DE69920273T2 - Integrierte tunerarchitektur - Google Patents

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DE69920273T2
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Klaas Bult
Frank Carr
M. Christopher WARD
Ralph Duncan
W. Tom KWAN
Y. James CHANG
Haideh Khorramabadi
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    • H03L2207/06—Phase locked loops with a controlled oscillator having at least two frequency control terminals

Description

  • GEBIET DER ERFINDUNG
  • Die Anmeldung bezieht sich im allgemeinen auf Empfängerschaltungen und insbesondere auf einen CATV-Tuner mit einem Frequenzplan und einer Architektur, die es ermöglicht, den gesamten Empfänger mit Ausnahme der Filter in eine einzige integrierte Schaltung zu integrieren.
  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Radioempfänger oder Tuner werden vielfach in Anwendungen eingesetzt, die den Empfang von elektromagnetischer Energie erfordern. Anwendungen können u. a. Rundfunkempfänger wie etwa Radio und Fernsehen, Set-Top-Boxen (auf ein Basisgerät zu stellende Kästen; STBs) für Kabelfernsehen, Empfänger in LAN ("local area network")-Netzen, Prüf- und Meßgeräte, Radarempfänger, Luftverkehrsteuerungsempfänger, und Mikrowellen-Kommunikationsverbindungen umfassen. Die Übertragung der elektromagnetischen Energie kann über eine Übertragungsleitung oder durch elektromagnetische Funkwellen erfolgen.
  • Das Entwerfen eines Empfängers ist eine der kompliziertesten Entwurfsaufgaben in der Elektrotechnik. Im gegenwärtigen Stand der Technik gibt es viele Entwurfskriterien, die beim Herstellen eines funktionierenden Funk- bzw. Radioempfängers in Betracht gezogen werden müssen. Kompromisse bei der Funktionalität des Entwurfs werden oftmals angewendet, um eine vorgegebene Aufgabe zu erfüllen. Es gibt eine Vielzahl von Leistungsmerkmalen, die beim Entwurf des Empfängers in Betracht gezogen werden müssen. Bestimmte Leistungsmerkmale sind jedoch allen Empfängern gemeinsam. Verzerrung und Rauschen sind zwei solche Parameter. Der Vorgang der Signalerfassung erzeugt eine Verzerrung, die im Entwurf des Funkempfängers mit berücksichtigt werden muss. Sobald ein Funksignal erfaßt wird, muss das Rauschen, welches das im Empfänger empfangene Signal umgibt, in Betracht gezogen werden. Funksignale sind oft äußerst schwach, und wenn in der Schaltung Rauschen vorhanden ist, kann das Signal, obgleich es auf zufriedenstellende Weise empfangen wurde, leicht in diesem Grundrauschen verloren gehen. Der gegenwärtige Stand der Technik beim Entwurf von Empfängern ist oftmals darauf gerichtet, diese Einschränkungen von Empfängern auf kostengünstige Weise zu überwinden.
  • US-A-5737035 beschreibt einen vollintegrierten TV-Empfänger zum Empfangen eines Eingangs von einer Standardantenne oder einem Kabel und Ausgeben eines Standard-Videobasisbandsignals und eines Standard-Audiobasisbandsignals. Der Empfänger wendet einen Aufwärtsmischer und einen Abwärtsmischer mit Spiegelfrequenzunterdrückung in Reihe an, oder bei einer alternativen Ausführungsform einen Aufwärtsmischer und einen Basisabwärtsmischer mit einem dazwischengeschalteten ZF (Zwischenfrequenz; "intermediate frequency")-Filter zum Erzeugen eines ZF-Signals auf dem Chip. Eine Audioerfassung des ZF-Signals wird über eine Audio-Verzögerungsregelschleife durchgeführt, die in Quadratur zum Audio-FM-Signal arbeitet. Eine Videoerfassung des ZF-Signals wird mittels Frequenzmischen des ZF-Signals mit dem extrahierten Videoträger des ZF-Signals durchgeführt. Eine Fähigkeit des Ansteuerns unter variabler Last ist sowohl für den Video- als auch den Audioausgang vorgesehen.
  • Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung weist ein Empfänger, der zum Teil auf einem IC-Chip ausgeführt ist, auf:
    Einrichtungen auf dem Chip zum Empfangen einer Mehrzahl von Kanälen in einem Funkfrequenz-Fernsehsenderband;
    einen ersten Differentialmischer auf dem Chip, an den die Mehrzahl von Kanälen geleitet wird;
    ein erstes Differential-Bandpassfilter außerhalb des Chip, mit einer Verbindung auf den Chip an den Ausgang des ersten Mischers, wobei das erste Filter einen ersten Durchlaßbereich aufweist;
    einen ersten Lokaloszillator bzw. LO (LO) auf dem Chip, der mit dem ersten Mischer verbunden ist, wobei der erste LO eine variable Frequenz besitzt;
    Einrichtungen auf dem Chip zum Einstellen des ersten LO zum Auswählen eines der Kanäle und Verschieben des ausgewählten Kanals auf den ersten Durchlaßbereich;
    einen zweiten Differentialmischer mit Spiegelfrequenzunterdrückung auf dem Chip, an den der ausgewählte Kanal nach dem ersten Mischer geleitet wird;
    einen zweiten LO auf dem Chip, der mit dem zweiten Mischer verbunden ist, wobei der zweite LO eine Festfrequenz besitzt, welche den ausgewählten Kanal auf eine Zwischenfrequenz verschiebt; und
    Einrichtungen zum Demodulieren des ausgewählten Kanals.
  • Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung weist ein Verfahren zum Empfangen eines HF-Signals mit einer Mehrzahl von Kanälen auf
    • (1) Mischen des HF-Signals mit einem ersten Lokaloszillator-Differenzsignal zum Erzeugen eines ersten ZF-Differenzsignals;
    • (2) Entfernen zumindest eines unerwünschten Kanals aus dem ersten ZF-Differenzsignal unter Verwendung eines Differentialfilters zum Erzeugen eines zweiten ZF-Differenzsignals;
    • (3) Einstellen des ersten Lokaloszillatorsignals derart, dass ein ausgewählter Kanal der Mehrzahl von Kanälen in einen Durchlaßbereich des Differentialfilters verschoben wird; und
    • (4) Mischen des ersten ZF-Differenzsignals mit einem zweiten Lokaloszillator-Differenzsignal zum Erzeugen eines zweiten ZF-Differenzsignals, wodurch mindestens eine unerwünschte Spiegelfrequenz aus dem zweiten ZF-Differenzsignal entfernt wird;
    wobei die Schritte (1), (3) und (4) auf einem gemeinsamen Substrat durchgeführt werden, und Schritt (2) außerhalb des gemeinsamen Substrats durchgeführt wird.
  • BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
  • Ein besseres Verständnis dieser und weiterer Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergibt sich aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung. Es zeigt:
  • 1 eine Darstellung eines Ausschnitts der Over-The-Air-Spektrumszuweisungen für Rundfunk in den Vereinigten Staaten;
  • 2 eine Darstellung des Frequenzspektrums von harmonischen Verzerrungsprodukten;
  • 3 eine Darstellung eines Spektrums von Intermodulationsverzerrungsprodukten gerader und ungerader Ordnung;
  • 4 eine Darstellung einer Interferenz, die bei der ZF-Frequenz durch ein auf der Spiegelfrequenz vorhandenes Signal verursacht ist;
  • 5 eine Darstellung eines typischen Empfängers mit Zweifachkonversion unter Verwendung einer Aufwärtskonversion und einer darauffolgenden Abwärtskonversion;
  • OSZILLATORFIGUREN (nicht beansprucht)
  • 6 ein halbschematisches, vereinfachtes Zeitdiagramm von Differenzsignalen, einschließlich einer Gleichtaktkomponente, die durch einen Differenz-Kristalloszillator erzeugt werden kann;
  • 7 ein halbschematisches Blockdiagramm eines Differential-Quarzoszillators einschließlich eines Schwingquarzes und einer Oszillatorschaltung, die differentiell an einen linearen Pufferverstärker angeschlossen sind;
  • 8 eine vereinfachte schematische Darstellung von Differenzsignalen, die am Ausgang eines Schwingkristalles vorliegen;
  • 9 ein vereinfachtes schematisches Diagramm einer Schwingquarz-Äquivalenzschaltung;
  • 10 eine vereinfachte grafische Darstellung einer Kurve der Impedanz über der Frequenz für einen nahe der Resonanz arbeitenden Schwingkristall;
  • 11 eine vereinfachte grafische Darstellung eines Diagramms der Phase über der Frequenz für einen nahe der Resonanz arbeitenden Schwingkristall;
  • 12 ein vereinfachtes schematisches Diagramm der Differential-Oszillatorschaltung von 7;
  • 13 ein vereinfachtes, halbschematisches Blockdiagramm einer periodischen Signalerzeugungsschaltung mit einem Kristalloszillator mit symmetrischen Differenzausgängen zum Ansteuern von in Kaskade geschalteten linearen und nichtlinearen Pufferstufen;
  • 14 ein vereinfachtes schematisches Diagramm eines differentiellen gefalteten, kaskadierten linearen Verstärkers, der zur Verwendung in Verbindung mit der vorliegenden Erfindung geeignet ist;
  • 15 ein vereinfachtes, halbschematisches Diagramm eines differentiellen nichtlinearen Pufferverstärkers, der zur Verwendung als Taktpuffer geeignet ist;
  • 16 eine halbschematische Darstellung einer alternativen Differentialoszillator-Treiberschaltung;
  • 17 ein Blockdiagramm eines Differential-Kristalloszillators als Bezugssignalgenerator in einem Phasenregelkreis; und
  • 18 ein vereinfachtes Blockdiagramm eines veranschaulichenden Frequenzsynthesizers, der die differentielle periodische Signalerzeugungsschaltung der Erfindung aufweisen könnte.
  • FIGUREN ZU PLL-GROB-/FEINABSTIMMUNG (nicht beansprucht)
  • 19 ein Blockdiagramm zur Veranschaulichung der beispielhaften Frequenzumsetzungen für die Empfängerabstimmung, die bei den Ausführungsformen der Erfindung verwendet werden;
  • 20 ein Blockdiagramm eines beispielhaften Tuners, der zum Empfangen einer Bandbreite von 50 bis 860 MHz entworfen ist, welche eine Vielzahl von Kanälen enthält;
  • 21 eine beispielhafte Tabelle von Frequenzen, welche eine PLL-Grob- und Feinabstimmung für den Erhalt einer Zwischenfrequenz von 44 MHz anwenden;
  • 22 eine Darstellung eines alternativen PLL-Grob- und Feinabstimmungsverfahrens zum Erzeugen einer beispielhaften endgültigen ZF von 36 MHz;
  • 23 ein Blockdiagramm einer Dummy-Komponente, die zum Modellieren einer operativen Komponente auf einem IC-Chip verwendet wird;
  • FIGUREN ZU FILTERABSTIMMUNG (nicht beansprucht)
  • 24a ein Blockdiagramm eines Abstimmvorgangs, 24b ein Ablaufdiagramm des Abstimmvorgangs, und 24c eine beispielhafte Darstellung des Abstimmvorgangs;
  • 25 ein Blockdiagramm einer beispielhaften Abstimmschaltung;
  • 26 veranschaulicht die Beziehung zwischen Amplitude und Phase in einem LC-Filter bei Resonanz;
  • 27 ein schematisches Diagramm, das die Konfiguration von schaltbaren Kondensatoren in einer Differenzsignalübertragungs-Ausführungsform zeigt;
  • EMPFÄNGER-FIGUREN (nicht beansprucht)
  • 28 ein Blockdiagramm der ersten beispielhaften Anordnung eines Empfängers;
  • 29 eine Darstellung der Frequenzplanung, die bei den beispielhaften Ausführungsformen der Erfindung angewendet werden kann;
  • 30 ein Blockdiagramm, das zeigt, wie Spiegelfrequenzunterdrückung in einem I/Q-Mischer erzielt wird;
  • 31 ein Blockdiagramm der zweiten beispielhaften Anordnung;
  • 32 ein Blockdiagramm der dritten beispielhaften Anordnung;
  • 33 ein Blockdiagramm eines CATV-Tuners, der die vollintegrierte Tunerarchitektur beinhaltet; und
  • FIGUR ZUR TELEFONIE-ÜBER-KABEL-AUSFÜHRUNGSFORM
  • 34 ein Blockdiagramm einer erfindungsgemäßen Niedrigleistung-Ausführungsform, die für den Empfang eines Kabeltelefoniesignals konfiguriert ist.
  • FIGUREN ZU ELEKTRONISCHEN SCHALTUNGEN MIT ANORDNUNGEN GEMÄSS DEN EMPFÄNGER-FIGUREN (nicht beansprucht)
  • 35 ein Blockdiagramm einer Set-Top-Box, welche die Empfängeranordnungen beinhaltet;
  • 36 ein Blockdiagramm eines Fernsehgerätes, das die Empfängeranordnungen beinhaltet;
  • 37 ein Blockdiagramm eines VCR (Videokassettenrekorders), der die Empfängeranordnungen beinhaltet; und
  • 38 ein Blockdiagramm eines Kabelmodems, welches das programmierbare integrierte "switchless"-Dämpfungsglied und einen rauscharmen Verstärker beinhaltet.
  • AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
  • 1 ist eine Darstellung eines Abschnitts der Funkfrequenz-Spektrumszuteilungen durch die FCC (Federal Communications Commission). Eine Übertragung über ein bestimmtes Medium findet auf einer beliebigen aus einem bestimmten Bereich von Frequenzen statt, die für die Übertragung durch ein Medium geeignet sind. Eine für die Übertragung über ein Medium verfügbare Gruppe von Frequenzen ist in Frequenzbänder 102 unterteilt. Frequenzbänder sind typischerweise Zuweisungen von Frequenzen für bestimmte Übertragungsarten. Beispielsweise FM-Funkausstrahlungen – wobei FM einen Modulationstyp bezeichnet – werden auf dem Frequenzband von 88 MHz bis 108 MHz 104 gesendet. Der Amplitudenmodulation (AM), einem weiteren Modulationstyp, ist das Frequenzband von 540 kHz bis 1600 kHz 106 zugeteilt. Das Frequenzband für einen Übertragungstyp ist typischerweise in eine Anzahl von Kanälen unterteilt. Ein Kanal (CH) 112 ist eine bequeme Weise, einen Frequenzbereich zu bezeichnen, der einer einzelnen Rundfunkstation zugeteilt ist. Eine Station, die auf einem bestimmten Kanal sendet, kann ein oder mehrere Radiofrequenz (RF bzw. HF)-Signale innerhalb dieses Bandes übertragen, um die Information einer Sendung weiterzuleiten. Somit können mehrere Frequenzen, die auf einem bestimmten Band übertragen, verwendet werden, um Informationen von einem Sender an einen Rundfunkempfänger weiterzuleiten. Ein Fernsehsenderkanal strahlt sein(e) Audiosignal(e) 108 beispielsweise auf einem frequenzmodulierten (FM) Trägersignal innerhalb des bestimmten Kanals aus. Ein TV-Bild (P) 110 ist ein separates Signal, das unter Verwendung eines als Restseitenband-Modulation ("vestigial side band modulation"; VSB) bezeichneten Typs der Amplitudenmodulation (AM) ausgestrahlt und innerhalb dieses Kanals übertragen wird.
  • In 1 sind Kanalzuweisungen für ein Fernsehsendeband gezeigt, welche die Orte einer Bild- und einer Tonträgerfrequenz innerhalb eines Kanals zeigen. Jeder TV-Kanal 112 besitzt eine zugeteilte feste Bandbreite von 6 MHz. Dem Bildträger 110 und dem Tonträger 108 ist eine feste Position relativ zueinander innerhalb des 6 MHz-Bandes zugeteilt. Diese Positionierung ist keine zufällige Auswahl. Die Bild- und Tonträger benötigen jeweils einen vorgegebenen Frequenzbereich bzw. eine Bandbreite (BW), die zum Übertragen der gewünschten Information ausreichend ist. Daher ist eine Kanalbreite auf 6 MHz festgelegt, die Position des Bild- und Tonträgers ist innerhalb dieses 6 MHz-Bandes festgelegt, und jedem Träger ist eine bestimmte Bandbreite zum Übertragen seines Signals zugeteilt.
  • In 1 ist zu sehen, dass es Lücken zwischen Kanälen 114 und auch zwischen Trägersignalen 116 gibt. Es ist nötig, Lücken von ungenutzten Frequenzen zwischen den Trägern und den Kanälen zu lassen, um eine Störung zwischen Kanälen und Trägern innerhalb eines bestimmten Kanals zu vermeiden. Diese Störung entsteht hauptsächlich in der Empfängerschaltung, die verwendet wird, um diese Radiofrequenzsignale zu empfangen, sie in eine nutzbare Frequenz zu konvertieren, und sie daraufhin zu demodulieren.
  • Das Vorsehen eines Signalabstandes gestattet den Entwurf und die Ausführung eines Empfängers in der Praxis, ohne den Komponenten im Empfänger unrealistische Anforderungen aufzuerlegen. Die Abstände helfen dabei, Schwankungen in der Übertragungsfrequenz oder Störsignal-Antworten zu vermeiden, bei denen es sich um unerwünschte Nebenprodukte der Übertragung handelt, um keine Störung und Signalverschlechterung im Empfänger zu verursachen. Des weiteren ermöglicht die Beabstandung von Signalen eine Lockerung der Anforderungen beim Entwurf von frequenzselektiven Schaltungen im Empfänger, so dass der Empfänger auf wirtschaftliche Weise gebaut werden kann und dennoch eine zufriedenstellende Leistung zur Verfügung stellt. Diese Spektrumszuteilungen und Beabstandungen wurden in erster Linie formuliert, als der Stand der Technik im Empfängerdesign aus diskreten Komponenten bestand, die relativ weit voneinander auf einer Platine beabstandet waren. Der sich verstärkende Trend zur Miniaturisierung hat diese vormaligen Annahmen in Frage gestellt. Der Stand der Technik im Entwurf von IC-Empfängern ist so weit fortgeschritten, dass in Anbetracht der bestehenden Spektrumszuteilungen und Überfüllung mit Komponenten auf der integrierten Schaltung erzielt eine zufriedenstellende Leistung werden muss. Neue Wege zur Anwendung einer bestehenden Technologie sowie neue Technologien werden beständig angewendet, um einen miniaturisierten integrierten Empfänger zu schaffen, der eine zufriedenstellende Leistung zur Verfügung stellt. Selektivität ist ein hauptsächliches Maß für die Empfängerleistung. Das Entwerfen mit dem Ziel einer ausreichenden Selektivität beinhaltet nicht nur das Zurückweisen anderer Kanäle, sondern auch das Zurückweisen von Verzerrungsprodukten, die im Empfänger erzeugt werden oder Teil des empfangenen Signals sind. Das Entwerfen mit dem Ziel der Minimierung oder Eliminierung von Störsignal-Antworten ist eine Hauptaufgabe im Empfängerdesign des Standes der Technik.
  • 2 ist eine Darstellung von harmonischen Verzerrungsprodukten. Übertragene Störsignale sowie in einem Empfänger erzeugte Störsignale bestehen überwiegend aus Oberwellen, die von einer Frequenz erzeugt werden, sowie Intermodulationsverzerrung, die durch das Wechselwirken mehrerer Frequenzen erzeugt wird. Störsignale auf anderen als der gewünschten Frequenz entstehen aufgrund der inhärenten nichtlinearen Eigenschaften in den verwendeten Schaltungskomponenten. Diese Nichtlinearitäten können nicht eliminiert werden, jedoch kann die Schaltung durch sorgfältige Erstellung der Schaltungsanordnung so entworfen werden, dass sie im wesentlichen auf lineare Weise arbeitet.
  • Wenn eine als Grundfrequenz 202 bezeichnete einzelne Frequenz erzeugt wird, werden unerwünschte Störsignale 204 stets zusammen mit dieser Grundfrequenz erzeugt. Die als Ergebnis des Erzeugens einer einzelnen Frequenz (f) 202 erzeugten Störsignale werden als Oberwellen 204 bezeichnet und treten bei ganzzahligen Mehrfachen der Grundfrequenz (2f, 3f, ...) auf. Die Signalstärke oder Amplitude dieser Oberwellen nimmt mit einer zunehmenden harmonischen Frequenz ab. Glücklicherweise sind diese Verzerrungsprodukte eine oder mehrere Oktaven von dem gewünschten Signal entfernt und können normalerweise auf zufriedenstellende Weise mit einem Tiefpassfilter ausgefiltert werden, das alle Frequenzen über einer vorgewählten Grenzfrequenz blockiert. Wenn es sich bei dem Empfänger jedoch um einen Breitband- oder Multioktav-Bandbreitenempfänger handelt, fallen diese Oberwellen in die Bandbreite des Empfängers und können nicht tiefpassgefiltert werden, ohne auch einige der gewünschten Signale auszufiltern. In diesem Fall müssen andere dem Fachmann bekannte Verfahren wie etwa eine Reduzierung des erzeugten Verzerrungsprodukts verwendet werden, um diese Verzerrung zu eliminieren.
  • Funksignale existieren nicht isoliert voneinander. Im Radiofrequenzspektrum sind viele Kanäle innerhalb eines bestimmten Bandes angesiedelt, die auf verschiedenen Frequenzen übertragen. Wenn einer Funkschaltung zwei oder mehr Frequenzen angeboten werden, gibt es eine Wechselwirkung oder Intermodulation der Frequenzen, so dass Verzerrungsprodukte erzeugt werden, die an bekannten Frequenzorten auftreten.
  • 3 ist eine Darstellung von Intermodulationsverzerrungsprodukten. Wann immer zwei oder mehr Frequenzen vorliegen, wechselwirken sie und erzeugen zusätzliche Störsignale, die unerwünscht sind. 3 veranschaulicht eine Störantwort, die durch die Wechselwirkung von zwei Signalen f1 302 und f2 304 erzeugt wird. Diese besondere Art der Verzerrung wird als Intermodulationsverzerrung; ("intermodulation distortion"; IMD) bezeichnet. Diesen Intermodulationsverzerrungsprodukten 306 sind gemäß der Darstellung Kategorien zugeordnet. Beim Klassifizieren der Verzerrung werden die IM-Produkte in zwei Familien von IM-Produkten geradzahliger und ungeradzahliger Ordnung eingeteilt. Produkte ungeradzahliger Ordnung sind in 3 gezeigt.
  • In Schmalbandsystemen können die IM-Produkte geradzahliger Ordnung wie Oberwellen leicht ausgefiltert werden, da sie weit von den beiden ursprünglichen Frequenzen entfernt auftreten. Die IM-Produkte 306 ungeradzahliger Ordnung treten nahe an den beiden ursprünglichen Frequenzen 302, 304 auf. In einem Empfänger wären diese Frequenzen zwei empfangene Signale oder ein empfangener Kanal und ein Lokaloszillator. Diese Produkte sind schwer zu entfernen. Die Produkte 306 dritter Ordnung sind beim Empfängerdesign am problematischsten, da sie typischerweise die stärksten sind und im Abstimmungsband eines Empfängers nahe bei dem gewünschten Signal liegen. Die Spezifikationen zum IM-Verzerrungsverhalten sind wichtig, da sie ein Maß für die Immunität des Empfängers gegen eine starke Signalinterferenz von außerhalb des Bandes darstellen.
  • Produkte 308 dritter Ordnung treten bei (f1 – Δf) und bei (f2 + Δf) auf, wobei Δf = f2 – f1. Diese unerwünschten Signale können in einem Sender erzeugt und zusammen mit dem gewünschten Signal übertragen oder in einem Empfänger erzeugt werden. Die Schaltungsanordnung im Empfänger muss diese Signale blockieren. Diese unerwünschten Störantworten entstehen aus Nichtlinearitäten in der Schaltungsanordnung, aus denen der Empfänger besteht.
  • Die Schaltungen, aus denen der Empfänger besteht, sind zwar nichtlinear, aber in der Lage, linear zu arbeiten, falls die an die Empfängerschaltungen gelieferten Signale auf Signalpegel innerhalb eines Bereichs beschränkt werden, bei dem ein Betrieb der Schaltungsanordnung im nichtlinearen Bereich nicht erforderlich ist. Dies kann durch sorgfältiges Entwerfen des Empfängers erzielt werden.
  • Wenn beispielsweise ein Verstärker durch gelieferte Signale mit einer Größe, für deren Verstärkung er nicht entworfen ist, übersteuert wird, wird das Ausgangssignal verzerrt. Bei einem Audioverstärker ist diese Verzerrung auf einem Lautsprecher zu hören. Bei einem Funkempfänger verursacht die in nichtlinearen Schaltungen einschließlich Verstärkern und Mischern erzeugte Verzerrung auf ähnliche Weise eine Verschlechterung des Signalausgangs des Empfängers. Auf einem Spektrumsanalysator ist diese Verzerrung sichtbar; Niveaus der Verzerrung wachsen auf Pegel an, die dem gewünschten Signal vergleichbar sind.
  • Während eine unerwünschte Verzerrung wie etwa eine harmonische Verzerrung ausgefiltert werden kann, weil die Oberwellen zumeist außerhalb des empfangenen Frequenzbandes liegen, ist eine andere Verzerrung wie eine Intermodulationsverzerrung problematischer. Diese Verzerrung fällt in ein empfangenes Signalband und kann nicht einfach ausgefiltert werden, ohne andere erwünschte Signale zu blockieren. Somit wird oftmals eine Frequenzplanung verwendet, um den Ort der Verzerrungssignale zu steuern, welche die Selektivität verschlechtern.
  • Die Frequenzplanung ist die Selektion von Lokaloszillatorsignalen, welche die Zwischenfrequenz (IF)-Signale des Abwärtskonversionsvorgangs erzeugen. Sie ist eine analytische Bewertung der in Verwendung befindlichen Frequenzen und der mit diesen gewählten Frequenzen verbundenen Verzerrungsprodukte. Durch Bewerten der Verzerrung und ihrer Stärke kann ein Ingenieur Lokaloszillator- und ZF-Frequenzen auswählen, welche alles in allem die beste Empfängerleistung wie etwa Selektivität und Spiegelfrequenz-Empfindlichkeit zur Verfügung stellen. Beim Entwerfen eines Funkempfängers sind die in der Hauptsache angetroffenen Probleme, im Hinblick auf eine ausreichende Empfindlichkeit, Selektivität und Spiegelfrequenz-Empfindlichkeit zu entwerfen.
  • Die Selektivität ist ein Maß für die Fähigkeit eines Funkempfängers, Signale zurückzuweisen, die außerhalb des Bandes liegen, das von einem Funkempfänger abgestimmt wird. Ein Weg zur Erhöhung der Selektivität ist es, einen Resonanzkreis nach einer Antenne und vor der Frequenzumsetzungs-Schaltungsanordnung des Empfängers in einem "Vorderende" anzuordnen. Zum Beispiel erzeugt ein paralleler Resonanzkreis nach einer Antenne und vor einem ersten Mischer, der auf das gewünschte Band abstimmbar ist, einen hohen Widerstand zu Masse in der Mitte des Bandes. Der hohe Widerstand ermöglicht es dem Antennensignal, eine Spannung über diesen Widerstand zu entwickeln. Außerbandsignale entwickeln die hohe Spannung nicht und werden daher gedämpft.
  • Die Außerband-Signalabweisung ist durch einen Qualitätsfaktor bzw. "Q" der im Resonanzkreis verwendeten Komponenten bestimmt. Je höher der Q einer Schaltung im Vorwähler ist, desto steiler ist die Neigung der Impedanzkurve, die für den Vorwähler kennzeichnend ist. Eine steile Kurve entwickelt eine höhere Spannung bei Resonanz für Signale im Band im Vergleich zu Außerbandsignalen. Der Wert einer Spannung, die über den Resonanzkreis auf einem abgestimmten Frequenzband entwickelt wird, ist bei einem Resonanzkreis mit einem niedrigen Q näher zum Wert der Spannung, die über den Außerband-Resonanzkreis entwickelt wird. Somit wäre die Amplitude eines Außerbandsignals näher an der Amplitude eines Signals im Band, als wenn eine Hoch-Q-Schaltung konstruiert würde.
  • Dieser als Vorwähler verwendete Typ von Resonanzkreis erhöht die Frequenzselektivität eines Empfängers, der mit dieser Stufe an seinem Eingang entworfen wurde. Wenn eine aktive Vorwählschaltung zwischen einer Antenne und Frequenzumsetzungsstufen eingesetzt wird, wird die Empfindlichkeit des Empfängers erhöht und gleichzeitig die Selektivität verbessert. Wenn ein Signal schwach ist, liegt sein Pegel in der Nähe eines Hintergrundrauschpegels, der auf einer Antenne zusätzlich zu einem Signal vorhanden ist. Wenn dieses Signal nicht vom Rauschen getrennt werden kann, kann das Funksignal nicht in ein vom Empfänger verwertbares Signal konvertiert werden. Innerhalb der Verarbeitungskette des Empfängers wird die Amplitude des Signals durch Verluste in jeder Stufe der Verarbeitung verringert. Um diesen Verlust zu kompensieren, kann das Signal anfänglich verstärkt werden, bevor es verarbeitet wird. Hieraus ist ersichtlich, warum es wünschenswert ist, im Empfänger eine Schaltung zur Verfügung zu stellen, die Frequenzselektivität und Verstärkung früh in der Signalverarbeitungskette zur Verfügung stellt.
  • Radiofrequenztuner werden zunehmend entworfen, indem hauptsächliche Abschnitte ihrer Schaltungsanordnung als eine integrierte Schaltung ausgeführt werden. Im Stand der Technik werden, um im Empfänger erzeugte Verzerrungsprodukte zu minimieren, exotische Materialien wie etwa Galliumarsenid (GaAs) verwendet. Ein mit diesem Materialtyp ausgeführter Empfänger hat typischerweise weniger Verzerrung und Rauschen als ein ähnlich aufgebauter Empfänger aus Silicium. Silicium ist ein attraktives Material wegen seiner geringen Kosten. Darüber hinaus hat eine aus Silicium ausgeführte CMOS-Schaltung den zusätzlichen Vorteil bekannter Verarbeitungscharakteristiken, die ein hohes Maß an Wiederholbarkeit von Charge zu Charge von Wafern ermöglicht. Der Stand der Technik hat einen vollständig integrierten Empfänger in CMOS-Schaltungsanordnung nicht erzielt. Ein Grund hierfür ist die Schwierigkeit der Eliminierung von Empfängerverzerrung und Rauschen.
  • Die obenstehend erörterten Verzerrungsprodukte, die im Empfänger erzeugt werden, können in der Mehrzahl der Fälle auch verringert werden, indem man einen geeigneten Ansteuerpegel im Empfänger einstellt und einen ausreichenden Abstand zwischen Trägern und Kanälen läßt. Diese Parameter für das Empfängerdesign hängen des weiteren von vielen anderen Faktoren wie u. a. im System vorhandenem Rauschen, Frequenz, Modulationstyp und Signalstärke ab. Rauschen ist einer der wichtigsten dieser weiteren Parameter, der die Empfindlichkeit des Empfängers bestimmt, oder wie gut ein schwaches Signal auf zufriedenstellende Weise empfangen werden kann.
  • Rauschen liegt zusammen mit dem übertragenen Signal vor und wird auch innerhalb eines Empfängers erzeugt. Wenn exzessives Rauschen in einem Empfänger erzeugt wird, kann ein schwaches Signal in einem "Grundrauschen" verloren gehen. Das bedeutet, dass die Stärke des empfangenen Signals der Stärke des vorhandenen Rauschens vergleichbar ist, und der Empfänger nicht in der Lage ist, ein Signal auf zufriedenstellende Weise aus diesem Hintergrundrauschen oder Grundrauschen herauszutrennen. Um eine zufriedenstellende Leistung zu erzielen, wird ein "Grundrauschen" am besten früh in der Kette von Schaltungskomponenten eines Empfängers verringert.
  • Sobald ein Signal erfaßt und an einen Empfänger geliefert wird, insbesondere einen integrierten Empfänger mit externen Stiften, kann zusätzliches Rauschen auf diese Stifte abgestrahlt werden. Somit kann zusätzlich hinzugefügtes Rauschen an den Empfängerstiften das empfangene Signal verschlechtern.
  • Zusätzlich zu dem Rauschen an einer Antenne oder Kabeleingang zu einem Empfänger wird Rauschen innerhalb des Funkempfängers erzeugt. In einem UHF-Frequenzbereich überwiegt dieses interne Rauschen über das mit dem gewünschten Signal empfangene Rauschen. Daher ist für die höheren Frequenzen das schwächste Signal, das erfaßt werden kann, durch den Rauschpegel im Empfänger bestimmt. Um die Empfindlichkeit des Empfängers zu erhöhen, wird ein "Vorverstärker" oft nach einer Antenne als Vorderende des Empfängers verwendet, um den Signalpegel in den Empfänger zu verstärken. Diese Art von Vorverstärkung am Vorderende des Verstärkers fügt dem Empfänger Rauschen hinzu aufgrund des Rauschens, das innerhalb dieser Verstärkerschaltung erzeugt wird. Der Beitrag dieses Verstärkers zum Rauschen kann jedoch durch Verwendung eines Verstärkers minimiert werden, der zum Erzeugen von minimalem Rauschen entworfen ist, wenn er ein Signal verstärkt, wie etwa eines LNA. Rauschen addiert sich nicht einfach von Stufe zu Stufe auf; das interne Rauschen des ersten Verstärkers stellt im wesentlichen das Grundrauschen für den gesamten Empfänger ein.
  • Beim Berechnen einer Verstärkung in einer Reihe von in Kaskade geschalteten Verstärkern ist die Gesamtverstärkung einfach die Summe der Verstärkungen der einzelnen Verstärker in Dezibel. Beispielsweise beträgt die Gesamtverstärkung in einer Reihe von zwei Verstärkern mit einer Verstärkung von jeweils 10 dB für einen Verstärker insgesamt 20 dB. Das Grundrauschen wird im allgemeinen durch die Rauschzahl ("noise figure"; NF) angegeben. Je größer die NF, desto höher ist das Grundrauschen der Schaltung.
  • Eine kaskadierte Rauschzahl läßt sich nicht so einfach berechnen wie die Verstärkerwirkung; ihre Berechnung ist nicht-intuitiv. In einer Reihe von in Kaskade geschalteten Verstärkern hängt die Verstärkung nicht von der Anordnung der Verstärker in der Kette ab. Zum Erzielen einer bestimmten Rauschzahl für einen Empfänger ist jedoch die Anordnung der Verstärker von entscheidender Wichtigkeit, um das Grundrauschen eines Empfängers festzulegen. Zur Berechnung der Rauschzahl für ein elektronisches System wird die Friis'sche Gleichung verwendet, um die Rauschzahl des gesamten Systems zu berechnen. Die Friis'sche Gleichung lautet:
    Figure 00140001
    • NFtotal
    = Systemrauschzahl
    NF1
    = Rauschzahl der 1. Stufe
    NF2
    = Rauschzahl der 2. Stufe
    NFn
    = Rauschzahl der n-ten Stufe
    G1
    = Verstärkung der 1. Stufe
    G2
    = Verstärkung der 2. Stufe
    GN
    = Verstärkung der n-ten Stufe
  • Es läßt sich aus dieser Gleichung erkennen, dass die Rauschzahl einer ersten Stufe vorwiegend zu einer Gesamtrauschzahl beiträgt. Beispielsweise wird die Rauschzahl eines Systems nur um einen geringen Betrag erhöht, wenn ein zweiter Verstärker verwendet wird. Somit zeigt sich, dass die Rauschzahl des ersten Verstärkers in einer Kette von Verstärkern oder Systemkomponenten von entscheidender Wichtigkeit beim Beibehalten eines leisen Grundrauschens für ein gesamtes System oder einen gesamten Empfänger ist. Ein Verstärker mit niedriger Rauschzahl erfordert typischerweise ein rauscharmes Material für Transistoren, wie etwa Galliumarsenid. Neuere Verstärker, die nicht auf beträchtliche Weise zum Rauschen beitragen, sind aus einem kostengünstigeren und geräuschintensiveren Material wie etwa Silicium konstruiert.
  • Die anfänglichen rauscharmen Verstärker sind typischerweise aus kostspieligen Materialien wie etwa Galliumarsenid aufgebaut, um eine ausreichende Funktionalität zu besitzen. Galliumarsenid erfordert eine Spezialverarbeitung, was seine Kosten noch erhöht. Außerdem lassen sich GaAs-Schaltungen nicht einfach mit Siliciumschaltungen integrieren, aus denen die verwendeten Empfänger zum Großteil bestehen. Es wäre wünschenswert, eine gleiche Funktionalität mit einem weniger kostspieligen Material wie Silicium zu erzielen. Silicium erfordert eine weniger kostspielige Verarbeitung. Des weiteren ist es von Vorteil, wenn ein Standardprozess wie etwa CMOS dazu verwendet werden könnte, einen Entwurf mit dem erforderlichen schwachen Rauschen zu erzielen. Angesichts des Trends zur Miniaturisierung und Produktion mit hohen Stückzahlen ist es höchst wünschenswert, einen integrierten Empfänger mit einem schwachen Grundrauschen auf Silicium herstellen zu können.
  • In einem Empfänger sind das Layout und die Beabstandung der Schaltungsanordnung von entscheidender Wichtigkeit, um die Einführung von Rauschen, das in anderen Abschnitten der Schaltung erzeugt wurde, in ein empfangenes Signal zu verhindern. Wenn ein Tuner auf einem Halbleitersubstrat angeordnet wird, stört das im Substrat selbst erzeugte Rauschen das empfangene Signal und verschlechtert es; dies war ein Problem, das eine vollständige Integration eines Empfängers auf Silicium verhinderte.
  • Historisch gesehen wurden rauscharme Substrate, die aus exotischen und kostspieligen Materialien wie Galliumarsenid hergestellt waren, dazu verwendet, das von dem Halbleitersubstrat erzeugte Rauschen zu verringern. Es wäre jedoch von Vorteil, einen Empfänger auf einem einzigen CMOS-Substrat herstellen zu können. CMOS ist auf vorteilhafte Weise ein bekannter Prozess, der auf wirtschaftliche Weise für die Produktion mit großen Stückzahlen durchgeführt werden kann. Gegenwärtig ist kein vollständig in CMOS ausgeführter Empfänger verfügbar, ohne externe Komponenten im Empfangssignalpfad einzusetzen. Jedes Mal, wenn das Signal auf die integrierte Schaltung geführt oder von ihr abgeführt wird, bestehen zusätzliche Möglichkeiten zur Einführung von Rauschen in einen Signalpfad. Das Minimieren dieser Einführung von Rauschen ist ein beständiges Problem beim Empfängerdesign.
  • Nach der Vorauswahl und rauscharmen Verstärkung, die in einem Vorderende eines Empfängers durchgeführt wird, tritt das Signal als nächstes in die Frequenzumsetzungs-Schaltungsanordnung des Empfängers ein. Diese Schaltungsanordnung nimmt Kanäle, die durch das Vorderende geleitet wurden, und konvertiert eine der Frequenzen des ausgewählten Kanals abwärts in eine oder mehrere bekannte Frequenzen (fIF oder IFs). Diese Frequenzumsetzung wird durch die Verwendung einer als Mischer bezeichneten Schaltung bewerkstelligt, welche ein üblicherweise im Empfänger erzeugtes Lokaloszillatorsignal (fLO) verwendet, um einen empfangenen Kanal mit einer ZF-Frequenz abzustimmen, während sie die übrigen Kanäle blockiert. Störsignale wie die vorausgehend beschriebenen werden in dieser Empfängerschaltungsanordnung erzeugt, und es wird ein weiteres, als "Spiegelfrequenz-Empfindlichkeit" bekanntes Problem angetroffen, das beim Entwerfen eines Empfängers berücksichtigt werden muss.
  • Es ist dem Fachmann allgemein bekannt, dass beim Multiplizieren von zwei sinusförmigen Signalen unterschiedlicher Frequenzen miteinander durch ihr Anlegen an eine nichtlineare Vorrichtung wie etwa einen Mischer, Signale mit einer verschiedenen Frequenz erzeugt werden. Ein Mischer weist drei Ports auf: fRF empfängt ein Niedrigpegel-Radiofrequenzsignal, das die gewünschte Modulation enthält, fLO ist ein Hochpegel-Signal von einem Lokaloszillator, und fIF ist das resultierende Mischerprodukt bzw. die erzeugte Zwischenfrequenz. Diese Frequenzen stehen in dem folgenden Zusammenhang: fIF = mfRF ± nfLO (2)wobei m = 0,1,2,3, ... und
    n = 0,1,2,3, ...
  • In einer typischen Schaltung 1. Ordnung (m = n = 1) werden vier Frequenzen erzeugt: fRF, fLO, fIFLO = fRF – fLO und fIFHI = fRF + fLO. Eine fIFLO und eine fIFHI werden als Zwischenfrequenzen bezeichnet. Bei Empfängern ist es gängige Praxis, entweder die Summen- oder Differenz-ZF-Frequenz durch Herausfiltern der unerwünschten auszuwählen. Da beide Signale die gleiche Information enthalten, wird nur eines davon in der darauffolgenden Schaltungsanordnung benötigt.
  • Ein oder mehr Mischer werden vorteilhaft in einem Funkempfänger zum Konvertieren eines Hochfrequenz-Funksignals verwendet, das in ein Signal mit einer niedrigeren Frequenz aufgenommen wird, das sich durch darauffolgende Schaltungsanordnungen leichter verarbeiten läßt. Mischer werden ebenfalls verwendet, um mehrere Kanäle abzustimmen, so dass verschiedene abgestimmte Schaltungen nicht für jeden Kanal benötigt werden. Durch Ändern einer Lokaloszillatorfrequenz können verschiedene Radiofrequenzen zum Erzeugen eines konstanten Zwischenfrequenzwertes unabhängig von der Frequenz des empfangenen Kanals abgestimmt werden. Dies bedeutet, dass zum Verarbeiten der Zwischenfrequenz verwendete Schaltungskomponenten einen festgelegten Wert haben können, ohne dass ein Abstimmen von Kondensatoren oder Spulen erforderlich ist. Somit sind Schaltungen in einem ZF-Streifen alle fest abgestimmt auf eine ZF-Frequenz. Ein auf diese Weise konstruierter Empfänger, der eine oder mehr Frequenzumsetzungen anwendet, wird als Superheterodyn-Funkempfänger bezeichnet.
  • Ein Nachteil eines Superheterodyn-Funkempfängers ist es, dass jeglicher der einen oder mehr Lokaloszillatoren im Empfänger auch als Miniatursender arbeiten. Ein Empfänger-"Vorderende" mildert dieses Problem, indem es eine Antenne von der übrigen Empfängerschaltungsanordnung isoliert.
  • Durch Anordnen eines Radiofrequenzverstärkers zwischen der Antenne und den Frequenzumsetzungsstufen eines Empfängers wird eine zusätzliche Isolation zwischen der Empfängerschaltungsanordnung und der Antenne erzielt. Das Vorliegen einer Verstärkerstufe stellt eine Dämpfung für jegliches der einen oder mehr Lokaloszillatorsignale von den Frequenzumsetzungsstufen zur Verfügung, die auf die Antenne oder auf ein Kabelverteilungsnetz zurückgestrahlt werden. Diese verstärkte Isolation hat den Vorteil, dass sie ein Abstrahlen eines Lokaloszillatorsignals aus der Antenne verhindert, das eine Radiofrequenzstörung aus einem Lokaloszillator verursachen würde. Falls diese und andere vorliegende Signale abgestrahlt würden, könnten sie eine Störung in einem anderen, an einem anderen Ort vorhandenen Empfänger hervorrufen.
  • 4 ist eine Darstellung, welche die Beziehung einer Spiegelfrequenz 402 zu anderen, an einem Mischer vorliegenden Signalen 404, 406, 408 zeigt. Spiegelfrequenzunterdrückung ist ein wichtiger Parameter in einem Empfängerdesign. In einem Funkempfänger ergeben zwei an einen Funkempfänger 404, 406 eingegebene Frequenzen ein Signal auf der ZF-Frequenz 408. Ein Empfänger erfaßt gleichzeitig Signale auf der gewünschten Frequenz 404, sowie jegliche Signale, die auf einer als Spiegelfrequenz 402 bekannten, unerwünschten Frequenz vorliegen. Falls ein Signal auf der Spiegelfrequenz vorliegt, übersetzt es sich hinab auf die ZF-Frequenz 408 und verursacht eine Störung des Empfangs des gewünschten Kanals. Beide dieser Signale werden auf die ZF-Frequenz konvertiert, falls der Empfänger nicht so entworfen ist, dass er dies verhindert. Die Spiegelfrequenz 402 ist angegeben durch: fI = fRF + 2fIF (3)wobei fI die Spiegelfrequenz ist. Dies ist in 4 veranschaulicht. Eine Frequenz, die um die ZF-Frequenz 410 unterhalb der Lokaloszillatorfrequenz (fRF) 404 beabstandet ist, und eine Frequenz, die um die Zwischenfrequenz 412 oberhalb des Lokaloszillatorsignals (fI) 402 beabstandet ist, werden beide abwärtskonvertiert auf die Zwischenfrequenz (fIF) 408. Im üblichen Fall ist eine Frequenz, die niedriger als das Lokaloszillatorsignal auftritt, das gewünschte Signal. Das Signal, das auf der Lokaloszillatorfrequenz plus die Zwischenfrequenz 402 auftritt, ist ein unerwünschtes Signal oder Rauschen auf dieser Frequenz, das auf die ZF-Frequenz konvertiert wird und eine Störung mit dem gewünschten Signal hervorruft.
  • In 4 ist das beispielhafte 560 kHz-Signal 404 eine Radiostation, auf deren Empfang der Tuner abgestimmt ist. Das beispielhafte 1470 kHz-Signal 402 ist eine weitere Radiostation, die auf dieser bestimmten Frequenz sendet. Wenn ein Designer des Empfängers ein beispielhaftes Lokaloszillatorsignal von 1015 kHz 406 ausgesucht hätte, dann würden beide von diesen Radiostationen gleichzeitig in eine beispielhafte ZF-Frequenz von 455 kHz 408 konvertiert. Eine das Radio hörende Person würde beide Radioprogramme gleichzeitig aus dem Lautsprecher kommen hören. Dies veranschaulicht die Notwendigkeit einer sorgfältigen Auswahl von Lokaloszillatorfrequenzen beim Entwerfen eines Funkempfängers. Die Auswahl von Lokaloszillatorfrequenzen ist Teil der Frequenzplanung und wird vom Fachmann zum Entwerfen eines Empfängers verwendet, der die benötigten Frequenzumsetzungen mit minimaler Verzerrung zur Verfügung stellt.
  • 5 veranschaulicht einen Zweifach- (bzw. Doppel-) konvertierungsempfänger 502. Ein solcher Mehrfachkonvertierungsempfänger ermöglicht eine Steuerung von Selektivität, Verzerrung und Stabilität durch eine überlegte Frequenzplanung. Beim Doppelkonvertierungsempfänger 502 wird ein empfangenes Signal 504 zuerst zu einer ersten Zwischenfrequenz gemischt 506, und daraufhin abwärtsgemischt 508 zu einer zweiten Zwischenfrequenz. Bei diesem Empfängertyp wird die erste ZF-Frequenz hoch gemacht, so dass eine gute Spiegelfrequenzunterdrückung erzielt wird. Die zweite ZF wird niedrig gemacht, so dass eine gute Selektivität gegen benachbarte Kanäle erzielt wird.
  • Falls die erste ZF-Frequenz niedrig ist, liegt die Spiegelfrequenz höher, bzw. näher an der Mitte eines Durchlaßbereichs einer HF-Selektivitätskurve eines Empfänger-"Vorderendes" 510, und erfährt wenig Dämpfung. Falls die ZF-Frequenz hoch ist, liegt die Spiegelfrequenz weit unten auf der Flanke der HF-Selektivitätskurve für das Empfänger-"Vorderende", das eine erforderliche Dämpfung erhält. Somit wirkt die Selektivität des Empfängers zum Dämpfen der Spiegelfrequenz, wenn eine hohe ZF-Frequenz verwendet wird. Als zusätzlichen Vorteil bietet eine hohe Spiegelfrequenz weniger Möglichkeiten für eine Störung von einer Station mit einer hohen Leistung.
  • Der Grund dafür ist, dass bei höheren Frequenzen die übertragene Leistung oftmals niedriger ist wegen der Schwierigkeiten beim Erzeugen von HF-Leistung, je höher die Frequenz ist.
  • Eine niedrige zweite ZF-Frequenz erzeugt eine gute Selektivität gegen benachbarte Kanäle. Der Frequenzabstand zwischen benachbarten Kanälen ist festgelegt. Um eine Störung von benachbarten Kanälen zu verhindern, muss der Empfänger eine gute Selektivität besitzen. Selektivität kann durch eine HF-abgestimmte Schaltung erzielt werden, und noch wichtiger durch die überragende Selektivität, die von einem Frequenzumsetzungsprozess zur Verfügung gestellt wird. Die Verbesserung der Selektivität infolge der Verwendung einer niedrigen ZF zeigt sich, wenn man eine prozentuale Trennung eines erwünschten und eines unerwünschten Signals relativ zur gesamten Signalbandbreite betrachtet. Wenn eine Trennung zwischen den gewünschten und unerwünschten Signalen konstant ist, ergibt ein zweites ZF-Signal, das auf der niedrigeren Frequenz liegt, eine größere prozentuale Trennung zwischen den Signalen. Als Resultat ist es einfacher, zwischen ZF-Signalen zu unterscheiden, die durch eine prozentual größere Bandbreite getrennt sind. Somit wird die überlegte Auswahl von zwei Zwischenfrequenzen in einem Doppelkonvertierungsempfänger oft verwendet, um eine bestimmte Entwurfszielsetzung wie etwa Spiegelfrequenzabweisung und Selektivität zu erreichen.
  • Darüber hinaus ermöglicht es die Verwendung einer zweiten ZF-Frequenz, dass die Verstärkung im Empfänger gleichmäßig verteilt wird. Eine Verteilung der Verstärkung hilft dabei, eine Instabilität im Empfänger zu vermeiden. Instabilität wird üblicherweise als ein oszillierendes Ausgangssignal 512 angesehen. Eine Verteilung der Verstärkung auf mehrere ZF-Verstärker 514, 516, 518 verringert die Möglichkeit dieses unerwünschten Effektes. Oft wird, um die in einem System benötigte Verstärkung weiter zu verteilen, eine dritte Frequenzumsetzung und eine dritte ZF-Frequenz eingesetzt.
  • Nach einem Empfängervorderende, das gegebenenfalls einen rauscharmen Verstärker enthält, finden sich oft zusätzliche Verstärker in den verschiedenen ZF-Streifen. Ein Verstärker in einem ZF-Streifen erfordert keine Frequenzabstimmung und stellt eine Signalverstärkung zur Verfügung, die beim Verarbeiten eines empfangenen Signals angetroffene Signalverluste kompensiert. Solche Verluste können Konversionsverlust in Mischern und den Einfügungsverlust, der beim Anordnen eines Schaltungselementes wie eines Filters oder Isolators im ZF-Streifen angetroffen wird, umfassen.
  • In Empfängern werden Filter freizügig verwendet, um unerwünschte Frequenzen zu begrenzen, die einer vorherigen Eliminierung in einem "Vorderende" entgangen sind, oder um unerwünschte Frequenzen zu eliminieren, die unmittelbar vor einem Filter erzeugt wurden. Zusätzlich zu einer Dämpfung unerwünschter Frequenzen erfährt auch ein gewünschtes Signal eine gewisse Dämpfung. Diese Dämpfung resultiert aus einem Einfügungsverlust eines Filters oder einer anderen Komponente und verschlechtert ein Signal, wenn sie nicht kompensiert wird. Dies trifft besonders dann zu, wenn eine Reihe von Filtern in Kaskade geschaltet ist, da der Effekt additiv ist.
  • Oft ist eine Reihe von mehreren Filtern in einem bestimmten ZF-Streifen in Kaskade geschaltet. Diese Filter besitzen typischerweise eine identische Ansprechcharakteristik. Die in Kaskade geschalteten Filter werden dazu verwendet, die Selektivität des Empfängers zu erhöhen. Auch wenn es zutrifft, dass der Einfügungsverlust im Durchlaßbereich die Summe von individuellen Filtereinfügungsverlusten ist, die in Dezibel gemessen werden, ist eine außerhalb des Durchlaßbereichs erhaltene Verbesserung der Zurückweisung die Summe der Zurückweisungen auf der bestimmten Frequenz. Somit hätten drei in Kaskade geschaltete Filter, jeder mit einem Einfügungsverlust von 0,01 dB auf einer Mittenfrequenz, einen gesamten Einfügungsverlust von 0,03 dB. Würde die Zurückweisung im Sperrbereich, einer bestimmten, von der Mittenfrequenz des Filters entfernten Frequenz, 20 dB betragen, dann wäre eine gesamte Zurückweisung für 3 in Kaskade geschaltete Filter 60 dB, eine starke Verbesserung der Filterselektivität.
  • Für die Auswahl von Zwischenfrequenzen für ZF-Streifen im Empfänger gibt es keine konkreten Entwurfsrichtlinien. Auch wegen einer breiten Varianz der Zielsetzungen beim Entwerfen von Empfängern gibt es keine konkreten Methodologien. Jeder Empfänger muss einzeln konstruiert werden, um eine Reihe von Systementwurfszielsetzungen zu erfüllen, indem unausweichliche Kompromisse im Entwurf getroffen werden. Im gegenwärtigen Stand der Technik sind Kompromisse beim Entwurf und verwendete Entwurfsmethodologien darauf ausgerichtet, alle Teile des Empfängers außer den frequenzselektiven Komponenten zu integrieren. Die herkömmliche Philosophie beim Empfängerdesign ist, dass Filter nicht leicht auf ein Siliciumsubstrat integriert werden können, und dass Filtern am besten außerhalb eines Chip durchgeführt werden sollte.
  • Es gibt einige allgemeine Entwurfsrichtlinien, die einen HF-Ingenieur beim Entwerfen eines Empfängers unterstützen. Eine solche Regel ist, dass das Entwerfen mit dem Ziel der Empfängerselektivität wichtiger als das Ziel der Empfängerempfindlichkeit ist. Wenn man mit einander widersprechenden Entwurfsoptionen zu tun hat, ist die wünschenswertere Option, einen Entwurf herzustellen, der einander störende benachbarte Kanäle voneinander trennt, anstatt einen Empfänger zu entwerfen, der in der Lage ist, die schwächsten Kanäle zu erfassen. Eine weitere Grundregel beim Auswählen von Zwischenfrequenzen ist es, die erste Zwischenfrequenz zweimal so hoch wie die höchste erwartete Eingangsfrequenz anzusetzen. Der Grund dafür ist, die Möglichkeit einer störenden Intermodulationsverzerrung zweiter Ordnung zu verhindern. Je nach einer gewünschten Systemleistungsfähigkeit kann diese Regel sogar noch restriktiver sein und erfordert eine ZF, die dreimal so hoch wie die höchste Eingangsfrequenz ist. Daraus läßt sich ersehen, dass es in einer Empfängerschaltung eine große Vielfalt von Leistungsanforderungen gibt, und dass der Bereich der Auswahlmöglichkeiten für ein bestimmtes Kriterium vom Fachmann eingesetzt werden kann, um einen individuellen Entwurf hervorzubringen, der die Herausforderungen erfüllt, die durch einen zunehmenden Trend zur Integration entstehen.
  • Wenn mehr als eine ZF in einem Empfänger vorliegt, dann ist jeder ZF eine Spiegelfrequenz zugeordnet, die beim Entwerfen berücksichtigt werden muss. Ein guter Empfänger stellt eine Spiegelfrequenzunterdrückung von mehr als 70 dB zur Verfügung.
  • Eine der ersten Überlegungen bei der Frequenzplanung für einen Superheterodyn-Empfänger ist die Auswahl der ZF-Umsetzungen. Es muss ein Frequenzbereich des Lokaloszillators festgelegt werden, um die Lage von Störantworten verschiedener Ordnungen zu bestimmen. Zwei Optionen sind für eine jede von zwei möglichen LO-Frequenzen möglich, und die Auswahl unterliegt keiner einfachen Verallgemeinerung. Die beiden verfügbaren Frequenzen sind der Absolutwert der Größe |fRF ± fIF| = fLO. Die Auswahl hängt ab von den HF-Bändern, die für den Empfang ausgewählt werden, und den in diesen Bändern vorhandenen Frequenzen, der Verfügbarkeit von festen Bandbreitenfiltern bei einer gewünschten ZF, und Einschränkungen, denen ein Ingenieur durch die Begrenzungen eines Materials unterliegt, die zum Fertigen eines Empfängers verwendet werden.
  • Die Empfängerplanung ist ein Vorgang, der sich auf Frequenzplanung und Empfänger-Pegeldiagramme konzentriert. Nach dem Treffen von anfänglichen Frequenzselektionen für einen Frequenzplan wird ein Empfängerpegelplan verwendet, um Rauschzahlen, Erfassungspunkte ("intercept points"; IP) und Pegel von Störantworten zu berechnen. Jeder dieser Faktoren wird im Hinblick auf Entwurfserfordernisse bewertet. Nach jedem Satz von Selektionen wird die Leistung bewertet und ein nächster Satz von Parameterselektionen durchgeführt, bis ein geeigneter Kompromiss für die Empfängerleistung erzielt wurde.
  • Sobald die Frequenzplanung und ein Pegeldiagramm eine zufriedenstellende Entwurfslösung liefern, werden diese Hilfsmittel verwendet, um ein detailliertes Empfängerdesign anzuleiten. Sobald die Parameter eines Abschnitts eines Empfängers feststehen, kann ein Ingenieur verschiedene Schaltungsausführungen verwenden, um eine festgelegte Entwurfszielsetzung zu erreichen. Beispielsweise können ein Frequenzplan und ein Pegeldiagramm ein Bandpassfilter mit bestimmten Charakteristiken wie Bandbreite, Mittenfrequenz und Einfügungsverlust erfordern. Der Ingenieur wird dann entweder ein einzelnes Filter heraussuchen, das alle diese Anforderungen erfüllt, oder ein oder mehr Filter so kaskadieren, dass eine zusammengesetzte Antwort den erforderlichen Entwurfswert ergibt.
  • Erfahrung und Kenntnis verfügbarer Technologien spielen natürlich eine große Rolle beim Erzielen eines erfolgreichen Empfängerdesignplans. Ein Ingenieur muss eine ungefähre Idee von der Verfügbarkeit von Komponenten und Entwurfsmethodologien besitzen, die eine bestimmte Leistung zur Verfügung stellen. Wenn der Ingenieur einen Abschnitt des Empfängers mit Leistungsmerkmalen festlegt, die mit verfügbaren Komponenten oder Entwurfsmethoden nicht erzielbar sind, dann wurde ein unpraktischer und undurchführbarer Entwurf vorgeschlagen, der eine Neuplanung der Architektur des Empfängers erfordert.
  • Ein Entwurfsprozess und ein erzieltes Ergebnis hängen stark von der verfügbaren Technologie und den zu diesem Zeitpunkt bekannten Materialien und Methodologien ab. Neue Verbesserungen in Entwurfstechniken, Computersimulation, Verarbeitung und ein Drängen nach erhöhter Miniaturisierung führen ständig zum Erreichen neuer und innovativer Empfängerentwürfe zum Lösen technologischer Probleme.
  • Sobald Frequenzumsetzungen ausgewählt wurden und ein Empfänger entworfen ist, bei dem die im Empfänger erzeugten Verzerrungsprodukte als akzeptabel angesehen werden, ist der nächste Schritt beim Empfängerdesign das Entwerfen einer Schaltungsanordnung, die ein oder mehr Lokaloszillatorsignale erzeugt. Diese Signale könnten von einer Quelle zur Verfügung gestellt werden, die außerhalb eines Chip liegt. Dies wäre jedoch nicht praktisch, wenn man versucht, ein Empfängerdesign insgesamt zu miniaturisieren. Ein besserer Lösungsansatz ist es, die Lokaloszillatorfrequenzen nahe dem Empfänger zu erzeugen. Bei der Verkleinerung eines gesamten Empfängers auf einen einzigen Chip ergeben sich Probleme mit der Beibehaltung der Signalreinheit und der Stabilität.
  • Eine Innovation, die eine verstärkte Miniaturisierung im Empfängerdesign ermöglichte, ist die Entwicklung der Frequenzsynthese. Lokaloszillatorsignale sind bei einem Empfänger, der eine Frequenzumsetzung anwendet, notwendig. Diese Signale müssen abstimmbar und stabil sein. Eine stabile Frequenz läßt sich einfach mit einem Quarzkristall auf einer einzigen Frequenz erzeugen. Eine abstimmbare Frequenz läßt sich mit einem Oszillator vom LC-Typ erzeugen. Dieser LC-Oszillator besitzt jedoch keine ausreichende Stabilität. Darüber hinaus gestattet eine große Anzahl von Kristallen zum Erzeugen eines Bereichs von Lokaloszillatorsignalen, oder in einem LC-Oszillator erforderlichen Induktoren, nicht leicht einen miniaturisierten Entwurf. Die Frequenzsynthese ist platzsparend.
  • In einem Empfänger verwendete Lokaloszillatorsignale mit variabler Frequenz müssen von geeigneten Schaltungen erzeugt werden. Diese Frequenzsynthesetechniken leiten variable LO-Signale von einem gemeinsamen, stabilen Bezugsoszillator ab. Ein Kristalloszillator besitzt eine stabile Frequenz, die zur Verwendung in einem Synthesizer geeignet ist.
  • Oszillatoren können eine feste oder eine variable Ausgangsfrequenz zur Verfügung stellen. Diese feste oder variable Frequenz kann zur Frequenzumsetzung in einem Empfänger als Lokaloszillator eingesetzt werden, der dazu verwendet wird, einen empfangenen Radiofrequenz (HF)-Eingang auf eine Zwischenfrequenz abwärts zu mischen, oder ein Basisbandsignal, das in der nachfolgenden Schaltungsanordnung leichter verarbeitet werden kann. Eine andere Weise, wie ein empfangenes Signal abwärtskonvertiert werden kann zu einem Basisband- oder Zwischenfrequenzsignal, ist durch die Verwendung von Frequenzsynthesizerausgängen als Lokaloszillatorsignale zum Abwärtsmischen des Signals. Synthesizer liefern präzise, stabile und digital programmierbare Frequenzausgänge ohne die Verwendung mehrerer Oszillatoren für das Abstimmen über ein Band. Die Genauigkeit wird durch die Anwendung von Rückkopplung aufrechterhalten.
  • Drei allgemeine Vorgehensweisen sind für die Frequenzsynthese verfügbar. Direkte Synthesizer verwenden Frequenzvervielfacher, -teiler und -mischer. Indirekte Synthesizer verwenden Phasenregelkreise. Direkte digitale Synthesizer verwenden digitale Logik in Kombination mit einem Digital-/Analogwandler, um einen Analogausgang zur Verfügung zu stellen. Einige Entwürfe kombinieren die drei Vorgehensweisen.
  • Ein direkter Synthesizer verwendet einen Frequenzbezug wie etwa den in 5 gezeigten Kristalloszillator zum Erzeugen einer Bezugsfrequenz. Um eine gewünschte Ausgangsfrequenz zu erhalten, wird die Bezugsfrequenz durch eine Reihe von Multiplizierern multipliziert. Teiler können auf ähnliche Weise verwendet werden, um den Frequenzausgang auf den gewünschten niedrigeren Wert zu verringern. Zusätzlich können zwei von der Kette von Multiplizierern und Teilern erzeugte Signale an einen Mischer gelegt werden, um eine dritte Frequenz zu erzeugen. Der Ansatz der direkten Synthese durch Mischen und Teilen gestattet die Verwendung vieler identischer Module, die eine feine Auflösung mit wenig Störausgang erzeugen. Die indirekte Synthese kann mehrere Formen besitzen. Sie kann Teilen durch N zum Erzeugen einer oder mehrerer der Stellen anwenden, und Mischen und Teilen mit zwischen Schaltungen eingebetteten Schleifen. Bei jeder Form eines Frequenzsynthesizers werden die darin enthaltenen Schleifen durch eine Ableitung einer Bezugsfrequenz gesteuert. Die indirekte Synthese kann zum Erzeugen einer Frequenz
    Figure 00240001
    verwendet werden. Schaltungen dieses Typs werden oft als Lokaloszillatoren für digital abgestimmte Radio- und Fernsehempfänger verwendet.
  • Indirekte Synthesizer wenden eine Anzahl von Phasenregelkreisen (PLLs) an, um eine Vielfalt von Frequenzausgängen zu erzeugen. Jede im System vorliegende Schleife nutzt einen gemeinsamen Frequenzbezug, der von einem einzigen Oszillator zur Verfügung gestellt wird. Frequenzsynthesizer bieten den Vorteil, dass sie digital auf eine gewünschte Frequenz programmierbar sind und außerdem eine äußerst stabile Frequenz zur Verfügung stellen.
  • Frequenzstabilität in einem Synthesizer wird mit Phasenregelkreisen erzielt. Ein Phasenregelkreis ist dazu programmiert, eine gewünschte Frequenz zu erzeugen. Sobald er die Frequenz annähert, wird die Frequenz auf den Wert einer von einem externen Oszillator gelieferten Bezugsfrequenz hinabdividiert und mit dieser Bezugsfrequenz verglichen. Wenn die Differenz Null erreicht, beendet der Phasenregelkreis die Abstimmung und verriegelt auf die soeben erzeugte Frequenz. Der zum Abstimmen des Phasenregelkreises verwendete Frequenzbezug wird typischerweise von einer einzigen Frequenzoszillatorschaltung zur Verfügung gestellt.
  • Frequenzsynthesizer in einem Radiofrequenzempfänger beinhalten oftmals zwei Phasenregelkreise. Eine PLL wird dazu verwendet, eine Grobabstimmung in dem betreffenden Frequenzband zur Verfügung zustellen, während die zweite PLL Feinabstimmungsschritte zur Verfügung stellt.
  • Bei Anwendung dieses Schemas muss eine Grobabstimmung derart sein, dass ein erwünschter Kanal anfänglich innerhalb der Selektivität des Empfängers zum Erzeugen eines Signalausgangs zu liegen kommt. Es wäre ein Vorteil beim Empfängerdesign, wenn die Abstimmgeschwindigkeit so erhöht werden könnte, dass anfänglich mehrere Kanäle innerhalb der Selektivität des Empfängers zu liegen kommen. Eine Abstimmung auf diese Weise würde die Erzeugung eines Ausgangs mit einer äußerst groben Abstimmung ermöglichen, die dynamisch eingestellt werden könnte. Gegenwärtig ist diese Art von Abstimmung im Stand der Technik nicht anzutreffen.
  • Typischerweise verwenden PLLs einen gemeinsamen Bezugsfrequenzoszillator. Von den Phasenregelkreisen eines Frequenzsynthesizers erzeugte Lokaloszillatorsignale führen Rauschen, das im Bezugsfrequenzoszillator und in den PLLs erzeugt wird, über einen PLL-Ausgang in den Signalpfad ein.
  • Ein Bereich der Ausgangsfrequenzen von einem Synthesizer kann je nach Entwurf mehrere Dekaden umfassen. Eine "Auflösung" des Synthesizers ist der kleinstmögliche Schritt in der Frequenz. Die Auflösung ist normalerweise eine Zehnerpotenz.
  • Eine Hochlaufzeit ("lock up time") des Synthesizers ist die Zeit, die benötigt wird, eine neue Frequenz zu erzeugen, sobald ein Befehl zum Ändern der Frequenzen gegeben wurde.
  • Je genauer die erforderliche Frequenz, desto länger ist die Hochlaufzeit. Die Verringerung der Hochlaufzeit ist ein erstrebenswertes Ziel im Synthesizer-Entwurf. Ein moderner Trend ist es, die Frequenzsynthese in Breitbandtunern anzuwenden. Um schnell über ein große Bandbreite abzustimmen, muss die Hochlaufzeit minimiert werden. Abstimmzeiten im gegenwärtigen Stand der Technik für Frequenzsprünge können bis zu mehreren Mikrosekunden kurz sein. Dies ist schwierig zu bewerkstelligen, wenn das erforderliche Inkrement bei der Frequenzeinstellung klein ist. Im Stand der Technik ist die indirekte Synthese in der Lage, eine Auflösung über viele Stellen herzustellen. Die indirekte Synthese ist jedoch nicht in der Lage, Mikrosekunden-Schaltgeschwindigkeiten zur Verfügung zu stellen. Für schnellere Schaltgeschwindigkeiten werden direkte analoge und direkte digitale Technologien verwendet. Daher ist es wünschenswert, einen indirekten Frequenzsynthesizer zu konstruieren, der eine hohe Auflösung und eine verbesserte Schaltgeschwindigkeit zur Verfügung stellt.
  • Gegenwärtige Oszillatoren ermöglichen alle die Implementierung von Kanalselektivität und Spiegelfrequenzunterdrückung auf einer integrierten Schaltung. Integration kann erzielt werden durch die Verwendung von Differenzsignalübertragung, einen Oszillator mit geringem Phasenrauschen, integrierte Low-Q-Filter, Filterabstimmung, Frequenzplanung, Lokaloszillatorerzeugung und PLL-Abstimmung, um so ein vormals unerreichtes Niveau an Empfängerintegration zu erzielen.
  • Die Anordnungen ermöglichen es vorteilhaft, LC-Filter auf einem Empfängerchip zu integrieren, was in einer integrierten Schaltung resultiert, die im wesentlichen den gesamten Empfänger enthält. Durch vorteilhafte Auswahl eines Frequenzplans und Anwendung der Eigenschaften komplexer Mischer wird eine Architektur erzielt, die es ermöglicht, LC-Filter auf einen Empfängerchip zu integrieren, so dass eine akzeptable Funktionalität hergestellt wird, wenn ein empfangenes Signal in eines mit einer niedrigeren Frequenz konvertiert wird, das sich leicht verarbeiten läßt.
  • Die Anordnungen wenden bestimmte Aspekte eines beliebig definierten Eingangsspektrums an, um zuerst die empfangenen Frequenzen auf eine höhere Frequenz zu verschieben, dass eine Störung leichter eliminiert werden kann durch Filtern und darauffolgendes Verschieben des Spektrums auf eine nominale ZF für eine Verarbeitung. Dieser erste Verschiebungsvorgang verschiebt auf vorteilhafte Weise störende Spiegelsignale weg von einer Mittenfrequenz einer ersten LC-Filterbank, so dass die LC-Filterbank die Stärke des Störsignals effektiver verringert. Um die Stärke des Störsignals weiter zu verringern, werden mehrfache LC-Filter, die auf die gleiche Frequenz abgestimmt sind, in Kaskade geschaltet, was die Stärke des Störsignals weiter verringert.
  • Um eine Verschlechterung des gewünschten Signals zu vermeiden, verwenden die beispielhaften Anordnungen eine komplexe Mischstufe im Anschluß an eine LC-Filterbank, um die Spiegelfrequenzstörung um einen zusätzlichen Betrag zu verringern, der nötig sein könnte, um eine bestimmte Zielsetzung bei der Spiegelfrequenzunterdrückung (d. h. eine angestrebte Zurückweisung von ca. 60 dB bis 65 dB) zu erfüllen. Ein komplexer Mischer erzeugt ein Signal als Ergebnis seines normalen Betriebs, der eine Spiegelfrequenzstörung um den Restbetrag unterdrückt, der nötig ist, um eine zufriedenstellende Funktionalität mit LC-Filtern zu erzielen.
  • Das letztliche Ziel eines Empfängers ist es, die Frequenz eines eintreffenden Signals auf eine Frequenz herabzusetzen, die niedriger als die empfangene ist, so dass eine Verarbeitung des gewünschten Signals leicht bewerkstelligt werden kann. Die Empfängerarchitektur verwendet zwei Frequenz-Abwärtskonversionen, um dieses Ziel zu erreichen. Jede Frequenzumsetzung unterliegt einer Störung, die ein Filtern erfordert. Eine Frequenzplanung wie die oben beschriebene, die in Verbindung mit LC-Filtern und komplexen Mischern eingesetzt wird, stellt die erforderliche Zurückweisung von Spiegelfrequenzverzerrung zur Verfügung, die es ermöglicht, dass LC-Filter vorteilhaft in einem integrierten Empfänger eingesetzt werden.
  • Radioempfänger erfordern ein oder mehrere Lokaloszillator (LO)-Signale, um die Frequenzumsetzung auf eine Zwischenfrequenz ("intermediate frequency"; IF) zu bewerkstelligen. In einem typischen Empfänger müssen diese Lokaloszillatorsignale stabil und frei von Rauschen sein. Wenn ein Empfänger als integrierte Schaltung hergestellt wird, erhöhen sich die Chancen, dass Rauschen über die LO-Signale eingeführt wird. Lokaloszillatorsignale für einen Empfänger werden typischerweise eng benachbart zur Frequenzumsetzungs-Schaltungsanordnung erzeugt. Die große Nähe dieser Frequenzerzeugungs-Schaltungsanordnung zum Signalpfad erzeugt eine erhöhte Wahrscheinlichkeit, dass Rauschen abgestrahlt oder geleitet wird, so dass eine Störung des empfangenen Signals verursacht wird.
  • Um eine verbesserte Immunität gegen Rauschen zu erhalten, kann eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen des Lokaloszillatorsignals verwendet werden, die ein ausgezeichnetes Rauschverhalten besitzt. Die Lokaloszillatorsignale können des weiteren vorteilhaft differentiell an die in der integrierten Schaltung vorhandenen Mischer übertragen werden. Es ist anzumerken, dass in alternativen Anordnungen durch verschiedene im Stand der Technik bekannte Vorgehensweisen ein Eintaktausgang ("single ended output") aus dem Differenzsignal erzeugt werden kann. Diese Vorgehensweise wird vorteilhaft immer dann angewendet, wenn externe Anschlüsse an den Empfänger erforderlich sind, bei denen es sich um eine Eintaktausführung handelt.
  • OSZILLATOR
  • Eine beispielhafte Anordnung verwendet einen Differentialoszillator mit geringem Phasenrauschen oder Jitter und hoher Isolation als einen Frequenzbezug, der die Funktionalität einer auf ein einziges Siliciumsubstrat integrierten Tunerarchitektur wesentlich erhöht.
  • Eine Kristalloszillatorschaltung ist so vorgesehen und aufgebaut, dass sie ein periodisches, sinusförmiges, symmetrisches Differenzsignal über zwei symmetrische Anschlüsse eines Schwingquarzes definiert, welche in einer parallelen Konfiguration über symmetrische, differentielle Anschlüsse einer Differential-Oszillatorschaltung verbunden sind.
  • Die Differential-Oszillatorschaltung ist so konfiguriert, dass sie aus einfachen aktiven und passiven Komponenten aufgebaut ist, die leicht in moderner integrierter Schaltungstechnik ausgeführt werden können, wodurch es möglich ist, die Differential-Oszillatorschaltung auf einem monolithischen IC-Chip aufzunehmen, für den der Kristalloszillator (insgesamt) ein geeignetes stabiles, periodisches Taktbezugssignal zur Verfügung stellt. Auf ähnliche Weise, und im Kontrast zu Implementierungen des Standes der Technik, wird nur der Resonanzkristall (Schwingquarz oder Quarzschwingkristall) als eine Off-Chip-Komponente zur Verfügung gestellt. Diese besondere Konfiguration ermöglicht beträchtliche Einsparungen an Komponentenkosten, indem immer mehr Funktionalität auf den IC-Chip zugeteilt wird.
  • Entfernte (Off-Chip-) Anordnung des Schwingkristalls macht es erforderlich, dass ein elektrischer Kontakt zwischen dem Schwingkristall und der zugeordneten Oszillatorschaltung mit Zwischenverbindungsleitungen einer endlichen Länge hergestellt wird. In der IC-Schaltungstechnologie sind diese Zwischenverbindungsleitungen typischerweise als Schaltungsflecken und leitfähige Drähte ausgeführt, die auf einem PC-Plattensubstrat ausgebildet sind, an das Gehäuseanschlüsse gebondet (gelötet) sind, um eine elektrische Verbindung zwischen dem Schwingquarz und einer zugeordneten Oszillatorschaltung herzustellen. Externe elektrische Verbindungen dieses Typs sind allgemein dafür bekannt, dass sie gegen Rauschen und andere Störungsarten empfindlich sind, die auf die Zwischenverbindungsleitungen und somit in die Oszillatorschaltung abgestrahlt werden und dadurch ihr Gesamtrauschverhalten verschlechtern könnten.
  • Eine sinusförmige Signalquelle mit einer Differenzausgangskonfiguration definiert ein Paar von periodischen sinusförmigen Signalen, wobei das Signal an einem Ausgangsanschluß als mit einem ähnlichen periodischen, sinusförmigen Signal, das am anderen Ausgangsanschluß auftritt, um 180° phasenverschoben definiert ist. Klassische Differenzsignale werden insofern als "symmetrisch" bezeichnet, als beide Signale gleiche Spitze-Spitze-Amplituden aufweisen, obgleich sie eine Phasenbeziehung von 180° aufweisen. Wie in dem vereinfachten Zeitdiagramm von 6 dargestellt ist, haben Differenzsignale dadurch einen besonderen Vorteil, dass eine Gleichtaktinterferenz, die an jedem Anschluß eingeführt wird, unterdrückt wird, wenn das Signal eintaktkonvertiert wird. Eine solche Gleichtaktinterferenz weist typischerweise an jedem Stift eine gleiche Amplitude auf und wird durch Abstrahlung von externen Quellen in die Schaltung verursacht, oder wird oft in der Schaltung selbst erzeugt. In 6 oszilliert ein positives sinusförmiges Signal, das als Signal-P bezeichnet ist, um einen Nullbezug, wird aber durch eine als ICM bezeichnete Gleichtaktinterferenzkomponente verschoben. Desgleichen oszilliert auch ein negatives sinusförmiges Signal, das als Signal-n bezeichnet ist, um einen Nullbezug, und weist eine Phasenbeziehung von 180° mit Signal-p auf, und ist ebenfalls durch eine als ICM bezeichnete Gleichtaktinterferenzkomponente verschoben.
  • Eine Überlagerung des positiven und des negativen periodischen Signals ist in dem als "zusammengesetzt" bezeichneten Zeitdiagramm veranschaulicht, welches deutlich zeigt, dass der Spitze-Spitze-Unterschied zwischen dem positiven und dem negativen Signal selbst bei Vorliegen einer Gleichtaktinterferenzkomponente ICM gleich bleibt.
  • Unter Bezugnahme auf 7 ist dort ein halbschematisches Blockdiagramm einer periodischen Signalerzeugungsschaltung dargestellt, die einen Differential-Kristalloszillator aufweist, der einen differentiellen linearen Pufferverstärker ansteuert. Vorteilhaft erwägt die vorliegende Erfindung eine Differenzsignalübertragung durch ihre gesamte Architektur, um die Reinheit des abgeleiteten periodischen Signals beizubehalten und jegliche in das System eingeführte Gleichtaktinterferenzkomponente zu minimieren. Insbesondere weist die vorliegende Erfindung eine Differenzsignalübertragung im Aufbau einer Differential-Kristalloszillatorschaltung auf, die einen Schwingkristall und seine zugeordnete Oszillator-Treiberschaltung beinhaltet. Die Differenzsignalübertragung wird über zumindest eine erste lineare Pufferstufe beibehalten, die dazu dient, die Schaltstörimpulse der Differential-Oszillatorschaltung und andere Formen des Rauschens zu isolieren, die durch nachfolgende digitale integrierte Schaltungskomponenten erzeugt werden könnten.
  • In 7 ist eine Differential-Kristalloszillatorschaltung so konfiguriert, dass sie als eine Quelle von stabilen, synchronen und periodischen Signalen dient. Gemäß der veranschaulichten Ausführungsform weist ein Differential-Kristalloszillator 710 auf geeignete Weise einen Schwingkristall 712 und ein Paar von symmetrischen Lastkondensatoren 714 und 716 auf, wobei jeder Lastkondensator jeweils zwischen Massepotential und einen der zwei symmetrischen Ausgangsanschlüsse des Schwingkristalls 712 geschaltet ist.
  • Der Schwingkristall 712 ist zwischen differentielle Anschlüsse einer Differentialoszillator-Treiberschaltung 718 geschaltet, die wiederum an verschiedene Eingänge einer differentiellen linearen Puffer-IC 720 angeschlossen ist. Die symmetrischen Anschlüsse des Schwingkristalls 712 sind über Differentialanschlüsse des Resonators und des linearen Puffers verbunden, wobei ein erster Anschluß des Kristalls durch den ersten Nebenschlußkondensator 14 an Masse geshuntet ist. Der zweite Anschluß des Kristalls ist durch den zweiten Nebenschlußkondensator 716 an Masse geshuntet.
  • Der Oszillator-Treiberschaltungsabschnitt des Differential-Kristalloszillators 710 dient im Zusammenwirken mit dem Schwingquarz 712 dazu, ein reines sinusförmiges und differentielles Signal über die symmetrischen Anschlüsse des Kristalls zu definieren. Wie nachstehend ausführlicher erläutert werden wird, wird dieses reine sinusförmige und differentielle Signal dann vom linearen Puffer 720 dazu verwendet, eine verstärkte Darstellung von periodischen Signalen synchronisiert mit der Resonanzfrequenz des Kristalls zu entwickeln. Diese verstärkten Signale werden auch als differentielle Form betrachtet und sind äußerst gut geeignet zum Ansteuern digitaler Wellenform-Schaltungsanordnungen zum Definieren verschiedener digitaler Pulsfolgen, die durch verschiedene Formen von digitalen Taktschaltungsanordnungen, wie etwa Phasenregelkreise (PLLs), frequenzabstimmbare digitale Filter, direkte digitale Frequenzsynthesizer (DDFS) und dergleichen verwendet werden können. Mit anderen Worten, das in 7 dargestellte System könnte auf geeignete Weise als eine periodische Funktionsgeneratorschaltung beschrieben werden, wobei der Kristalloszillatorabschnitt 710 die Periodizität zur Verfügung stellt, und der Pufferabschnitt 720 die Funktionalität zur Verfügung stellt.
  • Vor einer detaillierten Erörterung des Aufbaus und Betriebs der Differentialoszillator-Treiberschaltung und des differentiellen linearen Pufferverstärkers ist es hilfreich, Charakteristiken eines Schwingkristalls zu beschreiben, wie sie für eine Verwendung im Zusammenhang der vorliegenden Erfindung in Betracht gezogen werden könnten.
  • 8 zeigt die herkömmliche Darstellung eines Schwingkristalls 712 mit Spiegelabbildung und symmetrischen Anschlüssen 822 und 824, auf denen differentielle periodische Signale mit der Resonanzfrequenz des Kristalls entwickelt werden können. Schwingkristalle (auch als Schwingquarze bezeichnet) können aus einer Vielfalt von resonanzfähigen Materialien gebildet sein, sind jedoch üblicherweise aus einem Stück Quarz gebildet, das präzise entlang bestimmter seiner Kristallebenenflächen geschnitten und so in der Größe bemessen und geformt ist, dass es eine bestimmte Resonanzfrequenz aus dem fertigen Stück definiert. Derart gebildete Schwingkristalle werden üblicherweise als "Quarzschwingkristalle" bezeichnet.
  • Ein typisches Darstellungsmodell der Äquivalenzschaltung eines Quarzschwingkristalles 712 ist in vereinfachter, halbschematischer Form in 9 dargestellt. Ein Quarzschwingkristall kann als ein Resonator mit zwei Anschlüssen modelliert sein, mit einer LCR-Schaltung, die einen Kondensator Cm in Reihe mit einem Induktor Lm und einem Widerstand Rm beinhaltet, welche über die zwei Anschlüsse parallel mit einem Kondensator Co verbunden sind. Es dürfte verständlich sein, dass die jeweiligen Komponentenwerte des Kondensators, Induktors und Widerstands, welche den LCR-Filterabschnitt der Schaltung darstellen, die Resonanzcharakteristiken des Kristalls definieren. Diese Entwurfswerte können von einem Fachmann leicht eingestellt werden zum Implementieren eines Schwingkristalls, der auf einer jeglichen einigermaßen erwünschten Frequenz arbeitet.
  • Beispielsweise könnte es erwünscht sein, dass ein bestimmter Schwingquarz eine Resonanzfrequenz im Bereich von ca. 10 Megahertz (MHz) besitzt. In einem solchen Fall könnte die Äquivalenzschaltung eines solchen Kristalls einen typischen Wert von ca. 20 Femtofarad (fF) für den Kondensator Cm aufweisen. Der Induktor Lm könnte einen typischen Wert von ca. 13 Millihenry (mH) aufweisen, während der Widerstand einen typischen Wert von ca. 50 Ω aufweisen könnte. Bei Verwendung in einem Oszillatorentwurf für die praktische Verwendung wird die Schwingung für Werte des Kondensators Co erzielt, die weniger als ein Worst-Case-Wert eines Entwurfs sind. Bei der beispielhaften Ausführungsform könnten Worst-Case-Werte von 7 Picofarad (pF) gewählt werden, um einen Entwurf zu erhalten, der mit der gewünschten Resonanzfrequenz über einen breiten Bereich von Kristalläquivalenzschaltungswerten schwingt. Bei einer praktischen Anwendung könnte der typische Bereich von Kapazitätswerten für Co von ca. 3 bis ca. 4 pF betragen.
  • 10 und 11 sind grafische Darstellungen, die Ansprechdiagramme für Impedanz bzw. Phase bezogen auf die Frequenz einer Schwingkristallschaltung zeigen, die gemäß dem Äquivalenzschaltungsmodell von 9 und unter Verwendung der oben angegebenen Werte für die Komponententeile Cm, Lm, Rm, und Co aufgebaut ist. 10 ist ein Diagramm des realen Abschnitts der Impedanz in Ohm, in Abhängigkeit von Frequenz und Megahertz des Resonators. 11 ist ein Diagramm zur Darstellung der imaginären Impedanzkomponente (ausgedrückt als Phase), die wiederum als Funktion der Frequenz in Megahertz ausgedrückt ist. Aus den dargestellten Diagrammen ist ersichtlich, dass ein gemäß den obigen Werten konstruierter, beispielhafter Schwingquarz eine Resonanzfrequenz im Bereich von ca. 10 MHz besitzt. Ferner zeigen Simulationsergebnisse an einem solchen Schwingquarz einen steilen Anstieg in der realen Impedanz über dem Frequenzdiagramm von 10 im Resonanzbereich um 10 MHz. Ein steiler Anstieg der realen Impedanz im Resonanzbereich ist günstig für einen hohen Qualitätsfaktor Q, den Quarzschwingkristalle typischerweise besitzen.
  • Ein Beispiel für einen Quarzschwingkristall mit den oben erwähnten Charakteristiken und mit einer Grundresonanz bei ca. 10 MHz ist ein Fox HC49U-Quarzschwingkristall, hergestellt und vertrieben von der Fa. Fox Electronics, Ft. Myers, Florida. Es ist jedoch anzumerken, dass die konkreten Werte eines Quarzschwingkristalls, einschließlich seiner Resonanzfrequenz, für die Ausführung der Grundgedanken der Erfindung nicht sonderlich wichtig sind. Jeglicher Typ von Schwingquarz kann als die Schwingkomponente 712 von 7 verwendet werden, solange er mit im allgemeinen symmetrischen Anschlüsse ausgebildet ist, die auf eine Weise, die später ausführlicher beschrieben werden wird, durch eine Oszillator-Treiberschaltung 718 von 7 angesteuert werden kann, so dass er ein differentielles, sinusförmiges Signal bezüglich der beiden Anschlüsse entwickelt. Des weiteren braucht der Resonator nicht auf einer Frequenz von 10 MHz zu schwingen. Die Wahl der Resonanzfrequenz hängt einzig von der Präferenz eines Schaltungsdesigners ab und hängt notwendigerweise vom Frequenzplan einer integrierten Schaltung ab, in der das System der Erfindung eingesetzt wird, um periodische Taktsignale zur Verfügung zu stellen.
  • Unter Bezugnahme auf 12 ist dort ein vereinfachtes schematisches Diagramm einer allgemein unter 718 gezeigten Differentialoszillator-Treiberschaltung dargestellt, die für den differentiellen Anschluß an einen Schwingquarz für die Entwicklung von symmetrischen, differentiellen sinusförmigen Signalen für die Verwendung durch stromabwärtige Komponenten geeignet ist.
  • In der beispielhaften Ausführungsform von 12 ist die Differentialoszillator-Treiberschaltung 718 unter Verwendung von üblichen IC-Komponenten konstruiert und ist symmetrisch um eine Mittelachse. Der Oszillatortreiber 718 ist mit einem Paar von P-Kanal-Transistoren 1226 und 1228 konstruiert, deren Source-Anschlüsse gemeinsam mit einer Stromquelle 1230 verbunden sind, die wiederum zwischen die gemeinsamen Source-Anschlüsse und ein positives Versorgungspotential VDD geschaltet ist. Die Gate-Anschlüsse jedes der P-Kanal-Transistoren 1226 und 1228 sind mit den Drain-Knoten des gegenüberliegenden Transistors verbunden, d. h. der Gate-Anschluß des P-Kanal-Transistors 1228 ist mit dem Drain-Knoten des P-Kanal-Transistors 1226 verbunden, und umgekehrt.
  • Ausgangsanschlüsse sind an jedem der Drain-Knoten des Transistors definiert, wobei der Drain-Knoten des P-Kanal-Transistors 1226 den "negativen" Anschluß (Von) definiert, und der Drain-Anschluß des P-Kanal-Transistors 1228 den "positiven" Ausgang (Vop) definiert. Somit zeigt sich, dass die Schaltung in der Lage ist, durch Kreuzkopplung der Transistoren 1226 und 1228 differentiell zu arbeiten und so eine Rückkopplung zur Verfügung zu stellen.
  • Da Transistoren auf allen Frequenzen, insbesondere Gleichstrom, ein gewisses Maß an Verstärkung aufweisen, sind herkömmliche kreuzgekoppelte Transistoren oftmals als Signalspeicher in Digitalschaltungsanwendungen ausgeführt, in denen große DC-Komponenten vorhanden sind. In der Differentialoszillator-Treiberschaltung 718 der Erfindung wird Latching durch Entfernen der DC Verstärkungskomponente verhindert, während die hohe Frequenzverstärkung des Systems, insbesondere Verstärkung im erwünschten 10 MHz-Bereich, beibehalten wird.
  • Um im wesentlichen die Verstärkungskomponente bei niedrigen Frequenzen zu eliminieren, ist ein Hochpassfilter zwischen die Gate- und Ausgangsanschlüsse einer jeden symmetrischen Hälfte Schaltung geschaltet. Insbesondere ist ein Hochpassfilter 1232 zwischen den "negativen" Ausgangsanschluß und den Gate-Anschluß des P-Kanal-Transistors 1228 geschaltet. Desgleichen ist das Hochpassfilter 1234 zwischen den "positiven" Ausgangsanschluß und den Gate-Anschluß des P-Kanal-Transistors 1226 geschaltet. Ferner ist jedes der Hochpassfilter 1232 und 1234 zwischen eine als Vmid bezeichnete virtuelle Masse, die in der beispielhaften Ausführungsform von 12 gestrichelt angedeutet ist, und den entsprechenden Gate-Anschluß des jeweiligen von dem Differentialpaar-P-Kanal-Transistor 1226 und 1228 geschaltet. Jedes der Hochpassfilter 1232 und 1234 ist als RC-Filter ausgeführt und weist jeweils einen Widerstand und Kondensator in einer seriell-parallel-Konfiguration auf. Jeder Kondensator ist in Reihe zwischen einen Ausgangsanschluß und den Gate-Anschluß eines entsprechenden Differentialpaartransistors geschaltet, während jeder Widerstand zwischen einen Gate-Anschluß und die virtuelle Masse geschaltet ist. Somit weist das erste Hochpassfilter 1232 einen zwischen den "negativen" Anschluß und den Gate-Anschluß des P-Kanal-Transistors 1228 geschalteten Kondensator 1236 auf. Ein Widerstand 1238 ist zwischen das Gate des P-Kanal-Transistors 1228 und die virtuelle Masse geschaltet. Auf ähnliche Weise weist das zweite Hochpassfilter 1234 einen Kondensator 1240 auf, der zwischen den "positiven" Anschluß und den Gate-Anschluß des P-Kanal-Transistors 1226 geschaltet ist. Ein Widerstand 1242 ist zwischen das Gate des P-Kanal-Transistors 1226 und die virtuelle Masse geschaltet.
  • Im Betrieb filtert das Hochpassfilter 1232 den Eingang von Von vor dem Anlegen dieses Signals an das Gate seines jeweiligen Differentialpaar-Transistors 1228. Desgleichen filtert das Hochpassfilter 1234 den Eingang von Vop vor dem Anlegen dieses Signals an das Gate seines jeweiligen Differentialpaar-Transistors 1226. Jedes der Hochpassfilter ist symmetrisch entworfen und weist Komponentenwerte auf, die so ausgewählt sind, dass sie Grenzfrequenzen im Bereich von ca. 5 MHz aufweisen. Beispielsweise könnten die Filterkondensatoren 1236 und 1240 Werte von ca. 1,5 pF aufweisen, und die Filterwiderstände 1238 und 1242 könnten Werte im Bereich von ca. 718 KΩ aufweisen, was ein Filter ergeben würde, das die gewünschten 5 MHz als Grenze liefert. Somit dürfte verständlich sein, dass die Differentialoszillator-Treiberschaltung 18 eine vernachlässigbare Verstärkung bei DC besitzt, während sie ihre Entwurfsverstärkungswerte in dem gewünschten Bereich von ca. 10 MHz besitzt.
  • Es ist anzumerken, dass die Komponentenwerte für die Hochpassfilter 1232 und 1234 so gewählt wurden, dass sich eine bestimmte Grenzfrequenz von ca. 5 MHz ergibt, was es der Oszillator-Treiberschaltung ermöglicht, bei einer Resonanzfrequenz von ca. 10 MHz die volle Entwurfsverstärkung aufzuweisen. Wenn die Resonanzfrequenz der Kristalloszillatorschaltung einen verschiedenen Werte haben müßte, würden die Komponenten der Hochpassfilter 1232 und 1234 notwendigerweise verschiedene Werte erhalten, um die verschiedenen Betriebscharakteristiken der Schaltung zu akkommodieren. Folglich sollten die tatsächlichen Komponentenwerte, wie auch der Grenzfrequenzwert der beispielhaften Anordnung, nicht als eine irgendwie geartete Einschränkung der erfindungsgemäßen Differentialoszillator-Treiberschaltung aufgefaßt werden. Die Werte und Charakteristiken der Differentialoszillator-Treiberschaltung 18 von 12 sind beispielhaft und wurden nur zur Veranschaulichung einer bestimmten Anwendung gewählt.
  • Da das Gleichtakt Ausgangssignal eines Differentialverstärkers oftmals undefiniert ist, ist die Differentialoszillator-Treiberschaltung 718 von 12 mit einer Gleichtaktsteuerschaltung versehen, die so arbeitet, dass sie ein jegliches Gleichtaktausgangssignal auf annehmbaren Niveaus hält. Insbesondere ist ein differentielles Paar von N-Kanal Transistoren 1244 und 1246 vorgesehen, deren Drain-Anschluß jeweils mit einem von dem Von- und Vop-Ausgangsanschluß verbunden ist. Die Source-Anschlüsse der differentiellen N-Kanal-Transistoren 1244 und 1246 sind ferner zusammen und mit einem negativem Versorgungspotential Vss verbun den. Ihre Gate-Anschlüsse sind zusammen und des weiteren rückkoppelnd mit dem Drain-Knoten eines jeden Transistors durch einen jeweiligen Vorwiderstand 1248 und 1250 verbunden. Die Vorwiderstände 1248 und 1250 haben in der beispielhaften Ausführungsform jeweils einen Wert von ca. 100 KΩ, wobei die Gate-Anschlüsse des N-Kanal-Differentialpaars 1244 und 1246 mit einer Mittellasche zwischen den Widerständen verbunden sind. Diese Mittellasche definiert die virtuelle Masse Vmid, die einem Signalmittelpunkt entspricht, um den die sinusförmigen Signale Von und Vop schwingen. Jegliche an den Ausgängen vorliegende Gleichtaktkomponente verursacht das Auftreten einer Spannungsabweichung an den Gates des N-Kanal-Differentialpaars 1244 und 1246. Mit anderen Worten, die virtuelle Masse Vmid kann als Betriebsschwelle für das Strommodussteuerungs-Differentialpaar 1244 und 1246 aufgefaßt werden. Gemeinsame Modusabweichungen über oder unter Vmid führen dazu, dass eine Gleichtaktsteuerungs-Differentialpaar die Betriebscharakteristiken der Schaltung so einstellt, dass Vmid auf einem Pegel der virtuellen Masse gehalten wird, wodurch jegliche Gleichtaktkomponente minimiert wird.
  • Im Betrieb wird Rauschen in einer solchen linearen Differentialoszillator-Treiberschaltung hauptsächlich durch den Schwingquarz gefiltert, aber auch durch die Betriebscharakteristiken der Treiberschaltung. Ein Rauschen bei 10 MHz wird beispielsweise durch die positiven Rückkopplungscharakteristiken der Schaltung verstärkt und würde weiter anwachsen, wenn es nicht begrenzt wird. In der beispielhaften Anordnung von 12 wächst die Amplitude der Signale im 10 MHz-Bereich, bis sie durch einen nichtlinearen selbstbegrenzenden Verstärkungskompressionsmechanismus begrenzt wird.
  • Wenn die Amplitude des verstärkten Signals groß wird, fällt die effektive Transkonduktanz gm der P-Kanal-Differentialpaar Transistoren 1226 und 1228 ab und begrenzt dadurch die Verstärkung des Differentialverstärkers. Ein Abfall der Verstärkerverstärkung mit zunehmenden Gatespannungsabweichungen ist ein allgemein bekanntes Prinzip und braucht vorliegend nicht ausführlich beschrieben zu werden. Es sollte jedoch erwähnt werden, dass, da die Verstärkung der Oszillator-Treiberschaltung zu 1 tendiert, der Schwingquarz beginnt, sich selbst zu begrenzen, und dadurch ein sinusförmiges Signal mit einer konstanten Ausgangsamplitude definiert. Die Konstanz der Amplitudenabweichungen werden an die Steuer (Gate-) Anschlüsse des P-Kanal-Differentialpaars 1226 und 1228 reflektiert, wo der Rückkopplungsmechanismus Stabilität um eine Einheitsverstärkung bewirkt.
  • Es ist daher anzumerken, dass die Differentialoszillator-Treiberschaltung 718 in Kombination mit einem Schwingquarz (712 von 7) so arbeitet, dass sie periodische, sinusförmige und differentielle Signale über die Anschlüsse des Schwingquarzes definiert. Die Signale sind insofern differentiell, als sie eine Phasenbeziehung von 180° beibehalten. Die Signalqualität ist verbessert, weil die beispielhafte Differentialoszillator-Treiberschaltung so entworfen ist, dass sie stark linear mit einer relativ geringen Verstärkung ist, wodurch Phasenrauschen ("phase jitter") in einem beträchtlich besseren Maße reduziert wird, als im Stand der Technik erzielt wurde. Die Signalqualität und -symmetrie ist weiterhin verbessert durch die symmetrische Beschaffenheit der beiden Hälften der Oszillator-Treiberschaltung. Im besonderen ist die Oszillator-Treiberschaltung symmetrisch um eine Mittelachse, und wenn sie in IC-Schaltungstechnologie ausgeführt ist, wird diese Symmetrie während des Entwurfs und Layouts beibehalten. Daher sind die leitenden Signalpfade und die räumliche Ausrichtung der aktiven und passiven Komponenten des Treibers identisch im Hinblick auf die "negativen" und "positiven" Ausgänge, wodurch die Signalsymmetrie verbessert und Phasenrauschen weiter minimiert wird.
  • Die Differential-Kristalloszillatorschaltung ist in der Lage, ein periodisches Taktsignal (ca. 10 MHz) zur Verfügung zu stellen, das stabile und unempfindliche Taktcharakteristiken mit sehr geringem Jitter aufweist. Wie in dem vereinfachten halbschematischen Blockdiagramm von 13 dargestellt ist, weist eine bestimmte beispielhafte Ausführungsform einer periodischen Signalgeneratorschaltung eine Differential-Kristalloszillatorschaltung mit einem Schwingquarz 12 und einer Differentialoszillator-Treiberschaltung 718 auf. Eine Schwingquarzschaltung 12 weist einen ersten und einen zweiten Taktkondensator (714 bzw. 716 von 7) auf, die nur zur besseren Erklärung gezeigt sind. Die Schwingquarzschaltung 712 ist parallel über die Ausgangsanschlüsse der Oszillator-Treiberschaltung 718 verbunden, welche die aktive Vorrichtungsschaltungsanordnung zum Einpumpen von Energie in die Schaltung aufweist, um die Schwingung aufrechtzuerhalten. Diese parallele Kombination ist differentiell in einen linearen Pufferverstärker 720 geschaltet, der so arbeitet, dass er einen linearen Verstärkungsfaktor K für das von der Kristalloszillatorschaltung gelieferte Differenzsignal zur Verfügung stellt.
  • Der lineare Pufferverstärker 720 stellt Signalisolation zur Verfügung durch eine Eingangsimpedanz, sowie Verstärkung des schwingenden (10 MHz) Signals, das von der Kombination aus Schwingquarz und Oszillatortreiber zur Verfügung gestellt wird. Der lineare Pufferverstärker 720 ist so konfiguriert, dass er Differentialmodussignale ausgibt, die durch eine lineare Verstärkung der eingegebenen Differenzsignale charakterisiert sind, die dann zum Ansteuern einer oder mehrerer zusätzlicher Vorrichtungen vom Wellenformungstyp verwendet werden können, wie der etwa nichtlinearen Pufferverstärker 1352, 1354 und 1356.
  • In der beispielhaften Anordnung von 13 arbeiten die nichtlinearen Puffer 1352, 1354 und 1356 so, dass sie eine Signalübersetzung (Wellenformung) von dem differentiellen sinusförmigen periodischen Signal, das am Ausgang des linearen Puffers 720 vorliegt, zu einer digitalen Pulsfolge auf charakteristischen logischen Pegeln zur Verfügung stellen, die zum Ansteuern von Fall-on-Digitalschaltungsblöcken 1358, 1360 und 1362 geeignet sind. Zusätzlich zu ihrer Signalübersetzungsfunktion stellen die nichtlinearen Puffer 1352,1354 und 1356 auch ein Maß der Signalkonditionierung zur Verfügung, indem sie das rein sinusförmige Signal an ihren Eingängen in einen Rechteckwellenausgang transformieren, der sehr wenig Jitter einbringt.
  • Die folgende digitale Schaltungsanordnung 1358, 1360 und 1362, die in der beispielhaften Anordnung von 13 veranschaulicht ist, könnte von einem jeglichen Typ einer digitalen Schaltungsanordnung sein, die einen stabilen periodischen Takt erfordert, wie etwa ein Phasenregelkreis, ein abstimmbares Filter, ein digitaler Frequenzsynthesizer, und dergleichen. Charakteristisch erzeugen mit hoher Geschwindigkeit schaltende Schaltungen dieser Typen eine große Menge Rauschen, insbesondere infolge von Ground Bounce (chipinterne Anhebung des Grundpegels), Schaltstörimpulsen, und Ringing. Um eine Durchführungskopplung dieser Rauschquellen zurück zur Kristalloszillatorschaltung zu minimieren, und anders als im Stand der Technik, verwendet das System der vorliegenden Erfindung zwei Pufferstufen.
  • Im Stand der Technik wird die Signaltransformation von einem sinusförmigen Signal zu einem Rechteckwellenausgang typischerweise unter Verwendung eines Inverters für die Rechteckformung eines sinusförmigen Eingangssignals implementiert. Eine digitale Inverterfunktion ließe sich charakterisieren als ein nichtlinearer Verstärker eines transformierten sinusförmigen Eingangssignals zu einer Rechteckwelle durch Vorsehen einer extrem hohen Verstärkung, so dass das Eingangssignal während der Verstärkung zur Rail gesteuert wird (d. h. Clipping). Somit ließe sich das Ausgangssignal eines typischen Inverters als eine begrenzte Sinuswelle charakterisieren. Diese besondere Nichtlinearitätscharakteristik des Inverters stellt des weiteren Gelegenheiten für Phasenrauschen dar, das dem Ausgangssignal hinzugefügt wird.
  • Phasenrauschen kann auch eingeführt werden, wenn die Steilheit einer Signalwellenform durch einen Nulldurchgang nicht scharf ist. Somit wird Phasenrauschen in den nichtlinearen Pufferverstärkern 1352, 1354 und 1356 minimiert durch Verstärken des von der Kristalloszillatorschaltung zur Verfügung gestellten Differenzsignals durch den linear Verstärker 720, um die Amplitude und somit die Anstiegsgeschwindigkeit des Signals vor seiner Konversion in eine Rechteckwelle zu vergrößern. Phasenrauschen, das aus Nulldurchgängen der nichtlinearen Pufferverstärker resultiert, wird dadurch minimiert.
  • Des weiteren gibt es in einer VLSI-Schaltung eine große Anzahl von digitalen logischen Elementen, die mit einer gemeinsamen Leistungsversorgung verbunden sind. Das Schalten dieser digitalen logischen Elemente führt dazu, dass sich die Leistungsversorgungsspannung auf- und abbewegt und dadurch digitales Schaltrauschen verursacht. Diese Bewegung in der Leistungsversorgung führt eine Jitterkomponente an jedem Inverter ein, der als Puffer in einer herkömmlichen Oszillatorschaltung verwendet wird. Gemäß der vorliegenden Erfindung ermöglicht es das Aufrechterhalten eines Differenzsignals durch die gesamte Oszillatorschaltung, einschließlich der Wellenformungspuffer, dass die Auswirkungen von Leistungsversorgungsrauschen im wesentlichen aus dem Oszillator eliminiert wird, wodurch die Signalqualität aufrechterhalten wird. Zusätzlich ermöglicht die Verwendung eines Differenzsignals durch die gesamte Architektur des Oszillators, dass auf die Stifte des Schwingquarzes abgestrahltes Gleichtaktrauschen zurückgewiesen wird.
  • Die Anzahl von nichtlinearen Puffern, die in Kaskade geschalteten werden könnten, um ein geeignetes Taktsignal zu erzeugen, ist ein zusätzlicher wichtiger Faktor beim Entwerfen einer Oszillatorschaltung mit geringem Phasenrauschen. In herkömmlichen Oszillatorschaltungen werden mehrfache in Kaskade geschalteten Inverter verwendet, um eine hohe Isolation des letztlichen, rechteckgeformten Ausgangssignals zur Verfügung zu stellen. In solchen Fällen tritt jedes Mal, wenn das Signal einen nichtlinearen Inverter durchläuft, ein Nulldurchgang auf, der eine zusätzliche Möglichkeit bietet, dass in der Schaltung Phasenrauschen hinzukommt. Um Phasenrauschen zu minimieren, erwägt die vorliegende Erfindung eine einzige Stufe des nicht linearen Pufferns, die eine hohe Eingangsimpedanz gegen den vorhergehenden linearen Puffer 720 aufweist. Zusätzlich ist der lineare Puffer 720 des weiteren mit einer hohen Eingangsimpedanz versehen, um den Schwingquarz und seine zugeordnete Differentialoszillator-Treiberschaltungsanordnung weiter von einer Beladung mit Rauschen zu isolieren.
  • Eine beispielhafte Anordnung eines linearen Puffers, der zur Verwendung in Verbindung mit der periodischen Signalerzeugungsschaltung von 13 geeignet ist, ist in vereinfachter, halbschematischer Form in 14 veranschaulicht. Die beispielhafte Anordnung von 14 veranschaulicht die konzeptuelle Implementierung eines Differential-Ein/Differential-Aus-Verstärkers. Die differentielle Ausführung hat mehrere Vorteile bei Betrachtung in praktischen Anwendungen. Insbesondere ist das maximale Signalpendeln wegen der differentiellen Konfiguration um einen Faktor 2 verbessert. Zusätzlich, weil der Signalpfad symmetrisch ist, sind aufgrund von Leistungsversorgungsvariationen und Schaltstörimpulsrauschen eingeführte Signale stark verringert.
  • Die beispielhafte Ausführung eines Differentiell-Ein/Differentiell-Aus-Verstärkers (global unter 720 gezeigt) von 14 verwendet eine gefaltete Kaskadenkonfiguration zum Erzeugen eines Differenzausgangssignals, das als Vout bezeichnet ist. Da das Gleichtakt ("common mode")-Ausgangssignal von Verstärkern mit einem Differenzausgang oftmals unbestimmt sein kann und dazu führt, dass der Verstärker aus dem Bereich abdriftet, in dem eine hohe Verstärkung erzielt wird, ist es wünschenswert, irgendeine Form von Gleichtaktrückkopplung zur Verfügung zu stellen, um das Gleichtaktausgangssignal zu stabilisieren. In der Anordnung von 14 wird das Gleichtaktausgangssignal an jedem der Anschlüsse mit dem Ausgang Vout abgetastet und an die Stromsenkenlasten der gefalteten Kaskade zurückgeführt.
  • Differentialeingangssignale Vin werden an die Steueranschlüsse eines Differentialeingangspaares 1464 und 1466 geliefert, die selbst zwischen jeweilige Stromquellen 1468 und 1470 und mit einer gemeinsamen Stromsenkenlast 1472 mit Vss verbunden sind. Zwei zusätzliche Transistoren (P-Kanal-Transistoren in der beispielhaften Ausführungsform von 14) definieren die Kaskadenelemente für die Stromquellen 1468 und 1470 und stellen der Verstärkerschaltung einen Vorstrom zur Verfügung.
  • Hochimpedanz-Stromsenkenlasten am Ausgang der Verstärker 1476 und 1478 könnten implementiert werden durch kaskodierte Stromsenkentransistoren (z.B. N-Kanal-Transistoren), was in einer Ausgangsimpedanz im Bereich von ca. 1 MΩ resultiert. Die Gleichtakt-Rückkopplungsschaltung 1480 könnte als ein N-Kanal-Differentialpaar implementiert werden, die in ihre aktiven Bereiche vorgespannt sind und das Gleichtakt-Ausgangssignal abtasten sowie ein Korrekturgleichtaktsignal in die Source-Anschlüsse der kaskodierten Transistoren zurückführen, welche die Stromsenken 1476 und 1478 bilden. Die Kaskadenvorrichtungen verstärken dieses kompensierende Signal, um die Gleichtakt Ausgangsspannung auf ihren ursprünglichen Pegel wiederherzustellen.
  • Es ist anzumerken, dass der beispielhafte lineare Verstärker von 14 als irgendeiner einer Anzahl von geeigneten alternativen Verstärkern implementiert werden könnte. Beispielsweise braucht er nicht als ein vollständig differentieller gefalteter Kaskadenverstärker implementiert zu werden, sondern könnte stattdessen als ein Differentiell-Ein-/Differentiell-Aus-Betriebsverstärker unter Verwendung von zwei Differentiell-Ein-Eintaktbetriebsverstärkern implementiert werden. Ferner könnte die tatsächliche Schaltungsimplementierung je nach den besonderen Optionen und den Vorlieben eines Designers von analogen integrierten Schaltungen durchaus variieren. Das Eingangsdifferentialpaar könnte entweder ein N-Kanal- oder P-Kanal-Paar sein, MOS-Vorrichtungen könnten differentiell verwendet werden als aktive Widerstände, oder alternativ könnten passive Widerstandskomponenten vorgesehen werden, und dergleichen. Alles, was erforderlich ist, ist, dass der linear Verstärker 720 ein differentielles Eingangssignal verstärkt zum Erzeugen eines differentiellen, sinusförmigen Signals an seinem Ausgang. Somit sind die einzigen Frequenzkomponenten, die durch den linearen Verstärker 720 zurückreflektiert werden, von sinusförmiger Beschaffenheit und beeinträchtigen daher die Betriebsparameter der Differential-Kristalloszillator Frequenz nicht. Des weiteren hat der lineare Puffer 720 notwendigerweise eine relativ hohe Ausgangsimpedanz, um Rauschen zu dämpfen, das vom Rechteckwellenausgang der darauffolgenden nichtlinearen Verstärkerstufen zurückreflektiert werden könnte.
  • Unter Bezugnahme auf 15 ist dort ein vereinfachtes halbschematisches Diagramm eines allgemein unter 1582 angegebenen nichtlinearen Puffers gezeigt, wie er als Wellenformungs- oder Rechteckformungsschaltung 1352, 1354 oder 1356 von 13 ausgeführt sein könnte. Der nichtlineare Puffer 1582 empfängt ein differenti elles, sinusförmiges Eingangssignal an den Gate-Anschlüssen eines Eingangs-Differential-Transistorpaares 1584 und 1586. Die Drain-Anschlüsse des Differentialpaares 1584 und 1586 sind gemeinsam und mit einer Stromsenkenversorgung 1588 verbunden, die an ein negatives Potential gelegt ist. Jeder der Source-Anschlüsse der Differentialpaares ist mit einem Bias-Netz einschließlich einem Paar von differentiellen Bias-Transistoren 1590 und 1592 verbunden, und ihre Gate-Anschlüsse sind gemeinsam mit einem parallel verbundenen Bias-Netz verbunden. Das Bias-Netz ist auf geeignete Weise aufgebaut aus einem Widerstand 1594 und einer Stromsenke 1596, die in Reihe zwischen einem positiven Spannungspotential wie etwa Vdd und Vss verbunden ist. Ein Bias-Knoten zwischen dem Widerstand 1594 und der Stromsenke 1596 ist mit den gemeinsamen Gate-Anschlüssen des Biastransistornetzes 1590 und 1592 verbunden und definiert eine Vorspannung für das Bias-Netz, die dann als der Wert der positiven Versorgung minus den IR-Abfall über den Vorwiderstand 1594 zu verstehen ist. Der Strom, der den IR-Abfall über den Vorwiderstand 1594 fördert, ist notwendigerweise der Strom I, der von der Stromsenke 1596 entwickelt wird.
  • Ein Differentialausgang (Vout) vom Rechteckwellentyp wird an zwei Ausgangsknoten entwickelt, die zwischen den jeweiligen Source-Anschlüssen der Bias-Netz-Transistoren 1590 und 1592 und einem jeweiligen Paar von Endwiderständen 1598 und 1599 angeordnet sind, welche wiederum an das positive Versorgungspotential gelegt sind. Es ist anzumerken, dass das Bias-Netz einschließlich der Transistoren 1590 und 1592 dazu dient, die Gleichtaktantwort des nichtlinearen Verstärkers auf eine Weise ähnlich dem Gleichtaktnetz des linearen Verstärkers (Transistoren 1244 und 1246 und Widerstände 1248 und 1250 von 12) zu steuern.
  • Obgleich der nichtlineare Puffer 1582 von 15 so dargestellt und aufgebaut ist, dass er einen differentielle Ausgang vom Rechteckwellentyp im Ansprechen auf ein differentielles sinusförmiges Eingangssignal erzeugt, ist er gut geeignet für Eintaktanwendungen wie auch für differentielle Anwendungen. Wenn ein Eintaktausgang erwünscht ist, braucht nur ein Signal von einem der zwei symmetrischen Ausgänge verwendet zu werden. Die Wahl, ob der nichtlineare Puffer als Eintakt- oder Differentialpuffer ausgeführt werden soll, hängt einzig von den Eingangserfordernissen einer jeglichen nachgeschalteten digitalen Schaltungsanordnung ab, welche die erfindungsgemäße periodische Signalerzeugungsschaltung takten soll. Diese Wahl liegt einzig beim Systemdesigner und hat keine besonderen Auswirkungen auf die Nacharbeitung der Grundgedanken der Erfindung.
  • 16 ist eine halbschematische Darstellung einer alternativen Anordnung der Differentialoszillator-Treiberschaltung (718 von 12). Aus der beispielhaften Ausführungsform von 16 ist ersichtlich, dass die Oszillator-Treiberschaltung auf eine Weise aufgebaut ist, die im wesentlichen ähnlich der beispielhaften Anordnung von 12 ist, mit der Ausnahme, dass ein Schwingquarz über die Schaltungshälften über dem differentiellen Transistorpaar verbunden ist, im Gegensatz zu einer Verbindung über eine Schaltung vom Von-Ausgangsanschluß zum Vop-Ausgangsanschluß. Die alternative Konfiguration von 16 arbeitet im wesentlichen auf die gleiche Weise wie die Anordnung von 12 und erzeugt die gleichen Vorteile wie der weiter oben dargelegte Oszillator. Was hier angeboten wird, ist eine alternative Ausführungsform nur zum Zweck der Vollständigkeit, und um zu veranschaulichen, dass die konkrete Anordnung der Ausführungsform von 12 nicht sklavisch befolgt zu werden braucht.
  • Es ist anzumerken, dass Oszillatorschaltungen mit geringem Phasenrauschen in vielen besonderen Anwendungen stark erwünscht sind. 17 veranschaulicht eine solche Anwendung als Bezugssignalgenerator in einem Phasenregelkreis. Der Phasenregelkreis wendet eine periodische Signalerzeugungsschaltung mit geringem Phasenrauschen gemäß der Erfindung an, um ein Bezugssignal für die Verwendung durch einen Phasendetektor zu erzeugen. Ein sauberes Bezugssignal für den Phasendetektor zur Verfügung zu stellen, ist grundlegend für einen sauberen HF-Ausgang von der PLL. Da Rauschen und Nichtlinearitäten, die durch eine Signalerzeugungsschaltung eingebracht werden, durch die PLL-Schaltung befördert werden, was den HF-Ausgang verschlechtert, ist es vorteilhaft, schon früh in der Signalverarbeitungskette Phasenrauschen zu verringern und Rauschunterdrückung zur Verfügung zu stellen, um einen sauberen HF-Ausgang beizubehalten. Ein Differential-Kristalloszillator (710 von 7) stellt dieses saubere Signal vorteilhaft zur Verfügung, indem er ein Differenzsignal über die Anschlüsse des Schwingkristalls zur Verfügung stellt, eine Verbesserung, die derzeit in Kristalloszillatoren des Standes der Technik nicht verfügbar ist. Darüber hinaus ist die Verwendung von linearen Pufferverstärkern, gefolgt von nichtlinearer Verstärkung in einer Bezugsoszillatorschaltung, eine einzigartige Verbesserung gegenüber dem Stand der Technik zur Verringerung von Phasenrauschen.
  • Seit PLLs in Form von integrierten Schaltungen verfügbar geworden sind, haben sie sich in vielen Anwendungen als nützlich erwiesen. Bestimmte Beispiele für die vorteilhafte Anwendung von Phasenregelkreistechnologie umfassen Suchfilter ("tracking filters"), FSK-Decoder, FM-Stereodecoder, FM-Demodulatoren, Frequenzsynthesizer sowie Frequenzvervielfacher und -teiler. PLLs werden in großem Umfang für die Erzeugung von Lokaloszillatorfrequenzen in TV- und Radiotunern eingesetzt. Die Attraktivität der PLL liegt in der Tatsache, dass sie verwendet werden kann, um Signale zu erzeugen, die gegenüber einem Kristallbezug phasenverriegelt sind und die gleiche Stabilität wie der Kristallbezug besitzen. Darüber hinaus kann eine PLL als Schmalbandfilter dienen, d. h. zum Suchen eines Signals, dessen Frequenz variieren kann.
  • Eine PLL verwendet eine Frequenzbezugsquelle in der Regelschleife, um die Frequenz und Phase eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) in der Schleife zu regeln. Die VCO-Frequenz kann die gleiche wie die Bezugsfrequenz oder ein Mehrfaches der Bezugsfrequenz sein. Wenn ein programmierbarer Teiler in die Schleife eingesetzt ist, ist ein VCO in der Lage, ein Vielfaches der Eingangsfrequenz mit einer präzisen Phasenbeziehung zwischen einer Bezugsfrequenz und einem HF-Ausgang zu erzeugen. Um eine solche präzise Phasen- und Frequenzbeziehung aufrechtzuerhalten, muss der Frequenzbezug, der der PLL zur Verfügung gestellt wird, notwendigerweise ebenfalls präzise und stabil sein.
  • 18 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm eines veranschaulichenden Frequenzsynthesizers, der die differentielle periodische Signalerzeugungsschaltung der Erfindung beinhalten könnte. Der Frequenzsynthesizer ist ein Signalgenerator, der so umgeschaltet werden kann, dass er einen jeglichen eines diskreten Satzes von Frequenzen ausgibt, und dessen Frequenzstabilität sich von einer Kristalloszillatorschaltung herleitet.
  • Frequenzsynthesizer könnten anderen Formen von Frequenzquellen vorgezogen werden, wenn die Entwurfszielsetzung die Erzeugung einer reinen Frequenz ist, die relativ frei von Störausgängen ist. Besondere Entwurfszielsetzungen beim Entwurf von Frequenzsynthesizern könnten die Unterdrückung unerwünschter Frequenzen und die Unterdrückung von Rauschen in einem Bereich nahe der Resonanzfrequenz des Kristalls beinhalten, das ein typische Quelle für unerwünschte Phasenmodulation ist. Synonyme Ausdrücke für diese Art von Rauschen sind Breitband-Phasenrauschen, Spektraldichteverteilung von Phasenrauschen, Rest-FM, und kurzzeitige fraktionelle Frequenzabweichung.
  • Um das in einem Synthesizer erzeugte Rauschen zu verringern, werden üblicherweise Kristalloszillatoren wegen ihrer Stabilität und ihres rauscharmen Ausgangs verwendet. Die Verwendung einer periodischen Signalerzeugungsschaltung mit einem Differential-Kristalloszillator verbessert vorteilhaft diese Funktionalitätsparameter. Verbessertes Phasenrauschen wird erzielt durch die Verwendung von linearem Puffern, gefolgt von nichtlinearer Verstärkung, während Rauschunterdrückung durch den differentiellen Entwurf zur Verfügung gestellt wird, der durch die gesamte Schaltungsanordnungs-Architektur verwendet wird.
  • Es dürfte offensichtlich sein, dass eine periodische Signalerzeugungsschaltung in modernen, Stand-der-Technik-Taktschaltungen und -systemen viele Anwendungen besitzt. Die periodische Signalerzeugungsschaltung ist aus einfachen aktiven und passiven Komponenten aufgebaut, die sich leicht in moderner IC-Schaltungstechnologie ausführen lassen. Hierdurch wird es ermöglicht, dass im wesentlichen alle Komponenten auf einem monolithischen IC-Chip untergebracht werden, für den der Kristalloszillator-Abschnitt ein geeignetes, stabiles periodisches Taktbezugssignal zur Verfügung stellt. Nur der Schwingkristallabschnitt (Schwingquarz oder Quarzschwingkristall) wird als Off-Chip-Komponente zur Verfügung stellt. Diese besondere Konfiguration ermöglicht beträchtliche Einsparungen an Komponentenkosten durch Zuteilen einer immer größeren Funktionalität auf den IC-Chip selbst.
  • Frequenzsynthesizer und ein Radiofrequenzempfänger weisen oftmals Phasenregelkreise auf, die einen Kristalloszillator als Frequenzbezug verwenden. Eine PLL wird verwendet, um eine Grobabstimmung innerhalb des betreffenden Frequenzbandes zur Verfügung zu stellen, während eine zweite PLL Feinabstimmungsschritte zur Verfügung stellt. Auf vorteilhafte Weise verwenden die nachfolgenden Anordnungen ein Verfahren zur PLL-Grob-/Feineinstellung, um die Funktionalität des integrierten Tuners zu verbessern.
  • PLL-GROB-/FEINEINSTELLUNG
  • 19 ist ein Diagramm, das die Empfängerabstimmung veranschaulicht. Die Kombination aus einer Abstimmung durch eine Breitband-PLL 1908 und eine Schmalband-PLL 1910 stellt die Möglichkeit der Feinabstimmung eines Empfängers LOS 1902, 1904 über eine große Bandbreite in kleinen Frequenzschritten zur Verfügung. Für die beispielhaften Ausführungsformen einer QAM-Modulation ist ein kleiner Frequenzschritt 100 kHz, und 25 kHz für NTSC-Modulation. Feinabstimmung ist verfügbar über eine gesamte beispielhafte relevante Frequenzbandbreite 1906 von 50 MHz bis 860 MHz. Die erste PLL 1908 stimmt einen ersten LO 1902 in großen 10 MHz-Frequenzschritten ab, und die zweite PLL 1910 stimmt einen zweiten LO 1904 in viel kleineren Schritten ab. Das erste Zwischenfrequenz (IF)-Filter 1912 besitzt eine ausreichend große Bandbreite, um bis zu 10 MHz Frequenzfehler beim Abstimmen der ersten Zwischenfrequenz zuzulassen, wobei die Schmalband-PLL eine abschließende Frequenzfeinabstimmung zum Erzielen der erwünschten letztlichen ZF-Frequenz 1914 zur Verfügung stellt.
  • 20 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften Tuners 2002, der zum Empfangen eines 50 bis 860 MHz-Bandbreite-Signals 2004 entworfen ist, welches eine Vielzahl von Kanälen umfaßt. In diesem beispielhaften Band von Frequenzen gibt es 136 Kanäle mit einem Abstand zwischen Kanalmittenfrequenzen von sechs Megahertz 2008. Der Tuner wählt einen dieser 136 Kanäle 2006, die auf einer Frequenz zwischen 50 und 860 MHz liegen, durch Abstimmen auf die Mittenfrequenz des ausgewählten Kanals 2010 aus. Sobald ein Kanal ausgewählt wurde, weist der Empfänger die anderen Kanäle und die an ihn gelegte Verzerrung zurück. Der ausgewählte Kanal wird abwärtskonvertiert zum Erzeugen eines Kanals, der um eine 44 MHz-Zwischenfrequenz (IF) 2012 zentriert ist. Als Alternative kann der Wert der letztlich vom Tuner erzeugten Zwischenfrequenz ausgewählt werden unter Anwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens, um eine jegliche geeignete letztliche ZF-Frequenz wie etwa 36 MHz zur Verfügung zu stellen.
  • Beim Auswählen eines dieser 136 Kanäle ist ein maximaler Frequenzfehler in der Lokaloszillator (LO)-Frequenz, die zum Abstimmen des Kanals auf eine bestimmte ZF verwendet wird, von plus oder minus 50 kHz zulässig. Die Verwendung einer Frequenzumsetzung für die Direktabstimmung eines der 136 Kanäle auf 44 MHz würde einen Abstimmbereich im Lokaloszillator von 810 MHz erfordern. Dies würde einen Lokaloszillator erfordern, der von 94 bis 854 MHz abstimmt, wenn er eine High-Side-Konversion anwendet. Dies mit einem einzigen LO durchzuführen, ist nicht praktikabel. Der Abstimmbereich in Lokaloszillatoren wird durch Varaktordioden zur Verfügung gestellt, die typischerweise 33 Volt benötigen, um sie über ihren Abstimmbereich abzustimmen. Zusätzlich ist innerhalb dieses Abstimm bereichs ein Frequenzabstimmungsschritt von 100 kHz nötig, um sicherzustellen, dass die Mittenfrequenz eines abzustimmenden Kanals innerhalb plus oder minus 50 kHz abgestimmt wird. Somit müßte ein großer Bereich von Frequenzen in kleinen Inkrementen über einen Abstimmsignalbereich von 33 Volt abgestimmt werden.
  • Unter erneuter Bezugnahme auf 19, welche das bei der Erfindung verwendete Frequenzabstimmverfahren veranschaulicht, wird ein beispielhaftes 50 bis 860 MHz-Signal 1906 an einen ersten Mischer 1916 gelegt, der mit einer Breitband-PLL 1908 abgestimmt wird, welche einen ersten LO 1902 in Frequenzschritten von 10 MHz abstimmt. Dieser Lokaloszillator 1902 ist auf eine Frequenz eingestellt, die nominell um einen Kanal zentriert ist, der bei einer ersten ZF von 1200 MHz 1918 ausgewählt wurde. Die erste ZF 1918 wird dann gemischt 1920 mit der zweiten ZF von 275 MHz 1922. Dies wird von der Schmalband-PLL 1910 durchgeführt, die einen zweiten LO 1904 in Frequenzschritten von 100 kHz abstimmt. Die zweite ZF 1922 wird als nächstes abwärtsgemischt 1924 auf eine dritte ZF 1926 von 44 MHz durch ein drittes Lokaloszillatorsignal 1928. Dieses dritte Lokaloszillatorsignal 1930 ist vom zweiten Lokaloszillator oder vom Schmalband-PLL Signal abgeleitet, indem seine Frequenz durch einen Faktor vier geteilt wird.
  • 21 ist eine beispielhafte Tabelle von Frequenzen, die PLL-Grob- und Feinabstimmung verwenden, um eine 44 MHz-ZF ("IF-3") zu erhalten. Ein Prozess wird verwendet, um die Breit- und Schmalband-PLL-Frequenzen zu bestimmen. Die Beziehung zwischen den Breitband-PLL- und Schmalband-PLL-Frequenzen für den Erhalt der erwünschten Zwischenfrequenz ergibt sich aus: FLO1-Fsig-(5/4 × FLO2) = Fif (4)wobei:
    • FLO1
    : PLL1 Frequenz (10 MHz-Schritte)
    FLO2:
    PLL2 Frequenz (z.B. 25 kHz/100 kHz/200 kHz oder 400 kHz-Schritt)
    Fsig:
    Eingangssignal
    Fif
    (z.B. 44 MHz oder 36 MHz oder jede andere erforderliche ZF)
  • Beispiel:
  • 1250 M – 50 M – (5/4 × 924,8 M) = 44 M wobei: Fsig = 50 MHz
    FLO1 = 1250 MHz
    FLO2 = 924,8 MHz
    Fif = 44 MHz
  • 21 und 22 verwendeten diese Formel, um die in ihnen angegebenen Werte zum Abstimmen der beispielhaften Kabel-TV-Signale "Frf" zu erhalten. Beispielsweise listet die erste Spalte 2102 der Tabelle die Frequenzen auf, die benötigt werden, um ein um 50 MHz ("Frf") zentriertes Signal auf eine letztliche 44 MHz-ZF ("IF-3") abzustimmen. Zum Abstimmen eines empfangenen Kanals, der auf 50 MHz zentriert ist, steht ein erster LO mit 1250 MHz ("LO-1") durch eine Breitband- oder Grob-PLL zur Verfügung. Dieser erzeugt eine erste ZF von 1200 MHz ("IF-1"). Als nächstes, unter Verwendung von 100 kHz-Abstimmschritten zum Einstellen von LO 2 wird sie auf 924,8 MHz ("LO-2") eingestellt. Es wird angemerkt, dass dies nicht genau 925 MHz ist. Teilen des zweiten LO durch 4 ergibt in diesem Fall 231,2 MHz für einen dritten LO ("LO 3"). Wenn LO 3 auf die zweite ZF von 275,2 angewendet wird, wird eine dritte ZF von 44 MHz ("IF-3") erzeugt. Diese Abstimmanordnung ist dargestellt für empfangene Kanäle mit einem 6 MHz-Kanalabstand, wie aus der Zeile mit der Überschrift "Frf" zu ersehen ist. In jedem Fall liefert der Lösungsansatz mit Grob-Fein-Abstimmung eine dritte ZF ("IF-3") von 44 MHz.
  • 22 ist eine Darstellung einer alternativen Anordnung des PLL-Grob- und Feinabstimmungsverfahrens zum Erzeugen einer beispielhaften letztlichen ZF von 36 MHz. In diesem Fall wird, wie vorher, eine erste ZF (IF-1) auf 1200 MHz plus oder minus 4 MHz abgestimmt, und ein zweiter LO (LO-2) ist nahe an 930 MHz, indem er einen kleinen Versatz anwendet, um eine dritte ZF von 36 MHz (IF-3) zu erhalten. Diese vorgegebenen Abstimmfrequenzen sind in einem Speicher abgelegt und werden angewendet, wenn ein Befehl erteilt wird, einen bestimmten Kanal abzustimmen. Als Alternative kann ein Algorithmus zum Erzeugen der Abstimmfrequenzen zur Verfügung gestellt werden. Es dürfte verständlich sein, dass diese Frequenzen beispielhaft sind, und dass andere Frequenzen, die dieses Verfahren anwenden, möglich sind.
  • Somit zeigt sich, dass die Wechselwirkung von Grob-und-Fein-PLL-Frequenzen zum Erzeugen einer dritten ZF von 44 MHz verwendet wird. Ein zweiter LO (LO-2) wird nahe bei einer Frequenz von 925 MHz gehalten, um jeden dieser Kanäle abzustim men. Er ist jedoch geringfügig versetzt um einen sehr kleinen Abstimmschritt von 100 kHz. Es wird angemerkt, dass die erste ZF (IF-1) nicht immer genau bei 1200 MHz liegt. Manchmal ist sie um bis zu 4 MHz entweder unter oder über 1200 MHz versetzt. Dieser Fehler resultiert immer noch in einer Signalübertragung durch ein erstes ZF-Filter. Der maximale Fehler bei Verwendung dieses Schemas ist plus oder minus 4 MHz.
  • Dieses Verfahren der PLL-Einstellung ist ausführlicher in der US-Patentanmeldung Nr. US-A-6591091 beschrieben, veröffentlicht am 08.07.2003, mit dem Titel "System and Method for Coarse/Fine PLL Adjustments" von Pieter Vorenkamp, Klaas Bult und Frank Carr; basierend auf der Vorläufigen US-Anmeldung Nr. 60/108,459, hinterlegt am 12.11.1998 (B600: 33586).
  • Eine grobe und eine feine PLL verwenden einen gemeinsamen Bezugsfrequenzoszillator. Lokaloszillatorsignale, die durch die Phasenregelkreise des Frequenzsynthesizers erzeugt wurden, führen Rauschen, das im Bezugsfrequenzoszillator und in den PLLs erzeugt wurde, in einen Signalpfad durch den PLL-Ausgang ein. Eingeführtes Rauschen läßt sich charakterisieren als entweder Phasenrauschen oder Jitter. Phasenrauschen ist die Frequenzbereichdarstellung von Rauschen, das im Zeitbereich als Jitter charakterisiert wird. Phasenrauschen wird typischerweise angegeben als ein Leistungsniveau unterhalb des Trägers pro Hertz bei einer bestimmten Frequenz entfernt vom Träger. Phasenrauschen kann mathematisch so umgeformt werden, dass Jitter bei einer bestimmten Frequenz für ein Zeitbereichssignal angenähert wird. Bei einem Taktsignal bezieht sich Jitter auf die Unbestimmtheit der zeitlichen Länge zwischen Nulldurchgängen des Taktsignals. Es ist wünschenswert, den in einer Oszillatorschaltung erzeugten und durch die Signalkette in den Signalpfad übertragenen Jitter zu minimieren, um eine Verschlechterung durch Rauschen im Empfängerpfad zu verhindern. Auf äquivalente Weise reicht ein jeglicher Oszillator, der eine stabile Ausgangsfrequenz erzeugt, um eine Bezugsfrequenz für die PLL-Schaltungsanordnung zu erzeugen.
  • Ein weiteres Hindernis bei der Integration eines gesamten Empfängers auf einen einzigen CMOS-Chip war es, dass es nicht möglich war, eine zufriedenstellende Filterstruktur auf dem Chip herzustellen. Wie bereits beschrieben wurde, ist eine Vielzahl von unerwünschten Frequenzen, die durch Nichtlinearitäten von Schaltungen erzeugt werden, ein Haupthindernis bei der Erzielung einer zufriedenstellenden Empfänger leistung. Filtern ist ein Verfahren zur Eliminierung dieser unerwünschten Störsignale. Eine Mittenfrequenz eines integrierten Filters tendiert dazu, abzudriften, und erfordert eine Kalibrierung, um die Funktionalität aufrechtzuerhalten. Um Filtern auf einem Chip erfolgreich anzuwenden, wird eine Autokalibrierungsschleife zum Zentrieren der Filterantwort benötigt.
  • 23 ist ein Blockdiagramm einer Dummy-Komponente, die zum Modellieren einer operativen Komponente auf einem IC-Chip verwendet wird. Gemäß einem Aspekt wird eine Dummy-Schaltung auf einem IC-Chip verwendet, um eine operative Schaltung zu modellieren, die auf einem Hauptsignalpfad, z.B. einem HF-Signalpfad auf dem Chip liegt. Einstellung werden an der Dummy-Schaltung auf einem Steuersignalpfad außerhalb des Hauptsignalpfads vorgenommen. Sobald die Dummy-Schaltung eingestellt wurde, wird ihr Zustand auf die operative Schaltung im Hauptsignalpfad übertragen. Konkret gibt es, wie in 23 gezeigt, einen Hauptsignalpfad 2201 und einen Steuersignalpfad 2202 auf einem IC-Chip. Im Hauptsignalpfad 2201 ist eine Signalquelle 2203 durch eine einzustellende operative Schaltung 2204 mit einer Last 2205 verbunden. Der Hauptsignalpfad 2201 trägt HF-Signale. Die Signalquelle 2203 stellt im allgemeinen den Abschnitt des IC-Chip stromaufwärts von der operativen Schaltung 2204 dar, und die Last 2205 stellt im allgemeinen den Abschnitt des IC-Chip stromabwärts von der operativen Schaltung 2204 dar. Im Steuersignalpfad 2202 ist eine Steuerschaltung 2206 mit einer Dummy-Schaltung 2207 und mit der operativen Schaltung 2204 verbunden. Die Dummy-Schaltung 2207 ist mit der Steuerschaltung 2206 verbunden, um eine Rückkopplungsschleife zu erstellen. Die Dummy-Schaltung 2207 repliziert die operative Schaltung 2204 im Hauptsignalpfad insofern, als sie bei dem gleichen Prozess zum Ausbilden der integrierten Schaltung ausgebildet wurde wie die operative Schaltung 2204, und ihre Parameter, z.B. Kapazität, Induktanz, Widerstand, die gleichen wie die Parameter der operativen Schaltung 2204 sind bzw. zu diesen in Beziehung stehen. Zum Einstellen der operativen Schaltung 2204 wird ein Signal durch die Steuerschaltung 2206 an die Dummy-Schaltung 2207 gelegt. Die durch die Steuerschaltung 2206 und die Dummy-Schaltung 2207 gebildete Rückkopplungsschleife stellt die Dummy-Schaltung 2207 ein, bis sie ein vorgeschriebenes Kriterium erfüllt. Mittels der offenen Schleifenverbindung zwischen der Steuerschaltung 2206 und der operativen Schaltung 2204 wird der Zustand der Dummy-Schaltung 2207, entweder eins-zu-eins oder skaliert, auch auf die operative Schaltung 2204 übertragen. Dadurch wird die operative Schaltung 2204 indirekt so eingestellt, dass sie das vorgeschriebene Kriterium erfüllt, ohne dass sie aus dem Hauptsignalpfad ausgeschaltet zu werden braucht, und ohne Unterbrechungen oder Störungen im Hauptsignalpfad zu verursachen.
  • Bei einer Implementierung dieser Dummy-Schaltungstechnik, die nachstehend in Verbindung mit 24a–c und 25–27 beschrieben ist, ist die einzustellende operative Schaltung 2204 eine Bank von Kondensatoren in einem oder mehr operativen Bandpassfiltern in einem HF-Signalpfad, die Dummy-Schaltung 2207 ist eine Bank von in Beziehung stehenden Kondensatoren in einem Dummy-Bandpassfilter, und die Steuerschaltung 2206 ist ein Phasendetektor und ein Lokaloszillator auf dem Chip, auf den das operative Filter abgestimmt werden soll. Der Ausgang des Lokaloszillators ist mit dem Dummyfilter verbunden. Der Ausgang des Dummyfilters und der Ausgang des Lokaloszillators sind mit den Eingängen des Phasendetektors verbunden, um die Differenz zwischen der Frequenz des Lokaloszillators und der Frequenz, auf die das Dummyfilter abgestimmt ist, zu erfassen. Der Ausgang des Phasendetektors ist mit dem Dummyfilter verbunden, um dessen Bank von Kondensatoren so einzustellen, dass das Dummyfilter auf die Lokaloszillatorfrequenz abgestimmt wird. Nach dem Abstimmen des Dummyfilters wird der Zustand seiner Kondensatorenbank entweder eins-zu-eins oder skaliert auf das operative Filter übertragen. Da die Kondensatorenbank im Dummyfilter diejenige des operativen Filters repliziert, kann die Frequenz, auf welche das operative Filter abgestimmt ist, einfach auf die Frequenz des Dummyfilter skaliert werden.
  • Bei einer weiteren Implementierung der Dummy-Schaltungstechnik, die nachstehend in Verbindung mit 28 bis 33 beschrieben ist, ist die einzustellende operative Schaltung 2204 ein Filter mit einem Spiralinduktor, der einen temperaturempfindlichen internen Widerstand aufweist. Die Dummy-Schaltung 2207 weist einen identischen Spiralinduktor auf. Die Steuerschaltung 2206 weist einen regelbaren variablen Widerstand in Reihe mit dem Induktor der Dummy-Schaltung 2207 auf. Der regelbare Widerstand wird durch eine Rückkopplungsschleife so angesteuert, dass sich der Versatz im internen Widerstand des Induktors der Dummy-Schaltung 2207 ändert. Die operative Schaltung 2204 weist einen ähnlichen geregelten Widerstand in Reihe mit ihrem Induktor auf, um den Widerstandswert des regelbaren Widerstands in der Steuerschaltung 2206 auf den Widerstand der operativen Schaltung 2204 in offener Schleife zu übertragen.
  • Filterabstimmung
  • 23 ist ein Blockdiagramm zur Veranschaulichung der Verwendung einer Abstimmschaltung außerhalb eines Signalpfades zum Abstimmen von Bandpassfiltern, die in einem Empfänger vorhanden sind. Eine Abstimmschaltung 2302 verwendet eine Ersatz- oder "Dummy"-Filterstufe 2310 für den Erhalt von Abstimmparametern für eine Filterbank 2304, die in einem Signalpfad 2306 vorliegt. Die Abstimmschaltung verwendet ein Lokaloszillatorsignal 2308, das im Empfänger zum Abstimmen des Dummyfilters 2310 auf die Mittenfrequenz des Lokaloszillators verfügbar ist. Nach erfolgter Abstimmung werden die Dummyfilters 2310 werden die abgestimmten Komponentenwerte, die in einer abgestimmten Antwort auf der Lokaloszillatorfrequenz resultieren, frequenzskaliert und an das Bandpassfilter 2312 gelegt. Die Filter werden beim Hochfahren abgestimmt, und die Abstimmschaltungsanordnung ist während des normalen Betriebs abgeschaltet. Dies verhindert die Einführung von zusätzlichem Rauschen in den Signalpfad während des Betriebs.
  • 23b ist ein Ablaufdiagramm des Abstimmvorgangs beim Betrieb. Der Empfänger wird anfänglich mit Energie versorgt 2312, und von PLLs erzeugte Lokaloszillatorsignale werden auf ihre Entwurfsfrequenz 2314 zentriert. Sobald die PLLs verriegelt sind, weist ihre Frequenz einen bekannten Zustand auf. Als nächstes wird eine Ersatzfilterabstimmung initiiert 2316 und durchgeführt. Nach Beendigung wird ein Signal vom Filterabstimmungsnetz rückempfangen, welches anzeigt, dass es bereit ist 2318. Die Information vom Abstimmnetz wird an die Empfangspfad-Filterschaltung 2320 kopiert. Als nächstes wird die Filterabstimmschaltung abgeschaltet 2322, wodurch sie von der Filterschaltung getrennt wird. Die Schmalband-PLL (2308, von 23a) wird als Bezugsfrequenz in der Abstimmschaltung verwendet. Es wird jedoch angemerkt, dass dieses Abstimmverfahren mit jeglichem leicht verfügbaren Signal anwendbar ist.
  • Unter erneuter Bezugnahme auf 23a ist ein 925 MHz-Signal direkt von der Schmalband-PLL 2308 verfügbar. Es wird dazu verwendet, das Dummyfilter 2310 abzustimmen, das in der Abstimmschaltung 2302 enthalten ist, die dem 1200 MHz-Filter 2304 zugeordnet ist. Nach dem Abstimmen des Dummyfilters auf 925 MHz wird Frequenzskalierung angewendet, um die richtigen Komponentenwerte für die zu zentrierende 1,200 MHz-Filterantwort zu erhalten. Das von der Schmalband-PLL erzeugte beispielhafte 925 MHz-Signal wird durch 4 geteilt, um ein drittes LO-Signal von 231 MHz zu erhalten, das in zusätzlichen Abstimmschaltungen verwendet wird.
  • Andere Divisionen oder Multiplikationen können auf äquivalente Weise zum Abstimmen von Dummyfiltern verwendet werden. Eine zweite beispielhafte Filterabstimmschaltung 2302 für ein 275 MHz-Filter enthält ein Dummyfilter 2310, das auf eine Mittenfrequenz von 231 MHz abgestimmt ist. Nach erfolgter Abstimmung werden die Komponentenwerte, die zum Zentrieren des 231 MHz-Dummyfilters 2310 verwendet werden, skaliert, um eine zentrierte Antwort für das 275 MHz-Filter 2304 zu erhalten. Zu diesem Zeitpunkt werden die Abstimmschaltungen 2302 abgeschaltet. Es ist insbesondere wichtig, die beispielhaften Abstimmschaltungen an dem 275 MHz-Filter abzuschalten, da das 231 MHz-Signal, das zum Abstimmen seines Dummyfilters verwendet wird, in ein beispielhaftes 50–860 MHz-Band fällt.
  • Es ist anzumerken, dass jegliche verfügbare Frequenz verwendet werden kann zum Abstimmen eines Ersatzfilters, so dass ein anderes Filter, für das kein geeignetes Abstimmsignal vorhanden ist, abgestimmt werden kann. Dies wird vorgenommen durch Skalieren der Komponentenwerte des abgestimmten Dummyfilters auf Werte, die für das Filter angemessen sind, für das keine Abstimmfrequenz vorhanden ist. Für ein Dummyfilter erhaltene Abstimmwerte können auf alle Filter in einer Bank von Filtern mit einer gemeinsamen Mittenfrequenz angewendet werden. Des weiteren können Abstimmwerte, die für ein Dummyfilter erhalten wurden, durch Anwenden verschiedener Skalierfaktoren auf eine Mehrzahl von vorhandenen Filtern angewendet werden, die unterschiedliche Mittenfrequenzen aufweisen. Schließlich kann eine Mehrzahl von Filtern an verschiedenen Orten in einem Signalpfad, die eine gemeinsame Mittenfrequenzen haben, durch eine gemeinsame Abstimmschaltung abgestimmt werden.
  • Auf einer integrierten Schaltung vorgesehene Kondensatoren variieren im Kapazitätswert um bis zu +/–20%. Um eine zufriedenstellende Empfängerleistung zur Verfügung zu stellen, wird daher ein Verfahren zum Abstimmen von integrierten Filtern benötigt, das diese Variation der Kapazität beseitigt. In einer LC-Filterschaltung kann entweder eine Induktanz oder eine Kapazität abgestimmt werden. Induktoren sind jedoch schwer abzustimmen. Daher werden in den Ausführungsformen der Erfindung in den Filtern vorliegende Kapazitätswerte abgestimmt. Beim Abstimmen der beispielhaften Ausführungsformen werden einer oder mehrere Kondensatoren einer LC-Filterschaltung zu- und weggeschaltet, um sie abzustimmen.
  • Diese Kondensatoren werden einer Filterschaltung elektronisch zu- und weggeschaltet. Kondensatoren mit gleichen Abmessungen sind in einem Bandpassfilter und einem Dummyfilter vorgesehen, um einen zufriedenstellenden Abgleich zwischen den Vorrichtungen zur Verfügung zu stellen. Schaltbare Kondensatoren in den Ausführungsformen der Erfindung sind MOS-Kondensatoren, die alle den gleichen Wert und Formfaktor aufweisen. Es ist jedoch anzumerken, dass eine andere Gewichtung der Kondensatorwerte zur Verfügung gestellt werden könnte, um eine äquivalente Funktion zu erzielen. Beispielsweise könnten binäre oder 1/x-gewichtete Werte von Kondensatoren in jedem Filter vorgesehen sein, um eine Abstimmung zur Verfügung zu stellen. In den Ausführungsformen der Erfindung sind eine Bank von festen Kondensatoren und eine Bank von elektronisch abstimmbaren Kondensatoren vorgesehen. Die einstellbaren Kondensatoren in der beispielhaften Ausführungsform repräsentieren 40% der verfügbaren Gesamtkapazität. Dies wird gemacht, um die 20%-ige Varianz der Mittenfrequenz aufgrund von Herstellungsvariationen zu akkommodieren. Um andere Bereich von Herstellungsvariationen oder alternativen Abstimmschemen zu akkommodieren, können ein jeglicher Anteil oder alle der Kondensatoren umschaltbar sein. Es ist des weiteren anzumerken, dass jeglicher Typ von umschaltbarem Kondensator zusätzlich zu einem MOS-Kondensatortyp verwendet werden kann.
  • 24 ist eine beispielhafte Darstellung eines Abstimmvorgangs unter Verwendung von geschalteten Kondensatoren. Die im unteren Diagramm 2402 gezeigten Filterantworten veranschaulichen eine Abstimmung eines Dummyfilters 2310, das in einer Abstimmschaltung 2302 von 23a enthalten ist. Eine Frequenzantwort, die in dem oberen Diagramm 2404 abgestimmt wird, zeigt die Abstimmung des beispielhaften 1200 MHz-Bandpassfilters 2304 von 23a. Anfänglich wird keiner der geschalteten Kondensatoren in einer Dummyfilterschaltung angewendet. Dadurch liegt die Filterantwort anfänglich 2406 über der letztlich erwünschten Abstimmantwortfrequenz 2408. Bei diesem Beispiel werden Kondensatoren hinzugefügt, bis die Filterantwort des Dummyfilters um ca. 925 MHz zentriert ist. Die abgestimmte Antwort des 925 MHz-Dummyfilters 2408 ist jedoch nicht die erwünschte Mittenfrequenz des Bandpassfilters im Signalpfad. Die Werte, die zum Abstimmen des Dummyfilters verwendet werden, würden das 1,200 MHz-Filter nicht auf die richtige Antwort abstimmen. Frequenzskalierung wird dazu verwendet, die gewünschte Antwort abzustimmen. Dies kann erreicht werden, weil auf einem Chip angeordnete identische Kondensatoren in Wert und Parasitärkapazitanzen gut zusammenpassen. Insbeson dere kann Kondensatorabgleich leicht durchgeführt werden durch das Beibehalten ähnlicher Abmessungen zwischen Gruppen von Kondensatoren. Beim Skalieren einer Antwort zum Bestimmen einer in einem Bandpassfilter anzuwendenden Kapazität wurden identische Werte in den Dummy- und Bandpassschaltungen beibehalten. Somit ist nur ein Skalieren der Kondensatoren nötig. Die Frequenzbeziehung in der beispielhaften Anordnung ist angegeben durch das Verhältnis:
    Figure 00550001
  • Für diese besondere Anordnung werden identische Induktorwerte L1 = L2 verwendet. Dies kürzt zu:
    Figure 00550002
  • Für die beispielhafte Anordnung ist dies gleich 925/1200, oder ein Kapazitätsverhältnis von 3:5. Es ist jedoch anzumerken, dass andere Verhältnisse eine äquivalente Durchführung der Abstimmung ermöglichen.
  • Unter erneuter Bezugnahme auf 23a sind verschiedene Steuersignale gezeigt, die auf die Abstimmschaltung angewendet werden. Falls die Abstimmung nach der Abstimmprozedur einen geringfügigen Versatz aufweist, wird eine Offset-Steuerschaltung innerhalb der Abstimmschaltung von 23 vorgesehen, um die Abstimmung der Filter geringfügig nach oben oder unten zu verschieben, indem sie eine manuelle Einrichtung zum Hinzufügen oder Entfernen eines Kondensators zur Verfügung stellt. Diese Steuerung ist gezeigt durch eine "Auf/Ab" Steuerlinie 2324 von 23a. Die beispielhafte Abstimmschaltung von 23 ist zusätzlich mit einer "LO" 2308 Abstimmfrequenz zum Abstimmen des Dummyfilters versehen. Das "10 MHz-Bezug"-Signal 2326 wird als Takt verwendet in der Abstimmschaltung, welche die Reihenfolge des Hinzufügens von Kondensatoren steuert. Das "Reset"-Signal 2328 setzt die Abstimmschaltung für den nächsten Abstimmzyklus zurück.
  • 25 ist ein Blockdiagramm einer beispielhaften Abstimmschaltung. Ein Reset-Signal 2502 wird verwendet, um beim Anschalten alle Kondensatoren aus der Schaltung zu eliminieren durch Zurücksetzen eines Zählers 2504, der die Anwendung der geschalteten Kondensatoren steuert. Das Reset-Signal kann durch einen Controller initiiert oder lokal erzeugt werden. Dies stellt einen bekannten Ausgangspunkt für die Filterabstimmung zur Verfügung. Als nächstes wird eine Filterleistungszahl untersucht, um iterativ zu bestimmen, wann die Abstimmung beendet werden soll.
  • 26 veranschaulicht die Beziehung der Amplitude 2602 und Phase 2604 in einem LC-Filter, das auf seine Mittenfrequenz fc abgestimmt ist. Beim Abstimmen eines Filters auf eine Mittenfrequenz sind zwei Antworten für die Untersuchung verfügbar. Amplituden- und Phasenantwort sind Parameter, die zum Abstimmen des Filters verwendet werden können. Für ein Breitband-LC-Filter ist die Amplitudenantwort 2602 nicht der optimale zu überwachende Parameter. An der Mittenfrequenz ist der obere Teil der Antwortkurve ist flach, was eine Beurteilung erschwert, wenn die Antwort exakt zentriert ist. Die Phasenantwort 2604 besitzt jedoch eine ausgeprägte Steilheit auf der Mittenfrequenz. Die steile Neigung des Phasensignals liefert einen leicht erkennbaren Übergang für die Bestimmung, wann die Mittenfrequenz erreicht wurde.
  • Unter erneuter Bezugnahme auf 25 wird eine Phasenerfassung verwendet, um zu erfassen, wann ein Dummyfilter 2506 abgestimmt ist. Ein beispielhafter 925 MHz-Eingang von einer Schmalband-PLL wird 2508 an einen Phasendetektor 2510 eingegeben. Der Phasendetektor vergleicht die Phase eines Signaleingangs in einem Dummyfilter 2508 mit einer Phase des Ausgangs 2512 dieses Filters 2506. Der Phasendetektor erzeugt ein Signal, das intern tiefpassgefiltert wird zum Erzeugen eines DC-Signals 2514, das proportional zur Phasendifferenz der zwei Eingangssignale 2512, 2508 ist. Nach erfolgter Abstimmung liegt eine 90°-Phasenverschiebung über die Kondensatoren intern zum Phasendetektor vor, welche einer Phasenverschiebung von 0° über das Filter entspricht. Null (0) Grad Phasenverschiebung erzeugt einen 0 Volt-Ausgang. Da es bekannt ist, dass die Mittenfrequenz des Filters hoch ist, wenn die Kondensatoren aus der Filterschaltung 2506 weggeschaltet sind, ist der Komparator 2516, der auf das Tiefpassfilter folgt, so entworfen, dass er ein hohes Signal ausgibt 2518, das es ermöglicht, Filterkondensatoren dazuzuschalten, bis der Phasendetektor 2510 anzeigt, dass über das Filter 2506 bei der abgestimmten Frequenz keine Phasendifferenz vorliegt. Wenn eine Phasenverschiebung von 0° erfaßt wird, deaktiviert der Komparator 2516 den Zähler, wodurch verhindert wird, dass weitere Kondensatoren in die Filterschaltung zugeschaltet werden.
  • Der Phasendetektor 2510 verwendet einen Gilbert-Zellen-Mischer 2512 und ein integrales Low-Pan-Filter 2525 zur Phasendetektion. Es können jedoch auch weitere Phasendetektoren auf äquivalente Weise für die Mischerschaltung substituiert werden. Die 90°-Phasenverschiebung zwischen einem i-Port 2508 und einem q-Port 2512 wird durch den Mischer erfaßt. Eine 90°-Phasenverschiebung zwischen dem i- und q-Signal im Mischer liefert einen 0 Volt-Ausgang, der anzeigt, dass diese Signale in Quadraturbeziehung zueinander stehen. Die Signale sind als Differenzsignale gezeigt, jedoch können Eintaktsignale auf äquivalente Weise verwendet werden.
  • Der Phasendetektor out 2514 wird als nächstes an einen Komparator 2516 geliefert, der so eingestellt ist, dass er auslöst, wenn ein Nulldurchgang an seinem Eingang erfaßt wird. Wenn ein Nulldurchgang angetroffen wird, während sich der Phasendetektorausgang an Null annähert, verriegelt der Komparator, und ein Zähler 2504 wird abgeschaltet und zurückgesetzt 2518. Die Komparatorfunktion wird auf äquivalente Weise von jeglicher standardmäßigen Komparatorschaltung zur Verfügung gestellt, die dem Fachmann bekannt ist.
  • Der Zähler 2504 zählt basierend auf dem 10 MHz-Bezugstakt 2524, obgleich viele periodische Signale als Takt ausreichend sind. Während des Fortschreitens des Zählers werden mehr Filterkondensatoren in die Schaltung zugeschaltet. In den Ausführungsformen der Erfindung 15 werden Steuerleitungen 2526 verwendet, um die Kondensatoren gleichzeitig in die Dummyfilter und die Bandpassfilterbank zuzuschalten. Die Steuerleitungen bleiben fest verdrahtet mit beiden Filtern 2528, 2506 und werden nicht abgeschaltet. Sobald jedoch der Komparator 2516 den Zähler 2504 abschaltet, ist die Abstimmschaltung 2530 deaktiviert und wirkt sich nicht auf das Bandpassfilter 2520 im Signalpfad aus.
  • 27 ist ein schematisches Diagramm, das die interne Konfiguration von schaltbaren Kondensatoren in einer Differenzsignal-Übertragungsanordnung des Dummyfilters 2506 und den Aufbau des Phasendetektors 2510 zeigt. Ein Satz von fünfzehn Steuerleitungen 2526 wird verwendet, um fünfzehn Paare von MOS-Kondensatoren 2702 ein- und auszuschalten. Die Kondensatoren werden in dieser Konfi guration durch Anlegen eines bestimmten Steuersignals an einen virtuellen Massepunkt 2704 ein- und ausgeschaltet. Wenn die Kondensatoren also auf die gezeigte Weise verbunden sind, ist das Steuersignal an eine virtuelle Masse gelegt. Parasitäre Kapazitäten an dieser Stelle beeinträchtigen die Funktionalität des Filters 2506 daher nicht. Eine LC Stufe 2706 des Dummyfilters, die eine Verstärkung erzeugt, besitzt eine Differentialkonfiguration, und ihre LC-Element 2708 sind parallel mit den MOS-Kondensatoren 2702 verbunden.
  • Wenn somit ein Kapazitätsverhältnis von 3:5 in der beispielhaften einen Leitung der Ausführungsform verwendet wird, schaltet ein zum Dummyfilter 2506 führender fest verdrahteter Bus 2526 in 5 Einheitskondensatoren zu, während das andere Ende der Leitung, das zum Bandpassfilter (2528 von 25) im Signalpfad führt, 3 Einheitskondensatoren zuschaltet.
  • In der Mischerschaltung, die in der beispielhaften Ausführungsform als Phasendetektor 2710 verwendet wird, werden differentielle Spiegelfrequenz ("i")-Signale IP und IN und differentielle Quadratur ("q")-Signale QP und QN an den Phasendetektor eingegeben. Ein als Phasendetektor 2710 konfigurierter herkömmlicher Gilbert-Zellen-Mischer weist gemäß der Darstellung eine Verzögerung zwischen dem i-Port 2508 und dem q-Port 2512 zum Ausgang 2514 auf. Die i-Verzögerung zum Ausgang tendiert dazu, länger zu sein aufgrund der Tatsache, dass sie eine größere Anzahl von Transistoren durchlaufen muss als der q-Eingang zum Ausgangspfad. Selbst wenn i und q genau um 90° phasenverschoben sind, besteht die Tendenz, dass ein DC-Versatz aufgrund der Pfadlängenunterschiede, die einen Phasenfehler hervorrufen, erzeugt wird. Um diese Situation zu beheben, wird ein zweiter Gilbert-Zellen-Mischer dupliziert 2710 und parallel mit dem ersten 2710 verbunden. Der i-Port und der q-Port, die mit dem Mischer 2712 verbunden sind, werden jedoch vertauscht, um die Verzögerung auszumitteln, wodurch der Versatz tendenziell verringert wird. Dies resultiert in einem Ausgangsphasenfehler von fast 0°, der unabhängig von der Frequenz ist. Der Fachmann kennt andere Typen von Phasendetektoren und andere Mittel zum Abgleichen der Verzögerung, wie etwa eine Verzögerungsleitung, um eine äquivalente Funktion zur Verfügung zu stellen.
  • In der gezeigten Anordnung ist das Verlustpassfilter durch einen einzigen Kondensator 2714 an jedem Ausgang implementiert. Andere, äquivalente Verfahren zum Erzielen eines Tiefpassfilters, die dem Fachmann bekannt sind, sind jedoch ebenso akzeptabel.
  • Ein Verfahren der Filterabstimmung, das vorteilhaft den Frequenzsynthesizer-Ausgang anwendet, ist zur Gänze in der US-Patentanmeldung Nr. US-A-6549766 beschrieben, die am 15.04.2003 veröffentlicht wurde und den Titel "System and Method for On-Chip Filter Tuning" trägt, von Pieter Vorenkamp, Klaas Bult und Frank Carr; basierend auf der US-Provisional Application Nr. 60/108,459, hinterlegt am 12.11.1998 (B600: 33586).
  • Filter enthalten Schaltungselemente, deren Werte frequenz- und temperaturabhängig sind. Je niedriger die Frequenz, desto größer ist das zum Erhalt eines bestimmten Wertes erforderliche Element. Diese frequenzabhängigen Schaltungselemente sind Kondensatoren und Induktoren. Die Herstellung von Kondensatoren ist nicht so problematisch wie die Herstellung von Induktoren auf einer integrierten Schaltung. Induktoren erfordern im Verhältnis mehr Platz und haben aufgrund ihrer Größe einen temperaturabhängigen Q.
  • EMPFÄNGER
  • 28 ist ein Blockdiagramm einer ersten beispielhaften Anordnung eines Empfängers, die in der Ausführungsform der Erfindung verwendet werden kann. Die 28, 31, 32, 33 und 34 sind Anordnungen und Ausführungsformen von Empfängern, die Bandpassfilter und Spiegelfrequenzunterdrückungs-Mischer anwenden, um eine Spiegelselektion zu erzielen, die tendenziell die vorausgehend beschriebene Verzerrung reduziert. Die Ausführungsformen konvertieren vorteilhaft ein Eingangssignal (1906 in den 19, 28, 31, 32, 33 und 34) auf eine endgültige ZF-Frequenz (1914 in den 19, 28, 31, 32, 33 und 34) durch Verarbeitung des Eingangssignals im wesentlichen gemäß der Darstellung in 19. Die Spiegelselektion wird relativ zur Signalstärke des gewünschten Signals gemessen. Die Stärke der unerwünschten Spiegelfrequenz wird in Einheiten von Dezibel unterhalb des gewünschten Trägers (dBc) gemessen. In der beispielhaften Anordnung ist eine Spiegelfrequenzunterdrückung von 60 bis 65 dB erforderlich. In der Anordnung wurde diese Erfordernis zu mehr oder weniger gleichen Teilen auf eine Reihe von in Kaskade geschalteten Filterbänken und Mischern im Anschluß an die Filter verteilt. Die Filterbänke 1912, 1934 stellen eine Spiegelselektion von 30 bis 35 dBc zur Verfügung, und die verwendeten komplexen Mischer 4802, 4806 stellen eine zusätzliche Spiegelselektion von 30 bis 35 dBdBc zur Verfügung, was insgesamt eine Spiegelselektion von 60 bis 70 dBc für die Kombination zur Verfügung stellt. Die Anwendung von komplexem Mischen ermöglicht vorteilhaft eine Lockerung der Unterdrückungsanforderungen hinsichtlich der Filter. Zuerst wird ein Kanal eines Eingangsspektrums um eine erste ZF-Frequenz zentriert.
  • 29 ist eine beispielhaften Darstellung der Frequenzplanung, die in den Ausführungsformen der Erfindung für den Empfang von CATV-Signalen verwendet wird. Das Frequenzspektrum oben in der 4902 veranschaulicht beispielhafte empfangene HF-Signale in einem Bereich von 50 bis 860 MHz 4904. Die empfangenen HF-Signale werden an ein Bandpassfilter 4921 gelegt, um Außerband-Verzerrungsprodukte Image 1 4906 zu eliminieren. Der Frequenzplan verwendet auf vorteilhafte Weise einen Kompromiss zwischen einer Spiegelselektion, die durch Filter und Mischer bei verschiedenen Frequenzen erzielt werden kann. Die Verarbeitung der ersten ZF und der zweiten ZF haben viele Merkmale gemeinsam und werden in den nachfolgenden Absätzen gemeinsam erörtert.
  • Beispielsweise erzielen der zweite Mischer 4802 und die zweite Bank von ZF-Filtern 4834 von 28 eine Spiegelselektion von 35 dB bzw. 35 dB. Der dritte Mischer 4806 und die dritte ZF-Filterbank 1936 von 28 erzielen eine Spiegelselektion von 25 dB bzw. 40 dB. Die letzte Verteilung spiegelt die Tatsache wider, dass bei der niedrigeren dritten ZF-Frequenz der Q der Filter dazu tendiert, niedriger zu sein, und die Spiegelselektion der Mischer dazu tendiert, bei niedrigeren Frequenzen verbessert zu sein.
  • Beispielsweise unter erneuter Bezugnahme auf 28 wird ein Signal 1906 im Bereich von 50 bis 860 MHz durch den Mischer 1916 und LO2 1908 auf 1200 MHz IF-1 1918 aufwärtskonvertiert. Das Vorhandensein von LO-2 1904 bei 925 MHz, das erforderlich ist, um das Signal IF-1 1918 auf die 275 MHz IF-2 1922 abwärtszumischen, besitzt eine Spiegelfrequenz Image2 (4908 gemäß der Darstellung in 49) bei 650 MHz. Der Filter-Q des 1200 MHz-Mittenfrequenz-LC-Filters 1912 führt dazu, dass Image2 eine Zurückweisung von 35 dB erfährt, wodurch sie gedämpft wird. Um eine Spiegelselektion von 70 dB zu erzielen, muss eine weitere Zurückweisung von 35 dB durch den zweiten Mischer (4702 in 28) zur Verfügung gestellt werden, der das Signal von 1200 MHz auf 275 MHz konvertiert.
  • Unter weiterer Bezugnahme auf 28 findet sich wieder der gleiche Aufbau wie im vorausgegangenen Absatz, aber bei einer niedrigeren Frequenz für die zweite ZF 4914. Die Spiegelselektion des 275 MHz-Filters (1934 in 28) ist geringer aufgrund seines niedrigeren Q und der Tatsache, dass die Spiegelfrequenz Image3 4912 nur um 88 MHz 4910 vom Signal IF-2 4914 beabstandet ist. In der vorherigen ersten ZF-Stufe war die Spiegelfrequenz Image2 4908 um 550 MHz 4918 vom Signal IF-1 4916 beabstandet, was eine bessere Spiegelfrequenzdämpfung durch Filtersperrbänder zur Verfügung stellt. In dieser Situation können 25 dB Selektivität im Filter erzielt werden, was 40 dB Zurückweisung im Mischer erfordert, um mindestens 65 dB Dämpfung von Image3 zu erzielen.
  • Phasenabgleich bei niedrigeren Frequenzen ist genauer, was es ermöglicht, eine bessere Spiegelselektion vom dritten Mischer zu erhalten. Das Verfahren eines Kompromisses zwischen Filterselektivität und Mischer-Spiegelselektion bei verschiedenen Frequenzen ermöglicht es auf vorteilhafte Weise, dass ein Empfänger erfolgreich die Filter mit der gewünschten Spiegelfrequenzunterdrückung auf dem Chip integriert. Dieses Verfahren ist in den nachfolgenden Absätzen ausführlich beschrieben.
  • Unter erneuter Bezugnahme auf 28 ist es erwünscht, einen auf diesem Signalband 1906 empfangenen Kanal aufwärts zu konvertieren auf einen Kanal, der um eine Zwischenfrequenz von 1200 MHz 1918 zentriert ist. Ein Lokaloszillator 1908 erzeugt Frequenzen von 1250 MHz bis 2060 MHz. Beispielsweise wird ein bei 50 MHz zentrierter Kanal mit dem auf 1250 MHz eingestellten Lokaloszillator gemischt, um erste ZF-Frequenzkomponenten 1918 bei 1200 MHz und 1300 MHz zu erzeugen. Nur eine der zwei durch den Mischvorgang erzeugten Frequenzkomponenten, die identische Informationen enthalten, ist nötig; die Komponente 1,200 MHz der niedrigen Seite wird beibehalten. Das Filtern 1912 tendiert dazu, die unnötige Komponente der hohen Seite und andere unerwünschte Signale zu entfernen.
  • Die Auswahl, die erste ZF 1918 bei 1200 MHz zu zentrieren, macht die erste ZF empfindlich gegen Störungen aus einem Bereich der ersten Spiegelfrequenzen von 2450 MHz bis 3260 MHz (4906 gemäß der Darstellung in 29), je nach dem abzustimmenden Kanal. Die niedrigere Spiegelfrequenz von 2450 MHz resultiert daraus, dass die erste ZF von 1200 MHz zu der niedrigsten ersten LO hinzuaddiert wird, die bei 1250 MHz liegt, was 2450 MHz ergibt. Die höchste Spiegelfrequenz resultiert daraus, dass die erste ZF von 1200 MHz zu der höchsten ersten LO von 2060 MHz addiert wird, wodurch sich 3260 MHz als die höchste erste Spiegelfrequenz ergibt. Die Auswahl der ersten ZF 1918 bei 1200 MHz ergibt Spiegelfrequenzen (4906 von 29), die weit außerhalb des Bandes des Empfängers liegen. Das Resultat tendiert dazu, unerwünschte Frequenzen weit unten auf den Filterflanken von im Empfänger vorhandenen Filtern anzuordnen, wodurch sie gedämpft werden.
  • Nachdem ein Kanal auf eine erste ZF 1918 von 1200 MHz aufwärtskonvertiert wurde, wird er als nächstes durch eine Bank von 3 LC-Bandpassfiltern 1912 gefiltert, deren Antwort bei dieser Ausführungsform jeweils bei 1200 MHz zentriert ist. Diese Filter in Verbindung mit dem zweiten Mischer 4802 stellen 70 dB Spiegelfrequenzunterdrückung (4908 von 29) zur Verfügung. Filter sind vorteilhaft auf dem CMOS-Substrat integriert. Ein LC-Filter weist Induktoren (oder Spulen) und Kondensatoren auf. Ein auf einem CMOS-Substrat implementierter Induktor tendiert dazu, einen niedrigen Q zu haben. Der niedrige Q hat den Effekt, dass er die Selektivität und somit die Dämpfung von Außerbandsignalen reduziert.
  • Die Dämpfung von Außerbandsignalen kann erhöht werden durch Kaskadenanordnung eines oder mehrerer Filter. Das Kasdakieren von Filtern mit identischen Antwortkurven hat den Effekt, dass die Selektivität erhöht wird, bzw. Außerbandsignal weiter gedämpft werden. Die Ausführungsformen der Erfindung weisen vorteilhaft aktive gm Stufenfilter 1912, 1934 auf, um die Selektivität zu erhöhen und eine Schaltungsverstärkung zur Verfügung zu stellen, um die Signalstärke im Band zu verstärken. Bei der beschriebenen Ausführungsform ergeben drei auf einem CMOS-Substrat implementierte, in Kaskade geschaltete aktive LC-Filter eine zufriedenstellende Inbandverstärkung und stellen ca. 35 dB Außerband-Spiegelsignalabweisung zur Verfügung. Die Filter brauchen jedoch nicht auf aktive LC-Filter beschränkt zu sein; andere Charakteristiken und passive Filter sind in Erwägung ziehbare Äquivalente.
  • Die übrigen erforderlichen 35 dB Spiegelfrequenzunterdrückung müssen in der weiteren Schaltungsanordnung erhalten werden. Daher werden differentielle I/Q-Mischer 4802, 4806 vorteilhaft verwendet, um diese ca. 35 dB erforderliche zusätzliche Spiegelselektion in der ersten IF zu erhalten.
  • 30 ist ein Blockdiagramm, das veranschaulicht, wie eine Spiegelfrequenzunterdrückung in einem I/Q-Mischer bewerkstelligt wird. Ein I/Q-Mischer ist eine Vorrichtung, die vormals entwickelt wurde, um eine Einseitenband-Signalübertragung zu erzielen. Es ist dies eines von drei bekannten Verfahren zum Eliminieren von einem von zwei Seitenbändern. Diese Art von Mischer ist imstande, ein Signal zu übertragen und gleichzeitig ein anderes Signal zu eliminieren. Ein I/Q-Mischer besitzt auf vorteilhafte Weise zusätzlich zur Frequenzumsetzung die Eigenschaften der Spiegelfrequenzunterdrückung. Beispielsweise unter erneuter Bezugnahme auf 28 wird ein zweiter LO 1904 mit 925 MHz verwendet, um die Abwärtskonversion auf eine zweite ZF 1922 von 275 MHz zu erzeugen und gleichzeitig Spiegelfrequenzen aus der vorherigen Frequenzumsetzung durch LOI 1908 zu unterdrücken.
  • Die I/Q-Mischer werden in der Erfindung auf mehrere Weisen implementiert. Die Funktion insgesamt wird jedoch beibehalten. Eine Verbindung von Komponenten, die I/Q-Mischen bewerkstelligt, ist in dem beispielhaften I/Q-Mischer 4802 veranschaulicht, der in 28 gezeigt ist.
  • Zuerst wird ein Eingangssignal 1918 an eine Mischeranordnung eingegeben, die zwei herkömmliche Mischer 4828, 4830 mit jeweils einem differentiellen (wie gezeigt) oder Eintaktaufbau aufweist.
  • Lokaloszillatorsignale 1904, die nicht unbedingt gepuffert werden müssen, um I/Q-Mischen zu bewerkstelligen, werden an jeden Mischer gelegt. Die an jeden Mischer gelegten Lokaloszillatorsignale sind von der gleichen Frequenz, aber um 90° zueinander phasenverschoben. Somit ist ein Signal eine Sinusfunktion, und das andere ein Cosinus auf der Lokaloszillatorfrequenz. Die 90°-Phasenverschiebung kann im I/Q-Mischer oder extern erzeugt werden. In der Schaltung von 28 stellt eine herkömmliche mehrphasige Schaltung 4832 die Phasenverschiebung und das Splitting eines von der PLL2 4806 erzeugten Lokaloszillatorsignals zur Verfügung.
  • Zwei ZF-Signale, ein I ZF-Signal und ein Q ZF-Signal, werden von den Mischern ausgegeben und in eine andere herkömmliche mehrphasige Schaltung 4834 eingegeben. Die mehrphasige Schaltung gibt ein einziges Differenzausgang-ZF-Signal aus.
  • Unter erneuter Bezugnahme auf 30 verwendet der I/Q-Mischer zwei Multiplizierer 5002, 5004 und zwei Phasenverschiebungsnetze 5006, 5008 zum Erstellen einer trigonometrischen Identität mit dem Resultat, dass ein Signal weitergeleitet und das andere aufgehoben wird. Die verwendete trigonometrische Identität ist: cos(2πfRFt) cos(2πfLO1t) sin(2πfRFt) sin(2πfLO1t) = cos[2π(fRF – fLO1)t] (7)wobei fRF an Eingangssignal 5010 ist
    fLO1 der erste LO 5012 ist
  • Die erzeugten Signale und die Blöcke, welche die Operationen zum Erzeugen der Signaltransformation dieser Signale zum Erhalten des gewünschten Endresultats sind in 30 gezeigt. Der Vorgang wendet eine Hardware-Implementierung der trigonometrischen Identitäten an: sin(u) sin(v) = 1/2 [cos(u – v) – cos(u + v)] (8)und cos(u) cos(v) = 1/2 cos(u – v) + cos(u + v) (9)
  • Durch die Anwendung dieser trigonometrischen Identitäten auf die von den beiden Mischern erzeugten Signale ist das Produkt der Sinuswellen 5014: 1/2 [cos(2πfLO1t – 2πfRFt) – cos(2πfLO1t + 2πfRFt)] (10)und das Produkt der Cosinuswerte 5016 ist: 1/2 [cos(2πfLO1t – 2πfRFt) + cos(2πfLO1t + 2πfRFt)] (11)
  • Somit werden durch jede Multiplikation zwei Frequenzen erzeugt. Zwei der Frequenzen haben gleiches Vorzeichen und gleiche Frequenz, so dass bei ihrem Addieren 5018 das resultierende Signal eine positive Summe 5020 ist. Die andere erzeugte Frequenz hebt sich auf 5022. Die durch das Produkt der Sinuswerte erzeugte Summenfrequenzkomponente ist eine negative Größe. Die gleiche, durch die Multiplikation der Cosinuswerte erzeugte Summenfrequenzkomponente ist positive und besitzt die gleiche Größe. Wenn diese Signale zusammenaddiert werden, hat somit eine Frequenzkomponente, die in jedem Signal vorhandene Differenz, die zweifache Amplitude der einzelnen Signale, und die zweite erzeugte Summenfrequenz hat die entgegengesetzte Polarität zu dem anderen erzeugten Signal und hebt sich auf, wenn die Signale zusammenaddiert werden. Somit wird die Differenzfrequenz an den Ausgang weitergeleitet, während die Summenfrequenzkomponente aufgehoben wird.
  • Die Implementierung dieser trigonometrischen Identität durch eine Schaltung ist sehr nützlich für die Aufhebung von Spiegelfrequenzen. Gemäß der Darstellung in 4 sind das Signal S und das Spiegelsignal I gleich um die ZF-Frequenz von der Lokaloszillatorfrequenz beabstandet. Die Signalfrequenz wäre dargestellt durch den Ausdruck (2πfLO1t – 2πfRFt), und die Spiegelfrequenz wäre dargestellt durch cos(2πfLO1t + 2πfRFt). In der Ausführungsformen der Erfindung werden die Phasenverschiebungs- und Summenfunktionen unter Verwendung von standardmäßigen mehrphasigen oder anderen auf diesem Fachgebiet bekannten Schaltungen durchgeführt.
  • Eine mathematisch genaue Aufhebung kann erzielt werden. Reale Schaltungskomponenten sind jedoch nicht in der Lage, eine genaue Aufhebung der Spiegelfrequenz zu erzielen. Phasenfehler kommen in der Schaltungsanordnung vor. Ein Phasenfehler von 3° kann eine Spiegetfrequenzunterdrückung von 31,4 dBc ergeben, und ein Phasenfehler von 4° kann eine Spiegelfrequenzunterdrückung von 28,9 dBc ergeben. Diese Phasenfehler werden tendenziell in einer integrierten Schaltung auf CMOS erhalten. Es ist tendenziell nicht wünschenswert, zu versuchen, die gesamten 70 dBc an Spiegelselektion zu erhalten, weshalb die Filter nötig sind. Um beispielsweise 59 dBc an Spiegelfrequenzunterdrückung zu erhalten, wäre ein Phasenfehler von tendenziell nicht mehr als 0,125° im Mischer zulässig.
  • Durch Kombinieren der Spiegelfrequenzunterdrückung, die mit einem in CMOS ausgeführten LC-Filter erzielt werden kann, mit den Spiegelselektionseigenschaften eines I/Q-Mischers, die tendenziell in einer CMOS-IC erhältlich sind, wird eine erforderliche Spiegelfrequenzunterdrückung erhalten. Zusätzlich wurde die Frequenz einer ersten Aufwärtskonversion vorteilhaft so gewählt, dass sie eine Spiegelfrequenz eines ersten LO weit unten and den Filterflanken einer 1200 MHz-LC-Filterbank anordnet, wodurch die gewünschte Spiegelfrequenzunterdrückung erhalten wird.
  • Unter erneuter Bezugnahme auf 28 werden Pufferverstärker 4810 verwendet, um die Amplituden der LO-Signale 1908, 1904, 1930 zu rekonditionieren, welche die I/Q-Ports der Mischer 4802, 4806 ansteuern. Ein Abstand von mehreren Millimetern über einen Chip, von wo LOs erzeugt werden 4504, 4506, 4508, 4502, zu wo er an die Mischer 1916, 4802, 4806 gelegt wird, erfordert tendenziell eine Rekonditionierung der Flanken der Lokaloszillatorsignale. Puffern tendiert ebenfalls dazu, ein Belasten der PLLs 4504, 4806 zu verhindern.
  • Es ist wünschenswert, jegliches Vorauswahlfiltern zu eliminieren, das abstimmbare Bandpassfilter erfordert. Hierzu werden die Spiegelfrequenzantwort und die Lokaloszillator (LO)-Signale so eingestellt, dass sie außerhalb einer Empfangssignal-Bandbreite liegen. Die erste Signalkonversion eliminiert tendenziell jegliche Erfordernisse für Kanalselektivitätsfiltern im Vorderende des Empfängers. Wegen des IC-Ansatzes zu diesem Entwurf ist es wünschenswert, einen LO außerhalb der Signalbandbreite anzuordnen, um eine durch die Wechselwirkung der Empfangssignale und der ersten Lokaloszillatorsignale erzeugte Verzerrung zu verringern.
  • Eine Außerbandkanal-Unterdrückung von ca. 35 dB im Stufenfilter 1912 der ersten ZF ist ungenügend. Die zusätzlichen 35 dB an Selektivität, die von einem Mischer 4802 zur Verfügung gestellt werden, erhöhen die Selektivität. Es ist jedoch wünschenswert, ein Empfangssignal schnellstmöglich abwärts zu mischen. Dies ist deswegen wünschenswert, weil Filter bei niedrigeren Frequenzen tendenziell eine bessere Selektivität haben als bei den höheren ZF-Frequenzen. Durch schnellstmögliches Konvertieren eines Empfangssignals auf eine niedrigstmögliche Frequenz wird tendenziell eine bessere Filterung erhalten. Als nächstes werden zwei Frequenz-Abwärtskonversionen durchgeführt.
  • Es sind Filter verfügbar, die bei einer bestimmten Frequenz eine bessere Unterdrückung erzielen als ein LC-Filter, z.B. ein SAW-Filter. Während mit einem Filter wie etwa einem SAW-Filter eine bessere Filterung der Zwischenfrequenzen auf einer höheren Frequenz erzielt werden konnte, wäre es nicht möglich, einen vollintegrierten Empfänger zu erhalten. Ein SAW-Filter ist eine piezoelektrische Vorrichtung, die ein elektrisches Signal in ein mechanisches Vibrationssignal und dann zurück in ein elektrisches Signal wandelt. Filtern wird durch die Wechselwirkung von Signalwandlern im Wandlungsprozess erhalten. Ein Filter dieses Typs ist typischerweise aus einem Zinkoxid (ZnO2) aufgebaut, einem Material, das mit einer Integration auf einer CMOS-Schaltung unter Verwendung eines Silicium (Si)-Substrats nicht kompatibel ist. Bei alternativen Ausführungsformen der Erfindung sind SAW- oder andere im Stand der Technik bekannte externe LC-Filtertypen in Betracht gezogene Ausführungsformen. Insbesondere wird eine Hybridkonstruktion in Betracht gezogen, die eine auf ein Hybridsubstrat gebondete Empfänger-IC und auf dem Substrat angeordnete Filter anwendet.
  • Unter erneuter Bezugnahme auf den Frequenzplan von 29 ist eine Spiegelfrequenz-Empfindlichkeit (Image2) 4908 dem zweiten Lokaloszillator-Signal (LO2) 4920 zugeordnet. Unter erneuter Bezugnahme auf die Ausführungsform von 28 tritt dieses Image2 Signal bei fLO2 – fIF2 = 925 MHz – 275 MHz auf, d.h. bei 650 MHz. Wenn ein Signal von 650 MHz am Empfängereingang 4808 vorliegt, ist es möglich, dass ein 650 MHz-Signal auf die zweite ZF-Frequenz (IF2) (1922 von 28) abwärtsgemischt wird, was eine Störung mit dem erwünschten Empfangssignal verursacht, das sich nun auf der zweiten ZF-Frequenz befindet. Um eine Störung durch dieses Signal zu verringern, wurde der Empfänger so entworfen, dass er eine Unterdrückung von Image2 von mehr als 65 dB durch den Mechanismus erzeugt, der vorausgehend für die 1,200 MHz LC-Filterbank 1912 von 48 beschrieben wurde.
  • Unter erneuter Bezugnahme auf 48 wird als nächstes die dritte ZF erzeugt. Die dritte LO 1930 wird durch direkte Synthese erzeugt. Die Teilung durch 4 Block 4802 erzeugt einen dritten LO (LO3) von 231 MHz, der aus I- und Q-Signalen besteht, das die zweite ZF 1922 von 275 MHz auf die dritte und letzte ZF-Frequenz von 44 MHz 1926 abwärtsmischen soll. Eine zweite Abwärtskonversion auf die dritte ZF von 275 MHz wird in dem Entwurf verwendet. Wenn ein erstes ZF Signal von 1200 MHz direkt auf 44 MHz abwärtskonvertiert würde, wäre ein Lokaloszillatorsignal von 1156 MHz (1200 MHz – 44 MHz) erforderliche. Eine resultierende Spiegelfrequenz für diesen Lokaloszillator läge bei 1112 MHz (1200 MHz – 88 MHz). Eine Spiegelfrequenz von 1112 MHz würde im Band des 1200 MHz LC-Filters liegen. Es gäbe daher keine Unterdrückung dieser Spiegelfrequenz aus dem Filter der ersten IF, da sie im Durchlaßbereich liegt. Daher wird die dazwischenliegende Frequenzumsetzung auf eine zweite ZF von 275 MHz verwendet, um die Auswirkungen des Problems zu verringern.
  • Der dritte LO 1936 von 231 MHz liegt nahe der Mitte der Empfangssignal-Bandbreite 1906. Mit den drei Frequenzumsetzungen des Entwurfs liegt der dritte LO notwendigerweise im Empfangssignalband. Dies ist aus Sicht des Entwurfs nicht unerwünscht. Der Grund dafür ist, dass jegliche von einem dritten Lokaloszillator signal erzeugte Störantworten innerhalb der Empfangssignal-Bandbreite liegen. Die vorliegende Anordnung der Erfindung minimiert vorteilhaft diese unerwünschten Effekte.
  • Zum Erzeugen des dritten LO-Signals von 231 MHz würde typischerweise eine Phasenregelschleife verwendet werden, die einen spannungsgesteuerten Oszillator anwendet. Diese Frequenzkomponenten sind jedoch tendenziell hauptsächliche Erzeuger von Störprodukten, die tendenziell problematisch sind. Die vorliegenden Anordnungen vermeiden auf vorteilhafte Weise die Verwendung einer PLL und des dazugehörigen VCO beim Erzeugen des dritten LO-Signals 1930 bei 231 MHz. Eine Teilung-durch-4-Schaltung 4802 verwendet zwei Flip-Flops, welche die dritten I- und Q-LO-Signale 1930 aus dem zweiten LO 1904 mit 925 MHz erzeugen. Diese einfache direkte Synthese des dritten LO erzeugt tendenziell ein sauberes Signal. Die verringerte Erzeugung von Verzerrung innerhalb des Signalbandes ist in einem IC-Entwurf in dem alle Komponenten in körperlicher Nähe zueinander liegen, tendenziell wichtig. Wenn eine PLL zum Erzeugen des 231 MHz-Signals verwendet würde, würde ein externes Schleifenfilter für die PLL verwendet, was einen weiteren möglichen Pfad für die Einführung von Rauschen zur Verfügung stellt. Indem auf elegante Weise dieser dritte LO erzeugt wird, liegt er notwendigerweise innerhalb der Empfangssignal-Bandbreite, und die Einführung von Rauschen und Störungen durch das Substrat in den Empfangssignalpfad ist tendenziell minimiert.
  • LC-Filterabstimmung 4812, 4814, 4816 wird vorteilhaft beim Hochfahren des Chip durchgeführt. Eine "1200 MHz-Filterabstimmungs-"Schaltung 4812 stimmt die 1200 MHz-Tiefpassfilter 1912 ab; eine "275 MHz-Filterabstimmungs-"Schaltung 4814 stimmt das 275 MHz-Tiefpassfilter 1934 ab; und eine "44/36 MHz-Filterabstimmungs-"Schaltung 4816 stimmt je nach Anwendung alternativ ein letztes LC-Filter 1936 auf eine von zwei möglichen dritten ZF-Frequenzen (44 MHz oder 36 MHz) ab. Als Alternative wird bei dieser Ausführungsform das Filtern der dritten ZF-Frequenzen durch ein externes Filter 4818 durchgeführt. Dieses externe Filter kann eine SAW-Vorrichtung oder einen anderen Filtertyp aufweisen, der ein zufriedenstellendes Filtern der dritten ZF-Frequenz zur Verfügung stellt.
  • Wie vorstehend beschrieben, verwenden die Filterabstimmschaltungen 4812, 4814, 4816 Abstimmsignale basieren auf dem PLL2-Signal 4806, wobei die "44/36 MHz Filterabstimmungs-"Schaltung die PLL2-Frequenz geteilt durch vier 4802 anwendet.
  • Die gewählten Abstimmsignale können jedoch variieren. Jegliche oder alle der PLLs 4804, 4806, 4802 oder der Bezugsoszillator 4808 können zum Erzeugen eines Filterabstimmungssignals verwendet werden. Es kann auch eine einzige Frequenz zum Abstimmen aller Filter unter Anwendung der geeigneten Frequenzskalierung verwendet werden. Beim Abstimmen der LC-Filter wird zuerst der Chip eingeschaltet, und PLL2 4806 muss verriegeln. PLL2 muss gemäß der vorstehenden Beschreibung zuerst bei 925 MHz verriegeln. Ein VCO in der PLL 4806 wird zentriert, indem sein Resonanzkreis gemäß der vorstehenden Beschreibung mit abstimmbaren Kondensatoren eingestellt wird.
  • Sobald die PLL2 auf 925 MHz eingestellt ist, wird ein Schreibsignal ausgesendet, das anzeigt, dass ein stabiler Bezug für die Filterabstimmung verfügbar ist. Sobald ein stabiler 925 MHz-Bezug für eine Abstimmung am 1200 MHz-Filter verfügbar ist, findet die vorstehend beschriebene 275 MHz-Filterabstimmung statt. Sobald die Filterabstimmung beendet ist, sendet die Filterabstimmschaltungsanordnung über eine interne Steuerbusstruktur, welche den Empfänger mit einem Controller verbindet, ein Signal aus, das anzeigt, dass die Abstimmung beendet ist. Der Empfänger ist nun für das Auswählen und Abstimmen eines Kanals bereit.
  • Die Frequenzabstimmung empfangener Kanäle wird bei der Ausführungsform mit einer Grob- und Fein-PLL-Einstellung gemäß der vorstehenden Beschreibung bewerkstelligt. Die Abstimmung wird so durchgeführt, dass während des Abstimmvorgangs immer eine dritte ZF am Ausgang vorhanden ist. PLL1 4804 ist die Grobabstimmungs-PLL, die in 10 MHz-Schritten abstimmt. Die PLL2 4806 ist die Feinabstimmungs-PLL, die in 100 kHz-Schritten abstimmt. Beispielhafte Abstimmschritte können bis zu 25 kHz klein gemacht werden. Ein 100 kHz-Schritt wird für QAM-Modulation verwendet, und ein 25 kHz-Schritt wird für NTSC-Modulation verwendet.
  • Am Eingang des Tuners wird jeder beispielhafte Kanal um 6 MHz abgetrennt. Die PLL1 springt in Abstimmschritten von 10 MHz. Daher ist + oder -4 MHz der maximale Abstimmfehler. Würden die verwendeten Filter eine Schmalbandpasscharakteristik aufweisen, wäre dieser Abstimmansatz weniger wünschenswert. Wäre beispielsweise die Filterbandbreite einen Kanal, 6 MHz, breit, und die erste ZF könnte 1204 MHz oder 1196 MHz betragen, könnte der gewählte Kanal nicht abgestimmt werden. Die Bandbreite der in Kaskade geschalteten Filter im ersten ZF-Strei fen beträgt ca. 260 MHz. Die Bandbreite der bei 275 MHz im zweiten ZF-Streifen zentrierten Filter beträgt ca. 50 MHz. Die Bandbreiten sind so eingestellt, dass sie mehrere Kanäle breit sind, eine Charakteristik, die auf vorteilhafte Weise den niedrigen Q in den auf dem Chip eingebauten LC-Filtern nutz. Die zwei PLLs gewährleisten, dass immer ein dritter ZF-Ausgang erhalten wird. Die erste PLL, die grob abstimmt, muss von 1250 bis 2060 MHz abstimmen, eine große Bandbreite. PLL2, die Feinabstimmungs-PLL, muss von + bis -4 MHz abstimmen, was tendenziell leichter durchgeführt werden kann.
  • 31 zeigt eine zweite Anordnung eines Empfängers. Diese Anordnung ist ähnlich der Ausführungsform von 28, verzichtet jedoch auf den ersten IR-Unterdrückungsmischer (4802 von 28). Die annähernd 35 dB an Spiegelselektion, die aufgrund der Entfernung des IR-Unterdrückungsmischers eliminiert wurden, werden durch die erhöhte Filterunterdrückung wettgemacht, die von einer 1200 MHz LC-Filterbank 5101 zur Verfügung gestellt wird. Der IR-Unterdrückungsmischer ist durch einen herkömmlichen differentiellen Mischer 5104 ersetzt. Der benötigte IO ist ein einziges differentielles LO-Signal 5106 anstatt der vorausgehend beschriebenen differentiellen I- und Q-Signale. Es werden bessere Filter verwendet, oder als Alternative eine zusätzliche Reihe von drei 1200 MHz LC-Filtern 1912 für insgesamt sechs in Kaskade geschaltete Filter 5101, um eine ausreichende Spiegelselektion zur Verfügung zu stellen. Dieser Entwurf bietet den Vorteil, dass er auf einer integrierten Schaltung einfacher zu implementieren ist.
  • Falls auf der integrierten Schaltung ein hoher Q oder eine bessere Filterselektivität vorgesehen ist, werden 65 dB an Spiegelfrequenzunterdrückung bei 650 MHz benötigt. Bei einer alternativen Anordnung kann die dritte Abwärtskonversion auf eine ähnliche Weise bewerkstelligt werden durch Weglassen des dritten I/Q-Mischers 4806 und Erhöhen der Selektivität der 275 MHz-Filterbank 5102. Der Mischer 4806 ist durch einen herkömmlichen Mischer ersetzt, der nur einen einzigen differentiellen dritten LO benötigt.
  • 32 zeigt eine dritte alternative Anordnung, die tendenziell eine kontinuierliche Abstimmung des Filters über der Temperatur zur Verfügung stellt, und tendenziell die Antwortkurve des Filters genauer auf die gewünschte Frequenz zentriert hält. Diese Anordnung behält die Trennung des I-Signals 5202 und des Q-Signals 5204 durch die zweite ZF-Stufe 5206 bei. In der dritten Frequenzumsetzungsstufe 5208 werden das I- und das Q-Signal in die Signale I', –I, Q und –Q transformiert. Diese alternative Anordnung beruht auf einer "dreistufigen Mehrphase" 5210, um eine Spiegelfrequenzunterdrückung zur Verfügung zu stellen. Der Vorteil der Verwendung eines Gyrators anstelle der dualen LC-Filterbank 5212 ist es, dass tendenziell eine enge Beziehung zwischen I und Q durch die gesamte Schaltung aufrechterhalten wird. Die Phasenbeziehung am Ausgang des Gyratorfilters ist tendenziell sehr nahe bei 90°. Falls ein LC-Filter verwendet wird, gibt es keine Kreuzkopplung, um die Phasenbeziehungen wie im Gyrator beizubehalten. In der LC-Filterkonfiguration verläßt man sich völlig auf Phasen- und Amplitudenabgleich, um die Integrität des I- und Q-Signals aufrechtzuerhalten. Die Gyratorschaltung weist den zusätzlichen Vorteil auf, dass sie tendenziell die Phasenbeziehung von Signalen verbessert, die ihm anfänglich zugeführt werden und nicht genau in Quadraturphase sind. Beispielsweise wird die Phasenbeziehung eines I-Signals, das anfänglich dem Gyrator zugeführt wird und um 80° von seiner Q-Komponente phasenverschoben ist, kontinuierlich durch den gesamten Gyrator verbessert, so dass beim Austritt der Signale aus dem Gyrator tendenziell eine Quadraturphase von 90° zwischen dem I- und Q-Signal hergestellt ist, wie in einem Mehrphasen-Schaltungselement. Diese vorliegende Anordnung stellt den zusätzlichen Vorteil zur Verfügung, dass sie leicht auf ein CMOS-Substrat integriert werden kann, da der Gyrator die Induktoren eliminiert, die ein LC-Filter erfordern würde. Filtertakt- und -frequenzerzeugung verwenden die vorausgehend beschriebenen Verfahren.
  • 33 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften CATV-Tuners, der eine Anordnung gemäß der Beschreibung in 28 bis 32 aufweist. Die beispielhafte Anordnung des Empfängers ist für terrestrischen und Kabelfernsehempfang von Signalen von 50 bis 860 MHz. Fernsehsignale in diesem beispielhaften Band sind Frequenz-QAM oder NTSC-modulierte Signale. Ein Empfänger gemäß der Beschreibung erfüllt seine Funktion gleich gut beim Empfangen von digitalen oder analogen Signalen. Es ist jedoch anzumerken, dass die offengelegte Empfängerarchitektur ebenso gut funktioniert unabhängig von den verwendeten Frequenzen, der Art der Übertragung, oder der Art des übertragenen Signals. Hinsichtlich der an den Empfänger eingegebenen Signalpegel kann der dynamische Bereich der im Empfänger verwendeten Vorrichtungen dementsprechend eingestellt werden. Daher sind in einem Breitbandempfänger Verzerrungsprodukte insbesondere problematisch. Der in der beispielhaften Anordnung dargestellte Empfänger reduziert tendenziell auf vor teilhafte Weise Störungsproblem, die durch diese Art von Verzerrung erzeugt werden.
  • Bei der beispielhaften Anordnung können an den Empfänger eingegebene Signale in einem Bereich von +10 bis +15 dBm liegen, wobei Null dBm = 10 log(1 mV/1 mV). Es ist anzumerken, dass im Fall eines Kabels, das die HF-Signale überträgt, eine den Signalen aufgeprägte Dämpfungshüllkurve eine nach unten gerichtete oder negative Neigung aufweist. Diese nach unten gerichtete oder negative Neigung ist ein Resultat einer Tiefpassfiltercharakteristik des Koaxialkabels. Dieser Effekt kann kompensiert werden durch Einführen eines Verstärkungselementes in die Signalkette, das eine positive Neigung aufweist, um die aus der Kabelübertragung resultierende negative Neigung zu kompensieren.
  • In einem Breitbandempfänger, der dazu entworfen ist, empfangene Signale über mehrere Oktaven Bandbreite zu verarbeiten, kann diese Übertragungscharakteristik ein Problem aufweisen. Beispielsweise ist es in dem von 50 bis 860 MHz reichenden Kabelfernsehband möglich, dass durch die niedrigerfrequenten Signale in dieser Bandbreite erzeugte Verzerrungsprodukte auf eine der höheren abgestimmten Frequenzen fallen, z.B. 860 MHz. In einem Empfänger mit Multioktav-Bandbreite sind Oberwellensignale problematisch, da sie auch innerhalb der Empfängerbandbreite liegen und nicht tiefpass-ausgefiltert werden können. Wenn ein Kanal auf einer der höheren Frequenzen das gewünschte Signal ist, auf das der Empfänger abgestimmt ist, verringert die Tiefpassfiltercharakteristik des Kabels oder Übertragungsmediums die Stärke dieses gewünschten abgestimmten Signals relativ zu den niederfrequenteren, nicht abgestimmten Signalen. Wegen der relativ größeren Stärke des niederfrequenteren Signals ist die Stärke der von ihnen erzeugten Verzerrungsprodukte an Stärke mit dem gewünschten abgestimmten Signal vergleichbar. Somit können diese Verzerrungsprodukte eine Menge Störungen des gewünschten Empfangssignals verursachen, wenn eine ihrer Oberwellen zufällig auf der gleichen Frequenz wie das abgestimmte Signal auftritt.
  • Der Frequenzplan dieses Tuners ermöglicht es, dass er auf einer einzigen CMOS-IC 4822 ausgeführt wird und gemäß der vorstehenden Beschreibung in 48 arbeitet. Dieser beispielhafte CATV-Tuner mit Einfachaufwärts- und Zweifachabwärtskonversion verwendet zwei PLLs, die von einem gemeinsamen 10 MHz-Kristalloszillator 5302 abgehen. Aus den Referenzen des 10 MHz-Kristalloszillators erzeu gen die PLLs zwei Lokaloszillatorsignale, die verwendet werden, um eine empfangene Radiofrequenz auf eine Zwischenfrequenz abwärts zu mischen. Dieser integrierte CATV-Tuner verwendet auf vorteilhafte Weise Differenzsignale über seine gesamte Architektur, um eine ausgezeichnete Rauschunterdrückung und ein verringertes Phasenrauschen zu erzielen. Der Empfänger der vorliegenden Erfindung stellt vorteilhaft Kanalselektivität und Spiegelselektion auf dem Chip zur Verfügung, um das in den Empfangssignalpfad eingebrachte Rauschen zu minimieren. Die differentielle Konfiguration tendiert ebenfalls dazu, auf dem CMOS-Substrat erzeugtes Rauschen sowie externes Rauschen zu unterdrücken, das in die differentiellen Leitungen des 10 MHz-Kristalls abgestrahlt wird, die ihn mit dem Substrat verbinden. Bei dieser Anordnung ist ein externes Vorderende gemäß der vorausgehenden Beschreibung auf einem separaten Chip 5304 vorgesehen, und ein externes Filter 5306 wird verwendet.
  • Die Details integrierter Tuner sind ausführlicher in der WO Patentanmeldung Nr. WO-A-00/028664, veröffentlicht am 18.05.2000 mit dem Titel "Fully Integrated Tuner Architecture" von Pieter Vorenkamp, Klaas Bult, Frank Carr, Christopher M. Ward, Ralph Duncan, Tom W. Kwan, James Y. C. Chang und Haideh Khorramabadi; basierend auf der Vorläufigen US-Anmeldung Nr. 60/108,459, hinterlegt am 12.11.1998 (B600: 33586), offengelegt.
  • AUSFÜHRUNGSFORM TELEFONIE ÜBER KABEL
  • 54 ist ein Blockdiagramm einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Empfängers mit niedriger Leistung, der für den Empfang von Kabeltelefoniesignalen konfiguriert ist. Diese Dienstleistungen unter anderen angebotenen Kabeldienstleistungen verwenden HF-Empfänger. Ein Kabeltelefonempfänger konvertiert ein auf dem Kabel vorhandenes HF-Signal in ein Basisbandsignal, das zur Verarbeitung in ein Audiosignal oder eine andere Signalart geeignet ist, das über Zweiwegübertragung zu einem Telefonsystem und einem Teilnehmer geleitet wird. Wenn solche Dienstleistungen auf breiter Basis angeboten werden und in eine gemeinsame Vorrichtung eingegliedert sind, tendieren die Kosten pro Einheit und die Leistungsverluste dazu, problematisch zu werden. Es ist wünschenswert, einen kostengünstigen und leistungseffizienten Empfänger zur Verfügung zu stellen.
  • Empfänger, die auf einen einzigen Chip integriert sind, der Filter auf dem Chip aufweist, senken Kosten. Die Anordnung von Filtern auf einer integrierten Schaltung resultiert jedoch in einem hohen Leistungsverbrauch durch den Chip. On-Chip-Filter erfordern Abstimmschaltungsanordnungen, die tendenziell beträchtliche Leistungsmengen verbrauchen. Eine Entfernung dieser Schaltungsanordnung ermöglicht eine Leistungsreduzierung auf weniger als 2 Watt pro Empfänger. Jedes Mal, wenn ein Signal von einer integrierten Schaltung abgeführt wird, erhöhen sich die Chancen, dass Systemrauschen zunimmt, aufgrund der Neigung der externen Verbindungen, Rauschen aufzunehmen. Eine sorgfältige Signalführung und die angemessene Frequenzplanung der vorliegenden Ausführungsform sind so berechnet, dass diese unerwünschten Effekte reduziert werden.
  • Zuerst wird ein Eingangssignal durch einen HF-Vorderende-Chip 5304 geleitet, wie vorausgehend beschrieben wurde. Die erste Frequenz-Aufwärtskonversion auf die erste ZF 5402 wird auf dem integrierten Empfängerchip durchgeführt. Nach dem Durchleiten eines 50–860 MHz-Signals durch ein Empfänger-Vorderende 5304, das einen Differenzausgang an den Empfängerchip 5404 liefert, wird das Signal abwärtskonvertiert auf 1220 MHz 5402. Der 1270 bis 2080 MHz-LO 5406 wird auf dem Chip durch eine erste PLL-Schaltung, PLL 1 5408, erzeugt. Das 1220 MHz-Differenzsignal wird durch Pufferverstärker 5410 geleitet und an ein Off-Chip-Differenzsignalfilter 5412 mit einer Mittenfrequenz bei 1220 MHz gelegt, das einen charakteristischen Widerstand von 200 Ω besitzt. Das Differenzsignal tendiert dazu, die erforderliche Rauschunterdrückung zur Verfügung zu stellen, wenn das Signal vom Chip herunter- und dann wieder hinaufgeleitet wird. Als nächstes wird das Signal auf die integrierte Schaltung 5404 zurückgeleitet, wo es wieder durch einen Sende-Pufferverstärker 5414 geleitet wird.
  • Die zweite Frequenz-Abwärtskonversion auf die zweite ZF 5416 wird auf dem integrierten Empfängerchip durchgeführt. Ein 1176 MHz-Differential-I- und -Q-LO 5418 wird auf der integrierten Schaltung durch eine zweite PLL, PLL2 5420 und Mehrphase 5422 erzeugt. Die resultierende zweite ZF-Frequenz 5616 beträgt 44 MHz. Der zum Erzeugen der zweiten ZF verwendete Mischer ist ein Mischer 5424 vom I/Q-Typ, der das Signal daraufhin durch eine Mehrphasenschaltung 5426 leitet. Die zweite ZF wird dann durch einen dritten Pufferverstärker 5428 geleitet. Das Signal wird als nächstes vom Chip herunter zu einem Differentialfilter geleitet, das auf 44 MHz 5430 zentriert ist. Nach dem Filtern wird das Signal an die integrierte Schaltung zurückgeschickt, wo es durch einen Verstärker 5432 mit variabler Verstärkung verstärkt wird.
  • Die Details eines Empfängerentwurfs mit niedriger Leistung sind ausführlicher in der US-Patentanmeldung Nr. US-A-6 377 316, veröffentlicht am 23.04.2002 mit dem Titel "System and Method for Providing a Low Power Receiver Design" von Frank Carr und Pieter Vorenkamp; basierend auf der US-Provisional Application No. 60/159,726, hinterlegt am 15.10.1999 (B600: 34672), offengelegt.
  • ELEKTRONISCHE SCHALTUNGEN, WELCHE ANORDNUNGEN DES EMPFÄNGERS AUFWEISEN
  • 55 zeigt eine Set-Top-Box 5502, die zum Empfangen von Kabelfernseh (CATV)-Signalen verwendet wird. Diese Kästen weisen typischerweise einen Empfänger 5504 und eine Descrambling-Einheit 5506 auf, um es dem Teilnehmer zu ermöglichen, hochwertige Programme zu empfangen. Zusätzlich können Teilnehmer auf eine Pay-for-View-Basis eine Programmierung über ihre Set-Top-Boxen bestellen. Diese Funktion erfordert zusätzlich Modulationsschaltungsanordnungen und einen Radiofrequenzsender zum Übertragen des Signals über das CATV-Netz 5508.
  • Set-Top-Boxen können je nach der Art des Netzes auch andere Dienstleistungen zur Verfügung stellen. Diese Vorrichtungen umfassen IP-Telefone, digitale Set-Top-Karten zum Einsetzen in PCs, Modems zum Anschließen an PCs, Internet-TVs und Videokonferenzsysteme.
  • Die Set-Top-Box ist die Vorrichtung, die den Teilnehmern eine Schnittstelle mit dem Netz zur Verfügung stellt und sie die Anwendungen durchführen läßt, die auf dem Netz verfügbar sind. Andere Vorrichtungen im Haus, die gegebenenfalls an das Netz angeschlossen werden, umfassen IP-Telefone, digitale Set-Top-Karten zum Einsetzen in PCs, Modems zum Anschließen an PCs, Internet-TVs und Videokonferenzsysteme.
  • Um auf zufriedenstellende Weise digitale Dienstleistungen zur Verfügung zu stellen, die eine hohe Bandbreite erfordern, müssen Set-Top-Boxen eine leicht verwendbare Schnittstelle zwischen dem Anwender und dem CATV-Provider zur Verfügung stellen. Ein Speicher 5510 und von einer CPU 5512 getriebene Grafiken machen die Anwendung einem Anwender so ansprechend wie möglich, wenn er die Set-Top-Box 5514 als Schnittstelle verwendet.
  • Des weiteren kann der Set-Top Daten im Internetprotokollformat empfangen und besitzt eine ihm zugeteilte IP-Adresse. Auch zufriedenstellende Verfahren zum Abwickeln von RP ("reverse path")-Kommunikationen müssen interaktive digitale Dienstleistungen zur Verfügung stellen. Alle diese Dienstleistungen verwenden ein Betriebssystem, das in der Set-Top-Box 5502 resident ist, um eine Anwenderschnittstelle zur Verfügung zu stellen und mit der Kopfstelle 5514 zu kommunizieren, wo die Dienstleistungen zur Verfügung gestellt werden.
  • Um Dienstleistungen zu empfangen und Anforderungen für eine Dienstleistung bidirektional über ein CATV-Netz zu übertragen, muss das Datensignal auf ein HF-Trägersignal aufmoduliert werden. Die Set-Top-Box ist ein günstiger Ort zum Modulieren des Trägers für eine Übertragung, oder um den modulierten Träger in ein Basisbandsignal zur Verwendung am Ort des Anwenders zu konvertieren.
  • Dies wird mit einem Radiofrequenz (HF)-Sender und -Empfänger bewerkstelligt, die gemeinhin in Kombination als Transceiver 5508 bezeichnet wird. Ein bidirektionales Signal von einer Kabelkopfstelle 5514 wird über ein Kabelnetz übertragen, das Kabel- und drahtlose Datenübertragung aufweist. Am Ort des Teilnehmers wird ein Signal 3406 als Eingang an der Set-Top-Box 5502 des Teilnehmers empfangen. Das Signal 3406 wird an einen Set-Top-Box-Transceiver 5504 eingegeben. Der Set-Top-Box-Transceiver 5504 weist eine oder mehrere Empfänger- und Senderschaltungen auf. Die verwendeten Empfängerschaltungen sind gemäß einer Ausführungsform der Erfindung aufgebaut. Vom Set-Top-Box-Transceiver werden empfangene Daten an einen Entschlüsselungskasten 5506 geleitet. Wenn das Fernsehsignal verschlüsselt wurde, führt dieser Kasten eine erforderliche Descrambling-Operation an dem Signal durch. Nach dem Durchleiten durch den Entschlüsselungskasten wird das Signal als nächstes an einen Set-Top-Box-Decoder 3416 geleitet, wo das Signal in Audio- und Videoausgänge 3414 demoduliert wird. Die Set-Top-Box weist eine CPU 5512 mit Grafikfähigkeit und einen Speicher 5510 auf, um eine Schnittstelle zur Verfügung zu stellen und die Set-Top-Box über eine Datentransferstruktur 5514 zu steuern. Eine optionale Ein-/Ausgabefähigkeit 5516 ist für eine direkte Anwenderschnittstelle mit der Set-Top-Box zur Verfügung gestellt. Um Anweisungen vom Anwender an die Kopfstelle zu übertragen, werden Informationen über die Datentransferstruktur 5514 in das Transceivermodul an den internen Sender über das Kabel-TV-Netz an die Kopfstelle übertragen.
  • 36 veranschaulicht den integrierten Fernsehempfänger 5602. Dieser Fernseher könnte einer sein, der digitale oder analoge Rundfunksignale 5604 verarbeitet. Ein beispielhaftes integriertes Switchless-Dämpfungsglied und ein rauscharmer Verstärker 3408 ist die erste Stufe in einem in einem Fernsehgerät enthaltenen Empfänger. Das integrierte Switchless-Dämpfungsglied und der rauscharme Verstärker wird als "Vorderende" des Empfängers zum Einstellen der Amplitude des eintreffenden Signals verwendet. Eintreffende Fernsehsignale, ob sie nun über ein Kabel oder eine Antenne empfangen wurden, weisen von empfangenem Kanal zu Kanal eine stark variierende Stärke auf. Unterschiede in der Signalstärke gehen u.a. auf Verluste im Übertragungspfad, die Entfernung vom Sender bzw. von der Kopfstelle, Behinderungen im Signalpfad zurück.
  • Das Vorderende stellt den Empfangssignalpegel auf einen optimalen Wert ein. Ein zu starkes Signal erzeugt eine Verzerrung in der nachfolgenden Schaltungsanordnung, indem es sie in einen nichtlinearen Arbeitsbereich übersteuert. Ein zu schwaches Signal geht im Grundrauschen verloren, wenn in einem Versuch, die Signalstärke zu verstärken, eine darauffolgende Schaltungsanordnung mit einer hohen Rauschzahl verwendet wird. Bei Verwendung in Verbindung mit einer automatischen Pegelregelungs ("ALC")-Schaltungsanordnung (5604) spricht das integrierte Switchless-Dämpfungsglied und der rauscharme Verstärker auf ein erzeugtes Rückkopplungssignal an, das an seinen Steuerspannungsanschluß eingegeben wird, und stellt den Eingangssignalpegel so ein, dass eine optimale Leistungsfähigkeit zur Verfügung gestellt wird.
  • Nach dem Durchlaufen des Vorderendes 3408 werden die HF-Signale 5604 an den Tuner 5620 eingegeben. Diese Tunerschaltung ist gemäß der Beschreibung in den vorausgegangenen Ausführungsformen, wo ein einziger Kanal aus einer Vielfalt von Kanälen gewählt wird, die im Eingangssignal 5604 angeboten werden. Eine automatische Feinabstimmschaltung ("AFT") 4622 ist vorhanden, um den Pegel des letztendlich an die Fernsehsignalverarbeitungs-Schaltungsanordnung 5610 ausgegebenen ZF-Signals 5624 einzustellen. Die Signalverarbeitungs-Schaltungsanordnung trennt das Audiosignal 5602 vom letztendlichen ZF-Signal 5624 und gibt es an die Audio-Ausgabeschaltung wie etwa einen Verstärker und daraufhin an einen Lautsprecher 5618 aus. Das vom ZF-Signal 5624 abgetrennte Videosignal wird über das Videosignal 5606 an die Videoverarbeitungs-Schaltungsanordnung 5612 geleitet. Hier wird das analoge oder digitale Videosignal zur Anwendung als Steuersignale für die Schaltungsanordnung 5614 verarbeitet, welche die Erzeugung eines Bildes auf einer Anzeigevorrichtung 5626 steuert. Ein solcher Empfänger wäre typischerweise in einem Fernsehapparat, einer Set-Top-Box, einem VCR, einem Kabelmodem, oder jeglicher Art von Tuneranordnung enthalten.
  • 37 ist ein Blockdiagramm eines VCR, der eine integrierte Empfängerausführungsform 5702 in seiner Schaltungsanordnung aufweist. VCRs werden mit Anschlüssen hergestellt, die den Empfang und die Konvertierung eines Fernsehsendesignals 5704 in ein Videosignal 5706 ermöglichen. Die Rundfunksignale werden im VCR demoduliert 5708 und auf einem Aufzeichnungsmedium wie einem Band aufgezeichnet 5710, oder direkt als Videosignal ausgegeben. VCRs sind Verbrauchsgüter. Der Kostendruck erfordert eine wirtschaftliche, hochleistungsfähige Schaltungsanordnung für diese Einheiten, um zusätzliche Leistungsmerkmale zu bieten, da die Preise auf dem Markt fallen.
  • 38 zeigt ein Blockdiagramm eines typischen Kabelmodems. Ein "Kabelmodem" ist eine Vorrichtung, die eine Hochgeschwindigkeits-Datenverbindung (wie etwa zum Internet) über ein Kabel-TV (CATV)-Netz 5812 ermöglicht. Ein Kabelmodem weist üblicherweise zwei Verbindungen auf, eine mit der Kabel-TV-Buchse 5802, und die andere mit einem Computer 5804.
  • Es gibt mehrere Verfahren zum Verbinden von Kabelmodems mit Computern; Ethernet 10BaseT ist ein Beispiel. Das Koaxialkabel 5808 verbindet mit dem Kabelmodem 5806, das wiederum mit einer Ethernet-Karte 5814 in einem PC verbindet. Die Funktion des Kabelmodems ist es, ein Breitband (d. h. das Kabelfernsehnetz) mit Ethernet zu verbinden. Sobald die Ethernet-Karte eingesetzt ist, wird typischerweise die TCP/IP-Software zum Handhaben der Verbindung verwendet.
  • Online-Zugriff durch Kabelmodems ermöglicht es PC-Anwendern, Informationen mit Geschwindigkeiten herunterzuladen, die annähernd 1000-mal schneller sind als mit Telefonmodems. Kabelmodemgeschwindigkeiten liegen in einem Bereich von 500 Kbps bis 10 Mbps. Typischerweise sendet und empfängt ein Kabelmodem Daten auf zwei geringfügig verschiedene bzw. asynchrone Weisen.
  • Downstream zum Anwender übertragene Daten sind digitale Daten, die auf einen typischen 6 MHz Kanal auf einem Fernsehenträger zwischen 42 MHz und 750 MHz aufmoduliert sind. Zwei mögliche Modulationstechniken sind QPSK (das eine Datenübertragung von bis zu 10 Mbps ermöglicht) und QAM64 (das eine Datenübertragung von bis zu 36 Mbps ermöglicht). Das Datensignal kann in einem 6 MHz-Kanal benachbart zu existierenden TV-Signalen liegen, ohne die Kabelfernseh-Videosignale zu stören.
  • Der Upstreamkanal zum ISP-Provider wird mit einer Rate von zwischen 5 und 40 MHz übertragen. Dieser Übertragungspfad tendiert dazu, mehr Rauschen einzubringen als der Downstreampfad. Wegen dieses Problems ist QPSK oder ein ähnliches Modulationsschema in der Upstreamrichtung wünschenswert wegen einer besseren Immunität gegen Rauschen, als in anderen Modulationsschemen verfügbar ist. QPSK ist jedoch "langsamer" als QAM.
  • Kabelmodems können so konfiguriert sein, dass sie zusätzlich zu einer hohen Geschwindigkeit viele wünschenswerte Merkmale aufweisen. Kabelmodems können konfiguriert sein, ohne darauf beschränkt zu sein, dass sie ein Modem, einen Tuner 5816, eine Ver-/Entschlüsselungsvorrichtung, eine Brück, einen Router, eine NIC-Karte, SNMP-Agent, und eine Ethernet-Hub aufweisen.
  • Um die Daten auf dem Kabelfernsehkanal zu übertragen und zu empfangen, müssen sie jeweils moduliert und demoduliert werden. Dies wird mit einem Radiofrequenz (HF)-Sender und Empfänger bewerkstelligt, die in Kombination gemeinhin als Transceiver 5818 bezeichnet werden. Das Vorderende 5820 des Empfängers wird vorteilhaft gemäß der vorausgehenden Beschreibung zur Verfügung gestellt.

Claims (8)

  1. Empfänger, der zum Teil auf einem IC-Chip ausgeführt ist, wobei der Empfänger aufweist: Einrichtungen auf dem Chip zum Empfangen einer Mehrzahl von Kanälen in einem Funkfrequenz-Fernsehsenderband; einen ersten Differentialmischer (4802) auf dem Chip (5404), an den die Mehrzahl von Kanälen geleitet wird; ein erstes Differential-Bandpassfilter (5412) außerhalb des Chips, mit einer Verbindung auf den Chip an den Ausgang des ersten Mischers; wobei das erste Filter einen ersten Durchlassbereich aufweist; einen ersten Lokaloszillator bzw. LO (5408) auf dem Chip, der mit dem ersten Mischer verbunden ist, wobei der erste LO eine variable Frequenz besitzt; Einrichtungen auf dem Chip zum Einstellen des ersten LO zum Auswählen eines der Kanäle und Verschieben des ausgewählten Kanals auf den ersten Durchlassbereich; einen zweiten Differentialmischer (5424) mit Spiegelfrequenzunterdrückung auf dem Chip, an den der ausgewählte Kanal nach dem ersten Mischer geleitet wird; einen zweiten LO (5420) auf dem Chip, der mit dem zweiten Mischer verbunden ist, wobei der zweite LO eine Festfrequenz besitzt, welche den ausgewählten Kanal auf eine Zwischenfrequenz verschiebt; und Einrichtungen zum Demodulieren des ausgewählten Kanals.
  2. Empfänger nach Anspruch 1, welcher des weiteren ein zweites Bandpassfilter außerhalb des Chip aufweist, mit einer Verbindung auf den Chip an den Ausgang des zweiten Mischers; wobei das zweite Filter einen zweiten Durchlassbereich besitzt, und der zweite LO eine Frequenz besitzt, welche den ausgewählten Kanal auf den zweiten Durchlassbereich verschiebt.
  3. Empfänger nach Anspruch 1, bei dem der zweite LO (5420) einen spannungsgesteuerten Oszillator aufweist, wobei der Empfänger zusätzlich einen stabilen Quarzoszillator aufweist, sowie einen Phasendetektor, der in einem Phasenregelkreis (PLL2) mit dem spannungsgesteuerten Oszillator verbunden ist, so dass seine Ausgangsfrequenz von dem Quarzoszillator reguliert wird.
  4. Empfänger nach Anspruch 3, bei dem der erste LO (5408) einen spannungsgesteuerten Oszillator aufweist, wobei der Empfänger zusätzlich aufweist: einen programmierbaren Frequenzteiler, einen stabilen Quarzoszillator, und einen Phasendetektor, der in einem Phasenregelkreis (PLL1) mit dem spannungsgesteuerten Oszillator verbunden ist, so dass seine Ausgangsfrequenz durch den Quarzoszillator reguliert wird, und die Einstelleinrichtung Einrichtungen zum Steuern des programmierbaren Frequenzteilers zum Auswählen des einen Kanals aufweist.
  5. Verfahren zum Empfangen eines HF-Signals mit einer Mehrzahl von Kanälen, welches aufweist: (1) Mischen des HF-Signals mit einem ersten Lokaloszillator-Differenzsignal zum Erzeugen eines ersten ZF-Differenzsignals; (2) Entfernen zumindest eines unerwünschten Kanals aus dem ersten ZF-Differenzsignal unter Verwendung eines Differentialfilters zum Erzeugen eines zweiten ZF-Differenzsignals; (3) Einstellen des ersten Lokaloszillatorsignals derart, dass ein ausgewählter Kanal der Mehrzahl von Kanälen in einen Durchlassbereich des Differentialfilters verschoben wird; und (4) Mischen des ersten ZF-Differenzsignals mit einem zweiten Lokaloszillator-Differenzsignal zum Erzeugen eines zweiten ZF-Differenzsignals, wodurch mindestens eine unerwünschte Spiegelfrequenz aus dem zweiten ZF-Differenzsignal entfernt wird, wobei die Schritte (1), (3) und (4) auf einem gemeinsamen Substrat durchgeführt werden, und Schritt (2) außerhalb des gemeinsamen Substrats durchgeführt wird.
  6. Verfahren nach Anspruch 5, bei dem die Mehrzahl von Kanälen Fernsehkanäle sind.
  7. Verfahren nach Anspruch 5, welches des weiteren den Schritt aufweist: (5) Entfernen zumindest eines unerwünschten Kanals aus dem zweiten ZF-Differenzsignal.
  8. Verfahren nach Anspruch 5, welches des weiteren den Schritt aufweist: (5) Durchführen einer automatischen Verstärkungsregelung an dem zweiten ZF-Signal auf dem gemeinsamen Substrat.
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