EP0098801B1 - Leitung mit verteiltem Tiefpassfilter - Google Patents

Leitung mit verteiltem Tiefpassfilter Download PDF

Info

Publication number
EP0098801B1
EP0098801B1 EP83810289A EP83810289A EP0098801B1 EP 0098801 B1 EP0098801 B1 EP 0098801B1 EP 83810289 A EP83810289 A EP 83810289A EP 83810289 A EP83810289 A EP 83810289A EP 0098801 B1 EP0098801 B1 EP 0098801B1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
line
section
sections
losses
wave impedance
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired
Application number
EP83810289A
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
EP0098801A3 (en
EP0098801A2 (de
Inventor
Jean-Joseph Max
Arvind Shah
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Feller AG
Original Assignee
Feller AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Feller AG filed Critical Feller AG
Priority to AT83810289T priority Critical patent/ATE24983T1/de
Publication of EP0098801A2 publication Critical patent/EP0098801A2/de
Publication of EP0098801A3 publication Critical patent/EP0098801A3/de
Application granted granted Critical
Publication of EP0098801B1 publication Critical patent/EP0098801B1/de
Expired legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/202—Coaxial filters
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01B—CABLES; CONDUCTORS; INSULATORS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR CONDUCTIVE, INSULATING OR DIELECTRIC PROPERTIES
    • H01B11/00—Communication cables or conductors
    • H01B11/02—Cables with twisted pairs or quads
    • H01B11/12—Arrangements for exhibiting specific transmission characteristics
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01B—CABLES; CONDUCTORS; INSULATORS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR CONDUCTIVE, INSULATING OR DIELECTRIC PROPERTIES
    • H01B11/00—Communication cables or conductors
    • H01B11/18—Coaxial cables; Analogous cables having more than one inner conductor within a common outer conductor
    • H01B11/1895—Particular features or applications

Definitions

  • the invention relates to an electrical line with at least one distributed low-pass filter for suppressing high-frequency interference signals on the line.
  • DE-A-29 39 616 describes a lossy electrical cable in which at least one conductive element in connection with an absorbent mixture at least partially surrounding the conductor has a composite structure, namely a core formed by a thread or a fiber and a conductive coating, such that the element has a high resistance with good mechanical properties.
  • the known distributed low-pass or interference protection filters have the disadvantages that they must be subject to high magnetic losses, dielectric losses or line losses in the insulating material, since such losses alone have their low-pass effect, and that they have a complicated structure, which is not only theirs Manufacturing, but also their universal applicability difficult.
  • the object of the present invention is to provide an electrical line of the type mentioned at the beginning, the distributed low-pass filter of which has a low cut-off frequency and, for signal frequencies up to the highest frequency range, high attenuation without noticeable resonance phenomena, and with a simple structure, neither on the use of materials with high loss factors is still dependent on great lengths.
  • a line with a line section, or, to increase the interference filter effect, with several successive line sections of different impedance and higher dielectric losses or skin effect losses can be produced in a relatively simple manner and practically any length, so that the present line as an interference filter, which allows low-frequency or direct-current electrical current to pass through without noticeable damping, but has high damping for high-frequency currents and can be used universally.
  • the line 1 shows schematically a coaxial line 1, which in a manner known per se has a conductor 2, an outer shield 3 and an insulating material or dielectric 4, not shown, located between the conductor 2 and the outer shield 3.
  • the line 1 has a first and a third line section 5 and 6, both of which have as characteristic data an impedance Z o and a loss factor tg ⁇ 0 , which in the present example is zero (loss-free line section).
  • the impedance Z 1 In between a line section 7 is provided, the impedance Z 1 and is very different from Z o , which has a relative dielectric constant ⁇ r and a loss factor tg 8 1 , and the length of which is List.
  • a signal 8 which is shown in FIG. 1 for example as a unit voltage jump signal and which propagates in line section 5 of impedance Z o , reaches point A of line 1, namely the beginning of line section 7, at which whose impedance suddenly takes the value Z 1, part of the signal is reflected, while the other part propagates in the line section 7.
  • point B of line 1 namely the end of line section 7, at which the impedance suddenly returns to the value z o
  • the reflected part of the signal which preferably makes up almost all of the remaining signal, is sent back to point A, where again a nearly total reflection occurs.
  • a multiple reflection of the signal components thus takes place in the line section 7, which has a different impedance than the adjacent line sections 5 and 6, as is shown in more detail in FIG. 2.
  • This low-pass effect is based on the fact that not only does a small part of the binary jump signal 8 entering the line section 7 of different impedance have to go back and forth several times over this line section before it can build up a noticeable voltage at the output of the line section 7, but that the effect of the dielectric losses in this line section can also be increased, because the “equivalent length” of the line section is multiplied by a factor which is essentially inversely proportional to the very small deviation of the reflection factor ⁇ from 1.
  • This equivalent length is defined as the mean path length that a pulse-shaped wave must travel through on the same line section when it goes back and forth several times until half of it comes out of the line section in question.
  • FIG. 4 shows the calculated and experimentally confirmed course of the filter attenuation for a line according to FIG. 1, the Attenuation A in dB and the frequency f with respect to the cut-off frequency f 3dB are plotted for 3 dB attenuation on a logarithmic scale.
  • the delay T d L / v, the product of the length L of the line section 7 and the inverse reproductive speed 1 / v in this section.
  • the reflections caused by the different impedance in the conductor section 7 determine the filter steepness and, as will be explained below, the cut-off frequency of the low-pass filter, while the dielectric losses of the line section 7 increase the frequency with an extinction or at least a strong attenuation of the resonances caused by the reflections and then a stronger weakening in the direction of higher frequencies is effected.
  • the reflection factor ⁇ depends on the one hand on a change in the dielectric constant ⁇ r and on the other hand on a change in the geometry of the line at the ends of the line section 7. Since the dielectric constant can only be changed to a relatively small extent due to the material, it is advantageous to bring about a considerable increase in the ratio of the frequency f rn of the first resonance to the cut-off frequency f 3dB in that, in addition to the length L of the line section, the two other dimensions, ie the Cross dimensions are changed, for example the diameter of a cable-shaped line.
  • the line geometry along the line 1 can also be changed, for example by changing the diameter of the insulating material 4.
  • the loss factor tg5 1 of the line section 7 should be sufficiently high considering the damping of the resonances. However, special measures in the choice of materials, such as magnetic materials, are by no means necessary.
  • the entire line 1, ie also in line sections 5 and 6, can have the same loss angle tgö.
  • Suitable insulating materials for the lossy line section 7 with different impedance Z 1 are, for example, polyethylene with tg 8 between 0.02 and 0.2 or polyvinylidene fluoride (PVDF) with tg 8 between 0.1 and 0.2 in the frequency range from 0.5 to Called 200 MHz.
  • PVDF polyvinylidene fluoride
  • the line 1 shown only schematically in FIG. 1 can have different embodiments, three examples of which are shown in FIGS. In the cut views, only one of the line sections 5, 6 and 7 of FIG. 1 is shown.
  • FIG. 5 shows a two-wire line with two conductors 15, each of which is surrounded by an insulating material 16 of a certain diameter and certain dielectric properties.
  • a separate metallic shield 17 envelops each insulating material 16.
  • a plastic protective jacket 18 is provided.
  • 6 shows a similar arrangement with three conductors 15, but in which a shield 19 for the three insulating materials 16 of all three conductors 15 is common.
  • the embodiment according to FIG. 5 is also suitable for applications as an anti-parasitic signal or data line, while the embodiment according to FIG. 6 is also particularly suitable for use as an anti-parasitic mains cable for building and house installations.
  • the present line can also have the embodiment of a current or distribution rail for the supply inside or outside electrical and electronic devices, as shown in FIG. 7.
  • Two busbars 20, which are provided with connecting lugs 21, are embedded in an insulating material 22 of certain dimensions and certain dielectric properties.
  • the insulating material 22 is enclosed by a shielding metal housing 23 which is open on the underside and which is provided with a larger number of connecting lugs 24 and is surrounded by a plastic protective jacket 25.
  • FIG. 8 Such a development is shown schematically on a coaxial cable in FIG. 8, with the shielding and the protective jacket for clarity are omitted.
  • This cable has a central conductor 26 and a plurality of line sections 27, 28, 29, 30 etc. consisting of insulating material, the corresponding impedances Z 1 , Z 2 , Z 3 , Z 4 etc. and corresponding lengths Lt, L 2 , L 3 , L 4 etc. have. It can also be seen that the line sections 27, 28, 29, 30 have different diameters.
  • the dielectric constants of the insulating materials of these line sections and their loss angles are also different in the general case. In practice, however, it will often be expedient to design every second section in the same way with regard to its diameter and with regard to the dielectric constant and the loss angle of its insulating material.
  • the lengths L 1 to L 4 can, however, differ from one another in order to avoid any cumbersome accumulation of minor disturbing effects of the reflections. Practically, the lengths L 1 to L4 as well as the length L according to
  • Fig. 1 have values between about 1 cm and 500 cm, so that in the case of small lengths, the present line also takes the form of a discrete interference filter component for electrical and electronic devices, e.g. for mounting on a circuit board.
  • the distributed low-pass filter is effective, i.e. at any frequency, has uniformly distributed impedances and loss elements along the line sections, but no discrete elements. If one looks at the behavior of any electrical components in relation to very fast pulses or high frequencies, one sees that in the sense of the location "discrete" circuit elements such as inductors and capacitors no longer exist, but that there are only elements that are distributed in a regular or irregular manner Has.
  • the damping curve of this arrangement for the higher frequencies to be damped must be viewed from the point of view that the inductors are distributed elements whose impedance is a function of the coordinate between a starting point and the end of the inductance.
  • the above-mentioned arrangement is a line having a first line section with an equivalent impedance Z ä q, a second conduit section having a characteristic impedance Z and a third line section with an equivalent impedance Z eq.
  • a line with discontinuously changing wave impedances the frequency-dependent attenuation of which can be calculated by reflections at the points of changing wave impedance, as in the previous exemplary embodiments.
  • FIG. 9 shows an exemplary embodiment of the electrical line according to the invention, in which one line section has a discrete inductance 31, a second line section is formed by a coaxial cable 32 and a third line section has a further discrete inductance 33, the second line section having a wave impedance Z and the adjacent line sections have equivalent wave impedances Z ä q and Z ' ä q different from Z.
  • FIGS. 10a and 10b show a similar design of a line, but in which the corresponding third line section has a capacitor 34.
  • this configuration corresponds to the line shown in FIG. 10b, the line sections of which have the equivalent wave impedance Z a q (L), the wave impedance Z and the equivalent wave impedance Lgq (C).
  • the capacitor 34 plays the same role as an open stub.
  • the entire line can consist of several, alternately successive line sections of the type described.
  • the known skin effect which is effective at higher frequencies, can be used to generate losses in a simple manner, which strongly dampen the resonances occurring as a result of the signal reflections and also effect the desired filter attenuation of the present line for the maximum frequency range (FIG. 4).
  • the measure for generating frequency-dependent losses due to the skin effect is that the conductor of the line has an inner conductor part (or a core) with high electrical conductivity in order to transmit the relatively low frequencies up to a few thousand hertz including the direct current without loss.
  • the inner conductor part has a coating or a surface layer which has a lower electrical conductivity or is even semiconducting, in which the currents of higher frequency flow due to the skin effect. Since this coating is a poor conductor, the current-conducting layer or skin becomes even thinner at higher and very high frequencies than in the case of a conductor made entirely of a highly conductive material, so that the current conduction is further deteriorated, i.e. the losses that occur as a result of the skin effect are substantially greater.
  • Dielectric losses increase in proportion to the frequency, but losses due to the skin effect only increase with the square root of the frequency.
  • the aforementioned coating can have a significantly lower electrical conductivity than, for example, copper, the skin effect losses which can be achieved are sufficient to obtain the desired filter damping.
  • the surface layer can also consist of a semiconducting material, preferably of copper (I) oxide Cu 2 0.
  • a layer 37 of an insulating material adjoins the surface layer 36, which in turn is encased by an outer conductor provided as a shield with high electrical conductivity, for example also made of copper.
  • This simple design of the line maintains the properties of the central conductor, which conducts the signals of relatively low frequencies, while at the same time strongly attenuating the signals of higher and highest frequencies.
  • the inner conductor part 35 can also be provided with a plurality of outer, thin layers of a poorly conducting material lying on top of one another, the specific resistance of the layers increasing towards the outside. This ensures that the current penetrates into the poorly conducting outer conductor part at high frequencies.

Description

  • Die Erfindung bezieht sich auf eine elektrische Leitung mit mindestens einem verteilten Tiefpassfilter zur Unterdrückung von auf der Leitung befindlichen höherfrequenten Störsignalen.
  • Bekannte Störschutzfilter mit diskreten Schaltungselementen, die wahlweise ohmscher, kapazitiver und induktiver Art sind, haben den Nachteil, dass die mit ihren kapazitiven Schaltungselementen verbundenen parasitären Induktivitäten bzw. die mit ihren induktiven Schaltelementen verbundenen parasitären Kapazitäten im Bereich höherer Frequenzen zu unerwünschten Resonanzen Anlass geben.
  • Aus der Zeitschrift IEEE Transactions on Electromagnetic Compatibility, Januar 1964, Seiten 55 bis 61, ferner aus der Zeitschrift Proceedings of the IEEE, Januar 1979, Seiten 159 bis 163, und aus der DE-A- 29 39 616 sind abgeschirmte elektrische Leitungen mit mindestens einem verteilten Tiefpassfilter als Störschutzfilter bekannt. In der erstgenannten Literaturstelle ist eine koaxiale Uebertragungsleitung beschrieben, welche einen oder mehrere Leitungsabschnitte mit einem zwischen den zentralen Leiter und die äussere Abschirmung eingebrachten magnetischen Material, z.B. einem Ferrit-Material, als verlustbehaftetes Isoliermaterial aufweist. Ein ähnliches, mit einem magnetkeramischen Material versehenes koaxiales Störschutzfilter, das vor allem als Durchführungsfilter vorgeschlagen wird, ist in der zweitgenannten Literaturstelle beschrieben. In der DE-A- 29 39 616 ist ein verlustbehaftetes elektrisches Kabel beschrieben, bei welchem mindestens ein leitendes Element in Verbindung mit einer den Leiter mindestens teilweise umgebenden, absorbierenden Mischung einen zusammengesetzten Aufbau aufweist, nämlich eine von einem Faden oder einer Faser gebildete Seele und einen leitenden Ueberzug, derart, dass das Element bei guten mechanischen Eigenschaften einen hohen Widerstand hat.
  • Die bekannten verteilten Tiefpass- bzw. Störschutzfilter weisen die Nachteile auf, dass sie mit hohen magnetischen Verlusten, dielektrischen Verlusten oder leitungsverlusten im Isoliermaterial behaftet sein müssen, da solche Verluste allein ihre Tiefpasswirkung bewirken, und dass sie einen komplizierten Aufbau aufweisen, der nicht nur ihre Herstellung, sondern auch ihre universelle Anwendbarkeit erschwert.
  • Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist, eine elektrische Leitung der eingangs genannten Art zu schaffen, deren verteiltes Tiefpassfilter eine niedere Grenzfrequenz sowie für Signalfrequenzen bis in den Höchstfrequenzbereich eine hohe Dämpfung ohne merkliche Resonanzerscheinungen hat und das bei einfachem Aufbau weder auf die Verwendung von Materialien mit hohen Verlustfaktoren noch auf grosse Längen angewiesen ist.
  • Erfindungsgemäss weist die Leitung die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angeführten Merkmale auf.
  • Durch die erfindungsgemässe Kombination von Reflexionen auf beiden Seiten eines Leitungsabschnitts unterschiedlicher Impedanz und von dielektrischen Verlusten und/oder Skineffekt-Verlusten in diesem Leitungsabschnitt lässt sich eine gegenseitige Steigerung der beiden Dämpfungseffekte für höhere Frequenzen erzielen. Einerseits ergeben sich an den Endseiten des genannten Leitungsabschnitts unterschiedlicher Impedanz mehrfache, im optimalen Fall nahezu totale Reflexionen der Signale höherer Frequenz und damit grössere Weglängen für diese Signale, und andererseits werden zufolge der grösseren äquivalenten Weglänge des verlustbehafteten Leitungsabschnitts die Verluste in diesem Leitungsabschnitt ebenfalls vergrössert. Ferner lassen sich durch geeignete Wahl des Dielektrikums im verlustbehafteten Leitungsabschnitt, d.h. dessen Dielektrizitätskonstanten, eine verhältnismässig niedrige Grenzfrequenz des Tiefpassfilters und gleichzeitig hohe Frequenzen von Resonanzen, insbesondere der niedrigsten der auftretenden Resonanzen, erzielen. Zudem lässt sich eine Leitung mit einem Leitungsabschnitt, oder, zur Steigerung der Störschutzfilterwirkung, mit mehreren aufeinanderfolgenden Leitungsabschnitten unterschiedlicher Impedanz und höherer dielektrischer Verluste bzw. Skineffekt-Verluste in verhältnismässig einfacher Weise und praktisch beliebiger Länge herstellen, so dass die vorliegende Leitung als Störschutzfilter, welches elektrischen Strom niedriger Frequenz oder Gleichstrom ohne merkliche Dämpfung durchlässt, jedoch für hochfrequente Ströme eine grosse Dämpfung aufweist, universell angewendet werden kann.
  • Ausführungsbeispiele des Erfindungsgegenstandes werden nachstehend anhand der Zeichnungen erläutert. Es zeigen:
    • Fig. 1 eine schematische Darstellung einer prinzipiellen erfindungsgemässen Leitung mit einem verlustbehafteten Leitungsabschnitt unterschiedlicher Impedanz,
    • Fig. 2 eine schematische Darstellung der Signalreflexionen an den Endseiten des Leitungsabschnitts unterschiedlicher Impedanz der Fig. 1
    • Fig. 3 den beispielsweisen Verlauf eines zugeführten Einheits-Spannungssprungsignals am Ende des Leitungsabschnitts unterschiedlicher Impedanz der Fig. 1,
    • Fig. 4 den beispielsweisen Verlauf der Filterdämpfung für eine Leitung gemäss Fig. 1,
    • Fig. 5 und Fig. 6 eine aufgeschnittene Ansicht eines zweiadrigen bzw. dreiadrigen Koaxialkabels zur praktischen Verwirklichung der erfindunüsgemässen Leitung
    • Fig. 7 eine aufgeschnittene Ansicht einer Strom- und Verteilschiene zur praktischen Verwirklichung der erfindungsgemässen Leitung, und
    • Fig. 8 eine Teilansicht eines Koaxialkabels mit mehreren Leitungsabschnitten unterschiedlicher Impedanz,
    • Fig. 9 eine Leitung mit zwei diskreten, eine äquivalente Wellenimpedanz aufweisenden Induktivitäten,
    • Fig.10a eine Leitung mit einer diskreten Induktivität und einem diskreten Kondensator, die beide eine äquivalente Wellenimpedanz aufweisen,
    • Fig. 10b eine Darstellung der Leitung der Fig. 10a als Leitung mit sich ändernder Wellenimpedanz, und
    • Fig. 11 einen Schnitt durch das Kabel einer Leitung, deren Verluste auf dem Skin-Effekt beruhen.
  • In Fig. 1 ist schematisch eine koaxiale Leitung 1 dargestellt, welche in an sich bekannter Weise einen Leiter 2, eine äussere Abschirmung 3 und ein zwischen dem Leiter 2 und der äusseren Abschirmung 3 befindliches, nicht näher dargestelltes Isoliermaterial oder Dielektrikum 4 aufweist. Die Leitung 1 weist einen ersten und einen dritten Leitungsabschnitt 5 bzw. 6 auf, welche beide als charakteristische Daten eine Impedanz Zo und einen Verlustfaktor tg δ0 haben, der im vorliegenden Beispiel gleich null ist (verlustfreier Leitungsabschnitt). Dazwischen ist ein Leitungsabschnitt 7 vorgesehen, dessen Impedanz Z1 und stark verschieden von Zo ist, der eine relative Dielektrizitätskonstante εr und einen Verlustfaktor tg 81 hat, und dessen Länge gleich List.
  • Wenn nun ein Signal 8, welches in Fig. 1 beispielsweise als Einheits-Spannungssprungsignal dargestellt ist, und welches sich im Leitungsabschnitt 5 der Impedanz Zo fortpflanzt, an die Stelle A der Leitung 1, nämlich den Anfang des Leitungsabschnitts 7, gelangt, an welcher deren Impedanz sprunghaft den Wert Z, annimmt, wird ein Teil des Signals reflektiert, während sich der andere Teil im Leitungsabschnitt 7 fortpflanzt. An der Stelle B der Leitung 1, nämlich dem Ende des Leitungsabschnitts 7, an welcher die Impedanz sprunghaft wieder den Wert Zo annimmt, erfolgt eine weitere Reflexion eines Teils des durchgegangenen Signals, dessen anderer Teil sich im Leitungsabschnitt 6 fortpflanzt. Der reflektierte Teil des Signals, das vorzugsweise beinahe das ganze noch verbleibende Signal ausmacht, wird an die Stelle A zurückgeschickt, wo wiederum eine vorzugsweise nahezu totale Reflexion auftritt. Somit erfolgt im Leitungsabschnitt 7, der gegenüber den benachbarten Leitungsabschnitte 5 und 6 eine unterschiedliche Impedanz, hat, eine mehrfache Reflexion der Signalanteile, wie dies in Fig. 2 näher dargestellt ist.
  • In Fig. 2 sind die reflektierten bzw. durchgehenden Anteile des an der Stelle A zum Leitungsabschnitt 7 gelangenden Einheits-Sprungsignals 8 in Funktion der Zeit t dargestellt. Hierbei sind für die einzelnen reflektierten bzw. durchgehenden Signalanteile ihre jeweiligen Amplituden mittels des Reflexionsfaktors angegeben, wobei gilt:
    • ζ =(Z0-Z1)/(Z0+Z1) Reflexionsfaktor von Z, in Richtung zu Zo
    • 1- ζ = 2Z1/(Z0+Z1) Transmissionsfaktor von Zo in Richtung zu Z:.
  • Es wird hierbei die Voraussetzung gemacht, dass nur der TEM-Mode der Leitung 1 in Betracht gezogen wird.
  • Die zeitlich gestaffelt am Uebergang des Leitungsabschnitts 7 mit der Impedanz Z, zum nachfolgenden Leitungsabschnitt 6 mit der Impedanz Zo erscheinenden und im Leitungsabschnitt 6 dann übertragenen Signalanteile bilden demnach eine treppenförmige Kurve, wobei die Signalamplitude der ersten Stufe 1-ζ2 beträgt, diejenige der zweiten Stufe (1-ζ2) ζ2 usw., dies für den Fall, dass der Leitungsabschnitt 7 nicht mit dielektrischen Verlusten behaftet ist. Eine solche Ausgangssignalkurve für das Einheits-Sprungsignal 8 ist in Fig. 3 gestrichelt dargestellt.
  • Im Falle dielektrischer Verluste des Leitungsabschnitts 7, also tgδ1≠ 0, ergibt sich die in Fig. 3 ausgezogen dargestellte Signalkurve im Leitungsabschnitt 6. Es ist daraus ersichtlich, dass durch die mehrfachen Reflexionen und die dielektrischen Verluste des Leitungsabschnitts 7 eine ausgeprägte Tiefpasswirkung erzielt wird, wie dies nachfolgend anhand der Fig. 4 noch veranschaulicht wird. Diese Tiefpasswirkung beruht darauf, dass nicht nur ein kleiner, in den Leitungsabschnitt 7 unterschiedlicher Impedanz eintretender Teil des Binheits-Sprungsignals 8 mehrere Male über diesen Leitungsabschnitt hin und her gehen muss, bevor er am Ausgang des Leitungsabschnitts 7 eine merkliche Spannung aufbauen kann, sondern dass auch die Wirkung der dielektrischen Verluste in diesem Leitungsabschnitt vergrössert werden, weil die "äquivalente Länge" des Leitungsabschnitts mit einem Faktor multipliziert ist, der im wesentlichen umgekehrt proportional der sehr kleinen Abweichung des Reflexionsfaktors ζ von 1 ist. Diese äquivalente Länge ist dabei definiert als die mittlere Weglänge, die eine impulsförmige Welle bei mehrmaligem Hin- und Hergehen auf dem gleichen Leitungsabschnitt durchlaufen muss, bis sie zur Hälfte aus dem betrachteten Leitungsabschnitt heraustritt.
  • Wie bereits erwähnt, treten im Leitungsabschnitt 7 mit der unterschiedlichen Impedanz Z1 bei höheren Frequenzen Resonanzen auf, die grundsätzlich unerwünscht sind. Es zeigt sich nun, dass die Amplituden solcher Resonanzen durch die Wirkung der dielektrischen Verluste des Leitungsabschnitts 7 wesentlich herabgesetzt oder die Resonanzen sogar unterdrückt werden können.
  • In Fig. 4 ist der berechnete und experimentell bestätigte Verlauf der Filterdämpfung für eine Leitung nach Fig. 1 dargestellt, wobei die Dämpfung A in dB und die Frequenz f bezüglich der Grenzfrequenz f3dB für eine 3 dB-Dämpfung in logarithmischem Maßstab aufgetragen sind.
  • Aus Fig. 4 ist demnach ersichtlich, dass in einem ersten Bereich 10 der Filterkurve im wesentlichen aufgrund der erläuterten Reflexionen eine Dämpfung mit einer Steilheit von angenähert 20 dB pro Frequenzdekade auftritt. Im nachfolgenden Bereich 11 der Filterkurve würden bei fehlenden dielektrischen Verlusten des Leitungsabschnitts 7 hohe Resonanzspitzen 12 auftreten, die jedoch dank der erwähnten dielektrischen Verluste nur noch als schwache Erhöhungen 13 erscheinen. Im letzten Bereich 14 der Filterkurve, der oberhalb 1 GHz liegen kann, weist die Dämpfung eine noch höhere Steilheit auf, weil dort die dielektrischen Verluste überwiegen.
  • Rechnerisch kann gezeigt werden, dass sich die totale, in dB ausgedrückte Dämpfung aus drei Gliedern zusammensetzt, wobei vorausgesetzt wird, dass Z0 > Z1 ist:
    • a) aus einem ersten, durch die Reflexionen bestimmten Glied, das gegeben ist durch
      • + 20.log[1/(1-ζ2)]

      worin ζ der bereits erwähnte Reflexionsfaktor bedeutet,
    • b) aus einem zweiten, durch die dielektrischen Verluste bestimmten Glied, das gegeben ist durch
      • + 867 . π . f . Td . tgδ1

      worin f die Frequenz ist, Td die Verzögerung des Leitungsabschnitts 7 ist, und tgδ1 der Verlustfaktor des Leitungsabschnitts 7 ist,
    • c) aus einem dritten, durch die Resonanzen bestimmten Glied, das gegeben ist durch
      • - 20.log (|F|)

      worin F eine von der Frequenz f, dem Verlustfaktor tg51 und der Verzögerung Td abhängige Variable ist, deren Absolutwert > 1 ist. Dieses dritte Glied ist negativ, d.h. es bewirkt eine Reduktion der Dämpfung.
  • Hierbei ist die Verzögerung Td = L/v, dem Produkt aus der Länge L des Leitungsabschnitts 7 und der inversen Fortpflanzungsgeschwindigkeit 1/v in diesem Abschnitt.
  • Somit bestimmen die durch die unterschiedliche Impedanz hervorgerufenen Reflexionen im Leiterabschnitt 7 die Filtersteilheit und, wie nachstehend noch erläutert, die Grenzfrequenz des Tiefpassfilters, während durch die dielektrischen Verluste des Leitungsabschnitts 7 mit zunehmender Frequenz eine Auslöschung oder zumindest eine starke Dämpfung der durch die Reflexionen hervorgerufenen Resonanzen und anschliessend eine stärkere Schwächung in Richtung höherer Frequenzen bewirkt wird.
  • Die Grenzfrequenz dieses Tiefpassfilters ist gegeben durch
    • f3dB = (1-ζ)/2π.Td.
  • Die Frequenz der n-ten Resonans ist gegeben durch
    • frn = n/2.Td.
  • Da einerseits die Grenzfrequenz möglichst tief und andererseits die Frequenz der ersten Resonanz (n = 1) möglichst hoch liegen soll, kann ein Optimum nicht durch Wahl einer bestimmten Verzögerung Td, d.h. der Länge L des Leitungsabschnitts oder der Fortpflanzungsgeschwindigkeit v im Leitungsabschnitt erreicht werden, da sowohl f3dB als auch fm proportional I/Td sind- Ein hohes Verhältnis frn zu f3dB kann demnach nur über den Reflexionsfaktor ζ erzielt werden, der möglichst nahe bei eins liegen soll.
  • Der Reflexionsfaktor ζ hängt einerseits von einer Aenderung der Dielektrizitätskonstanten εr und andererseits von einer Aenderung der Geometrie der Leitung an den Enden des Leitungsabschnitts 7 ab. Da die Dielektrizitätskonstante materialbedingt nur in verhältnismässig kleinem Ausmass verändert werden kann, ist es vorteilhaft, eine beträchtlichere Vergrösserung des Verhältnisses der Frequenz frn der ersten Resonanz zur Grenzfrequenz f3dB dadurch zu bewirken, dass die neben der Länge L des Leitungsabschnitts beiden andern Dimensionen d h die Querdimensionen verändert werden, beispielsweise der Durchmesser bei einer kabelförmigen Leitung.
  • Um für die in Fig. 1 dargestellte Leitung 1 die unterschiedlichen Impedanzen Zo und Z1 der Leitungsabschnitte 5, 6 bzw. 7 zu erzielen, können für die Isoliermaterialien 4 dieser Leitungsabschnitte solche mit unterschiedlicher relativer Dielektrititätskonstanten verwendet werden. Vor allem zusätzlich, nämlich im Hinblick auf die erwähnte Festlegung der Grentfrequenz des Tiefpassfilters durch unterschiedliche Dielektrizitätskonstanten der Leitungsabschnitte 5, 6 bzw 7, kann auch die Leitungsgeometrie längs der Leitung 1 verändeit werden, beispielsweise durch eine Veränderung des Durchmessers des Isoliermaterials 4. Der Verlustfaktor tg51 des Leitungsabschnitts 7 soll zwar mit Rücksicht auf die Dämpfungder Resonanzen genügend hoch sein. Jedoch sind besondere Massnahmen in der Materialwahl, wie beispielsweise magnetische Werkstoffe, keineswegs erforderlich. Zudem kann auch die ganze Leitung 1, also auch in den Leitungsabschnitten 5 und 6, den gleichen Verlustwinkel tgö aufweisen. Als geeignete lsoliermaterialien für den verlustbehafteten Leitungsabschnitt 7 mit unterschiedlicher Impedanz Z1 seien beispielsweise Polyäthylen mit tg 8 zwischen 0,02 und 0,2 oder Polyvinylidenfluorid (PVDF) mit tg 8 zwischen 0,1 und 0,2 im Frequenzbereich von 0,5 bis 200 MHz genannt.
  • Die in Fig. 1 nur schematisch dargestellte Leitung 1 kann je nach Anwendung verschiedene Ausführungsformen haben, von denen in den Fig. 5, 6 und 7 drei Beispiele dargestellt sind. In den angeschnittenen Ansichten ist hierbei nur einer der Leitungsabschnitte 5, 6 und 7 der Fig. 1 dargestellt.
  • Zur Verwendung der Leitung als Netzstörfilter für elektrische und elektronische Geräte ist beispielsweise die Ausführungsform eines mehradrigen, abgeschirmten Anschlusskabelsgemäss den Fig. 5 und 6 geeignet. Fig. 5 zeigt eine zweiadrige Leitung mit zwei Leitern 15, welche je von einem Isoliermaterial 16 bestimmten Durchmessers und bestimmter dielektrischer Eigenschaften umgeben sind. Eine getrennte metallische Abschirmung 17 umhüllt jedes Isoliermaterial 16. Ferner ist ein Kunststoff-Schutzmantel 18 vorgesehen. In Fig. 6 ist eine ähnliche Anordnung mit drei Leitern 15 dargestellt, bei der jedoch eine Abschirmung 19 für die drei Isoliermaterialien 16 aller drei Leiter 15 gemeinsam ist. Die Ausführungsform gemäss Fig. 5 eignet sich auch für Anwendungen als antiparasitäre Signaloder Datenleitung, während die Ausführungsform gemäss Fig. 6 insbesondere auch bei einer Anwendung als antiparasitäres Netzleitungskabel für Gebäude- und Hausinstallationen geeignet ist.
  • Die vorliegende Leitung kann auch die Ausführungsform einer Strom- oder Verteilschiene für die Speisung innerhalb oder ausserhalb elektrischer und elektronischer Geräte haben, wie dies in Fig. 7 dargestellt ist. Zwei Stromschienen 20, die mit Anschlusslaschen 21 versehen sind, sind in ein Isoliermaterial 22 bestimmter Abmessungen und bestimmter dielektrischer Eigenschaften eingebettet. Das Isoliermaterial 22 ist von einem auf der Unterseite offenen, abschirmenden Metallgehäuse 23 umschlossen, das mit einer grösseren Anzahl von Anschlusslaschen 24 versehen und von einem Kunststoff-Schutzmantel 25 umgeben ist.
  • Es ist von Vorteil, zur Erhöhung der Filterwirkung mehrere verlustbehaftete Leitungsabschnitte unterschiedlicher Impedanz längs der Leitung vorzusehen, anstelle eines einzigen Leitungsabschnitts 7 gemäss Fig. 1. In Fig. 8 ist eine solche Weiterbildung an einem Koaxialkabel schematisch dargestellt, wobei die Abschirmung und der Schutzmantel übersichtshalber weggelassen sind. Dieses Kabel weist einen zentralen Leiter 26 und mehrere aus Isoliermaterial bestehende Leitungsabschnitte 27, 28, 29, 30 usw. auf, die entsprechende Impedanen Z1, Z2, Z3, Z4 usw. sowie entsprechende Längen Lt, L2, L3, L4 usw. haben. Ferner ist ersichtlich, dass die Leitungsabschnitte 27, 28, 29, 30 unterschiedliche Durchmesser aufweisen. Auch die Dielektrizitätskonstanten der Isoliermaterialien dieser Leitungsabschnitte sowie ihre Verlustwinkel sind im allgemeinen Fall unterschiedlich. Praktisch wird es jedoch oft zweckmässig sein, jeden zweiten Abschnitt bezuglich seines Durchmessers sowie bezüglich der Dielektrizitätskonstanten und des Verlustwinkels seines lsoliermaterials gleich auszubilden. Die Längen L1 bis L4 können jedoch voneinander abweichen, um eine gegebenenfalls störende Kumulation geringer störender Effekte der Reflexionen zu vermeiden. Praktisch können die Längen L1 bis L4 wie auch die Länge L gemäss
  • Fig. 1 Werte zwischen etwa 1 cm und 500 cm haben, so dass bei kleinen Längen die vorliegende Leitung auch die Form eines diskreten Störschutzfilter-Bauteils für elektrische und elektronische Geräte, z.B. zur Montage auf einer Leiterplatte, haben kann.
  • Bei einer derartigen vereinfachten Kaskadenanordnung, in der unter Bezugnahme auf Fig. 1 auf einen Leitungsabschnitt mit der Impedanz Zo ein solcher mit der Impedanz Z1 und dem Verlustfaktor tg δ1 folgt, sich diesem wieder ein Leitungsabschnitt mit der Impedanz Zo anschliesst und hierauf erneut ein Leitungsabschnitt mit der Impedanz Z1 und dem Verlustfaktor tg 81 folgt, usw., multiplizieren sich die vorerwähnten Dämpfungsglieder a),und b) mit der Anzahl der verlustbehafteten Leitungsabschnitte Z1, so dass die Filterwirkung stark gesteigert wird.
  • Bei den vorgängig beschriebenen Ausführungsbeispielen des Erfindungsgegenstandes ist davon ausgegangen worden, dass das verteilte Tiefpassfilter effektiv, d.h. bei jeder Frequenz, längs den Leitungsabschnitten gleichmässig verteilte Impedanzen und Verlustelemente aufweist, jedoch keine diskreten Elemente. Wenn man das Verhalten irgendwelcher elektrischer Bauelemente gegenüber sehr schnellen Impulsen bzw. hohen Frequenzen betrachtet, ersieht man, dass im Sinne des ortes "diskrete"" Schaltungselemente wie Induktivitäten und Kondensatoren nicht mehr vorliegen, sondern dass es nur noch in regelmässiger oder unregelmässiger Weise verteilte Elemente hat.
  • Wenn deshalb an die Enden eines Leitungsabschnitts mit einer bestimmten Wellenimpedanz je eine diskrete Induktivität geschaltet wird, so muss die Dämpfungskurve dieser Anordnung für die höheren, zu dämpfenden Frequenzen unter dem Gesichtspunkt betrachtet werden dass die Induktivitäten verteilte Elemente sind, deren Impedanz eine Funktion der Koordinate zwischen einem Anfangspunkt und dem Ende der Induktivität ist.
  • Eine Annäherung einer solchen Impedanz kann dadurch erhalten werden, dass man nur den mittleren Wert nimmt, der mit äquivalenter Wellenimpedanz bezeichnet wird. Die erwähnte Anordnung stellt somit eine Leitung dar, die einen ersten Leitungsabschnitt mit einer äquivalenten Wellenimpedanz Zäq, einen zweiten Leitungsabschnitt mit einer Wellenimpedanz Z und einen dritten Leitungsabschnitt mit einer äquivalenten Wellenimpedanz Zäq hat. Somit liegt eine Leitung mit diskontinuierlich ändernden Wellenimpedanzen vor, deren durch Reflexionen an den Stellen ändernder Wellenimpedanz erzeugte frequenzabhängige Dämpfung wie bei den vorangehenden Ausführungsbeispielen berechnet werden kann.
  • Angenäherte Werte der mittleren äquivalenten Wellenimpedanz werden für Induktivitäten (L) und Kondensatoren (C) durch die Beziehungen
    • Zäq (L) = L.v/l bzw Zäq (C) = I/C.v

    gegeben, worin 1 die Länge des jeweiligen Leitungsabschnitts und v die vom Isoliermaterial abhängige Fortpflanzungsgeschwindigkeit sind. Im Falle einer Induktivität L ist die Länge I gleich der vorhandenen Drahtlänge, während im Fall eines Kondensators die Länge 1 seine totale Länge ist, falls er gewickelt ist, bzw. seine mittlere Länge ist, falls er nicht gewickelt ist.
  • In Fig. 9 ist ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemässen elektrischen Leitung dargestellt, bei welcher ein Leitungsabschnitt eine diskrete Induktivität 31 hat, ein zweiter Leitungsabschnitt durch ein koaxiales Kabel 32 gebildet ist und ein dritter Leitungsabschnitt eine weitere diskrete Induktivität 33 hat, wobei der zweite Leitungsabschnitt eine Wellenimpedanz Z und die benachbarten Leitungsabschnitte äquivalente, von Z verschiedene Wellenimpedanzen Zäq bzw. Z'äq haben.
  • Fig. 10a zeigt eine ähnliche Ausbildung einer Leitung, bei welcher jedoch der entsprechende dritte Leitungsabschnitt einen Kondensator 34 hat. Impedanzmässig entspricht diese Ausbildung der in Fig. 10b dargestellten Leitung, deren Leitun sabschnitte die äquivalente Wellenimpedanz Zaq(L), die Wellenimpedänz Z und die äquivalente Wellenimpedanz Lgq(C) haben. Der Kondensator 34 spielt hierbei die gleiche Rolle wie eine offene Stichleitung. Wie in den Fig. 10a und 10b angedeutet, kann die gesamte Leitung aus mehreren, abwechselnd aufeinanderfolgenden Leitungsabschnitten der beschriebenen Art bestehen.
  • Als Alternative zu den beschriebenen und auch bei den ausführungsbeispielen nach Fig. 9 und 10 vorgesehenen dielektrischen Verlusten kann der bekannte, bei höheren Frequenzen wirksame Skineffekt ausgenützt werden, um in einfacher Weise Verluste zu erzeugen, welche die als Folge der Signalreflexionen auftretenden Resonanzen stark dämpfen und auch für den Höchstfrequenzbereich die gewünschte Filterdämpfung der vorliegenden Leitung bewirken (Fig. 4). Die Massnahme zur Erzeugung von frequenzabhängigen Verlusten aufgrund des Skineffektes besteht darin, dass der Leiter der Leitung einen inneren Leiterteil (oder eine Seele) mit hoher elektrischer Leitfähigkeit hat, um die verhältnismässig niedrigen Frequenzen bis einige tausend Hertz einschliesslich des Gleichstroms verlustfrei zu übertragen. Der innere Leiterteil weist einen Ueberzug oder eine Oberflächenschicht auf, die eine geringere elektrische Leitfähigkeit hat oder sogar halbleitend ist, in welcher die Ströme höherer Frequenz zufolge des Skineffekts fliessen. Da dieser Ueberzug ein schlechter Leiter ist, wird die stromleitende Schicht oder Haut bei höheren und sehr hohen Frequenzen noch dünner als bei einem vollständig aus einem gutleitenden Material bestehenden Leiter, so dass die Stromleitung nochmals verschlechtert ist, d.h. die an sich schon durch den Skineffekt auftretenden Verluste wesentlich grösser sind.
  • Dielektrische Verluste nehmen proportional zur Frequenz zu, Verluste aufgrund des Skineffekts jedoch nur mit der Quadratwurzel der Frequenz. Da aber, wie nachstehend noch erwähnt, der genannte Ueberzug eine wesentlich kleinere elektrische Leitfähigkeit als beispielsweise Kupfer aufweisen kann, sind die erzielbaren Skineffekt-Verluste ausreichend, um die gewünschte Filterdämpfung zu erhalten.
  • In Fig. 11 ist der Schnitt durch eine entsprechende kabelförmige Leitung dargestellt. Ein innerer Leiterteil 35 besteht aus einem elektrisch gutleitenden Material, z.B. Kupfer mit einem spezifischen elektrischen Widerstand von 1,7 µQ.cm. Der innere Leiterteil 35 weist eine dünne Oberflächenschicht 36 aus einem schlechter leitenden Metall auf, z.B.
    • Antimon (spez.el. Widerstand 42 µQ.cm)
    • Wismut (spez.el. Widerstand 120 µQ cm)
    • Nichromo (spez.el. Widerstand 100 µQ.cm)
    • Mangan (spez.el. Widerstand 70 µQ.cm).
  • Die Oberflächenschicht kann auch aus einem halbleitenden Material bestehen, vorzugsweise aus Kupfer (I)-Oxyd Cu20.
  • An die Oberflächenschicht 36 schliesst sich eine Lage 37 eines Isoliermaterials an, welche wiederum von einem äusseren, als Abschirmung vorgesehenen Leiter mit hoher elektrischer Leitfähigkeit, zum Beispiel ebenfalls aus Kupfer, umhüllt ist. Durch diese einfache Ausbildung der Leitung werden die Eigenschaften des die Signale relativ tiefer Frequenzen gut leitenden, zentralen Leiters bei gleichzeitiger starker Dämpfung der Signale höherer und höchster Frequenzen beibehalten.
  • Der innere Leiterteil 35 kann auch mit mehreren aufeinanderliegenden äusseren, dünnen Schichten aus einem schlechter leitenden Material versehen sein, wobei der spezifische Widerstand der Schichten in Richtung nach aussen zunimmt. Dadurch wird gewährleistet, dass bei hohen Frequenzen der Strom in den schlechtleitenden äusseren Leiterteil eindringt.
  • Selbstverständlich ist es auch möglich, die vorgängig beschriebenen dielektrischen Verluste mit den Skineffekt-Verlusten zu kombinieren, nämlich durch entsprechende Wahl des Isoliermaterials und des Ueberzugsmaterials des zentralen Leiters.

Claims (12)

1. Elektrische Leitung mit mindestens einem verteilten Tiefpassfilter zur Unterdrückung von auf der Leitung befindlichen höherfrequenten Störsignalen, dadurch gekennzeichnet, dass die Wellenimpedanz der Leitung (Zo) über mindestens einen Leitungsabschnitt (L) einen gegenüber der Wellenimpedanz der benachbarten Leitungsabschnitte (Zo) oder gegenüber der äquivalenten Wellenimpedanz eines benachbarten diskreten Elements unterschiedlichen Wert (Z1) hat, um Reflexionen der Störsignale an den beiden Enden (A, B) des betreffenden Leitungsabschnitts, an welchen sich die Wellenimpedanz ändert, zu erzeugen, und dass dieser Leitungsabschnitt mit massgeblichen dielektrischen Verlusten und/oder Skineffekt-Verlusten behaftet ist, um die durch die Reflexionen entstehenden Resonanzen und höhere Frequenzen zu dämpfen.
2. Leitung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass sie mindestens drei aufeinanderfolgende Leitungsabschnitte (5, 7, 6) aufweist, welche voneinander verschiedene Wellenimpedanz (Zo, Z1, Zo) haben und bei denen mindestens ein Abschnitt (7) mit massgeblichen dielektrischen Verlusten und/oder Skineffekt-Verlusten behaftet ist.
3. Leitung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass sie mehrere aufeinanderfolgende Paare von Leitungsabschnitten unterschiedlicher Wellenimpedanz aufweist, derart, dass längs der Leitung jeweils ein Leitungsabschnitt mit der einen Wellenimpedanz und ein Leitungsabschnitt mit der anderen Wellenimpedanz benachbart sind, wobei mindestens der eine Leitungsabschnitt jeden Paares mit massgeblichen dielektrischen Verlusten und/oder Skineffekt-Verlusten behaftet ist.
4. Leitung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass sie mindestens an einem Ende mit mindestens einem diskreten Element (31, 33) gekoppelt ist.
5. Leitung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass sie mindestens einen Leiter, ein diesen umschliessendes Isoliermaterial und eine das Isoliermaterial mindestens teilweise umhüllende Abschirmung aufweist.
6. Leitung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass sie als ein- oder mehrartiges Kabel ausgebildet ist.
7. Leitung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass sie als Stromschienen-oder Verteilschienen-Anordnung ausgebildet ist (Fig. 8).
8. Leitung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass sie als Mikrofilter in Dick-oder Dünnfilmtechnik ausgebildet ist.
9. Leitung nach einem der Ansprüche 5 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass das lsoliermaterial mindestens eines der Leitungsabschnitte eine andere Dielektrizitätskonstante als das Isoliermaterial der benachbarten Leitungsabschnitte hat.
10. Leitung nach einem der Ansprüche 5 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens einer der Leitungsabschnitte andere geometrische Abmessungen als die benachbarten Leitungsabschnitte hat, z.B. eine andere Länge und/oder einen anderen Durchmesser seines lsoliermaterials.
11. Leitung nach einem der Ansprüche 5 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Leiter aus einem inneren Leiterteil und mindestens einer darauf befindlichen äusseren Schicht besteht, deren spezifischer elektrischer Widerstand grösser, zum Beispiel mehr als zehnmal grösser, als derjenige des inneren Leiterteils ist.
12. Leitung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass der innere Leiterteil mit mehreren aufeinanderliegenden äusseren Schichten versehen ist, von welchen alle einen grösseren spezifischen elektrischen Widerstand als der innere Leiterteil haben und von welchen die innerste Schicht den kleinsten und die an der Oberfläche des Leiters befindliche äusserste Schicht den grössten spezifischen elektrischen Widerstand hat.
EP83810289A 1982-07-01 1983-06-29 Leitung mit verteiltem Tiefpassfilter Expired EP0098801B1 (de)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
AT83810289T ATE24983T1 (de) 1982-07-01 1983-06-29 Leitung mit verteiltem tiefpassfilter.

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CH4021/82 1982-07-01
CH4021/82A CH656738A5 (de) 1982-07-01 1982-07-01 Leitung mit verteiltem tiefpassfilter.

Publications (3)

Publication Number Publication Date
EP0098801A2 EP0098801A2 (de) 1984-01-18
EP0098801A3 EP0098801A3 (en) 1984-07-18
EP0098801B1 true EP0098801B1 (de) 1987-01-14

Family

ID=4268337

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP83810289A Expired EP0098801B1 (de) 1982-07-01 1983-06-29 Leitung mit verteiltem Tiefpassfilter

Country Status (5)

Country Link
US (1) US4683450A (de)
EP (1) EP0098801B1 (de)
AT (1) ATE24983T1 (de)
CH (1) CH656738A5 (de)
DE (1) DE3369228D1 (de)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3932846A1 (de) * 1989-10-02 1991-04-11 Holger Dipl Ing Altmaier Stoerschutzfilter

Families Citing this family (33)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4772224A (en) * 1987-09-02 1988-09-20 Corcom, Inc. Modular electrical connector
US4849981A (en) * 1987-10-05 1989-07-18 General Electric Company High frequency signal driver for a laser diode and method of forming same
US4813047A (en) * 1987-10-05 1989-03-14 General Electric Company High frequency signal driver for a laser diode and method of forming same
US5142252A (en) * 1990-10-24 1992-08-25 Brisson Bruce A Audio signal transmission line with a low pass filter
JP2003517230A (ja) 1999-12-08 2003-05-20 アスコム・パワーライン・コミユニケーシヨンズ・アクチエンゲゼルシヤフト 低電圧電源網を介して情報を伝送する装置
AU3098901A (en) 2000-01-20 2001-07-31 Current Technologies, Llc Method of isolating data in a power line communication network
US7176786B2 (en) * 2000-01-20 2007-02-13 Current Technologies, Llc Method of isolating data in a power line communications network
US7103240B2 (en) 2001-02-14 2006-09-05 Current Technologies, Llc Method and apparatus for providing inductive coupling and decoupling of high-frequency, high-bandwidth data signals directly on and off of a high voltage power line
US6965302B2 (en) 2000-04-14 2005-11-15 Current Technologies, Llc Power line communication system and method of using the same
CA2406224A1 (en) 2000-04-14 2001-10-25 Current Technologies, Llc Digital communications utilizing medium voltage power distribution lines
US6998962B2 (en) 2000-04-14 2006-02-14 Current Technologies, Llc Power line communication apparatus and method of using the same
US6621373B1 (en) * 2000-05-26 2003-09-16 Rambus Inc. Apparatus and method for utilizing a lossy dielectric substrate in a high speed digital system
US6980089B1 (en) * 2000-08-09 2005-12-27 Current Technologies, Llc Non-intrusive coupling to shielded power cable
EP1371219A4 (de) 2001-02-14 2006-06-21 Current Tech Llc Datenkommunikation über eine stromversorgungsleitung
US7053756B2 (en) 2001-12-21 2006-05-30 Current Technologies, Llc Facilitating communication of data signals on electric power systems
US7199699B1 (en) 2002-02-19 2007-04-03 Current Technologies, Llc Facilitating communication with power line communication devices
JP3756129B2 (ja) * 2002-06-11 2006-03-15 Ｎｅｃトーキン株式会社 伝送線路型ノイズフィルタ
US7102478B2 (en) 2002-06-21 2006-09-05 Current Technologies, Llc Power line coupling device and method of using the same
US6982611B2 (en) 2002-06-24 2006-01-03 Current Technologies, Llc Power line coupling device and method of using the same
US7132819B1 (en) 2002-11-12 2006-11-07 Current Technologies, Llc Floating power supply and method of using the same
US7076378B1 (en) 2002-11-13 2006-07-11 Current Technologies, Llc Device and method for providing power line characteristics and diagnostics
US7064654B2 (en) 2002-12-10 2006-06-20 Current Technologies, Llc Power line communication system and method of operating the same
US6965303B2 (en) 2002-12-10 2005-11-15 Current Technologies, Llc Power line communication system and method
US6980090B2 (en) 2002-12-10 2005-12-27 Current Technologies, Llc Device and method for coupling with electrical distribution network infrastructure to provide communications
US7075414B2 (en) 2003-05-13 2006-07-11 Current Technologies, Llc Device and method for communicating data signals through multiple power line conductors
US6980091B2 (en) 2002-12-10 2005-12-27 Current Technologies, Llc Power line communication system and method of operating the same
US7046124B2 (en) 2003-01-21 2006-05-16 Current Technologies, Llc Power line coupling device and method of using the same
US7308103B2 (en) 2003-05-08 2007-12-11 Current Technologies, Llc Power line communication device and method of using the same
US7460467B1 (en) 2003-07-23 2008-12-02 Current Technologies, Llc Voice-over-IP network test device and method
US7113134B1 (en) 2004-03-12 2006-09-26 Current Technologies, Llc Transformer antenna device and method of using the same
JP2006279462A (ja) * 2005-03-29 2006-10-12 Hitachi Metals Ltd 電気的雑音フィルタ及び電気的雑音除去方法
US7714682B2 (en) * 2007-06-21 2010-05-11 Current Technologies, Llc Power line data signal attenuation device and method
TWI381575B (zh) * 2008-12-19 2013-01-01 Askey Computer Corp 用於傳輸高頻訊號之載體及載體佈線方法

Family Cites Families (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US1900962A (en) * 1929-09-18 1933-03-14 Int Standard Electric Corp Continuously loaded telegraph cable
US2267371A (en) * 1937-03-13 1941-12-23 Telefunken Gmbh Feeder network
BE428242A (de) * 1937-05-24
GB579414A (en) * 1941-10-15 1946-08-02 Standard Telephones Cables Ltd Improvements in or relating to electric wave filters
US2438913A (en) * 1941-10-31 1948-04-06 Sperry Corp High-frequency filter structure
US2438367A (en) * 1942-10-24 1948-03-23 Gen Electric Transmitter-receiver switching system
US2577510A (en) * 1946-04-02 1951-12-04 Seymour B Cohn Microwave filter
US2641646A (en) * 1949-08-10 1953-06-09 Gen Electric Coaxial line filter structure
US2700136A (en) * 1950-11-27 1955-01-18 Tobe Deutschmann Corp Line filter
DE1007838B (de) * 1954-06-04 1957-05-09 Siemens Ag Koaxiales Hochfrequenzkabel zur UEbertragung von Hochfrequenzstroemen kurzer Wellenlaenge
US3144624A (en) * 1960-08-01 1964-08-11 C A Rypinski Company Coaxial wave filter
US3189847A (en) * 1961-05-29 1965-06-15 Ibm D. c. power distribution system
US3219951A (en) * 1963-05-03 1965-11-23 Don B Clark Interference attenuating power conductor utilizing intensified skin effect to attenuate high frequencies
FR1479228A (fr) * 1965-02-19 1967-05-05 Structeur de filtre à hautes fréquences
US3384061A (en) * 1966-03-28 1968-05-21 Gen Motors Corp Means for suppressing ignition interference
US3600711A (en) * 1969-08-13 1971-08-17 Varian Associates Coaxial filter having harmonic reflective and absorptive means
US3909755A (en) * 1974-07-18 1975-09-30 Us Army Low pass microwave filter
US3984792A (en) * 1974-07-31 1976-10-05 International Business Machines Corporation Precise coaxial attenuator for picosecond pulses
GB1523720A (en) * 1975-12-02 1978-09-06 Secr Defence Suppression of induced currents in cables
US4347487A (en) * 1980-11-25 1982-08-31 Raychem Corporation High frequency attenuation cable
US4376920A (en) * 1981-04-01 1983-03-15 Smith Kenneth L Shielded radio frequency transmission cable

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3932846A1 (de) * 1989-10-02 1991-04-11 Holger Dipl Ing Altmaier Stoerschutzfilter

Also Published As

Publication number Publication date
DE3369228D1 (en) 1987-02-19
EP0098801A3 (en) 1984-07-18
ATE24983T1 (de) 1987-01-15
CH656738A5 (de) 1986-07-15
EP0098801A2 (de) 1984-01-18
US4683450A (en) 1987-07-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP0098801B1 (de) Leitung mit verteiltem Tiefpassfilter
DE3638748C2 (de)
DE875054C (de) Elektrischer Leiter
DE2552917A1 (de) Uebertragungsleitungsimpulstransformator
DE3025504A1 (de) Kabel mit grosser immunitaet gegen elektro-magnetische impulse (emp)
DE2442618C2 (de) Hochfrequenzfilter mit verteilter Induktivität und Kapazität
DE2235655A1 (de) Filteranordnung
DE102015118829A1 (de) Gleichtakt-Unterdrücker auf der Grundlage von Differential-Übertragungsleitung
DE1085620B (de) Durchstimmbares Mikrowellen-Bandpassfilter
DE4292384C2 (de) Monolitisches, keramisches Mehrstufenbandsperrfilter mit entkoppelten Filterstufen
CH663690A5 (en) Line having a distributed low-pass filter
DE3409927C2 (de)
DE584463C (de) Spulenwicklung fuer Induktionsspulen, insbesondere Viereruebertrager
DE1915736C3 (de) Anordnung zur Unterdrückung von elektromagnetischen Wellentypen höherer Ordnung in einem Mikrowellen-Rechteckhohlleiter
DE917615C (de) Koaxiale Hochfrequenzleitung, deren Innenleiter in der Mitte des Aussenleiters durch Distanzscheiben gelagert ist
DE1005146B (de) Breitbandrichtungskoppler
AT224176B (de) Fernsehempfangsanordnung mit Anschlußsteckdose zum Anschluß von Fernsehgeräten od. dgl. an Antennenanlagen, und Richtkoppler für eine solche Anordnung
DE864280C (de) Anordnung zur kuenstlichen Erdung einer Hochfrequenzeinrichtung
DE2342071A1 (de) Resonanzsteuerung in interdigitalen kondensatoren
DE1144354B (de) Anordnung zur Daempfung von hohen Frequenzen, insbesondere im dm- und cm-Wellenbereich
DE1541951A1 (de) Sperrkreis fuer elektrische Einrichtungen
DE1914173A1 (de) Richtungskoppler
DE1036341B (de) Hohlleiteranlage fuer die UEbertragung von magnetischen Hohlrohrwellen mit elektrischem Zirkularfeld, insbesondere einer H-Welle, mit Kruemmungen in der UEbertragungsstrecke
DE2807327B1 (de) Einrichtung zum breitbandig gleichmaessigen Aufteilen von Hochfrequenzenergie auf zwei Ausgaenge
DE3911172A1 (de) Elektrisches leiterkabel zur uebertragung von tonfrequenzsignalen im audiobereich

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

AK Designated contracting states

Designated state(s): AT DE FR GB IT NL SE

PUAL Search report despatched

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009013

AK Designated contracting states

Designated state(s): AT DE FR GB IT NL SE

17P Request for examination filed

Effective date: 19850116

17Q First examination report despatched

Effective date: 19860326

GRAA (expected) grant

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009210

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: B1

Designated state(s): AT DE FR GB IT NL SE

REF Corresponds to:

Ref document number: 24983

Country of ref document: AT

Date of ref document: 19870115

Kind code of ref document: T

ITF It: translation for a ep patent filed

Owner name: ST. ASSOC. MARIETTI & PIPPARELLI

ET Fr: translation filed
REF Corresponds to:

Ref document number: 3369228

Country of ref document: DE

Date of ref document: 19870219

PLBE No opposition filed within time limit

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009261

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: NO OPPOSITION FILED WITHIN TIME LIMIT

26N No opposition filed
PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: FR

Payment date: 19890508

Year of fee payment: 7

Ref country code: AT

Payment date: 19890508

Year of fee payment: 7

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: SE

Payment date: 19890512

Year of fee payment: 7

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: GB

Payment date: 19890531

Year of fee payment: 7

Ref country code: DE

Payment date: 19890531

Year of fee payment: 7

ITTA It: last paid annual fee
PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: NL

Payment date: 19890630

Year of fee payment: 7

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: GB

Effective date: 19900629

Ref country code: AT

Effective date: 19900629

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: SE

Effective date: 19900630

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: NL

Effective date: 19910101

NLV4 Nl: lapsed or anulled due to non-payment of the annual fee
GBPC Gb: european patent ceased through non-payment of renewal fee
PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: FR

Effective date: 19910228

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: DE

Effective date: 19910301

REG Reference to a national code

Ref country code: FR

Ref legal event code: ST

EUG Se: european patent has lapsed

Ref document number: 83810289.5

Effective date: 19910206