WO1997041647A1

WO1997041647A1 - System zur funkübertragung digitaler signale zwischen mehreren teilnehmerstationen und einer basisstation

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Publication number: WO1997041647A1
Application number: PCT/DE1997/000846
Authority: WO
Inventors: Peter Jung; Friedbert Berens; Paul-Walter Baier; Jörg PLECHINGER; Karl Kammerlander
Original assignee: Siemens Aktiengesellschaft
Priority date: 1996-04-26
Filing date: 1997-04-24
Publication date: 1997-11-06
Also published as: CN1096154C; DE59701259D1; JP2000509580A; KR100382396B1; US6307851B1; DE19616829C1; EP0895683B1; EP0895683A1; CN1223757A

Abstract

Die Erfindung betrifft eine neue CDMA (Code Division Multiple Access, Codemultiplex) -Systemstruktur, die der Struktur eines mit direkter Codespreizung (DS, Direct Sequence) arbeitenden CDMA-Systems gleicht, aber mit Mehrträgerverfahren (MC, Multicarrier) arbeitet. Das Einbringen des Mehrträgerverfahrens wird durch eine geeignete Wahl des Spreizungscodes erreicht, so daß die Signalerzeugung in CDMA-Systemen mit DS und mit MC vereinheitlicht wird und an sich bekannte JD(Joint Detection)-Mehrteilnehmerdetektionsverfahren mit oder ohne Diversitätsempfang einsetzbar sind.

Description

Beschreibung

System zur Funkübertragung digitaler Signale zwischen mehreren Teilnehmerstationen und einer Basisstation

Die Erfindung bezieht sich auf ein System gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. In vielen Funkübertragungssystemen, insbesondere in modernen Mobilfunksystemen, müssen wegen des beschränkten Frequenzvorrats die zugeteilten Frequenzbänder so effizient wie möglich ausgenutzt werden. Darüber hinaus müssen Funkübertragungssysteme, insbesondere mobiler Art, so ausgelegt werden, daß eine gegenseitige Störung so minimal ist, daß sie nebeneinander betrieben werden können. Insbesondere in mobilen Funksystemen bestehen zwei weitere größere Schwierigkeiten, nämlich zum einen das Problem des Vielfachzugriffs (MA = Multiple Access), das wegen der gleichzeitigen Übertragung von mehreren Signalen, die jeweils aktiven, den gleichen HF-Träger verwendenden Teilnehmern zugeordnet sind, entsteht, und zum anderen das Entzerrungsproblem, das aufgrund der Frequenzselektivität des Funkkanals entsteht. Codemultiplexbetrieb, auch als CDMA (Code Division Multiple Access) bezeichnet, ist eine bekannte und günstige Lösung des Vielfachzugriffsproblems. In CDMA- Funksystemen senden mehrere Teilnehmer ihre Teilnehmersignale in einem gemeinsamen HF-Frequenzband über einen zeitvarianten und frequenzselektiven Funkkanal. Es können jedoch zwischen den gleichzeitig übertragenen Signalen zeitvariante gegenseitige Störungen auftreten, die als Vielfachzugriffinterferenzen (MAI, Multiple Access Interference) bezeichnet werden und sich durch geeignete Signaltrenntechniken abmildern lassen. Außerdem können bei CDMA-Funksystemen auch zeitvariante Intersymbolinterferenzen (ISI, Intersymbol Interference) zwisehen den Datensymbolen, die nacheinander von einem spezifischen Teilnehmer übertragen werden, auftreten. Das im Empfänger entstehende Signalgemisch kann durch Einzelteilnehmerde tektion ausgewertet oder vorteilhaft durch Algorithmen zur Mehrteilnehmerdetektion getrennt werden. Dieses Trennen ist im Hinblick auf die Realisierung von CDMA-Systemen insbesondere im terrestrischen Mobilfunk von Vorteil, weil auf aufwendige Verfahren zur Leistungsregelung und zum weichen Weiterreichen (Soft Handover) verzichtet werden kann. Außerdem ist der Diversitätsempfang (Diversity), beispielsweise durch den Einsatz mehrerer Empfangsantennen (Antennendiversity), vorteilhaft, da dadurch die Übertragungsqualität verbessert werden kann. CDMA-Systeme mit direkter Codespreizung (DS, Direct Sequence), Diversitätsempfang und Mehrteilnehmerdetektion sind bekannt. Eine vorteilhafte und bei DS-CDMA-Systemen erfolgreich angewandte Methode zur Mehrteilnehmerdetekion ist das sogenannte JD (Joint Detection = Gemeinsame Detektion)- Verfahren, das z.B. im Aufsatz von P.Jung, B.Steiner:

„Konzept eines CDMA-Mobilfunksystems mit gemeinsamer Detektion für die dritte Mobilfunkgeneration", Teile 1 und 2, „Nachrichtentech., Elektron., SCIENCE, Berlin 45 (1995) 1, Seiten 10 bis 14 und 2, Seiten 24 bis 27 beschrieben ist. Ein wichtiger Vorteil solcher CDMA-Systeme ist das Ausnutzen von Frequenzdiversität und Interferenzdiversität. Nachteilig bei DS-CDMA-Systemen ist der geringe Einfluß auf die Einteilung und Zuweisung der Frequenzresssource. Eine Verbindung von CDMA-Systemen mit Mehrträgerverfahren (MC, Multicarrier) räumt diesen Nachteil aus.

Mehrträger-Übertragungsverfahren haben ihren Ursprung in der orthogonalen Frequenzmultiplextechnik (OFDM, Orthogonal Frequency Division Multiplexing). Bei OFDM ist die einem besonderen Teilnehmer k zugewiesene Trägerbandbreite B_u in Q_T nebeneinander liegende Subträger mit gleicher Bandbreite B_s aufgeteilt. Somit ergibt sich:

B_U = O_T · B_s . (1)

Zur Ermöglichung sich überlappender Subträger, die gegenüber der Datensymbolperiode T_s orthogonal sind, wird die Band breite B_s gleich 1/T_s gewählt. Orthogonale Subträger erleichtern den Einsatz einfach aufgebauter Empfänger. Im folgenden wird davon ausgegangen, daß k Teilnehmer N m-äre komplexe Datensymbole d_n (k) , n=1 . . . N, innerhalb der Zeitdauer T_bu übertragen. Die Datensymbole d_n ^{(k )} , n=1 . . . N, werden aus dem komplexen Satz

V = {v₁, v₂ . . . v_m}, v_μ ∈ C, μ = 1...m , m ∈ IN (2) entnommen. Die Übertragung findet über den HF-Träger mit der in Gleichung (l) angegebenen Bandbreite B_u statt. Bei OFDM gilt:

Q_T = N . (3)

Jedes Datensymbol d_n ^(k) ist dabei einem besonderen Subträger zugewiesen. Deswegen werden alle Datensymbole d_n ^(k) gleichzeitig während der vorher erwähnten Zeitdauer T_bu übertragen. Die Symbolperiode T_s ist bei OFDM somit gleich der Zeitdauer T_bu.

Die Energie von MC-CDMA-Signalen ist spektral sehr gut auf den zugewiesenen HF-Träger mit der Bandbreite B_u beschränkt, was auf die Verwandtschaft mit OFDM zurückzuführen ist. Somit ist eine NachbarkanalStörung sehr gering. Im Hinblick auf die Systemkoexistenz ist dieser Sachverhalt vorteilhaft.

Darüber hinaus sind die Spektren von MC-CDMA-Signalen im Band B_u ziemlich weiß, was hinsichtlich des Ausgleichs und der Detektion günstig ist. Die von jedem Subträger erfahrenen

Schwunderscheinungen sind weitgehend frequenzunselektiv, weil die Bandbreite jedes Subträgers B_s gewöhnlich schmaler als die Kohärenzbandbreite B_c eines Mobilfunkkanals ist. Diese Frequenzunselektivität in Verbindung mit der Orthogonalität der Subträger gestattet die Anwendung einfacher suboptimaler Detektoren bei MC-CDMA. Da bei OFDM ein Datensymbol d_n ^(k) einem einzigen Subträger zugeordnet ist, hat OFDM ein geringes Frequenzdiversitätsvermögen. Bei MC-CDMA wird dagegen ein Datensymbol d_n ^(k) über Q Subträger gleichzeitig übertragen, 1<Q≤Q_T, was eine gute Frequenzdiversitätsausnutzung ermöglicht. Wenn Frequenzlücken zwischen die Q Subträger eingeführt werden, denen ein besonderes Datensymbo d_n ^(k) zugeteilt ist, läßt sich das Frquenz- diversitätsverhalten leicht einrichten, was die Systemflexibilität zusätzlich erhöht. Beispielsweise lassen sich anderen Datensymbolen d_n, ^(k), n '≠n, zugeordnete Subträger in den Frequenzlücken zwischen den vorher erwähnten Q Subträgern zuweisen. Die Technik der Frequenzdiversität wird im folgenden nicht weiter betrachtet. Anstelle davon wird vorausgesetzt, daß alle einem spezifischen Datensymbol d_n ^(k) zugeordneten Q Subträger benachbart sind, was immer noch die Ausnutzung von Frequenzdiversität erlaubt, sofern Vorsorge getroffen ist, daß Q · B_s die Kohärenzbandbreite B_c übersteigt. MC-CDMA ist auch bei Interferenzdiversität von Nutzen, weil K>1 Teilnehmer gleichzeitig aktiv die gleichen Q Subträger benutzen. Interferenzdiversität ist das Schlüsselmerkmal zur Erzielung einer hohen Spektralwirksamkeit η .

Bisherige Systemkonzepte für CDMA-Systeme mit Mehrträgerverfahren (MC) sind nicht für den generellen Einsatz bei Mobilfunk geeignet. Strukturen für CDMA-Systeme mit Mehrträgerverfahren (MC) existieren bisher nur für Umgebungen mit geringer Zeitvarianz und vernachlässigbarer Intersymbolinterferenz. Algorithmen zur Mehrteilnehmerdetektion wurden bisher nur für die Abwärtsstrecke (von der Basisstation zu den Teilnehmerstationen hin) vorgeschlagen und untersucht. Für die wenig betrachtete, weil aufwendigere Aufwärtsstrecke (von den Teilnehmerstationen zur Basisstation hin) wurden bisher nur konventionelle Einzelteilnehmerdetektoren vorgeschlagen und untersucht. Diversitätsempfang, z.B. kohärente Empfangsantennen-Diversität (CRAD = coherent receiver antenna diversity), in solchen CDMA-Systemen mit Mehrträgerverfahren wurde bislang noch nicht untersucht. Die Beziehung zwischen der Anzahl Q_τ der insgesamt über das HF-Frequenzband B_u vorhandenen Subträger und der Anzahl Q der einem besonderen Datensymbol d_n ^(k) zugeordneten Subträger lautet bei MC-CDMA

Q_τ = Q · N_s . (4)

In der Gleichung (4) bedeutet N_s die Anzahl von gleichzeitig von einem Teilnehmer k übertragenen Datensymbolen d_n ^(k). Die Datensymbolperiodendauer beträgt somit

Für gegebene B_u und T_bu hängt ein MC-CDMA Systemkonzept von der Wahl von Q und N_s ab.

Unterschiedliche Auswahlen von Q und N_s führen zu möglichen MC-CDMA-Konzepten mit besonderen Merkmalen. Bei einem bekannten möglichen MC-CDMA-Konzept ist N_s=N, was bedeutet, daß alle Datensymbole d_n ^(k) gleichzeitig übertragen werden. Außerdem gelten bei diesem bekannten Konzept B_s=B_u/ (Q.N) und T_s=T_bu. Gemäß einer Reihe von Untersuchungen über MC-CDMA erleichtert dieses bekannte Konzept das vorteilhafte Vermeiden von zeit- variablen Intersymbolinterferenzen durch Einführung von

Schutzintervallen der Periodendauer T_g>T_M (T_H = Dauer der Kanalimpulsantwort). Jedoch ist die Einführung von Schutzintervallen nur einigermaßen brauchbar, wenn T_s»T_g. In mobilen Funkumgebungen liegt die Dauer T_M der Kanalimpulsantwort in der Größenordnung von einigen Mikrosekunden bis zu einigen zehn Mikrosekunden, was eine Datensymbolperiodendauer von T_s>100μs erfordert.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, inflexible CDMA-Systemstrukturen mit Mehrträgerverfahren durch eine flexiblere, für den Mobilfunk generell geeignete CDMA-Systemstruktur mit Mehrträgerverfahren zu ersetzen. Diese neue Systemstruktur soll die Kombination der spezifischen Vorteile von CDMA (Frequenzdiversität, Interferenzdiversität) mit dem Vorteil von Mehrträgerverfahren (flexible Zuweisung der Frequenzressource) erlauben und sowohl die Vielfchzugriffinterferenz (MAI) als auch die Intersymbolinterferenz (ISI) berücksichtigen. Diversitätsempfang soll explizit berücksichtigt werden. Außerdem sollen durch die durch die Erfindung angegebenen neuen Strukturen CDMA-Systeme mit DS (Direct Sequence) und mit Mehrträgerverfahren vereinheitlicht werden, was dann eine aufwandsgünstige Implementierung flexibler CDMA-Systeme und eine Vereinheitlichung der Signalerzeugung in CDMA-Systemen mit DS und mit Mehrträgerverfahren erlaubt. Außerdem sollen durch die Erfindung geeignete Algorithmen zur Mehrteilnehmerdetektion für die Anwendung in CDMA-Systemen mit Mehrträgerverfahren und Diversitätsempfang bereitgestellt werden. Diese Algorithmen sollen sowohl für die Aufwärtsstrecke als auch für die Abwärtsstrecke einsetzbar sein.

Diese Aufgabe wird bei einem gattungsgemäßen System durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Beim CDMA-System nach der Erfindung beträgt die Anzahl N_s der gleichzeitig von einem besonderen Teilnehmer k übertragenen Datensymbole d_n ^(k) eins. Daher werden alle Datensymbole d_n ^(k) des Teilnehmers k aufeinanderfolgend übertragen. Gemäß der Gleichung (4) gilt Q_T=Q, und die Bandbreite B_s jedes Subträgers ist N-fach breiter als beim bekannten Konzept. Beim CDMA-Verfahren nach der Erfindung ist die Datensymbolperiodendauer T_s gleich T_bu/N. Schutzintervalle zwischen aufeinanderfolgend übertragenen Datensymbolen d_n ^(k) werden aus Wirtschaftlichkeitsgründen jedoch nicht eingeführt. Aufgrund des Verzichts auf solche Schutzintervalle werden zwar Intersymbolinterferenzen (ISI) verursacht, die aber durch die neuen Systemstrukturen nach der Erfindung genauso wie die Vielfachzugriffinterferenzen (MAI) berücksichtigt werden. Wie bereits im Zusammenhang mit den Gleichungen (4) und (5) angegeben wurde, hängt die geeignete Wahl von Q und N_s von der Umgebung ab, in der MC-CDMA angewendet werden soll. Beispielsweise muß das jeweilige MC-CDMA-Systemkonzept in der Lage sein, in schnell zeitvarianten Mobilfunkumgebungen betrieben zu werden, die dann vorkommen, wenn Empfänger und Sender z.B. in Hochgeschwindigkeitszügen, Flugzeugen und Satelliten mit niedriger Umlaufbahn angeordnet sind. Die Korrelationszeit T_k in solchen Mobilfunkumgebungen kann in der Größenordnung von nur einigen hundert Mikrosekunden liegen. Eine kohärente Detektion erfordert dann eine iterativ verbesserte Kanalschätzprozedur, die auf bereits detektierten Datensymbolen d_n ^(k) beruht. Deswegen sollte die Datensymboldauer T_s in Gleichung (5) erheblich kürzer als die minimale Korrelationszeit T_K sein. Insbesondere sollte T_s in der Größenordnung einiger Mikrosekunden oder höchstens einiger zehn MikroSekunden liegen. Ist jedoch T_s klein, dann müssen Q_T und N_s ebenfalls klein sein. Da das bekannte MC-CDMA-Systemkonzept ein ziemlich großes T_s erfordert, ist dieses für eine Anwen- düng beim Mobilfunk von Nachteil. Das Konzept gemäß dem System nach der Erfindung erfüllt die vorstehend erwähnten Erfordernisse bezüglich T_s.

Zweckmäßige Weiterbildungen und Ausführungsmöglichkeiten sowie vorteilhafte Anwendungsgebiete des Systems nach der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Die Erfindung wird im folgenden anhand einer Figur erläutert. Vektoren werden dabei in kleinen fettgeschriebenen Buchstaben und Matrizen in großen fettgeschriebenen Buchstaben dargestellt. Komplexe Größen sind unterstrichen. Die Symbole

(·)', (·)^τ, II und E{·} stellen die komplexe Konjugation, die komplexe Transposition, die Bildung der Vektornorm bzw. die Erwartungswertbildung dar.

Die Figur zeigt die Blockstruktur einer Aufwärtsstrecke eines Mobilfunksytems mit kohärenter Empfangsantennen-Diversität. Die durch die Erfindung entstandene CDMA-Systemstruktur mit Mehrträgerverfahren (MC) gleicht derjenigen eines CDMA-Systems mit DS (Direct Sequence). In der Blockstruktur nach der Figur sind K mobile Teilnehmer M₁... M_κ auf dem gleichen HF- Träger mit der Bandbreite B_u gleichzeitig aktiv. Jeder mobile Teilnehmer M₁ . ..M_κ hat eine einzige Sendeantenne A₁...A_k. Die ausgesendeten Signale werden an K_a Empfangsantennen E₁. . . E_κa in einem Basisstations-JD-Empfänger BS empfangen. Somit findet die Übertragung der K Teilnehmersignale über K-K_a verschiedene Funkkanäle mit zeitvarianten komplexen Impulsantworten

statt. Im Ausdruck (6) bezieht sich die Impulsantwort

auf die Verbindung des Teilnehmers k mit der Empfangsantenne E_k auf der einen Seite und der Basisstation BS auf der anderen Seite. Im Ausdruck (6) bezeichnet t den sich auf die Zeitspreizung, d.h. die Verzerrung, des übertragenen Signals aufgrund Mehrwegeempfang beziehenden Verzögerungsparameter und t die sich auf die Zeitvariation des Funkkanals beziehende reale Zeit.

Im folgenden wird die Erzeugung der einem mobilen Teilnehmer k,, k-1 . . . K, zugeordneten MC-CDMA-Signale beschrieben. Die nun folgende mathematische Darstellung der MC-CDMA-Signale ist die Grundlage sowohl für die später noch beschriebene Diskretzeit-Modelldarstellung als auch für die ebenfalls später noch beschriebene besondere Mehrteilnehmerdetektion (JD = Joint Detection) mit Empfangsantennen-Diversität. Wie bereits ausgeführt wurde, sendet jeder Teilnehmer k endliche Datensequenzen

aus. Jede Datensequenz d ^(k) besteht aus N m-ären komplexen Datensymbolen mit einer Datensymbolperiodendauer T_s . Die Datensymbole

werden aus einem endlichen komplexen Satz V gemäß dem Ausdruck (2) entnommen.

Die Übertragung findet unter Einsatz von Q_T=Q Subträgern der Bandbreite B_s=B_u/Q=1/T_S statt. Die Q Subträger werden mit q, q=1 . . . Q, numeriert. Jeder Subträger q hat eine einzige Mittenfrequenz f_q, q=1...Q, die gemäß

gewählt wird. Entsprechend der Beziehung (8) hat der erste Subträger der Bandbreite 1/T_s die Mittenfrequenz f₁=0 , der zweite Subträger der Bandbreite 1/T_s die Mittenfrequenz f₂=1/T_s, der dritte Subträger der Bandbreite 1/T_s die Mittenfrequenz f₃=2/T_s, und so fort.

Aus der Beziehung (8) folgt, daß die Mittenfrequenz des HF- Trägers mit der Bandbreite B_u

ist. Im äquivalenten Tiefpaßbereich, der in den folgenden Berechnungen betrachtet wird, ist die Mittenfrequenz f_c des HF- Trägers also nicht gleich Null.

Die durch die Gleichung (8) gegebene Mittenfrequenz f_q des Subträgers g, der durch die gewichtete komplexe Sinusoide

)exp

dargestellt wird, hat eine Phasenabweichung gleich während der Datensymbolperiode T_s zur Folge. Der Faktor wird zur Energienormalisierung benötigt. Jedes Datensymbol d eines

Teilnehmers k wird über alle Q Subträger der Bandbreite B_s=1/-T_s durch Verwendung der benutzerspezifischen Signatursequenz

gespreizt, um eine Koexistenz von K gleichzeitig übertragenen TeilnehmerSignalen auf dem gleichen Träger der Bandbreite B_u zu gestatten. Die

-ären komplexen Signaturelemente c_q ^(k) der Gleichung (10) werden als Chips bezeichnet. Die Chips c_q ^(k) werden dem komplexen Satz

entnommen. Jedes Chip ist einem besonderen

Subträger g zugeordnet. Dies bedeutet, daß das Chip dem Subträger 1, das Chip c₂ ^(k) dem Subträger 2, das Chip

⁽ dem

Subträger 3 usw. zugeordnet ist. Mit f_q nach der Beziehung (8) ist die Spreizmodulation des Datensymbols d_n ^(k) durch die zeitverzögerte Version von

gegeben. Die Grundlage der Spreizmodulation ist daher ein Impuls c^(k) (t;c^(k)). Die Gestalt dieses Impulses c^(k) ( t;c^(k) ) ist von der Wahl der Q in der Beziehung (8) gegebenen Mittenfrequenzen f_q und von der teilnehmerspezifischen Signatursequenz c ^{( k)} nach Gleichung (10) abhängig. Gemäß Gleichung (12) hat der Impuls die Länge T und ist durch Überlagerung

der komplexen Sinusoiden

1 gegeben, die mit den Chips

c_q ^(k) nach Gleichung (10) gewichtet sind. Da die Mittenfrequenzen f_q dieser Subträger gemäß der Gleichung (8) gewählt werden, sind die Subträger über die Zeitperiode T_s orthogonal. Ein Teilnehmer Je, k=1 . . . K, strahlt ein moduliertes Teilnehmersignal aus, das durch

im äquivalenten Tiefpaßbereich gegeben ist. Die Erzeugung von d^(k) ( t) wird durch lineare Modulation erreicht, vgl. Gleichung

(13). Das modulierte Teilnehmersignal d ^{(k )} (t) wird somit durch die Überlagerung verzögerter und gewichteter Impulsreplikas c^{k) ( t; c^(k) ) angegeben, die in Gleichung (13) vorgestellt wurden. Die Erzeugung des in Gleichung (13) dargestellten modulierten Teilnehmersignals d^(k) ( t) ist identisch mit der Erzeugung von Teilnehmersignalen bei JD-CDMA (Joint-Detection- CDMA) .

K_a Replika des in der Gleichung (13) angegebenen modulierten Signals d^(k) (t) werden an den K_a Empfangsantennen E₁...E_ka der Basisstation BS empfangen. Jede dieser K_a Replika ist durch die Funkkanäle mit den Impulsantworten h^{(k, ka)} ( τ, t) , k fest, k_a=1...ka_a, nach Gleichung (6) beeinflußt worden. An jeder Empfangsantenne E_k herrschen gleichzeitig K empfangene Signale, die von den K Teilehmern herstammen. Diese K empfangenen Signale überlagern sich linear und bilden eine Signalmischung. An einer anderen Empfangsantenne E_k,≠E_ka unterscheiden sich die K von den K Teilnehmern stammenden, empfangenen Signale von denjenigen , die an der Empfangsantenne E_k empfangen wurden. Somit können K_a verschiedene Signalmischungen, die jeweils einer unterschiedlichen Empfangsantenne zugeordnet sind, von der Basisstation BS verarbeitet werden. Die ge- eignete Verarbeitung dieser K_a verschiedenen Signalmischungen erleichtert eine Verbesserung der Ausführung gegenüber einer Ausführung in einem Empfänger mit einer einzigen Empfangsantenne. Diese Ausführungsverbesserung ist die Absenkung des Signal-Stör-Verhältnisses bei einer gegebenen Bitfehlerrate P_b. Durch Verarbeiten der K_a Signalmischungen bestimmt der Empfänger der Basisstation BS die Schätzwerte

der durch die Gleichung (7) definierten Datensymbolsequenzen d^(k).

Die weitere Erläuterung des Systemkonzepts nach der Erfindung erfolgt anhand einer Diskretzeit-Modelldarstellung. Jede der an den K_a Empfangsantennen E₁... E_ka herrschenden K_a

Signalmischungen muß bandbegrenzt werden, damit eine digitale Signalverarbeitung ermöglicht wird. Das Ausgangssignal des dieser Bandbegrenzung dienenden Filters wird mit einer Rate Q/T_s abgetastet, die der Chiprate 1/T_C=Q/T_S bei JD-CDMA entspricht.

Die in der Gleichung (12) vorgestellte lineare MC-CDMA- Spreizmodulation wird durch mit einer Rate 1/T_c abgenommene Abtastwerte von c^(k) (t;c^(k)) gebildet. Die Abtaεtwerte ^,

q=1...Q, die durch diese Abtastungen erzeugt werden, bilden die K Vektoren

Mit der Matrix

der inversen diskreten Fourier-Transformation (IDFT) ist die Beziehung zwischen ζ^(k) nach Gleichung (15) und c^(k) nach Gleichung (10) gegeben durch

Die Matrix (17) enthält die Q Spaltenvektoren * ; 4 y

Somit ergibt sich:

(19)

Aus den Funktionen (19) und (17) ergibt sich: (20)

In Anbetracht der Tatsache, daß jedes Chip einem beson

deren Subträger q zugeordnet ist, ist die nun folgende Interpretation der Gleichung (17) einfach. Die Spalten

q=1...Q, der Matrix D stellen die Q Subträger dar. Die Zeilen der Matrix D bilden die Q Zeitpunkte innerhalb der Datensymbolperiode T_s, während welcher Abtastwerte abgenommen werden. Das Ergebnis der Gleichung (17) ist somit ein Vektor mit

Elementen die sich aus einer linearen Kombination der

Chips c

ergeben. Die Vektoren lassen sich

als teilnehmerspezifische Spreizsequenzen betrachten. Somit besteht der einzige Unterschied zwischen JD-CDMA und dem MC- CDMA-System nach der Erfindung in der Wahl der teilnehmerspezifischen Spreizsequenzen. Bei JD-CDMA werden die Codefolgen c^(k) als teilnehmerspezifische Spreizsequenzen benutzt und beim MC-CDMA nach der Erfindung werden die gemäß Gleichung (17) aus den Codefolgen c^(k) erhaltenen Vektoren ζ^(k) eingesetzt. Somit stellt die Gleichung (17) die Verknüpfung zwischen JD-CDMA und dem gemäß der Erfindung ausgebildeten MC- CDMA-Systemkonzept dar.

Beim MC-CDMA-Systemkonzept nach der Erfindung ist die Zeitvariation eines Mobilfunkkanals innerhalb der Datensymboldauer T_s vernachlässigbar. Deswegen wird zur Verständniserleichterung die Zeitabhängigkeit der Kanalimpulsantworten im folgen den nicht mehr explizit angegeben. Die K·K_a Mobilfunkkanäle haben die Kanalimpulsantworten

Jede Kanalimpulsantwort der Gleichung (21) besteht aus W komplexen Abtastwerten . In der in Diskretzeit arbei

tenden Aufwärtsstrecke werden bei MC-CDMA die in Gleichung (7) angegebenen DatensymbolSequenzen d^(k) über K·K_a Diskretzeit-Kanäle mit den kombinierten Kanalimpulsantworten

übertragen, die aus der Diskretzeit-Faltung von der in Gleichung (21) dargestellten Kanalimpulsantwort

⁾ mit den in der Gleichung (16) definierten teilnehmerspezifischen Spreizsequenzen

besteht. Intersymbolinterferenzen entstehen für W>1 und Vielfachzugriffsinterferenzen kommen für W>1 und/oder für nichtorthogonale Signatursequenzen c^(k) vor. Die Diskretzeit-Kanäle mit den kombinierten Kanalimpulsantworten

gemäß der Gleichung (22) werden als

(Q+W-1)-Pfad-Kanäle bezeichnet. Im folgenden wird vorausgesetzt, daß die in der Gleichung (22) dargestellten kombinierten Kanalimpulsantworten

beim Empfänger bekannt sind, was bei Benutzung einer vollkommenen Kanalschätzung sichergestellt werden kann. Die Kanalschätzung soll im folgenden nicht betrachtet werden, weil die Auswirkung von Kanalschätzfehlem auf die Datendetektion bei einer Untersuchung der Fähigkeiten verschiedener Datendetektoren nicht von Interesse ist.

Die an einer Empfangsantenne jeweils herrschende Signalmischung wird durch die empfangene Sequenz

der Länge (NQ+W- 1 ) dargestellt. Diese Sequenz

enthält die in der

Gleichung (7) dargestellten Datensymbolsequenzen d^(k), die durch die vorher bereits erwähnte additive stationäre Störsequenz

_m mit der Kovarianzmatrix C

gestört sind.

Nach Einführung des Datenvektors

mit C

und Def inition der (N·Q+W- 1 ) x K· N-Matrix

i

läßt sich die empfangene Sequenz durch

darstellen. Zum leichteren Verständnis der Gleichung (28) soll die Matrix A weiter erläutert werden. Gemäß der Gleichung (27a) hat die Matrix A folgende Form:

Die Matrix

besteht aus K Sätzen, die N Spalten umfassen. Jeder Satz läßt sich als eine (N·Q+W-1) x N-Untermatrix

A betrachten. Die erste Untermatrix

ist dem Teilnehmer 1 zugeordnet, die folgende Untermatrix

gehört zur Übertragung des Teilnehmers 2, und so fort. Innerhalb jeder Untermatrix

wird die aufeinanderfolgende Übertragung der N Datensymbole d_n ^{( k)} berücksichtigt. Die erste Spalte der Untermatrix

bildet immer die Übertragung von d₁ ^{( k)} nach, die zweite Spalte bezieht sich auf die Übertragung von

und so fort. Die Anzahl der nichtnegativen Elemente pro

Spalte ist durch die Länge W der kombinierten Kanalimpulsant- worten

b der Gleichung (22) gegeben. Da ein neues Datensymbol d_n ^(k) alle Q Chips übertragen wird, beträgt der Versatz von

i zwischen benachbarten Spalten der Untermatrix

immer Q Zeilen für ein gegebenes w. Die Wirkung der Intersymbolinterferenzen wird durch Nichtnull-Elemente in benachbar- ten Spalten, aber in identischen Zeilen der Untermatrix

A^v ) nachgebildet. Die Anordnung der Untermatrizen

' innerhalb der Matrix

berücksichtigt den gleichzeitigen Empfang von K Teilnehmersignalen und deswegen das Vorliegen von Vielfachzugriffsinterferenzen.

Ausgehend von der vorstehenden Diskussion, wird nun eine vereinheitlichte mathematische Darstellung für den Fall von K_a Empfangsantennen E₁...E_k. vorgenommen. Zuerst wird die kombinierte K_a· (N·Q+W-1)x.K·N-Kanalmatrix A wie folgt definiert:

Die Matrix A enthält alle K·K_a kombinierten Kanalimpulsantworten

der Gleichung (22). Wie bereits vorher erwähnt wurde, herrscht die in der Gleichung (23) definierte Störseguenz k_a = 1... K_a an jeder der K_a Empfangsantennen

E₁...E_k_. Die K_a verschiedenen Störsequenzen werden durch den kombinierten Störvektor

dargestellt, worin ü

. , , Q, gilt. Die in der Gleichung (31) definierten statistischen Eigenschaften von n werden durch die folgende Kovarianzmatrix angegeben:

Mit der in der Gleichung (25) eingeführten kombinierten Datensequenz d, mit der kombinierten Kanalmatrix A nach Gleichung (30) und mit der in der Gleichung (31) angeführten kom binierten Störsequenz n ergibt sich der kombinierte Empfangssignalvektor

Der Empfangssignalvektor e nach Gleichung (34) wird dann in einem Datendetektor verarbeitet, um die durch die Gleichung

(14) definierten Schätzwerte

zu bestimmen.

Eine Mehrteilnehmerdetektion (JD = Joint Detection), insbesondere in Verbindung mit kohärenter Empfangsantennen-Diversität, für den Fall der Aufwärtsstrecke von MC-CDMA-Funksystemen ist bisher weder realisiert noch untersucht worden. Im folgenden werden geeignete Techniken zur Mehrteilnehmerdetektion, auch zur Anwendung in Verbindung mit Empfangsantennen- Diversität, vorgeschlagen. Da optimale JD-Techniken sehr aufwendig und teuer sind, werden lediglich suboptimale Verfahren behandelt. Es werden vier suboptimale, auf einer linearen Entzerrung bzw. auf einer Entscheidungsrückkopplungsentzerrung basierende JD-Techniken, die sich auch zusammen mit kohärenter Empfangsantennen-Diversität einsetzen lassen, vorgeschlagen, nämlich

- der sogenannte lineare Zero-Forcing-Blockentzerrer (ZF-BLE = Zero Forcing Block Linear Equalizer), auch geeignet für kohärente Empfangsantennen-Diversität,

- der sogenannte Minimum-Mean-Square-Error-Blockentzerrer (MMSE-BLE = Minimum Mean Square Error Block Linear Equalizer), auch geeignet für kohärente Empfangsantennen-Diversität,

- der sogenannte Zero-Forcing-Blockentzerrer mit quantisierter Rückkopplung (ZF-BDFE = Zero Forcing Block Decision Feedback Equalizer), auch geeignet für kohärente Empfangsantennen-Diversität, und

- der sogenannte Minimum-Mean-Square-Error-Blockentzer- rer mit quantisierter Rückkopplung (MMSE-BDFE = Minimum Mean Square Error Block Decision Feedback Equalizer), ebenfalls geeignet für kohärente Empfangsantennen-Diversität.

Alle vier vorgeschlagenen JD-Techniken enthalten ein dekorrelierendes signalangepaßtes Filter.

Im folgenden wird vorausgesetzt, daß der durch die Gleichung (34) definierte Empfangssignalvektor e beim Empfänger bekannt ist, bevor die Datendetektion ausgeführt wird. Das grundsätzliche Konzept der in einem MC-CDMA-System nach der Erfindung angewandten JD-Techniken wird durch einen Satz von Gleichungen

angegeben, worin

eine quadratische Matrix mit K·N Zeilen und K·N Spalten,

eine K·N x K_a· (N-Q+W- 1 ) -Schätzmatrix und

der Schätzwert des in der Gleichung (25) definierten Datenvektors d ist. Die Wahl der Matrizen M und S bestimmt die jeweilige Technik der Mehrteilnehmerdetektion (JD). Im folgenden werden die Darstellungen der Matrizen M und S im Falle von ZF-BLE, ZF-BDFE, MMSE-BLE und von MMSE-BDFE, jeweils für kohärente Empfangsantennen-Diversität, abgeleitet. Die im Schätzwert

nach der Gleichung (39) geschätzten Datensymbole

sind entweder wertekontinuierlich (bezeichnet mit und enthalten in oder wertediskret (bezeichnet mit und enthalten in . Die wertekontinuierlichen Schätz

werte müssen quantisiert werden, damit sich die ge

wünschten wertediskreten Schätzwerte ergeben. Darüber j, _« .

hinaus wird vorausgesetzt, daß ) immer identisch mit dem wertediskreten Schätzwert ist.

Die Übertragung von Datensymbolen mit gleich

Null wird im folgenden vorausgesetzt. Die Ausführung, die durch Anwendung einer besonderen JD-Technik für kohärente Empfangsantennen-Diversität erreicht werden kann, ist vom Signal-Stör-Verhältnis

am Ausgang der JD-Einrichtung für kohärente Empfangsantennen-Diversität abhängig. Dieses Signal-Stör-Verhältnis

wird für jedes von einem Teilnehmer k übertragene Datensymbol

bestimmt. Es gilt:

Im folgenden wird ein dekorrelierendes signalangepaßtes Filter (dekorrelierendes Matched Filter), das zur Anwendung für kohärente Empfangsantennen-Diversität geeignet ist, vorgestellt. Seine Betriebsweise rfordert, daß A nach Gleichung (30), nach Gleichung (33a und e nach Gleichung (34) am Empfän

ger bekannt sind. Mit der Matrix Diag<X_i,j>, die eine nur aus Diagonalelementen der Matrix X bestehende Diagonalmatrix bezeichnet, und mit der sogenannten Cholesky-Zerlegung (41)

worin L eine obere Dreiecksmatrix

ist, ist das wertekontinuierliche Ausgangssignal des dekorrelierenden signalangepaßten Filters für kohärente Empfangsantennen-Diversität gegeben durch: d * (

L L

Im Gleichungssatz (43a) bis (43c) bedeutet [X]_j,j das Element in der i-ten Zeile und der j-ten Spalte der Matrix X . Gemäß dem Gleichungssatz (43a) bis (43c) enthält der Schätzwert

sowohl Intersymbol- und Vielfachzugriffinterferenzen als auch einen gefiltertem Rauschen zugeordneten Störungsterm. Aus der Gleichung (43b) folgt, daß S die K·NxK·N-Einheitsmatrix I ist und die Schätzmatrix M durch

dargestellt wird. Die Operation L e dekorreliert, d.h. macht die Störung vorher weiß. Somit ist L ein Weißmach-Vorfilter oder Dekorrelationsfilter. Das Signal L e wird dem Filter (L A)^*T eingespeist, das an die Verkettung der K·K_a Diskretzeit-Kanäle mit den kombinierten Kanalimpulsantworten

der Gleichung (22) und dem Dekorrelationsfilter L angepaßt ist. Die Verkettung von L mit (L A) ^*T ist ein dekorrelierendes Signalangepaßtes Filter. Der Einfachheit halber wird die hermitesche Matrix

angegeben. Unter der Voraussetzung, daß die Datensymbole d_n ^(k) Abtastwerte eines stationären Prozesses mit der Kovarianzmatrix

sind, ist das Signal-Stör-Verhältnis γ(k,n) am Ausgang des in der Gleichung (40) formulierten dekorrelierenden angepaßten Filters durch

gegeben.

Ein wichtiger Spezialfall wird durch additives weißes

Gauß' sches Rauschen der Varianz σ² und durch unkorrelierte

Datensymbole gebildet, d.h. die Kovarianzmatrix R_d ist gleich der K·NxK·N-Einheitsmatrix I. In diesem Spezialfall ergibt sich die Schätzmatrix M zu

Entsprechend der Gleichung (48) besteht das dekorrelierende angepaßte Filter für kohärente Empfangsantennen-Diversität aus K_a den K_a Empfangsantennen zugeordneten signalan

gepaßten Filtern. Die Gleichung (47) reduziert sich überdies zu

Das in der Gleichung (47) angegebene Signal-Stör-Verhältnis γ(k, n) ist maximal, wenn weder Intersymbol- noch Vielfachzugriffinterferenzen vorhanden sind. In diesem Fall reduziert sich die Gleichung (47) auf

Im vorher erwähnten besonderen Fall des additiven weißen Gauß' sehen Rauschens und unkorrelierter Datensymbole wird die Gleichung (50) zu

Gemäß der Gleichung (51) ist das Signal-Stör-Verhältnis am

Ausgang des dekorrelierenden signalangepaßten Filters für kohärente Empfangsantennen-Diversität die Summe der Signal- Stör-Verhältnisse an den Ausgängen der K_a den K_a Empfangsantennen E₁. .. zugeordneten Signalangepaßten Filter.

Der sogenannte lineare Zero-Forcing-Blockentzerrer (ZF-BLE), geeignet auch für kohärente Empfangsantennen-Diversität, beruht auf der Gauß-Markov Schätzung. Die ZF-BLE-Entzerrung minimiert die quadratische Form

J worin d_c ein Datenvektor mit wertekontinuierlichen Elementen d_c,n, n=1. . .K·N ist. Das Minimum von Q (d_c) ist dem wertekontinuierlichen und erwartungstreuen Schätzwert

des Datenvektors d zugeordnet, der in Gleichung (25) angegeben ist. Entsprechend Gleichung (53) ist der Schätzwert

von Intersymbol- und Vielfachzugriffinterferenzen frei, enthält aber noch einen das gefilterte Rauschen darstellenden Störungsterm.

Aus der Gleichung (53) folgt, daß S die K-NxK-N-Einheitsmatrix I ist, und die Schätzmatrix M läßt sich darstellen als

Die Schätzmatrix M läßt sich noch weiterentwickeln. Mit der Cholesky-Zerlegung

worin H eine obere Dreiecksmatrix und Σ eine Diagonalmatrix ist,

läßt sich die Gleichung (54) darstellen als:

Wie vorher bereits erwähnt worden ist, enthält der lineare Zero-Forcing-Blockentzerrer (ZF-BLE) ein dekorrelierendes signalangepaßtes Filter, welches für den Empfangssignalvektor e nach Gleichung (34) eingesetzt wird. Das Ausgangssignal des dekorrelierenden signalangepaßten Filters wird in das Weißmacherfilter (H^*TΣ) ^-1 eingespeist. Die Kombination der Filter L, (L A)^*T und (H^*TΣ) ^-1 soll als dekorrelierendes, weißmachendes signalangepaßtes Filter bezeichnet werden. Am Ausgang dieses kombinierten Filters läßt sich ein Maximum-Likelihood-Se- quenz-Schätzer (MLSE) einsetzen. Der Aufwand für einen solchen Maximum-Likelihood-Sequenz-Schätzer (MLSE) ist jedoch ziemlich hoch. Deswegen ist die Verwendung eines linearen Intersymbol- und Vielfachzugriffinterferenz-Löschers

(Canceller), so wie durch den Ausdruck (Σ H) ^-1 angegeben, günstiger. Mit der durch die Gleichung (45) definierten Matrix E läßt sich das Signal-Stör-Verhältnis γ(k, n) am Ausgang des linearen Zero-Forcing-Blockentzerrers (ZF-BLE) durch den Ausdruck

darstellen, der im allgemeinen kleiner als γ(k, n) nach Gleichung (50) am Ausgang des dekorrelierenden signalangepaßten Filters ist. Der lineare Zero-Forcing-Blockentzerrer (ZF-BLE) arbeitet jedoch besser als das dekorrelierende signalangepaßte Filter, wenn die Intersymbol- und Vielfachzugriffinterferenzen beträchtlich sind.

Im vorher erwähnten besonderen Fall des additiven weißen Gauß' sehen Rauschens und unkorrelierter Datensymbole ist die Schätzmatrix M nach Gleichung (54) gegeben durch

und die Gleichung (58) reduziert sich auf

Der sogenannte Zero-Forcing-Blockentzerrer mit quantisierter Rückkopplung (ZF-BDFE), geeignet auch für kohärente Empfangsantennen-Diversität, soll im folgenden ausgehend vom gerade beschriebenen linearen Zero-Forcing-Blockentzerrer (ZF-BLE), der für kohärente Empfangsantennen-Diversität geeignet ist, abgeleitet werden. Die Ableitung des ZF-BDFE-Entzerrers nützt die Struktur der oberen Dreiecksmatrix H aus. Mit den Gleichungen (53) und (57) gilt L

benutzt wird und I die K·NxK·N-Einheitsmatrix bezeichnet. Gemäß Gleichung (62) enthält der sogenannte Zero-Forcing-Blockentzerrer mit quantisierter Rückkopplung (ZF-BDFE), der auch für kohärente Empfangsantennen-Diversität geeignet sein soll, ein dekorrelierendes, weißmachendes signalangepaßtes Filter. Die Gleichheiten

folgen aus der Gleichung (61b). Gemäß der Gleichung (63a) wird der Schätzwert

durch die lineare Überlagerung der K_a· (N·Q+W-1) gewichteten Elemente M_K·N,je_j bestimmt. Alle ande ren Schätzwerte sind überdies durch die gewichteten Schätzwerte

beeinflußt, vgl. Gleichung (63b). Unter der Voraussetzung, daß der in (63a) und (63b) angegebene Gleichungssatz rekursiv mit von K·N bis zu Eins herabsteigenden n gelöst wird, läßt sich eine sogenannte Zero-Forcing-Blockentzerrung mit quantisierter Rückkopplung (ZF-BDFE), die auch für kohärente Empfangsantennen-Diversität geeignet ist, realisieren. Ersetzt man

j= (n+1) . . . (K·N) in der Gleichung (63b) durch die quantisier- ten Versionen so ergibt sich der Zero-Forcing-Blockent

zerrer mit quantisierter Rückkopplung (ZF-BDFE), geeignet auch für kohärente Empfangsantennen-Diversität, mit

;

wird die Struktur der Gleichung (36) erkannt. Beide durch den Gleichungssatz (67a) und (67b) gegebenen Größen S und d müssen jeden Zeitaugenblick nT_s ein Update erfahren.

Das Signal-Stör-Verhältnis γ(k, n) am Ausgang des ZF-BDFE-Entzerrers ist durch n

unter der Voraussetzung gegeben, daß alle vergangenen Entscheidungen, die rückgekoppelt werden, korrekt sind. Das Signal-Stör-Verhältnis γ(k, n) nach Gleichung (68) ist allgemein größer als das durch die Gleichung (58) gegebene Signal-Stör- Verhältnis γ(k, n) am Ausgang des ZF-BLE-Entzerrers. Im Falle inkorrekter vergangener Entscheidungen leidet die Arbeit des ZF-BDFE-Entzerrers jedoch an Fehlerausbreitungen. Wie bereits erwähnt worden ist, läßt sich die Arbeit des ZF-BDFE-Entzer- rers durch die Anwendung einer Kanalsortierung verbessern.

Wie der lineare Zero-Forcing-Blockentzerrer (ZF-BLE) , der auch für kohärente Empfangsantennen-Diversität geeignet ist, und der Zero-Forcing-Blockentzerrer mit quantisierter Rückkopplung (ZF-BDFE), ebenfalls für kohärente EmpfangsantennenDiversität ausgelegt, macht der sogenannte Minimum-Mean- Square-Error-Blockentzerrer (MMSE-BLE), der auch für kohärente Empfangsantennen-Diversität geeignet ist, Gebrauch von der Kenntnis über die in der Gleichung (27a) angegebene Matrix A, über den Störsignalvektor n gemäß Gleichung (23) und über den gemäß Gleichung (34) eingeführten Empfangssignalvektor e. Die quadratische Form

muß durch den MMSE-BLE-Entzerrer minimiert werden. Der Datenvektor d_c besteht aus den wertekontinuierlichen Elementen d_c,n, n=1 . . . K·N. Die quadratische Form Q(d_c) nimmt ihr Minimum an, wenn d_c gleich dem wertekontinuierlichen und unbeeinflußten Schätzwert

ist, worin I die K·NxK·N-Einheitsmatrix bezeichnet. Gemäß dem Gleichungssatz (70a) bis (70c) enthält der Schätzwert d_c einen Nutzterm, einen die Intersymbol- und Vielfachzugriffin- terferenzen angehenden Term sowie einen Störungsterm und er stellt das Ausgangssignal des bereits abgehandelten ZF-BLE- Entzerrers dar, dem ein Wiener-Filter

nachgeschaltet ist. Infolge des Gleichungssatzes (70a) bis (70c) ist S. identisch mit der K·NxK ·N-Einheitsmatrix I, und läßt sich die Schätzmatrix M in Form von

darstellen.

Entsprechend Gleichung (72) enthält der MMSE-BLE-Entzerrer ein dekorrelierendes signalangepaßtes Filter, welches für den Empfangssignalvektor e nach Gleichung (34) eingesetzt wird. Das Ausgangssignal des dekorrelierenden Signalangepaßten Filters wird in den linearen Intersymbol- und Vielfachzugrifflöscher (=Canceller) (Σ H) ^-1 eingespeist, dem das Wiener-Filter W₀ nachgeschaltet ist. Da das Wiener-Filter den Erwartungswert der quadrierten Norm des Schätzfehlervektors (d_c-d) minimiert, führt die MMSE-BLE-Entzerrung zu einer besseren Leistung als die ZF-BLE-Entzerrung, was auch bei kohärenter Empfangsantennen-Diversität gilt. Außerdem läßt sich ohne weiteres aufzeigen, daß die Schätzfehler (d_c,n - d_n) und die geschätzten Datensymbole

am Ausgang des MMSE-Entzerrers unkorreliert sind.

Das Signal-Stör-Verhältnis γ(k, n) am Ausgang des MMSE-BLE- Entzerrers ist durch den Ausdruck

gegeben, der im allgemeinen größer als das in Gleichung (58) vorgestellte Signal-Stör-Verhältnisses γ(k, n) am Ausgang des bereits vorher beschriebenen ZF-BLE-Entzerrers ist.

Im vorher erwähnten besonderen Fall des additiven weißen Gauß' sehen Rauschens und unkorrelierter Datensymbole ergibt sich die Schätzmatrix M zu

und die Gleichung (73) reduziert sich auf

worin ist .

Ausgehend vom vorstehend behandelten sogenannten Minimum- Mean-Square-Error-Blockentzerrer (MMSE-BLE) , der für kohärente Empfangsantennen-Diversität ausgelegt ist, soll im folgenden der sogenannte Minimum-Mean-Square-Error-Blockentzer- rer mit quantisierter Rückkopplung (MMSE-BDFE), der auch für kohärente Empfangsantennen-Diversität geeignet ist, in ähnlicher Weise abgeleitet werden, wie dies für den ZF-BDFE-Entzerrer bereits erfolgte. Mit der Cholesky-Zerlegung

bei welcher die Matrizen

benutzt werden, und mit der Schätzmatrix

läßt sich der MMSE-BDFE-Entzerrer folgendermaßen darstellen:

Die Matrix

stellt den Rückkopplungsoperator dar. Mit

wird die Struktur der Gleichung (36) erkannt. Das Signal-Stör-Verhältnis γ(k, n) am Ausgang des MMSE-BDFE- Entzerrers ist durch

unter der Voraussetzung gegeben, daß alle vergangenen Entscheidungen, die rückgekoppelt wurden, korrekt sind. Das Signal-Stör-Verhältnis γ(k, n) nach Gleichung (81) für den MMSE- BDFE-Entzerrer ist im allgemeinen größer als das durch die

Gleichung (68) gegebene Signal-Stör-Verhältnis γ(k, n) des ZF- BDFE-Entzerrers.

Zusammenfassend ist festzustellen, daß die durch die Erfindüng entstandene CDMA-Systemstruktur derjenigen eines CDMA- Systems mit DS (Direct Sequence = Direktspreizungsfolge) gleicht. Das Einbringen des Mehrträgerverfahrens (MC = Multicarrier) wird durch geeignete Wahl der Spreizungscodes erreicht. Durch diese Vorgehensweise nach der Erfindung wird zum einen die Signalerzeugung in CDMA-Systemen mit DS und mit Mehrträgerverfahren (MC) vereinheitlicht und zum anderen die Erweiterung und Anwendung bereits bekannter Verfahren zur Mehrteilnehmerdetektion (JD = Joint Detection) ohne und mit Diversitätsempfang in CDMA-Systeme mit Mehrtragerverfahren ermöglicht.

Anwendungsgebiete für ein entsprechend der Erfindung ausgebildetes System sind außer allgemein dem Mobilfunk unter anderem z.B. der Richtfunk, der Satellitenfunk, der Seefunk, WLL (Wireiess Local Loop = drahtlose Nebensprechanlage), WLAN (Wireless Local Area Network = drahtloses LAN), MBS (Mobile Broadband Systems = mobile Breitbandsysteme), FPLMTS (Future Public Land Mobile Telecommunication Systems, IMT-2000), UMTS (Universal Mobile Telecommunication Systems), PCS (Personal Communication Services), PCN (Personal Communication Net- works), schnurlose Telefonanlagen (CT, Cordless Telephone), HDTV (High Definition Television), Kabelfernsehen (CATV, Cable TV) , RITL (Radio in the Loop = Funknebensprechanlage), Indoor-Funk, PABX (Public Access Branch Exchange), Unterwasserfunk und Deep Space Communications.

Claims

Patentansprüche

1. System zur Funkübertragung digitaler Signale zwischen mehreren Teilnehmerstationen und einer Basisstation unter Anwendung des sogenannten MC-CDMA(Multicarrier - Code Division Multiple Access = Mehrträger-Codemultiplex)-Verfahrens, bei dem eine Vielzahl von Nutzverbindungen in einem gemeinsamen HF-Frequenzband gleichzeitig abgewickelt wird, wozu von den K Teilnehmerstationen endlich lange Datenblöcke, die durch Datenvektoren

K, N∈ IN, mit jeweils aus N m-ären komplexen Datensymbolen mit einer Datensymbolperiodendauer T_s repräsentiert wer¬

den können, unter Beaufschlagung mit einem der jeweiligen Teilnehmerstation k, k=1. . . K zugeteilten Spreizcode mit Q innerhalb des HF-Frequenzbandes gleichmäßig verteilten Subträgern übertragen und am Empfangsort unter Verwendung dieses Spreizcodes mittels einer CDMA-Detektoreinrichtung wieder decodiert werden,

d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t ,

daß die Anzahl der gleichzeitig von einer spezifischen Teilnehmerstation Je übertragenen Datensymbole

Eins beträgt und somit alle Datensymbole einer Teilnehmerstation auf

einanderfolgend übertragen werden, daß diese Übertragung unter Einsatz der Q Subträger der Bandbreite B_S=B_U/Q=1/T_S statt- findet, wobei die mit q, q=1 . . . Q, numerierten Subträger jeweils eine einzige Mittenfrequenz f_q, q=1. . . Q, gemäß f_q =

aufweisen, daß jedes Datensymbol

einer

Teilnehmerstation über alle Q Subträger der Bandbreite B_s durch Verwendung einer teilnehmerspezifischen, aus sogenann- ten Chips bestehenden Signaturcodesequenz

ge¬

spreizt wird, wobei jedes Chip einem besonderen Subträger zugeordnet ist, daß eine Teilnehmerstation Je, k=1...K, ein linear moduliertes Signal überträgt, das im äquivalenten Tiefpaßbereich durch gegeben

ist, daß die lineare MC-CDMA-Spreizmodulation durch mit einer Rate 1/T_C abgenommene Abtastungen von

gebildet wird, wobei die durch diese Abtastungen erzeugten Abtastwerte

Vektoren

g=1...Q, K, Q ∈ IN hervorbringen, daß mit einer Matrix

der in-

versen diskreten Fourier-Transformation (IDFT) eine Beziehung zwischen den Vektoren und den Spreizcodevektoren

durch die Gleichung gegeben ist, wobei die Vek- tormatrix Q Spaltenvektoren

enthält, so daß sich und damit

ergibt, daß in Anbetracht der Tatsache, daß jedes Chip einem besonderen Subträger q zugeordnet ist, die Gleichung so zu interpretieren ist, daß die Spalten

, q=1...Q, der Matrix D die Q Subträger und die Zeilen der Matrix D die Q Zeitmomente innerhalb der Datensymbolperiodendauer T_s darstellen, während welcher Abtastwerte abgenommen werden, und daß das Ergebnis der Gleichung

somit ein Vektor mit Elementen

ist, die sich aus einer linearen Kombination der Chips

ergeben.

2. System nach Anspruch 1,

g e k e n n z e i c h n e t durch die Anwendung bei einem CDMA-System mit Mehrträgerverfahren und kohärenter Empfangsantennen-Diversität (CRAD, Coherent Receiver Antenna Diver- sity). 3. System nach Anspruch 1 oder 2,

d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t ,

daß in einer CDMA-Detektoreinrichtung der Empfangsseite einer

K_a Empfangsantennen aufweisenden Station zur Bestimmung von

Schätzwerten

K,N∈ IN, der Datensymbolsequenzen

ein Empfangssignalvektor e, der sich aus

K_a,N,Q,W∈ IN, ergibt, worin die kombinierte K_a· (N·Q+W-1 )xK·N- Kanalmatrix A alle K·K_a kombinierten Kanalimpulsantworten

uo ^u

C

W = Zahl der komplexen Abtastwerte

enthält, und worin K_a verschiedene Störsequenzen durch den kombinierten Störvektor

IN und

die Datensequenz d durch den Datensymbolvektor

IN dargestellt werden.

4. System nach Anspruch 3,

d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t ,

daß empfangsseitig eine CDMA-Detektoreinrichtung zur Mehr- teilnehmerdetektion (JD, Joint Detection) vorgesehen ist, daß diese Detektoreinrichtung suboptimal arbeitet und entweder auf einer linearen Entzerrung oder auf einer Entscheidungsrückkopplungsentzerrung beruht, daß die Detektoreinrichtung ein dekorrelierendes signalangepaßtes Filter enthält, daß das Arbeitsprinzip der JD-Detektoreinrichtung unter der Voraussetzung, daß der durch

e

K_a,N,Q,W∈ IN, definierte Empfangssignalvektor e beim Empfänger bekannt ist, durch einen Satz von Gleichungen

angegeben ist, worin

_j

eine quadratische Matrix mit K-N Zeilen und JC-N Spalten,

_j eine K·NxK_a· (N·Q+W-1)- Schätzmatrix und

der Schätzwert des in der Gleichung für den Empfangssignalvektor β definierten Datenvektors d ist.

5. System nach Anspruch 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t ,

daß als CDMA-Detektoreinrichtung ein linearer Datenblockentzerrer mit nachfolgender Quantisierungsstufe vorgesehen ist, daß im Blockentzerrer wertekontinuierliche Schätzwerte der Datensymbole ermittelt werden, die zu Vektoren zusammengefaßt werden, und daß in der Quantisierungsstufe anschließend wer- tediskrete Schätzwerte der Datensymbole durch Quantisieren der wertekontinuierlichen Schätzwerte gewonnen werden. 6. System nach Anspruch 5,

d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t ,

daß als linearer Blockentzerrer der sogenannte lineare Zero- Forcing-Blockentzerrer (ZF-BLE, Zero Forcing Block Linear Equalizer) verwendet wird.

7. System nach Anspruch 5,

d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t ,

daß als linearer Blockentzerrer der sogenannte Minimum-Mean- Square-Error-Blockentzerrer (MMSE-BLE, Minimum Mean Square Error Block Linear Equalizer) verwendet wird.

8. System nach Anspruch 4,

d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t ,

daß als CDMA-Detektoreinrichtung ein Datenblockentzerrer mit quantisierter Rückkopplung vorgesehen ist.

9. System nach Anspruch 8 ,

d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t ,

daß als Datenblockentzerrer ein sogenannter Zero-Forcing- Blockentzerrer mit quantisierter Rückkopplung (ZF-BDFE, Zero Forcing Block Decision Feedback Equalizer) vorgesehen ist.

10. System nach Anspruch 8,

d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t ,

daß als Datenblockentzerrer ein sogenannter Minimum-Mean- Square-Error-Blockentzerrer mit quantisierter Rückkopplung (MMSE-BDFE, Minimum Mean Square Error Block Decision Feedback Equalizer) vorgesehen ist.

11. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche,

d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t ,

daß auf der Empfangsseite ein digitaler Signalprozessor vorgesehen ist, der die CDMA-Detektoreinrichtung enthält.

12. System nach Anspruch 11,

d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t ,

daß der Signalprozessor noch Kanalschätzer enthält.

13. System nach Anspruch 11 oder 12,

d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t ,

daß als Signalprozessor ein Mikroprozessor vorgesehen ist.

14. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche,

g e k e n n z e i c h n e t durch die Verwendung im Rahmen eines hybriden VielfachzugriffVerfahrens, das in einer Kombination von Codemultiplex (CDMA, Code Division Multiple Access) mit Mehrträgerverfahren (MC, Multicarrier), Frequenz- multiplex (FDMA, Frequency Division Multiple Access) und Zeitmultiplex (TDMA, Time Division Multiple Access) besteht. 15. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche,

d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t ,

daß auf der Sendeseite Antennendiversität vorgesehen ist.

16. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche,

d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t ,

daß eine adaptive Diversität mit Richtantennen vorgesehen ist.

17. System nach einem der Ansprüche 1 bis 15,

d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t ,

daß eine nichtadaptive Diversität mit Richtantennen vorgesehen ist

₁₈. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche,

g e k e n n z e i c h n e t durch eine Erweiterung der bislang linearen Datenmodulation auf nichtlineare Datenmodulation.

19. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche,

g e k e n n z e i c h n e t durch eine Erweiterung von linearer Spreizungsmodulation auf nichtlineare Spreizungsmodu- lation.

20. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche,

g e k e n n z e i c h n e t durch eine Codespreizung mit orthogonalen Folgen, entweder in der Aufwärtsεtrecke (uplink) oder in der Abwärtsstrecke (downlink) oder in beiden Richtungen.

21. System nach einem der Ansprüche 1 bis 19,

g e k e n n z e i c h n e t durch eine Codespreizung mit nichtorthogonalen Folgen, entweder in der Aufwärtsstrecke (uplink) oder in der Abwärtsstrecke (downlink) oder in beiden Richtungen.

22. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche,

g e k e n n z e i c h n e t durch die Verwendung binärer Spreizungsfolgen.

23. System nach einem der Ansprüche 1 bis 21,

g e k e n n z e i c h n e t durch die Verwendung nicht binärer Spreizungsfolgen, beispielsweise quaternärer Spreizungsfolgen.

24. System nach einem der vorhergehenden Ansprüche,

g e k e n n z e i c h n e t d u r c h eine Anwendung auf dem Gebiet des Mobilfunks.

25. System nach einem der Ansprüche 1 bis 23, g e k e n n z e i c h n e t d u r c h eine Anwendung auf dem Gebiet des Richtfunks.

26. System nach einem der Ansprüche 1 bis 23,

g e k e n n z e i c h n e t d u r c h eine Anwendung auf dem Gebiet des Satellitenfunks.

27. System nach einem der Ansprüche 1 bis 23,

g e k e n n z e i c h n e t d u r c h eine Anwendung bei Seefunk.

28. System nach einem der Ansprüche 1 bis 23,

g e k e n n z e i c h n e t d u r c h eine Anwendung bei einem schnurlosen Telefon (CT, Cordless Telephone).

29. System nach einem der Ansprüche 1 bis 23,

g e k e n n z e i c h n e t d u r c h eine Anwendung bei Kabel-TV (CATV, Cable TV). 30. System nach einem der Ansprüche 1 bis 23,

g e k e n n z e i c h n e t d u r c h eine Anwendung bei

Unterwasserfunk.