. Dadurch wird die Güte des Resonator-Schaltkreises 101 eingestellt, so dass in einem nachfolgenden Verarbeitungs-Zyklus gemäß diesem Wert der Güte ein Eingabesignal stärker oder schwächer gedämpft wird. Da die Schaltkreis-Anordnung 100 zur Dynamikkompression des globalen Eingabesignals 102 eingerichtet ist, werden anschaulich Signalbereiche hoher Amplitude stärker geschwächt als Signalbereiche geringer Amplitude.
Das erste lokale Ausgabesignal 104 wird dem dem Resonator- Schaltkreis 101 Ru nachgeschalteten Resonator-Schaltkreis
101 R_ als erstes lokales Eingabesignal 105 bereitgestellt. Das erste lokale Eingabesignal 105 durchläuft den Resonator- Schaltkreis 101 Ri2, wobei an einem Ausgang das zweite lokale Ausgabesignal 106 bereitgestellt wird. Das zweite lokale Ausgabesignal 106 dient als zweites lokales Eingabesignal 107 des dem Resonator-Schaltkreis 101 Rχ nachgeschalteten Resonator-Schaltkreises 101 Rχ3. An dessen Ausgang 108 ist ein drittes lokales Ausgabesignal 108 bereitgestellt. Dieses wird gemeinsam mit den jeweils auf ein separates Frequenzintervall bezogenen Ausgabesignalen der jeweils letzten in einer Zeile angeordneten Resonator-Schaltkreisen 101 (Rχ3, R3, ..., Rk3, .--, Rn3) zu einem globalen Ausgabesignal 109 zusammengesetzt (addiert) .
Bei jedem der Resonator-Schaltkreise 101 einer jeweiligen Zeile von Resonator-Schaltkreisen (Rki, Rk2 Rk3) wird die Güte aller Resonator-Schaltkreise 101 der Zeile basierend auf der Amplitude des Ausgabesignals an dem Ausgang des jeweils letzten Resonator-Schaltkreises (in der k-ten Zeile Resonator-Schaltkreis Rk3) mittels des Steuer-Schaltkreises 111 geregelt.
Das zusammengesetzte globale Ausgabesignal 109 ist somit gegenüber dem globalen Eingabesignal 102 einer Dynamikkompression unterzogen.
Im Weiteren wird bezugnehmend auf Fig.2 der Resonator- Schaltkreis 101 aus Fig.l beschrieben.
In Fig.2 ist ein Eingabesignal 200 als Spannungsquelle U symbolisiert. Ferner ist ein Ausgabesignal 204 als Spannung Uc symbolisiert. Das Eingabesignal 200 ist zwischen einem ersten Anschluss eines ohmschen Widerstands 203 und einem ersten Anschluss einer Kapazität 201 bereitgestellt. Das Ausgabesignal 204 ist zwischen dem ersten Anschluss der Kapazität 201 und einem zweiten Anschluss der Kapazität 201 bereitgestellt. Ferner ist ein zweiter Anschluss des regelbaren ohmschen Widerstands 203 mit einem ersten Anschluss einer Induktivität 202 gekoppelt, und ein zweiter Anschluss der Induktivität 202 ist mit dem zweiten Anschluss der Kapazität 201 gekoppelt.
Der Wert des ohmschen Widerstands R 203 ist mittels des Steuer-Schaltkreises 111 einstellbar. Der Resonator- Schaltkreis 101 aus Fig.2 stellt somit anschaulich einen Filter mit regelbarer Dämpfung dar.
Bei der erfindungsgemäßen Schaltkreis-Anordnung 100 sind in jeder Zeile drei (oder allgemein N) Resonator-Schaltkreise 101 als Filterelemente rückkopplungsfrei hintereinander geschaltet. Das zeitabhängige Ausgabesignal Uc(t), wobei t die Zeit ist, eines vorgeschalteten Filters definiert jeweils das Eingabesignal U 200 des dem vorgeschalteten Filter nachgeschalteten Filters.
Der Widerstand R 203 kann in nichtlinearer Abhängigkeit von der AusgangsSpannung U (t) verändert werden (Regelung), in Abhängigkeit von Uc(t) des jeweils vorangeschalteten Filters (Steuerung) , oder auch in für alle Filter gleichzeitig in
Abhängigkeit von U (t) der letzten Filterstufe einer Reihe.
Im Weiteren wird beschrieben, auf Basis welcher Rechenvorschrift gemäß dem beschriebenen Ausführungsbeispiel der Wert R eines jeweiligen ohmschen Widerstands R 203 eingestellt wird.
Hierfür wird zunächst eine einzustellende Güte Q berechnet.
Gemäß dem beschriebenen Ausführungsbeispiel wird die Güte Q des Filters gemäß einer Boltzmann-Funktion gedämpft:
Q(t) = (Q0 - Qmin)d - [— — , AT | Tτ u - 1]) + ^ ( )
1+exp{-SAT I Uc(t) |}
In Gleichung (1) ist Q(t) die Abhängigkeit der Güte Q von der Zeit t. Qo ist eine vorgebbare Maximalgüte des Resonator- Schaltkreises 101 (z.B. Q0=10) . Qmin ist eine vorgebbare minimale Güte des Resonator-Schaltkreises (z.B. Qm_n=l) • SAT ist eine vorgebbare Sättigungsschwelle, das heißt ein Parameter, mit dem anschaulich die Zeitabhängigkeit der Güte eingestellt werden kann (z.B. SAT=1) .
Die Boltzmann-Funktion (1) nähert die Empfindlichkeitskurve der äußeren Haarsinneszellen im Innenohr an. Die Funktion kann bei Bedarf durch eine Boltzmann-Funktion zweiter Ordnung ersetzt werden, die unter Einführung eines weiteren
Parameters eine noch genauere Anpassung ermöglicht. In Gleichung (1) ist eine einfache Boltzmann-Funktion erster Ordnung verwendet, da sie nur einen freien Parameter (nämlich SAT) aufweist und somit mit geringem numerischen Aufwand verarbeitet werden kann.
Aus der Güte Q des Filters berechnet sich der einzustellende Wert des nichtlinearen Widerstands R zu:
Figure imgf000021_0001
Somit hängt der zeitabhängige Wert des ohmschen Widerstands R(t) von dem Wert der Induktivität L und der Kapazität C sowie der zeitabhängigen Güte Q(t) ab.
Anschaulich bilden Gleichungen (1) und (2) die Regelungsvorschrift für das Einstellen des Werts R des ohmschen Widerstands 203 mittels des Steuer-Schaltkreises 111.
Der von dem in Fig.2 gezeigten Resonator-Schaltkreis 101 gebildete Filter ist bei sehr geringen Amplituden Uc(t) linear (mit Q→Qo für Uc(t)→0). Ebenso ist er bei sehr großen Amplituden Uc(t) näherungsweise linear (Q→Qmin für Uc(t)→∞). Die Dynamikkompression K erfolgt im Bereich der
Sättigungsschwelle (SAT) und beträgt K=Qo/Qm_n- Im Falle von N=4 hintereinander geschalteten Filterstufen (in Fig.l sind allerdings nur drei Filterstufen mittels dreier Resonator- Schaltkreise in einer Zeile vorgesehen) und den Werten Qo=10 und Qmin=l ist eine starke Kompression um 80dB (KN= (Qo/Qπ__ι)N) realisierbar .
Um den gesamten Hörbereich des Menschen abzudecken, wird eine Filterbank mit Resonanzfrequenzen im Bereich von ungefähr 20Hz bis ungefähr 20kHz realisiert, was durch typischerweise fünfzig bis hundert Zeilen von Resonator-Schaltkreisen 101 (d.h. n=50 bis n=100) realisiert wird. Gemäß dem beschriebenen Ausführungsbeispiel wird der Wert der Induktivität auf L=1H festgelegt. Der jeweilige Wert C wird dann für jede Zeile von Resonator-Schaltkreisen 101 gemäß der von dieser Zeile abgedeckten Filterfrequenz f0 aus der Resonanzfrequenz des entsprechenden LC-Glieds berechnet:
C = (4π2f2L)_1 (3)
Es ist anzumerken, dass die nichtlineare Güte Q für jede Filterfrequenz f0, d.h. für jede Zeile von Resonator- Schaltkreisen 101, unabhängig berechnet wird. Bezugnehmend auf Fig.l bedeutet dies, dass jeder Zeile von Oszillator- Schaltkreisen 101 eine entsprechende Filterfrequenz f0 zugeordnet ist, für welche der Wert der Güte Q(t) berechnet wird.
Im Weiteren wird bezugnehmend auf Fig.3 ein Wellendigitalfilter 300 als Realisierung der in Fig.2 gezeigten Resonatorstufe 101 beschrieben.
Ein Wellendigitalfilter stellt eine Klasse von Digitalfiltern mit besonders günstigen Eigenschaften dar. Sie sind traditionellen Filtern aus den klassischen Bauelementen der Nachrichtentechnik nachgebildet und werden mit Hilfe moderner integrierter Digitalschaltungen betrieben. Gemäß der
Technologie eines Wellendigitalfilters kann anschaulich ein analoges Modell digital realisiert werden (beispielsweise unter Verwendung eines Computers) .
Im Weiteren werden anschaulich die Komponenten des Wellendigitalfilters 300 aus Fig.3 den Komponenten des
Resonator-Schaltkreises 101 aus Fig.2 anschaulich zugeordnet und die entsprechenden Größen definiert.
Ein erster Block 301 des Wellendigitalfilters 300 enthält einen reflexionsfreien seriellen Koppler mit den Impedanzen Rll und R13. Anschaulich repräsentiert Rll den regelbaren ohmschen Widerstand R 203, bezogen auf einen Referenzwiderstand. R12 repräsentiert einen korrigierten Widerstand (Impedanz) der Spule L 202 bezogen auf eine Basisfrequenz . Ein zweiter Block 302 enthält einen parallelen Koppler, der die parallele Verschaltung der Kapazität 201 wiedergibt, wobei in dem zweiten Block die Leitwerte G21, G22, G23 dargestellt sind. G21 ist ein Eingangs-Leitwert des zweiten Blocks (G12=1/R13) 302, G23 ist ein Ausgangs-Leitwert des zweiten Blocks 302. Mittels des Leitwerts G22 wird der
Widerstand der Kapazität C 201 modelliert. Ein dritter Block 303 repräsentiert einen Speicher bzw. ein Filterregister für die Kapazität 201 und ein vierter Block 304 repräsentiert einen Speicher bzw. ein Filterregister für die Spule 202.
Im Weiteren werden die in Fig.3 gezeigten Variablen definiert. Es ergeben sich die Widerstände und Leitwerte für jede Filterfrequenz zu:
R11=R/R_B (4)
Rl2=2π F_B L/ (R_B tan[π F_B/f_s] ) (5)
R13=R11+R12 (6)
G21=R13-1 (7) G22=2π F_B C R_B/tan (π F_B/f_s ) ( 8 )
G23=G21+G22 (9)
Hierbei ist R der ohmsche Widerstand 203 und R_B ein vorgebbarer Bezugswiderstand. F_B ist eine vorgebbare Bezugsfrequenz. Die Werte R_B und F_B dienen zum Skalieren. Da die Realisation gemäß dem beschriebenen Ausführungsbeispiel mit Double Precision Float-Variablen realisiert ist, ist diese Normierung nicht relevant, wohl aber, wenn Integer-Arith etik verwendet wird. L ist die Induktivität der Spule 202. Der Wert f_s ist eine Sampling- Frequenz des abgetasteten Zeitsignals. Die Größen Rll, R12, R13 sind ohmsche Widerstände, wohingegen die Größen G21, G22 und G23 Leitwerte, das heißt inverse ohmsche Widerstände sind.
Filter-Koeffizienten gl, g2 ergeben sich zu:
gl=Rll/Rl3 (10)
g2=G21/G23 (11)
Die Anfangswerte der Filterregister ZI (vierter Block 304) und Z2 (dritter Block 303) werden zu Null initialisiert.
Die Signale an den einzelnen Ports lassen sich sukzessive berechnen. Für die "Vorwärtswelle" des Signals, das heißt anschaulich die Koeffizienten an den gemäß Fig.3 nach rechts orientierten Pfeile, ergibt sich:
bl3=-(U+Zl) (12)
b20=-g2(Z2-bl3) (13)
b23=b20+Z2 (14) Die Größe U in Gleichung (12) ist das Eingabesignal 200.
Für die "Rückwärtswelle", das heißt anschaulich die gemäß Fig.3 nach links orientierten Pfeile, ergeben sich die Koeffizienten:
b22=b20+b23 (15)
b21=b22+Z2-bl3 (16)
a0=b21-bl3 (17)
bll=U-gl a0 (18)
bl2=-(bll+b21) (19)
Das Ausgabesignal Uc 204 berechnet sich dann zu:
Uc=(b22+Z2 [sec] ) /2 (20)
Die Filterregister (Blöcke 303, 304) werden wie folgt aktualisiert :
Zl=-bl2 (21)
Z2=b22 (22)
Das Ausgabesignal U 204 wird als Eingabesignal U 200 an die der betrachteten Filterstufe 101 nachgeschaltete Filterstufe 101 übergeben. Basierend auf dem Ausgabesignal Uc 204 der letzten Filterstufe 101 einer Zeile von Filterstufen 101 wird die einzustellende Güte der hintereinander geschalteten Filter 101 gemäß Gleichung (1) neu ermittelt. Aus dem so ermittelten Wert für die Güte Q wird der Wert des die Dämpfung bestimmenden Widerstands R gemäß Gleichung (2) berechnet. Mit dem veränderten Wert des ohmschen Widerstands R 203 werden die Filterwiderstände (Rll, R12 , R13, G21, G22, G23) und Filterkoeffizienten (gl, g2) gemäß Gleichungen (4) bis (11) neu berechnet. Nach diesem Schritt wird das Ausgabesignal für eine nächste Zeitscheibe berechnet. Mit anderen Worten kann das Zeitspektrum in mehrere Zeitscheiben zergliedert werden, die sukzessive numerisch berechnet werden .
Im Weiteren wird bezugnehmend auf Fig.4 ein Diagramm 400 erläutert, in dem die Funktionalität der erfindungsgemäßen Schaltkreis-Anordnung gemäß einem bevorzugten
Ausführungsbeispiel der Erfindung gezeigt ist. Diagramm 400 bezieht sich auf eine Schaltkreis-Anordnung mit N=4 hintereinander geschalteten Resonator-Schaltkreisen. Als maximaler Q-Wert ist Qo=10 angenommen, als minimaler Q-Wert ist Qmi l angenommen.
Entlang einer Abszisse 401 des Diagramms 400 ist in einer logarithmischen Darstellung die auf eine Referenzfrequenz f0 normierte Frequenz eines Signals aufgetragen. Entlang einer Ordinate 402 ist in einer logarithmischen Darstellung die
Reaktion des Systems auf ein Eingabesignal einer bestimmten Intensität gezeigt. Erste bis achte Kurven 403 bis 410 stellen die Frequenzgang (d.h. hier den jeweiligen Wert der Maximalamplitude des Filterausgangs) der erfindungsgemäßen Schaltkreis-Anordnung für unterschiedliche Signal-Amplituden (bezogen auf eine Referenzamplitude) dar. Die erste Kurve 403 entspricht einer Amplitude von lxlO"9, die zweite Kurve 404 entspricht einer Amplitude von lxlO"4, die dritte Kurve 405 entspricht einer Amplitude von lxlO"3, die vierte Kurve 406 entspricht einer Amplitude von lxlO"2, die fünfte Kurve 407 entspricht einer Amplitude von lxlO"1, die sechste Kurve 408 entspricht einer Amplitude von 1x10°, die siebte Kurve 409 entspricht einer Amplitude von lxlO1 und die achte Kurve 410 entspricht einer Amplitude von lxlO5. Ferner ist als Eingabesignal eine Sinusschwingung angenommen, die mit einem cos2-Fenster gefenstert ist. Kurven 403 bis 410 ergeben sich für eine gesamte Filterbank aus N=4 rückkopplungsfrei hintereinander geschalteten Resonator-Sehaltkreisen.
Zunächst ist aus dem Diagramm 400 ersichtlich, dass die Dämpfung des Eingabesignals umso stärker ist, je höher die Signalintensität bzw. Signalamplitude ist. Bei sehr kleinen Amplituden sind die Filter linear und die Resonanzüberhöhung beträgt ungefähr 80dB. Die Antwort der Filterbank nimmt zu hohen tiefen Frequenzen sehr steil ab, da die Filter als Tiefpass realisiert sind (vgl. Fig. 2). Die hochfrequente Antwort der Filter fällt mit ungefähr 6dB pro Oktave ab, bedingt durch die Skalierung der Filterparameter mit fo . Die Kurven in Fig.4 bilden die stark asymmetrische Frequenz- Selektivität des menschlichen Gehörs in guter Näherung nach.
Im Weiteren wird bezugnehmend auf Fig.5 die Beziehung zwischen Amplituden des Eingabesignals und des Ausgabesignals einer erfindungsgemäßen Schaltkreis-Anordnung beschrieben.
In dem Diagramm 500 ist entlang einer Abszisse in logarithmischer Darstellung ein Schalldruckpegel Aιn in dB aufgetragen, bezogen auf einen Schalldruck der Bezugsgröße 20μPa. Entlang einer Ordinate 502 ist in willkürlichen Einheiten die Stärke eines Ausgabesignals Aouτ in dB aufgetragen. Kurven 503 bis 507 zeigen für unterschiedliche Szenarien die Wachstumsfunktion einer Filterkaskade aus vier Resonator-Schaltkreisen (Hintereinanderschaltung von N=4 Filtern) bei der Resonanzfrequenz f0. Als minimale Güte ist Qmin=l angenommen.
Eine erste Kurve 503 zeigt eine lineare Wachstumsfunktion. Eine zweite Kurve 504 zeigt eine Wachstumsfunktion des Innenohrs, d.h. die Geschwindigkeit der Basilarmembran bezogen auf den Schalldruck gemessen vor dem Trommelfell . Die Daten der zweiten Kurve 504 sind aus [2] entnommen. Eine dritte Kurve 505 zeigt den Kurvenverlauf für eine Güte Q=2 , eine vierte Kurve 506 zeigt den Verlauf für Q=4 und eine fünfte Kurve 507 zeigt den Verlauf für Q=10.
Anschaulich ist in Fig.5 somit die Wachstumsfunktion eines Filterausgangs für f=fo mit der Filtergüte Q als Parameter gezeigt. Bei sehr großen und sehr kleinen Amplituden sind die Wachstumsfunktionen näherungsweise linear. Auffällig ist der große Kompressionsbereich (insbesondere bei großem Q) , der sich über mehr als vier Dekaden erstreckt. Der große Dynamikbereich des Eingabesignals (lOOdB) wird auf 40dB (für Q=10) komprimiert. Aufgrund der Resonanzüberhöhung werden leise Signale frequenzspezifisch "verstärkt" . Die Wachstumsfunktion bildet am lebenden Hörsystem gemessene Schwingungsantworten sehr gut nach (vgl. mit Kurve 504) . Daher ist mit der erfindungsgemäßen Schaltkreis-Anordnung eine näherungsweise technische Nachbildung der nichtlinearen Vorverarbeitung im Innenohr realisiert.
Im Weiteren wird bezugnehmend auf Fig.6A eine Schaltkreis- Anordnung 600 gemäß einem anderen bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben.
Die Schaltkreis-Anordnung 600 ist gebildet aus einem ersten Resonator-Schaltkreis 601 und einem zweiten Resonator- Schaltkreis 602, von denen jeder aufgebaut ist wie der in Fig.2 gezeigte Resonator-Schaltkreis 101. Der zweite Resonator-Schaltkreis 602 ist dem ersten Resonator- Schaltkreis 601 nachgeschaltet.
Anschaulich kann die Schaltkreis-Anordnung 600 als direkt gekoppelte Realisierung von zwei (N=2) hintereinander geschalteten Resonator-Schaltkreisen 601, 602 angesehen werden .
Wie in Fig. 6A gezeigt ist der zweite Anschluss der Spule 202 des vorgeschalteten Resonator-Schaltkreises 601 mit dem ersten Anschluss des ohmschen Widerstandes 203 des nachgeschalteten zweiten Resonator-Schaltkreises 602 gekoppelt .
Gemäß dem in Fig. 6A gezeigten Ausführungsbeispiel miteinander unmittelbar verkoppelter Resonator-Schaltkreise 601, 602 ist die Ausgabespannung Uci des vorgeschalteten Resonator-Schaltkreises 601 gleich der Eingabespannung des folgenden Resonator-Schaltkreises 602. Ferner ist der Ausgabestrom des ersten Resonator-Schaltkreises 601 gleich dem Eingabestrom des zweiten Resonator-Schaltkreises 602.
Es ist anzumerken, dass die Werte der Widerstände Rl bzw. R2 , der Induktivitäten Ll bzw. L2 sowie der Kapazitäten Cl bzw. C2 der Resonator-Schaltkreise 601, 602 voneinander unterschiedlich sein können bzw. unterschiedlich eingestellt/geregelt werden können.
Im Weiteren wird bezugnehmend auf Fig.δB eine Realisierung der in Fig.6A gezeigten Resonator-Schaltkreise 601, 602 als Wellendigitalfilter 650 beschrieben.
Anschaulich ist das Wellendigitalfilter 650 gebildet aus einer ersten Komponente 651, welche den ersten Resonator- Schaltkreis 601 repräsentiert, und aus einer zweiten Komponente 652, welche den zweiten Resonator-Schaltkreis 602 repräsentiert. Entsprechend der verkoppelten Konfiguration der Resonator-Schaltkreise 601, 602 gemäß Fig.6A sind die beiden Komponenten 651, 652 in der Fig.δB gezeigten Weise direkt miteinander gekoppelt. Der interne Aufbau jeder der Komponenten 651, 652 entspricht im Wesentlichen jener des Wellendigitalfilters 300 aus Fig.3.
Im Weiteren wird bezugnehmend auf Fig.7A eine Schaltkreis- Anordnung 700 gemäß noch einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben. Die Schaltkreis-Anordnung 700 ist gebildet aus einem ersten Resonator-Schaltkreis 701 und einem zweiten Resonator- Schaltkreis 702, welche in Serie geschaltet sind. Anschaulich sind die Resonator-Schaltkreise 701, 702 in einer voneinander entkoppelten Konfiguration hintereinander geschaltet, d.h. , dass zwischen die Resonator-Schaltkreise 701 und 702 ein Zwischenelement geschaltet ist.
Jeder der Resonator-Schaltkreise 701, 702 ist im Wesentlichen aufgebaut wie der in Fig.2 gezeigte Resonator-Schaltkreis
101. Ferner ist zwischen dem ersten Resonator-Schaltkreis 701 und dem zweiten Resonator-Schaltkreis 702 ein Operationsverstärker 703 vorgesehen, wobei ein nichtinvertierender Eingang 703a des Operationsverstärkers 703 mit dem zweiten Anschluss der Spule 202 des vorgeschalteten ersten Resonator-Schaltkreises 701 gekoppelt ist. Ferner ist ein invertierender Eingang 703b des Operationsverstärkers 703 mit dessen Ausgang 703c rückgekoppelt und mit dem ersten Anschluss des ohmschen Widerstands 203 des dem ersten Resonator-Schaltkreis 701 nachgeschalteten zweiten Resonator-Schaltkreises 702 gekoppelt .
Gemäß dieser Konfiguration ist die Ausgabespannung des vorgeschalteten Resonator-Schaltkreises 701 Uc_ 204 gleich der Eingabespannung des dem ersten Resonator-Schaltkreis 701 nachgeschalteten zweiten Resonator-Schaltkreises 702. Der Ausgabestrom eines jeweiligen Resonator-Schaltkreises ist Null. Der Eingabestrom des dem vorgeschalteten ersten Resonator-Schaltkreis 701 nachgeschalteten zweiten Resonator- Schaltkreises 702 beruht lediglich auf der Impedanz des nachgeschalteten zweiten Resonator-Schaltkreises 702. Wie in Fig.7A gezeigt, ist in Analogtechnik eine Realisation dieser Umstände mittels eines Impedanzwandlers realisierbar, der die Ausgabespannung des vorgeschalteten Resonator-Schaltkreises
701 dem Eingang des nachgeschalteten Resonator-Schaltkreises
702 einprägt. Im Weiteren wird bezugnehmend auf Fig.7B ein Wellendigitalfilter 750 als Realisierung der Schaltkreis- Anordnung 700 aus Fig.7A beschrieben.
Das Wellendigitalfilter 750 ist in eine erste Komponente 751 und in eine zweite Komponente 752 aufgeteilt, wobei die erste Komponente 751 den ersten Resonator-Schaltkreis 701 repräsentiert, und wobei die zweite Komponente 752 den zweiten Resonator-Schaltkreis 702 repräsentiert. Aufgrund der Funktionalität des Operationsverstärkers 703 sind die beiden Komponenten 751, 752 voneinander anschaulich gekoppelt. Der interne Aufbau jeder der Komponenten 751, 752 entspricht im Wesentlichen der in Fig.3 gezeigten Konfiguration. Das Eingabesignal der ersten Komponente 751 ist U, das Eingabesignal der zweiten Komponente 752 ist Uι .
In diesem Dokument sind folgende Veröffentlichungen zitiert:
[1] Schukat-Talamazzini, EG (1995) "Automatische Spracherkennung" , Friedrich Vieweg & Sohn Verlagsgesellschaft, Braunschweig/Wiesbaden, ISBN 3-
528-05492-1, Kapitel 1 bis 3
[2] Ruggero, MA et al . (2000) "Mechanical bases of frequency tuning and neural excitation at the base of the cochlea: comparison of basilar-membrane vibrations and auditory nerve-fiber responses in Chinchilla", Proc.Natl.Acad. Sei. USA 97 (22 ): 11744-11750
[3] US 3,808,540
[4] DE 24 01 816 C2
Bezugszeichenliste
100 Schaltkreis-Anordnung
101 Resonator-Schaltkreise
102 globales Eingabesignal
103 (Schall-) Signalquelle
104 erstes lokales Ausgabesignal
105 erstes lokales Eingabesignal
106 zweites lokales Ausgabesignal
107 zweites lokales Eingabesignal
108 drittes lokales Ausgabesignal
109 globales Ausgabesignal 111 Steuer-Schaltkreis
200 Eingabesignal
201 Kapazität
202 Induktivität
203 regelbarer ohmscher Widerstand
204 Ausgabesignal
300 Wellendigitalfilter
301 erster Block (serieller Koppler)
302 zweiter Block (paralleler Koppler)
303 dritter Block (Speicherelement für Kapazität)
304 vierter Block (Speicherelement für Induktivität) 400 Diagramm
401 Abszisse
402 Ordinate
403 erste Kurve
404 zweite Kurve
405 dritte Kurve 406 vierte Kurve
407 fünfte Kurve
408 sechste Kurve
409 siebte Kurve
410 achte Kurve 500 Diagramm 501 Abszisse
502 Ordinate
503 erste Kurve
504 zweite Kurve
505 dritte Kurve 506 vierte Kurve 507 fünfte Kurve
600 Schaltkreis-Anordnung
601 erster Resonator-Schaltkreis
602 zweiter Resonator-Schaltkreis
650 Wellendigitalfilter
651 erste Komponente
652 zweite Komponente
700 Schaltkreis-Anordnung
701 erster Resonator-Schaltkreis
702 zweiter Resonator-Schaltkreis
703 Operationsverstärker
703a nichtinvertierender Eingang
703b invertierender Eingang 703c Ausgang
750 Wellendigitalfilter
751 erste Komponente
752 zweite Komponente

Claims

Patentansprüche:
1. Schaltkreis-Anordnung, die aufweist: • einen Resonator-Schaltkreis zum Generieren eines Ausgabesignals aus einem Eingabesignal o mit einer Kapazität und mit einer Induktivität, o mit einem Eingang, an dem das Eingabesignal bereitstellbar ist; o mit einem Ausgang, an dem das Ausgabesignal bereitstellbar ist;
• einen Steuer-Schaltkreis zum Steuern oder Regeln der Güte des Resonator-Schaltkreises, wobei der Steuer- Schaltkreis derart eingerichtet ist, dass er die Güte des Resonator-Schaltkreises abhängig von dem
Signalverlauf der Signalamplitude des Eingabesignals und/oder des Ausgabesignals steuert oder regelt.
2. Schaltkreis-Anordnung nach Anspruch 1, bei welcher der Resonator-Schaltkreis einen mittels des
Steuer-Schalkreises steuerbaren ohmschen Widerstand aufweist.
3. Schaltkreis-Anordnung nach Anspruch 2, bei der • das Eingabesignal zwischen einem ersten Anschluss des ohmschen Widerstands und einem ersten Anschluss der Kapazität bereitstellbar ist;
• das Ausgabesignal zwischen dem ersten Anschluss der Kapazität und einem zweiten Anschluss der Kapazität bereitstellbar ist;
• ein zweiter Anschluss des ohmschen Widerstands mit einem ersten Anschluss der Induktivität und ein zweiter Anschluss der Induktivität mit dem zweiten Anschluss der Kapazität gekoppelt ist.
4. Schaltkreis-Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei welcher der Steuer-Schaltkreis derart eingerichtet ist, dass er die Güte des Resonator-Schaltkreises basierend auf einer Boltzmann-Funktion und/oder deren Ableitung steuert, wobei die Boltzmann-Funktion die Amplitude des Ausgabesignals als Parameter enthält.
5. Schaltkreis-Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei welcher der Steuer-Schaltkreis derart eingerichtet ist, dass er die Güte des Resonator-Schaltkreises in Abhängigkeit von der Amplitude des Ausgabesignals basierend auf einer für ein Ohr eines Menschen ermittelten
Empfindlichkeitscharakteristik einstellt .
6. Schaltkreis-Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei welcher der Steuer-Schaltkreis derart eingerichtet ist, dass er die Güte des Resonator-Schaltkreises umso geringer einstellt, je höher die Amplitude des Ausgabesignals ist.
7. Schaltkreis-Anordnung nach Anspruch 6, bei welcher der Steuer-Schaltkreis derart eingerichtet ist, dass er die Güte des Resonator-Schaltkreises in einer nichtlinearen Abhängigkeit von der Amplitude des Ausgabesignals einstellt.
8. Schaltkreis-Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei welcher der Steuer-Schaltkreis derart eingerichtet ist, dass er die Güte des Resonator-Schaltkreises derart einstellt, dass die Amplitude des Ausgabesignals innerhalb eines vorbestimmten Intervalls ist.
9. Schaltkreis-Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, mit einer Mehrzahl von in Serie geschalteten Resonator- Schaltkreisen, wobei ein Ausgabesignal eines jeweils vorgeschalteten Resonator-Schaltkreises dem ihm jeweils nachgeschalteten Resonator-Schaltkreis als Eingabesignal bereitstellbar ist.
10. Schaltkreis-Anordnung nach Anspruch 9, bei welcher der zweite Anschluss der Spule eines vorgeschalteten Resonator-Schaltkreises mit dem ersten Anschluss des ohmschen Widerstands des dem vorgeschalteten Resonator-Schaltkreis nachgeschalteten Resonator- Schaltkreises gekoppelt ist.
11. Schaltkreis-Anordnung nach Anspruch 9, mit einem Operationsverstärker zwischen einem vorgeschalteten Resonator-Schaltkreis und dem ihm nachgeschalteten Resonator- Schaltkreis, wobei
• ein erster Eingang des Operationsverstärkers mit dem zweiten Anschluss der Spule des vorgeschalteten Resonator-Schaltkreises gekoppelt ist;
• ein zweiter Eingang des Operationsverstärkers mit dessen Ausgang rückgekoppelt ist und mit dem ersten Anschluss des ohmschen Widerstands des dem vorgeschalteten Resonator-Schaltkreis nachgeschalteten Resonator- Schaltkreises gekoppelt ist.
12. Schaltkreis-Anordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 11, bei welcher die Güte aller in Serie geschalteter Resonator- Schaltkreise identisch eingestellt ist.
13. Schaltkreis-Anordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 11, bei welcher die Güte jeder der in Serie geschalteten
Resonator-Schaltkreise individuell eingestellt ist.
14. Schaltkreis-Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 13, mit einer Mehrzahl von parallel geschalteten Zweigen, von denen jeder einen Resonator-Schaltkreis oder mehrere in Serie geschaltete Resonator-Schaltkreise aufweist, wobei die Güte eines jeweiligen Resonator-Schaltkreises mittels des Steuer- Schaltkreises steuerbar ist.
15. Schaltkreis-Anordnung nach Anspruch 14, bei welcher der mindestens eine Resonator-Schaltkreis eines jeweiligen Zweigs derart eingerichtet ist, dass er für einen jeweiligen Frequenzbereich des Eingabesignals durchlässig ist derart, dass die Zweige gemeinsam für ein zusammenhängendes Frequenzintervall durchlässig sind.
16. Schaltkreis-Anordnung nach Anspruch 15, bei der die Frequenzbereiche, für die unterschiedliche Zweige durchlässig sind, zumindest teilweise einander überlappen.
17. Schaltkreis-Anordnung nach Anspruch 15 oder 16, bei welcher der Frequenzbereich, für den ein jeweiliger Zweig durchlässig ist, mittels Einstellens des Werts der Kapazität und/oder der Induktivität des mindestens einen Resonator- Schaltkreises des Zweigs vorgebbar ist.
18. Schaltkreis-Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 17, die zum Verarbeiten eines akustischen Signals als Eingabesignal eingerichtet ist.
19. Signalverarbeitungs-Vorrichtung • mit einer Schaltkreis-Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 18;
• mit einer Weiterverarbeitungs-Einheit zum Weiterverarbeiten des Ausgabesignals.
20. Signalverarbeitungs-Vorrichtung nach Anspruch 19, bei der die Weiterverarbeitungs-Einheit
• eine Spracherkennungs-Einrichtung; oder
• ein Hörgerat; ist .
21. Signalverarbeitungs-Vorrichtung nach Anspruch 16 oder 17, eingerichtet als analoge- oder digitale Filterbank.
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