WO1999034650A1 - Electronic lamp ballast - Google Patents

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WO1999034650A1
WO1999034650A1 PCT/EP1998/007429 EP9807429W WO9934650A1 WO 1999034650 A1 WO1999034650 A1 WO 1999034650A1 EP 9807429 W EP9807429 W EP 9807429W WO 9934650 A1 WO9934650 A1 WO 9934650A1
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WO
WIPO (PCT)
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electronic ballast
control circuit
lamp
gas discharge
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Application number
PCT/EP1998/007429
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German (de)
French (fr)
Inventor
Norbert Primisser
Reinhard BÖCKLE
Stefan Koch
Stefan Rhyner
Original Assignee
Tridonic Bauelemente Gmbh
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Priority to AU17556/99A priority patent/AU1755699A/en
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    • HELECTRICITY
    • H05ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05BELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14Circuit arrangements
    • H05B41/26Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/295Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps with preheating electrodes, e.g. for fluorescent lamps
    • H05B41/298Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions
    • H05B41/2981Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions

Definitions

  • the present invention relates to an electronic ballast for operating gas discharge lamps according to the preamble of claim 1.
  • Such an electronic ballast is known for example from EP-Bl-0338 109.
  • Fig. 10 shows the basic structure of this electronic ballast.
  • the electronic ballast shown in FIG. 10 first comprises a circuit A which is connected to the AC network.
  • This circuit A serves as an RF harmonic filter for reducing the harmonic harmonics of the mains frequency and for radio interference suppression.
  • the circuit A is followed by a rectifier circuit B, which converts the mains voltage into a rectified intermediate voltage and supplies it to an inverter circuit D via a harmonic filter C, which serves to smooth the intermediate voltage.
  • This inverter D serves as a controllable AC voltage source and converts the DC voltage of the rectifier B into a variable AC voltage.
  • the inverter D generally comprises two controllable switches (not shown), for example MOS field-effect transistors. The two switches are connected in the form of a half-bridge circuit and are alternately controlled with the aid of a corresponding bridge driver such that one of the switches is switched on and the other is switched off.
  • the two inverter switches are connected in series between a supply voltage and ground, a load circuit or output circuit E in which a gas discharge lamp or fluorescent lamp G is arranged being connected to the common node between the two inverter switches.
  • This output circuit E comprises a series resonance circuit, via which the “chopped” high-frequency AC voltage of the inverter D is fed to the fluorescent lamp G.
  • the lamp electrodes of the fluorescent lamp G are preheated in order to extend the life of the lamp.
  • the preheating can be carried out, for example, with the aid of a heating transformer, the primary winding of which is connected to the series resonant circuit, while the secondary windings of the heating transformer are coupled to the individual lamp filaments. In this way it is possible to use the lamp filaments even in the ignited mode To supply energy.
  • the frequency of the alternating voltage supplied by the inverter D is changed in relation to the resonant frequency of the series resonant circuit of the output circuit E such that the voltage applied to the gas discharge lamp G does not cause the lamp to ignite.
  • the electronic ballast has a control circuit F, which monitors various circuit sizes of the electronic ballast and generates a corresponding control signal for the inverter D when a limit value is exceeded, in order to change the frequency of the alternating voltage generated by the inverter D depending on the detected fault .
  • control circuit F can monitor the lamp voltage, the preheating voltage, the lamp operating current, the impedance phase angle of the output circuit E or the DC voltage generated by the rectifier B and set the inverter frequency such that the lamp voltage, the preheating voltage or the lamp current have a predetermined limit value do not exceed, the direct current power taken from the rectifier B is as constant as possible or a capacitive operation of the series resonance output circuit E is avoided.
  • the function of the control circuit F is always the same regardless of the operating state of the gas discharge lamp G.
  • the individual detectors of the control circuit F are constantly activated and the measurement results of these individual detectors are continuously evaluated, although possibly related to the current operating state of the gas discharge lamp G some of these error or detector signals are of no interest at all or even incorrect reactions of the Lead control circuit F.
  • the occurrence of an increased voltage could lead to the electronic ballast being switched off, although the occurrence of an overvoltage during the ignition operation of the gas discharge lamp G is quite desirable.
  • the electronic ballast shown in FIG. 10 requires a relatively long time due to the constant monitoring of all possible error quantities until an operating point of the gas discharge lamp G that is as stable and error-free as possible has been reached.
  • the present invention is therefore based on the object of providing an electronic ballast of the type described at the beginning, in which the problems of the electronic ballast described at the beginning do not occur.
  • an electronic ballast is to be created which enables the gas discharge lamp (s) controlled by the electronic ballast to be reached more quickly and safely.
  • the control circuit of the electronic ballast controls the gas discharge lamp (s) connected to the electronic ballast in accordance with certain predetermined operating states, the control circuit only changing from a current operating state to a new operating state if one is monitored by the control switching line Status or monitoring variable of the electronic ballast or the gas discharge lamp (s) fulfills a certain condition associated with the current operating state.
  • the electronic ballast advantageously remains in the current operating state if the aforementioned condition is not met.
  • the monitoring variables of the electronic ballast monitored by the control circuit can be temporal variables, so that the control circuit monitors the expiry of predetermined time intervals. Furthermore, the monitoring variables monitored by the control circuit can determine certain operating parameters of the electronic ballast, such as the lamp voltage, the lamp current, etc., so that the presence or absence of certain fault conditions can be monitored and detected.
  • the type and number of the individual monitoring variables are advantageously dependent on the control gear depending on the current operating state supervised.
  • only those errors are monitored or evaluated in each operating state that are actually relevant for the respective operating state, so that the contradictions explained at the beginning with reference to FIG. 10 between the individual operating states on the one hand and error monitoring by the control circuitry on the other hand are avoided become.
  • the individual state variables of the electronic ballast are advantageously evaluated with the aid of so-called digital event filters, which ensure that a certain condition is only considered to be fulfilled if the corresponding state variable assumes a certain state several times in succession. For example, the existence of an overvoltage is only concluded if the lamp voltage exceeds a predetermined limit three times in succession. As soon as the monitored company size, i.e. in this case the lamp voltage, the given state, i.e. in this case the limit value, not reached, the corresponding counter of the digital event filter is reset.
  • Possible operating states of the electronic ballast or the gas discharge lamp include, for example, a commissioning state for the electronic ballast to settle, an ignition state for igniting the gas discharge lamp (s) connected to the electronic ballast, an operating state for operating the gas discharge lamp (s) after ignition, and an error state after a malfunction of the electronic ballast occurs in question.
  • Further possible operating states are a reset state (reset state) for initializing the electronic ballast when it is restarted or restarted, a preheating state for preheating the lamp filaments of the gas discharge lamp (s) or a lamp change detection state for recognizing the replacement of a gas discharge lamp.
  • the sequence control of the individual operating states of the control circuit of the electronic ballast is advantageously implemented digitally, so that the individual operating states are redefined in a simple manner or additional operating states can be added.
  • a change of state between two defined operating states is assigned at least one condition which must be fulfilled so that the control circuit changes operation from one operating state to the other operating state.
  • it is advantageously determined for each operating state which quantities of the electronic ballast or the gas discharge lamp (s) are monitored in the corresponding operating state or how the monitored quantities are evaluated in the corresponding operating state. In this way, the sequence control of the electronic ballast according to the present invention can be optimally adapted to the actual needs of the electronic ballast.
  • control circuit of the electronic ballast according to the invention can be designed in the form of an application-specific integrated circuit (Application Specific Integrated Circuit, ASIC).
  • ASIC Application Specific Integrated Circuit
  • control circuit of the electronic ballast can have inverter control means which generate control signals for the two inverter switches described at the outset, it being possible to switch between a symmetrical and asymmetrical duty cycle between the two control signals for the inverter switches depending on the operating state.
  • the control signals for the two inverter switches are output with an asymmetrical duty cycle, while in preheating or ignition mode, symmetrical control signals are used.
  • asymmetrical control signals for the inverter switches By generating asymmetrical control signals for the inverter switches, the so-called rattling of the gas discharge lamp (s) controlled by the electronic ballast can be avoided.
  • the resolution for the output frequency of the inverter can be increased with the aid of the inverter control means.
  • FIG. 1 shows a circuit diagram of a preferred exemplary embodiment of an electronic ballast according to the invention
  • FIG. 2 shows an enlarged illustration of a control gearshift shown in FIG. 1 with a corresponding external shading of this control gearshift
  • 3 shows a block diagram of the control circuit shown in FIG. 2
  • FIG. 4 shows a circuit diagram of a current detection block shown in FIG. 3,
  • FIGS. 3 and 4 show illustrations for explaining the capacitance current detection with the aid of the current detection block shown in FIGS. 3 and 4,
  • FIG. 6 shows a circuit diagram of a voltage detection block shown in FIG. 3,
  • FIGS. 7a and 78b show illustrations for explaining the lamp change detection with the aid of the voltage detection block shown in FIGS. 3 and 6,
  • FIG. 8a and 8b show circuit diagrams of a warm / cold start switching block shown in FIG. 3,
  • Fig. 10 shows a block diagram of a known electronic ballast
  • 11a to 11d show illustrations for explaining a further function of the voltage detection block shown in FIGS. 3 and 6.
  • the electronic ballast shown in FIG. 1 first comprises a circuit A, which is connected on the input side to a supply voltage, for example a mains voltage, and is used for radio interference suppression.
  • the circuit A is constructed in the usual way and includes, for example, capacitive input filters and, if necessary, harmonic chokes.
  • a capacitor C2 and a symmetry transformer L1 are shown only by way of example, it being possible for a surge arrester or a VDR with the designation F1 to be connected in parallel.
  • the circuit B following the circuit A comprises a full-wave rectifier bridge with diodes VI-V4.
  • the rectifier circuit B converts the supply AC voltage present on the input side into a rectified intermediate voltage.
  • the rectifier circuit B can therefore be omitted if the electronic ballast is operated with direct voltage.
  • the following Druckangteil C is used for harmonic filtering and smoothing the intermediate voltage supplied by the rectifier B.
  • the circuit C shown in FIG. 1 comprises, for example, capacitors C3, C1, a diode V5, a coil L2, a MOS field effect transistor T1 and a control circuit IC1 configured as an integrated circuit.
  • the control circuit IC1 is connected to a supply voltage potential VCC and can be connected to the other circuit elements in such a way that it receives different voltage potentials U or currents I.
  • VCC supply voltage potential
  • I currents
  • An inverter switching circuit D is driven by the harmonic filter C shown in FIG. 1, the essential elements of which are two controllable switches connected in series between a supply voltage line and ground, in the present example in the form of MOS field effect transistors T2 and T3.
  • the two inverter switches T2, T3 are connected to form a half bridge and are each controlled with the aid of a control circuit IC2 designed as an integrated circuit, i.e. opened and closed.
  • the control circuit IC2 thus also takes on the function of a bridge driver and is connected to or coupled to a corresponding supply voltage line VCC.
  • the inverter circuit D generates an AC voltage with a variable frequency and / or duty cycle depending on the rectified intermediate voltage generated by the rectifier circuit B.
  • the inverter D is constructed in the usual way and its function is sufficiently known, so that a further explanation can be dispensed with here. It is only important at this point that the control circuit IC2 controls the two inverter switches T2 and T3 alternately depending on the control signals supplied to them, so that a "chopped", high-frequency AC voltage occurs at the connection point between the two inverter switches T2 and T3.
  • a series resonance output circuit or load circuit E is connected to the inverter D.
  • the load circuit E is designed for the connection of two gas discharge lamps Gl, G2 in a tandem configuration.
  • the load circuit E can also be modified such that only one gas discharge lamp or more than two gas discharge lamps can be operated.
  • the load circuit E has a series resonance circuit consisting of a resonance circuit coil L3 and a resonance circuit capacitor C14.
  • This series resonant circuit or the resonant circuit coil L3 is connected to the connection point between the two inverter switches T2 and T3 and the resonant circuit capacitor C14 is arranged such that it is parallel to the operating gas discharge lamp or the gas discharge lamps G 1, G 2 to be operated.
  • the high-frequency AC voltage generated by the inverter D is supplied to the gas discharge lamps Gl and G2 via the series resonance circuit.
  • the two gas discharge lamps Gl and G2 are connected in a tandem configuration to the load circuit E or the electronic ballast.
  • the upper filament of the upper gas discharge lamp Gl and the lower filament of the lower gas discharge lamp G2 are connected directly to the load circuit E, while the lower filament of the upper gas discharge lamp Gl and the upper filament of the lower Gas discharge lamp G2 connected to each other and connected to the load circuit E.
  • a heat exchanger L4 is provided according to FIG.
  • the frequency of the alternating voltage supplied by the inverter E is set with respect to the resonant frequency of the series resonant circuit in such a way that the voltage across the resonant circuit capacitor C14 and thus across the gas discharge lamps Gl and G2 does not cause the gas discharge lamps to ignite.
  • an essentially constant preheating current flows through the filaments of the gas discharge lamps Gl, G2.
  • FIG. 1 adapts the preheating voltage in the tandem configuration of the gas discharge lamps Gl and G2 shown in FIG. 1.
  • the previously explained principle of preheating can of course also be transferred in a simple manner to the operation of a gas discharge lamp or more than two gas discharge lamps.
  • a parallel configuration or parallel connection of a plurality of gas discharge lamps Gl, G2 is also conceivable.
  • the tandem configuration of the gas discharge lamps Gl, G2 is shown, since in such a lamp configuration with the help of the electronic ballast shown in Fig. 1, a lamp change of both the upper and the lower gas discharge lamp can advantageously be determined in a simple manner.
  • the lamp change detection is explained in more detail below.
  • the frequency of the AC voltage supplied by the inverter D is in the vicinity of the resonance frequency of the Series resonant circuit shifted, whereby the voltage across the resonant circuit capacitor C14 and the gas discharge lamps Gl, G2 is increased, whereby these gas discharge lamps ignite.
  • the electronic ballast shown in FIG. 1 goes into the actual operating phase, in which the frequency of the alternating voltage supplied by the inverter D is continuously set, for example, such that the most constant lamp current flows or starts through the gas discharge lamps Gl, G2 the gas discharge lamps have as constant a lamp voltage as possible.
  • the electronic ballast shown in FIG. 1 goes into the actual operating phase, in which the frequency of the alternating voltage supplied by the inverter D is continuously set, for example, such that the most constant lamp current flows or starts through the gas discharge lamps Gl, G2 the gas discharge lamps have as constant a lamp voltage as possible.
  • the 1 has a number of error detectors which monitor specific switching variables of the electronic ballast, in particular the load circuit E, and trigger a corresponding control of the inverter D when a specific error is detected For example, to avoid the occurrence of an overvoltage on the gas discharge lamps G2 and G2, a rectification effect in the gas discharge lamps G1, G2 or a capacitive operation of the load circuit E.
  • a switching gear module is used to control the inverter D, which comprises the control switching gear IC2 already mentioned at the heart and several external components as the external switching gear of the control switching gear IC2.
  • the main external components are six resistors RIO, R13 - R16 and R21, R22 and two capacitors C7 and C17. As shown in Fig. 1, the individual external components are connected to respective input terminals of the control circuit IC2.
  • the external components connected to the control circuit IC2 serve primarily for the detection of certain switching variables of the electronic ballast, so that these can be evaluated in the control circuit IC2.
  • FIG. 2 shows an enlarged illustration of the control circuit IC2 shown in FIG. 1 and the external circuit of the individual input connections of the control circuit IC2. Only the essential connections and external components are shown in FIG. 2.
  • the control circuit IC2 is advantageously designed as an application-specific integrated circuit (Application Specific Integrated Circuit, ASIC) and accommodated in a multi-pole SMD housing (Surface Mounted Device).
  • ASIC Application Specific Integrated Circuit
  • the control circuit IC2 is suitable both for operating a single lamp output circuit E and for operating a load circuit E designed for a tandem configuration shown in FIG. 1 with a plurality of gas discharge lamps.
  • the control switching circuit IC2 has several connections which have the following functions.
  • connection GND The reference potential, ie the ground potential, for the individual analog and digital function blocks of the control circuit IC2 is applied to the connection GND. From Fig. 1 it can be seen that the ground potential of the entire electronic ballast is grounded via a coupling capacitor C1.
  • the internally generated supply voltage for the individual analog and digital function blocks of the control circuit IC2 is provided at the connection VDD, which is connected to the ground potential via the coupling capacitor C7 (cf. FIG. 1).
  • the connection NP serves, as will be explained in more detail below, for the external setting and detection of the preheating method, ie for the selection between a cold start and warm start operation.
  • the NP connection is connected externally in such a way that dynamic selection of the preheating method is possible.
  • the terminal VL1 detects the divided lamp voltage of the gas discharge lamps Gl, G2 via the resistors RIO and R14, R15 shown in FIG. 1 and partly in FIG. 2 and thus serves primarily for monitoring the lamp voltage.
  • the connection ILC is used with the help of the resistors R13 and R16 shown in FIG. 1 and partly in FIG. 2 for monitoring the output circuit or load circuit current (choke current) or for monitoring the lamp current flowing through the gas discharge lamps Gl, G2 after their ignition by using the shunt resistor R16 to detect a voltage proportional to it and to supply the control circuit via the connection ILC.
  • the connection VL1 thus serves for voltage monitoring, while the connection ILC serves for current monitoring.
  • the two output connections OUTL and OUTH serve to control the low-lying or high-lying half-bridge switch T3 and T2 shown in FIG. 1.
  • control signals (TTL level) for switching the two inverter switches T2 and T3 on and off are provided at the output connections OUTL and OUTH.
  • the connection VCC of the control circuit IC2 is finally the central supply voltage connection of the control circuit IC2.
  • the supply voltage range can include 10-18V, for example.
  • the control circuit IC2 controls the inverter switches T2 and T3 in such a way that an alternating voltage of variable frequency with an operating frequency range of, for example, 40-80 kHz is generated on the output side of the inverter circuit D.
  • the control circuit IC2 forms the heart of the entire electronic ballast shown in FIG. 1 and accordingly comprises a large number of different functions.
  • the preheating method can be controlled using the IC2 control switch be dynamically defined for the connected gas discharge lamp (s) and switched between a cold start and a warm start operation.
  • the control switch IC2 ensures a defined preheating operation with a defined preheating time and a defined preheating current.
  • the control circuit IC2 also ensures a predefined ignition operation with a defined ignition time and a defined ignition voltage.
  • the preheating current and the lamp operating current or the lamp voltage can be detected via the connections ILC or VL1 of the control circuit IC2 and regulated to a value that is as constant as possible.
  • the capacitive operation of the load circuit E is monitored by the control circuit IC2 via the current connection ILC.
  • the occurrence of a constant light effect in a connected gas discharge lamp Gl, G2 can also be detected via the voltage connection VLI.
  • the occurrence of a gas defect which leads to an overvoltage on the corresponding gas discharge lamp, can be detected with the aid of the voltage connection VLI, and the electronic ballast can accordingly be switched off in this case.
  • a special function of the control circuit IC2 is the detection of a lamp change, the lamp change detection in the tandem configuration shown in FIG. 1 being in particular independent of the changed lamp, ie both a change of the upper gas discharge lamp Gl and of the lower gas discharge lamp G2 can be detected.
  • a (preferably digitally implemented) sequence control is implemented in the control circuit IC2, which ensures that the gas discharge lamp (s) connected to the electronic ballast are controlled in accordance with predetermined operating states, whereby from one operating state to a new operating state only when fulfilled at least one specific condition can be changed.
  • operating state-dependent monitoring of certain variables of the electronic ballast is possible, so that different error variables can be monitored and evaluated differently depending on the respective operating state.
  • an event-filtered error evaluation is carried out in particular, ie with the help of digital event filters, for example, it is ensured that the existence of an error is only concluded if the corresponding error actually occurs several times in succession.
  • control switch IC2 has further functions, all of which will be explained in more detail below with reference to the accompanying drawing.
  • Fig. 3 shows a block diagram of the internal structure of the control circuit IC2 described above.
  • a module 100 is initially coupled to the power connection ILC, which is used, among other things, for the previously described current detection and capacitive current detection of the load circuit.
  • the evaluation of the current sensed via the connection ILC is carried out in particular with the aid of a regulator formed by a comparator circuit.
  • this comparator circuit is also fed and evaluated the voltage signal received by the voltage connection VLI of the control circuit IC2 and processed by a module 200.
  • the module 200 is used in particular for detecting the lamp voltage, for rectifying effect detection and for lamp change detection.
  • a further module 300 is coupled to the connection NP, which module is used to detect the warm or cold start operation when preheating the gas discharge lamp (s) to be controlled and to implement a dynamic preheating operation.
  • a voltage regulator module 400 is connected to the supply voltage connections VCC and VDD, which has an internal voltage regulator which provides a regulated, very precise voltage for the voltage supply of all internal function blocks.
  • Another module 500 serves as a source for all required reference quantities, ie reference voltages and reference currents, in the control circuit IC2.
  • An oscillator 600 serves as an internal clock generator of the control circuit IC2, a time base generator 700 coupled thereto deriving internal time variables for the sequence control of the control circuit IC2, such as the preheating or ignition time, depending on the predetermined clock of the oscillator 600.
  • Another module 800 is used to implement the sequence control of the individual operating states of the entire electronic ballast and interacts closely with another module 900, which is used for measuring phase control.
  • the module 900 is used in particular for event-filtered evaluation of certain error quantities of the electronic ballast and for the measurement phase-dependent control of all switches of the individual function blocks of the control circuit IC2.
  • the sequence controller 800 evaluates the event-filtered status messages from the measurement phase controller 900 and controls the individual operating states of the electronic ballast or the control switching circuit IC2 depending on the time variables specified by the time base generator 700.
  • the control circuit IC2 has a further module 1000 for controlling the inverter. With the aid of this module 1000, frequency setting signals supplied by the measuring phase control 900 are converted into corresponding control signals for the upper inverter switch (via the output connection OUTH) or the lower inverter switch (via the output connection OUTL).
  • the control circuit IC2 can comprise both analog and digitally implemented function blocks.
  • the digital part of the control switching circuit IC2 designed as ASIC comprises the time base generator 700, the sequence control 800, the measuring phase control 900 and the inverter control 1000.
  • the control circuit IC2 can be equipped in such a way that the digital part corresponds to the analog part in terms of the area required by the control circuit IC2.
  • FIG. 4 shows a detailed circuit diagram of the current detection module 100 shown in FIG. 3.
  • FIG. 4 also shows the resistors R13 and R16 which are connected externally to the current connection ILC of the control circuit and which are also shown in FIG. 1.
  • a reference current Irefl is added to the signal detected at the current connection ILC in order to ensure that the signal to be processed by the current detection module 100 is always in the operating voltage range of the control circuit.
  • an integrator circuit 105 is provided, which is used to integrate the input signal supplied to it.
  • the entire function block 105 is implemented in such a way that the integrator function can be used both for measuring the lamp current (via the ILC connection) in normal operation and for identifying rectification effects (via the VLI connection).
  • the integrator circuit 105 can have sample and hold elements which alternately sample the input signal of the integrator every period of the internal clock generator (cf. module 600 in FIG. 3). The charge thereby stored in the sample and hold elements is passed on to an integration amplifier of the integrator circuit 105. This process is repeated cyclically.
  • the integrator 105 can have an internal controllable switch which bridges the aforementioned sample and hold elements and is closed during the duration of the offset adjustment of the integrator 105. In this way, any signal, in particular the signal present at the input connection ILC, can be applied to the actual integration amplifier via the switch S105 or a reference voltage potential for rectifying effect detection from the voltage block 200 via the switch S107 during the initialization phase.
  • the actual integration amplifier of integrator 105 has the task of integrating the current measurement signal at the ILC connection in a time-controlled manner.
  • the switch S105 is closed, while in the case of the rectification effect evaluation the reference potential for the rectification effect evaluation supplied via the switch S107 is present at the integrator circuit 105.
  • a comparator 103 serves as the actual controller, which carries out the required setpoint / actual value comparison and is connected to the output of integrators 105.
  • the arrangement of this comparator 103 shown in FIG. 4 makes it possible to use the comparator 103 very flexibly.
  • reference voltages Vrefl-Vref ⁇ By actuating a switch S124 accordingly, different reference voltages or reference values can be connected or applied to the comparator 103, reference voltages Vrefl-Vref ⁇ being shown by way of example in FIG.
  • the reference potential Vrefl and Vref2 corresponds, for example, to a desired preheating voltage during a preheating operating state.
  • the reference voltage Vrefl or Vref2 is thus applied to the comparator 103 with the aid of the controllable switch S124, so that the measurement signal which is present at the ILC connection and is not integrated is compared with the reference value Vrefl or Vref2 respectively applied.
  • the reference potential Vref3 corresponds to the integration start value of the integration amplifier of the integrator 105, so that when this reference potential Vref3 is applied, the comparator 103 can detect the actual change in the integration result.
  • the reference potentials Vref4 or Vref ⁇ can correspond to a positive or negative limit value for the lamp voltage of the connection VLI that is supplied and integrated via the switch S107, so that, by comparison with these two limit values, the occurrence of a rectification effect in a positive or negative direction when the integration result is exceeded is reliable to be able to recognize.
  • the further reference potential Vref5 is also used, which is added during the rectification effect detection and corresponds to the output or start value for the integration of the lamp voltage supplied via the switch S107.
  • the start values of the integration amplifier of the integrator 105 given by the reference potentials Vref3 or Vref5
  • the change in the corresponding integration variable that is actually present relative to the corresponding start value can thus be determined with the aid of the comparator 103.
  • the output signal of the comparator 103 is fed to the measuring phase controller 900 shown in FIG. 3, which evaluates it and evaluates it differently depending on the current measuring phase.
  • the measurement phase controller 900 provides for a corresponding adaptation of the output frequency of the inverter of the electronic ballast if the current measurement signal of the connection ILC monitored by the comparator 103 deviates from the predetermined target value Vref3.
  • the measuring phase control generates an event-filtered signal which indicates whether there is a rectification effect in a connected gas discharge lamp or not. This signal is evaluated by the sequence control block 800 shown in FIG. 3 and used to control the operating state of the entire electronic ballast.
  • the measurement signal present at the connection ILC can also be monitored and evaluated bypassing the integrator circuit 105, e.g. to detect a capacitive operation of the load circuit of the electronic ballast.
  • a detector can be provided for detecting a capacitive current flowing in the load circuit, which for example detects the phase angle of the load circuit, i.e. the phase difference between the load circuit voltage and the load circuit current, determined (capacitive current detection).
  • the result of this monitoring or evaluation can also be fed to the measuring phase controller 900.
  • FIG. 5a shows an enlarged illustration of the essential elements of the inverter D already shown in FIG. 1 and of the load circuit E.
  • FIG. 5a assumes that only one gas discharge lamp Gl is connected to the load circuit.
  • 5a shows the two inverter switches T2 and T3 connected in series.
  • the load circuit with its series resonance circuit is connected to the connection point between the two inverter switches T2 and T3, i.e. the resonance circuit coil L3 is connected in parallel with the resonance circuit capacitor C14 to the lower inverter switch T3.
  • the resonant circuit capacitor C14 is also connected in parallel to the gas discharge lamp Gl.
  • Free-wheeling diodes VI 1 and V12 are connected in parallel to the individual inverter switches T2 and T3 and serve to protect the respective inverter switch.
  • 5b shows on the one hand the switch-on states of the two inverter switches T2 and T3 as well as the current profile of the current 1 ⁇ flowing through the choke L3 and the time profile of the current at the connection point between the two inverter switches T2 and T3 occurring voltage potential V L shown.
  • a current flows in the freewheeling diode of the inverter switch to be switched on and the inverter half bridge switches the resonant load circuit inductively, ie the voltage or potential V L leads the choke current I u .
  • the capacitive switching of the resonance load of the resonance load circuit is the capacitive switching of the resonance load of the resonance load circuit.
  • FIG. 5a shows the course of the individual currents I, -I 4 that occur during the time intervals t, -t 4 shown in FIG. 5b in the case of an inductive or capacitive inductor current I u .
  • the level of the current amplitude of the load circuit detected via the input ILC can now be monitored and compared with a predefined reference value.
  • the level of the current amplitude is advantageously recorded at the time when the lower inverter switch T3 is switched on, since in this case the polarities of the measured values to be recorded are favorable for processing within the control circuit IC2 designed as ASIC. If the detected current value is below the limit value specified by the corresponding reference potential, the presence of capacitive operation is inferred from the load circuit, and an output signal with a high level can be generated which is evaluated by the measurement phase control block 900 shown in FIG. 3 and finally by the inverter control block 1000, also shown in FIG.
  • FIG. 6 shows on the one hand the internal structure of the voltage detection block 200 and the external circuitry of the control circuitry coupled to the connection VLI of the voltage detection block 200.
  • a series resistor RIO is coupled on the one hand to the connection VLI and on the other hand to a voltage divider consisting of resistors R14 and R15, the two voltage divider resistors R14 and R15 being connected in parallel to the gas discharge lamp Gl and are connected to the gas discharge lamps Gl and G2 connected in tandem in FIG. 1.
  • FIG. 6 it is assumed in FIG. 6 that, in contrast to FIG. 1, only one gas discharge lamp G1 is driven, to which the resonant circuit capacitor C14 is also connected in parallel.
  • the two resistors R14 and R15 have the task of dividing down the voltage applied to the gas discharge lamp Gl so that a measuring signal representative of the lamp voltage can be supplied to the voltage terminal VLI of the voltage detection block 200 with the aid of the resistor RIO acting at the connection point between the resistors R14 and R15 .
  • the three external resistors RIO, R14 and R15 are advantageously variable, so that - analogously to the power connection ILC (cf. resistors R13, R16) - a connection of the control circuit completely independent of one another at different times includes a total of three different control variables of the electronic ballast Can be set or controlled using one and the same controller.
  • the setpoints for the control of the three different control variables can be set or predefined depending on the lamp type or the electronic ballast type currently being used.
  • the following variables of the electronic ballast can be set with the help of the three external variable resistors RIO, R14 and R15: the maximum lamp voltage positive / negative, the amplitude of the AC voltage component of the lamp voltage signal and the signal increase of the lamp voltage signal for rectification effect evaluation.
  • an internal reference current source is again provided, which applies an additional internal current Iref2 to the measurement signal present at the voltage connection VLI.
  • the reference current Iref2 is only activated, ie closed, using the controllable switch S207 during the evaluation of the rectification effect.
  • All other evaluations connected to the VLI connection relate to the signal present at the VLI connection without an additional reference current Iref2, ie without a DC offset. Accordingly, all other detectors at the VLI connection are deactivated during the rectification effect evaluation, since they would otherwise give incorrect results.
  • the rectification effect detection is to be explained in more detail with the help of the present control circuit.
  • gas discharge lamps due to the wear of the heating filament, have the effect at the end of the life of the gas discharge lamps that the lamp electrodes wear out unevenly over time, i.e. the removal of the emission layers on the lamp electrodes is different. Due to the different wear of the lamp electrodes, there are differences in the emissivity of the two lamp electrodes. The result of this is that a higher current flows from one lamp electrode to the other when the corresponding gas discharge lamp is operated than vice versa. The time course of the lamp current thus shows an increase in a half-wave.
  • the different removal of the two lamp electrodes thus creates asymmetries which not only lead to a stronger flickering of light at the end of the life of the gas discharge lamp, but even in extreme cases only allow the gas discharge lamp to be operated during one half-wave.
  • the gas discharge lamp acts like a rectifier, so that the effect described above is referred to as the "rectifying effect".
  • the previously explained rectification effect also has the consequence that the more worn electrode, which has a higher work function than the other electrode, heated up more than the other electrode when starting up the gas discharge lamp.
  • the work function is generally the minimum energy required to detach an electron from a metal, in the present case from a lamp electrode.
  • the heating of the lamp electrode described above can become so strong, in particular in the case of lamps with a small diameter, that parts of the lamp glass bulb can melt.
  • each controlled lamp is monitored for the occurrence of a rectification effect, so that a reaction can be made accordingly when a rectification effect is detected.
  • the actual rectification effect detection does not take place in the voltage detection block 200 shown in FIG. 6, but in the current detection block 100, since the integrator circuit of the current detection block 100 and the downstream comparator 103 (cf. FIG. 4) are also used for the rectification effect detection . In this way, the number of components required for monitoring the electronic ballast or the gas discharge lamp (s) can be reduced.
  • the switch S207 shown in FIG. 6 is advantageously closed some time before the expected zero crossing of the lamp voltage signal present at the connection VLI, so that transient processes caused by the capacitor C201 cannot additionally falsify the measurement signal.
  • Switch S201 is opened again exactly at the calculated zero crossing of the lamp voltage. That on the in Figs. 4 and 6
  • the switch S107 present signal corresponds to the AC voltage amplitade at the connection VLI, while the DC component of the signal present at switch S107 corresponds to the reference voltage Vref ⁇ which is switched on.
  • the measurement signal of the connection VLI prepared in this way is finally fed to the integrator circuit 105 shown in FIG. 4, as has already been explained above.
  • the switching state of the switch S107 is controlled by the measuring phase controller 900 shown in FIG. 3.
  • the individual switches shown in FIG. 4 are closed or opened by the measuring phase controller 900 in such a way that, with the aid of the comparator 103, an averaged expansion of the current measurement signal present at the ILC connection or of the voltage measurement signal present at the VLI connection is possible.
  • the comparator 103 can also be connected directly to the current measurement connection ILC, bypassing the integrator circuit, in order thus to evaluate or regulate the peak value of the current measurement signal at the connection ILC.
  • the measuring phase controller 900 specifies which of the measuring or Control states are assumed.
  • Rectifier effect detection principle provides that the lamp voltage detected via the voltage connection VLI is integrated with the aid of the integrator circuit of the current detection block 100 shown in FIG. 4, and then the deviation from a predetermined desired value is expanded.
  • the measurement signal corresponding to the lamp voltage is integrated over a full period or a multiple of a full period of the lamp voltage, and then the deviation of the integration result from the original integration start value is evaluated.
  • the comparator 103 is supplied with the integration start value by applying the corresponding reference potential Vref5.
  • the comparator 103 can also be given a positive limit value or a negative limit value for the rectification effect detection in the form of the further reference potentials Vref4 or Vref ⁇ .
  • the potential Vref5 can be, for example, 3.0V, while a value of 4.0V can be used as the positive reference potential Vref4 and a value of 2.0V can be used as the negative reference potential Vref ⁇ .
  • the output signal of the comparator shown in FIG. 4 again becomes the Measuring phase control 900 is supplied which, after detection of a rectification effect, outputs a corresponding status message or error message to the sequence control 800 shown in FIG. 3.
  • the measurement phase controller 900 carries out an event-filtered revision of this error message and ensures that an error message indicating the rectification effect is only output to the sequence controller 800 if the rectification effect occurs continuously over a long period of time.
  • the measuring phase controller 900 only outputs a rectification effect error message to the sequence controller 800 if a rectification effect is detected 32 times in succession every 255th period of the lamp voltage by the comparator 103 shown in FIG. 4. As soon as no rectification effect has been detected during a period of the lamp voltage, the counter of the measuring phase control 900 assigned to the rectification effect is reset to zero and the evaluation of the rectification effect error signal of the comparator 103 is started again.
  • the occurrence of a rectification effect is only taken into account in the operating state of the electronic ballast, since, for example, the occurrence of a rectification effect should not lead to the system being switched off during the preheating phase.
  • the rectification effect detection takes place in particular in that clock pulses of a (high-frequency) reference clock are counted and compared with one another during the individual half-waves of the lamp voltage or the quantity dependent thereon, the clock pulses counted as a function of the duration of the respective half-wave are. If there is no rectification effect, the clock pulses counted during the positive and negative half-waves match. In contrast, if there is a rectification effect, the clock pulses counted during the positive and negative half-waves differ from one another.
  • 11a shows an implementation of this embodiment in terms of switching technology with an up / down counter 107, which is a signal as the actual input signal UZERO and also receives as control signals a high-frequency reference clock signal CLK, for example with the frequency 10 MHz, and a reset or reset signal.
  • the signal UZERO assumes a positive and otherwise a negative voltage level during each positive half-wave of the lamp voltage present at the connection VLI and thus detects the zero crossing of the lamp voltage.
  • the counter 107 is started at the zero crossing of the lamp voltage and counts either up or down during the subsequent half-wave of the lamp voltage. If the measurement signal, ie the lamp voltage, reaches zero again after a half period, the counting direction of the counter 107 is reversed. After a full period of the lamp voltage has elapsed, the current counter reading N of the counter 103 is connected to a comparator, which can be formed, for example, by the comparator 103 already described above. This comparator 103 compares the current counter reading N with the initialization value or the original counter reading of the counter 107. If there is no rectification effect, the counter reading N must have reached the output value N 0 again after the next zero crossing of the lamp voltage.
  • the comparator 103 advantageously compares the counter reading N with the initial value N 0 within certain tolerance limits, in order not to prematurely conclude that there is a rectification effect.
  • the output signal of the comparator 103 is fed via a D-flip-flop 108 clocked by a latch signal to the measuring phase controller 900, which - as has been described above - evaluates this signal and in particular carries out an event-filtered evaluation, ie only then concludes that there is a rectification effect , if, for example, a rectification effect is reported by the comparator 103 32 times in succession every 255th period of the lamp voltage.
  • the zero crossing signal UZERO can originate, for example, from a further comparator 203, which monitors the voltage measuring signal present at the voltage connection VLI with regard to its zero crossing.
  • the entire integrated measuring system of the control circuit IC2 is synchronized cyclically with respect to the zero point of the lamp voltage.
  • the synchronization advantageously takes place every second period of the output frequency.
  • An exception to this principle is the rectification effect evaluation. In this case, the synchronization is delayed by two further periods over a full period of the lamp voltage due to the integration carried out for the rectification effect evaluation.
  • the output signal of the Zero crossing comparator 203 is also fed to measuring phase controller 900 and is of central importance for the control of all controllable switches of the entire control circuit, the actuation of which is controlled in each case to the zero crossing of the lamp voltage.
  • Fig. 11b shows a representation of the signal curves in the circuit shown in Fig. 11a in the absence of a rectification effect and the conditions that occur.
  • the zero crossing signal UZERO assumes the positive level during the positive half-wave of the lamp voltage U VL ⁇ and the counter 107 decreases its counter reading N based on the initialization value NO according to the reference clock CLK until a new zero crossing of the lamp voltage U VL1 is present. The counter reading N is then increased again.
  • the latch signal After a period of the lamp voltage U VL ⁇ , the latch signal outputs the output value of the comparator 103 via the D flip-flop 108 to the measuring phase controller 900 and then the counter 107 is reset to the initial value N 0 using the reset signal.
  • the counter reading N of the counter 107 corresponds to the output value N 0 again , so that the comparator 103 does not report a rectification effect.
  • 11c and 11d show courses of the counter reading N if there is a rectifying effect, the counter reading N being greater than N 0 according to FIG. 11c or smaller than N 0 according to FIG. 11d after a full period of the lamp voltage U VL1 and thus the comparator 103 recognizes and reports the rectification effect by comparing N with N 0 .
  • the comparator N is advantageously compared within predetermined tolerance limits, which are defined by threshold values N S1 and N s2 in accordance with FIG. 11D, that is to say the comparator 103 only outputs an output signal corresponding to the rectification effect if the following condition is not fulfilled: N S2 ⁇ N ⁇ N S1 .
  • the threshold values are advantageously selected asymmetrically in such a way that the distance between N S1 and N 0 is greater than the distance between N 0 and N S2 (in particular twice as large), since the control behavior of the electronic ballast occurs when the rectification effect shown in FIG always tries to compensate for the associated decrease in current by changing the frequency.
  • the sensitivity for the rectification effect detection at counter readings N which after a full period of the lamp voltage U V ⁇ below the Output value N 0 , increased and the threshold value N S2 shifted closer to the output value N 0 .
  • a further function block for overvoltage detection of the lamp voltage can be connected to the voltage connection VLI (cf. the arrow shown in FIG. 6), the output signal of this function block also being able to be fed to the measuring phase control 900 and, for example, in turn event-filtered (cf. the rectifying effect evaluation explained above) leads to a corresponding error message to the sequencer 800.
  • the voltage detection block 200 shown in FIG. 6 comprises a further function block which is provided for the detection of a lamp change.
  • This functional block comprises a sampling circuit 201, a switch S206 and a comparator 202.
  • This lamp change detection circuit enables the detection of a change in both the upper gas discharge lamp Gl shown in FIG. 1 and the lower gas discharge lamp G2.
  • This lamp change detection circuit enables the detection of a change in both the upper gas discharge lamp Gl shown in FIG. 1 and the lower gas discharge lamp G2.
  • the present lamp change detection circuit With the help of the present lamp change detection circuit, it is now possible to detect the change of any gas discharge lamp Gl, G2 connected to the electronic ballast. As soon as a lamp change has been recognized, this is communicated via the measuring phase controller 900 shown in FIG. 3 to the sequence controller 800 also shown schematically in FIG. 3, so that it can automatically restart the system after notification of a lamp change.
  • a lamp change is particularly considered if a lamp error, such as a gas defect, has been determined and reported by the control circuit. In this case, the installer will try to replace the faulty lamp. First knows the fitter does not know which of the gas discharge lamps Gl, G2 connected to the electronic ballast is faulty. He will therefore replace one of these connected gas discharge lamps. As soon as the
  • the sequence control 800 shown in FIG. 3 will restart the system. If a lamp fault is still detected or all the connected gas discharge lamps cannot be ignited, the control circuit switches back to an error or lamp change detection state without the connected gas discharge lamps being able to be operated continuously. For the fitter, this means that the gas discharge lamp that he replaced was either not defective or that another defective gas discharge lamp exists. In this case, the fitter has to replace another gas discharge lamp connected to the electronic ballast.
  • a lamp change is recognized in that a supply voltage of a certain frequency is applied to the load circuit by the inverter and the transient response of the load circuit is evaluated in this regard.
  • the transient response of the load circuit is in turn assessed on the basis of the measurement signal present at the voltage connection VLI and proportional to the lamp voltage, this measurement signal being sampled several times and thus the characteristic curve of the lamp voltage resulting from the applied supply voltage being assessed.
  • the supply voltage applied to the load circuit in lamp change detection mode has, in particular, a relatively low frequency of, for example, 40 Hz.
  • only one of the two inverter switches T2, T3 (cf. FIG. 1) is switched on or off alternately with the aforementioned frequency in the lamp change detection mode, while the other inverter switch remains permanently open during the lamp change mode.
  • it is the upper inverter switch T2 that is permanently open, while the lower inverter switch T3 is alternately switched on and off with the low repetition frequency of approximately 40 Hz.
  • the function of the lamp change detection circuit shown in Fig. 6 is as follows.
  • the lower inverter switch T3 of the inverter D shown in FIG. 1 is switched on and off with a low repetition frequency of approximately 40 Hz, while the upper inverter switch T2 remains permanently switched off. Because the inverter switch T3 is switched on and off, there is a certain transient response in the load circuit of the electronic ballast, which depends in particular on the gas discharge lamps connected to the electronic ballast. This transient response of the load circuit is reflected in the measurement signal detected via the input connection VLI, which is evaluated by the lamp change detection circuit.
  • the sampling circuit 201 stores the current voltage value of the measurement signal present at the connection VLI at certain times T r T 3 .
  • the third measurement at time T 3 is not absolutely necessary, but it does increase the reliability of the measurement against interference. The measurement process described above takes place after the inverter switch T3 has been opened and before it has been closed again.
  • the result is temporarily stored in the downstream digital part (not shown in FIG. 6).
  • the lamp change detection circuit is then reinitialized, ie a specific reference voltage Vrefl 1 is switched on via the switch S206 and a new sample value of the voltage signal at the connection VLI is temporarily stored in the sampling circuit 201.
  • the comparator 202 thus carries out a double relative evaluation of the sample values stored in the sampling circuit 201, that is to say the difference between the sample value stored at the point in time ⁇ and the sample value stored at the point in time T 2 and the difference between the sample at the point in time T 2 Sample value and the sample value stored at time T 3 .
  • This evaluation of the relative relationships between the individual sample values is advantageous compared to the evaluation of absolute measured variables, since additional components would be required to evaluate absolute measured variables.
  • FIG. 7a shows a time diagram of the profile of the voltage U VL1 present at the connection VLI, the switching state of the inverter switch T3 and the Switching state of the switch S206 shown in FIG. 6. Furthermore, the individual sampling times T ,, T 2 and T 3 are indicated in FIG. 7a.
  • the evaluation of the comparison result provided by the comparator 202 between the samples at the times T, and T 2 or T, and T 3 takes place in the measuring phase controller 900.
  • the transient process that is to say on the basis of the values obtained by the samples at the times T [- T 3 formed voltage characteristic, it can be decided whether one of the gas discharge lamps has been removed during the lamp change detection operation and, if so, which of the gas discharge lamps has been removed. Furthermore, it can be assessed whether instead all lamp filaments of the individual gas discharge lamps are correctly connected to the load circuit, ie all lamps are connected without errors.
  • 7b shows an example of the characteristic curve of the voltage signal U VL1 present at the connection VLI for three different cases.
  • the characteristic curve a corresponds to the characteristic curve which arises when the upper gas discharge lamp Gl shown in FIG. 1 changes.
  • the characteristic curve b corresponds to the characteristic curve when changing the lower gas discharge lamp G2 during the lamp change detection operation.
  • the third characteristic curve c shown in FIG. 7b corresponds to the characteristic curve in normal operation without a lamp change, ie in the event that all lamps are connected.
  • control circuit IC2 will monitor the transient behavior with regard to the occurrence of the characteristic curves a or b when a lamp fault occurs in an error state. As soon as the voltage at the connection VLI runs in accordance with one of these characteristics, this means that one of the connected gas discharge lamps has been removed from its version for troubleshooting.
  • the control switching circuit IC2 or sequence control 800 then changes into the actual lamp change detection state, in which, as in the fault state, only the lower inverter switch T3 is opened and closed, for example at 40 Hz, while the upper inverter switch T2 is permanently open.
  • control circuit IC2 waits for the appearance of the characteristic curve c, ie that instead of the removed lamp a replacement lamp has been inserted and now all lamps are reconnected. The system then restarts or restarts. This process will be explained again later with reference to FIG. 9.
  • FIG. 8a and 8b show two variants of the circuit 300 shown in FIG. 3 for detecting a warm / cold start operation. Both variants have in common that the voltage potential present at the connection NP of the control circuit is always evaluated and it is determined by comparison with a predetermined reference voltage Vrefl 2 whether a warm or cold start is to be carried out. This comparison is carried out with the aid of a comparator 301, the positive measuring input of which is connected to the connection NP. On the output side, the comparator 301 is connected to a state hold circuit 302, which can be implemented, for example, by a D flip-flop. This state hold circuit 302 has the effect that the output signal of the comparator 301 is only switched through and evaluated to the sequence control 800 if a corresponding enable signal EN is present.
  • This enable signal EN only briefly assumes a high level when the entire system is restarted or restarted, for example by actuating a corresponding mains switch. At no later point in time does a signal change at the NP port result in a state change at the output port of the state hold circuit 302.
  • FIG. 8b shows a variant of the circuit explained above, which enables a dynamic changeover between a warm and cold start operation.
  • the in Fig. 8b The circuit shown corresponds essentially to the circuit shown in FIG. 8a, but with the exception that a switch S301 is provided internally at the input terminal NP, via which the supply voltage potential VDD can be applied to the input terminal NP, while externally to the terminal NP RC element consisting of the resistor R22 and capacitor C17 already shown in FIGS. 1 and 2 is connected.
  • the voltage potential present at the input connection NP is monitored by the comparator 301.
  • the function of the circuit shown in Fig. 8b is as follows.
  • the switch S301 is closed so that the capacitor C17 is charged by the supply voltage potential VDD applied to the input terminal NP. If the system is switched off (e.g. due to a fault) or the system supply is switched from mains to emergency power operation, switch S301 is opened and capacitor C17 discharges with the time constant defined by the RC element.
  • the RC element is advantageously designed such that the capacitor C17 can hold the charge so long that the voltage applied to the input connection NP is greater than the reference voltage Vrefl2 applied to the comparator 301 for up to 400 ms.
  • the enable signal EN of the state hold circuit 302 assumes a high level, so that the comparison result of the comparator 301 is switched through. If, at this point in time, the voltage potential present at the input connection NP is still greater than the reference voltage Vrefl2, the sequence control 800 ensures the start-up of the connected gas discharge lamps without preheating operation and thus carries out a cold start. If, on the other hand, the voltage potential present at the input connection NP is less than the reference potential Vrefl2, the connected gas discharge lamps are preheated and a warm start is thus carried out.
  • the voltage potential present at the input connection NP of the control circuit depends on the on-time of the switch S301, which is equivalent to the operating time of the electronic ballast. This variable is decisive for the state of charge of the capacitor C17. Furthermore, the voltage potential at the input connection NP depends on the switch-off time of the switch S301 or the duration of the emergency power operation of the electronic ballast and the time constant of the RC element. These variables are decisive for the discharge process of the capacitor C17.
  • the circuit shown in FIG. 8b therefore performs a cold or warm start depending on the duration of the switch-off time and on the time constant of the RC element.
  • the switch-off time period can be specified which is just sufficient for a cold start operation of the connected lamps.
  • the RC element only has to be dimensioned such that after charging the capacitor C17 and opening the switch S301, the voltage potential applied to the input terminal NP is greater than the reference potential Vrefl2 of the comparator 301 just after the aforementioned switch-off period has elapsed.
  • the maximum permissible time between switching to emergency power operation and restarting or restarting the electronic ballast without preheating the lamp electrodes is set to 400 ms. Accordingly, the resistor R22 and the capacitor C17 are to be dimensioned in such a way that the aforementioned period of 400 ms can be observed.
  • any other energy storage circuit can be used, which stores energy depending on the supply voltage potential present at the input terminal NP and discharges with a certain time constant after the supply voltage potential has been disconnected .
  • This energy storage circuit can thus contain any delay elements, as long as a defined and known temporal behavior of the delay element or the energy storage circuit is given.
  • the function blocks 400 and 500 shown in FIG. 3 will be explained in more detail below.
  • the voltage regulator function block 400 generates an internally regulated, very precise supply voltage VDD for all internal function blocks, which at the same time represents the source for all required reference voltages.
  • this internal supply voltage VDD is applied to the outside via the connection VDD and filtered via the external capacitor C7 with good high-frequency properties. Due to the provision of the internal supply voltage VDD, a single low-voltage level can be used for all functional parts of the entire electronic ballast, which is particularly advantageous for cost reasons.
  • the reference voltage generator 500 is used for the central generation of all reference variables for the control circuit IC2, ie for the generation of all reference potentials and reference currents.
  • the oscillator 600 shown in FIG. 3 represents the central clock source for the entire control circuit IC2.
  • the oscillator 600 is constructed in such a way that no external components are required.
  • the basic clock of the oscillator is set with the help of micro fuses to the desired value of, for example, 10 MHz with an accuracy of z. B. 4-bit matched.
  • the frequency of the clock generator can be reduced to approximately 1/20 of the nominal clock rate, ie to approximately 550 kHz, via a digital input of the oscillator 600.
  • the time base generator 700 likewise shown in FIG. 3 generates a plurality of constant time intervals which are supplied to the individual function blocks of the control circuit IC2 via digital outputs of the time base generator 700.
  • the sequence control function block 800 receives, for example, all the time reference quantities from the time base generator 700. All the time quantities generated by the time base generator 700 are a multiple of the basic clock of the oscillator 600.
  • the time reference quantities generated by the time base generator 700 can include, for example, the individual preheating times or the ignition time. As will be explained in more detail below, these temporal reference variables are particularly important for the temporal operating state control of the control circuit IC2, which is carried out by the sequence control function block 800.
  • sequence controller 800 The function of the sequence controller 800 will be explained in more detail below with reference to FIG. 9.
  • the sequence control function block 800 controls the operation of the electronic ballast, for example in accordance with the state diagram shown in FIG. 9. 9, each possible operating state is illustrated by a circle, while the individual arrows represent possible changes in state which occur when a condition associated with the two operating states is met. These conditions are in each case linked to specific states of certain state or monitoring variables of the electronic ballast or the lamp (s), these monitoring variables being processed internally by the sequence control 800 in the form of variables which depend on whether the monitoring variable assumes the corresponding state or not, for example assumes the value "1" when the assigned state is taken or "0" when the state is not taken.
  • the individual variables monitored by the sequencer 800 can, for example include time-based variables or error variables.
  • the course of a commissioning time, a preheating time, an ignition time or a delay time for the rectification effect detection can be monitored.
  • the error quantities for example, the occurrence of a capacitive current in the load circuit (via the current detection block 100), the presence of an overvoltage at the connected gas discharge lamp, the occurrence of a rectification effect or asymmetrical lamp operation, the absence of a lamp or the occurrence of a synchronization error with regard to the zero crossing the lamp voltage (in each case via the voltage detection block 200) are monitored.
  • the output signal of the function block 300 can be monitored, with the aid of which a distinction can be made between a warm and a cold start operation. Any other monitoring parameters of the electronic ballast are of course also conceivable.
  • the individual error quantities are detected by the blocks 100-300 shown in FIG. 3, but processing is first carried out by the measurement phase control function block 900 before the individual error quantities are actually evaluated by the sequence control 800.
  • the measuring phase control contains a digital event filter assigned to the corresponding error size for each monitored error size.
  • this digital event filter performs the function of a counter which counts the uninterrupted occurrence of the corresponding error.
  • An error message is only passed on to the sequence control 800 by the corresponding event filter when the corresponding error has occurred n times in succession, where n corresponds to the filter depth of the corresponding digital event filter and can be different for each error size.
  • the counter status of the digital event filter is reset and the counting process starts again from the beginning. This ensures that the sequencer 800 does not react prematurely to the occurrence of a specific error, and an operating state change as a result of a specific error message is only carried out when it can be assumed with a relatively high degree of certainty that the corresponding error actually exists.
  • a special feature in this regard is the digital event filter for the rectification effect detection, since the rectification effect is a gradual, that is, slowly occurring, error.
  • the event filter assigned to the rectification effect is therefore dimensioned in such a way that only when a The rectification effect is closed and a corresponding error message is output to the sequence control 800 if the measurement phase control 900 is notified of a rectification effect 32 times in succession every 255th period of the lamp voltage.
  • a filter depth of 64 can be used for the detection of a capacitive current, a filter depth of 3 for the detection of an overvoltage and one for the detection of a synchronization error and for the lamp change detection Filter depth of 7 can be provided.
  • filter depth values are also conceivable.
  • the corresponding error message from the measurement phase control 900 to the sequence control 800 after passing through the correspondingly assigned event filter is meant.
  • the initial state of the operating state control shown in FIG. 9 is the so-called. Reset state (state I).
  • the system is in state I whenever the electronic ballast has been started or restarted, which is synonymous with the occurrence of the enable signal EN explained with reference to FIG. 8.
  • the sequencer 800 may include a hysteresis comparator that monitors the external supply voltage signal VCC within certain limits and generates the enable signal EN if the supply voltage signal VC is within the required range
  • the comparator also monitors the switching on and off of the entire system.
  • the enable signal EN can thus occur asynchronously to all other signals depending on the switching on and off of the overall system, whereby after the enable signal EN has occurred, ie after being switched on or off.
  • the electronic ballast is switched on again and the individual function blocks of the control circuit IC2 are compared. This comparison is carried out by reading in the respective values for the individual micro fuses. These micro fuses are small fuses that are used, for example, to balance the individual internal power sources. Furthermore, as has been explained with reference to FIG. 8, when the enable signal EN occurs, the output signal of the function block 300 shown in FIG.
  • state I the control circuit IC2 is thus initialized.
  • the sequential control unit 800 automatically goes into a commissioning state (state II). Exceptionally, the transition from state I to state II is not linked to certain conditions and takes place automatically each time the electronic ballast is restarted or restarted.
  • state II the harmonic filter starts up or the load circuit of the electronic ballast settles. Furthermore, the coupling capacitor of the load circuit is precharged in state II. In this phase, all error detectors are deactivated, ie there is no evaluation of the error variables mentioned above.
  • a preheating condition III is started from condition II if e.g. a start-up time assigned to state II, which denotes the normal operating time of state II, has expired and no cold start operation has been reported by function block 300 shown in FIG. 3. If, on the other hand, the start-up time has not yet expired, the system remains in state II, which is shown in FIG. 9 by an arrow starting from state II and returning to state II. If a cold start operation was detected by the function block 300 and the start-up time has already expired, the sequence control 800 changes directly from the state II to an ignition state IV, which corresponds to the previously explained warm start operation.
  • the inverter half bridge is driven in such a way that it oscillates at the upper limit in terms of frequency and generates, for example, an output frequency of approximately 80 kHz.
  • the preheating control, the overvoltage detection and the capacitive current detection can be activated.
  • the working frequency of the inverter of the electronic ballast can be changed depending on the value of the lamp current detected and the states of the overvoltage and capacitive current detection.
  • the load circuit is attempted with the help of the control variable "lamp current" to first reduce the output frequency of the inverter, since the detected lamp current is significantly too small compared to the specified setpoint due to the fact that the ignition has not yet taken place.
  • This control process is continued until the overvoltage detection or capacitive current detection Continuous reduction of the inverter frequency is prevented or counteracts this.
  • the overvoltage detection will become dominant as an influencing factor.
  • the lamp voltage is regulated, as it were. This behavior changes until the lamp is ignited or until it expires
  • the gas discharge lamp will ignite before the specified ignition time has expired, in which case the lamp current control becomes dominant again and the output frequency of the inverter thus is reduced long until the stable operating point specified by the lamp current reference value has been reached.
  • the capacitive current detection will only actively intervene in the ignition process in the ignition state IV in the event of a fault, for example when the resonant circuit reactor L3 shown in FIG. 1 is saturated.
  • the ignition state IV can only be left in the direction of the previously mentioned operating state V after the specified ignition time has elapsed. This change of state is in particular independent of whether control in the ignition state IV is still based on the ignition voltage or is already based on the lamp current.
  • the mean or effective value of the lamp current is regulated, ie the output frequency of the inverter is dependent on the detected lamp current.
  • Overvoltage, capacitive current and synchronization error detection is activated during this operating state V, and during this state too the control circuit performs a new setpoint / actual value comparison only every second period of the inverter output frequency.
  • the rectification effect detection GLRE
  • the operating state V is not limited in time, ie in principle represents an endless loop, and can only be exited when one of the activated error detectors responds.
  • all fault detectors of the control circuit are activated during operating state V.
  • fault state VII shown in FIG. 9 is started up.
  • This fault condition VII is therefore the central point of contact for all serious operational disturbances.
  • Fault state VII is jumped on directly from preheating state III if an overvoltage or a capacitive current operation has been detected during these preheating states.
  • the fault state VII is started from the operating state V if a capacitive current operation, an overvoltage fault, a synchronization fault and / or the occurrence of a rectification effect etc. with respect to the connected gas discharge lamps has been detected during this state.
  • the start-up of the fault state VII can, for example, be associated with a corresponding signaling of the respective fault for the user.
  • Fault status VII is only exited by the sequential control system if, after restarting the system, start-up status II is restarted via reset status I and the gas discharge lamps are started up again.
  • error state VII can be left if it is detected in this state that not all of the lamps connected to the electronic ballast have intact lamp filaments. This is equivalent to leaving the fault state VII in the direction of the lamp change detection state VIII already mentioned as soon as one of the connected gas discharge lamps is removed from its socket.
  • the operating current consumption of the control circuit is reduced to a minimum possible value during the fault state VII.
  • the electronic ballast is operated as in the lamp change detection state, ie the lower inverter switch T3 is opened and closed with a low frequency of, for example, 40 Hz, while the upper inverter switch is permanently open.
  • the control switching circuit IC2 waits in the error state VII for the occurrence of the voltage characteristic curves a or b (cf. FIG. 7a) Voltage measurement connection VLI, which corresponds to the removal of one of the connected gas discharge lamps Gl, G2. In this case, the control circuit IC2 changes to the lamp change detection state VIII.
  • the control circuit can reliably detect both a change or a removal of the upper gas discharge lamp Gl and the lower gas discharge lamp G2 (cf. FIG. 1) and automatically restart the system after detecting a lamp change.
  • the lamp change detection state VIII monitors whether all the gas discharge lamps have been inserted. Once it is recognized that all gas discharge lamps have been inserted, i.e. all lamp filaments connected to the electronic ballast are intact, the system is automatically switched back to commissioning state II and the gas discharge lamps are put into operation again in accordance with the functional circuit shown in FIG. 9. Even during the
  • Lamp change detection status VIII with the exception of lamp change detection, all other fault detectors are deactivated.
  • the inverter control function block 1000 is used to generate control signals for the upper and lower inverter switches T2, T3 (see FIG. 1), which are output via the output connections OUTH or OUTL of the control circuit. Depending on these control signals, the two inverter switches are either switched on or opened. As a rule, the inverter control 1000 generates alternating control pulses for the control connections OUTH and OUTL of the two inverter switches T2 and T3 and can furthermore have an internal dead time counter function in order to ensure a sufficient dead time between the activation of the two inverter switches. In lamp change detection state VIII (see FIG.
  • the inverter control 1000 ensures that the upper inverter switch T2 remains permanently open via the upper output connection OUTH, while only the lower inverter switch T3 alternately opens and closes with a relatively low frequency via the lower output connection OUTL becomes.
  • the inverter control 1000 provides in particular for an asymmetrical duty cycle of the inverter switches, but this asymmetry is only 2.1% for an output frequency of the inverter of 43 kHz, for example, and only 4% for an output frequency of 80 kHz, and is therefore hardly significant.
  • the generation of asymmetrical output signals for the two inverter switches leads to an increase in the frequency resolution of the inverter, ie with the help of the control circuit, smaller frequency steps of the inverter can be set.
  • the generation of an asymmetrical duty cycle also has the effect that the so-called. "Walmen" of the connected gas discharge lamps can be changed.
  • This Walmen is an effect of "running layers", which occurs especially at low temperatures shortly after the start of the system, which is due to an uneven light distribution in the corresponding gas discharge lamp.
  • These "running layers” consist of light / dark zones which run along the lamp tube at a certain speed.
  • this running effect can be accelerated by superimposing a small direct current so that it
  • the generation of an asymmetrical pulse duty factor by the present control circuit of the electronic ballast can also counteract the occurrence of the so-called "whining".
  • an asymmetrical duty cycle for the two inverter switches is generated during individual half-periods, although the duty cycle is averaged over an entire period. Since only asymmetrical output signals are to be generated in the operating state V shown in FIG. 9, the inverter control 1000 evaluates, for example, a corresponding control signal which only releases the asymmetrical operation (for example by assuming a high level) if the system is in the operating state V is located.

Abstract

The invention relates to an electronic lamp ballast for operating gas-discharge lamps (G1, G2), where the electronic lamp ballast is controlled by means of a control circuit (IC2). The control circuit (IC2) controls the operation of the electronic lamp ballast in accordance with certain predetermined operating states (I - VIII) in which the control circuit (IC2) monitors certain status variables of the electronic lamp ballast or of a gas-discharge lamp (G1, G2) in accordance with the operating status. It changes from one operating status to a new operating status only if the status variables being monitored meet a condition assigned to the current operating status.

Description

Elektronisches Vorschaltgerät Electronic ballast
Die vorliegende Erfindung betrifft ein elektronisches Vorschaltgerät zum Betreiben von Gasentladungslampen nach dem Oberbegriff des Anspruches 1.The present invention relates to an electronic ballast for operating gas discharge lamps according to the preamble of claim 1.
Ein derartiges elektronisches Vorschaltgerät ist beispielsweise aus der EP-Bl-0338 109 bekannt. Fig. 10 zeigt den prinzipiellen Aufbau dieses elektronischen Vorschaltgerätes.Such an electronic ballast is known for example from EP-Bl-0338 109. Fig. 10 shows the basic structure of this electronic ballast.
Das in Fig. 10 gezeigte elektronische Vorschaltgerät umfaßt zunächst eine Schaltung A, welche an das Wechselstromnetz angeschlossen ist. Diese Schaltung A dient als HF- Oberwellenfilter zur Reduzierung der harmonischen Oberwellen der Netzfrequenz sowie zur Funkentstörung.The electronic ballast shown in FIG. 10 first comprises a circuit A which is connected to the AC network. This circuit A serves as an RF harmonic filter for reducing the harmonic harmonics of the mains frequency and for radio interference suppression.
An die Schaltung A schließt sich eine Gleichrichterschaltung B an, die die Netzspannung in eine gleichgerichtete Zwischenspannung umwandelt und diese über ein Oberwellenfilter C, welches zur Glättung der Zwischenspannung dient, einer Wechselrichterschaltung D zuführt. Dieser Wechselrichter D dient quasi als steuerbare Wechselspannungsquelle und wandelt die Gleichspannung des Gleichrichters B in eine variable Wechselspannung um. Der Wechselrichter D umfaßt in der Regel zwei (nicht dargestellte) steuerbare Schalter, beispielsweise MOS-Feldeffekttransistoren. Die beiden Schalter sind in Form einer Halbbrückenschaltung verschaltet und werden mit Hilfe eines entsprechenden Brückentreibers alternierend derart angesteuert, daß jeweils einer der Schalter ein- und der andere ausgeschaltet ist. Die beiden Wechselrichterschalter sind dabei in Serienschaltung zwischen eine Versorgungsspannung und Masse angeschlossen, wobei am gemeinsamen Knotenpunkt zwischen den beiden Wechselrichterschaltern ein Lastkreis bzw. Ausgangskreis E angeschlossen ist, in dem eine Gasentladungslampe oder Leuchtstofflampe G angeordnet ist. Dieser Ausgangskreis E umfaßt einen Serienresonanzkreis, über den die „zerhackte" hochfrequente Wechselspannung des Wechselrichters D der Leuchtstofflampe G zugeführt wird.The circuit A is followed by a rectifier circuit B, which converts the mains voltage into a rectified intermediate voltage and supplies it to an inverter circuit D via a harmonic filter C, which serves to smooth the intermediate voltage. This inverter D serves as a controllable AC voltage source and converts the DC voltage of the rectifier B into a variable AC voltage. The inverter D generally comprises two controllable switches (not shown), for example MOS field-effect transistors. The two switches are connected in the form of a half-bridge circuit and are alternately controlled with the aid of a corresponding bridge driver such that one of the switches is switched on and the other is switched off. The two inverter switches are connected in series between a supply voltage and ground, a load circuit or output circuit E in which a gas discharge lamp or fluorescent lamp G is arranged being connected to the common node between the two inverter switches. This output circuit E comprises a series resonance circuit, via which the “chopped” high-frequency AC voltage of the inverter D is fed to the fluorescent lamp G.
Vor dem Anlegen der Zündspannung an die Leuchtstofflampe G werden die Lampenelektroden der Leuchtstofflampe G vorgeheizt, um die Lebensdauer der Lampe zu verlängern. Das Vorheizen kann beispielsweise mit Hilfe eines Heiztransformators erfolgen, dessen Primärwicklung mit dem Serienresonanzkreis verbunden ist, während die Sekundärwicklungen des Heiztransformators mit den einzelnen Lampenwendeln gekoppelt sind. Auf diese Weise ist es möglich, auch im gezündeten Betrieb die Lampenwendeln mit Energie zu versorgen. Im Vorheizbetrieb wird die Frequenz der von dem Wechselrichter D gelieferte Wechselspannung gegenüber der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises des Ausgangskreises E derart verändert, daß die an der Gasentladungslampe G anliegende Spannung keine Zündung der Lampe verursacht. In diesem Fall fließt durch die als Wendeln ausgeführte Lampenelektroden der Lampe ein im wesentlichen konstanter Strom, wodurch die Lampenwendeln vorgeheizt werden. Nach Ablauf der Vorheizphase wird die Frequenz der von dem Wechselrichter D gelieferten Wechselspannung in die Nähe der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises verschoben, wodurch sich die an der Gasentladungslampe G anliegende Spannung erhöht, so daß die Gasentladungslampe G gezündet wird.Before the ignition voltage is applied to the fluorescent lamp G, the lamp electrodes of the fluorescent lamp G are preheated in order to extend the life of the lamp. The preheating can be carried out, for example, with the aid of a heating transformer, the primary winding of which is connected to the series resonant circuit, while the secondary windings of the heating transformer are coupled to the individual lamp filaments. In this way it is possible to use the lamp filaments even in the ignited mode To supply energy. In the preheating mode, the frequency of the alternating voltage supplied by the inverter D is changed in relation to the resonant frequency of the series resonant circuit of the output circuit E such that the voltage applied to the gas discharge lamp G does not cause the lamp to ignite. In this case, an essentially constant current flows through the lamp electrodes of the lamp, which are designed as filaments, whereby the lamp filaments are preheated. After the preheating phase, the frequency of the alternating voltage supplied by the inverter D is shifted close to the resonant frequency of the series resonant circuit, as a result of which the voltage applied to the gas discharge lamp G increases, so that the gas discharge lamp G is ignited.
Während des Vorheizens, Zündens und Betriebs der Gasentladungslampe G können bestimmte Fehlerfälle auftreten, die es zu erkennen gilt, um entsprechend darauf reagieren zu können. Zu diesem Zweck weist das elektronische Vorschaltgerät eine Steuerschaltung F auf, die verschiedene Schaltungsgrößen des elektronischen Vorschaltgerätes überwacht und bei Überschreiten eines Grenzwertes ein entsprechendes Steuersignal für den Wechselrichter D erzeugt, um die Frequenz der von dem Wechselrichter D erzeugten Wechselspannung abhängig von dem detektierten Fehlerfall zu verändern. So kann beispielsweise die Steuerschaltung F die Lampenspannung, die Vorheizspannung, den Lampenbetriebsstrom, den Impedanz-Phasenwinkel des Ausgangskreises E oder die von dem Gleichrichter B erzeugte Gleichspannung überwachen und die Wechselrichterfrequenz derart einstellen, daß die Lampenspannung, die Vorheizspannung bzw. der Lampenstrom einen vorgegebenen Grenzwert nicht überschreiten, die dem Gleichrichter B entnommene Gleichstromleistung möglichst konstant ist oder ein kapazitiver Betrieb des Serienresonanz- Ausgangskreises E vermieden wird.During the preheating, ignition and operation of the gas discharge lamp G, certain faults can occur which have to be recognized in order to be able to react accordingly. For this purpose, the electronic ballast has a control circuit F, which monitors various circuit sizes of the electronic ballast and generates a corresponding control signal for the inverter D when a limit value is exceeded, in order to change the frequency of the alternating voltage generated by the inverter D depending on the detected fault . For example, the control circuit F can monitor the lamp voltage, the preheating voltage, the lamp operating current, the impedance phase angle of the output circuit E or the DC voltage generated by the rectifier B and set the inverter frequency such that the lamp voltage, the preheating voltage or the lamp current have a predetermined limit value do not exceed, the direct current power taken from the rectifier B is as constant as possible or a capacitive operation of the series resonance output circuit E is avoided.
Bei dem in Fig. 10 gezeigten elektronischen Vorschaltgerät ist jedoch die Funktion der Steuerschaltung F unabhängig vom Betriebszustand der Gasentladungslampe G stets gleich. Dies bedeutet, daß die einzelnen Detektoren der Steuerschaltung F ständig aktiviert sind und die Meßergebnisse dieser einzelnen Detektoren laufend ausgewertet werden, obwohl ggfs. bezogen auf den augenblicklichen Betriebszustand der Gasentladungslampe G einige dieser Fehler- bzw. Detektorensignale überhaupt nicht interessieren oder sogar zu falschen Reaktionen der Steuerschaltung F führen. So könnte beispielsweise das Auftreten einer erhöhten Spannung zum Abschalten des elektronischen Vorschaltgerätes führen, obwohl das Auftreten einer Überspannung während des Zündbetriebes der Gasentladungslampe G durchaus erwünscht ist. Insgesamt benötigt das in Fig. 10 gezeigte elektronische Vorschaltgerät aufgrund der ständigen Überwachung sämtlicher möglicher Fehlergrößen eine relativ lange Zeit, bis ein möglichst stabiler und fehlerfreier Betriebspunkt der Gasentladungslampe G erreicht worden ist.In the electronic ballast shown in FIG. 10, however, the function of the control circuit F is always the same regardless of the operating state of the gas discharge lamp G. This means that the individual detectors of the control circuit F are constantly activated and the measurement results of these individual detectors are continuously evaluated, although possibly related to the current operating state of the gas discharge lamp G some of these error or detector signals are of no interest at all or even incorrect reactions of the Lead control circuit F. For example, the occurrence of an increased voltage could lead to the electronic ballast being switched off, although the occurrence of an overvoltage during the ignition operation of the gas discharge lamp G is quite desirable. Overall, the electronic ballast shown in FIG. 10 requires a relatively long time due to the constant monitoring of all possible error quantities until an operating point of the gas discharge lamp G that is as stable and error-free as possible has been reached.
Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein elektronisches Vorschaltgerät der eingangs beschriebenen Art zu schaffen, bei dem die Probleme des eingangs beschriebenen elektronischen Vorschaltgerätes nicht auftreten. Insbesondere soll ein elektronisches Vorschaltgerät geschaffen werden, welches ein schnelleres und sicheres Erreichen der Betriebsphase der von dem elektronischen Vorschaltgerät angesteuerten Gasentladungslampe(n) ermöglicht.The present invention is therefore based on the object of providing an electronic ballast of the type described at the beginning, in which the problems of the electronic ballast described at the beginning do not occur. In particular, an electronic ballast is to be created which enables the gas discharge lamp (s) controlled by the electronic ballast to be reached more quickly and safely.
Die zuvor genannte Aufgabe wird gemäß der vorliegenden Erfindung durch ein elektronisches Vorschaltgerät mit den Merkmalen des Anspruches 1 gelöst. Die Unteransprüche beschreiben bevorzugte und vorteilhafte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung, die ihrerseits einen möglichst zuverlässigen und dennoch einfachen Aufbau und Betrieb des elektronischen Vorschaltgerätes ermöglichen.The aforementioned object is achieved according to the present invention by an electronic ballast with the features of claim 1. The subclaims describe preferred and advantageous exemplary embodiments of the present invention, which in turn enable the electronic ballast to be constructed and operated as reliably and as simply as possible.
Gemäß der vorliegenden Erfindung steuert die Steuerschaltang des elektronischen Vorschaltgerätes die an das elektronische Vorschaltgerät angeschlossene(n) Gasentladungslampe(n) gemäß bestimmten vorgegebenen Betriebszuständen an, wobei die Steuerschaltung von einem augenblicklichen Betriebszustand in einen neuen Betriebszustand nur dann wechselt, falls eine von der Steuerschaltang überwachte Zustands- oder Überwachungsgröße des elektronischen Vorschaltgerätes oder der Gasentladungslampe(n) eine bestimmte, dem augenblicklichen Betriebszustand zugeordnete Bedingung erfüllt. Das elektronische Vorschaltgerät verbleibt vorteilhafterweise in dem augenblicklichen Betriebszustand, falls die zuvor genannte Bedingung nicht erfüllt wird.According to the present invention, the control circuit of the electronic ballast controls the gas discharge lamp (s) connected to the electronic ballast in accordance with certain predetermined operating states, the control circuit only changing from a current operating state to a new operating state if one is monitored by the control switching line Status or monitoring variable of the electronic ballast or the gas discharge lamp (s) fulfills a certain condition associated with the current operating state. The electronic ballast advantageously remains in the current operating state if the aforementioned condition is not met.
Bei den von der Steuerschaltung überwachten Überwachungsgrößen des elektronischen Vorschaltgerätes kann es sich um zeitliche Größen handeln, so daß die Steuerschaltang den Ablauf vorgegebener Zeitintervalle überwacht. Des weiteren können die von der Steuerschaltung überwachten Überwachungsgrößen bestimmte Betriebsparameter des elektronischen Vorschaltgerätes, wie z.B. die Lampenspannung, der Lampenstrom usw. sein, so daß das Vorliegen oder Nichtvorliegen bestimmter Fehlerzustände überwacht und erfaßt werden kann.The monitoring variables of the electronic ballast monitored by the control circuit can be temporal variables, so that the control circuit monitors the expiry of predetermined time intervals. Furthermore, the monitoring variables monitored by the control circuit can determine certain operating parameters of the electronic ballast, such as the lamp voltage, the lamp current, etc., so that the presence or absence of certain fault conditions can be monitored and detected.
Vorteilhafterweise werden die einzelnen Überwachungsgrößen hinsichtlich ihrer Art und Anzahl von der Steuerschaltang abhängig von dem augenblicklichen Betriebszustand überwacht. Dies bedeutet, daß in verschiedenen Betriebszuständen unterschiedliche Fehlergrößen des elektronischen Vorschaltgerätes überwacht und zudem unterschiedlich ausgewertet werden können, so daß in unterschiedlichen Betriebszuständen unterschiedliche Fehlerdetektoren aktiviert und gemeldete Fehler unterschiedlich bewertet werden können. Dies erlaubt somit eine Optimierung des gesamten elektronischen Vorschaltgerätes, so daß ein stabiler und fehlerfreier Betriebspunkt der von dem elektronischen Vorschaltgerät angesteuerten Gasentladungslampe sehr schnell erreicht werden kann. Vorteilhafterweise werden gemäß der vorliegenden Erfindung in jedem Betriebszustand nur diejenigen Fehler überwacht bzw. ausgewertet, die tatsächlich für den jeweiligen Betriebszustand relevant sind, so daß die eingangs anhand von Fig. 10 erläuterten Widersprüche zwischen den einzelnen Betriebszuständen einerseits und der Fehlerüberwachung durch die Steuerschaltang andererseits vermieden werden.The type and number of the individual monitoring variables are advantageously dependent on the control gear depending on the current operating state supervised. This means that different error sizes of the electronic ballast can be monitored and evaluated differently in different operating states, so that different error detectors can be activated and reported errors can be evaluated differently in different operating states. This thus allows optimization of the entire electronic ballast, so that a stable and error-free operating point of the gas discharge lamp controlled by the electronic ballast can be reached very quickly. Advantageously, according to the present invention, only those errors are monitored or evaluated in each operating state that are actually relevant for the respective operating state, so that the contradictions explained at the beginning with reference to FIG. 10 between the individual operating states on the one hand and error monitoring by the control circuitry on the other hand are avoided become.
Vorteilhafterweise erfolgt die Bewertung der einzelnen Zustandsgrößen des elektronischen Vorschaltgerätes mit Hilfe sogen, digitaler Ereignisfilter, die gewährleisten, daß eine bestimmte Bedingung nur dann als erfüllt angesehen wird, falls die entsprechende Zustandsgröße einen bestimmten Zustand mehrmals hintereinander annimmt. So wird beispielsweise auf das Vorliegen einer Überspannung nur dann geschlossen, falls die Lampenspannung einen vorgegebenen Grenzwert dreimal in Folge überschreitet. Sobald die überwachte Betriebsgröße, d.h. in diesem Fall die Lampenspannung, den vorgegebenen Zustand, d.h. in diesem Fall den Grenzwert, nicht erreicht, wird der entsprechende Zähler des digitalen Ereignisfilters wieder zurückgesetzt.The individual state variables of the electronic ballast are advantageously evaluated with the aid of so-called digital event filters, which ensure that a certain condition is only considered to be fulfilled if the corresponding state variable assumes a certain state several times in succession. For example, the existence of an overvoltage is only concluded if the lamp voltage exceeds a predetermined limit three times in succession. As soon as the monitored company size, i.e. in this case the lamp voltage, the given state, i.e. in this case the limit value, not reached, the corresponding counter of the digital event filter is reset.
Als mögliche Betriebszustände des elektronischen Vorschaltgerätes bzw. der Gasentladungslampe kommen beispielsweise ein Inbetriebnahmezustand zum Einschwingen des elektronischen Vorschaltgerätes, ein Zündzustand zum Zünden der an das elektronische Vorschaltgerät angeschlossenen Gasentladungslampe(n), ein Betriebszustand zum Betreiben der Gasentladungslampe(n) nach dem Zünden sowie ein Fehlerzustand nach Auftreten einer Betriebsstörung des elektronischen Vorschaltgerätes in Frage. Weitere mögliche Betriebszustände sind ein Rücksetzzustand (Resetzustand) zum Initialisieren des elektronischen Vorschaltgerätes bei dessen Wiederstart bzw. Neustart, ein Vorheizzustand zum Vorheizen der Lampenwendeln der Gasentladungslampe(n) oder ein Lampenwechselerkennungszustand zum Erkennen des Auswechseins einer Gasentladungslampe .Possible operating states of the electronic ballast or the gas discharge lamp include, for example, a commissioning state for the electronic ballast to settle, an ignition state for igniting the gas discharge lamp (s) connected to the electronic ballast, an operating state for operating the gas discharge lamp (s) after ignition, and an error state after a malfunction of the electronic ballast occurs in question. Further possible operating states are a reset state (reset state) for initializing the electronic ballast when it is restarted or restarted, a preheating state for preheating the lamp filaments of the gas discharge lamp (s) or a lamp change detection state for recognizing the replacement of a gas discharge lamp.
Die Ablaufsteuerung der einzelnen Betriebszustände der Steuerschaltang des elektronischen Vorschaltgerätes ist vorteilhafterweise digital implementiert, so daß auf einfache Art und Weise die einzelnen Betriebszustände neu definiert oder zusätzliche Betriebszustände hinzugefügt werden können. Einem Zustandswechsel zwischen zwei definierten Betriebszuständen ist mindestens eine Bedingung zugeordnet, die erfüllt werden muß, damit die Steuerschaltang den Betrieb von dem einen Betriebszustand in den anderen Betriebszustand wechselt. Des weiteren ist vorteilhafterweise für jeden Betriebszustand festgelegt, welche Größen des elektronischen Vorschaltgerätes oder der gasentladungslampe(n) in dem entsprechenden Betriebszustand überwacht bzw. wie die überwachten Größen in dem entsprechenden Betriebszustand ausgewertet werden. Auf diese Weise kann die Ablaufsteuerung des elektronischen Vorschaltgerätes gemäß der vorliegenden Erfindung optimal an die tatsächlichen Bedürfnisse des elektronischen Vorschaltgerätes angepaßt werden.The sequence control of the individual operating states of the control circuit of the electronic ballast is advantageously implemented digitally, so that the individual operating states are redefined in a simple manner or additional operating states can be added. A change of state between two defined operating states is assigned at least one condition which must be fulfilled so that the control circuit changes operation from one operating state to the other operating state. Furthermore, it is advantageously determined for each operating state which quantities of the electronic ballast or the gas discharge lamp (s) are monitored in the corresponding operating state or how the monitored quantities are evaluated in the corresponding operating state. In this way, the sequence control of the electronic ballast according to the present invention can be optimally adapted to the actual needs of the electronic ballast.
Die Steuerschaltang des erfindungsgemäßen elektronischen Vorschaltgerätes kann in Form einer anwendungsspezifischen integrierten Schaltung (Application Specific Integrated Circuit, ASIC) ausgestaltet sein.The control circuit of the electronic ballast according to the invention can be designed in the form of an application-specific integrated circuit (Application Specific Integrated Circuit, ASIC).
Des weiteren kann die Steuerschaltang des erfindungsgemäßen elektronischen Vorschaltgerätes Wechselrichteransteuerungsmittel aufweisen, welche Steuersignale für die beiden eingangs beschriebenen Wechselrichterschalter erzeugt, wobei betriebszustandabhängig zwischen einem symmetrischen und unsymmetrischen Tastverhältnis zwischen den beiden Steuersignalen für die Wechselrichterschalter umgeschaltet werden kann. So werden die Steuersignale für die beiden Wechselrichterschalter im Betriebszustand mit einem unsymmetrischen Tastverhältnis ausgegeben, während im Vorheiz- oder Zündbetrieb mit symmetrischen Steuersignalen gearbeitet wird. Durch das Erzeugen unsymmetrischer Steuersignale für die Wechselrichterschalter kann das sog. Walmen der von dem elektronischen Vorschaltgerät angesteuerten Gasentladungslampe(n) vermieden werden. Des weiteren kann mit Hilfe der Wechselrichteransteuerungsmittel die Auflösung für die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters erhöht werden.Furthermore, the control circuit of the electronic ballast according to the invention can have inverter control means which generate control signals for the two inverter switches described at the outset, it being possible to switch between a symmetrical and asymmetrical duty cycle between the two control signals for the inverter switches depending on the operating state. In the operating state, the control signals for the two inverter switches are output with an asymmetrical duty cycle, while in preheating or ignition mode, symmetrical control signals are used. By generating asymmetrical control signals for the inverter switches, the so-called rattling of the gas discharge lamp (s) controlled by the electronic ballast can be avoided. Furthermore, the resolution for the output frequency of the inverter can be increased with the aid of the inverter control means.
Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele näher erläutert.The present invention is explained in more detail below with reference to the accompanying drawing using preferred exemplary embodiments.
Fig. 1 zeigt ein Schaltbild eines bevorzugten Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen elektronischen Vorschaltgerätes,1 shows a circuit diagram of a preferred exemplary embodiment of an electronic ballast according to the invention,
Fig. 2 zeigt eine vergrößerte Darstellung einer in Fig. 1 dargestellten Steuerschaltang mit einer entsprechenden externen Beschattung dieser Steuerschaltang, Fig. 3 zeigt ein Blockschaltbild der in Fig. 2 gezeigten Steuerschaltang,FIG. 2 shows an enlarged illustration of a control gearshift shown in FIG. 1 with a corresponding external shading of this control gearshift, 3 shows a block diagram of the control circuit shown in FIG. 2,
Fig. 4 zeigt ein Schaltbild eines in Fig. 3 dargestellten Stromerfassungsblocks,4 shows a circuit diagram of a current detection block shown in FIG. 3,
Fig. 5a und 5b zeigen Darstellungen zur Erläuterung der Kapazitätsstromerfassung mit Hilfe des in den Fig. 3 und 4 gezeigten Stromerfassungsblocks,5a and 5b show illustrations for explaining the capacitance current detection with the aid of the current detection block shown in FIGS. 3 and 4,
Fig. 6 zeigt ein Schaltbild eines in Fig. 3 dargestellten Spannungserfassungsblocks,6 shows a circuit diagram of a voltage detection block shown in FIG. 3,
Fig. 7a und 78b zeigen Darstellungen zur Erläuterung der Lampenwechselerkennung mit Hilfe des in den Fig. 3 und 6 dargestellten Spannungserfassungsblocks,7a and 78b show illustrations for explaining the lamp change detection with the aid of the voltage detection block shown in FIGS. 3 and 6,
Fig. 8a und 8b zeigen Schaltbilder eines in Fig. 3 gezeigten Warm- /Kaltstartamschaltblocks ,8a and 8b show circuit diagrams of a warm / cold start switching block shown in FIG. 3,
Fig. 9 zeigt beispielhaft verschiedene von dem erfindungsgemäßen elektronischen Vorschaltgerät angesteuerte Betriebszustände,9 shows an example of various operating states controlled by the electronic ballast according to the invention,
Fig. 10 zeigt ein Blockschaltbild eines bekannten elektronischen Vorschaltgerätes, undFig. 10 shows a block diagram of a known electronic ballast, and
Fig. 11a bis lld zeigen Darstellungen zur Erläuterung einer weiteren Funktion des in Fig. 3 und Fig. 6 gezeigten Spannungserfassungsblocks.11a to 11d show illustrations for explaining a further function of the voltage detection block shown in FIGS. 3 and 6.
Das in Fig. 1 gezeigte elektronische Vorschaltgerät umfaßt zunächst eine Schaltung A, welche eingangsseitig an eine Versorgungsspannung, beispielsweise eine Netzspannung, angeschlossen wird und zur Funkentstörung dient. Die Schaltung A ist in üblicher Weise aufgebaut und umfaßt beispielsweise kapazitive Eingangsfilter sowie ggfs. Oberwellendrosseln. In Fig. 1 sind lediglich beispielhaft ein Kondensator C2 sowie ein Symmetrieübertrager Ll dargestellt, wobei ein Überspannungsabieiter oder ein VDR mit der Bezeichnung Fl parallel geschaltet sein kann.The electronic ballast shown in FIG. 1 first comprises a circuit A, which is connected on the input side to a supply voltage, for example a mains voltage, and is used for radio interference suppression. The circuit A is constructed in the usual way and includes, for example, capacitive input filters and, if necessary, harmonic chokes. In Fig. 1, a capacitor C2 and a symmetry transformer L1 are shown only by way of example, it being possible for a surge arrester or a VDR with the designation F1 to be connected in parallel.
Die sich an die Schaltung A anschließende Schaltung B umfaßt eine Vollwellengleichrichterbrücke mit Dioden VI - V4. Die Gleichrichterschaltung B wandelt die eingangsseitig anliegende Versorgungswechselspannung in eine gleichgerichtete Zwischenspannung um. Die Gleichrichterschaltang B kann demnach entfallen, falls das elektronische Vorschaltgerät mit Gleichspannung betrieben wird. Der nachfolgende Schaltangsteil C dient zur Oberwellenfilterung und Glättang der von dem Gleichrichter B gelieferten Zwischenspannung. Die in Fig. 1 gezeigte Schaltung C umfaßt beispielsweise Kondensatoren C3, Cll, eine Diode V5, eine Spule L2, einen MOS-Feldeffekttransistor Tl und eine als integrierte Schaltung ausgestaltete Steuerschaltang IC1. Die Steuerschaltang IC1 ist an ein Versorgungsspannungspotential VCC angeschlossen und kann mit den übrigen Schaltungselementen derart verschaltet sein, daß sie verschiedene Spannungspotentiale U oder Ströme I empfängt. Der in Fig. 1 gezeigte Aufbau der Schaltung C ist selbstverständlich rein beispielhaft zu verstehen.The circuit B following the circuit A comprises a full-wave rectifier bridge with diodes VI-V4. The rectifier circuit B converts the supply AC voltage present on the input side into a rectified intermediate voltage. The rectifier circuit B can therefore be omitted if the electronic ballast is operated with direct voltage. The following Schaltangteil C is used for harmonic filtering and smoothing the intermediate voltage supplied by the rectifier B. The circuit C shown in FIG. 1 comprises, for example, capacitors C3, C1, a diode V5, a coil L2, a MOS field effect transistor T1 and a control circuit IC1 configured as an integrated circuit. The control circuit IC1 is connected to a supply voltage potential VCC and can be connected to the other circuit elements in such a way that it receives different voltage potentials U or currents I. The structure of the circuit C shown in FIG. 1 is of course to be understood purely by way of example.
Von dem in Fig. 1 gezeigten Oberwellenfilter C wird eine Wechselrichterschaltang D angesteuert, die als wesentliche Elemente zwei in Serie zwischen eine Versorgungsspannungsleitang und Masse geschaltete steuerbare Schalter, im vorliegenden Beispiel in Form von MOS-Feldeffekttransistoren T2 und T3, aufweist. Die beiden Wechselrichterschalter T2, T3 sind zu einer Halbbrücke verschaltet und werden jeweils mit Hilfe einer als integrierte Schaltung ausgebildeten Steuerschaltang IC2 angesteuert, d.h. geöffnet und geschlossen. Die Steuerschaltang IC2 übernimmt somit zugleich die Funktion eines Brückentreibers und ist an eine entsprechende Versorgungsspannungsleitang VCC angeschlossen bzw. mit dieser gekoppelt. Die Wechselrichterschaltang D erzeugt abhängig von der von der Gleichrichterschaltang B erzeugten gleichgerichteten Zwischenspannung eine Wechselspannung mit variabler Frequenz und/oder Tastverhältnis. Allgemein ist der Wechselrichter D in üblicher Weise aufgebaut und seine Funktion ist hinreichend bekannt, so daß hier auf eine weitere Erläuterung verzichtet werden kann. Von Bedeutung ist an dieser Stelle lediglich, daß die Steuerschaltang IC2 abhängig von ihr zugeführten Steuersignalen die beiden Wechselrichterschalter T2 und T3 alternierend ansteuert, so daß am Verbindungspunkt zwischen den beiden Wechselrichterschaltern T2 und T3 eine „zerhackte", hochfrequente Wechselspannung auftritt.An inverter switching circuit D is driven by the harmonic filter C shown in FIG. 1, the essential elements of which are two controllable switches connected in series between a supply voltage line and ground, in the present example in the form of MOS field effect transistors T2 and T3. The two inverter switches T2, T3 are connected to form a half bridge and are each controlled with the aid of a control circuit IC2 designed as an integrated circuit, i.e. opened and closed. The control circuit IC2 thus also takes on the function of a bridge driver and is connected to or coupled to a corresponding supply voltage line VCC. The inverter circuit D generates an AC voltage with a variable frequency and / or duty cycle depending on the rectified intermediate voltage generated by the rectifier circuit B. In general, the inverter D is constructed in the usual way and its function is sufficiently known, so that a further explanation can be dispensed with here. It is only important at this point that the control circuit IC2 controls the two inverter switches T2 and T3 alternately depending on the control signals supplied to them, so that a "chopped", high-frequency AC voltage occurs at the connection point between the two inverter switches T2 and T3.
Mit dem Wechselrichter D ist ein Serienresonanz- Ausgangskreis bzw. Lastkreis E verbunden. Im vorliegenden Fall ist der Lastkreis E für den Anschluß von zwei Gasentladungslampen Gl, G2 in Tandemkonfiguration ausgelegt. Selbstverständlich läßt sich der Lastkreis E auch dahingehend abwandeln, daß lediglich eine Gasentladungslampe oder mehr als zwei Gasentladungslampen betrieben werden können. Aus Fig. 1 ist ersichtlich, daß der Lastkreis E einen Serienresonanzkreis bestehend aus einer Resonanzkreisspule L3 und einem Resonanzkreiskondensator C14 aufweist. Dieser Serienresonanzkreis bzw. die Resonanzkreisspule L3 ist an den Verbindungspunkt zwischen den beiden Wechselrichterschaltern T2 und T3 angeschlossen und der Resonanzkreiskondensator C14 ist derart angeordnet, daß er parallel zu der zu betreibenden Gasentladungslampe bzw. den zu betreibenden Gasentladungslampen Gl, G2 geschaltet ist. Die von dem Wechselrichter D erzeugte hochfrequenzte Wechselspannung wird über den Serienresonanzkreis den Gasentladungslampen Gl und G2 zugeführt.A series resonance output circuit or load circuit E is connected to the inverter D. In the present case, the load circuit E is designed for the connection of two gas discharge lamps Gl, G2 in a tandem configuration. Of course, the load circuit E can also be modified such that only one gas discharge lamp or more than two gas discharge lamps can be operated. From Fig. 1 it can be seen that the load circuit E has a series resonance circuit consisting of a resonance circuit coil L3 and a resonance circuit capacitor C14. This series resonant circuit or the resonant circuit coil L3 is connected to the connection point between the two inverter switches T2 and T3 and the resonant circuit capacitor C14 is arranged such that it is parallel to the operating gas discharge lamp or the gas discharge lamps G 1, G 2 to be operated. The high-frequency AC voltage generated by the inverter D is supplied to the gas discharge lamps Gl and G2 via the series resonance circuit.
Wie bereits erläutert worden ist, sind gemäß dem in Fig. 1 gezeigten Beispiel die beiden Gasentladungslampen Gl und G2 in Tandemkonfiguration an den Lastkreis E bzw. das elektronische Vorschaltgerät angeschlossen. Dies bedeutet, daß - wie aus Fig. 1 ersichtlich ist - die obere Wendel der oberen Gasentladungslampe Gl sowie die untere Wendel der unteren Gasentladungslampe G2 direkt an den Lastkreis E angeschlossen sind, während die untere Wendel der oberen Gasentladungslampe Gl und die obere Wendel der unteren Gasentladungslampe G2 miteinander verbunden und an den Lastkreis E angeschlossen sind. Vor dem Anlegen der Zündspannung an die Gasentladungslampen Gl, G2 werden diese vorgeheizt, um die Lebensdauer der Gasentladungslampen zu verlängern. Zu diesem Zweck ist gemäß Fig. 1 ein Heizübertrager L4 vorgesehen, dessen Primärwicklung in Serie mit dem Resonanzkreiskondensator C14 geschaltet ist, während die Sekundärwicklung die untere Wendel der oberen Gasentladungslampe Gl und die obere Wendel der unteren Gasentladungslampe G2 miteinander verbindet. Im Vorheizbetrieb wird die Frequenz der von dem Wechselrichter E gelieferten Wechselspannung bezüglich der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises derart eingestellt, daß die über dem Resonanzkreiskondensator C14 und damit über den Gasentladungslampen Gl und G2 anliegende Spannung keine Zündung der Gasentladungslampen hervorruft. In diesem Fall fließt durch die Wendeln der Gasentladungslampen Gl, G2 ein im wesentlichen konstanter Vorheizstrom. Der in Fig. 1 dargestellte Kondensator C15 bewirkt eine Anpassung der Vorheizspannung bei der in Fig. 1 dargestellten Tandemkonfiguration der Gasentladungslampen Gl und G2. Das zuvor erläuterte Prinzip des Vorheizens kann selbstverständlich auf einfache Art und Weise auch auf den Betrieb von einer Gasentladungslampe oder mehr als zwei Gasentladungslampen übertragen werden. Des weiteren ist abgesehen von der Tandemkonfiguration auch eine Parallelkonfiguration bzw. Parallelschaltung mehrerer Gasentladungslampen Gl, G2 denkbar. In Fig. 1 ist jedoch die Tandemkonfiguration der Gasentladungslampen Gl, G2 dargestellt, da bei einer derartigen Lampenkonfiguration mit Hilfe des in Fig. 1 dargestellten elektronischen Vorschaltgerätes vorteilhaft auf einfache Art und Weise ein Lampenwechsel sowohl der oberen als auch der unteren Gasentladungslampe festgestellt werden kann. Die Lampenwechselerkennung wird nachfolgend noch näher erläutert. Zum Zweck der Lampenwechselerkennung dient u.a. auch der in Fig. 1 dargestellte Widerstand R12.As has already been explained, according to the example shown in FIG. 1, the two gas discharge lamps Gl and G2 are connected in a tandem configuration to the load circuit E or the electronic ballast. This means that - as can be seen from Fig. 1 - the upper filament of the upper gas discharge lamp Gl and the lower filament of the lower gas discharge lamp G2 are connected directly to the load circuit E, while the lower filament of the upper gas discharge lamp Gl and the upper filament of the lower Gas discharge lamp G2 connected to each other and connected to the load circuit E. Before the ignition voltage is applied to the gas discharge lamps G1, G2, these are preheated in order to extend the life of the gas discharge lamps. For this purpose, a heat exchanger L4 is provided according to FIG. 1, the primary winding of which is connected in series with the resonant circuit capacitor C14, while the secondary winding connects the lower filament of the upper gas discharge lamp Gl and the upper filament of the lower gas discharge lamp G2 to one another. In preheating mode, the frequency of the alternating voltage supplied by the inverter E is set with respect to the resonant frequency of the series resonant circuit in such a way that the voltage across the resonant circuit capacitor C14 and thus across the gas discharge lamps Gl and G2 does not cause the gas discharge lamps to ignite. In this case, an essentially constant preheating current flows through the filaments of the gas discharge lamps Gl, G2. The capacitor C15 shown in FIG. 1 adapts the preheating voltage in the tandem configuration of the gas discharge lamps Gl and G2 shown in FIG. 1. The previously explained principle of preheating can of course also be transferred in a simple manner to the operation of a gas discharge lamp or more than two gas discharge lamps. In addition to the tandem configuration, a parallel configuration or parallel connection of a plurality of gas discharge lamps Gl, G2 is also conceivable. In Fig. 1, however, the tandem configuration of the gas discharge lamps Gl, G2 is shown, since in such a lamp configuration with the help of the electronic ballast shown in Fig. 1, a lamp change of both the upper and the lower gas discharge lamp can advantageously be determined in a simple manner. The lamp change detection is explained in more detail below. For the purpose of lamp change detection, also the resistor R12 shown in FIG. 1.
Nach Ablauf der Vorheizphase wird über die Steuerschaltung IC2 die Frequenz der von dem Wechselrichter D gelieferten Wechselspannung in die Nähe der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises verschoben, wodurch die an den Resonanzkreiskondensator C14 und den Gasentladungslampen Gl, G2 anliegende Spannung erhöht wird, wodurch diese Gasentladungslampen zünden.After the preheating phase, the frequency of the AC voltage supplied by the inverter D is in the vicinity of the resonance frequency of the Series resonant circuit shifted, whereby the voltage across the resonant circuit capacitor C14 and the gas discharge lamps Gl, G2 is increased, whereby these gas discharge lamps ignite.
Nach Zünden der Gasentladungslampen geht das in Fig. 1 dargestellte elektronische Vorschaltgerät in die eigentliche Betriebsphase über, in der die Frequenz der von dem Wechselrichter D gelieferten Wechselspannung beispielsweise kontinuierlich derart eingestellt wird, daß durch die Gasentladungslampen Gl, G2 ein möglichst konstanter Lampenstrom fließt oder an den Gasentladungslampen eine möglichst konstante Lampenspannung anliegt. Wie noch nachfolgend näher erläutert wird, weist das in Fig. 1 gezeigte elektronische Vorschaltgerät eine Reihe von Fehlerdetektoren auf, die bestimmte Schaltangsgrößen des elektronischen Vorschaltgerätes, insbesondere des Lastkreises E, überwachen und bei Erfassen eines bestimmten Fehlers eine entsprechende Ansteuerung des Wechselrichters D herbeiführen, um beispielsweise das Auftreten einer Überspannung an den Gasentladungslampen G2 und G2, eines Gleichrichteffekts in den Gasentladungslampen Gl, G2 oder eines kapazitiven Betriebs des Lastkreises E zu vermeiden.After the gas discharge lamps have been ignited, the electronic ballast shown in FIG. 1 goes into the actual operating phase, in which the frequency of the alternating voltage supplied by the inverter D is continuously set, for example, such that the most constant lamp current flows or starts through the gas discharge lamps Gl, G2 the gas discharge lamps have as constant a lamp voltage as possible. As will be explained in more detail below, the electronic ballast shown in FIG. 1 has a number of error detectors which monitor specific switching variables of the electronic ballast, in particular the load circuit E, and trigger a corresponding control of the inverter D when a specific error is detected For example, to avoid the occurrence of an overvoltage on the gas discharge lamps G2 and G2, a rectification effect in the gas discharge lamps G1, G2 or a capacitive operation of the load circuit E.
Zur Steuerung des Wechselrichters D dient ein Schaltangsmodul, welches als Herzstück die bereits zuvor erwähnte Steuerschaltang IC2 sowie mehrere externe Komponenten als externe Beschaltang der Steuerschaltang IC2 umfaßt. Die wesentlichen externen Komponenten sind sechs Widerstände RIO, R13 - R16 und R21, R22 sowie zwei Kondensatoren C7 und C17. Wie in Fig. 1 gezeigt ist, sind die einzelnen externen Komponenten an jeweilige Eingangsanschlüsse der Steuerschaltang IC2 angeschlossen. Die mit der Steuerschaltung IC2 verbundenen externen Komponenten dienen primär zur Erfassung bestimmter Schaltangsgrößen des elektronischen Vorschaltgerätes, so daß diese in der Steuerschaltang IC2 ausgewertet werden können.A switching gear module is used to control the inverter D, which comprises the control switching gear IC2 already mentioned at the heart and several external components as the external switching gear of the control switching gear IC2. The main external components are six resistors RIO, R13 - R16 and R21, R22 and two capacitors C7 and C17. As shown in Fig. 1, the individual external components are connected to respective input terminals of the control circuit IC2. The external components connected to the control circuit IC2 serve primarily for the detection of certain switching variables of the electronic ballast, so that these can be evaluated in the control circuit IC2.
Fig. 2 zeigt eine vergrößerte Darstellung der in Fig. 1 dargestellten Steuerschaltang IC2 sowie die externe Beschaltang der einzelnen Eingangsanschlüsse der Steuerschaltang IC2. Dabei sind in Fig. 2 lediglich die wesentlichen Anschlüsse und externen Bauelemente dargestellt. Im vorliegenden Beispiel ist die Steuerschaltung IC2 vorteilhafterweise als anwendungsspezifische integrierte Schaltung (Application Specific Integrated Circuit, ASIC) ausgebildet und in einem mehrpoligen SMD-Gehäuse (Surface Mounted Device) untergebracht. Im vorliegenden Fall ist die Steuerschaltang IC2 sowohl für den Betrieb eines einzelnen Lampenausgangskreises E als auch für den Betrieb eines für eine in Fig. 1 gezeigte Tandemkonfiguration mit mehreren Gasentladungslampen ausgelegten Lastkreises E geeignet. Wie bereits erwähnt worden ist und insbesondere aus Fig. 2 ersichtlich ist, besitzt die Steuerschaltang IC2 mehrere Anschlüsse, die folgende Funktionen aufweisen. An den Anschluß GND ist das Bezugspotential, d.h. das Massepotential, für die einzelnen Analog- und Digitalfunktionsblöcke der Steuerschaltang IC2 angelegt. Aus Fig. 1 ist ersichtlich, daß das Massepotential des gesamten elektronischen Vorschaltgerätes über einen Koppelkondensator Cl geerdet ist. An dem Anschluß VDD, der über den Koppelkondensator C7 mit dem Massepotential verbunden ist (vgl. Fig. 1), wird die intern generierte Versorgungsspannung für die einzelnen Analog- und Digtalfunktionsblöcke der Steuerschaltang IC2 bereitgestellt. Der Anschluß NP dient, wie noch näher nachfolgend erläutert wird, zur externen Einstellung sowie Erkennung der Vorheizmethode, d.h. zur Auswahl zwischen einem Kaltstart- und Warmstartbetrieb. Insbesondere ist der Anschluß NP extern derart beschaltet, daß eine dynamische Wahl der Vorheizmethode möglich ist. Der Anschluß VL1 erfaßt über die in Fig. 1 und teilweise in Fig. 2 dargestellten Widerstände RIO sowie R14, R15 die heruntergeteilte Lampenspannung der Gasentladungslampen Gl, G2 und dient somit vornehmlich zur Lampenspannungsüberwachung. Analog dient der Anschluß ILC mit Hilfe der in Fig. 1 und teilweise in Fig. 2 gezeigten Widerstände R13 und R16 zur Überwachung des Ausgangskreis- bzw. Lastkreisstromes (Drosselstromes) bzw. zur Überwachung des durch die Gasentladungslampen Gl, G2 nach deren Zünden fließenden Lampenstromes, indem mit Hilfe des Shunt-Widerstandes R16 eine dazu proportionale Spannung erfaßt und der Steuerschaltang über den Anschluß ILC zugeführt wird. Der Anschluß VL1 dient somit zur Spannungsüberwachung, während der Anschluß ILC zur Stromüberwachung dient. Die beiden Ausgangsanschlüsse OUTL und OUTH dienen zur Ansteuerung des in Fig. 1 gezeigten tiefliegenden bzw. hochliegenden Halbbrückenschalters T3 bzw. T2. Zu diesem Zweck werden an den Ausgangsanschlüssen OUTL und OUTH Ansteuersignale (TTL- Pegel) zum Ein- bzw. Ausschalten der beiden Wechselrichterschalter T2 bzw. T3 bereitgestellt. Der Anschluß VCC der Steuerschaltang IC2 ist schließlich der zentrale Versorgungsspannungsanschluß der Steuerschaltung IC2.FIG. 2 shows an enlarged illustration of the control circuit IC2 shown in FIG. 1 and the external circuit of the individual input connections of the control circuit IC2. Only the essential connections and external components are shown in FIG. 2. In the present example, the control circuit IC2 is advantageously designed as an application-specific integrated circuit (Application Specific Integrated Circuit, ASIC) and accommodated in a multi-pole SMD housing (Surface Mounted Device). In the present case, the control circuit IC2 is suitable both for operating a single lamp output circuit E and for operating a load circuit E designed for a tandem configuration shown in FIG. 1 with a plurality of gas discharge lamps. As has already been mentioned and can be seen in particular from FIG. 2, the control switching circuit IC2 has several connections which have the following functions. The reference potential, ie the ground potential, for the individual analog and digital function blocks of the control circuit IC2 is applied to the connection GND. From Fig. 1 it can be seen that the ground potential of the entire electronic ballast is grounded via a coupling capacitor C1. The internally generated supply voltage for the individual analog and digital function blocks of the control circuit IC2 is provided at the connection VDD, which is connected to the ground potential via the coupling capacitor C7 (cf. FIG. 1). The connection NP serves, as will be explained in more detail below, for the external setting and detection of the preheating method, ie for the selection between a cold start and warm start operation. In particular, the NP connection is connected externally in such a way that dynamic selection of the preheating method is possible. The terminal VL1 detects the divided lamp voltage of the gas discharge lamps Gl, G2 via the resistors RIO and R14, R15 shown in FIG. 1 and partly in FIG. 2 and thus serves primarily for monitoring the lamp voltage. Analogously, the connection ILC is used with the help of the resistors R13 and R16 shown in FIG. 1 and partly in FIG. 2 for monitoring the output circuit or load circuit current (choke current) or for monitoring the lamp current flowing through the gas discharge lamps Gl, G2 after their ignition by using the shunt resistor R16 to detect a voltage proportional to it and to supply the control circuit via the connection ILC. The connection VL1 thus serves for voltage monitoring, while the connection ILC serves for current monitoring. The two output connections OUTL and OUTH serve to control the low-lying or high-lying half-bridge switch T3 and T2 shown in FIG. 1. For this purpose, control signals (TTL level) for switching the two inverter switches T2 and T3 on and off are provided at the output connections OUTL and OUTH. The connection VCC of the control circuit IC2 is finally the central supply voltage connection of the control circuit IC2.
Der Versorgungsspannungsbereich kann beispielsweise 10- 18V umfassen. Des weiteren steuert die Steuerschaltang IC2 die Wechselrichterschalter T2 und T3 derart an, daß von der Wechselrichterschaltang D ausgangsseitig eine Wechselspannung variabler Frequenz mit einem Betriebsfrequenzbereich von beispielsweise 40-80kHz erzeugt wird.The supply voltage range can include 10-18V, for example. Furthermore, the control circuit IC2 controls the inverter switches T2 and T3 in such a way that an alternating voltage of variable frequency with an operating frequency range of, for example, 40-80 kHz is generated on the output side of the inverter circuit D.
Die Steuerschaltang IC2 bildet das Herzstück des gesamten in Fig. 1 dargestellten elektronischen Vorschaltgerätes und umfaßt demnach eine Vielzahl unterschiedlicher Funktionen. So kann beispielsweise mit Hilfe der Steuerschaltang IC2 die Vorheizmethode für die angeschlossene(n) Gasentladungslampe(n) dynamisch festgelegt und zwischen einem Kaltstart- und einem Warmstartbetrieb gewechselt werden. Zu diesem Zweck sorgt die Steuerschaltang IC2 für einen definierten Vorheizbetrieb mit einer definierten Vorheizzeit und einem definierten Vorheizstrom. Ebenso sorgt die Steuerschaltang IC2 für einen vordefinierten Zündbetrieb mit einer festgelegten Zündzeit und einer festgelegten Zündspannung. Über die Anschlüsse ILC bzw. VL1 der Steuerschaltang IC2 kann beispielsweise der Vorheizstrom und der Lampenbetriebsstrom bzw. die Lampenspannung erfaßt und auf einen möglichst konstanten Wert geregelt werden. Des weiteren wird von der Steuerschaltang IC2 über den Stromanschluß ILC ein kapazitiver Betrieb des Lastkreises E überwacht. Über den Spannungsanschluß VLI kann zudem das Auftreten eines Gleichlichteffekts in einer angeschlossenen Gasentladungslampe Gl, G2 erkannt werden. Ebenso kann mit Hilfe des Spannungsanschlusses VLI das Auftreten eines Gasdefekts, welcher zu einer Überspannung an der entsprechenden Gasentladungslampe führt, erkannt und entsprechend das elektronische Vorschaltgerät in diesem Fall abgeschaltet werden. Eine besondere Funktion der Steuerschaltung IC2 ist das Erkennen eines Lampenwechsels, wobei bei der in Fig. 1 dargestellten Tandemkonfiguration die Lampenwechselerkennung insbesondere unabhängig von der gewechselten Lampe ist, d.h. es kann sowohl ein Wechsel der oberen Gasentladungslampe Gl als auch der unteren Gasentladungslampe G2 erkannt werden. Schließlich ist in der Steuerschaltang IC2 eine (vorzugsweise digital implementierte) Ablaufsteuerung realisiert, die dafür sorgt, daß die an das elektronische Vorschaltgerät angeschlossene(n) Gasentladungslampe(n) gemäß vorbestimmten Betriebszuständen angesteuert werden, wobei von einem Betriebszustand in einen neuen Betriebszustand nur bei Erfüllung mindestens einer bestimmten Bedingung gewechselt werden kann. Innerhalb eines jeden Betriebszustandes ist eine betriebszustandsabhängige Überwachung bestimmter Größen des elektronischen Vorschaltgerätes möglich, so daß abhängig von dem jeweiligen Betriebszustand unterschiedliche Fehlergrößen überwacht und unterschiedlich ausgewertet werden können. Hinsichtlich der Fehler erfolgt insbesondere eine ereignisgefilterte Fehlerbewertang, d.h. mit Hilfe beispielsweise digitaler Ereignisfilter wird sichergestellt, daß auf das Vorliegen eines Fehlers nur dann geschlossen wird, falls der entsprechende Fehler tatsächlich mehrmals hintereinander auftritt.The control circuit IC2 forms the heart of the entire electronic ballast shown in FIG. 1 and accordingly comprises a large number of different functions. For example, the preheating method can be controlled using the IC2 control switch be dynamically defined for the connected gas discharge lamp (s) and switched between a cold start and a warm start operation. For this purpose, the control switch IC2 ensures a defined preheating operation with a defined preheating time and a defined preheating current. The control circuit IC2 also ensures a predefined ignition operation with a defined ignition time and a defined ignition voltage. For example, the preheating current and the lamp operating current or the lamp voltage can be detected via the connections ILC or VL1 of the control circuit IC2 and regulated to a value that is as constant as possible. Furthermore, the capacitive operation of the load circuit E is monitored by the control circuit IC2 via the current connection ILC. The occurrence of a constant light effect in a connected gas discharge lamp Gl, G2 can also be detected via the voltage connection VLI. Likewise, the occurrence of a gas defect, which leads to an overvoltage on the corresponding gas discharge lamp, can be detected with the aid of the voltage connection VLI, and the electronic ballast can accordingly be switched off in this case. A special function of the control circuit IC2 is the detection of a lamp change, the lamp change detection in the tandem configuration shown in FIG. 1 being in particular independent of the changed lamp, ie both a change of the upper gas discharge lamp Gl and of the lower gas discharge lamp G2 can be detected. Finally, a (preferably digitally implemented) sequence control is implemented in the control circuit IC2, which ensures that the gas discharge lamp (s) connected to the electronic ballast are controlled in accordance with predetermined operating states, whereby from one operating state to a new operating state only when fulfilled at least one specific condition can be changed. Within each operating state, operating state-dependent monitoring of certain variables of the electronic ballast is possible, so that different error variables can be monitored and evaluated differently depending on the respective operating state. With regard to the errors, an event-filtered error evaluation is carried out in particular, ie with the help of digital event filters, for example, it is ensured that the existence of an error is only concluded if the corresponding error actually occurs several times in succession.
Neben den zuvor kurz zusammengefaßten Funktionen besitzt die Steuerschaltang IC2 weitere Funktionen, die allesamt nachfolgend unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung näher erläutert werden sollen.In addition to the functions briefly summarized above, the control switch IC2 has further functions, all of which will be explained in more detail below with reference to the accompanying drawing.
Fig. 3 zeigt ein Blockschaltbild des internen Aufbaus der zuvor beschriebenen Steuerschaltung IC2. Mit dem Stromanschluß ILC ist zunächst ein Modul 100 gekoppelt, welches u.a. zur zuvor erläuterten Stromerfassung sowie Kapazitivstromerfassung des Lastkreises dient. Die Auswertung des über den Anschluß ILC erfaßten Stroms erfolgt insbesondere mit Hilfe eines durch eine Komparatorschaltang gebildeten Reglers. Um den Schaltungsaufwand wirklich gering zu halten, wird dieser Komparatorschaltang auch das von dem Spannungsanschluß VLI der Steuerschaltang IC2 empfangene und von einem Modul 200 aufbereitete Spannungssignal zugeführt und ausgewertet. Das Modul 200 dient insbesondere zur Erfassung der Lampenspannung, zur Gleichrichteffekterkennung sowie zur Lampenwechselerkennung. Des weiteren ist mit dem Anschluß NP ein weiteres Modul 300 gekoppelt, welches zur Erkennung des Warm- oder Kaltstartbetriebes beim Vorheizen der anzusteuernden Gasentladungslampe(n) sowie zur Realisierung eines dynamischen Vorheizbetriebs dient. Mit den Versorgungsspannungsanschlüssen VCC und VDD ist ein Spannungsreglermodul 400 verbunden, welches einen internen Spannungsregler aufweist, der eine geregelte, sehr präzise Spannung zur Spannungsversorgung sämtlicher interner Funktionsblöcke bereitstellt. Ein weiteres Modul 500 dient als Quelle für sämtliche benötigte Referenzgrößen, d.h. Referenzspannungen und Referenzströme, in der Steuerschaltang IC2. Ein Oszillator 600 dient als interner Taktgeber der Steuerschaltang IC2, wobei ein damit gekoppelter Zeitbasisgenerator 700 abhängig von dem vorgegebenen Takt des Oszillators 600 interne zeitliche Größen für die Ablaufsteuerung der Steuerschaltang IC2, wie z.B. die Vorheiz- oder Zündzeit, ableitet. Ein weiteres Modul 800 dient zur Realisierung der Ablaufsteuerung der einzelnen Betriebszustände des gesamten elektronischen Vorschaltgerätes und wirkt eng mit einem weiteren Modul 900, welches zur Meßphasensteuerung dient, zusammen. Das Modul 900 dient insbesondere zur ereignisgefilterten Auswertung bestimmter Fehlergrößen des elektronischen Vorschaltgerätes sowie zur meßphasenabhängigen Ansteuerung sämtlicher Schalter der einzelnen Funktionsblöcke der Steuerschaltang IC2. Die Ablaufsteuerung 800 wertet die ereignisgefilterten Zustandsmeldungen der Meßphasensteuerung 900 aus und steuert abhängig von den von dem Zeitbasisgenerator 700 vorgegebenen zeitlichen Größen die einzelnen Betriebszustände des elektronischen Vorschaltgerätes bzw. der Steuerschaltang IC2. Schließlich weist die Steuerschaltung IC2 ein weiteres Modul 1000 zur Wechselrichteransteuerung auf. Mit Hilfe dieses Moduls 1000 werden von der Meßphasensteuerung 900 gelieferte Frequenzeinstellungssignale in entsprechende Steuersignale für den oberen Wechselrichterschalter (über den Ausgangsanschluß OUTH) bzw. den unteren Wechselrichterschalter (über den Ausgangsanschluß OUTL) umgesetzt.Fig. 3 shows a block diagram of the internal structure of the control circuit IC2 described above. A module 100 is initially coupled to the power connection ILC, which is used, among other things, for the previously described current detection and capacitive current detection of the load circuit. The evaluation of the current sensed via the connection ILC is carried out in particular with the aid of a regulator formed by a comparator circuit. In order to keep the circuit complexity really low, this comparator circuit is also fed and evaluated the voltage signal received by the voltage connection VLI of the control circuit IC2 and processed by a module 200. The module 200 is used in particular for detecting the lamp voltage, for rectifying effect detection and for lamp change detection. Furthermore, a further module 300 is coupled to the connection NP, which module is used to detect the warm or cold start operation when preheating the gas discharge lamp (s) to be controlled and to implement a dynamic preheating operation. A voltage regulator module 400 is connected to the supply voltage connections VCC and VDD, which has an internal voltage regulator which provides a regulated, very precise voltage for the voltage supply of all internal function blocks. Another module 500 serves as a source for all required reference quantities, ie reference voltages and reference currents, in the control circuit IC2. An oscillator 600 serves as an internal clock generator of the control circuit IC2, a time base generator 700 coupled thereto deriving internal time variables for the sequence control of the control circuit IC2, such as the preheating or ignition time, depending on the predetermined clock of the oscillator 600. Another module 800 is used to implement the sequence control of the individual operating states of the entire electronic ballast and interacts closely with another module 900, which is used for measuring phase control. The module 900 is used in particular for event-filtered evaluation of certain error quantities of the electronic ballast and for the measurement phase-dependent control of all switches of the individual function blocks of the control circuit IC2. The sequence controller 800 evaluates the event-filtered status messages from the measurement phase controller 900 and controls the individual operating states of the electronic ballast or the control switching circuit IC2 depending on the time variables specified by the time base generator 700. Finally, the control circuit IC2 has a further module 1000 for controlling the inverter. With the aid of this module 1000, frequency setting signals supplied by the measuring phase control 900 are converted into corresponding control signals for the upper inverter switch (via the output connection OUTH) or the lower inverter switch (via the output connection OUTL).
Die Steuerschaltang IC2 kann sowohl analog als auch digital implementierte Funktionsblöcke umfassen. Im vorliegenden Fall umfaßt der Digitalteil der als ASIC ausgebildeten Steuerschaltang IC2 den Zeitbasisgenerator 700, die Ablaufsteuerung 800, die Meßphasensteuerung 900 sowie die Wechselrichteransteuerung 1000. Insbesondere kann die Steuerschaltung IC2 derart ausgestattet sein, daß der Digitalteil bezüglich des Flächenbedarfs der Steuerschaltang IC2 dem Analogteil entspricht.The control circuit IC2 can comprise both analog and digitally implemented function blocks. In the present case, the digital part of the control switching circuit IC2 designed as ASIC comprises the time base generator 700, the sequence control 800, the measuring phase control 900 and the inverter control 1000. In particular The control circuit IC2 can be equipped in such a way that the digital part corresponds to the analog part in terms of the area required by the control circuit IC2.
Fig. 4 zeigt ein detailliertes Schaltbild des in Fig. 3 dargestellten Stromerfassungsmoduls 100. In Fig. 4 sind auch die extern mit dem Stromanschluß ILC der Steuerschaltang verbundenen Widerstände R13 und R16 dargestellt, die auch in Fig. 1 gezeigt sind.FIG. 4 shows a detailed circuit diagram of the current detection module 100 shown in FIG. 3. FIG. 4 also shows the resistors R13 and R16 which are connected externally to the current connection ILC of the control circuit and which are also shown in FIG. 1.
Intern wird dem am Stromanschluß ILC erfaßten Signal ein Bezugsstrom Irefl aufaddiert, um sicherzustellen, daß das von dem Stromerfassungsmodul 100 zu verarbeitende Signal stets im Arbeitsspannungsbereich der Steuerschaltang liegt.Internally, a reference current Irefl is added to the signal detected at the current connection ILC in order to ensure that the signal to be processed by the current detection module 100 is always in the operating voltage range of the control circuit.
Wie in Fig. 4 gezeigt ist, ist eine Integratorschaltang 105 vorgesehen, die zur Integration des ihr zugeführten Eingangssignals dient. Der gesamte Funktionsblock 105 ist derart realisiert, daß die Integratorfunktion sowohl zur Messung des Lampenstromes (über den Anschluß ILC) im Normalbetrieb, als auch zur Gleichrichteffekterkennung (über den Anschluß VLI) genutzt werden kann.As shown in FIG. 4, an integrator circuit 105 is provided, which is used to integrate the input signal supplied to it. The entire function block 105 is implemented in such a way that the integrator function can be used both for measuring the lamp current (via the ILC connection) in normal operation and for identifying rectification effects (via the VLI connection).
Die Integratorschaltang 105 kann Abtasthalteglieder aufweisen, welche abwechselnd jede Periode des internen Taktgenerators (vgl. Modul 600 in Fig. 3) das Eingangssignal des Integrators abtasten. Die dadurch in den Abtasthaltegliedern gespeicherte Ladung wird an einen Integrationsverstärker der Integratorschaltang 105 weitergegeben. Dieser Vorgang wird zyklisch wiederholt.The integrator circuit 105 can have sample and hold elements which alternately sample the input signal of the integrator every period of the internal clock generator (cf. module 600 in FIG. 3). The charge thereby stored in the sample and hold elements is passed on to an integration amplifier of the integrator circuit 105. This process is repeated cyclically.
Der Integrator 105 kann einen internen steuerbaren Schalter aufweisen, welcher die zuvor erwähnten Abtasthalteglieder überbrückt und während der Dauer des Offsetabgleichs des Integrators 105 geschlossen wird. Auf diese Weise kann ein beliebiges Signal, insbesondere das am Eingangsanschluß ILC anliegende Signal über den Schalter S105 oder ein Referenzspannungspotential zur Gleichrichteffekterkennung vom Spannungsblock 200 über den Schalter S107, während der Initialisierungsphase an den eigentlichen Integrationsverstärker angelegt werden.The integrator 105 can have an internal controllable switch which bridges the aforementioned sample and hold elements and is closed during the duration of the offset adjustment of the integrator 105. In this way, any signal, in particular the signal present at the input connection ILC, can be applied to the actual integration amplifier via the switch S105 or a reference voltage potential for rectifying effect detection from the voltage block 200 via the switch S107 during the initialization phase.
Der eigentliche Integrations Verstärker des Integrators 105 hat die Aufgabe, das Strommeßsignal am ILC-Anschluß zeitlich exakt gesteuert aufzuintegrieren. Für den Fall, daß das am ILC-Anschluß anliegende Strommeßsignal von dem Integrationsverstärker der Integratorschaltang 105 aufintegriert wird, ist der Schalter S105 geschlossen, während für den Fall der Gleichrichteffektauswertang das über den Schalter S107 zugeführte Referenzpotential für die Gleichrichteffektauswertang an der Integratorschaltang 105 anliegt. Als eigentlicher Regler dient schließlich ein Komparator 103, der den erforderlichen Soll- /Istwertvergleich durchführt und an den Ausgang Integrators 105 angeschlossen ist. Durch die in Fig. 4 gezeigte Anordnung dieses Komparators 103 ist es möglich, den Komparator 103 sehr flexibel einzusetzen. Durch entsprechende Betätigung eines Schalters S124 können an den Komparator 103 verschiedene Referenzspannungen bzw. Referenzwerte hinzugeschaltet bzw. angelegt werden, wobei in Fig. 4 beispielhaft Referenzspannungen Vrefl - Vrefό dargestellt sind. Das Bezugspotential Vrefl und Vref2 entspricht dabei beispielsweise einer gewünschten Vorheizspannung während eines Vorheizbetriebszustandes. Während des Vorheizbetriebes wird somit mit Hilfe des steuerbaren Schalter S124 die Referenzspannung Vrefl bzw. Vref2 an den Komparator 103 angelegt, so daß das augenblicklich am ILC-Anschluß anliegende und nicht integrierte Meßsignal mit dem jeweils angelegten Referenzwert Vrefl bzw. Vref2 verglichen wird. Im Normalbetrieb entspricht beispielsweise das Bezugspotential Vref3 dem Integrationsstartwert des Integrationsverstärkers des Integrators 105, so daß bei Anliegen dieses Bezugspotentials Vref3 der Komparator 103 die tatsächliche Veränderung des Integrationsergebnisses erfassen kann. Die Bezugspotentiale Vref4 bzw. Vrefό können einem positiven bzw. negativen Grenzwert für die über den Schalter S107 zugeführte und aufintegrierte Lampenspannung des Anschlusses VLI entsprechen, um somit durch Vergleich mit diesen beiden Grenzwerten bei Überschreitung des Integrationsergebnisses in positiver oder negativer Richtung das Auftreten eines Gleichrichteffekts zuverlässig erkennen zu können. Zu diesem Zweck wird auch das weitere Bezugspotential Vref5 verwendet, welches bei der Gleichrichteffekterkennung hinzugeschaltet wird und dem Ausgangs- bzw. Startwert für die Integration der über den Schalter S107 zugeführten Lampenspannung entspricht. Durch Berücksichtigung der durch die Bezugspotentiale Vref3 bzw. Vref5 vorgegebenen Startwerte des Integrationsverstärkers des Integrators 105 kann somit mit Hilfe des Komparators 103 die tatsächlich relativ zu dem entsprechenden Startwert vorliegende Veränderung der entsprechenden Integrationsgröße festgestellt werden.The actual integration amplifier of integrator 105 has the task of integrating the current measurement signal at the ILC connection in a time-controlled manner. In the event that the current measurement signal present at the ILC connection is integrated by the integration amplifier of the integrator circuit 105, the switch S105 is closed, while in the case of the rectification effect evaluation the reference potential for the rectification effect evaluation supplied via the switch S107 is present at the integrator circuit 105. Finally, a comparator 103 serves as the actual controller, which carries out the required setpoint / actual value comparison and is connected to the output of integrators 105. The arrangement of this comparator 103 shown in FIG. 4 makes it possible to use the comparator 103 very flexibly. By actuating a switch S124 accordingly, different reference voltages or reference values can be connected or applied to the comparator 103, reference voltages Vrefl-Vrefό being shown by way of example in FIG. The reference potential Vrefl and Vref2 corresponds, for example, to a desired preheating voltage during a preheating operating state. During the preheating operation, the reference voltage Vrefl or Vref2 is thus applied to the comparator 103 with the aid of the controllable switch S124, so that the measurement signal which is present at the ILC connection and is not integrated is compared with the reference value Vrefl or Vref2 respectively applied. In normal operation, for example, the reference potential Vref3 corresponds to the integration start value of the integration amplifier of the integrator 105, so that when this reference potential Vref3 is applied, the comparator 103 can detect the actual change in the integration result. The reference potentials Vref4 or Vrefό can correspond to a positive or negative limit value for the lamp voltage of the connection VLI that is supplied and integrated via the switch S107, so that, by comparison with these two limit values, the occurrence of a rectification effect in a positive or negative direction when the integration result is exceeded is reliable to be able to recognize. For this purpose, the further reference potential Vref5 is also used, which is added during the rectification effect detection and corresponds to the output or start value for the integration of the lamp voltage supplied via the switch S107. By taking into account the start values of the integration amplifier of the integrator 105 given by the reference potentials Vref3 or Vref5, the change in the corresponding integration variable that is actually present relative to the corresponding start value can thus be determined with the aid of the comparator 103.
Das Ausgangssignal des Komparators 103 wird der in Fig. 3 dargestellten Meßphasensteuerung 900 zugeführt, die dieses auswertet und abhängig von der augenblicklichen Meßphase unterschiedlich bewertet. So sorgt die Meßphasensteuerung 900 beispielsweise für eine entsprechende Anpassung der Ausgangsfrequenz des Wechselrichters des elektronischen Vorschaltgerätes, falls das von dem Komparator 103 überwachte Strommeßsignal des Anschlusses ILC von dem vorgegebenen Sollwert Vref3 abweicht. Für den Fall der Gleichrichteffektauswertang erzeugt hingegen, wie nachfolgend noch näher erläutert wird, die Meßphasensteuerung ein ereignisgefiltertes Signal, welches angibt, ob ein Gleichrichteffekt in einer angeschlossenen Gasentladungslampe vorliegt oder nicht. Dieses Signal wird von dem in Fig. 3 gezeigten Ablaufsteuerungsblock 800 ausgewertet und zur Betriebszustandssteuerung des gesamten elektronischen Vorschaltgerätes verwendet.The output signal of the comparator 103 is fed to the measuring phase controller 900 shown in FIG. 3, which evaluates it and evaluates it differently depending on the current measuring phase. For example, the measurement phase controller 900 provides for a corresponding adaptation of the output frequency of the inverter of the electronic ballast if the current measurement signal of the connection ILC monitored by the comparator 103 deviates from the predetermined target value Vref3. In the case of the rectification effect evaluation, however, as will be explained in more detail below, the measuring phase control generates an event-filtered signal which indicates whether there is a rectification effect in a connected gas discharge lamp or not. This signal is evaluated by the sequence control block 800 shown in FIG. 3 and used to control the operating state of the entire electronic ballast.
Im vorliegenden Fall wird insbesondere vorgeschlagen, während des Vorheizbetriebes den Spitzenwert des Vorheizstromes IHZ zu regeln. Für den Normalbetrieb wird hingegen vorgeschlagen, den Mittelwert bzw. den Effektivwert des Lampenbetriebsstromes IL zu regeln.In the present case, it is proposed in particular to regulate the peak value of the preheating current I HZ during the preheating operation. For normal operation, however, it is proposed to regulate the mean value or the effective value of the lamp operating current I L.
Wie in Fig. 4 gezeigt ist, kann das am Anschluß ILC anliegende Meßsignal auch unter Umgehung der Integratorschaltang 105 überwacht und ausgewertet werden, um z.B. einen kapazitiven Betrieb des Lastkreises des elektronischen Vorschaltgerätes zu erfassen. Hierzu kann ein Detektor zur Erfassung eines in dem Lastkreis fließenden kapazitiven Stromes vorgesehen sein, der beispielsweise den Phasenwinkel des Lastkreises, d.h. den Phasenunterschied zwischen der Lastkreisspannung und dem Lastkreisstrom, ermittelt (Kapazitivstromerfassung). Auch das Ergebnis dieser Überwachung bzw. Auswertung kann der Meßphasensteuerung 900 zugeführt werden.As shown in Fig. 4, the measurement signal present at the connection ILC can also be monitored and evaluated bypassing the integrator circuit 105, e.g. to detect a capacitive operation of the load circuit of the electronic ballast. For this purpose, a detector can be provided for detecting a capacitive current flowing in the load circuit, which for example detects the phase angle of the load circuit, i.e. the phase difference between the load circuit voltage and the load circuit current, determined (capacitive current detection). The result of this monitoring or evaluation can also be fed to the measuring phase controller 900.
Das Auftreten eines kapazitiven Stroms im Lastkreis soll nachfolgend unter Bezugnahme auf Fig. 5a und 5b näher erläutert werden.The occurrence of a capacitive current in the load circuit will be explained in more detail below with reference to FIGS. 5a and 5b.
Fig. 5a zeigt eine vergrößerte Darstellung der wesentlichen Elemente des bereits in Fig. 1 dargestellten Wechselrichters D sowie des Lastkreises E. Der Einfachheit halber wird in Fig. 5a davon ausgegangen, daß an den Lastkreis lediglich eine Gasentladungslampe Gl angeschlossen ist. In Fig. 5a sind die beiden in Serie geschalteten Wechselrichterschalter T2 und T3 dargestellt. Wie bereits in Fig. 1 gezeigt ist, ist der Lastkreis mit seinem Serienresonanzkreis an dem Verbindungspunkt zwischen den beiden Wechselrichterschaltern T2 und T3 angeschlossen, d.h. die Resonanzkreisspule L3 ist mit dem Resonanzkreiskondensator C14 parallel zu den unteren Wechselrichterschalter T3 geschaltet. Der Resonanzkreiskondensator C14 ist zudem parallel zu der Gasentladungslampe Gl angeschlossen. Zu den einzelnen Wechselrichterschaltern T2 und T3 sind Freilaufdioden VI 1 bzw. V12 parallel geschaltet, die zum Schutz des jeweiligen Wechselrichterschalters dienen.FIG. 5a shows an enlarged illustration of the essential elements of the inverter D already shown in FIG. 1 and of the load circuit E. For the sake of simplicity, FIG. 5a assumes that only one gas discharge lamp Gl is connected to the load circuit. 5a shows the two inverter switches T2 and T3 connected in series. As already shown in Fig. 1, the load circuit with its series resonance circuit is connected to the connection point between the two inverter switches T2 and T3, i.e. the resonance circuit coil L3 is connected in parallel with the resonance circuit capacitor C14 to the lower inverter switch T3. The resonant circuit capacitor C14 is also connected in parallel to the gas discharge lamp Gl. Free-wheeling diodes VI 1 and V12 are connected in parallel to the individual inverter switches T2 and T3 and serve to protect the respective inverter switch.
In Fig. 5b sind einerseits die Einschaltzustände der beiden Wechselrichterschalter T2 und T3 sowie der Stromverlauf des über die Drossel L3 fließenden Stromes 1^ und der zeitliche Verlauf des am Verbindungspunkt zwischen den beiden Wechselrichterschaltern T2 und T3 auftretenden Spannungspotentials VL dargestellt. Zum Einschaltzeitpunkt des oberen bzw. unteren Wechselrichterschalters T2 bzw. T3 fließt ein Strom in der Freilaufdiode des einzuschaltenden Wechselrichterschalters und die Wechselrichterhalbbrücke schaltet den Resonanzlastkreis induktiv, d.h. die Spannung bzw. das Potential VL eilt dem Drosselstrom Iu voraus. Im Gegensatz dazu steht das kapazitive Schalten der Resonanzlast des Resonanzlastkreises. In diesem Arbeitsbereich fließt ein Strom in der dem einzuschaltenden Wechselrichterschalter entgegengesetzten Freilauf diode, wodurch eine hohe Sperrspannung an der vorwärtsstromführenden Freilaufdiode eines der beiden Wechselrichterschalter auftritt. Dies folgt wiederum zu sehr hohen Recovery-Strömen, wodurch in beiden Wechselrichterschaltern T2 und T3 hohe Schaltverluste auftreten.5b shows on the one hand the switch-on states of the two inverter switches T2 and T3 as well as the current profile of the current 1 ^ flowing through the choke L3 and the time profile of the current at the connection point between the two inverter switches T2 and T3 occurring voltage potential V L shown. At the time the upper or lower inverter switch T2 or T3 is switched on, a current flows in the freewheeling diode of the inverter switch to be switched on and the inverter half bridge switches the resonant load circuit inductively, ie the voltage or potential V L leads the choke current I u . In contrast to this is the capacitive switching of the resonance load of the resonance load circuit. In this working area, a current flows in the freewheeling diode opposite to the inverter switch to be switched on, as a result of which a high reverse voltage occurs at the forward-current-carrying freewheeling diode of one of the two inverter switches. This in turn follows to very high recovery currents, as a result of which high switching losses occur in both inverter switches T2 and T3.
Fig. 5a zeigt den Verlauf der einzelnen Ströme I, - I4, die während der in Fig. 5b dargestellten Zeitintervalle t, - t4 im Falle eines induktiven bzw. kapazitiven Drosselstromes Iu auftreten.FIG. 5a shows the course of the individual currents I, -I 4 that occur during the time intervals t, -t 4 shown in FIG. 5b in the case of an inductive or capacitive inductor current I u .
Das obengenannte Phänomen tritt insbesondere bei Lastkreisspannungen VL mit einer in der Nähe der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises liegenden Ausgangsfrequenz auf, was inbesondere beim Zünden der Gasentladungslampe Gl der Fall ist, wobei zunächst ein induktiver Strom in dem Lastkreis fließt, der zu einer Erwärmung der Spule L3 führt. Aufgrund der Erwärmung der Spule L3 sinkt deren Induktivität, so daß plötzlich ein Übergang von dem induktiven Bereich in den fehlerhaften kapazitiven Bereich auftritt.The above-mentioned phenomenon occurs in particular in the case of load circuit voltages V L with an output frequency close to the resonance frequency of the series resonance circuit, which is the case in particular when the gas discharge lamp Gl is ignited, an inductive current initially flowing in the load circuit, which leads to heating of the coil L3 leads. Due to the heating of the coil L3, its inductance drops, so that a transition suddenly occurs from the inductive area to the faulty capacitive area.
Zur Erkennung der unverwünschten kapazitiven Betriebs des Lastkreises kann nunmehr die die Höhe der über den Eingang ILC erfaßten Stromamplitade des Lastkreises überwacht und mit einem fest vorgegebenen Referenzwert verglichen werden. Vorteilhafterweise wird die Höhe der Stromamplitade jeweils zum Einschaltzeitpunkt des unteren Wechselrichterschalters T3 erfaßt, da in diesem Fall die Polaritäten der zu erfassenden Meßwerte günstig für die Verarbeitung innerhalb der als ASIC ausgebildeten Steuerschaltung IC2 sind. Liegt der erfaßte Stromwert unterhalb des durch das entsprechende Referenzpotential vorgegebenen Grenzwerts, wird auf das Vorliegen eines kapazitiven Betriebs das Lastkreises geschlossen, und es kann ein Ausgangssignal mit einem hohen Pegel erzeugt werden, welches von dem in Fig. 3 gezeigten Meßphasensteuerungsblock 900 ausgewertet und schließlich von dem ebenfalls in Fig. 3 gezeigten Wechselrichteransteuerungsblock 1000 derart in Ansteuersignale für die beiden Wechselrichterschalter T2 und T3 umgesetzt wird, daß diese mit einer erhöhten Frequenz alternierend ein- und ausgeschaltet werden, um die Arbeitsfrequenz zu erhöhen und somit dem kapazitiven Betrieb entgegenzuwirken. Nachfolgend soll unter Bezugnahme auf Fig. 6 der Aufbau sowie die Funktion des bereits in Fig. 3 angedeuteten Spannungserfassungsblocks 200 näher erläutert werden, der die am Spannungsanschluß VLI anliegenden Meßsignale auswertet bzw. aufbearbeitet.To detect the undesired capacitive operation of the load circuit, the level of the current amplitude of the load circuit detected via the input ILC can now be monitored and compared with a predefined reference value. The level of the current amplitude is advantageously recorded at the time when the lower inverter switch T3 is switched on, since in this case the polarities of the measured values to be recorded are favorable for processing within the control circuit IC2 designed as ASIC. If the detected current value is below the limit value specified by the corresponding reference potential, the presence of capacitive operation is inferred from the load circuit, and an output signal with a high level can be generated which is evaluated by the measurement phase control block 900 shown in FIG. 3 and finally by the inverter control block 1000, also shown in FIG. 3, is converted into control signals for the two inverter switches T2 and T3 in such a way that they are alternately switched on and off at an increased frequency in order to increase the working frequency and thus counteract the capacitive operation. The structure and the function of the voltage detection block 200 already indicated in FIG. 3, which evaluates or processes the measurement signals present at the voltage connection VLI, will be explained in more detail below with reference to FIG. 6.
Fig. 6 zeigt dabei einerseits den internen Aufbau des Spannungserfassungsblocks 200 sowie die mit dem Anschluß VLI des Spannungserfassungsblocks 200 gekoppelte externe Beschaltang der Steuerschaltang. Insbesondere ist in Übereinstimmung mit Fig. 1 aus Fig. 6 ersichtlich, daß ein Vorwiderstand RIO einerseits mit dem Anschluß VLI und andererseits mit einem Spannungsteiler bestehend aus Widerständen R14 und R15 gekoppelt ist, wobei die beiden Spannungsteilerwiderstände R14 und R15 parallel zu der Gasentladungslampe Gl bzw. zu den in Fig. 1 tandemartig verschalteten Gasentladungslampen Gl und G2 geschaltet sind. Der Einfachheit halber wird in Fig. 6 davon ausgegangen, daß im Gegensatz zu Fig. 1 lediglich eine Gasentladungslampe Gl angesteuert wird, zu der zudem der Resonanzkreiskondensator C14 parallel geschaltet ist.6 shows on the one hand the internal structure of the voltage detection block 200 and the external circuitry of the control circuitry coupled to the connection VLI of the voltage detection block 200. In particular, in accordance with FIG. 1, it can be seen from FIG. 6 that a series resistor RIO is coupled on the one hand to the connection VLI and on the other hand to a voltage divider consisting of resistors R14 and R15, the two voltage divider resistors R14 and R15 being connected in parallel to the gas discharge lamp Gl and are connected to the gas discharge lamps Gl and G2 connected in tandem in FIG. 1. For the sake of simplicity, it is assumed in FIG. 6 that, in contrast to FIG. 1, only one gas discharge lamp G1 is driven, to which the resonant circuit capacitor C14 is also connected in parallel.
Die beiden Widerstände R14 und R15 haben die Aufgabe, die an der Gasentladungslampe Gl anliegende Spannung herunterzuteilen, so daß mit Hilfe des am Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R14 und R15 angreifenden Widerstandes RIO ein für die Lampenspannung repräsentatives Meßsignal dem Spannungsanschluß VLI des Spannungserfassungsblocks 200 zugeführt werden kann.The two resistors R14 and R15 have the task of dividing down the voltage applied to the gas discharge lamp Gl so that a measuring signal representative of the lamp voltage can be supplied to the voltage terminal VLI of the voltage detection block 200 with the aid of the resistor RIO acting at the connection point between the resistors R14 and R15 .
Vorteilhafterweise sind die drei externen Widerstände RIO, R14 und R15 veränderlich, so daß - analog zu dem Stromanschluß ILC (vgl. die Widerstände R13, R16) - über einen Anschluß der Steuerschaltang vollkommen unabhängig voneinander zu verschiedenen Zeitpunkten insgesamt drei verschiedene Regelgrößen des elektronischen Vorschaltgerätes mit Hilfe ein und desselben Reglers eingestellt bzw. gesteuert werden können. Durch Einstellen der Widerstandswerte der Widerstände RIO, R14 und R15 können demnach abhängig von dem augenblicklich verwendeten Lampentyp bzw. dem augenblicklich verwendeten elektronischen Vorschaltgerätetyp die Sollwerte für die Regelung der drei unterschiedlichen Regelgrößen eingestellt bzw. vorgegeben werden. Im vorliegenden Fall können mit Hilfe der drei externen veränderlichen Widerstände RIO, R14 und R15 die folgenden Größen des elektronischen Vorschaltgerätes eingestellt werden: die maximale Lampenspannung positiv/negativ, die Amplitude des Wechselspannungsanteils des Lampenspannungssignals sowie die Signalanhebung des Lampenspannungssignals zur Gleichrichteffektauswertang . Wie Fig. 6 zu entnehmen ist, ist wiederum eine interne Referenzstromquelle vorgesehen, die das am Spannungsanschluß VLI anliegende Meßsignal mit einem zusätzlichen internen Strom Iref2 beaufschlagt. Im Gegensatz zu dem in Fig. 4 dargestellten ILC-Anschluß wird jedoch in diesem Fall der Referenzstrom Iref2 mit Hilfe des steuerbaren Schalters S207 lediglich während der Auswertung des Gleichrichteffekts aktiviert, d.h. geschlossen. Sämtliche weitere mit dem VLI -Anschluß verbundenen Auswertungen beziehen sich auf das am Anschluß VLI anliegende Signal ohne zusätzlichen Referenzstrom Iref2, d.h. ohne Gleichstromoff set. Dementsprechend werden während der Gleichrichteffektauswertang sämtliche anderen Detektoren am VLI -Anschluß deaktiviert, da sie ansonsten falsche Ergebnisse liefern würden.The three external resistors RIO, R14 and R15 are advantageously variable, so that - analogously to the power connection ILC (cf. resistors R13, R16) - a connection of the control circuit completely independent of one another at different times includes a total of three different control variables of the electronic ballast Can be set or controlled using one and the same controller. By setting the resistance values of the resistors RIO, R14 and R15, the setpoints for the control of the three different control variables can be set or predefined depending on the lamp type or the electronic ballast type currently being used. In the present case, the following variables of the electronic ballast can be set with the help of the three external variable resistors RIO, R14 and R15: the maximum lamp voltage positive / negative, the amplitude of the AC voltage component of the lamp voltage signal and the signal increase of the lamp voltage signal for rectification effect evaluation. As can be seen in FIG. 6, an internal reference current source is again provided, which applies an additional internal current Iref2 to the measurement signal present at the voltage connection VLI. In contrast to the ILC connection shown in FIG. 4, however, in this case the reference current Iref2 is only activated, ie closed, using the controllable switch S207 during the evaluation of the rectification effect. All other evaluations connected to the VLI connection relate to the signal present at the VLI connection without an additional reference current Iref2, ie without a DC offset. Accordingly, all other detectors at the VLI connection are deactivated during the rectification effect evaluation, since they would otherwise give incorrect results.
Durch das Hinzuschalten des Referenzstromes Iref2 wird wiederum das am Anschluß VLI anliegende Signal angehoben. Analog zum Einspeisen des in Fig. 4 gezeigten Referenzstromes Irefl am Stromanschluß ILC ist jedoch dies bei der Gleichrichteffektauswertang unschädlich, da - wie nachfolgend noch näher erläutert wird - die Gleichrichteffekterkennung durch Auswertung des Ausgangssignals der in Fig. 4 gezeigten Integratorschaltang durchgeführt wird, wobei infolge der Mittelung durch die Integratorschaltang der Gleichstromanteil Irefl bzw. Iref2 eliminiert wird.By connecting the reference current Iref2, the signal present at the connection VLI is raised again. Analogous to feeding the reference current Irefl shown in FIG. 4 at the current connection ILC, however, this is harmless in the rectification effect evaluation, since - as will be explained in more detail below - the rectification effect detection is carried out by evaluating the output signal of the integrator circuit shown in FIG Averaging is eliminated by the integrator circuit of the direct current component Irefl or Iref2.
Zunächst soll die Gleichrichteffekterkennung mit Hilfe der vorliegenden Steuerschaltung näher erläutert werden. Wie bei anderen Lampen auch, tritt bei Gasentladungslampen aufgrund von Abnutzungserscheinungen der Heizwendel am Lebensdauerende der Gasentladungslampen der Effekt auf, daß sich die Lampenelektroden mit der Zeit ungleichmäßig abnutzen, d.h. die Abtragung der Emissionsschichten auf den Lampenelektroden ist unterschiedlich. Aufgrund der unterschiedlichen Abnutzung der Lampenelektroden entstehen Unterschiede im Emissionsvermögen der beiden Lampenelektroden. Dies hat zur Folge, daß beim Betrieb der entsprechenden Gasentladungslampe von einer Lampenelektrode zur anderen ein höherer Strom fließt als umgekehrt. Der zeitliche Verlauf des Lampenstromes weist somit eine Überhöhung einer Halbwelle auf. Durch die unterschiedliche Abtragung der beiden Lampenelektroden entstehen somit Asymmetrien, die nicht nur zu einem stärkeren Lichtflimmern am Lebensdauerende der Gasentladungslampe führen, sondern sogar im Extremfall einen Betrieb der Gasentladungslampe nur während einer Halb welle zulassen. In diesem Fall wirkt die Gasentladungslampe wie ein Gleichrichter, so daß der zuvor beschriebene Effekt als „Gleichrichteffekt" bezeichnet wird.First, the rectification effect detection is to be explained in more detail with the help of the present control circuit. As with other lamps, gas discharge lamps, due to the wear of the heating filament, have the effect at the end of the life of the gas discharge lamps that the lamp electrodes wear out unevenly over time, i.e. the removal of the emission layers on the lamp electrodes is different. Due to the different wear of the lamp electrodes, there are differences in the emissivity of the two lamp electrodes. The result of this is that a higher current flows from one lamp electrode to the other when the corresponding gas discharge lamp is operated than vice versa. The time course of the lamp current thus shows an increase in a half-wave. The different removal of the two lamp electrodes thus creates asymmetries which not only lead to a stronger flickering of light at the end of the life of the gas discharge lamp, but even in extreme cases only allow the gas discharge lamp to be operated during one half-wave. In this case, the gas discharge lamp acts like a rectifier, so that the effect described above is referred to as the "rectifying effect".
Der zuvor erläuterte Gleichrichteffekt hat des weiteren zur Folge, daß sich die stärker abgenutzte Elektrode, welche eine höhere Austrittsarbeit als die andere Elektrode aufweist, bei Inbetriebnahme der Gasentladungslampe stärker als die andere Elektrode erhitzt. Als Austrittsarbeit wird allgemein die Minimalenergie bezeichnet, die zum Lösen eines Elektrons aus einem Metall, im vorliegenden Fall aus einer Lampenelektrode, erforderlich ist. Die zuvor beschriebene Erhitzung der Lampenelektrode kann insbesondere bei Lampen mit geringem Durchmesser so stark werden, daß Teile des Lampenglaskolbens schmelzen können.The previously explained rectification effect also has the consequence that the more worn electrode, which has a higher work function than the other electrode, heated up more than the other electrode when starting up the gas discharge lamp. The work function is generally the minimum energy required to detach an electron from a metal, in the present case from a lamp electrode. The heating of the lamp electrode described above can become so strong, in particular in the case of lamps with a small diameter, that parts of the lamp glass bulb can melt.
Daher wird mit Hilfe der vorliegenden Steuerschaltang jede angesteuerte Lampe auf das Auftreten eines Gleichrichteffektes hin überwacht, so daß bei Erkennen eines Gleichrichteffektes entsprechend reagiert werden kann.Therefore, with the help of the present control circuit, each controlled lamp is monitored for the occurrence of a rectification effect, so that a reaction can be made accordingly when a rectification effect is detected.
Wie bereits zuvor angedeutet worden ist, erfolgt die eigentliche Gleichrichteffekterkennung nicht in dem in Fig. 6 dargestellten Spannungserfassungsblock 200, sondern in dem Stromerfassungsblock 100, da zur Gleichrichteffekterkennung die Integratorschaltung des Stromerfassungsblocks 100 sowie der nachgeschaltete Komparator 103 (vgl. Fig. 4) mitbenutzt wird. Auf diese Weise kann die Anzahl der zur Überwachung des elektronischen Vorschaltgerätes bzw. der Gasentladungslampe (n) erforderlichen Bauelemente reduziert werden.As has already been indicated, the actual rectification effect detection does not take place in the voltage detection block 200 shown in FIG. 6, but in the current detection block 100, since the integrator circuit of the current detection block 100 and the downstream comparator 103 (cf. FIG. 4) are also used for the rectification effect detection . In this way, the number of components required for monitoring the electronic ballast or the gas discharge lamp (s) can be reduced.
In dem in Fig. 6 gezeigten Spannungserfassungsblock 200 erfolgt lediglich die Signalaufbereitung des am Anschluß VLI anliegenden Meßsignales. Zu diesem Zweck wird zunächst der Schalter S207 geschlossen, um somit das am Anschluß VLI anliegende Wechselspannungssignal positiv anzuheben. Am nachgeschalteten Koppelkondensator C201 kann jedoch lediglich nur der Wechselspannungsanteil des somit aufbereiteten Meßsignals passieren. Daher muß nach dem Koppelkondensator C201 erneut das Signal angehoben werden, was nach Ablauf einer bestimmten Einschwingzeit bezüglich der Stromquelle Iref2 durch Schließen eines Schalters S201 erfolgt. Dabei wird zum erneuten Anheben des Meßsignals eine intern definierte, von außen nicht beeinflußte Referenzspannung Vref8 verwendet, die somit der gesamten Steuerschaltang bekannt ist. Im Falle der Gleichrichteffektauswertang liegt diese interne Referenzspannung Vref8 - wie bereits anhand von Fig. 4 erläutert worden ist - auch am Integrationsverstärker der Integratorschaltung 105 an.In the voltage detection block 200 shown in FIG. 6, only the signal conditioning of the measurement signal present at the connection VLI takes place. For this purpose, switch S207 is first closed in order to raise the AC voltage signal present at connection VLI positively. At the downstream coupling capacitor C201, however, only the AC voltage component of the measurement signal thus processed can pass. Therefore, the signal must be raised again after the coupling capacitor C201, which takes place after a certain settling time with respect to the current source Iref2 by closing a switch S201. To raise the measurement signal again, an internally defined reference voltage Vref8, which is not influenced from outside, is used, which is therefore known to the entire control circuit. In the case of the rectification effect evaluation, this internal reference voltage Vref8 - as has already been explained with reference to FIG. 4 - is also present at the integration amplifier of the integrator circuit 105.
Vorteilhafterweise wird der in Fig. 6 gezeigte Schalter S207 bereits einige Zeit vor dem erwarteten Nulldurchgang des am Anschluß VLI anliegenden Lampenspannungssignals geschlossen, so daß durch den Kondensator C201 verursachte Einschwingvorgänge das Meßsignal nicht zusätzlich verfälschen können. Exakt zum errechneten Nulldurchgang der Lampenspannung wird der Schalter S201 wieder geöffnet. Das an dem in den Fig. 4 und 6 gezeigten Schalter S107 anliegende Signal entspricht zu diesem Zeitpunkt der Wechselspannungsamplitade am Anschluß VLI, während der Gleichanteil des am Schalter S107 anliegenden Signals der hinzugeschalteten Referenzspannung Vrefδ entspricht. Durch Schließen des Schalters S107 wird schließlich - wie bereits zuvor erläutert worden ist - das derart aufbereitete Meßsignal des Anschlusses VLI der in Fig. 4 gezeigten Integratorschaltang 105 zugeführt. Der Schaltzustand des Schalters S107 wird wie auch sämtliche andere steuerbaren Schalter der gesamten Steuerschaltung IC2 von der in Fig. 3 gezeigten Meßphasensteuerung 900 gesteuert. Die einzelnen in Fig. 4 gezeigten Schalter werden dabei von der Meßphasensteuerung 900 derart geschlossen bzw. geöffnet, daß mit Hilfe des Komparators 103 über die vorgeschaltete Integratorschaltang eine gemittelte Ausweitung des am Anschluß ILC anliegenden Strommeßsignals bzw. des am Anschluß VLI anliegenden Spannungsmeßsignals möglich ist. Des weiteren kann der Komparator 103 durch entsprechende Betätigung der steuerbaren Schalter des in Fig. 4 gezeigten Stromerfassungsblocks 100 auch direkt unter Umgehung der Integratorschaltang mit dem Strommeßanschluß ILC verbunden werden, um somit den Spitzenwert des Stromeßsignales am Anschluß ILC auszuwerten bzw. zu regeln. Wie bereits erläutert worden ist, wird durch die Meßphasensteuerung 900 vorgegeben, welcher der zuvor beschriebenen Meßbzw. Regelzustände eingenommen wird.The switch S207 shown in FIG. 6 is advantageously closed some time before the expected zero crossing of the lamp voltage signal present at the connection VLI, so that transient processes caused by the capacitor C201 cannot additionally falsify the measurement signal. Switch S201 is opened again exactly at the calculated zero crossing of the lamp voltage. That on the in Figs. 4 and 6 At this point in time, the switch S107 present signal corresponds to the AC voltage amplitade at the connection VLI, while the DC component of the signal present at switch S107 corresponds to the reference voltage Vrefδ which is switched on. By closing the switch S107, the measurement signal of the connection VLI prepared in this way is finally fed to the integrator circuit 105 shown in FIG. 4, as has already been explained above. The switching state of the switch S107, like all other controllable switches of the entire control circuit IC2, is controlled by the measuring phase controller 900 shown in FIG. 3. The individual switches shown in FIG. 4 are closed or opened by the measuring phase controller 900 in such a way that, with the aid of the comparator 103, an averaged expansion of the current measurement signal present at the ILC connection or of the voltage measurement signal present at the VLI connection is possible. Furthermore, by corresponding actuation of the controllable switches of the current detection block 100 shown in FIG. 4, the comparator 103 can also be connected directly to the current measurement connection ILC, bypassing the integrator circuit, in order thus to evaluate or regulate the peak value of the current measurement signal at the connection ILC. As has already been explained, the measuring phase controller 900 specifies which of the measuring or Control states are assumed.
Das bei der vorliegenden Steuerschaltang IC2 realisierteThis was achieved with the IC2 control gear
Gleichrichteffekterkennungsprinzip sieht vor, daß die über den Spannungsanschluß VLI erfaßte Lampenspannung mit Hilfe der Integratorschaltung des in Fig. 4 gezeigten Stromerfassungsblocks 100 integriert und anschließend die Abweichung von einem vorgegebenen Sollwert ausgeweitet wird. Insbesondere wird das der Lampenspannung entsprechende Meßsignal über eine volle Periode bzw. ein Vielfaches einer vollen Periode der Lampenspannung integriert und anschließend die Abweichung des Integrationsergebnisses vom ursprünglichen Integrationsstartwert ausgewertet. Zu diesem Zweck wird dem Komperator 103 der Integrationsstartwert durch Anlegen des entsprechenden Referenzpotentials Vref5 zugeführt. Mit Hilfe des Schalters S124 können des weiteren dem Komparator 103 in Form der weiteren Bezugspotentiale Vref4 bzw. Vrefό ein positiver Grenzwert bzw. ein negativer Grenzwert für die Gleichrichteffekterkennung vorgegeben werden. Das Potential Vref5 kann beispielsweise 3,0V betragen, während als positives Referenzpotential Vref4 ein Wert von 4,0V und als negatives Referenzpotential Vrefό ein Wert von 2,0V verwendet werden kann.Rectifier effect detection principle provides that the lamp voltage detected via the voltage connection VLI is integrated with the aid of the integrator circuit of the current detection block 100 shown in FIG. 4, and then the deviation from a predetermined desired value is expanded. In particular, the measurement signal corresponding to the lamp voltage is integrated over a full period or a multiple of a full period of the lamp voltage, and then the deviation of the integration result from the original integration start value is evaluated. For this purpose, the comparator 103 is supplied with the integration start value by applying the corresponding reference potential Vref5. With the help of the switch S124, the comparator 103 can also be given a positive limit value or a negative limit value for the rectification effect detection in the form of the further reference potentials Vref4 or Vrefό. The potential Vref5 can be, for example, 3.0V, while a value of 4.0V can be used as the positive reference potential Vref4 and a value of 2.0V can be used as the negative reference potential Vrefό.
Mit Hilfe der in Fig. 4 gezeigten Auswertangsschaltang ist es möglich, den Gleichrichteffekt sowohl in positive als auch in negative Richtung zu erkennen. Das Ausgangssignal des in Fig. 4 gezeigten Komparators wird wiederum der Meßphasensteuerung 900 zugeführt, die nach Erkennen eines Gleichrichteffekts eine entsprechende Zustandsmeldung bzw. Fehlermeldung an die in Fig. 3 gezeigte Ablaufsteuerung 800 abgibt. Da jedoch nicht voreilig auf einen Gleichrichteffekt geschlossen werden soll, wenn dieser beispielsweise nur kurzfristig auftritt, führt die Meßphasensteuerung 900 eine ereignisgefilterte Überarbeitung dieser Fehlermeldung durch und stellt sicher, daß nur dann eine den Gleichrichteffekt anzeigende Fehlermeldung an die Ablaufsteuerung 800 ausgegeben wird, falls der Gleichrichteffekt über einen längeren Zeitraum ununterbrochen auftritt. Dies gilt im Prinzip nicht nur für die einen Gleichrichteffekt anzeigende Fehlermeldung, sondern für sämtliche von der Meßphasensteuerung 900 an die Ablaufsteuerung 800 ausgegebenen Fehler- bzw. Zustandsmeldungen. Die zuvor genannte Überarbeitung der Gleichrichteffekt- Fehlermeldung ist jedoch insbesondere deswegen sinnvoll, da es sich bei dem Gleichrichteffekt um einen schleichenden Effekt handelt, der zeitlich verzögert auftritt. Daher gibt die Meßphasensteuerung 900 eine Gleichrichteffektfehlermeldung nur dann an die Ablaufsteuerung 800 aus, falls von dem in Fig. 4 gezeigten Komparator 103 32 mal nacheinander jede 255. Periode der Lampenspannung ein Gleichrichteffekt erfaßt wird. Sobald während einer Periode der Lampenspannung kein Gleichrichteffekt erfaßt worden ist, wird der dem Gleichrichteffekt zugewiesene Zähler der Meßphasensteuerung 900 wieder auf Null gesetzt und mit der Auswertung des Gleichrichteffekt-Fehlersignals des Komparators 103 von neuem begonnen.With the aid of the evaluation circuit shown in FIG. 4, it is possible to recognize the rectifying effect both in the positive and in the negative direction. The output signal of the comparator shown in FIG. 4 again becomes the Measuring phase control 900 is supplied which, after detection of a rectification effect, outputs a corresponding status message or error message to the sequence control 800 shown in FIG. 3. However, since a rectification effect should not be prematurely concluded if, for example, it only occurs for a short time, the measurement phase controller 900 carries out an event-filtered revision of this error message and ensures that an error message indicating the rectification effect is only output to the sequence controller 800 if the rectification effect occurs continuously over a long period of time. In principle, this applies not only to the error message indicating a rectification effect, but also to all error or status messages output by the measuring phase controller 900 to the sequence controller 800. However, the aforementioned revision of the rectification effect error message is particularly useful because the rectification effect is a creeping effect that occurs with a time delay. Therefore, the measuring phase controller 900 only outputs a rectification effect error message to the sequence controller 800 if a rectification effect is detected 32 times in succession every 255th period of the lamp voltage by the comparator 103 shown in FIG. 4. As soon as no rectification effect has been detected during a period of the lamp voltage, the counter of the measuring phase control 900 assigned to the rectification effect is reset to zero and the evaluation of the rectification effect error signal of the comparator 103 is started again.
Wie nachfolgend noch näher erläutert wird, wird das Auftreten eines Gleichrichteffekts lediglich im Betriebszustand des elektronischen Vorschaltgerätes berücksichtigt, da beispielsweise während der Vorheizphase das Auftreten eines Gleichrichteffektes nicht zum Abschalten des Systems führen soll.As will be explained in more detail below, the occurrence of a rectification effect is only taken into account in the operating state of the electronic ballast, since, for example, the occurrence of a rectification effect should not lead to the system being switched off during the preheating phase.
Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung erfolgt die Gleichrichteffekterkennung insbesondere dadurch, daß während der einzelnen Halbwellen der Lampenspannung bzw. der davon abhängigen Größe Taktimpulse eines (hochfrequenten) Referenztakts gezählt und miteinander verglichen werden, wobei die gezählten Taktimpulse abhängig von der zeitlichen Dauer der jeweiligen Halbwelle sind. Liegt kein Gleichrichteffekt vor, stimmen die während der positiven und negativen Halbwellen gezählten Taktimpulse überein. Bei Vorliegen eines Gleichrichteffekts weichen hingegen die während der positiven und negativen Halbwellen gezählten Taktimpulse voneinander ab.According to a preferred embodiment of the present invention, the rectification effect detection takes place in particular in that clock pulses of a (high-frequency) reference clock are counted and compared with one another during the individual half-waves of the lamp voltage or the quantity dependent thereon, the clock pulses counted as a function of the duration of the respective half-wave are. If there is no rectification effect, the clock pulses counted during the positive and negative half-waves match. In contrast, if there is a rectification effect, the clock pulses counted during the positive and negative half-waves differ from one another.
Fig. 11a zeigt eine schaltangstechnische Realisierung dieses Ausführungsbeispiels mit einem Aufwärts-/ Ab wärts-Zähler 107, der als eigentliches Eingangssignal ein Signal UZERO und des weiteren als Steuersignale ein hochfrequentes Referenztaktsignal CLK, z.B. mit der Frequenz 10 MHz, sowie ein Rücksetz- oder Resetsignal empfängt. Das Signal UZERO nimmt während jeder positiven Halbwelle der am Anschluß VLI anliegenden Lampenspannung einen positiven und ansonsten einen negativen Spannungspegel an und erfaßt somit den Nulldurchgang der Lampenspannung. Der Zähler 107 ist insbesondere als ein 9-Bit-Zähler ausgestaltet und wird bei Anliegen des Resetsignals auf einen mittleren Zählerstand, z.B. auf den Ausgangszählerwert N0=255, initialisiert. Der Zähler 107 wird beim Nulldurchgang der Lampenspannung gestartet und zählt während der nachfolgenden Halbwelle der Lampenspannung entweder nach oben oder nach unten. Erreicht das Meßsignal, d.h. die Lampenspannung, nach einer Halbperiode wieder den Nulldurchgang, wird die Zählrichtang des Zählers 107 umgedreht. Nach Ablauf einer vollen Periode der Lampenspannung wird der aktuelle Zählerstand N des Zähler 103 einem Komparator zugeschaltet, der beispielsweise durch den bereits zuvor beschriebenen Komparator 103 gebildet sein kann. Dieser Komparator 103 vergleicht den aktuellen Zählerstand N mit dem Initialisierungswert bzw. dem ursprünglichen Zählerstand des Zählers 107. Wenn kein Gleichrichteffekt vorliegt, muß der Zählerstand N nach Erreichen des nächsten Nulldurchgangs der Lampenspannung wieder den Ausgangswert N0 erreicht haben. Weicht hingegen der Zählerstand N von dem Ausgangs wert N0 ab, liegt ein Gleichrichteffekt vor. Vorteilhafterweise vergleicht der Komparator 103 den Zählerstand N mit dem Ausgangswert N0 innerhalb bestimmter Toleranzgrenzen, um somit nicht voreilig auf das Vorliegen eines Gleichrichteffekts zu schließen. Das Ausgangssignal des Komparators 103 wird über ein durch ein Latchsignal getaktetes D-Flip-Flop 108 der Meßphasensteuerung 900 zugeführt, die - wie oben beschrieben worden ist - dieses Signal auswertet und insbesondere eine ereignisgefilterte Wertung durchführt, d.h. nur dann auf das Vorliegen eines Gleichrichteffekts schließt, falls von dem Komparator 103 beispielsweise 32 mal nacheinander jede 255. Periode der Lampenspannung ein Gleichrichteffekt gemeldet wird.11a shows an implementation of this embodiment in terms of switching technology with an up / down counter 107, which is a signal as the actual input signal UZERO and also receives as control signals a high-frequency reference clock signal CLK, for example with the frequency 10 MHz, and a reset or reset signal. The signal UZERO assumes a positive and otherwise a negative voltage level during each positive half-wave of the lamp voltage present at the connection VLI and thus detects the zero crossing of the lamp voltage. The counter 107 is designed in particular as a 9-bit counter and is initialized to a medium counter reading, for example to the output counter value N 0 = 255, when the reset signal is present. The counter 107 is started at the zero crossing of the lamp voltage and counts either up or down during the subsequent half-wave of the lamp voltage. If the measurement signal, ie the lamp voltage, reaches zero again after a half period, the counting direction of the counter 107 is reversed. After a full period of the lamp voltage has elapsed, the current counter reading N of the counter 103 is connected to a comparator, which can be formed, for example, by the comparator 103 already described above. This comparator 103 compares the current counter reading N with the initialization value or the original counter reading of the counter 107. If there is no rectification effect, the counter reading N must have reached the output value N 0 again after the next zero crossing of the lamp voltage. However, if the counter reading N deviates from the initial value N 0 , there is a rectification effect. The comparator 103 advantageously compares the counter reading N with the initial value N 0 within certain tolerance limits, in order not to prematurely conclude that there is a rectification effect. The output signal of the comparator 103 is fed via a D-flip-flop 108 clocked by a latch signal to the measuring phase controller 900, which - as has been described above - evaluates this signal and in particular carries out an event-filtered evaluation, ie only then concludes that there is a rectification effect , if, for example, a rectification effect is reported by the comparator 103 32 times in succession every 255th period of the lamp voltage.
Das Nulldurchgangssignal UZERO kann beispielsweise von einem weiteren Komparator 203 stammen, der das am Spannungsanschluß VLI anliegende Spannungsmeßsignal hinsichtlich dessen Nulldurchgangs überwacht. Mit Hilfe dieses Nullspannungskomparators 203 wird das gesamte integrierte Meßsystem der Steuerschaltang IC2 zyklisch bezüglich des Nullpunktes der Lampenspannung synchronisiert. Dabei erfolgt vorteilhafterweise die Synchronisierung jede zweite Periode der Ausgangsfrequenz. Eine Ausnahme von diesem Prinzip stellt die Gleichrichteffektauswertang dar. In diesem Fall wird die Synchronisierung aufgrund der zur Gleichrichteffektauswertang durchgeführten Integration über eine volle Periode der Lampenspannung um zwei weitere Perioden verzögert. Das Ausgangssignal des Nulldurchgangskomparators 203 wird ebenfalls der Meßphasensteuerung 900 zugeführt und hat zentrale Bedeutung für die Ansteuerung sämtlicher steuerbarer Schalter der gesamten Steuerschaltang, deren Betätigung jeweils auf den Nulldurchgang der Lampenspannung gesteuert wird.The zero crossing signal UZERO can originate, for example, from a further comparator 203, which monitors the voltage measuring signal present at the voltage connection VLI with regard to its zero crossing. With the aid of this zero voltage comparator 203, the entire integrated measuring system of the control circuit IC2 is synchronized cyclically with respect to the zero point of the lamp voltage. The synchronization advantageously takes place every second period of the output frequency. An exception to this principle is the rectification effect evaluation. In this case, the synchronization is delayed by two further periods over a full period of the lamp voltage due to the integration carried out for the rectification effect evaluation. The output signal of the Zero crossing comparator 203 is also fed to measuring phase controller 900 and is of central importance for the control of all controllable switches of the entire control circuit, the actuation of which is controlled in each case to the zero crossing of the lamp voltage.
Fig. 11b zeigt eine Darstellung der Signal verlaufe in der in Fig. 11a dargestellten Schaltung bei Nichtvorliegen eines Gleichrichteffekts sowie die dabei auftretenden Zustände. Insbesondere ist aus Fig. 11b ersichtlich, daß das Nulldurchgangssignal UZERO während der positiven Halbwelle der Lampenspannung UVLι den positiven Pegel annimmt und der Zähler 107 seinen Zählerstand N ausgehend von dem Initialisierungswert NO gemäß dem Refernztakt CLK verringert bis ein erneuter Nulldurchgang der Lampenspannung UVL1 vorliegt. Anschließend wird der Zählerstand N wieder erhöht. Nach einer Periode der Lampenspannung UVLι wird durch das Latchsignal der Ausgangswert des Komparators 103 über das D-Flip-Flop 108 an die Meßphasensteuerung 900 ausgegeben und anschließend der Zähler 107 mit Hilfe des Resetsignals wieder auf den Anfangswert N0 eingestellt. Bei dem in Fig. 11b gezeigten Fall entspricht nach einer vollen Periode der Lampenspannung UVLι der Zählerstand N des Zählers 107 wieder dem Ausgangswert N0, so daß der Komparator 103 keinen Gleichrichteffekt meldet.Fig. 11b shows a representation of the signal curves in the circuit shown in Fig. 11a in the absence of a rectification effect and the conditions that occur. In particular, it can be seen from FIG. 11 b that the zero crossing signal UZERO assumes the positive level during the positive half-wave of the lamp voltage U VL ι and the counter 107 decreases its counter reading N based on the initialization value NO according to the reference clock CLK until a new zero crossing of the lamp voltage U VL1 is present. The counter reading N is then increased again. After a period of the lamp voltage U VLι , the latch signal outputs the output value of the comparator 103 via the D flip-flop 108 to the measuring phase controller 900 and then the counter 107 is reset to the initial value N 0 using the reset signal. In the case shown in FIG. 11b, after a full period of the lamp voltage U VLι, the counter reading N of the counter 107 corresponds to the output value N 0 again , so that the comparator 103 does not report a rectification effect.
Fig. 11c und lld zeigen hingegen Verläufe des Zählerstands N, falls ein Gleichrichteffekt vorliegt, wobei nach Ablauf einer vollen Periode der Lampenspannung UVL1 der Zählerstand N gemäß Fig. 11c größer als N0 bzw. gemäß Fig. lld kleiner als N0 ist und somit der Komparator 103 durch Vergleich von N mit N0 den Gleichrichteffekt erkennt und meldet.11c and 11d, on the other hand, show courses of the counter reading N if there is a rectifying effect, the counter reading N being greater than N 0 according to FIG. 11c or smaller than N 0 according to FIG. 11d after a full period of the lamp voltage U VL1 and thus the comparator 103 recognizes and reports the rectification effect by comparing N with N 0 .
Wie bereits zuvor erläutert worden ist, erfolgt der Vergleich des Komparators N vorteilhafterweise innerhalb vorgegebener Toleranzgrenzen, die gemäß Fig. lld durch Schwellenwerte NS1 und Ns2 definiert sind, d.h. der Komparator 103 gibt nur dann ein dem Gleichrichteffekt entsprechendes Ausgangssignal aus, falls folgende Bedingung nicht erfüllt ist: NS2 < N < NS1.As has already been explained above, the comparator N is advantageously compared within predetermined tolerance limits, which are defined by threshold values N S1 and N s2 in accordance with FIG. 11D, that is to say the comparator 103 only outputs an output signal corresponding to the rectification effect if the following condition is not fulfilled: N S2 <N <N S1 .
Die Schwellenwerte werden vorteilhafterweise unsymmetrisch derart gewählt, daß der Abstand zwischen NS1 und N0 größer als der Abstand zwischen N0 und NS2 (insbesondere doppelt so groß) ist, da bei Auftreten des in Fig. lld gezeigten Gleichrichteffekts das Regelverhalten des elektronischen Vorschaltgeräts stets versucht, den damit verbundenen Stromrückgang durch Frequenzänderung zu kompensieren. Um diesem Verhalten Rechnung zu tragen wird die Empfindlichkeit für die Gleichrichteffekterkennung bei Zählerständen N, die nach einer vollen Periode der Lampenspannung UV ι unterhalb des Ausgangswerts N0 liegen, erhöht und der Schwellenwert NS2 näher zu dem Ausgangswert N0 hin verschoben.The threshold values are advantageously selected asymmetrically in such a way that the distance between N S1 and N 0 is greater than the distance between N 0 and N S2 (in particular twice as large), since the control behavior of the electronic ballast occurs when the rectification effect shown in FIG always tries to compensate for the associated decrease in current by changing the frequency. In order to take this behavior into account, the sensitivity for the rectification effect detection at counter readings N, which after a full period of the lamp voltage U V ι below the Output value N 0 , increased and the threshold value N S2 shifted closer to the output value N 0 .
An den Spannungsanschluß VLI kann ein weiterer Funktionsblock zur Überspannungserkennung der Lampenspannung angeschlossen sein (vgl. den in Fig. 6 dargestellten Pfeil), wobei auch das Ausgangssignal dieses Funktionsblocks der Meßphasensteuerung 900 zugeführt werden kann und beispielsweise wiederum ereignisgefiltert (vgl. die zuvor erläuterte Gleichrichteffektauswertang) zu einer entsprechenden Fehlermeldung an die Ablaufsteuerung 800 führt.A further function block for overvoltage detection of the lamp voltage can be connected to the voltage connection VLI (cf. the arrow shown in FIG. 6), the output signal of this function block also being able to be fed to the measuring phase control 900 and, for example, in turn event-filtered (cf. the rectifying effect evaluation explained above) leads to a corresponding error message to the sequencer 800.
Der in Fig. 6 gezeigte Spannungserfassungsblock 200 umfaßt einen weiteren Funktionsblock, der zur Erkennung eines Lampenwechsels vorgesehen ist. Dieser Funktionsblock umfaßt eine Abtastschaltung 201, einen Schalter S206 und einen Komparator 202. Diese Lampenwechselerkennungsschaltang ermöglicht das Erkennen eines Wechsels sowohl der in Fig. 1 gezeigten oberen Gasentladungslampe Gl als auch der unteren Gasentladungslampe G2. Bisher war es aufgrund schaltangstechnischer Schwierigkeiten lediglich möglich und bekannt, durch Überwachung der unteren Lampenwendel der unteren Gasentladungslampe G2 einen Wechsel dieser unteren Gasentladungslampe G2 zu überwachen und zu erkennen. Sobald ein Wechsel der unteren Gasentladungslampe G2 erfaßt wurde, wurde ein Neustart des Gesamtsystems durchgeführt. Da jedoch nicht ein Wechsel der oberen Gasentladungslampe Gl erkannt werden konnte, war das Austauschen dieser oberen Gasentladungslampe Gl ohne unmittelbare Wirkung, d.h. es wurde kein Neustart durchgeführt. Ein Monteur konnte daher nur schwer erkennen, welche der beiden in Fig. 1 gezeigten Gasentladungslampen Gl, G2 tatsächlich defekt war, da auch nach Auswechseln einer fehlerhaften Gasentladungslampe Gl kein automatischer Neustart durchgeführt wurde, so daß der Monteur keine Rückmeldung darüber bekam, ob die von ihm ausgewechselte Gasentladungslampe Gl tatsächlich defekt war.The voltage detection block 200 shown in FIG. 6 comprises a further function block which is provided for the detection of a lamp change. This functional block comprises a sampling circuit 201, a switch S206 and a comparator 202. This lamp change detection circuit enables the detection of a change in both the upper gas discharge lamp Gl shown in FIG. 1 and the lower gas discharge lamp G2. Until now, it was only possible and known due to difficulties in switching technology to monitor and detect a change in this lower gas discharge lamp G2 by monitoring the lower lamp filament of the lower gas discharge lamp G2. As soon as a change in the lower gas discharge lamp G2 was detected, the entire system was restarted. However, since a change in the upper gas discharge lamp Gl could not be detected, the replacement of this upper gas discharge lamp Gl had no immediate effect, i.e. there was no restart. A fitter could therefore hardly recognize which of the two gas discharge lamps Gl, G2 shown in FIG. 1 was actually defective, since even after a defective gas discharge lamp Gl was replaced, no automatic restart was carried out, so that the fitter did not receive any feedback as to whether the by him replaced gas discharge lamp Gl was actually defective.
Mit Hilfe der vorliegenden Lampenwechselerkennungsschaltang ist es nunmehr möglich, den Wechsel jeder beliebigen an das elektronische Vorschaltgerät angeschlossenen Gasentladungslampe Gl, G2 zu erkennen. Sobald ein Lampenwechsel erkannt worden ist, wird dies über die in Fig. 3 gezeigte Meßphasensteuerung 900 der ebenfalls in Fig. 3 schematisch dargestellten Ablaufsteuerung 800 mitgeteilt, so daß diese nach Mitteilung eines Lampenwechsels automatisch einen Neustart des Systems herbeiführen kann. Ein Lampenwechsel kommt insbesondere dann in Betracht, wenn von der Steuerschaltang ein Lampenfehler, wie z.B. ein Gasdefekt, festgestellt und gemeldet worden ist. In diesem Fall wird der Monteur versuchen, die fehlerhafte Lampe auszuwechseln. Zunächst weiß der Monteur jedoch nicht, welche der an dem elektronischen Vorschaltgerät angeschlossenen Gasentladungslampen Gl, G2 fehlerhaft ist. Daher wird er eine dieser angeschlossenen Gasentladungslampen auswechseln. Sobald dieWith the help of the present lamp change detection circuit, it is now possible to detect the change of any gas discharge lamp Gl, G2 connected to the electronic ballast. As soon as a lamp change has been recognized, this is communicated via the measuring phase controller 900 shown in FIG. 3 to the sequence controller 800 also shown schematically in FIG. 3, so that it can automatically restart the system after notification of a lamp change. A lamp change is particularly considered if a lamp error, such as a gas defect, has been determined and reported by the control circuit. In this case, the installer will try to replace the faulty lamp. First knows the fitter does not know which of the gas discharge lamps Gl, G2 connected to the electronic ballast is faulty. He will therefore replace one of these connected gas discharge lamps. As soon as the
Lampenwechselerkennungsschaltung des in Fig. 6 gezeigten Spannungserfassungsblocks 200 einen Lampenwechsel erkannt hat, wird die in Fig. 3 gezeigte Ablaufsteuerung 800 einen Neustart des Systems durchführen. Sollte weiterhin ein Lampenfehler erkannt oder keine Zündung sämtlicher angeschlossener Gasentladungslampen möglich sein, geht die Steuerschaltung wieder in einen Fehler- bzw. Lampenwechselerkennungszustand über, ohne daß die angeschlossenen Gasentladungslampen dauerhaft betrieben werden können. Für den Monteur bedeutet dies, daß die von ihm ausgewechselte Gasentladungslampe entweder nicht fehlerhaft war oder eine weitere fehlerhafte Gasentladungslampe existiert. In diesem Fall muß der Monteur eine andere an das elektronische Vorschaltgerät angeschlossene Gasentladungslampe auswechseln. Sollte nach einem Lampenwechsel ein erfolgreicher Neustart des Systems möglich sein, bedeutet dies für den Monteur, daß einerseits die von ihm ausgewechselte Gasentladungslampe fehlerhaft war und daß andererseits nunmehr sämtliche an das elektronische Vorschaltgerät angeschlossenen Gasentladungslampen fehlerfrei sind. Insgesamt wird auf diese Weise die Fehlererkennung und Fehlerbehebung für den Monteur deutlich vereinfacht, da der Monteur sofort nach Wechsel einer Gasentladungslampe aufgrund eines erfolgreichen oder nicht erfolgreichen Neustarts des Systems entscheiden kann, ob nunmehr alle an das System angeschlossenen Lampen fehlerfrei sind oder nicht.If the lamp change detection circuit of the voltage detection block 200 shown in FIG. 6 has detected a lamp change, the sequence control 800 shown in FIG. 3 will restart the system. If a lamp fault is still detected or all the connected gas discharge lamps cannot be ignited, the control circuit switches back to an error or lamp change detection state without the connected gas discharge lamps being able to be operated continuously. For the fitter, this means that the gas discharge lamp that he replaced was either not defective or that another defective gas discharge lamp exists. In this case, the fitter has to replace another gas discharge lamp connected to the electronic ballast. Should a successful restart of the system be possible after a lamp change, this means for the fitter that on the one hand the gas discharge lamp he replaced was faulty and on the other hand that all gas discharge lamps connected to the electronic ballast are now faultless. Overall, the fault detection and troubleshooting for the fitter is significantly simplified in this way, since the fitter can decide immediately after changing a gas discharge lamp based on a successful or unsuccessful restart of the system whether all lamps connected to the system are now faultless or not.
Mit Hilfe der in Fig. 6 dargestellten Lampenwechselerkennungsschaltang wird ein Lampenwechsel dadurch erkannt, daß an den Lastkreis von dem Wechselrichter eine Versorgungsspannung bestimmter Frequenz angelegt und diesbezüglich das Einschwingverhalten des Lastkreises ausgewertet wird. Die Beurteilung des Einschwingverhaltens des Lastkreises erfolgt wiederum anhand des am Spannungsanschluß VLI anliegenden und der Lampenspannung proportionalen Meßsignals, wobei dieses Meßsignal mehrfach abgetastet und somit die sich infolge der angelegten Versorgungsspannung ergebende Kennlinie der Lampenspannung beurteilt wird.With the aid of the lamp change detection circuit shown in FIG. 6, a lamp change is recognized in that a supply voltage of a certain frequency is applied to the load circuit by the inverter and the transient response of the load circuit is evaluated in this regard. The transient response of the load circuit is in turn assessed on the basis of the measurement signal present at the voltage connection VLI and proportional to the lamp voltage, this measurement signal being sampled several times and thus the characteristic curve of the lamp voltage resulting from the applied supply voltage being assessed.
Die im Lampenwechselerkennungsbetrieb an den Lastkreis angelegte Versorgungsspannung weist insbesondere eine relativ niedrige Frequenz von beispielsweise 40Hz auf. Des weiteren wird im Lampenwechselerkennungsbetrieb lediglich eine der beiden Wechselrichterschalter T2, T3 (vgl. Fig. 1) abwechselnd mit der zuvor genannten Frequenz ein- bzw. ausgeschaltet, während der andere Wechselrichterschalter dauerhaft während des Lampenwechselbetriebes geöffnet bleibt. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel ist es der obere Wechselrichterschalter T2, der dauerhaft geöffnet ist, während der untere Wechselrichterschalter T3 mit der niedrigen Wiederholfrequenz von ca. 40Hz alternierend ein- und ausgeschaltet wird.The supply voltage applied to the load circuit in lamp change detection mode has, in particular, a relatively low frequency of, for example, 40 Hz. Furthermore, only one of the two inverter switches T2, T3 (cf. FIG. 1) is switched on or off alternately with the aforementioned frequency in the lamp change detection mode, while the other inverter switch remains permanently open during the lamp change mode. In the present exemplary embodiment, it is the upper inverter switch T2 that is permanently open, while the lower inverter switch T3 is alternately switched on and off with the low repetition frequency of approximately 40 Hz.
Die Funktion der in Fig. 6 gezeigten Lampenwechselerkennungsschaltang ist wie folgt.The function of the lamp change detection circuit shown in Fig. 6 is as follows.
Wie bereits erläutert worden ist, wird bei Erkennen eines Fehlers der untere Wechselrichterschalter T3 des in Fig. 1 gezeigten Wechselrichters D mit einer niedrigen Wiederholfrequenz von ca. 40Hz ein- und ausgeschaltet, während der obere Wechselrichterschalter T2 dauerhaft ausgeschaltet bleibt. Aufgrund des Ein- und Ausschaltens des Wechselrichterschalters T3 ergibt sich im Lastkreis des elektronischen Vorschaltgerätes ein bestimmtes Einschwingverhalten, welches insbesondere von den an das elektronische Vorschaltgerät angeschlossenen Gasentladungslampen abhängt. Dieses Einschwingverhalten des Lastkreises spiegelt sich in dem über den Eingangsanschluß VLI erfaßten Meßsignal wieder, welches von der Lampenwechselerkennungsschaltung ausgewertet wird. Zu diesem Zweck speichert die Abtastschaltang 201 zu bestimmten Zeitpunkten TrT3 den aktuellen Spannungswert des am Anschluß VLI anliegenden Meßsignals. Im Prinzip ist die dritte Messung zum Zeitpunkt T3 nicht unbedingt erforderlich, sie erhöht jedoch die Sicherheit der Messung gegenüber Störeinflüssen. Der zuvor beschriebene Meßvorgang erfolgt nach dem Öffnen des Wechselrichterschalters T3 und vor dessen erneutem Schließen.As has already been explained, when a fault is detected, the lower inverter switch T3 of the inverter D shown in FIG. 1 is switched on and off with a low repetition frequency of approximately 40 Hz, while the upper inverter switch T2 remains permanently switched off. Because the inverter switch T3 is switched on and off, there is a certain transient response in the load circuit of the electronic ballast, which depends in particular on the gas discharge lamps connected to the electronic ballast. This transient response of the load circuit is reflected in the measurement signal detected via the input connection VLI, which is evaluated by the lamp change detection circuit. For this purpose, the sampling circuit 201 stores the current voltage value of the measurement signal present at the connection VLI at certain times T r T 3 . In principle, the third measurement at time T 3 is not absolutely necessary, but it does increase the reliability of the measurement against interference. The measurement process described above takes place after the inverter switch T3 has been opened and before it has been closed again.
Nach Aufnahme der Meßpunkte zu den Zeitpunkten T, - T3 wird das Ergebnis im nachgeschalteten Digitalteil (in Fig. 6 nicht gezeigt) zwischengespeichelt. Anschließend wird die Lampenwechselerkennungsschaltung neu initialisiert, d.h. über den Schalter S206 wird eine bestimmte Referenzspannung Vrefl 1 zugeschaltet und ein erneuter Abtastwert des Spannungssignals am Anschluß VLI in der Abtastschaltang 201 zwischengespeichert. Der Komparator 202 führt somit eine doppelte Relativbewertung der in der Abtastschaltang 201 gespeicherten Abtastwerte durch, d.h. es wird einmal die Differenz zwischen dem zum Zeitpunkt ^ gespeicherten Abtastwert und dem zum Zeitpunkt T2 gespeicherten Abtastwert sowie zum anderen die Differenz zwischen dem zum Zeitpunkt T, aufgenommenen Abtastwert und dem zum Zeitpunkt T3 gespeicherten Abtastwert ermittelt. Diese Auswertung der relativen Zusammenhänge zwischen den einzelnen Abtastwerten ist gegenüber der Auswertung absoluter Meßgrößen vorteilhaft, da zur Auswertung absoluter Meßgrößen zusätzliche Bauteile erforderlich wären.After recording the measuring points at times T, - T 3 , the result is temporarily stored in the downstream digital part (not shown in FIG. 6). The lamp change detection circuit is then reinitialized, ie a specific reference voltage Vrefl 1 is switched on via the switch S206 and a new sample value of the voltage signal at the connection VLI is temporarily stored in the sampling circuit 201. The comparator 202 thus carries out a double relative evaluation of the sample values stored in the sampling circuit 201, that is to say the difference between the sample value stored at the point in time ^ and the sample value stored at the point in time T 2 and the difference between the sample at the point in time T 2 Sample value and the sample value stored at time T 3 . This evaluation of the relative relationships between the individual sample values is advantageous compared to the evaluation of absolute measured variables, since additional components would be required to evaluate absolute measured variables.
Fig. 7a zeigt ein zeitliches Diagramm des Verlaufs der am Anschluß VLI anliegenden Spannung UVL1, des Schaltzustandes des Wechselrichterschalters T3 sowie des Schaltzustandes des in Fig. 6 gezeigten Schalter S206. Des weiteren sind in Fig. 7a die einzelnen Abtastzeitpunkte T,, T2 und T3 angedeutet.7a shows a time diagram of the profile of the voltage U VL1 present at the connection VLI, the switching state of the inverter switch T3 and the Switching state of the switch S206 shown in FIG. 6. Furthermore, the individual sampling times T ,, T 2 and T 3 are indicated in FIG. 7a.
Die Auswertung des von dem Komparator 202 gelieferten Vergleichsergebnisses zwischen den Abtastwerten zu den Zeitpunkten T, und T2 bzw. T, und T3 erfolgt in der Meßphasensteuerung 900. Anhand des Einschwingvorgangs, d.h. anhand der durch die Abtastwerte zu den Zeitpunkten T[ - T3 gebildeten Spannungskennlinie, kann entschieden werden, ob während des Lampenwechselerkennungsbetriebs eine der Gasentladungslampen entnommen worden ist und, falls ja, welche der Gasentladungslampen entnommen worden ist. Des weiteren läßt sich beurteilen, ob statt dessen alle Lampenwendeln der einzelnen Gasentladungslampen korrekt mit dem Lastkreis verbunden, d. h. alle Lampen fehlerfrei angeschlossen sind. Fig. 7b zeigt beispielhaft den Verlauf der Kennlinie des am Anschluß VLI anliegenden Spannungssignals UVL1 für drei verschiedene Fälle. Die Kennlinie a entspricht derjenigen Kennlinie, die sich beim Wechsel der in Fig. 1 gezeigten oberen Gasentladungslampe Gl einstellt. Die Kennlinie b entspricht der Kennlinie beim Wechsel der unteren Gasentladungslampe G2 während des Lampenwechselerkennungsbetriebes. Die in Fig. 7b gezeigte dritte Kennlinie c entspricht der Kennlinie im normalen Betrieb ohne Lampenwechsel, d. h. für den Fall, daß alle Lampen angeschlossen sind. Durch die Auswertung bzw. Erfassung der Kennlinie des am Anschluß VLI anliegenden Spannungssignals UVLι kann somit die Steuerschaltang beurteilen, welche der angeschlossenen Gasentladungslampen Gl, G2 ausgewechselt worden ist. Dies bedeutet, daß nicht nur ein Wechsel der unteren Gasentladungslampe G2, sondern auch ein Wechsel der oberen Gasentladungslampe Gl zuverlässig erkannt werden kann. Sobald die Steuerschaltung einen Wechsel einer der an das elektronische Vorschaltgerät angeschlossenen Gasentladungslampe erkannt hat, wird ein automatischer Neustart des Systems durchgeführt, um die angeschlossenen Gasentladungslampen zu zünden.The evaluation of the comparison result provided by the comparator 202 between the samples at the times T, and T 2 or T, and T 3 takes place in the measuring phase controller 900. On the basis of the transient process, that is to say on the basis of the values obtained by the samples at the times T [- T 3 formed voltage characteristic, it can be decided whether one of the gas discharge lamps has been removed during the lamp change detection operation and, if so, which of the gas discharge lamps has been removed. Furthermore, it can be assessed whether instead all lamp filaments of the individual gas discharge lamps are correctly connected to the load circuit, ie all lamps are connected without errors. 7b shows an example of the characteristic curve of the voltage signal U VL1 present at the connection VLI for three different cases. The characteristic curve a corresponds to the characteristic curve which arises when the upper gas discharge lamp Gl shown in FIG. 1 changes. The characteristic curve b corresponds to the characteristic curve when changing the lower gas discharge lamp G2 during the lamp change detection operation. The third characteristic curve c shown in FIG. 7b corresponds to the characteristic curve in normal operation without a lamp change, ie in the event that all lamps are connected. By evaluating or acquiring the characteristic of the voltage signal U VL ι present at the connection VLI, the control circuit can thus assess which of the connected gas discharge lamps Gl, G2 has been replaced. This means that not only a change in the lower gas discharge lamp G2, but also a change in the upper gas discharge lamp Gl can be reliably detected. As soon as the control circuit detects a change in one of the gas discharge lamps connected to the electronic ballast, the system is automatically restarted in order to ignite the connected gas discharge lamps.
In der Praxis wird somit die Steuerschaltung IC2 bei Auftreten eines Lampenfehlers in einem Fehlerzustand das Einschwingverhalten hinsichtlich des Auftretens der Kennlinien a oder b überwachen. Sobald die am Anschluß VLI anliegende Spannung gemäß einer dieser Kennlinien verläuft, bedeutet dies, daß eine der angeschlossenen Gasentladungslampen aus ihrer Fassung zur Fehlerbehebung entnommen worden ist. Anschließend geht die Steuerschaltang IC2 bzw. Ablaufsteuerung 800 in den eigentlichen Lampenwechselerkennungszustand über, in dem wie im Fehlerzustand lediglich der untere Wechselrichterschalter T3 beispielsweise mit 40Hz geöffent und geschlossen wird, während der obere Wechselrichterschalter T2 dauerhaft geöffnet ist. In diesem Zustand wartet die Steuerschaltang IC2 auf das Auftreten der Kennlinie c, d. h. daß anstelle der entnommenen Lampe wieder eine Ersatzlampe eingesetzt worden ist und nunmehr alle Lampen wieder angeschlossen sind. Anschließend führt das System einen Neu- bzw. Wiederstart durch. Dieser Vorgang wird später nochmals unter Bezugnahme auf Fig. 9 erläutert.In practice, the control circuit IC2 will monitor the transient behavior with regard to the occurrence of the characteristic curves a or b when a lamp fault occurs in an error state. As soon as the voltage at the connection VLI runs in accordance with one of these characteristics, this means that one of the connected gas discharge lamps has been removed from its version for troubleshooting. The control switching circuit IC2 or sequence control 800 then changes into the actual lamp change detection state, in which, as in the fault state, only the lower inverter switch T3 is opened and closed, for example at 40 Hz, while the upper inverter switch T2 is permanently open. In this state, the control circuit IC2 waits for the appearance of the characteristic curve c, ie that instead of the removed lamp a replacement lamp has been inserted and now all lamps are reconnected. The system then restarts or restarts. This process will be explained again later with reference to FIG. 9.
Fig. 8a und 8b zeigen zwei Varianten der in Fig. 3 dargestellten Schaltung 300 zur Erkennung eines Warm-/Kaltstartbetriebs. Beiden Varianten ist gemeinsam, daß stets das am Anschluß NP der Steuerschaltung anliegende Spannungspotential ausgewertet und durch Vergleich mit einer vorgegebenen Referenzspannung Vrefl 2 festgestellt wird, ob ein Warm- oder Kaltstart durchgeführt werden soll. Dieser Vergleich wird mit Hilfe eines Komparators 301 durchgeführt, dessen positiver Meßeingang mit dem Anschluß NP verbunden ist. Ausgangsseitig ist der Komparator 301 an eine Zustandshalteschaltung 302 angeschlossen, die beispielsweise durch ein D-Flip-Flop realisiert sein kann. Diese Zustandshalteschaltung 302 bewirkt, daß das Ausgangssignal des Komparators 301 lediglich bei Vorliegen eines entsprechenden Freigabesignals EN zur Ablaufsteuerung 800 durchgeschaltet und ausgewertet wird. Dieses Freigabesignal EN nimmt ausschließlich beim Neu- bzw. Wiederstarten des Gesamtsystems, beispielsweise durch Betätigung eines entsprechenden Netzschalters, kurzzeitig einen hohen Pegel an. Zu keinem späteren Zeitpunkt führt eine Signaländerung am Anschluß NP zu einer Zustandsänderung am Ausgangsanschluß der Zustandshalteschaltung 302.8a and 8b show two variants of the circuit 300 shown in FIG. 3 for detecting a warm / cold start operation. Both variants have in common that the voltage potential present at the connection NP of the control circuit is always evaluated and it is determined by comparison with a predetermined reference voltage Vrefl 2 whether a warm or cold start is to be carried out. This comparison is carried out with the aid of a comparator 301, the positive measuring input of which is connected to the connection NP. On the output side, the comparator 301 is connected to a state hold circuit 302, which can be implemented, for example, by a D flip-flop. This state hold circuit 302 has the effect that the output signal of the comparator 301 is only switched through and evaluated to the sequence control 800 if a corresponding enable signal EN is present. This enable signal EN only briefly assumes a high level when the entire system is restarted or restarted, for example by actuating a corresponding mains switch. At no later point in time does a signal change at the NP port result in a state change at the output port of the state hold circuit 302.
Bei der in Fig. 8a gezeigten Variante kann durch Anschließen eines Vorwiderstandes Rv entweder an das hohe Versorgungsspannungspotential VDD oder an das Massepotential zwischen einem Kaltstart- und einem Warmstartbetrieb umgeschaltet werden. Ist der Vorwiderstand Rv an VDD angeschlossen, wird ein Kaltstartbetrieb aktiviert, d.h. die angeschlossenen Gasentladungslampen werden ohne Vorheizbetrieb gezündet. Ist hingegen der Vorwiderstand Rv an das Massepotential angeschlossen, wird ein Warmstartbetrieb durchgeführt, d.h. die angeschlossenen Gasentladungslampen werden mit einem vorgeschalteten Vorheizbetrieb zum Vorheizen der Lampenelektroden gezündet. Der Komparator 301 kann durch Überwachen des Spannungspotentials am Anschluß NP feststellen, ob der Widerstand Rv an das Versorgungsspannungspotential VDD oder das Massepotential angeschlossen ist. Die Auswertung des Komparatorausgangssignals erfolgt schließlich in der in Fig. 3 gezeigten Ablaufsteuerung 800, die abhängig davon, ob ein Kaltstart- oder Warmstartbetrieb gewählt ist, die Gasentladungslampen ohne oder mit Vorheizbetriebszuständen ansteuert.In the variant shown in FIG. 8a, by connecting a series resistor R v either to the high supply voltage potential VDD or to the ground potential, it is possible to switch between a cold start and a warm start operation. If the series resistor R v is connected to VDD, a cold start operation is activated, ie the connected gas discharge lamps are ignited without preheating operation. On the other hand, if the series resistor R v is connected to the ground potential, a warm start operation is carried out, ie the connected gas discharge lamps are ignited with an upstream preheating operation for preheating the lamp electrodes. The comparator 301 can determine whether the resistor R v is connected to the supply voltage potential VDD or the ground potential by monitoring the voltage potential at the connection NP. The evaluation of the comparator output signal finally takes place in the sequence control 800 shown in FIG. 3, which, depending on whether a cold start or warm start mode is selected, controls the gas discharge lamps without or with preheating operating states.
Fig. 8b zeigt eine Variante der zuvor erläuterten Schaltung, die eine dynamische Umschaltang zwischen einem Warm- und Kaltstartbetrieb ermöglicht. Die in Fig. 8b gezeigte Schaltung entspricht im wesentlichen der in Fig. 8a gezeigten Schaltung, jedoch mit der Ausnahme, daß intern an dem Eingangsanschluß NP ein Schalter S301 vorgesehen ist, über den das Versorgungsspannungspotential VDD an den Eingangsanschluß NP angelegt werden kann, während extern an den Anschluß NP ein RC-Glied bestehend aus dem bereits in den Fig. 1 und 2 gezeigten Widerstand R22 und Kondensator C17 angeschlossen ist. Wie bei der in Fig. 8a gezeigten Variante wird durch den Komparator 301 das an dem Eingangsanschluß NP anliegende Spannungspotential überwacht. Die Funktion der in Fig. 8b gezeigten Schaltang ist folgendermaßen.8b shows a variant of the circuit explained above, which enables a dynamic changeover between a warm and cold start operation. The in Fig. 8b The circuit shown corresponds essentially to the circuit shown in FIG. 8a, but with the exception that a switch S301 is provided internally at the input terminal NP, via which the supply voltage potential VDD can be applied to the input terminal NP, while externally to the terminal NP RC element consisting of the resistor R22 and capacitor C17 already shown in FIGS. 1 and 2 is connected. As in the variant shown in FIG. 8a, the voltage potential present at the input connection NP is monitored by the comparator 301. The function of the circuit shown in Fig. 8b is as follows.
Während des normalen Betriebs des elektronischen Vorschaltgerätes ist der Schalter S301 geschlossen, so daß der Kondensator C17 durch das an den Eingangsanschluß NP angelegte Versorgungsspannungspotential VDD aufgeladen wird. Kommt es (z.B. infolge eines Fehlers) zum Abschalten des Systems oder zum Umschalten der Systemversorgung von Netz- auf Notstrombetrieb, wird der Schalter S301 geöffnet, und der Kondensator C17 entlädt sich mit der durch das RC-Glied festgelegten Zeitkonstante. Normgemäß ist das RC-Glied vorteilhafterweise derart ausgelegt, daß der Kondensator C17 die Ladung solange halten kann, daß die am Eingangsanschluß NP anliegende Spannung für eine Dauer von bis zu 400 ms größer als die am Komparator 301 anliegende Referenzspannung Vrefl2 ist.During normal operation of the electronic ballast, the switch S301 is closed so that the capacitor C17 is charged by the supply voltage potential VDD applied to the input terminal NP. If the system is switched off (e.g. due to a fault) or the system supply is switched from mains to emergency power operation, switch S301 is opened and capacitor C17 discharges with the time constant defined by the RC element. According to the standard, the RC element is advantageously designed such that the capacitor C17 can hold the charge so long that the voltage applied to the input connection NP is greater than the reference voltage Vrefl2 applied to the comparator 301 for up to 400 ms.
Beim Wieder- oder Neustarten des Systems nimmt das Freigabesignal EN der Zustandshalteschaltung 302 einen hohen Pegel an, so daß das Vergleichsergebnis des Komparators 301 durchgeschaltet wird. Ist zu diesem Zeitpunkt das an dem Eingangsanschluß NP anliegende Spannungspotential noch größer als die Referenzspannung Vrefl2, sorgt die Ablaufsteuerung 800 für die Inbetriebnahme der angeschlossenen Gasentladungslampen ohne Vorheizbetrieb und führt somit einen Kaltstart durch. Ist hingegen das an dem Eingangsanschluß NP anliegende Spannungspotential kleiner als das Bezugspotential Vrefl2, werden die angeschlossenen Gasentladungslampen vorgeheizt und somit ein Warmstart durchgeführt.When the system is restarted or restarted, the enable signal EN of the state hold circuit 302 assumes a high level, so that the comparison result of the comparator 301 is switched through. If, at this point in time, the voltage potential present at the input connection NP is still greater than the reference voltage Vrefl2, the sequence control 800 ensures the start-up of the connected gas discharge lamps without preheating operation and thus carries out a cold start. If, on the other hand, the voltage potential present at the input connection NP is less than the reference potential Vrefl2, the connected gas discharge lamps are preheated and a warm start is thus carried out.
Aus der obigen Beschreibung ist ersichtlich, daß das am Eingangsanschluß NP der Steuerschaltang anliegende Spannungspotential abhängig von der Einschaltdauer des Schalters S301 ist, die gleichbedeutend mit der Betriebsdauer des elektronischen Vorschaltgerätes ist. Diese Größe ist maßgeblich für den Aufladezustand des Kondensators C17. Des weiteren ist das Spannungspotential am Eingangsanschluß NP von der Ausschaltzeit des Schalters S301 bzw. der Dauer des Notstrombetriebs des elektronischen Vorschaltgerätes sowie der Zeitkonstante des RC-Gliedes abhängig. Diese Größen sind maßgeblich für den Entladevorgang des Kondensators C17. Die in Fig. 8b gezeigte Schaltung führt somit abhängig von der Dauer der Ausschaltzeit sowie abhängig von der Zeitkonstante des RC-Gliedes einen Kalt- bzw. Warmstart durch. Durch entsprechende Bemessung der Zeitkonstante des RC-Gliedes kann diejenige Ausschaltzeitdauer festgelegt werden, die gerade noch für einen Kaltstartbetrieb der angeschlossenen Lampen ausreicht. Zu diesem Zweck muß das RC-Glied lediglich derart dimensioniert werden, daß nach Aufladen des Kondensators C17 und Öffnen des Schalters S301 das an dem Eingangsanschluß NP angelegte Spannungspotential gerade noch nach Ablauf der zuvor genannten Ausschaltzeitdauer größer als das Bezugspotential Vrefl2 des Komparators 301 ist. Normgemäß ist jedoch die maximal zulässige Zeit zwischen dem Umschalten auf Notstrombetrieb und dem Neu- bzw. Wiederstarten des elektronischen Vorschaltgerätes ohne Vorheizen der Lampenelektroden auf 400 ms festgelegt. Dementsprechend sind der Widerstand R22 und der Kondensator C17 derart zu dimensionieren, daß die zuvor genannte Zeitspanne von 400 ms eingehalten werden kann.From the above description it can be seen that the voltage potential present at the input connection NP of the control circuit depends on the on-time of the switch S301, which is equivalent to the operating time of the electronic ballast. This variable is decisive for the state of charge of the capacitor C17. Furthermore, the voltage potential at the input connection NP depends on the switch-off time of the switch S301 or the duration of the emergency power operation of the electronic ballast and the time constant of the RC element. These variables are decisive for the discharge process of the capacitor C17. The circuit shown in FIG. 8b therefore performs a cold or warm start depending on the duration of the switch-off time and on the time constant of the RC element. By appropriately dimensioning the time constant of the RC element, the switch-off time period can be specified which is just sufficient for a cold start operation of the connected lamps. For this purpose, the RC element only has to be dimensioned such that after charging the capacitor C17 and opening the switch S301, the voltage potential applied to the input terminal NP is greater than the reference potential Vrefl2 of the comparator 301 just after the aforementioned switch-off period has elapsed. However, the maximum permissible time between switching to emergency power operation and restarting or restarting the electronic ballast without preheating the lamp electrodes is set to 400 ms. Accordingly, the resistor R22 and the capacitor C17 are to be dimensioned in such a way that the aforementioned period of 400 ms can be observed.
Selbstverständlich kann anstelle des in Fig. 8b gezeigten RC-Gliedes mit dem Widerstand R22 und dem Kondensator C17 jede beliebige andere Energiespeicherschaltung verwendete werden, die abhängig von dem an dem Eingangsanschluß NP anliegenden Versorgungsspannungspotential Energie speichert und sich mit einer bestimmten Zeitkonstante nach Abklemmen des Versorgungsspannungspotentials entlädt. Diese Energiespeicherschaltang kann somit beliebige Verzögerungsglieder enthalten, solange ein definiertes und bekanntes zeitliches Verhalten des Verzögerungsgliedes bzw. der Energiespeicherschaltang gegeben ist.Of course, instead of the RC element shown in FIG. 8b with the resistor R22 and the capacitor C17, any other energy storage circuit can be used, which stores energy depending on the supply voltage potential present at the input terminal NP and discharges with a certain time constant after the supply voltage potential has been disconnected . This energy storage circuit can thus contain any delay elements, as long as a defined and known temporal behavior of the delay element or the energy storage circuit is given.
Nachfolgend sollen die in Fig. 3 gezeigten Funktionsblöcke 400 und 500 näher erläutert werden. Der Spannungsregler-Funktionsblock 400 erzeugt eine intern geregelte, sehr präzise Versorgungsspannung VDD für alle internen Funktionsblöcke, die zugleich die Quelle für alle benötigten Referenzspannungen darstellt. Wie aus Fig. 1 und 2 ersichtlich ist, wird diese interne Versorgungsspannung VDD über den Anschluß VDD nach außen gelegt und über den externen Kondensator C7 mt guten Hochfrequenzeigenschaften gefiltert. Aufgrund der Bereitstellung der internen Versorgungsspannung VDD kann für sämtliche Funktionsteile des gesamten elektronischen Vorschaltgerätes eine einzige Niedervoltebene verwendet werden, was insbesondere aus Kostengründen vorteilhaft ist.The function blocks 400 and 500 shown in FIG. 3 will be explained in more detail below. The voltage regulator function block 400 generates an internally regulated, very precise supply voltage VDD for all internal function blocks, which at the same time represents the source for all required reference voltages. As can be seen from FIGS. 1 and 2, this internal supply voltage VDD is applied to the outside via the connection VDD and filtered via the external capacitor C7 with good high-frequency properties. Due to the provision of the internal supply voltage VDD, a single low-voltage level can be used for all functional parts of the entire electronic ballast, which is particularly advantageous for cost reasons.
Der Referenzspannungsgenerator 500 dient zur zentralen Erzeugung sämtlicher Referenzgrößen für die Steuerschaltang IC2, d.h. zur Erzeugung aller Referenzpotentiale und Referenzströme. Der in Fig. 3 dargestellte Oszillator 600 stellt die zentrale Taktquelle für die gesamte Steuerschaltang IC2 dar. Der Oszillator 600 ist derart konstruiert, daß keine externen Komponenten erförderlich sind. Der Grundtakt des Oszillators wird mit Hilfe von Micro- Fuses auf den gewünschten Wert von beispielsweise 10MHz mit einer Genauigkeit von z. B. 4-Bit abgeglichen. Über einen digitalen Eingang des Oszillators 600 kann die Frequenz des Taktgenerators auf ca. 1/20 der nominalen Taktrate, d.h. auf ca. 550kHz, reduziert werden. Diese reduzierte Taktrate wird, wie nachfolgend noch näher erläutert wird, für bestimmte Betriebszustände, insbesondere für den Fehler- und Lampenwechselerkennungszustand, benötigt, in denen die Versorgungsenergie reduziert werden muß. Der ebenfalls in Fig. 3 gezeigte Zeitbasisgenerator 700 erzeugt abhängig von dem Grundtakt des Oszillators 600 mehrere konstante Zeitabstände, die über digitale Ausgänge des Zeitbasisgenerators 700 den einzelnen Funktionsblöcken der Steuerschaltung IC2 zugeführt werden. Der Ablaufsteuerungsfunktionsblock 800 erhält beispielsweise sämtliche zeitlichen Referenzgrößen von dem Zeitbasisgenerator 700. Alle von dem Zeitbasisgenerator 700 erzeugten zeitlichen Größen sind ein Vielfaches des Grundtaktes des Oszillators 600. Die von dem Zeitbasisgenerator 700 erzeugten zeitlichen Referenzgrößen können beispielsweise die einzelnen Vorheizzeiten oder die Zündzeit umfassen. Diese zeitlichen Referenzgrößen sind, wie nachfolgend näher erläutert wird, insbesondere für die zeitliche Betriebszustandssteuerung der Steuerschaltung IC2 von Bedeutung, die von dem Ablaufsteuerung-Funktionsblock 800 durchgeführt wird.The reference voltage generator 500 is used for the central generation of all reference variables for the control circuit IC2, ie for the generation of all reference potentials and reference currents. The oscillator 600 shown in FIG. 3 represents the central clock source for the entire control circuit IC2. The oscillator 600 is constructed in such a way that no external components are required. The basic clock of the oscillator is set with the help of micro fuses to the desired value of, for example, 10 MHz with an accuracy of z. B. 4-bit matched. The frequency of the clock generator can be reduced to approximately 1/20 of the nominal clock rate, ie to approximately 550 kHz, via a digital input of the oscillator 600. This reduced clock rate, as will be explained in more detail below, is required for certain operating states, in particular for the fault and lamp change detection state, in which the supply energy has to be reduced. Depending on the basic clock of the oscillator 600, the time base generator 700 likewise shown in FIG. 3 generates a plurality of constant time intervals which are supplied to the individual function blocks of the control circuit IC2 via digital outputs of the time base generator 700. The sequence control function block 800 receives, for example, all the time reference quantities from the time base generator 700. All the time quantities generated by the time base generator 700 are a multiple of the basic clock of the oscillator 600. The time reference quantities generated by the time base generator 700 can include, for example, the individual preheating times or the ignition time. As will be explained in more detail below, these temporal reference variables are particularly important for the temporal operating state control of the control circuit IC2, which is carried out by the sequence control function block 800.
Die Funktion der Ablaufsteuerung 800 soll nachfolgend näher unter Bezugnahme auf Fig. 9 erläutert werden.The function of the sequence controller 800 will be explained in more detail below with reference to FIG. 9.
Der Ablaufsteuerung-Funktionsblock 800 steuert den Betrieb des elektronischen Vorschaltgerätes beispielsweise gemäß dem in Fig. 9 dargestellten Zustandsdiagramm. Dabei ist in Fig. 9 jeder mögliche Betriebszustand bildlich durch einen Kreis dargestellt, während die einzelnen Pfeile mögliche Zustandswechsel darstellen, welche unter Erfüllung einer entsprechend den beiden Betriebszuständen zugeordneten Bedingung auftreten. Diese Bedingungen sind jeweils an bestimmte Zustände bestimmter Zustands- oder Überwachungsgrößen des elektronischen Vorschaltgerätes bzw. der Lampe(n) geknüpft, wobei diese Überwachungsgrößen intern von der Ablaufsteuerung 800 in Form von Variablen verarbeitet werden, die abhängig davon, ob die Überwachungsgröße den entsprechenden Zustand einnimmt oder nicht, beispielsweise den Wert „ 1 " bei Einnahme des zugewiesenen Zustandes oder „0" bei Nichteinnahme des Zustandes annimmt. Die einzelnen von der Ablaufsteuerung 800 überwachten Größen können beispielsweise zeitlich basierende Größen oder Fehlergrößen umfassen. Bezüglich der zeitlich basierenden Größen kann beispielsweise der Ablauf einer Inbetriebnahmezeit, einer Vorheizzeit, einer Zündzeit oder einer Verzögerungszeit für die Gleichrichteffekterkennung überwacht werden. Hinsichtlich der Fehlergrößen kann beispielsweise das Auftreten eines kapazitiven Stroms im Lastkreis (über den Stromerfassungsblock 100), das Vorliegen einer Überspannung an der angeschlossenen Gasentladungslampe, das Auftreten eines Gleichrichteffektes bzw. eines unsymmetrischen Lampenbetriebs, das NichtVorhandensein einer Lampe oder das Auftreten eines Synchronisationsfehlers bezüglich des Nulldurchgangs der Lampenspannung (jeweils über den Spannungserfassungsblock 200) überwacht werden. Des weiteren kann das Ausgangssignal des Funktionsblocks 300 überwacht werden, mit dessen Hilfe zwischen einem Warm- und einem Kaltstartbetrieb unterschieden werden kann. Selbstverständlich sind auch beliebige andere Überwachungsgrößen des elektronischen Vorschaltgerätes denkbar.The sequence control function block 800 controls the operation of the electronic ballast, for example in accordance with the state diagram shown in FIG. 9. 9, each possible operating state is illustrated by a circle, while the individual arrows represent possible changes in state which occur when a condition associated with the two operating states is met. These conditions are in each case linked to specific states of certain state or monitoring variables of the electronic ballast or the lamp (s), these monitoring variables being processed internally by the sequence control 800 in the form of variables which depend on whether the monitoring variable assumes the corresponding state or not, for example assumes the value "1" when the assigned state is taken or "0" when the state is not taken. The individual variables monitored by the sequencer 800 can, for example include time-based variables or error variables. With regard to the time-based variables, the course of a commissioning time, a preheating time, an ignition time or a delay time for the rectification effect detection can be monitored. With regard to the error quantities, for example, the occurrence of a capacitive current in the load circuit (via the current detection block 100), the presence of an overvoltage at the connected gas discharge lamp, the occurrence of a rectification effect or asymmetrical lamp operation, the absence of a lamp or the occurrence of a synchronization error with regard to the zero crossing the lamp voltage (in each case via the voltage detection block 200) are monitored. Furthermore, the output signal of the function block 300 can be monitored, with the aid of which a distinction can be made between a warm and a cold start operation. Any other monitoring parameters of the electronic ballast are of course also conceivable.
Wie bereits zuvor erläutert worden ist, werden zwar die einzelnen Fehlergrößen von den in Fig. 3 gezeigten Blöcken 100 - 300 erfaßt, jedoch erfolgt zunächst eine Aufbearbeitang durch den Meßphasensteuerung-Funktionsblock 900, ehe die einzelnen Fehlergrößen tatsächlich von der Ablaufsteuerung 800 ausgewertet werden. Zu diesem Zweck enthält die Meßphasensteuerung für jede überwachte Fehlergröße ein der entsprechenden Fehlergröße zugeordnetes digitales Ereignisfilter. Dieses digitale Ereignisfilter führt im Prinzip die Funktion eines Zählers aus, welcher das ununterbrochene Auftreten des entsprechenden Fehlers zählt. Eine Fehlermeldung wird von dem entsprechenden Ereignisfilter erst dann an die Ablaufsteuerung 800 weitergegeben, wenn der entsprechende Fehler n-mal nacheinander aufgetreten ist, wobei n der Filtertiefe des entsprechenden digitalen Ereignisfilters entspricht und für jede Fehlergröße unterschiedlich sein kann. Sobald bei einer Abfrage der Fehler nicht mehr auftritt, wird der Zählerstand des digitalen Ereignisfilters zurückgesetzt und der Zählvorgang wieder von vorne neu begonnen. Auf diese Weise ist gewährleistet, daß die Ablaufsteuerung 800 nicht voreilig auf das Auftreten eines bestimmten Fehlers reagiert, und eine Betriebszustandsänderung infolge einer bestimmten Fehlermeldung erst dann durchgeführt wird, wenn mit relativ großer Sicherheit davon ausgegangen werden kann, daß der entsprechende Fehler tatsächlich vorliegt.As has already been explained above, the individual error quantities are detected by the blocks 100-300 shown in FIG. 3, but processing is first carried out by the measurement phase control function block 900 before the individual error quantities are actually evaluated by the sequence control 800. For this purpose, the measuring phase control contains a digital event filter assigned to the corresponding error size for each monitored error size. In principle, this digital event filter performs the function of a counter which counts the uninterrupted occurrence of the corresponding error. An error message is only passed on to the sequence control 800 by the corresponding event filter when the corresponding error has occurred n times in succession, where n corresponds to the filter depth of the corresponding digital event filter and can be different for each error size. As soon as the error no longer occurs during a query, the counter status of the digital event filter is reset and the counting process starts again from the beginning. This ensures that the sequencer 800 does not react prematurely to the occurrence of a specific error, and an operating state change as a result of a specific error message is only carried out when it can be assumed with a relatively high degree of certainty that the corresponding error actually exists.
Eine Besonderheit stellt diesbezüglich das digitale Ereignisfilter für die Gleichrichteffekterkennung dar, da es sich beim Gleichrichteffekt um einen schleichend, d.h. zeitlich langsam auftretenden Fehlerfall handelt. Daher ist das dem Gleichrichteffekt zugewiesene Ereignisfilter derart dimensioniert, daß nur dann auf das Auftreten eines Gleichrichteffektes geschlossen und eine entsprechende Fehlermeldung an die Ablaufsteuerung 800 ausgegeben wird, falls der Meßphasensteuerung 900 32 mal nacheinander jede 255. Periode der Lampenspannung ein Gleichrichteffekt gemeldet wird. Dementsprechend umfaßt das dem Gleichrichteffekt zugewiesene Ereignisfilter eine Filtertiefe von n = 32 x 255. Für die Erfassung eines kapazitiven Stroms kann hingegen eine Filtertiefe von 64, für die Erfassung einer Überspannung eine Filtertiefe von 3 und für die Erfassung eines Synchronisationsfehlers sowie für die Lampenwechselerkennung jeweils eine Filtertiefe von 7 vorgesehen sein. Selbstverständlich sind auch andere Filtertiefenwerte denkbar.A special feature in this regard is the digital event filter for the rectification effect detection, since the rectification effect is a gradual, that is, slowly occurring, error. The event filter assigned to the rectification effect is therefore dimensioned in such a way that only when a The rectification effect is closed and a corresponding error message is output to the sequence control 800 if the measurement phase control 900 is notified of a rectification effect 32 times in succession every 255th period of the lamp voltage. Accordingly, the event filter assigned to the rectification effect comprises a filter depth of n = 32 x 255. On the other hand, a filter depth of 64 can be used for the detection of a capacitive current, a filter depth of 3 for the detection of an overvoltage and one for the detection of a synchronization error and for the lamp change detection Filter depth of 7 can be provided. Of course, other filter depth values are also conceivable.
Wird im folgenden von dem Auftreten eines bestimmten Fehlerfalls gesprochen, ist somit die entsprechende Fehlermeldung von der Meßphasensteuerung 900 zu der Ablaufsteuerung 800 nach Passieren des entsprechend zugeordneten Ereignisfilters gemeint.If the following is spoken of the occurrence of a specific error case, the corresponding error message from the measurement phase control 900 to the sequence control 800 after passing through the correspondingly assigned event filter is meant.
Der Ausgangszustand der in Fig. 9 gezeigten Betriebszustandssteuerung ist der sogen. Resetzustand (Zustand I). In dem Zustand I befindet sich das System stets dann, wenn das elektronische Vorschaltgerät gestartet bzw. neu gestartet worden ist, was gleichbedeutend mit dem Auftreten des anhand von Fig. 8 erläuterten Freigabesignals EN ist. Zu diesem Zweck kann die Ablaufsteuerung 800 einen hysteresebehafteten Komparator umfassen, der das externe Versorgungsspannungssignal VCC innerhalb bestimmter Grenzen überwacht und das Freigabesignal EN erzeugt, falls das Versorgungsspannungssignal VC innerhalb des erforderlichenThe initial state of the operating state control shown in FIG. 9 is the so-called. Reset state (state I). The system is in state I whenever the electronic ballast has been started or restarted, which is synonymous with the occurrence of the enable signal EN explained with reference to FIG. 8. To this end, the sequencer 800 may include a hysteresis comparator that monitors the external supply voltage signal VCC within certain limits and generates the enable signal EN if the supply voltage signal VC is within the required range
Versorgungsspannungsbereiches liegt. Auf diese Weise überwacht der Komparator zugleich das Ein- und Ausschalten des Gesamtsystems. Das Freigabesignal EN kann somit abhängig vom Ein- und Ausschalten des Gesamtsystems asynchron zu sämtlichen anderen Signalen auftreten, wobei nach Auftreten des Freigabesignals EN, d.h. nach Einbzw. Wiedereinschalten des elektronischen Vorschaltgerätes, der Abgleich der einzelnen Funktionsblöcke der Steuerschaltung IC2 erfolgt. Dieser Abgleich erfolgt durch Einlesen der jeweiligen Werte für die einzelnen Micro-Fuses. Diese Micro-Fuses sind kleine Sicherungen, die beispielsweise >zum Abgleich der einzelnen internen Stromquellen dienen. Des weiteren erfolgt, wie anhand Fig. 8 erläutert worden ist, mit Auftreten des Freigabesignals EN das Einlesen des Ausgangssignals des in Fig. 3 gezeigten Funktionsblocks 300, so daß zu diesem Zeitpunkt festgestellt wird, ob die angeschlossenen Gasentladungslampen mit einem Kalt- oder Warmstart in Betrieb genommen werden sollen. Insgesamt erfolgt somit im Zustand I eine Initialisierung der Steuerschaltung IC2. Nach Initialisierung der Steuerschaltang geht die Ablaufsteuerung 800 automatisch in einen Inbetriebnahmezustand (Zustand II) über. Der Übergang von Zustand I in Zustand II ist ausnahmsweise nicht an bestimmte Bedingungen geknüpft und erfolgt automatisch bei jedem Neu- bzw. Wiederstart des elektronischen Vorschaltgerätes. Im Zustand II erfolgt das Anlaufen des Oberwellenfilters bzw. das Einschwingen des Lastkreises des elektronischen Vorschaltgerätes. Des weiteren wird im Zustand II der Koppelkondensator des Lastkreises vorgeladen. In dieser Phase sind sämtliche Fehlerdetektoren deaktiviert, d.h. es erfolgt keine Auswertung der zuvor erwähnten Fehlergrößen.Supply voltage range is. In this way, the comparator also monitors the switching on and off of the entire system. The enable signal EN can thus occur asynchronously to all other signals depending on the switching on and off of the overall system, whereby after the enable signal EN has occurred, ie after being switched on or off. The electronic ballast is switched on again and the individual function blocks of the control circuit IC2 are compared. This comparison is carried out by reading in the respective values for the individual micro fuses. These micro fuses are small fuses that are used, for example, to balance the individual internal power sources. Furthermore, as has been explained with reference to FIG. 8, when the enable signal EN occurs, the output signal of the function block 300 shown in FIG. 3 is read in, so that it is determined at this point in time whether the connected gas discharge lamps with a cold or warm start in To be put into operation. Overall, in state I the control circuit IC2 is thus initialized. After the control circuit has been initialized, the sequential control unit 800 automatically goes into a commissioning state (state II). Exceptionally, the transition from state I to state II is not linked to certain conditions and takes place automatically each time the electronic ballast is restarted or restarted. In state II, the harmonic filter starts up or the load circuit of the electronic ballast settles. Furthermore, the coupling capacitor of the load circuit is precharged in state II. In this phase, all error detectors are deactivated, ie there is no evaluation of the error variables mentioned above.
Ein Vorheizzustand III wird ausgehend von dem Zustand II angelaufen, falls z.B. eine dem Zustand II zugeordnete Inbetriebnahmezeit, die die normale Betriebsdauer des Zustandes II bezeichnet, abgelaufen ist und von dem in Fig. 3 gezeigten Funktionsblock 300 kein Kaltstartbetrieb gemeldet worden ist. Ist hingegen die Inbetriebnahmezeit noch nicht abgelaufen, verbleibt das System weiterhin in dem Zustand II, was in Fig. 9 durch einen von dem Zustand II ausgehenden und wieder zu den Zustand II zurückführenden Pfeil dargestellt ist. Wurde von dem Funktionsblock 300 ein Kaltstartbetrieb erfaßt und ist bereits die Inbetriebnahmezeit abgelaufen, wechselt die Ablaufsteuerung 800 direkt von dem Zustand II in einen Zündzustand IV, was dem zuvor erläuterten Warmstartbetrieb entspricht.A preheating condition III is started from condition II if e.g. a start-up time assigned to state II, which denotes the normal operating time of state II, has expired and no cold start operation has been reported by function block 300 shown in FIG. 3. If, on the other hand, the start-up time has not yet expired, the system remains in state II, which is shown in FIG. 9 by an arrow starting from state II and returning to state II. If a cold start operation was detected by the function block 300 and the start-up time has already expired, the sequence control 800 changes directly from the state II to an ignition state IV, which corresponds to the previously explained warm start operation.
In dem ersten Vorheizzustand III wird die Wechselrichterhalbbrücke derart angesteuert, daß sie frequenzmäßig an der oberen Grenze schwingt und beispielsweise eine Ausgangsfrequenz von ca. 80kHz erzeugt. In diesem Zustand kann die Vorheizregelung, die Überspannungserkennung sowie die Kapazitivstromerkennung aktiviert sein.In the first preheating state III, the inverter half bridge is driven in such a way that it oscillates at the upper limit in terms of frequency and generates, for example, an output frequency of approximately 80 kHz. In this state, the preheating control, the overvoltage detection and the capacitive current detection can be activated.
Nach Ablauf einer vorgegebenen Vorheizzeit wird in den bereits zuvor erwähnten Zündzustand IV gewechselt, falls zudem keine Lampenüberspannung und kein Kapazitivstrombetrieb erfaßt worden ist. Während des Zündzustandes IV sind sämtliche Fehlerdetektoren der Steuerschaltang mit den zugehörigen Ereignisfiltern des Meßphasensteuerung-Funktionsblocks deaktiviert. Dementsprechend kann ausgehend von diesem Zustand IV auch nicht ein nachfolgend noch näher erläuterter Fehlerzustand VII angesprungen werden. Das heißt, das System verbleibt im Zündzustand IV bis die Zustandswechselbedingung für den Übergang in einen Betriebszustand V erfüllt ist.After a predefined preheating time has elapsed, a switch is made to the ignition state IV already mentioned, if no lamp overvoltage and no capacitive current operation have been detected. During the ignition state IV, all fault detectors of the control circuit with the associated event filters of the measuring phase control function block are deactivated. Accordingly, starting from this state IV, it is also not possible to jump to a fault state VII, which will be explained in more detail below. This means that the system remains in ignition state IV until the state change condition for the transition to an operating state V is fulfilled.
In dem Zündzustand IV kann die Arbeitsfrequenz des Wechselrichters des elektronischen Vorschaltgerätes abhängig von dem Wert des erfaßten Lampenstroms sowie den Zuständen der Überspannungs- und Kapazitivstromerkennung verändert werden. Ausgehend von dem durch den Vorheizbetrieb vorgegebenen Arbeitspunkt des Lastkreises wird mit Hilfe der Regelgröße „Lampenstrom" versucht, die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters zunächst zu verringern, da der erfaßte Lampenstrom wegen der noch nicht erfolgten Zündung gegenüber dem vorgegebenen Sollwert deutlich zu klein ist. Dieser Regelungsvorgang wird so lange fortgesetzt bis die Überspannungserkennung oder Kapazitivstromerkennung das fortdauernde Verringern der Wechselrichterfrequenz verhindert bzw. diesem entgegenwirkt. In der Regel wird zunächst die Überspannungserkennung als Einflußfaktor dominant werden. Infolge der nunmehr vorliegenden Dominanz der Überspannungserkennung wird nun gleichsam die Lampenspannung geregelt. An diesem Verhalten ändert sich bis zum Zünden der Lampe oder bis zum Ablauf der vorgegebenen Zündzeit nichts. In der Regel wird jedoch die Gasentladungslampe vor Ablauf der vorgegebenen Zündzeit zünden, wobei in diesem Fall die Lampenstromregelung wieder dominant wird und die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters so lange verringert wird bis der durch den Lampenstromreferenzwert vorgegebene stabile Arbeitspunkt eingenommen worden ist. Die Kapazitivstromerkennung wird im Zündzustand IV nur im Fehlerfall, z.B. bei Sättigung der in Fig. 1 gezeigten Resonanzkreisdrossel L3, aktiv in den Zündvorgang eingreifen. Sobald die Kapazitivstromerkennung anspricht, wird die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters durch die Steuerschaltang so lange nach oben geschoben bis eine andere der vorgenannten Einflußgrößen während des Zündbetriebs IV wieder dominant wird. Ergänzend sei an dieser Stelle darauf hingewiesen, daß während des Zündzustandes IV von der Regelschaltang der Steuerschaltung IC2 lediglich beispielsweise jede achte Periode der Ausgangsfrequenz des Wechselrichters ein neuer Soll-/Istwertvergleich durchgeführt wird, da sich in der Praxis ergeben hat, daß mit Hilfe eines derart reduzierten Reglertaktes beispielsweise die Lampenspannung mit einer deutlich geringeren Welligkeit ausgeregelt werden kann.In the ignition state IV, the working frequency of the inverter of the electronic ballast can be changed depending on the value of the lamp current detected and the states of the overvoltage and capacitive current detection. Based on the operating point of the pre-heating mode The load circuit is attempted with the help of the control variable "lamp current" to first reduce the output frequency of the inverter, since the detected lamp current is significantly too small compared to the specified setpoint due to the fact that the ignition has not yet taken place. This control process is continued until the overvoltage detection or capacitive current detection Continuous reduction of the inverter frequency is prevented or counteracts this. As a rule, the overvoltage detection will become dominant as an influencing factor. As a result of the dominance of the overvoltage detection that is now present, the lamp voltage is regulated, as it were. This behavior changes until the lamp is ignited or until it expires The gas discharge lamp will ignite before the specified ignition time has expired, in which case the lamp current control becomes dominant again and the output frequency of the inverter thus is reduced long until the stable operating point specified by the lamp current reference value has been reached. The capacitive current detection will only actively intervene in the ignition process in the ignition state IV in the event of a fault, for example when the resonant circuit reactor L3 shown in FIG. 1 is saturated. As soon as the capacitive current detection responds, the output frequency of the inverter is pushed upwards by the control circuit until another of the aforementioned influencing variables becomes dominant again during the ignition operation IV. In addition, it should be pointed out at this point that during ignition state IV of the control circuit of control circuit IC2, for example, every eighth period of the output frequency of the inverter, a new setpoint / actual value comparison is carried out, since it has been found in practice that with the help of such a reduced controller cycle, for example, the lamp voltage can be corrected with a significantly lower ripple.
Der Zündzustand IV kann in Richtung des bereits zuvor erwähnten Betriebszustandes V nur nach Ablauf der vorgegebenen Zündzeit verlassen werden. Dieser Zustandswechsel ist insbesondere unabhängig davon, ob in dem Zündzustand IV immer noch bezogen auf die Zündspannung oder bereits bezogen auf den Lampenstrom geregelt wird.The ignition state IV can only be left in the direction of the previously mentioned operating state V after the specified ignition time has elapsed. This change of state is in particular independent of whether control in the ignition state IV is still based on the ignition voltage or is already based on the lamp current.
Nach Erreichen des in Fig. 9 gezeigten Betriebszustandes V wird, wie bereits erläutert worden ist, auf den Mittel- bzw. Effektivwert des Lampenstromes geregelt, d.h. die Ausgangsfrequenz des Wechselrichters ist von dem erfaßten Lampenstrom abhängig. Während dieses Betriebszustandes V ist die Überspannungs-, Kapazitivstrom- und Synchronisationsfehlererkennung aktiviert, wobei auch während dieses Zustandes die Regelschaltang lediglich jede zweite Periode der Wechselrichterausgangsfrequenz einen neuen Soll-/Istwertvergleich durchführt. Ebenso kann die Gleichrichteffekterkennung (GLRE) aktiviert sein. Der Betriebszustand V ist zeitlich nicht beschränkt, d.h. stellt im Prinzip eine Endlosschleife dar, und karm ausschließlich bei Ansprechen eines der aktivierten Fehlerdetektoren verlassen werden. Vorteilhafterweise sind während des Betriebszustandes V sämtliche Fehlerdetektoren der Steuerschaltang aktiviert.After reaching the operating state V shown in FIG. 9, as has already been explained, the mean or effective value of the lamp current is regulated, ie the output frequency of the inverter is dependent on the detected lamp current. Overvoltage, capacitive current and synchronization error detection is activated during this operating state V, and during this state too the control circuit performs a new setpoint / actual value comparison only every second period of the inverter output frequency. Likewise, the rectification effect detection (GLRE) must be activated. The operating state V is not limited in time, ie in principle represents an endless loop, and can only be exited when one of the activated error detectors responds. Advantageously, all fault detectors of the control circuit are activated during operating state V.
Tritt nun in einem der zuvor erläuterten Zustände III oder V ein Fehler auf, der durch den entsprechenden zustandsabhängig aktivierten Fehlerdetektor erfaßt worden ist, wird der in Fig. 9 dargestellte Fehlerzustand VII angelaufen. Dieser Fehlerzustand VII ist somit der zentrale Anlaufpunkt für sämtliche schweren Betriebsstörungen. Der Fehlerzustand VII wird direkt ausgehend von dem Vorheizzustand III angesprungen, falls während dieser Vorheizzustände eine Überspannung oder ein Kapazitivstrombetrieb erfaßt worden ist. Dagegen wird der Fehlerzustand VII ausgehend von dem Betriebszustand V angelaufen, falls während dieses Zustands ein Kapazitivstrombetrieb, ein Überspannungsfehler, ein Synchronisationsfehler und/oder das Auftreten eines Gleichrichteffektes usw. bezüglich der angeschlossenen Gasentladungslampen erfaßt worden ist.If an error now occurs in one of the previously explained states III or V, which has been detected by the corresponding state-dependent activated fault detector, the fault state VII shown in FIG. 9 is started up. This fault condition VII is therefore the central point of contact for all serious operational disturbances. Fault state VII is jumped on directly from preheating state III if an overvoltage or a capacitive current operation has been detected during these preheating states. On the other hand, the fault state VII is started from the operating state V if a capacitive current operation, an overvoltage fault, a synchronization fault and / or the occurrence of a rectification effect etc. with respect to the connected gas discharge lamps has been detected during this state.
Das Anlaufen des Fehlerzustandes VII kann beispielsweise gleichzeitig mit einer entsprechenden Signalisierung des jeweiligen Fehlers für den Benutzer verbunden sein. Der Fehlerzustand VII wird von der Ablaufsteuerung nur verlassen, falls nach einem Neustart des Systems wieder über den Resetzustand I der Inbetriebnahmezustand II angelaufen und die Gasentladungslampen von neuem in Betrieb genommen werden. Alternativ kann der Fehlerzustand VII verlassen werden, falls in diesem Zustand erfaßt wird, daß nicht sämtliche an das elektronische Vorschaltgerät angeschlossenen Lampen intakte Lampenwendeln aufweisen. Dies ist gleichbedeutend damit, daß der Fehlerzustand VII in Richtung des bereits zuvor erwähnten Lampenwechselerkennungszustandes VIII verlassen wird, sobald eine der angeschlossenen Gasentladungslampen aus ihrer Fassung herausgenommen wird. Ergänzend sei darauf hingewiesen, daß während des Fehlerzustandes VII die Betriebsstromaufnahme der Steuerschaltung auf einen minimal möglichen Wert reduziert ist.The start-up of the fault state VII can, for example, be associated with a corresponding signaling of the respective fault for the user. Fault status VII is only exited by the sequential control system if, after restarting the system, start-up status II is restarted via reset status I and the gas discharge lamps are started up again. Alternatively, error state VII can be left if it is detected in this state that not all of the lamps connected to the electronic ballast have intact lamp filaments. This is equivalent to leaving the fault state VII in the direction of the lamp change detection state VIII already mentioned as soon as one of the connected gas discharge lamps is removed from its socket. In addition, it should be pointed out that the operating current consumption of the control circuit is reduced to a minimum possible value during the fault state VII.
In dem Fehlerzustand wird das elektronische Vorschaltgerät wie im Lampenwechselerkennungszustand betrieben, d. h. es wird jeweils der untere Wechselrichterschalter T3 mit einer niedrigen Frequenz von beispielsweise 40Hz geöffent und geschlossen, während der obere Wechselrichterschalter dauerhaft geöffent ist. Wie bereits zwar anhand Fig. 6/7 erläutert worden ist, wartet die Steuerschaltang IC2 im Fehlerzustand VII auf das Auftreten der Spannungskennlinien a oder b (vgl. Fig. 7a) am Spannungsmeßanschluß VLI, was der Entnahme eine der angeschlossenen Gasentladungslampen Gl, G2 entspricht. In diesem Fall geht die Steuerschaltung IC2 in den Lampenwechselerkennungs-Zustand VIII über.In the fault state, the electronic ballast is operated as in the lamp change detection state, ie the lower inverter switch T3 is opened and closed with a low frequency of, for example, 40 Hz, while the upper inverter switch is permanently open. As has already been explained with reference to FIG. 6/7, the control switching circuit IC2 waits in the error state VII for the occurrence of the voltage characteristic curves a or b (cf. FIG. 7a) Voltage measurement connection VLI, which corresponds to the removal of one of the connected gas discharge lamps Gl, G2. In this case, the control circuit IC2 changes to the lamp change detection state VIII.
Mit Hilfe des bereits zuvor erläuterten Lampenwechselerkennungsverfahrens kann die Steuerschaltung sowohl einen Wechsel bzw. eine Entnahme der oberen Gasentladungslampe Gl als auch der unteren Gasentladungslampe G2 (vgl. Fig. 1) zuverlässig feststellen und nach Erkennen eines Lampenwechsels automatisch einen Neustart des Systems herbeiführen. Während im Fehlerzustand VII geprüft wird, ob eine der Gasentladungslampen herausgenommen worden ist, wird im Lampenwechselerkennungszustand VIII überwacht, ob sämtliche Gasentladungslampen eingesetzt sind. Sobald erkannt worden ist, daß alle Gasentladungslampen eingesetzt worden sind, d.h. alle an das elektronische Vorschaltgerät angeschlossenen Lampenwendeln intakt sind, wird automatisch wieder in den Inbetriebnahmezustand II umgeschaltet und die Gasentladungslampen wieder gemäß dem in Fig. 9 dargestellten Funktionskreislauf in Betrieb genommen. Auch während desWith the help of the lamp change detection method already explained above, the control circuit can reliably detect both a change or a removal of the upper gas discharge lamp Gl and the lower gas discharge lamp G2 (cf. FIG. 1) and automatically restart the system after detecting a lamp change. While it is checked in the fault state VII whether one of the gas discharge lamps has been removed, the lamp change detection state VIII monitors whether all the gas discharge lamps have been inserted. Once it is recognized that all gas discharge lamps have been inserted, i.e. all lamp filaments connected to the electronic ballast are intact, the system is automatically switched back to commissioning state II and the gas discharge lamps are put into operation again in accordance with the functional circuit shown in FIG. 9. Even during the
Lampenwechselerkennungszustandes VIII sind mit Ausnahme der Lampenwechselerkennung alle anderen Fehlerdetektoren deaktiviert.Lamp change detection status VIII, with the exception of lamp change detection, all other fault detectors are deactivated.
Abschließend soll nachfolgend kurz die Funktion der in Fig. 3 gezeigten Wechselrichteransteuerung 1000 erläutert werden.Finally, the function of the inverter control 1000 shown in FIG. 3 will be briefly explained below.
Der Wechselrichteransteuerung-Funktionsblock 1000 dient zur Erzeugung von Ansteuersignale für den oberen bzw. unteren Wechselrichterschalter T2, T3 (vgl. Fig. 1), die über die Ausgangsanschlüsse OUTH bzw. OUTL der Steuerschaltang ausgegeben werden. Abhängig von diesen Ansteuersignalen werden die beiden Wechselrichterschalter entweder eingeschaltet oder geöffnet. In der Regel erzeugt die Wechselrichteransteuerung 1000 abwechselnde Steuerimpulse für die Steueranschlüsse OUTH bzw. OUTL der beiden Wechselrichterschalter T2 bzw. T3 und kann des weiteren eine interne Totzeitzählerfunktion aufweisen, um eine ausreichende Totzeit zwischen der Ansteuerung der beiden Wechselrichterschalter sicherzustellen. Im Lampenwechselerkennungszustand VIII (vgl. Fig. 9) sorgt die Wechselrichteransteuerung 1000 dafür, daß über den oberen Ausgangsanschluß OUTH der obere Wechselrichterschalter T2 dauerhaft geöffnet bleibt, während lediglich der untere Wechselrichterschalter T3 mit einer relativ niedrigen Frequenz über den unteren Ausgangsanschluß OUTL abwechselnd geöffnet und geschlossen wird. Die Wechselrichteransteuerung 1000 sorgt insbesondere für ein unsymmetrisches Tastverhältnis der Wechselrichterschalter, wobei jedoch diese Unsymmetrie bei einer Ausgangsfrequenz des Wechselrichters von beispielsweise 43kHz lediglich 2,1 % und bei einer Ausgangsfrequenz von 80kHz lediglich 4 % beträgt und somit kaum ins Gewicht fällt. Die Erzeugung unsymmetrischer Ausgangssignale für die beiden Wechselrichterschalter führt zu einer Erhöhung der Frequenzauflösung des Wechselrichters, d.h. mit Hilfe der Steuerschaltang können kleinere Frequenzschritte des Wechselrichters eingestellt werden.The inverter control function block 1000 is used to generate control signals for the upper and lower inverter switches T2, T3 (see FIG. 1), which are output via the output connections OUTH or OUTL of the control circuit. Depending on these control signals, the two inverter switches are either switched on or opened. As a rule, the inverter control 1000 generates alternating control pulses for the control connections OUTH and OUTL of the two inverter switches T2 and T3 and can furthermore have an internal dead time counter function in order to ensure a sufficient dead time between the activation of the two inverter switches. In lamp change detection state VIII (see FIG. 9), the inverter control 1000 ensures that the upper inverter switch T2 remains permanently open via the upper output connection OUTH, while only the lower inverter switch T3 alternately opens and closes with a relatively low frequency via the lower output connection OUTL becomes. The inverter control 1000 provides in particular for an asymmetrical duty cycle of the inverter switches, but this asymmetry is only 2.1% for an output frequency of the inverter of 43 kHz, for example, and only 4% for an output frequency of 80 kHz, and is therefore hardly significant. The generation of asymmetrical output signals for the two inverter switches leads to an increase in the frequency resolution of the inverter, ie with the help of the control circuit, smaller frequency steps of the inverter can be set.
Die Erzeugung eines unsymmetrischen Tastverhältnisses besitzt jedoch zudem die Wirkung, daß das sogen. „Walmen" der angeschlossenen Gasentladungslampen verändert werden kann. Bei diesem Walmen handelt es sich um einen insbesondere bei tiefen Temperaturen kurz nach dem Start des Systems auftretenden Effekt von „laufenden Schichten", die auf eine ungleiche Lichtverteilung in der entsprechenden Gasentladungslampe zurückgehen. Diese „laufenden Schichten" bestehen aus Hell- /Dunkelzonen, die mit einer bestimmten Geschwindigkeit längs der Lampenröhre laufen. Wie beispielsweise aus der EP-B 1-0490 329 bekannt ist, kann dieser Laufeffekt durch Überlagern eines geringen Gleichstromes derart beschleunigt werden, daß er nicht mehr störend wirkt. Auch die Erzeugung eines unsymmetrischen Tastverhältnisses durch die vorliegende Steuerschaltung des elektronischen Vorschaltgerätes kann dem Auftreten des sogen. „Walmens" entgegenwirken.The generation of an asymmetrical duty cycle also has the effect that the so-called. "Walmen" of the connected gas discharge lamps can be changed. This Walmen is an effect of "running layers", which occurs especially at low temperatures shortly after the start of the system, which is due to an uneven light distribution in the corresponding gas discharge lamp. These "running layers" consist of light / dark zones which run along the lamp tube at a certain speed. As is known, for example, from EP-B 1-0490 329, this running effect can be accelerated by superimposing a small direct current so that it The generation of an asymmetrical pulse duty factor by the present control circuit of the electronic ballast can also counteract the occurrence of the so-called "whining".
Wie bereits zuvor erläutert worden ist, wird mit Hilfe der vorliegenden Steuerschaltang während einzelner Halbperioden ein unsymmetrisches Tastverhältnis für die beiden Wechselrichterschalter erzeugt, wobei jedoch das Tastverhältnis über eine Gesamtperiode ausgemittelt ist. Da lediglich in dem in Fig. 9 gezeigten Betriebszustand V unsymmetrische Ausgangssignale erzeugt werden sollen, wertet die Wechselrichteransteuerung 1000 beispielsweise ein entsprechendes Steuersignal aus, welches lediglich dann (z.B. durch Annehmen eines hohen Pegels) den unsymmetrischen Betrieb freigibt, falls sich das System in dem Betriebszustand V befindet. As has already been explained above, with the aid of the present control circuit, an asymmetrical duty cycle for the two inverter switches is generated during individual half-periods, although the duty cycle is averaged over an entire period. Since only asymmetrical output signals are to be generated in the operating state V shown in FIG. 9, the inverter control 1000 evaluates, for example, a corresponding control signal which only releases the asymmetrical operation (for example by assuming a high level) if the system is in the operating state V is located.

Claims

A N S P R Ü C H E EXPECTATIONS
1. Elektronisches Vorschaltgerät zum Betreiben mindestens einer Gasentladungslampe, mit einer Wechselrichterschaltang (D), welche mit einer gleichgerichteten Versorgungsspannung betrieben wird, mit einem Lastkreis (E), der mit einer von der Wechselrichterschaltang (D) erzeugten Wechselspannung versorgt wird und mindestens eine Gasentladungslampe (Gl, G2) aufweist, und mit einer Steuerschaltung (IC2) zum Steuern des Betriebs der Gasentladungslampe (Gl,1.Electronic ballast for operating at least one gas discharge lamp, with an inverter circuit (D) which is operated with a rectified supply voltage, with a load circuit (E) which is supplied with an alternating voltage generated by the inverter circuit (D) and at least one gas discharge lamp ( Gl, G2), and with a control circuit (IC2) for controlling the operation of the gas discharge lamp (Gl,
G2), dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltang (IC2) die Gasentladungslampe (Gl, G2) gemäß bestimmten vorgegebenen Betriebszuständen (I - VIII) ansteuert, wobei die Steuerschaltang (IC2) mindestens eine bestimmte Zustandsgröße des elektronischen Vorschaltgerätes oder der Gasentladungslampe (Gl, G2) überwacht und automatisch von einem augenblicklichen Betriebszustand in einen neuen Betriebszustand wechselt, falls die überwachte Zustandsgröße mindestens eine bestimmte, dem augenblicklichen Betriebszustand zugeordnete Bedingung erfüllt.G2), characterized in that the control circuit (IC2) controls the gas discharge lamp (Gl, G2) in accordance with certain predetermined operating states (I - VIII), the control circuit (IC2) at least one specific state variable of the electronic ballast or the gas discharge lamp (Gl, G2 ) monitors and automatically changes from a current operating state to a new operating state if the monitored state variable fulfills at least one specific condition associated with the current operating state.
2. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (IC2) die Gasentladungslampe (Gl, G2) weiterhin gemäß dem augenblicklichen Betriebszustand ansteuert, falls die mindestens eine dem augenblicklichen Betriebszustand zugeordnete Bedingung nicht erfüllt ist.2. Electronic ballast according to claim 1, characterized in that the control circuit (IC2) controls the gas discharge lamp (Gl, G2) according to the current operating state if the at least one condition associated with the current operating state is not met.
3. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (IC) abhängig von dem augenblicklichen Betriebszustand unterschiedliche Zustandsgrößen überwacht.3. Electronic ballast according to claim 1 or 2, characterized in that the control circuit (IC) monitors different state variables depending on the current operating state.
4. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltang (IC2) eine dem augenblicklichen Betriebszustand zugeordnete Bedingung nur dann als erfüllt ansieht, falls die überwachte Zustandsgröße eine der Bedingung zugeordnete Anzahl von Taktperioden nacheinander ununterbrochen einen der Bedingung zugeordneten bestimmten Zustand annimmt. 4. Electronic ballast according to one of the preceding claims, characterized in that the control circuit (IC2) only considers a condition associated with the current operating state to be met if the monitored state variable consecutively assigns a number of clock periods assigned to the condition to a certain state assigned to the condition assumes.
5. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltang (IC2) digitale Ereignisfilter umfaßt, wobei jeweils ein Ereignisfilter einer überwachten Zustandsgröße zugewiesen ist, und wobei jedes Ereignisfilter das Auftreten des bestimmten Zustandes der jeweiligen Zustandsgröße zählt.5. Electronic ballast according to claim 4, characterized in that the control circuit (IC2) comprises digital event filters, wherein one event filter is assigned to a monitored state variable, and each event filter counts the occurrence of the specific state of the respective state variable.
6. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltang (IC2) den Zählerstand eines digitalen Ereignisfilters zurücksetzt, sobald die dem digitalen Ereignisfilter zugeordnete überwachte Zustandsgröße nicht den bestimmten Zustand annimmt.6. Electronic ballast according to claim 5, characterized in that the control circuit (IC2) resets the counter reading of a digital event filter as soon as the monitored state variable assigned to the digital event filter does not assume the specific state.
7. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die von der Steuerschaltang (IC2) überwachten Zustandsgrößen zeitabhängige7. Electronic ballast according to one of the preceding claims, characterized in that the state variables monitored by the control circuit (IC2) are time-dependent
Größen und/oder Fehlergrößen des elektronischen Vorschaltgerätes oder derSizes and / or error sizes of the electronic ballast or
Gasentladungslampe (Gl, G2) umfassen, und daß die Steuerschaltung (IC2) Zeiterfassungsmittel (700, 800) zur Überwachung der zeitabhängigen Größen und/oder Fehlererfassungsmittel (100, 200) zum Überwachen derGas discharge lamp (Gl, G2) comprise, and that the control circuit (IC2) time recording means (700, 800) for monitoring the time-dependent variables and / or error detection means (100, 200) for monitoring the
Fehlergrößen umfaßt.Error sizes include.
8. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Fehlererfassungsmittel (100, 200) Mittel zum Erfassen einer Überspannung, eines Gleichrichteffektes und/oder eines Lampenspannung-Nulldurchgangfehlers des elektronischen Vorschaltgerätes und/oder Mittel zum Erfassen eines kapazitiven Betriebs des Lastkreises (E) und/oder Mittel zum Erfassen eines Wechsels der Gasentladungslampe (Gl, G2) umfassen.8. Electronic ballast according to claim 7, characterized in that the error detection means (100, 200) means for detecting an overvoltage, a rectification effect and / or a lamp voltage zero-crossing error of the electronic ballast and / or means for detecting a capacitive operation of the load circuit (E ) and / or comprise means for detecting a change in the gas discharge lamp (Gl, G2).
9. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltang (IC2) nach jedem Neu- oder Wiederstart des elektronischen Vorschaltgerätes in einem Inbetriebnahmezustand (II) das elektronische Vorschaltgerät derart ansteuert, daß dieses in einen betriebsbereiten Zustand gebracht wird.9. Electronic ballast according to one of the preceding claims, characterized in that the control circuit (IC2) controls the electronic ballast such that it is brought into an operational state after each restart or restart of the electronic ballast in a commissioning state (II).
10. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 9 und Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (IC2) in dem Inbetriebnahmezustand (II) keine Fehlergrößen des elektronischen Vorschaltgerätes überwacht.10. Electronic ballast according to claim 9 and claim 7 or 8, characterized in that the control circuit (IC2) does not monitor any error quantities of the electronic ballast in the commissioning state (II).
11. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltang (IC2) nach jedem Neu- oder Wiederstart des elektronischen Vorschaltgerätes in den Inbetriebnahmezustand (II) nach automatischem Durchlaufen eines Rücksetzzustandes (I) übergeht, wobei die Steuerschaltang (IC2) in dem Rücksetzzustand (I) initialisiert wird.11. Electronic ballast according to claim 9 or 10, characterized in that the control gear (IC2) after each restart or restart of the electronic ballast in the commissioning state (II) after automatically running through a reset state (I), the control gear (IC2) is initialized in the reset state (I).
12. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß Auswahlmittel (300) vorgesehen sind, um bezüglich eines Vorheizbetriebes zwischen einem Warmstart- und einem Kaltstartbetrieb auszuwählen, wobei die Steuerschaltang (IC2) in dem Rücksetzzustand (I) die ausgewählte Vorheizbetriebsart ermittelt.12. Electronic ballast according to claim 11, characterized in that selection means (300) are provided in order to select with respect to a preheating operation between a warm start and a cold start operation, the control circuit (IC2) in the reset state (I) determining the selected preheating mode.
13. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung in einem Vorheizzustand (III) den Wechselrichter (D) derart ansteuert, daß der Gasentladungslampe (Gl, G2) ein Vorheizstrom zugeführt wird.13. Electronic ballast according to one of the preceding claims, characterized in that the control circuit in a preheating state (III) controls the inverter (D) such that the gas discharge lamp (Gl, G2) is supplied with a preheating current.
14. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltang (IC2) in dem Vorheizzustand (III, IV) den Spitzenwert des Vorheizstromes regelt und das Auftreten einer Lampenüberspannung der Gasentladungslampe (Gl , G2) als Zustandsgröße überwacht.14. Electronic ballast according to claim 13, characterized in that the control circuit (IC2) in the preheating state (III, IV) regulates the peak value of the preheating current and monitors the occurrence of a lamp overvoltage of the gas discharge lamp (Gl, G2) as a state variable.
15. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 12 und einem der Ansprüche 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltang (IC2) in dem Inbetriebnahmezustand (II) als Zustandsgrößen den Ablauf einer vorgegebenen Inbetriebnahmezeit und die Auswahl der Vorheizbetriebsart mit Hilfe der Auswahlmittel (300) überwacht, und daß die Steuerschaltang (IC2) von dem Inbetriebnahmezustand (II) in den Vorheizzustand (III) wechselt, falls die Inbetriebnahmezeit abgelaufen und der Warmstartbetrieb als Vorheizbetriebsart ausgewählt worden ist. 15. Electronic ballast according to claim 12 and one of claims 13 or 14, characterized in that the control circuit (IC2) monitors in the commissioning state (II) as state variables the expiry of a predetermined commissioning time and the selection of the preheating mode using the selection means (300) , and that the control circuit (IC2) changes from the commissioning state (II) to the preheating state (III) if the commissioning time has expired and the warm start mode has been selected as the preheating mode.
16. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltang (IC2) in einem Zündzustand (IV) die Wechselrichterschaltang (D) derart ansteuert, daß diese an die Gasentladungslampe (Gl, G2) eine Zündspannung zum Zünden der Gasentladungslampe anlegt.16. Electronic ballast according to one of the preceding claims, characterized in that the control circuit (IC2) in an ignition state (IV) controls the inverter circuit (D) such that it applies an ignition voltage to the gas discharge lamp (Gl, G2) for igniting the gas discharge lamp .
17. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 16 und Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltang (IC2) in dem Zündzustand (IV) keine Fehlergrößen des elektronischen Vorschaltgerätes überwacht.17. Electronic ballast according to claim 16 and claim 7 or 8, characterized in that the control circuit (IC2) in the ignition state (IV) monitors no error quantities of the electronic ballast.
18. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 16 oder 17 und Anspruch 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltang (IC2) in dem Vorheizzustand (III) als Zustandsgrößen den18. Electronic ballast according to claim 16 or 17 and claim 13 or 14, characterized in that the control gear (IC2) in the preheating state (III) as the state variables
Ablauf einer Vorheizzeit, das Auftreten einer Lampenüberspannung und das Auftreten eines kapazitiven Betriebs des Lastkreises (E) überwacht, und daß die Steuerschaltung (IC) von dem Vorheizzustand (III) in den Zündzustand (IV) wechselt, falls der Ablauf der Vorheizzeit und kein Auftreten einer Lampenüberspannung und kein Auftreten eines kapazitiven Betriebs des Lastkreises (E) festgestellt worden ist.Monitoring a preheating time, the occurrence of lamp overvoltage and the occurrence of capacitive operation of the load circuit (E), and that the control circuit (IC) changes from the preheating state (III) to the ignition state (IV) if the preheating time expires and no occurrence a lamp overvoltage and no occurrence of capacitive operation of the load circuit (E) has been determined.
19. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (IC2) in einem Betriebszustand (V) die Wechselrichterschaltang (D) nach dem Zünden der Gasentladungslampe (Gl, G2) derart ansteuert, daß von der Wechselrichterschaltang (D) der Gasentladungslampe (Gl, G2) ein Betriebsstrom zugeführt wird.19. Electronic ballast according to one of the preceding claims, characterized in that the control circuit (IC2) in an operating state (V) controls the inverter circuit (D) after the ignition of the gas discharge lamp (Gl, G2) in such a way that the inverter circuit (D) an operating current is supplied to the gas discharge lamp (Gl, G2).
20. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (IC2) in dem Betriebszustand (V) den Mittelwert des Lampenstromes der Gasentladungslampe (Gl , G2) regelt.20. Electronic ballast according to claim 19, characterized in that the control circuit (IC2) in the operating state (V) regulates the mean value of the lamp current of the gas discharge lamp (Gl, G2).
21. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 19 oder 20 und einem der Ansprüche 16 - 18, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (IC2) in dem Zündzustand (IV) als Zustandsgröße den Ablauf einer vorgegebenen Zündzeit überwacht, und daß die Steuerschaltung (IC2) von dem Zündzustand (IV) in den Betriebszustand (V) wechselt, falls die Steuerschaltang (IC2) den Ablauf der Zündzeit erfaßt hat.21. Electronic ballast according to claim 19 or 20 and one of claims 16 - 18, characterized in that the control circuit (IC2) monitors the course of a predetermined ignition time in the ignition state (IV) as a state variable, and that the control circuit (IC2) changes from the ignition state (IV) to the operating state (V) if the control circuit (IC2) has detected the lapse of the ignition time.
22. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 19 - 21 und Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltang (IC2) in dem Betriebszustand (V) so lange verbleibt, bis durch Überwachung bestimmter Fehlergrößen das Auftreten eines Fehlers in dem elektronischen Vorschaltgerät erfaßt worden ist.22. Electronic ballast according to one of claims 19 - 21 and claim 7 or 8, characterized in that the control gear (IC2) remains in the operating state (V) until the occurrence of an error in the electronic ballast is detected by monitoring certain error variables has been.
23. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltang (IC2) in einen Fehlerzustand (VII) übergeht, falls die Steuerschaltung (IC2) durch Überwachung einer Zustandsgröße das Auftreten eines Fehlers in dem elektronischen Vorschaltgerät erfaßt hat.23. Electronic ballast according to one of the preceding claims, characterized in that the control circuit (IC2) changes into an error state (VII) if the control circuit (IC2) has detected the occurrence of an error in the electronic ballast by monitoring a state variable.
24. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 23 und einem der Ansprüche 13 - 15 und einem der Ansprüche 19 - 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltang (IC2) in dem Vorheizzustand (III) als Zustandsgrößen das Auftreten einer Lampenüberspannung und das Auftreten eines kapazitiven Betriebs des Lastkreises (E) überwacht und in den Fehlerzustand (VII) wechselt, falls eine Lampenüberspannung oder ein kapazitiver Betrieb des Lastkreises (E) erfaßt worden ist, und daß die Steuerschaltung (IC2) in dem Betriebszustand (V) als Zustandsgrößen das Auftreten einer Lampenüberspannung, das Auftreten eines Lampenspannung- Nulldurchgangfehlers, das Auftreten eines kapazitiven Betriebs des Lastkreises (E) und das Auftreten eines Gleichrichteffektes in der Gasentladungslampe (Gl, G2) überwacht und in den Fehlerzustand (VII) wechselt, falls das Auftreten einer Lampenüberspannung, das Auftreten eines kapazitiven Betriebs des Lastkreises (E), das Auftreten eines Lampenspannung-Nulldurchgangfehlers oder das Auftreten eines Gleichrichteffektes erfaßt worden ist.24. Electronic ballast according to claim 23 and one of claims 13 - 15 and one of claims 19 - 22, characterized in that the control circuit (IC2) in the preheating state (III) as state variables the occurrence of a lamp overvoltage and the occurrence of a capacitive operation of the Load circuit (E) monitors and changes to the fault state (VII) if a lamp overvoltage or capacitive operation of the load circuit (E) has been detected, and that the control circuit (IC2) in the operating state (V) as state variables the occurrence of a lamp overvoltage, the occurrence of a lamp voltage zero-crossing error, the occurrence of a capacitive operation of the load circuit (E) and the occurrence of a rectifying effect in the gas discharge lamp (Gl, G2) are monitored and the fault state (VII) changes, if the occurrence of a lamp overvoltage, the occurrence of a capacitive Operation of the load circuit (E), the appearance of a lamp voltage nu Passage error or the occurrence of a rectification effect has been detected.
25. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltang (IC2) in einem Lampenwechselerkennungszustand (VIII) den Anschluß der Gasentladungslampe (Gl, G2) an das elektronische Vorschaltgerät überwacht. 25. Electronic ballast according to one of the preceding claims, characterized in that the control circuit (IC2) monitors the connection of the gas discharge lamp (Gl, G2) to the electronic ballast in a lamp change detection state (VIII).
26. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 25 und einem der Ansprüche 23 - 24, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltang (IC2) in dem Fehlerzustand (VII) den Anschlußzustand der mindestens einen Gasentladungslampe (Gl, G2) an dem elektronischen Vorschaltgerät überwacht und in den Lampenwechselerkennungszustand (VIII) übergeht, falls die Steuerschaltang (IC2) eine Trennung von der Gasentladungslampe (Gl, G2) von dem elektronischen Vorschaltgerät erfaßt hat.26. Electronic ballast according to claim 25 and one of claims 23 - 24, characterized in that the control circuit (IC2) in the fault state (VII) monitors the connection state of the at least one gas discharge lamp (Gl, G2) on the electronic ballast and in the lamp change detection state (VIII) passes if the control circuit (IC2) has detected a separation from the gas discharge lamp (Gl, G2) from the electronic ballast.
27. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 25 oder 26 und einem der Ansprüche 9 - 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltang (IC2) in dem Lampenwechselerkennungszustand (VIII) den Anschluß der mindestens einen Gasentladungslampe (Gl, G2) an das elektronische Vorschaltgerät als Zustandsgröße überwacht und in den Inbetriebnahmezustand (II) wechselt, falls die Steuerschaltang (IC2) den Anschluß sämtlicher Gasentladungslampen (Gl, G2) an das elektronische Vorschaltgerät festgestellt hat.27. Electronic ballast according to claim 25 or 26 and one of claims 9 - 12, characterized in that the control circuit (IC2) in the lamp change detection state (VIII) monitors the connection of the at least one gas discharge lamp (Gl, G2) to the electronic ballast as a state variable and changes to the commissioning state (II) if the control circuit (IC2) has determined the connection of all gas discharge lamps (Gl, G2) to the electronic ballast.
28. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 25 - 27 und einem der28. Electronic ballast according to one of claims 25-27 and one of the
Ansprüche 23 - 24, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltang (IC2) in dem Fehlerzustand (VII) und in demClaims 23 - 24, characterized in that the control circuit (IC2) in the fault state (VII) and in the
Lampenwechselerkennungszustand (VIII) die Wechselrichterschaltung (D) derart ansteuert, daß lediglich ein Schalter (T3) der steuerbaren Schalter mit einer niedrigenLamp change detection state (VIII) controls the inverter circuit (D) in such a way that only one switch (T3) of the controllable switches with a low one
Frequenz abwechselnd ein- und ausgeschaltet wird, während der andere steuerbareFrequency is alternately turned on and off while the other is controllable
Schalter (T2) dauerhaft geöffnet ist.Switch (T2) is permanently open.
29. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselrichterschaltang (D) zwei getrennt voneinander steuerbare Schalter (T2, T3) aufweist, und daß die Steuerschaltang (IC2) Wechselrichteransteuerungsmittel (1000) umfaßt, die Steuersignale für die beiden Schalter (T2, T3) der Wechselrichterschaltang (D) abhängig vom Betriebszustand der Steuerschaltang (IC2) mit einem unsymmetrischen Tastverhältnis erzeugen.29. Electronic ballast according to one of the preceding claims, characterized in that the inverter circuit (D) has two separately controllable switches (T2, T3), and that the control circuit (IC2) comprises inverter control means (1000), the control signals for the two switches (T2, T3) of the inverter circuit (D) depending on the operating state of the control circuit (IC2) with an asymmetrical duty cycle.
30. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 29, dadurch gekennzeichnet, daß die Wechselrichteransteuerungsmittel (1000) digital implementiert sind.30. Electronic ballast according to claim 29, characterized in that the inverter control means (1000) are digitally implemented.
31. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (IC2) als anwendungsspezifische integrierte Schaltung ausgestaltet ist. 31. Electronic ballast according to one of the preceding claims, characterized in that the control circuit (IC2) is designed as an application-specific integrated circuit.
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