EP0000169A1 - Halbleitersperrschichtkapazität in integrierter Bauweise und Bootstrap-Schaltung mit einer derartigen Halbleitersperrschichtkapazität - Google Patents

Halbleitersperrschichtkapazität in integrierter Bauweise und Bootstrap-Schaltung mit einer derartigen Halbleitersperrschichtkapazität Download PDF

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EP0000169A1
EP0000169A1 EP78100194A EP78100194A EP0000169A1 EP 0000169 A1 EP0000169 A1 EP 0000169A1 EP 78100194 A EP78100194 A EP 78100194A EP 78100194 A EP78100194 A EP 78100194A EP 0000169 A1 EP0000169 A1 EP 0000169A1
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node
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    • H03K19/018—Coupling arrangements; Interface arrangements using bipolar transistors only
    • H03K19/01806—Interface arrangements

Definitions

  • the invention relates to a voltage-dependent capacitance in integrated circuits according to the preamble of claim 1 and their use in a bootstrap circuit.
  • Bipolar circuits are often used for applications in logic circuits and for clocks, whereas field effect circuits are used for memory applications. Since bipolar circuits generally operate at voltages well below the values required to operate field effect circuits, buffer circuits are required to raise the bipolar signal levels to the level of field effect circuits. Bipolar circuits are usually used to implement this buffer function.
  • Patent 3,656,004 the built-in capacitance between the base and emitter itself is used to provide additional stored charge that allows the output emitter follower to remain conductive for a sufficient amount of time after the base driver circuitry has been completed has become non-conductive, so that the output voltage reaches the value of the supply potential.
  • the amount of retained charge is limited by the large interference capacitances between the circuit elements and the substrate of the integrated circuit, as well as by the time required to charge the internal capacitances after the output signal has started.
  • a bootstrap capacity is used which is between the output of the emitter follower and its entrance lies; This results in a set high voltage level with which the output circuit is rendered conductive after the input signal has already decayed for the driver circuit in the normal case, Fig. 1 shows a versinrachte drive circuit of bootstrap type, it is applied in the input signal V a to T1. and an inverted output logic signal is high, conducts T1 and thus also T4, which connects node A to earth.
  • T1 When T1 conducts, the base of T2 is near ground potential and T 2 is off. The voltage drop across R1 allows the feedback capacitor Cfb to charge up to approximately VL minus V be of the diode D1.
  • T1 and T4 When the input signal transitions from its high to low logic level, T1 and T4 are turned off. The base of T2 then rises in potential and thus turns on T2, which also makes T3 conductive and causes the output signal V out to rise.
  • the rate at which the potential in node A increases is determined by the size of the applied capacitive load (which is not shown), the size of C.fb and the size of various parasitic capacities, which are summarized as variable capacitance C p are.
  • FIG. 3A is a schematic illustration of the capacitor shown in FIG. 2;
  • FIG. 3B is an illustration of the capacitive effects of the capacitor when the potential at Node A rises.
  • the characteristics of the reverse polarity diode correspond to a variable capacitor CP, the capacitance of which increases as the potential at node A increases. Since the ratio of Cfb to Cp can be small, the effectiveness of the feedback is reduced.
  • other capacitor structures for example junction capacitance as in US Pat. No. 3,474,309 can be used, they also have large parasitic capacitances which are coupled to the capacitor connections and reduce the effectiveness of this circuit.
  • the object of the present invention is accordingly to improve integrated bipolar circuits with capacitive feedback elements and in particular to reduce the disruptive effects of parasitic capacitances.
  • the invention uses a voltage-dependent capacitance with a plurality of semiconductor boundary layers, in which three pn boundary layers connected in series are arranged between a reference potential and an output terminal, and in which the middle pn boundary layer is reversed with respect to the other two boundary layers.
  • the use of the voltage-dependent capacitance as Bcotstrap capacity in a bipolar driver circuit provides a circuit which has a wide working range, mainly astkapaztician due to the built-L that is supplied for the input signal by the capacity of the central pn junction.
  • Fig. 4 shows an embodiment of the invention in the form of a bipolar bootstrap driver circuit with an emitter follower of the Darlington type.
  • the circuit is intended for creating an input signal V, which is supplied by a bipolar logic circuit, providing an output signal V out, the voltage levels are a driven field effect transistor (FET) circuit between the ground potential and the supply voltage V H for the drain electrodes.
  • the circuit comprises an input transistor T 1 , the base of which is coupled to V a and the collector of which is connected to the input of a Darlington amplifier pair T2 and T3.
  • the emitter of T1 is grounded through resistor R2 and is connected directly to the base of transistor T4, which is used to quickly step down the output signal.
  • the collector of T1 is also connected to a low-level voltage VL via a transistor D1 connected as a diode and a resistor R1.
  • the amplifier or driver part of the circuit contains the transistors T2 and T3, the collectors of which are connected to the supply potential VH of the FET drain electrodes.
  • the output of the amplifier is at voltage node A connected to the collector of transistor T4.
  • an element T5 which is similar to a bipolar transistor and whose base is connected to both the node A and to V out .
  • the collector of T5 is connected to VH, the emitter to voltage node B between R1 and D1.
  • the bias of T5 is such that there is no transistor effect and the element only acts as a pair of boundary layer capacitances which give the output signal V out via the feedback capacitance Cfb to node B and couple the output signal V out with VH via the internal load capacitance CLi.
  • the circuit works according to Figure 4 is as follows: If V assumes a high level, T1 is conductive and a current flows from VL through D1, R1, T1 and R2 to ground. Current through R2 causes the base of T4 to rise above the value Vbe and thus turns on the transistor T4, which then sets the nodes A and V out to ground potential. The voltage division by D1, R1 and R2 keeps the base potential of T2 so low that T2 and T3 remain non-conductive. However, node B maintains a voltage that is approximately equal to VL minus Vbe of D1 and thus causes the emitter / base interface of T5 to be reverse biased and charges Cfb. The collector of T5 connected to VH supplies a reverse voltage for the collector-base boundary layer, which loads the CLi.
  • T1 When V goes to a low level, turns off T1 and thus T4, so that the output signal is not retained longer at ground potential.
  • T1 When T1 is switched off, the potential at the base of T2 increases, both T2 and T3 switch on and the potential at node A and the voltage V out increase in the direction of VH. If it is assumed for a moment that T5 is not present, the transistor effect of T2 would be limited to the area in which node A is more than approximately two to is three Vbe voltage drops below VL because R1 would not be able to supply current to the base of T2 if the voltage difference across R1 became zero.
  • the voltage due to the precharge on Cfb is capacitively coupled to node B, which thereby rises to a potential V out plus the precharge voltage (VL minus Vbe) and thus causes node B to rise considerably above the precharge potential (VL minus Vbe) .
  • the voltage rise enables T2 and T3 to remain conductive until V out essentially reaches VH; the desired goal has been achieved.
  • the internal load capacitance CLi which is formed by blocking the collector-base junction of T5, acts as a limiter for the rise time of the output signal.
  • the ratio of Cfb and CLi can be adjusted during the manufacturing process so that both the desired feedback and the desired internal load capacity result. It should be noted here that, unlike in the prior art (FIG. 1), this circuit does not have a relatively large parasitic capacitance Cp between the output and ground.
  • Fig. 5A is an illustration of the diode characteristics of the capacitive element T5; thereafter it consists of diodes connected in series, namely the emitter-base diode 10, the base-collector diode 12 and the collector-isolation diode 14. All these three boundary layers are permanently polarized in the reverse direction.
  • Diode 10 is initially kept at voltage (VL minus Vbe) via terminal B and at zero V via terminal A.
  • Diode 12 lies between the voltages VH and and zero V. When V off rises, diode 10 remains polarized in the reverse direction, since terminal B is capacitively coupled in such a way that it assumes a higher potential than terminal A; the diode 12 is between the voltages VH and Vaus.
  • FIG. 5B schematically shows the purely capacitive effect of T5 between nodes A and B.
  • Cfb and CLi are shown as variable capacitances, since they are formed by reverse polarized pn boundary layers (junction capacitance), the different ! Reverse voltage conditions are subject.
  • Diode 14 in Figure 5A is shown as a fixed capacitance Cp; it actually has no influence on the functioning of the circuit. In cases where Cp is large, as in Fig. 3B, care must be taken that Cp does not affect the effect of bootstrap capacity Cfb.
  • FIGS. 6 and 4 show a second embodiment of the invention in the form of a NAND driver circuit with two input signals.
  • the circuit consists of an AND gate with two inputs A and B, which are connected to the emitters of the transistors T6A and T6B.
  • the transistor D4 connected as a diode between the base and the collector of T6A and T6B prevents them from reaching deep into the saturation region.
  • the T6A and T6B collectors are coupled to the bases of T1 and T7 via resistor R7.
  • the emitters of T1 and T7 are connected to the base of transistor T4, which serves to lower the voltage to 'ground potential.
  • the collector of T1 is connected to the input of amplification transistor T2 and to diodes D2 and D3, which are coupled to VH via R4 to avoid deep saturation of T1.
  • the emitter of T2 is connected to the base of the output driver transistor T3, the emitter of which is in turn connected to the output V out.
  • the collector of T7 is coupled to the base of T8, whose emitter is connected to the base of T3 to provide additional driver current for T 3.
  • the current for driving T2 is provided by the combination T9, R1, R12 and R13, which together functionally with D1 and R1 in Fig. 4 are equivalent.
  • the element T5 supplies the voltage-dependent capacitances Cfb and CLi, which are coupled to the output at the emitter of T3.
  • T5 is designed as a bipolar element with five emitters and multiple base contacts so that the desired characteristics are obtained; this structure will be discussed in more detail later.
  • Transistors D8, D5 and D6, connected as diodes, help to supply current via T1 and T7 to T4 when the VH output signal is driven to ground.
  • the diode D7 prevents T2 from reaching deep into the saturation range.
  • the circuit of FIG. 6 operates in a similar manner to that of FIG. 4 when the additional logic AND gate at the input is taken into account. If one or both of the input signals A and / or B have the low logic level (zero V), then either T6A or T6B conducts or both and result in the base of T1 and T7 having a potential close to the ground potential (zero V) see. Since T1 and T7 do not conduct, T4 also remains non-conductive. At this point in time, the output signal V out already has a value of im. essential VH reaches and maintains this potential until both input signals A and B return to the high logic level.
  • both input signals A and B have a sufficiently high potential that the transistors T6A and T6B no longer conduct, the potential at the base of T1 and T7 increases so that they become conductive. A current then flows through T1 and T7, to the base of T4, which attaches to the transistor T4 and thus pulls V out against the ground potential.
  • the diodes D8, D5 and D6 together with T1 and T7 supply additional current to T4, specifically depending on the load on the output terminal.
  • the diode D6 connected between the collectors of T1 and T7 balances the collector currents of these two transistors.
  • T2 and T3 are not conductive.
  • Resistor voltage divider R13 and R14 is now between VH and ground (across the base of T5) and the potential at the base of T9 turns T9 on and charges the multiple emitters of T5 to a potential that is approximately one Vbe voltage drop below the potential lies, which is determined by the voltage divider R13 and R14.
  • the feedback capacitance Cfb is thereby charged to the same potential.
  • the internal load capacity CLi is loaded onto VH.
  • the figures 7A and 7B show the structure of the element T5 as built into the circuit of FIG. 6; a common manufacturing process is used for all transistors.
  • the capacitive element is formed in an insulated diffusion well 16 made of epitaxial N-silicon, which was produced on a P-substrate 18; the tub is delimited by the insulation areas 20.
  • the diffusion well is essentially identical to that used for the other bipolar elements on the circuit board.
  • the remaining transistor structures on the substrate use a buried N + sub-collector, one is missing in the capacitive element in order to determine the density of the insulation defects (To reduce so-called pipe errors to a minimum and to achieve maximum collector resistance. For the same reason, the contact to the collector is made in an extension of the trough 16.
  • a single base region 22 with a conductivity of the P type is diffused in and inside of the base region 22 a plurality of emitter regions 24, for example 5.
  • a suitable insulation layer 26 covers the surface of the element with the exception of the contact holes, at which the conductor tracks (not shown) lying above the structure form an ohmic contact with the different parts of the semiconductor substrate shown are connected to a common conductor which has finger-like radiations which extend along the emitter regions 24.
  • multiple contacts for example six, are provided for contacting the base region 22.
  • the capacitance of the feedback capacitor Cfb can be varied by increasing or decreasing the number and size (i.e. the area of the boundary layer) of the emitter regions.
  • the value of Cfb can be changed with little or no change in the capacitance of the base-collector interface so that the ratio of Cfb to CLi can also be adjusted. Since the collector region 16 is directly connected to VH, the normally large capacitance collector insulation and collector substrate are isolated from the active terminals of the element.
  • NPN transistors The description so far has referred to NPN transistors; however, it is readily possible for the person skilled in the art to use those of the PNP type instead of the NPN transistors using the known replacement rules.
  • the capacitive element labeled T5 was symbolized for a bipolar transistor in the drawings to underline the physical similarities of the element with conventional bipolar transistors. However, it must be emphasized that element 5 does not operate in an area where transistor action occurs.

Abstract

Eine Kapaxität in einer integrierten Schaltung wird mit konventioneller bipolarer Transistor-Technologie hergestellt. Die spannungsbhängige Kapazität wird durch eine in Sperrichtung gepolte Emitter-Basis-Grenzschicht (10) geliefert, parasiltäre Kapazitäten, z.B. Kollektor-Substrat (14), werden von der Emitter-Basis-Kapazität getrennt, indem die Basis-Kollektor-Grenzschicht (12) in Sperrichtung gepolt bleibt. Die Kapazität (T5) wird beispielsweise in einer Bootstrap-Treiberschaltung verwendet, deren Bootstrap-Strom von dieser transistorähnlichen Struktur (T5) geliefert wird; die interne Lastkapazität führt zu einem im wesentlichen konstanten Verhalten des Schaltkreises bei Änderungen der angesteuerten Last.

Description

  • Die Erfindung betrifft eine spannungsabhängige Kapazität in integrierten Schaltungen nach dem Oberbegriff von Anspruch 1 und deren Verwendung in einer Bootstrap-Schaltung.
  • Beim Entwurf digitaler Systeme ist es oft notwendig, zwei verschiedene Technologien integrierter Schaltkreise, beispielsweise bipolare und Feldeffektanordnungen zu verwenden, wenn der vorgegebene Leistungsbereich für die Schaltung erreicht werden soll. So werden häufig bipolare Schaltkreise für Anwendungen in logischen Kreisen und bei Taktgebern verwendet, Feldeffektschaltungen dagegen für Speicheranwendungen. Da bipolare Schaltungen im allgemeinen bei Spannungen arbeiten, die beträchtlich unter den Werten liegen, die für den Betrieb von Feldeffektschaltkreisen erforderlich sind, werden Pufferschaltkreise notwendig, um die bipolaren Signalpegel auf den Pegel von Feldeffektschaltungen anzuheben. Üblicherweise dienen zur Realisierung dieser Pufferfunktion bipolare Schaltkreise.
  • Da Feldeffektschaltkreise besonders dazu neigen, Spannungsabfälle in der Größe einer Schwellwertspannung (typischerweise 0,5 bis 1,5 V) pro logischer Stufe zu erzeugen,'ist es besonders wichtig, daß die Eingangssignale für Feldeffektkreise so nahe wie möglich dem Versorgungspotential der Drain-Elektrode-dieser Kreise liegen (typischerweise 8 bis 15 V).. Fast ausschließlich werden Emitterfolger verwendet; zur Eliminierung oder Herabsetzung des Spannungsabfalls-Basis/ Emitter, der unvermeidlich in solchen Schalt- kreisen auftritt, wird in der einen oder anderen Form eine kapazitive Ladungszuräckhaltung oder ein Bootstrap-Element eingesetzt. Beispielsweise wird in der US-Patentschrift 3 656 004 die eingebaute Kapazität zwischen Basis und Emitter selbst verwendet, um zusätzliche gespeicherte Ladung zu liefern, mit der der Ausgangsemitterfolger noch eine ausreichend lange Zeit im leitenden Zustand aufrechterhalten werden kann, nachdem der Treiberschaltkreis für die Basis schon nichtleitend geworden ist, so daß die Ausgangsspannung den Wert des Versorgungspotentials erreicht. Der Artikel "Bipolare Bootstrap-Schaltung" im IBM Technical Disclosure Bulletin, Febr. 76, Seiten 2813 bis 2819, beschreibt eine ähnliche Technik. zur Ladungsspeicherung, in der die Basis-Kollektorkapazität eines bipolaren Transistors dazu verwendet wird, - zusätzlichen Strom zu liefern, mit dem der Treiberkreis mach dem Schalten seiner Quelle noch im leitfähigen Zustand gehalten wird. In beiden Beispielen ist der Betrag der zurückhaltbaren Ladung begrenzt durch die großen Störkapazitäten zwischen den Schaltungselementen und dem Substrat der integrierten Schaltung, sowie durch die Zeit, die zum Laden der internen Kapazitäten nach Einsetzen des Ausgangssignals erforderlich ist.
  • In dem Artikel "Takttreiber für dynamische MOS-FET- Schieberegistermatritzen" im IBM Technical Disclosure Bulletin, Febr. 1974, Seiten 2767 bis 2768 und in der US-Patentschrift 4 002 931, wird eine Bootstrap-Kapazität verwendet, die zwischen dem Ausgang des Emitterfolgers und seinem Eingang liegt; dadurch ergibt sich ein hochgesetzter Spannungspegel, mit dem die Ausgangsschaltung leitend gehalten wird, nachdem das Eingangssignal für die Treiberschaltung im Normalfall schon abgeklungen ist, Fig. 1 zeigt eine versinrachte Treiberschaltung des Bootstrap-Typs, in der sie Eingangssignal Vein an T1 angelegt. wird und ein invertiertes Ausgangs-
    Figure imgb0001
    logisches Signal mit hohem Pegel ist, leitet T1 und damit auch T4, der den Knoten A an Erde legt. Wenn T1 leitet, liegt die Basis von T2 in der Nähe des Erdpotentials und T2 ist ausgeschaltet. Der Spannungsabfall an R1 ermöglicht es dem Rückkoppelkondensator Cfb, sich auf ungefähr VL minus Vbe der Diode D1 aufzuladen. Wenn das Eingangssignal von seinem hohen auf den niedrigen logischen Pegel übergeht, werden T1 und T4 ausgeschaltet. Die Basis von T2 steigt dann potentialmäßig und schaltet damit T2 ein, wodurch auch T3 leitend wird und das Ausgangssignal Vaus ansteigen läßt. Die Geschwindigkeit, mit der das Potential im Knoten A ansteigt, wird durch die Größe der beaufschlagten kapazitiven Last (die nicht eingezeichnet ist) bestimmt, sowie durch die Größe von C.fb und die Größe verschiedener Parasitärkapazitäten, die zusammengefaßt als variable Kapazität Cp dargestellt sind. Je größer Cp wird, desto größer muß Cfb sein, damit genügend Rückkopplung zum Knoten B zur Verfügung steht, um der Basis von T2 Strom zuzuführen und solange leitend zu halten, bis Knoten A das Versorgungspotential VH der Drain-Elektrode erreicht. In vielen Fällen ist Cfb zu groß, als daß ein Kondensator entsprechender Kapazität auf demselben Substrat wie der übrige Schaltkreis eingebaut werden könate; er wird deshalb als diskrete externe Komponente ausgeführt. Die oben erwähnte US-Patentschrift 4 002 931 beschreibt eine integrierte Kapazität mit dünner Oxydschicht, entsprechend der Darstellung in Fig. 2. Der Ausgang am Knoten A ist leitend mit einem N+-dotierten Halbleiterbereich verbun- 'den, wobei die P+-Isolationswannen in der auf einem P-Substrat gewachsenen Epitaxialschicht vom Typ N ausgebildet sind. Die Kapazität Cfb zwischen den Kontakten A und B ist konstant, obwohl die Kapazität zwischen dem Kontakt A und dem Substrat eine in Sperrichtung vorgespannte P-N-Grenzschicht enthält. Fig. 3A ist eine schematische Darstellung des in Fig. 2 gezeigten Kondensators, Fig. 3B ist eine Darstellung der kapasitiven Effekte des Kondensators, wenn das Potential am Knoten A ansteigt. Die Charakteristiken der in Sperrichtung gepolten Diode entsprechen einem variablen Kondensator CP, dessen Kapazität ansteigt, wenn das Potential am Knoten A zunimmt. Da das Verhältnis von Cfb zu Cp klein sein kann, wird die Wirksamkeit der Rückkopplung herabgesetzt. Obwohl andere Kondensatorstrukturen, beispiesweise Sperrschichtkapazitäten wie in der US-Patentschrift 3 474 309 herangezogen werden können, so weisen diese doch ebenfalls große parasitäre Kapazitäten auf, die mit den Kondensatoranschlüssen gekoppelt sind und die Effektivität dieses Schaltkreises herabsetzen.
  • Als weiterer Stand der Technik, der hier von Interesse - ist, kann gennant werden: US-Patentschrift 3 641 368, in der ein NPN-Transistor mit kurzgeschlossenem Kollektor-Emitter als Kapazität verwendet wird und die US-Patentschrift 3 678 348, in der ein bipolarer Multiemittertransistor gezeigt ist, bei dem mehrere Kontakte gemeinsam mit einer einzigen Emitterelektrode und einer getrennten Mehrfachkontaktbasiselektrode verbunden sind.
  • Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht dementsprechend darin, integrierte bipolare Schaltkreise mit kapazitiven Rückkoppelelementen zu verbessern und insbesondere die störenden Effekte parasitärer Kapazitäten herabzusetzen.
  • Diese Aufgabe wird durch die im Hauptanspruch gekennzeichnete Erfindung gelöst; Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
  • Die Erfindung verwendet einespannungsabhängige Kapazität mit mehreren Halbleitergrenzschichten, bei der drei in Reihe geschaltete p-n-Grenzschichten zwischen einem Bezugspotential und einer Ausgangsklemme angeordnet sind, und bei der die mittlere p-n-Grenzschicht bezüglich der beiden anderen Grenzschichten umgekehrt gepolt ist. Indem alle diese Grenzschichten in Sperrichtung gepolt bleiben, erzeugt ein Eingangssignal, das zwischen den beiden der Ausgangsklemme am nächsten liegenden Grenzschichten zugeführt wird, eine spannungsbhängige Kapazität zwischen dem Eingangssignal und der Ausgangsklemme, während die mittlere PN-Grenzschicht eine kapazitive Trennung zwischen Eingangssignal und Bezugspotential liefert. Die Verwendung der spannungsabhängigen Kapazität als Bcotstrap-Kapazität in einem Bipolar-Treiberschaltkreis liefert einen Schaltkreis, der einen weiten Arbeitsbereich aufweist, und zwar hauptsächlich infolge der eingebauten Lastkapazität, die für das Eingangssignal durch die Kapazität der mittleren p-n-Grenzschicht geliefert wird.
  • Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird nun anhand von Zeichnungen näher erläutert.
  • Es zeigen:
    • Fig. 1 einen schematischen Schaltkreis einer bipolaren Bootstrap-Treiberschaltung nach dem Stand der Technik,
    • Fig. 2 einen schematischen Querschnitt einer Kondensatorstruktur (Kapazität) nach dem Stand der Technik,
    • Fign. 3A schematische Schaltkreise mit zwei verschiedenen und 3B elektrischen Darstellungen der in Fig. 2 dargestellten Kapazität,
    • Fig. 4 einen schematischen Schaltkreis einer bipolaren Bootstrap-Treiberschaltung, in der die erfin- dungsgemäße Kapazität als bipolarer Transistor dargestellt ist,
    • Fign. 5A schematische Schaltbilder alternativer elek-und 5B trischer Schaltkreise der Kapazität von Fig. 4,
    • Fig. 6 ein schematisches Schaltbild einer anderen Ausführung des bipolaren Bootstrap-Treiberschaltkreises,
    • Fig. 7A eine Aufsicht auf eine Ausführungsform der Kapazität mit mehrfachen emitterähnlichen und basisähnlichen Kontaktbereichen des in Fig. 6 dargestellten kapazitiven Elements T5,
    • Fig. 7B einen Querschnitt der Kapazität von Fig. 7A links der Linie B-B mit dem vertikalen Profil - der Struktur.
  • Fig. 4 zeigt eine Ausführung der Erfindung in Form eines bipolaren Bootstrap-Treiberschaltkreises mit einem Emitterfolger vom Darlington-Typ. Der Schaltkreis soll beim Anlegen eines Eingangssignals Vein, das von einer bipolaren Logikschaltung geliefert wird, ein Ausgangssignal Vaus liefern, dessen Spannungspegel zwischen dem Erdpotential und der Versorgungsspannung VH für die Drain-Elektroden eines getriebenen Feldeffekttransistor-(FET)-Schaltkreises liegen. Der Schaltkreis umfaßt einen Eingangstransistor T1, dessen Basis mit Vein gekoppelt ist und dessen Kollektor mit dem Eingang eines Darlington-Verstärkerpaars T2 und T3 verbunden ist. Der Emitter von T1 ist über den Widerstand R2 an Erde gelegt und direkt mit der Basis des Transistors T4 verbunden, der zum schnellen Herabsetzen des Ausgangssignals verwendet wird. Der Kollektor von T1 ist weiterhin über einen als Diode geschalteten Transistor D1 und einen Widerstand R1 mit einer niederpegeligen Spannung VL verbunden. Der Verstärker- oder Treiberteil des Schaltkreises enthält die Transistoren T2 und T3, deren Kollektoren mit dem Versorgungspotential VH der FET-Drain-Elektroden'verbunden sind. Der Ausgang des Verstärkers ist beim Spannungsknoten A mit dem Kollektor des Transistors T4 verbunden. Zwischen dem Knoten A und der Ausgangsklemme Vaus liegt ein Element T5, das Ähnlichkeit mit einem bipolaren Transistor aufweist und dessen Basis sowohl mit dem Knoten A als auch mit Vaus verbunden ist. Der Kollektor von T5 ist mit VH verbunden, der Emitter mit dem Spannungsknoten B zwischen R1 und D1. Die Vorspannung von T5.ist so, daß keine Transistorwirkung eintritt und das Element nur als Paar von Grenzschichtkapazitäten wirkt, die das Ausgangssignal Vaus über die Rückkoppelkapazität Cfb an Knoten B geben und das Ausgangssignal Vaus mit VH über die interne Lastkapazität CLi koppeln.
  • Im Betrieb arbeitet der Schaltkreis nach Fig. 4 folgendermaßen: Wenn Vein den hohen Pegel einnimmt, wird T1 leitend und es fließt ein Strom von VL über D1, R1, T1 und R2 zur Masse. Strom durch R2 läßt die Basis von T4 über den Wert Vbe ansteigen und schaltet somit den Transistor T4 ein, der dann den Knoten A und Vaus auf Massenpotential legt. Die Spannungsteilung durch D1, R1 und R2 hält das Basispotential von T2 so gering, daß T2 und T3 nichtleitend bleiben. Der Knoten B behält jedoch eine Spannung bei, die ungefähr gleich VL minus Vbe von D1 ist und somit bewirkt, daß die Emitter/Basis-Grenzschicht von T5 in Sperrichtung gepolt wird und Cfb auflädt. Der mit VH verbundene Kollektor von T5 liefert eine Sperrspannung für die Kollektor-Basis-Grenzschicht, die CLi lädt.
  • Wenn Vein auf den niederen Pegel übergeht, schaltet T1 aus und damit auch T4, so daß das Ausgangssignal nicht mehr auf Massenpotential festgehalten wird. Beim Ausschalten von T1 steigt das Potential an der Basis von T2, sowohl T2 als auch T3 schalten ein und das Potential am Knoten A und die Spannung Vaus nehmen in Richtung VH zu. Wird für einen Augenblick angenommen, daß T5 nicht vorhanden ist, so wäre die Transistorwirkung von T2 auf den Bereich begrenzt, in dem der Knoten A mehr als ungefähr zwei bis drei Vbe-Spannungsabfälle unter VL liegt, da R1 nicht in der Lage wäre, Strom an die Basis von T2 zu liefern, wenn die Spannungsdifferenz an R1 null wird. Im vorliegenden Schaltkreis ist die Spannung aufgrund der Vorladung auf Cfb kapazitiv an Knoten B gekoppelt, der dadurch auf ein Potential Vaus plus der Vorladungsspannung (VL minus Vbe) ansteigt und somit bewirkt, daß Knoten B beträchtlich über das Vorladungspotential (VL minus Vbe) ansteigt. Der Spannungsanstieg ermöglicht es T2 und T3 leitend zu bleiben, bis V aus im wesentlichen den Wert VH erreicht; damit ist das gewünschte Ziel erreicht. Während-V aus ansteigt, wirkt die interne Lastkapazität CLi, die durch Sperren der Kollektor-Basis-Grenzschicht von T5 gebildet wird, als Begrenzer für die Anstiegszeit des Ausgangssignals. Wie noch erläutert wird, kann das Verhältnis von Cfb und CLi während des Herstellprozesses so eingestellt werden, daß sich sowohl die gewünschte Rückkopplung als auch die gewünschte interne Lastkapazität ergibt. Hier ist zu beachten, daß bei diesem Schaltkreis, anders als im Stand der Technik (Fig. 1), keine relativ große parasitäre Kapazität Cp zwischen Ausgang und Masse vorhanden ist.
  • Fig. 5A ist eine Darstellung der Diodeneigenschaften des kapazitiven Elements T5; danach besteht es aus in Reihe geschalteten Dioden, nämlich der Emitter-Basis-Diode 10, der Basis-Kollektor-Diode 12 und der Kollektor-Isolationsdiode 14. Alle diese drei Grenzschichten sind dauernd in Sperrichtung gepolt. Diode 10 wird anfangs über Klemme B auf der Spannung (VL minus Vbe) und über Klemme A auf Null-V gehalten. Diode 12 liegt zwischen den Spannungen VH und und Null V. Wenn Vaus ansteigt, bleibt Diode 10 in Sperrichtung gepolt, da Klemme B kapazitiv so gekoppelt ist, daß sie ein höheres Potential als Klemme A annimmt; die Diode 12 liegt zwischen den Spannungen VH und Vaus. Fig. 5B zeigt schematisch den rein kapazitiven Effekt von T5 zwischen den Knoten A und B. Hier ist zu beachten, daß Cfb und CLi als variable Kapazitäten dargestellt sind, da sie durch in Sperrichtung gepolte p-n-Grenzschichten (Sperrschichtkapazität) gebildet werden, die verschiedenen! Sperrspannungsbedingungen unterworfen sind. Diode 14 in Fig. 5A ist als feste Kapazität Cp dargestellt; sie hat tatsächlich keinen Einfluß auf die Arbeitsweise der Schaltung. In Fällen, bei denen wie in Fig. 3B Cp groß ist, muß beachtet werden, daß Cp die Wirkung der Bootstrap-Kapazität Cfb nicht beeinflußt.
  • Fig. 6 zeigt eine zweite Ausführungsform der Erfindung in Form eines NAND-Treiberschaltkreises mit zwei Eingangssignalen. In Fig. 6 und Fig. 4 übereinstimmende Bezugszeichen betreffen Elemente mit ähnlichen Funktionen. Der Schaltkreis besteht aus einem UND-Glied mit zwei Eingängen A und B, die mit den Emittern der Transistoren T6A und T6B verbunden sind. Der als Diode geschaltete Transistor D4 zwischen der Basis und dem Kollektor von T6A und T6B verhindert, daß diese tief in das Sättigungsgebiet gelangen. Die Kollektoren von T6A und T6B sind über Widerstand R7 mit den Basen von T1 und T7 gekoppelt. Die Emitter von T1 und T7 sind mit der Basis des Transistors T4 verbunden, der zum Herabsetzen der Spannung auf' Massenpotential dient. Der Kollektor von T1 ist mit dem Eingang des Verstärkungstransistors T2 verbunden, sowie mit den Dioden D2 und D3, die über R4 mit VH gekoppelt .sind, um eine tiefe Sättigung von T1 zu vermeiden. Der Emitter von T2 ist mit der Basis des Ausgangs-Treiber-Transistors T3 verbunden, dessen Emitter wiederum mit dem Ausgang V aus verbunden sind. Der Kollektor von T7 ist mit der Basis von T8 gekoppelt, dessen Emitter mit der Basis von T3 verbunden ist, um einen zusätzlichen Treiberstrom für T3 zu liefern. Der Strom zum Treiben von T2 wird durch die Kombination T9, R1, R12 und R13 gellefert, die zusammen funktionell mit D1 und
    R1 in Fig. 4 äquivalent sind. Das Element T5 liefert die spannungsabhängigen Kapazitäten Cfb und CLi, die mit dem Ausgang am Emitter von T3 gekoppelt sind. Damit sich die gewünschten Charakteristiken ergeben, ist T5 als bipolare Element mit fünf Emittern und mehrfachen Basiskontakten ausgebildet; diese Struktur wird später noch näher besprochen. Die als Diode geschalteten Transistoren D8, D5 und D6, tragen dazu bei, Strom über T1 und T7 an T4 zu liefern, wenn das Ausgangssignal vom Wert VH gegen Masse getrieben wird. Die Diode D7 hindert T2 daran, tief in den Sättigungsbereich zu gelangen.
  • Im Betrieb arbeitet der Schaltkreis von Fig. 6 in ähnlicher Weise wie der von Fig. 4, wenn das zusätzliche logische UND-Glied am Eingang berücksichtigt wird. Wenn eines oder beide der Eingangssignale A und/oder B den niederen logischen Pegel aufweisen (Null V), so leitet entweder T6A oder T6B oder aber beide und führen dazu, daß die Basis von T1 und T7 ein Potential in der Nähe des Massenpotentials (Null V) sehen. Da T1 und T7 nicht leiten, bleibt auch T4 nicht leitend. Das Ausgangssignal V aus hat zu diesem Zeitpunkt schon einen Wert von im. wesentlichen VH erreicht und behält dieses Potential solange bei, bis beide Eingangssignale A und B wieder den hohen logischen Pegel einnehmen. Wenn beide Eingangssignale A und B ein ausreichend hohes Potential aufweisen, so daß die Transistoren T6A und T6B nicht mehr leiten, steigt das Potential an der Basis von T1 und T7 an, so daß diese leitend werden. Es fließt dann ein Strom durch T1 und T7, zur Basis von T4, der dem Transistor T4 ansetzt und so V aus gegen das Massenpotential zieht..Die Dioden D8, D5 und D6 liefern zusammen mit T1 und T7 zusätzlichen Strom an T4, und zwar in Abhängigkeit der Belastung der Ausgangsklemme. Die zwischen die Kollektoren von T1 und T7 geschaltete Diode D6 bewirkt einen Ausgleich der Kollektorströme dieser beiden Transistoren.
  • Wenn das Ausgangssignal V aus auf Masse liegt, sind T2 und T3 nichtleitend. Der Widerstand-Spannungsteiler R13 und R14 liegt nun zwischen VH und Masse (über die Basis von T5) und das Potential an der Basis von T9 schaltet T9 ein und lädt die Mehrfachemitter von T5 auf ein Potential, das ungefähr ein Vbe-Spannungsabfall unter dem Potential liegt, das durch den Spannungsteiler R13 und R14 bestimmt ist. Die Rückkoppelkapazität Cfb wird dadurch auf dasselbe Potential geladen. Gleichzeitig wird die interne Lastkapazität CLi auf VH geladen. Wenn eines oder beide der Eingangssignale A und/oder B genügend stark abfallen, um T6A oder T6B einzuschalten und somit T1, T7 und T4 in den Sperrzustand übergehen, steigt das Potential an der Basis von sowohl T2 und T8 gegen VH, T2 und T8 werden leitend, dadurch auch T3 und Vaus kann ansteigen. Wie früher beschrieben, führt der Anstieg von Vaus zu einer kapazitiven Kopplung der in Sperrichtung geschalteten Emitter von T5 und zu einem ausreichend hohen Potential, um Strom an T2 zu liefern, bis Vaus auf den Wert VH ansteigt. Wenn das Potential an den Mehrfachemittern von T5 ansteigt, sperrt T9, da sein Emitter ein höheres Potential aufweist als seine Basis.
  • Die Fign. 7A und 7B zeigen die Struktur des Elements T5, wie es in den Schaltkreis von Fig. 6 eingebaut ist; für alle Transistoren wird dabei ein gemeinsamer Herstellprozeß verwendet. Das kapazitive Element wird in einer isolierten Diffusionswanne 16 aus epitaktischem N-Silicium gebildet, das auf einem P-Substrat 18 erzeugt wurde; die Wanne ist durch die Isolationsbereiche 20 begrenzt. Die Diffusionswanne ist im wesentlichen identisch mit denjenigen, die für die anderen bipolaren Elemente auf dem Schaltkreisplättchen verwendet werden. Obwohl die übrigen Transistorstrukturen auf dem Substrat einen vergrabenen N+-Subkollektor verwenden, fehlt ein solcher in dem kapazitiven Element, um die Dichte der Isolationsfehler (sogenannte Pipe-Fehler auf ein Minimum herabzusetzen und maximalen Kollektorwiderstand zu erreichen. Aus demselben Grund wird der Kontakt zum Kollektor in einer Erweiterung der Wanne 16 angebracht. Innerhalb der Wanne 16 ist ein einzelner Basisbereich 22 mit einer Leitfähigkeit vom P-Typ eindiffundiert und innerhalb des Basisbereichs 22 eine Mehrzahl von Emitterbereichen 24, beispielsweise 5. Eine geeignete Isolationsschicht 26 bedeckt die Oberfläche des Elements mit Ausnahme der Kontaktlöcher, an denen die über der Struktur liegenden nicht gezeichneten Leiterbahnen einen ohmschen Kontakt mit den verschiedenen Teilen des dargestellten Halbleitersubstrats bilden. Alle Emitterbereiche sind mit einem gemeinsamen Leiter verbunden, der fingerähnliche Ausstrahlungen aufweist, die sich längs der Emitterbereiche 24 erstrecken. In ähnlicher Weise sind Mehrfachkontakte, beispielsweise sechs, zur Kontaktierung des Basisbereichs 22 vorgesehen.
  • Die Kapazität des Rückkoppelkondensators Cfb kann variiert werden, indem Anzahl und Größe, (d.h. die Fläche der Grenzschicht) der Emitterbereiche vergrößert oder verkleinert werden. Der Wert von Cfb kann geändert werden, wobei sich die Kapazität der Basis-Kollektor-Grenzschicht nur wenig oder gar nicht ändert, so daß das Verhältnis von Cfb zu CLi ebenfalls eingestellt werden kann. Da der Kollektorbereich 16 direkt mit VH verbunden ist, sind die normalerweise großen Kapazitäten Kollektor-Isolation und Kollektor-Substrat von den aktiven Klemmen des Elements isoliert.
  • Die bisherige Beschreibung bezog sich auf NPN-Transi-, storen; für den Fachmann ist es jedoch ohne weiteres möglich, mit Hilfe der bekannten Ersetzungsregeln anstelle der NPN-Transistoren solche vom Typ PNP zu verwenden. Das mit T5 bezeichnete kapazitive Element wurde in den Zeichnangen mit den Symbolee für einen Bipolartransistor
    Figure imgb0002
    turellen Ähnlichkeiten des Elements mit konventionellen Bipolartransistoren zu unterstreichen. Es muß jedoch betont werden, daß Element 5 nicht in einem Bereich arbeitet, indem eine Transistorwirkung auftritt.

Claims (9)

1. Spannungsabhängige Kapazität (Sperrschichtkapazität) in integrierter Bauweise, dadurch gekennzeichnet, da3 erste (10, Fig. 5A), zweite (12) und dritte (14) p-n-Grenzschichtdioden zwischen einem Bezugspotential (Masse, Fig. 5A) und einer Ausgangsklemme (Knoten B) angeordnet sind, wobei die zweite Diode bezüglich der anderen umgekehrt gepolt ist, daß eine Eingangsklemme (Knoten A) zwischen der ersten und der zweiten Diode angeschlossen ist, daß eine Vorspannungsklemme (Knoten VH) zwischen der zweiten und dritten Diode angeschlossen ist und daß alle Dioden in Sperrichtung betrieben werden.
2. Kapazität nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Dioden als eine transistorähnliche Struktur auf einem einzigen Halbleiterplättchen ausgebildet sind, wobei die erste Diode einen emitterähnlichen Bereich (24, Fig. 7) zusammen mit einem basisähnlichen Bereich (22) umfaßt, die zweite Diode einen basisähnlichen Bereich (22) zusammen mit einem kollektorähnlichen Bereich (16) und die dritte Diode einen kollektorähnlichen Bereich (16) zusammen mit einem Isolierbereich (18, 20).
3. Kapazität nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine Mehrzahl von emitterähnlichen Bereichen (24 Fig. 7A) mit einer gemeinsamen Ausgangsklemme verbun den sind.
4. Kapazität nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein konstantes Vorspannungspotential (VH) an die Vorspannungsklemme angelegt wird.
5. Kapazität nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazität als Rückkoppelvorrichtung (T5, Fig. 4) in einer integrierten bipolaren Bootstrap-Schaltung verwendet wird, wobei das Ausgangssignal mindestens einer Verstärkerstufe (T2, T3) mit der Eingangsklemme der Kapazität (Knoten A) verbunden ist und daß die Ausgangsklemme der Kapazität (Knoten B) das Rückkoppelsignal führt.
6. Bootstrap-Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkerstufe einen Emitterfolger (T2, T3) vom Darlington-Typ umfaßt.
7. Bootstrap-Schaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungsklemme der Kapazität (VH, Fig. 5A) mit der Stromquelle für die Verstärkerstufe verbunden ist.
8. Bootstrap-Schaltung nach einem der Ansprüche 5 bis 7 dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Vorspannungs quelle (VH, Fig. 6) und die Eingangsklemme (Knoten A) der Kapazität (T5) ein Spannungsteiler (R13, R14) geschaltet ist, dessen Mittelabgriff mit der Basis eines Transistors (T9) verbunden ist, der mit seinem Kollektor über einen Widerstand (R12) an die Vorspannungsquelle (VH) und mit seinem Emitter an die Ausgangsklemme der Kapazität, sowie über einen Wider stand (R1) an die Basis des ersten Transistors (T2) des Emitterfolgers angeschlossen ist.
9. Bootstrap-Schaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis und der Emitter des Eingangstransistors (T1) mit der Basis, bzw. dem Emitter eines zweiten Transistors (T7) verbunden sind,
Figure imgb0003
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