EP1317673A1 - Auswerteschaltung für einen stromsensor nach dem kompensationsprinzip, insbesondere zur messung von gleich- und wechselströmen, sowie verfahren zum betrieb eines solchen stromsensors - Google Patents

Auswerteschaltung für einen stromsensor nach dem kompensationsprinzip, insbesondere zur messung von gleich- und wechselströmen, sowie verfahren zum betrieb eines solchen stromsensors

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Publication number
EP1317673A1
EP1317673A1 EP01967067A EP01967067A EP1317673A1 EP 1317673 A1 EP1317673 A1 EP 1317673A1 EP 01967067 A EP01967067 A EP 01967067A EP 01967067 A EP01967067 A EP 01967067A EP 1317673 A1 EP1317673 A1 EP 1317673A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
current
compensation
magnetic field
probe
digital
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP01967067A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Hans-Georg KÖPKEN
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens AG
Original Assignee
Siemens AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Siemens AG filed Critical Siemens AG
Publication of EP1317673A1 publication Critical patent/EP1317673A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R15/00—Details of measuring arrangements of the types provided for in groups G01R17/00 - G01R29/00, G01R33/00 - G01R33/26 or G01R35/00
    • G01R15/14—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks
    • G01R15/18—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using inductive devices, e.g. transformers
    • G01R15/183—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using inductive devices, e.g. transformers using transformers with a magnetic core
    • G01R15/185—Adaptations providing voltage or current isolation, e.g. for high-voltage or high-current networks using inductive devices, e.g. transformers using transformers with a magnetic core with compensation or feedback windings or interacting coils, e.g. 0-flux sensors

Definitions

  • the invention relates to a current sensor based on the compensation principle, in particular for measuring direct and alternating currents, in which the magnetic field generated in a magnetic core by a primary winding through which the current to be measured flows is compensated by a compensation current in a secondary winding, with the control of the compensation current at least one sensor influenced by the magnetic field detects deviations from the zero flow and feeds this as a measured value via the evaluation circuit to an amplifier arrangement to achieve the compensation current, the amplifier arrangement generating the compensation current in accordance with a pulsed control signal generated by the control circuit as a function of the measurement value in switching operation controls.
  • Such current sensors are also known under the technical term compensation current transformers and are used to measure direct and alternating currents in that the magnetic field generated by the measuring current in a magnetic core is compensated by a compensating current in a secondary winding.
  • a sensor is provided in the magnetic circuit, usually a magnetic field probe, which detects the deviations from the zero field.
  • the secondary current is an exact image of the current to be measured (cf. DE 3718857 AI).
  • the object of the present invention is a cost reduction compared to conventional current transformers, the accuracy having to be maintained.
  • the electronics should be integrable.
  • operation with a simple 5V supply is desirable for smaller current ranges.
  • this object is achieved by a method for operating a current sensor based on the compensation principle, in particular for measuring direct and alternating currents, in which the magnetic field generated in a magnetic core by a primary winding through which the current to be measured flows is generated by a compensation current in a secondary winding is compensated for, in order to control the compensation current, deviations from the zero flux are detected by a magnetic field probe and converted into a pulsed control signal, which is amplified to achieve the compensation current, and in that the pulsed control signal is derived from the probe current by the following method steps: - Excitation the magnetic field probe with a predetermined frequency and
  • This method according to the present invention can be solved particularly advantageously by means of an evaluation circuit for a current sensor based on the compensation principle, in particular for measuring direct and alternating currents, in which the magnetic field generated in a magnetic core by a primary winding through which the current to be measured flows is generated by a compensating current a secondary winding is compensated, with at least one sensor influenced by the magnetic field detecting deviations from the zero flux for controlling the compensation current and feeding this as a measured value via the evaluation circuit to an amplifier arrangement to achieve the compensation current, the amplifier arrangement generating the compensation current in accordance with one of the control circuit as a function of the measured value controls pulsed control signal in switching operation, the control circuit comprising the following elements: a first oscillator with a predetermined frequency to excite the Magnetic field probe, one or more electrical resistors at any point through which the magnetic field probe current flows to generate one or more potentials dependent on the probe current, - at least one comparator for converting one or more potentials into one or more discrete-value digital signals by comparison with one or
  • one or more potentials can also be converted into one or more discrete-value digital signals by evaluating potential differences.
  • the evaluation method or the evaluation circuit according to the present invention thus allows a completely digital implementation of the control electronics.
  • the magnetic field probe is fed, for example, via resistors with a rectangular voltage of a given frequency (e.g. 250 kHz), the probe signal is recorded by one or two comparators and the pulse widths are measured with counters.
  • the conventional analog output stage for the compensation current is replaced by a PWM output stage (frequency e.g. 1 MHz) with an upstream sigma-delta modulator.
  • the time measurement of the digital signals is particularly advantageously carried out by forming the difference between the times of the positive and the negative magnetic field probe control, this time difference being regulated to zero in such a way that deviations from the zero flow are eliminated.
  • complete suppression of the magnetic field probe frequency is made possible by the synchronization of the excitation of the magnetic field probe and the derivation of binary switching signals, in particular phase synchronization by means of a digital phase ocked-oop.
  • the evaluation circuit according to the invention has a synchronization device for synchronizing the first and the second oscillator, in particular a phase synchronization by means of a digital phase-locked loop.
  • synchronization to the subsequent measured value processing which in turn can be synchronized to a ripple that may be present on the current to be measured, is particularly advantageous.
  • Another advantageous embodiment uses the inductance of the compensation winding to smooth the compensation current.
  • evaluation method according to the invention or the corresponding evaluation circuit are tailored for integration in an integrated circuit such as, for example, a user-specified integrated circuit ASIC.
  • the evaluation circuit according to the invention can be used particularly advantageously with a current sensor described at the outset based on the compensation principle.
  • FIG. 1 block diagram of a compensation current transformer with evaluation according to the invention
  • FIG. 2 detection of the probe voltage FIG. 3 curve of the magnetic field probe voltage
  • FIG. 4 block diagram of the digital signal processing
  • the magnetic part is shown on the left, which contains a main core 1 with primary winding wl and compensation winding w2 and a flux probe 2.
  • the 'primary winding wl performs the measurement current il, and has a significantly lower number of turns (possibly only one turn) and the compensation winding w2.
  • the flow probe 2 consists, for example, of a Vitrovac® strip and a sensor coil w3.
  • the control 3 an oscillator, excites the magnetic field probe 2. This is followed by the actual evaluation with the circuit blocks 4 to 7 (to be explained in more detail below) and an output stage 8 operating in switching mode in order to regulate the compensation current i2 in such a way that the magnetic flux becomes zero.
  • the compensation current i2 is an image of the primary current il and can be processed further.
  • the pulsed output voltage of the output stage 8 is filtered.
  • the resulting compensation current i2 is sent through the compensation winding w2 and generates an output signal U via a terminating resistor 10 connected in series with the compensation winding w2, which is proportional to the compensation current i2 and with successful "correction of a deviation from the zero flow is also proportional to the measuring current il. ' • ...
  • the field probe 2 in the exemplary embodiment uses the extremely nonlinear, but exactly point-symmetrical magnetization characteristic of a Vitrovac® strip. With an alternating voltage with a frequency of 200 kHz to 500 kHz, the Vitrovac ⁇ strip is periodically driven in both directions up to saturation. Depending on the magnetic flux in the circle, an asymmetry arises which is evaluated.
  • the first variant is used, but due to the analog peak value rectification and further processing, it is not well suited for integration into an application-specific integrated circuit (ASIC).
  • ASIC application-specific integrated circuit
  • the aim of the invention presented here is to implement the previously unknown fixed-frequency square-wave power supply (third variant), which, as a further great advantage, enables the probe excitation to be synchronized with the switching frequency.
  • the conventional problem of the current ripple transmitted by the magnetic coupling from the probe 2 to the output current i2 in an integrating current measurement is eliminated without the need for complex and bandwidth-limiting analog filters.
  • the duty cycle is evaluated in a fully synchronized, purely digital design and can therefore be integrated in an ASIC.
  • the resulting curve has a short time constant at the beginning and end (relatively steep curve) and a flat area in between (corresponds to the steep branch of the hysteresis loop), the position of which shifts depending on the total flow ⁇ .
  • the difference between the pulse widths t1 and t2 in FIG. 2 is to be used for evaluation. If there is zero flow, the pulses P1 and P2 are of equal size, otherwise the pulses diverge. The difference between the pulse widths - and therefore the time difference between tl and t2 - must be regulated to zero.
  • the pulses P1 and P2 are converted into digital signals by two comparators (see elements 4a, 4b in FIG. 3) in a conversion device 4 shown in FIG.
  • the illustration according to FIG. 3 shows two possible forms of the construction of this comparator circuit, on the left a variant with two comparators 4a, 4b and in the right circuit a variant that manages with a comparator 4a.
  • the left circuit variant consists of a full-bridge arrangement for the magnetic field probe 2, which is fed from a voltage source.
  • Two resistors R1 and R2 connected in series to the left and right of the probe 2 are flowed through by the probe current and generate potentials which are dependent on the probe current and are evaluated by the two comparators 4a, 4b.
  • a switching threshold shortly above zero e.g. 2V as shown in FIG. 2, as small as possible
  • a shortly below zero e.g. -2V, as small as possible
  • FIG. 3 Since an asymmetry in the switching thresholds leads to an offset, the one shown in FIG variant shown on the left is selected, in which only one switching threshold is required.
  • the circuit variant according to FIG. 3 on the right avoids this source of error by measuring via a resistor R3 located in the common ground branch of the bridge, so that only one comparator 4a is required.
  • the voltage swing is smaller and the gate currents flow through the resistor at the switching instant when the gate is ground-related.
  • a capacitor (not shown) can be connected in parallel.
  • the gate voltage changes with ground-related gate control, which limits the maximum permissible voltage drop across the measuring resistor R3.
  • the excitation of the probe 2 takes place with a square-wave voltage of a predetermined frequency, which is generated by the block 3.
  • the signal of a half-bridge (two switches one above the other in FIG. 3) is shifted by one clock every second period, that is to say briefly 0 V to the
  • Probe placed. This causes the pulse end to be shifted by about half a cycle, so that with corresponding intermediate values, the pulse width measured with a digital counter changes between two adjacent measured values.
  • a slowly changing current i2 from -2 mA to 2 mA is fed in, whereby the primary winding wl remains open.
  • the compensation current and the resulting probe voltage mean that the position of the thresholds can be important. It can be seen that with the same thresholds for both comparators 4a, 4b there is no offset, but with smaller thresholds the linear working range of the probe is larger. As expected, an offset results for different thresholds.
  • the small offset which is also visible with symmetrical thresholds, can have various causes, e.g. remanence, external fields, etc.
  • the influence of errors in the time measurement (pulse width measurement) on the compensation current can be determined from the slope of the curves.
  • Such measurement errors arise, for example, from the runtime differences of the two comparators and from the influence of the temporal quantization, since the pulse width is determined in an isochronous design with an inaccuracy of half the clock signal.
  • the influence of offset errors of the comparators can be determined from the displacement of the curves at different thresholds.
  • the magnetic flux is regulated to zero with a PI controller 6 (cf. FIG. 1).
  • a change in the primary current il initially leads to a corresponding jump in the secondary current via the direct magnetic coupling; the magnetic flux (and thus the control loop) does not initially react.
  • the secondary current then begins to subside, so that the total flow in circuit 1 is no longer zero and a magnetic flux is formed, which is recognized by probe 2.
  • the PI controller 6 now begins to raise the secondary current again, so that the flow becomes steadily zero.
  • the integral part (I part) ensures that the stationary control deviation becomes zero.
  • the stationary error is thus determined exclusively by the measuring accuracy of the field probe 2.
  • a pulse width modulation output stage 7 (PWM) is used as an actuator.
  • PWM pulse width modulation output stage 7
  • a high switching frequency typically 1 MHz
  • an LC filter 9 typically dimensioning 100 ⁇ H, 100mF
  • the dynamic behavior of the LC filter 9 must be taken into account when setting the PI controller 6, as must the dynamic behavior of the compensation winding w2.
  • FIG. 4 shows a block diagram of the digital signal processing according to the invention, which is explained in more detail below.
  • the resolution of the clock-synchronously controlled PWM output stage 8 is relatively low, with a system clock of 80 MHz and a PWM output frequency of 1 MHz there are 80 stages, that is less than 7 bit resolution.
  • the PI controller 6 would recognize the errors resulting from this quantization in the resulting flow and would counteract them accordingly. resulting oscillations are, however, relatively large and deeply frequented.
  • a second-order sigma-delta modulator 7b connected upstream of the PWM unit 7a ensures that the desired voltage is set on average by varying the duty cycle.
  • the variation is such that the deviations are as high-frequency as possible and are therefore well suppressed by the low-pass filters (LC filter 9 and compensation winding w2) and a subsequent integrating current measurement.
  • the probe excitation 3 takes place synchronously to the PWM output by means of a corresponding clock signal 11a, for example with a quarter of the frequency, that is with 250 kHz.
  • the entire signal processing takes place, for example, synchronously with a system clock of 80 MHz, for example.
  • the jitter that generally arises between the asynchronous subsystem is not critical for the system behavior given such a high clock frequency.
  • a phase controller 11c (digital phase-locked loop PLL) ensures that the PWM 7, 7a and the probe excitation 3 can be synchronized with an externally predetermined signal 12 (typically the current controller sampling clock of 16 kHz, for example).
  • the synchronization takes place via counter 11, so that the resulting PWM signal follows the external synchronization signal 12 with a jitter of one or a few 80 MHz periods.
  • the entire system works isochronously, for example at 80MHz or 40MHz.
  • the frequency is regulated by the digital PLL 11c in such a way that the excitation of the probe takes place in phase synchronization with the externally predetermined synchronization signal 12. All that remains is a low jitter of a few 80 MHz periods, ie a few 10ns.
  • the PWM output stage 7a in turn switches in phase synchronization with the probe excitation 3.
  • the signals provided on the input side by the comparators 4a, 4b are further processed by two timer blocks 5a, 5b, which measure the pulse widths tl, t2 of the positive and negative probe voltages Pl, P2.
  • different comparators 4a, 4b or the same comparator 4a are used for both pulses P1, P2, as explained above.
  • the output signal is the pulse width measured in cycles from the system cycle.
  • the following block 5c forms the time difference and outputs this as signal e to the PI controller 6. If a predetermined maximum time difference is exceeded and if a predetermined minimum pulse duration is undershot, the output signal from block 5c is held at the corresponding maximum value.
  • a PI controller 6 with limitation has proven to be advantageous as a flow controller.
  • the value for limiting the control behavior can now be reduced so that the integrator does not leave the adjustment range that can be realized by the PWM.
  • the actual pulse width modulation takes place in block 7a.
  • This block receives the period by the phase controller 11c and the on time fcr ⁇ d from the quantization block 7c. Since only 80 levels can be set for the duty cycle at a PWM frequency of 1 MHz and a quartz frequency of 80 MHz, the quantization is taken into account.
  • the quantization takes place in block 7c, which receives the nominal voltage as a signed number with decimal places and the period m from the sigma-delta modulator 7b. From this, the switchover time is calculated and the signal fb is generated as feedback, which corresponds to the realized voltage and is fed back to the input of the sigma-delta modulator 7b.
  • Block 7b contains a second-order sigma-delta modulator.
  • a possible embodiment of the sigma-delta modulator 7b with subsequent quantization 7c is shown in the illustration in FIG.
  • the manipulated variable is set on the input side by the PI controller 6.
  • the sigma-delta modulator 7b supplies an unquantized signal m, which serves as an input signal for the subsequent quantization 7c.
  • the quantization 7c also supplies the feedback signal fb. 5 shows how fb is exactly fed back to the sigma-delta modulator 7b.
  • this sigma-delta modulator 7b acts like a dead time of one cycle.
  • the signal m changes by a few LSB (low significant bits) above and below the signal, switch back and forth.
  • An additional digital pseudo noise signal 'dither' can be used to avoid fertilization of limit cycles, as shown in FIG 5, are fed.
  • the double integrator structure ensures that the amplitude of the resulting interference spectrum is square over frequency in a wide range. This means that the interference is extremely small in the low-frequency useful signal range.
  • the larger interference amplitudes in the higher-frequency range are suppressed by the LC filter 9 (see FIG. 1) and the inductance of the compensation winding w2.
  • a limitation of the sigma-delta modulator 7b should be set to a high value; a limitation related to the actuating range must take place in the PI controller 6. The limit set in the PI controller 6 must still leave some space for the noise generated by the sigma-delta modulator 7b.
  • the goal of saving costs compared to conventional compensation current transformers can be achieved by integrating the evaluation or signal processing according to the invention into an ASIC.
  • a multitude of possibilities is conceivable to divide the required function blocks over one or more ASICs.
  • the representation according to FIG. 6 shows some conceivable variants.
  • each ASIC has an excitation 3, a switching threshold generator 4 with comparators (cf. FIG. 3), a block for digital signal processing with elements 5, 6, 7 according to the block diagram shown in FIG. 4, an amplifier device in the form of an output stage 8 and additionally an analog / digital converter 15 for converting the output voltage U falling across the resistor 10 and proportional to the measuring current il.
  • This variant allows the electronics to be placed directly on the magnetic part of the current transformer, which may be cheap for larger systems.
  • a one or two-phase measurement is also possible, three ASICs are required for the three-phase measurement that is usually required, which leads to a large number of items and thus favors cost-effective mass production.
  • FIG. 6b alternatively shows a division of the circuit into a digital part ASIC A4 and a mixed signal ASIC part A5 (includes the analog-digital converter 15 for all three phases).
  • the development effort for a purely digital ASIC is significantly less, in addition, the fast-clocking parts and the high-power output stages are separated from the sensitive A / D converters 15. It should be noted that a comparator with defined scarf 'will compel tthreshold and large power transistors Working in the "digital" ASIC.
  • the output stages 8 are also outsourced from the ASIC A6. If you provide a + -15V supply and external power amplifiers 8, you can connect the load resistor 10 on one side to a fixed reference potential, e.g. 2V. This enables the use of cheaper A / D converters, e.g. with an input range from 0V to 4V, as they are integrated in some microcontrollers.

Abstract

Die Signalverarbeitung nach der vorliegenden Erfindung er-laubt eine vollständig digitale Realisierung der Ansteue-rungselektronik und somit eine Kostenreduzierung durch voll-ständige Integration in einen ASIC. Die Magnetfeldsonde wird beispielsweise über Widerstände mit einer Rechteckspannung vorgegebener Frequenz gespeist, das Sondensignal wird von ein oder zwei Komparatoren erfasst und die Pulsbreiten werden mit Zählern digital gemessen. Ausserdem wird die herkömmliche ana-loge Endstufe für den Kompensationsstrom durch eine PWM-End-stufe mit vorgeschaltetem Sigma-Delta Modulator ersetzt. Eine Synchronisierung auf ein vorgegebenes Synchronsignal (z.B. aus der Messwertverarbeitung) ist möglich.

Description

Beschreibung
Auswerteschaltung für einen Stromsensor nach dem Kompensationsprinzip, insbesondere zur Messung von Gleich- und Wech- selströmen, sowie Verfahren zum Betrieb eines solchen Stromsensors
Die Erfindung bezieht sich auf einen Stromsensor nach dem Kompensationsprinzip, insbesondere zur Messung von Gleich- und Wechselströmen, bei dem das in einem Magnetkern von einer vom zu messenden Strom durchflossenen Primärwicklung erzeugte Magnetfeld durch einen Kompensationsstrom in einer Sekundärwicklung kompensiert wird, wobei zur Steuerung des Kompensationsstromes mindestens ein vom Magnetfeld beeinflusster Sen- sor Abweichungen vom Nullfluss erfasst und diesen als Mess- wert über die Auswerteschaltung einer Verstärkeranordnung zur Erzielung des Kompensationsstromes zuführt, wobei die Verstärkeranordnung den Kompensationsström entsprechend einem von der AnsteuerSchaltung in Abhängigkeit vom Messwert gene- rierten gepulsten Ansteuersignal im Schaltbetrieb steuert.
Solche Stromsensoren sind auch unter dem Fachbegriff Kompensationsstromwandler bekannt und dienen zur Messung von Gleich- und Wechselströmen, indem das in einem Magnetkern vom Messstrom erzeugte Magnetfeld durch einen Kompensationsstrom in einer Sekundärwicklung kompensiert wird. Zur Steuerung dieses Kompensationsstromes ist im Magnetkreis ein Sensor vorgesehen, in der Regel eine Magnetfeldsonde, der die Abweichungen vom Nullfeld erfasst. Der Sekundärstrom ist dabei ein genaues Abbild des zu messenden Stromes (vgl. DE 3718857 AI).
Aus der DE 19642472 AI ist außerdem bekannt, zur Verringerung des Energiebedarfs für den Kompensationsstrom und zur Reduzierung der Verluste einen getakteten, schaltenden Verstärker zu verwenden, welcher mit einem gepulsten Ansteuersignal angesteuert wird. Ein mögliches Einsatzgebiet für solche Kompensationsstrom- wandler ist die präzise Messung der Motorströme für hochgenaue Servoantriebe. Für den Rundlauf ist insbesondere ein extrem kleiner Fehlabgleich (Offset <0.1% über den Temperaturbereich) des Kompensationsstromwandlers wichtig.
Eine direkte Umsetzung einer herkömmlich realisierten Spit- zenwertgleichrichtung des Sondensignals in einen integrierten Schaltkreis ist dabei jedoch problematisch.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist eine Kostenreduktion gegenüber herkömmlichen Stromwandlern, wobei die Genauigkeit erhalten bleiben muss. Dazu soll die Elektronik integrierbar werden. Außerdem ist für kleinere Strombereiche ein Betrieb mit einfacher 5V-Versorgung erwünscht.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird diese Aufgabe durch ein Verfahren zum Betrieb eines Stromsensors nach dem Kompensationsprinzip gelöst, insbesondere zur Messung von Gleich- und Wechselströmen, bei dem das in einem Magnetkern von einer vom zu messenden Strom durchflossenen Primärwicklung erzeugte Magnetfeld durch einen Kompensationsstrom in einer Sekundärwicklung kompensiert wird, wobei zur Steuerung des Kompensationsstromes Abweichungen vom Nullfluss über eine Magnetfeld- sonde erfasst werden und in ein gepulstes Ansteuersignal umgesetzt werden, welches zur Erzielung des Kompensationsstromes verstärkt wird, und indem das gepulste Ansteuersignal durch folgende Verfahrensschritte aus dem Sondenstrom abgeleitet wird: - Anregung der Magnetfeldsonde mit vorgegebener Frequenz und
Ableitung eines oder mehrerer sondenstro abhängiger Potentiale aus dem Sondenstrom,
Umwandlung eines oder mehrerer Potentiale in ein oder mehrere wertdiskrete digitale Signale durch Vergleich mit einem oder mehreren Schwellwerten, wertdiskrete und zeitdiskrete Messung der Zeiten des digitalen Signals oder der digitalen Signale, digitale Regelung des magnetischen Flusses zu Null mit Hilfe des oder der ermittelten Zeitwerte, insbesondere durch eine PI-Regelung,
Ableitung von binären Schaltsignalen, insbesondere mittels Pulsbreitenmodulation und/oder mittels Sigma-Delta-Modu- lation erster oder höherer Ordnung.
Besonders vorteilhaft lässt sich dieses Verfahren nach der vorliegenden Erfindung mittels einer Auswerteschaltung für einen Stromsensor nach dem Kompensationsprinzip lösen, insbesondere zur Messung von Gleich- und Wechselströmen, bei dem das in einem Magnetkern von einer vom zu messenden Strom durchflossenen Primärwicklung erzeugte Magnetfeld durch einen Kompensationsström in einer Sekundärwicklung kompensiert wird, wobei zur Steuerung des KompensationsStromes mindestens ein vom Magnetfeld beeinflusster Sensor Abweichungen vom Nullfluss erfasst und diesen als Messwert über die Auswerteschaltung einer Verstärkeranordnung zur Erzielung des Kompensationsstromes zuführt, wobei die Verstärkeranordnung den Kompensationsström entsprechend einem von der Ansteuerschaltung in Abhängigkeit vom Messwert generierten gepulsten Ansteuersignal im Schaltbetrieb steuert, wobei die Ansteuerschaltung folgende Elemente umfasst: einen ersten Oszillator mit vorgegebener Frequenz zur Anregung der Magnetfeldsonde, einen oder mehrere elektrische Widerstände an beliebiger vom Magnetfeldsondenstrom durchflossener Stelle zur Generierung eines oder mehrerer sondenstromabhängiger Potentiale, - mindestens einen Komparator zur Umwandlung eines oder mehrerer Potentiale in ein oder mehrere wertdiskrete digitale Signale durch Vergleich mit einem oder mehreren Schwellwerten, mindestens einen Zähler zur wertdiskreten und zeitdiskre- ten Messung der Zeiten des digitalen Signals oder der digitalen Signale, einen digitalen Regler zur Regelung des magnetischen Flusses zu Null mit Hilfe des oder der ermittelten Zeitwerte, insbesondere einen PI-Regler, einen zweiten Oszillator, insbesondere zur Pulsbreitenmo- dulation, und/oder einen Sigma-Delta-Modulator erster oder höherer Ordnung zur Ableitung des gepulsten Ansteuerungs- signals für die Verstärkereinrichtung.
Alternativ kann bei dem erfindungsgemäßen Verfahren oder der entsprechenden Auswerteschaltung auch eine Umwandlung eines oder mehrerer Potentiale in ein oder mehrere wertdiskrete digitale Signale durch Auswertung von Potentialdifferenzen erfolgen.
Das Auswerteverfahren bzw. die Auswerteschaltung nach der vorliegenden Erfindung erlaubt somit eine vollständig digitale Realisierung der Ansteuerungselektronik. Die Magnetfeldsonde wird beispielsweise über Widerstände mit einer recht-- eckförmigen Spannung vorgegebener Frequenz (z.B. 250kHz) ge- speist, das Sondensignal wird von ein öder zwei Komparatoren erfasst und die Pulsbreiten werden mit Zählern gemessen. Außerdem wird die herkömmliche analoge Endstufe für den Kom- pensationsstrom durch eine PWM-Endstufe (Frequenz z.B. 1 MHz) mit vorgeschaltetem Sigma-Delta Modulator ersetzt.
Besonders vorteilhaft erfolgt die Zeitmessung der digitalen Signale durch Bildung der Differenz der Zeiten der positiven und der negativen Magnetfeldsondenaussteuerung, wobei diese Zeitdifferenz so zu Null geregelt wird, dass Abweichungen vom Nullfluss eliminiert werden.
Nach einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung des Verfahrens nach der vorliegenden Erfindung wird eine vollständige Unterdrückung der Magnetfeldsondenfrequenz ermöglicht, indem die Anregung der Magnetfeldsonde und die Ableitung von binären Schaltsignalen synchronisiert werden, insbesondere phasensynchronisiert werden mittels einer digitalen Phase- ocked- oop. Dabei verfügt die erfindungsgemäße Auswertungsschaltung über eine Synchronisierungseinrichtung zur Synchronisierung des ersten und des zweiten Oszillators, insbesondere eine Phasensynchronisierung mittels einer digitalen Phase- Locked-Loop.
Besonders vorteilhaft erfolgt zusätzlich eine Synchronisierung auf die nachfolgende Messwertverarbeitung, die wiederum auf eine eventuell auf dem zu messenden Strom vorhandene Wel- ligkeit synchronisiert werden kann.
Zur Auflösungserhöhung hat es sich als vorteilhaft erwiesen, einen kurzeitigen Kurzschluss der Wicklung der Magnetfeldson- de bei deren Anregung vorzunehmen, insbesondere für einen Takt bei jeder zweiten oder vielfachen Messung.
Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung verwendet die Induktivität der Kompensationswicklung zur Glättung des Kompensationsstromes .
Weiterhin sind das erfindungsgemäße Auswerteverfahren bzw. die korrespondierende Auswertungsschaltung auf eine Integration in einem integrierten Schaltkreis wie beispielsweise einem anwenderspezifizierten integrierten Schaltkreis ASIC zu- geschnitten.
Besonders vorteilhaft lässt sich die erfindungsgemäße Auswertungsschaltung mit einem eingangs beschriebenen Stromsensor nach dem Kompensationsprinzip einsetzen.
Weitere Vorteile und Details der Erfindung ergeben sich anhand der folgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels und in Verbindung mit den Figuren. In den Figuren sind Merkmale mit gleicher Funktionalität mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet. Es zeigt: FIG 1 Blockschaltbild eines Kompensationsstromwandlers mit erfindungsgemäßer Auswertung, FIG 2 Erfassung der Sondenspannung, FIG 3 Verlauf der Magnetfeldsondenspannung, FIG 4 Blockschaltbild der digitalen Signalverarbeitung, FIG 5 Aufbau des Sigma-Delta Modulators und FIG β Mögliche Varianten zur Integration der Auswertungs- schaltung in einen ASIC.
Die Darstellung nach FIG 1 zeigt den prinzipiellen Aufbau eines Kompensationsstromwandlers mit einer Auswertung nach der Erfindung. Links ist der magnetische Teil gezeigt, der einen Hauptkern 1 mit Primärwicklung wl und Kompensationswicklung w2 sowie eine Flusssonde 2 enthält. Die' Primärwicklung wl führt den Messstrom il und besitzt eine erheblich geringere Windungszahl (eventuell nur eine Windung) als die Kompensationswicklung w2. Die Flusssonde 2 besteht beispielsweise aus einem VitrovacΘ-Streifen und einer Sensorspule w3.
Die Ansteuerung 3, ein Oszillator, regt die Magnetfeldsonde 2 an. Es folgt die eigentliche Auswertung mit den Schaltungsblöcken 4 bis 7 (werden im folgenden näher erläutert) sowie eine im Schaltbetrieb arbeitende Endstufe 8, um den Kompensationsstrom i2 so zu regeln, dass der magnetische Fluss zu Null wird. In diesem Fall ist der Kompensationsström i2 ein Abbild des Primärstroms il und kann weiterverarbeitet werden. In dem nach FIG 1 gezeigten Ausführungsbeispiel erfolgt eine Filterung 9 der gepulsten AusgangsSpannung der Endstufe 8. Der daraus resultierende Kompensationsstrom i2 wird durch die Kompensationswicklung w2 geschickt und erzeugt über einem mit der Kompensationswicklung w2 in Reihe geschalteten Abschlusswiderstand 10 ein Ausgangssignal U, welches proportional dem Kompensationsstrom i2 und bei erfolgreicher "Ausregelung einer Abweichung vom Nullfluss ebenfalls proportional dem Messstrom il ist. ' • ... Die Feldsonde 2 im Ausführungsbeispiel nutzt die extrem nichtlineare, aber exakt punktsymmetrische Magnetisierungs- kennlinie eines Vitrovac®-Streifens . Durch eine Wechselspannung mit einer Frequenz von 200 kHz bis 500 kHz wird der Vitrovacφ-Streifen periodisch in beide Richtungen bis in die Sättigung ausgesteuert. Je nach magnetischem Fluss im Kreis entsteht eine Unsymmetrie, die ausgewertet wird.
Es sind verschiedene Erregungsarten und Auswertungen denkbar:
1. Anregung bei Resonanz mit Reihenkondensator und Spitzen- wertgleichrichtung (Stand der Technik)
2. Vorgabe einer Rechteckspannung über Widerstände, Umschaltung bei Sättigung und Tastgradmessüng 3. Vorgabe einer Rechteckspannung über Widerstände mit vorgegebener Frequenz und Zeitdifferenzmessung (vorliegende Erfindung)
Nach dem bekannten Stand der Technik wird die erste Variante eingesetzt, die jedoch aufgrund der analogen Spitzenwert- gleichrichtung und analogen Weiterverarbeitung nicht gut für eine Integration in einen anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreis (ASIC) geeignet ist.
Ziel der hier vorgestellten Erfindung ist die Realisierung der bisher nicht bekannten festfrequenten Rechteckspeisung (dritte Variante) , die als weiteren großen Vorteil eine Synchronisation der Sondenerregung mit der Schaltfrequenz ermöglicht. Auf diese Weise fällt das herkömmliche Problem der durch magnetische Kopplung von der Sonde 2 auf den Ausgangsstrom i2 übertragenen Stromripple bei einer integrierenden Strommessung weg, ohne dass aufwendige und bandbreitenbegrenzende analoge Filter erforderlich sind.
Außerdem erfolgt die Tastgradauswertung in einem vollsynchronen, rein digitalen Design und ist somit in einem ASIC integrierbar. Das in der Magnetfeldsonde 2, dem Sensor, eingesetzte Vitrovac®-Material besitzt eine sehr kleine Koerzitivfeld- stärke (d.h. es ist weichmagnetisch) , aber eine sehr eckige Hystereseschleife. Wenn die von Primärstrom il und Kompensa- tionsstrom i2 hervorgerufene Gesamtdurchflutung θ = 0 ist, ist die Feldstärke im Sensorstreifen proportional zum Sensorstrom. In diesem Fall nimmt die über dem Sensorstrom aufgetragene Hystereseschleife der Sensoranordnung die gleiche Form an wie die über der magnetischen Feldstärke aufgetragene materialbedingte, punktsymmetrische Hystereseschleife.
Sobald die Gesamtdurchflutung θ im magnetischen Kreis nicht Null 'ist, verschiebt sich die über dem Sensorstrom aufgetragene Hysteresekurve.
Der Stromverlauf in der Sonde nach einer Flanke der rechteck- förmigen. Spannung stellt sich so dar, dass die Induktivität jeweils der (abschnittsweise konstanten) Steigung der Hysteresekurve entspricht. Daher besteht der Stromverlauf aus ab- klingenden Exponentialfunktionen, deren Zeitkonstance sich an den entsprechenden Knickstellen der Hysteresekurve ändert.
Der resultierende Verlauf hat am Anfang und am Ende eine kurze Zeitkonstante (relativ steiler Verlauf) und dazwischen ei- nen flachen Bereich (entspricht dem steilen Ast der Hystereseschleife) , dessen Lage sich je nach Gesamtdurchflutung θ verschiebt. Je höher die Gesamtdurchflutung θ ist, desto höher ist der Sensorstrom, bei dem der große Flusshub von positiver auf negative Sättigung stattfindet. Bei höherem Sensorstrom fällt jedoch mehr Spannung an einem Vorwiderstand
(nicht gezeigt) ab, so dass an der Sonde 2 eine geringere Spannung anliegt. Da die für die U magnetisierung der Sonde 2 benötigte Spannungs-Zeit-Fläche konstant ist, steigt die benötigte Zeit. Umgekehrt verschiebt sich der andere Ast der Hystereseschleife zu kleineren Sensorströmen, so dass die Zeit an der anderen Flanke fällt. Diese Unsymmetrie ist im gemessenen Verlauf der Sondenspannung, welcher in der Darstellung nach FIG 2 über die Zeit t aufgetragen ist, bei vorhandener Durchflutung θ deutlich zu erkennen.
Zur Auswertung soll die Differenz der Pulsbreiten tl und t2 in FIG 2 dienen. Wenn Nullfluss vorliegt, so sind die Pulse Pl und P2 gleich groß, andernfalls laufen die Pulse auseinander. Es gilt also die Differenz der Pulsbreiten - und damit die Zeitdifferenz zwischen tl und t2 - zu Null zu regeln.
Dazu werden die Pulse Pl und P2 durch zwei Komparatoren (siehe Elemente 4a, 4b in FIG 3) in einer in FIG 1 gezeigten Umwandlungsvorrichtung 4 in digitale Signale umgewandelt. Die Darstellung nach FIG 3 zeigt zwei mögliche Formen des Aufbaus dieser Komparatorschaltung, links eine Variante mit zwei Komparatoren 4a, 4b und in der rechten Schaltung eine Variante, die mit einem Komparator 4a auskommt.
Die linke Schaltungsvariante besteht aus einer Vollbrücken- anordnung für die Magnetfeldsonde 2, die aus einer Spannungsquelle gespeist wird. Zwei links und rechts von der Sonde 2 in Reihe geschaltete Widerstände Rl und R2 werden vom Sondenstrom durchflössen und erzeugen sondenstromabhängige Poten- tiale, die über die beiden Komparatoren 4a, 4b ausgewertet werden.
Dazu wird für die Sondenspannung eine Schaltschwelle kurz über Null (z.B. 2V wie in FIG 2 gezeigt, möglichst kleiner) und eine kurz unter Null (z.B. -2V, möglichst kleiner) vorgegeben. Bei symmetrischer Ansteuerung liegt die Sondenspannung immer symmetrisch zu 2.5V, so dass die Messung an einer Seite der Spule, der Magne feldsonde 2, mit den Schwellen 2.5V-2V/2=1.5V und 2.5V+2V/2=3.5V genügen würde.
Da eine Unsymmetrie in den Schaltschwellen zu einem Offset führt, wurde für die folgenden Ausführungen die in FIG 3 links dargestellte Variante gewählt, bei der nur eine Schaltschwelle benötigt wird. Beim Einsatz von zwei Komparatoren 4a, 4b führen unterschiedliche Offsets und unterschiedliche Schaltzeiten zu einem Messfehler. Die Schaltungsvariante nach FIG 3 rechts vermeidet diese Fehlerquelle, indem die Messung über einen im gemeinsamen Massezweig der Brücke liegenden Widerstand R3 erfolgt, so dass nur noch ein Komparator 4a erforderlich ist. Allerdings ist der Spannungshub kleiner und es fließen bei massebezogener Gateansteuerung die Gate-Ströme im Schaltaugenblick über den Widerstand. Gegebenenfalls kann dagegen ein Kondensator (nicht gezeigt) parallel geschaltet werden. Außerdem verändert sich bei massebezogener Gateansteuerung die Gate-Spannung, was den maximal zulässigen Spannungsfall am Messwiderstand R3 begrenzt.
Die Erregung der Sonde 2 erfolgt mit einer Rechteckspannung vorgegebener Frequenz, die vom Block 3 erzeugt wird. Zur Erhöhung der A.uflösung wird das Signal einer Halbbrücke (zwei übereinander liegende Schalter in FIG 3) in jeder zweiten Periode um einen Takt verschoben, also kurzzeitig 0V an die
Sonde gelegt. Dies bewirkt eine Verschiebung des Pulsendes um etwa einen halben Takt, so dass bei entsprechenden Zwischenwerten die mit einem digitalen Zähler gemessene Pulsbreite zwischen zwei benachbarten Messwerten wechselt.
Den folgenden Ausführungen liegt die Variante mit zwei Komparatoren 4a, 4b zugrunde.
Wird nun die Sonde 2 über Widerstände Rl, R2 mit einem Recht- eckgenerator 3 erregt und in der Kompensationswicklung w2
(z.B. mit 1000 Windungen) ein langsam veränderlicher Strom i2 von -2 mA bis 2 mA eingespeist, wobei die Primärwicklung wl offen bleibt, so ergibt sich anhand des Kompensationsstroms und der resultierenden Sondenspannung, dass die Lage der Schwellen von Bedeutung sein kann. Man erkennt, dass bei gleichen Schwellen für beide Komparatoren 4a, 4b eine Verschiebung keinen Offset ergibt, bei kleineren Schwellen ist aber der lineare Arbeitsbereich der Sonde größer. Bei unterschiedlichen Schwellen ergibt sich - wie er- wartet - ein Offset. Der auch bei symmetrischen Schwellen sichtbare kleine Offset kann verschiedene Ursachen haben, z.B. Remanenz, Fremdfelder, usw.
Aus der Steigung der Kurven lässt sich der Einfluss von Feh- lern in der Zeitmessung (Pulsbreitenmessung) auf den Kompensationsstrom bestimmen. Solche Messfehler entstehen beispielsweise durch Laufzeitunterschiede der beiden Komparatoren und durch den Einfluss der zeitlichen Quantisierung, da die Pulsbreite in einem taktsynchronen Design mit einer Unge- nauigkeit von dem halben Taktsignal bestimmt wird.
Ein Schalten von „Nullzeigern", d.h. Kurzschluss der Sensorwicklung für einen Takt, verschiebt die Stromkurve um etwa einen halben Takt. Wird dies bei jeder zweiten Messung durch- geführt, ergibt sich im Mittel eine Auflösungsernöhung von 1
Bit. Aus der Verschiebung der Kurven bei unterschiedlichen Schwellen kann der Einfluss von Offsetfehlern der Komparatoren bestimmt werden.
Der magnetische Fluss wird mit einem PI-Regler 6 (vgl. FIG 1) zu Null geregelt. Eine Veränderung des Primärstroms il führt zunächst über die direkte magnetische Kopplung zu einem entsprechenden Sprung im Sekundärstrom, der magnetische Fluss (und damit der Regelkreis) reagiert zunächst nicht. Der Se- kundärstrom beginnt dann abzuklingen, so dass die Gesamt- durchflutung im Kreis 1 nicht mehr Null ist und sich ein magnetischer Fluss bildet, der von der Sonde 2 erkannt wird. Nun beginnt der PI-Regler 6, den Sekundärstrom wieder anzuheben, so dass der Fluss stationär zu Null wird.
Der integrale Anteil (I-Anteil) sorgt dafür, dass die stationäre Regelabweichung zu Null wird. Der stationäre Fehler wird also ausschließlich durch die Messgenauigkeit der Feldsonde 2 bestimmt .
Als Stellglied wird eine Pulsweitenmodulations-Endstufe 7 (PWM) eingesetzt. Um den schaltfrequenten Stromripple klein zu halten, wird eine hohe Schaltfrequenz (typisch 1 MHz) und ein LC-Filter 9 (typische Dimensionierung 100 μH, lOOmF) eingesetzt. Das dynamische Verhalten des LC-Filters 9 muss bei der Einstellung des PI-Reglers 6 beachtet werden, ebenso das dynamische Verhalten der Kompensationswicklung w2.
In der Darstellung nach FIG 4 ist ein Blockschaltbild der erfindungsgemäßen digitalen SignalVerarbeitung gezeigt, die im folgenden näher erläutert wird.
Die Auflösung der taktsynchron angesteuerten PWM-Endstufe 8 ist relativ gering, bei einem Systemtakt von 80 MHz und einer PWM-Ausgangsfrequenz von 1 MHz ergeben sich 80 Stufen, also weniger als 7 Bit Auflösung. Der PI-Regler 6 würde zwar die durch diese Quantisierung entstehenden Fehler am resultierenden Fluss erkennen und entsprechend gegens euern, die sich . ergebenden Oszillationen sind jedoch relativ groß und tief- frequent .
Ein der PWM-Einheit 7a vorgeschalteter Sigma-Delta Modulator 7b zweiter Ordnung sorgt dafür, dass durch Variation des Tastgrades im Mittel die gewünschte Spannung eingestellt wird. Die Variation erfolgt so, dass die Abweichungen möglichst hochfrequent sind und daher gut durch die Tiefpässe (LC-Filter 9 und Kompensationswicklung w2) sowie eine anschließende integrierende Stromerfassung unterdrückt werden.
Die Sondenerregung 3 erfolgt synchron zum PWM-Ausgang durch ein entsprechendes Taktsignal 11a, z.B. mit einem Viertel der Frequenz, also mit 250 kHz. Die gesamte Signalverarbeitung erfolgt beispielsweise synchron zu einem Systemtakt von z.B. 80 MHz. Der grundsätzlich zwischen asynchron laufenden Teilsystem entstehende Jitter ist bei einer so hohen Taktfrequenz für das Systemverhalten jedoch unkritisch. Ein Phasenregler 11c (digitale Phase-Locked-Loop PLL) sorgt dafür, dass die PWM 7, 7a und die Sondenanregung 3 mit einem extern vorgegebenen Signal 12 (typischer Weise dem Stromregler-Abtasttakt von z.B. 16kHz) synchronisiert werden können. Die Synchronisierung erfolgt über Zähler 11, so dass das resultierende PWM- Signal mit einem Jitter von einer oder wenigen 80MHz-Perioden dem externen Synchronsignal 12 folgt.
Das gesamte System arbeitet taktsynchron beispielsweise mit 80MHz oder 40MHz. Durch die digitale PLL 11c wird die Frequenz so geregelt, dass die Anregung der Sonde phasensynchron zu dem extern vorgegebenen Synchronisiersignal 12 erfolgt. Es bleibt lediglich ein geringer Jitter von wenigen 80MHz-Perio- den, also einigen 10ns. Die PWM-Endstufe 7a schaltet wiederum phasensynchron zur Sondenanregung 3.
In dem in FIG 4 dargestellten Blockschaltbild der digitalen Kompensationsregelung werden die eingangsseitig von den Komparatoren 4a, 4b bereitgestellten Signale durch zwei Timer- Blöcke 5a, 5b weiterverarbeitet, die die Pulsbreiten tl, t2 der positiven und der negativen Sondenspannung Pl, P2 messen. Je nach Konfiguration werden, wie voranstehend erläutert, verschiedene Komparatoren 4a, 4b oder derselbe Komparator 4a für beide Pulse Pl, P2 verwendet. Das Ausgangssignal ist die Pulsbreite in Takten vom Systemtakt gemessen.
Der folgende Block 5c bildet die Zeitdifferenz und gibt diese als Signal e an den PI-Regler 6 aus. Beim Überschreiten einer vorgegebenen maximalen Zeitdifferenz und beim Unterschreiten einer vorgegebenen Mindestimpulsdauer wird das Ausgangssignal von Block 5c auf dem entsprechenden Maximalwert festgehalten.
Als Flussregler hat sich, wie bereits erwähnt, ein PI-Regler 6 mit Begrenzung als vorteilhaft erwiesen. Zur Optimierung des Verhaltens bei großen Sprüngen kann jetzt noch der Wert für eine Begrenzung des Regelverhaltens so reduziert werden, dass der Integrator nicht den von der PWM realisierbaren Stellbereich- verlässt .
Die eigentliche Pulsbreitenmodulation erfolgt im Block 7a. Dieser Block erhält die Periodendauer per aus dem Phasenregler 11c und die Ei schaltzeit fcrπσd vom Quantisierungsblock 7c. Da bei einer PWM-Frequenz von 1 MHz und einer Quarzfre- quenz von 80 MHz nur 80 Stufen für den Tastgrad eingestellt werden können, wird die Quantisierung berücksichtigt. Die Quantisierung erfolgt im Block 7c, der die Sollspannung als vorzeichenbehaftete Zahl mit Nachkommastellen und die Periodendauer m vom Sigma-Delta Modulator 7b erhält. Daraus wird der Umschaltzeitpunkt berechnet und als Rückführung das Signal fb erzeugt, das der realisierten Spannung entspricht und auf den Eingang des Sigma-Delta Modulators 7b rückgekoppelt wird.
Der Block 7b enthält einen Sigma-Delta Modulator zweiter Ordnung. Eine mögliche Ausführung des Sigma-Delta Modulators 7b mit anschließender Quantisierung 7c ist in der Darstellung nach FIG 5 gezeigt. Eingangsseitig ist die Stellgröße , stell' vom PI-Regler 6 vorgegeben. Der Sigma-Delta Modulators 7b liefert ein unquantisiertes Signal m, welches der anschließende Quantisierung 7c als Eingangssignal dient. Die Quantisierung 7c liefert neben der Einschaltzeit tmod auch das Rückkopplungssignal fb. Aus FIG 5 ergibt sich nun, wie fb exakt auf den Sigma-Delta Modulator 7b rückgekoppelt wird.
Für exakt realisierbare Werte (d.h. das quantisierte Signal fb ist gleich dem unquantisierten Signal m) wirkt dieser Sigma-Delta Modulator 7b wie eine Totzeit'- von einem Takt. Für Zwischenwerte, die nicht exakt realisiert werden können, wechselt das Signal m um einige LSB (low significant bits) über und unter dem Signal , stell' hin und her. Ein zusätzliches digitales Pseudorauschsignal , dither' kann zur Vermei- düng von Grenzzyklen, wie in FIG 5 dargestellt, eingespeist werden.
Dabei sorgt die doppelte Integratorstruktur dafür, dass die Amplitude des resultierende Störspektrums in weiten Bereichen quadratisch über der Frequenz verläuft. Dies bewirkt, dass im niederfrequenten Nutzsignalbereich die Störungen extrem klein sind. Die größeren Störamplituden im höherfrequenten Bereich werden vom LC-Filter 9 (siehe FIG 1) und der Induktivität der Kompensationswicklung w2 unterdrückt.
Eine Begrenzung des Sigma-Delta Modulators 7b sollte auf einen hohen Wert eingestellt werden, eine auf den Stellbereich bezogene Begrenzung muss im PI-Regler 6 erfolgen. Die im PI- Regler 6 eingestellte Grenze muss noch etwas Raum für das vom Sigma-Delta Modulator 7b erzeugte Rauschen lassen.
Das Ziel der Kosteneinsparung gegenüber herkömmlichen Kompensationsstromwandlern kann durch Integration der erfindungsge- mäßen Auswertung bzw. Signalverarbeitung in einen ASIC erreicht werden. Es ist dabei eine Vielzahl von Möglichkeiten denkbar, die benötigten Funktionsblöcke auf ein oder mehrere ASICs aufzuteilen. Einige denkbare Varianten zeigt die Darstellung nach FIG 6.
In FIG 6a ist die gesamte Elektronik für eine einphasige Strommessung integriert. In einem Drehstromsystem sind somit drei identische ASICs AI bis A3 vorzusehen. Jeder ASIC weist eine Anregung 3, eine Schaltschwellenerzeugung 4 mit Kompara- toren (vgl. FIG 3), einen Block zur digitalen Signalverarbeitung mit den Elementen 5, 6, 7 entsprechend dem in FIG 4 gezeigten Blockschaltbild, eine Verstärkereinrichtung in Form einer Endstufe 8 und zusätzlich einen Analog/Digital-Wandler 15 zur Umsetzung der am Widerstand 10 abfallenden zum Mess- ström il proportionalen AusgangsSpannung U. Diese Variante erlaubt die Platzierung der Elektronik direkt am Magnetteil des Stromwandlers, was bei größeren Systemen evtl. günstig sein kann. Außerdem ist auch eine ein- oder zweiphasige Messung möglich, für die in der Regel geforderte dreiphasige Messung werden drei ASICs benötigt, was zu einer hohen Stückzahl führt und damit eine kostengünstige Massenproduktion begünstigt.
Falls für das ASIC ein kostengünstiger 5V-CM0S Prozess ge- wählt wird, können die Endstufen nicht an VersorgungsSpannungen von +-15V betrieben werden. Schaltungsvarianten, die +-15V Endstufen benötigen, erfordern also eine zusätzliche Endstufe. Denkbar ist auch die Kombination aller Funktionen für drei Phasen in ein ASIC.
Die Darstellung nach FIG 6b zeigt alternativ eine Aufteilung der Schaltung in einen Digitalteil-ASIC A4 und einen Mixed- Signal-ASIC Teil A5 (beinhaltet die Analog-Digital-Wandler 15 für alle drei Phasen) . Der Entwicklungsaufwand für ein rein digitales ASIC ist deutlich geringer, außerdem sind die schnell taktenden Teile und die mit hohem Strom arbeitenden Endstufen von den empfindlichen A/D-Wandlern 15 getrennt. Zu beachten ist, dass im "digitalen" ASIC ein Komparator mit definierter Schal'tschwelle und große Endstufentransistoren be- nötigt werden.
In der in FIG 6c dargestellten Variante sind auch die Endstufen 8 aus dem ASIC A6 ausgelagert. Wenn man eine +-15V Versorgung und externe Endstufen 8 vorsieht, kann man den Bür- denwiderstand 10 auf einer Seite an ein festes Bezugspotential anschließen, z.B. 2V. Dies ermöglicht den Einsatz günstigerer A/D-Wandler, z.B. mit einem Eingangsbereich von 0V bis 4V, wie sie in manchen Mikro-Controllern integriert sind.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zum Betrieb eines Stromsensors nach dem Kompensationsprinzip, insbesondere zur Messung von Gleich- und Wechselströmen, bei dem das in einem Magnetkern (1) von einer vom zu messenden Strom (il) durchflossenen Primärwicklung (wl) erzeugte Magnetfeld durch einen Kompensationsstrom (i2) in einer Sekundärwicklung (w2) kompensiert wird, wobei zur Steuerung des Kompensationsstromes (i2) Abweichungen vom - Nullfluss über eine Magnetfeldsonde (2) erfasst werden und in ein gepulstes Ansteuersignal (pwm) umgesetzt werden, welches zur Erzielung des KompensationsStromes (i2) verstärkt (8) wird, d a du r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass das gepulste Ansteuersignal (pwm) durch folgende Verfahrensschritte aus dem Sondenstrom abgeleitet wird:
Anregung (3) der Magnetfeldsonde (2) mit vorgegebener Frequenz und Ableitung (4) eines oder mehrerer sondenstromabhängiger Potentiale aus dem Sondenstrom, - Umwandlung (4a, 4b) eines oder mehrerer Potentiale (Pl, P2) in ein oder mehrere wertdiskrete digitale Signale durch Vergleich mit einem oder mehreren Schwellwerten, wertdiskrete und zeitdiskrete Messung (5, 5a, 5b, 5c) der Zeiten (tl, t2) des digitalen Signals oder der digitalen Signale, digitale Regelung (6) des magnetischen Flusses zu Null mit Hilfe des oder der ermittelten Zeitwerte (tl, t2), insbesondere durch eine PI-Regelung,
Ableitung (7) von binären Schaltsignalen, insbesondere mittels Pulsbreitenmodulation (7a) und/oder mittels Sig a- Delta-Modulation (7b) erster oder höherer Ordnung.
2. Verfahren zum Betrieb eines Stromsensors nach dem Kompensationsprinzip, insbesondere zur Messung von Gleich- und Wechsels römen, bei dem das in einem Magnetkern (1) von einer vom zu messenden Strom (il) durchflossenen Primärwicklung (wl) erzeugte Magnetfeld durch einen Kompensationsström (i2) in einer Sekundärwicklung (w2) kompensiert wird, wobei zur Steuerung des Kompensationsstromes (i2) Abweichungen vom Nullfluss über eine Magnetfeldsonde (2) erfasst werden und in ein gepulstes Ansteuersignal (pwm) umgesetzt werden, welches zur Erzielung des Kompensationsstromes (i2) verstärkt (8) wird, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass das gepulste Ansteuersignal (pwm) durch folgende Verfahrensschritte aus dem Sondenstrom abgeleitet wird: - Anregung (3) der Magnetfeldsonde (2) mit vorgegebener Frequenz und Ableitung (4) eines oder mehrerer sondenstromabhängiger Potentiale aus dem Sondenstrom, Umwandlung (4a, 4b) eines oder mehrerer Potentiale (Pl, P2) in ein oder mehrere wertdiskrete digitale Signale durch Auswertung von Potentialdifferenzen, wertdiskrete und zeitdiskrete Messung (5, 5a, 5b, 5c) der Zeiten (tl, t2). des digitalen Signals oder der digitalen Signale, digitale Regelung (6) des magnetischen Flusses zu Null mit Hilfe des oder der ermittelten Zeitwerte (tl, t2), insbesondere durch eine PI-Regelung,
Ableitung (7) von binären Schaltsignalen, insbesondere mittels Pulsbreitenmodulation (7a) und/oder mittels Sigma- Delta-Modulation (7b) erster oder höherer Ordnung.
3. Verfahren zum Betrieb eines Stromsensors nach dem Kompensationsprinzip nach Anspruch 1 oder 2, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass zur Zeitmessung (5) der digitalen Signale eine Differenz der Zeiten (tl, t2) der positiven und der negativen Magnetfeldsondenaussteuerung (Pl, P2) gebildet wird, wobei diese Zeitdifferenz so zu Null geregelt wird, dass Abweichungen vom Nullfluss eliminiert werden.
4. Verfahren zum Betrieb eines Stromsensors nach dem Kompensationsprinzip nach Anspruch 1, 2 oder 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Anregung (3) der Magnetfeldsonde (2) und die Ableitung (7) von binären Schaltsignalen (pwm) synchronisiert (11) werden.
5. Verfahren zum Betrieb eines Stromsensors nach dem Kompensationsprinzip nach Anspruch 4, d a du r c h g e k e nn z e i c h n e t, dass eine Synchronisierung auf eine nachfolgende Messwertverarbeitung erfolgt, insbesondere phasensynchronisiert (11c) mittels einer digitalen Phase-Locked-Loop.
6. Verf hren zum Betrieb eines Stromsensors nach dem Kompen- sationsprinzip nach einem der vorangehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass zur Auflösungserhöhung ein kurzeitiger Kurzschluss der Wicklung (w3) der Magnetfeldsonde (2) bei deren Anregung (3) erfolgt, insbesondere für einen Takt bei jeder zweiten oder vielfachen Messung.
7. Verfahren zum Betrieb eines Stromsensors nach dem Kompensationsprinzip nach einem der vorangehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Induktivität der Kompensationswicklung (w2) zur Glättung des Kompensationsstromes (i2) dient.
8. Auswerteschaltung für einen Stromsensor nach dem Kompensationsprinzip, insbesondere zur Messung von Gleich- und Wechselströmen, bei dem das in einem Magnetkern (1) von einer vom zu messenden Strom (il) durchflossenen Primärwicklung (wl) erzeugte Magnetfeld durch einen Kompensationsstrom (i2) in einer Sekundärwicklung (w3) kompensiert wird, wobei zur Steuerung des Kompensationsstromes (i2) mindestens ein vom Magnetfeld beeinflusster Sensor (2) Abweichungen vom Nullfluss erfasst und diesen als Messwert (e) über die Auswerteschal- tung einer Verstärkeranordnung (8) zur Erzielung des Kompensationsstromes (i2) zuführt, wobei die Verstärkeranordnung (8) den Kompensationsstrom (i2) entsprechend einem von der Ansteuerschaltung in Abhängigkeit vom Messwert generierten gepulsten Ansteuersignal (pwm) im Schaltbetrieb steuert, g e k e n n z e i c h n e t d u r c h folgende Merkmale: einen ersten Oszillator (3) mit vorgegebener Frequenz zur Anregung der Magnetfeldsonde (2), einen oder mehrere elektrische Widerstände (Rl, R2 , R3 ) an beliebiger vom Magnetfeldsondenstrom durchflossener Stelle zur Generierung eines oder mehrerer sondenstromabhängiger Potentiale (Pl, P2), - mindestens einen Komparator (4a, 4b) zur Umwandlung eines oder mehrerer Potentiale (Pl, P2) in ein oder mehrere wertdiskrete digitale Signale (tl, t2 ) durch Vergleich mit einem oder mehreren Schwellwerten, - -mindestens einen Zähler (5a, 5b) zur' wertdiskreten und zeitdiskreten Messung der Zeiten (tl, t2) des digitalen Signals oder der digitalen Signale, einen digitalen Regler (6) zur Regelung des magnetischen Flusses zu Null mit Hilfe des oder der ermittelten Zeitwerte (e) , insbesondere einen PI-Regler, - einen zweiten Oszillator (7) , insbesondere zur Pulsbreitenmodulation (7a), und/oder einen Sigma-Delta-Modulator (7b) erster oder höherer Ordnung zur Ableitung des gepulsten Ansteuerungssignäls (pwm) für die Verstärkereinrichtung (8) .
§. Auswerteschaltung für einen Stromsensor nach dem Kompensationsprinzip, insbesondere zur Messung von Gleich- und Wechselströmen, bei dem das in einem Magnetkern (1) von einer vom zu messenden Strom (il) durchflossenen Primärwicklung (wl) erzeugte Magnetfeld durch einen Kompensationsstrom (i2) in einer Sekundärwicklung (w3) kompensiert wird, wobei zur Steuerung des Kompensationsstromes (i2) mindestens ein vom Magnetfeld beeinflusster Sensor (2) Abweichungen vom Nullfluss erfasst und diesen als Messwert (e) über die Auswerteschal- tung einer Verstärkeranordnung (8) zur Erzielung des Kompensationsstromes (i2) zuführt, wobei die Verstärkeranordnung (8) den Kompensationsstrom (i2) entsprechend einem von der Ansteuerschaltung in Abhängigkeit vom Messwert generierten gepulsten Ansteuersignal (pwm) im Schaltbetrieb steuert, g e k e n n z e i c h n e t d u r c h folgende Merkmale: einen ersten Oszillator (3) mit vorgegebener Frequenz zur Anregung der Magnetfeldsonde (2) ,
-• einen oder mehrere elektrische Widerstände (Rl, R2 , R3 ) an beliebiger vom Magnetfeldsondenstrom durchflossener Stelle zur Generierung eines oder mehrerer sondenstromabhängiger Potentiale (Pl, P2) , - mindestens einen Komparator (4a, 4b) zur Umwandlung eines oder mehrerer Potentiale (Pl, P2) in ein oder mehrere wertdiskrete digitale Signale (tl, t2 ) durch Auswertung von Potentialdifferenzen, mindestens einen Zähler (5a, 5b) zur wertdiskreten und zeitdiskreten Messung der Zeiten (tl, t2) des digitalen Signals oder der digitalen Signale, einen digitalen Regler (6) zur Regelung des magnetischen Flusses zu Null mit Hilfe des oder der ermittelten Zeitwerte (e) , insbesondere einen PI-Regler, - einen zweiten Oszillator (7) , insbesondere zur Pulsbreitenmodulation (7a) , und/oder einen Sigma-Delta-Modulator (7b) erster oder höherer Ordnung zur Ableitung des gepulsten Ansteuerungssignals (pwm) für die Verstärkereinrichtung ( 8 ) .
10. Auswerteschaltung für einen Stromsensor nach dem Kompensationsprinzip nach Anspruch 8 oder 9, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass eine Synchronisierungseinrichtung (11) zur Synchronisierung (11a, 11b) des ersten (3) und des zweiten (7) Oszillators vorgesehen ist, insbesondere eine Phasensynchronisierung (11c) mittels einer digitalen Phase-Locked-Loop.
11. Auswerteschaltung für einen Stromsensor nach dem Kompen- sationsprinzip nach einem der Ansprüche 8 bis 10, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Auswerteschaltung in einen integrierten Schaltkreis (AI bis A6) integriert ist, insbesondere in einen ASIC.
12. Stromsensor nach dem Kompensationsprinzip mit einer Aus- werteschaltung nach einem der Ansprüche 8 bis 11.
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