DE69837759T2

DE69837759T2 - Teilnehmereinheit und verfahren für den gebrauch in einem drahtlosen kommunikationssystem

Info

Publication number: DE69837759T2
Application number: DE69837759T
Authority: DE
Inventors: Joseph P. Del Mar ODENWALDER
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 1997-07-01
Filing date: 1998-06-30
Publication date: 2008-01-31
Anticipated expiration: 2018-07-01
Also published as: PT993740E; CA2294895A1; EP2202902B1; EP1802016A3; JP4369518B2; EP1802016A2; US6549525B2; JP2002508137A; CN1520051A; TW408549B; AU752866B2; IL133759A; EP0993740A2; FI119795B; ZA985780B; BR9810645A; DE69841730D1; ES2283063T3; EP2202902A1; US6396804B2

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
I. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Teilnehmereinheit und ein Verfahren zur Verwendung in einem drahtlosen Kommunikationssystem.
II. Beschreibung des relevanten Hintergrunds
Drahtlose Kommunikationssysteme einschließlich zellularen, Satelliten- und Punkt-zu-Punkt Kommunikationssystemen verwenden eine drahtlose Verbindung, welche aus einem modulierte Hochfrequenz-(HF bzw. RF = radio frequency) Signal besteht, um Daten zwischen zwei Systemen zu übertragen. Die Verwendung einer drahtlosen Verbindung ist wünschenswert aus einer Vielzahl von Gründen, einschließlich erhöhter Mobilität und verringerten Infrastrukturanforderungen, wenn sie mit drahtgebundenen Kommunikationssystemen verglichen werden. Ein Nachteil der Verwendung einer drahtlosen Verbindung ist der begrenzte Betrag von Kommunikationskapazität, welcher aus dem begrenzten Betrag von verfügbarer HF Bandbreite resultiert. Diese eingeschränkte Kommunikationskapazität ist in Kontrast zu drahtbasierten Kommunikationssystemen, wo zusätzliche Kapazität hinzugefügt werden kann, und zwar durch Installieren von zusätzlichen drahtgebundenen Verbindungen.
Die beschränkte Natur von HF Bandbreiten zur Kenntnis nehmend wurden verschiedenen Signalverarbeitungstechniken zum Erhöhen der Effizienz, mit welcher drahtlose Kommunikationssysteme die verfügbare HF Bandbreite nutzen, entwickelt. Ein weithin akzeptiertes Beispiel von einer solchen bandbreiteneffizienten Signalverarbeitungstechnik ist der IS-95 über-die-Luft Interfacestandard und seine Derivate wie IS-95-A und ANSI J-STD-098 (hierin nachfolgend kollektiv als der IS-95 Standart bezeichnet), verbreitet durch die Telecommunications Industry Association (TIA) und primär innerhalb von zellularen Telekommunikationssystemen verwendet. Der IS-95 Standard be inhaltet Codemultiplex-Vielfachzugriff (CDMA = code division multiple access) Signalmodulationstechniken um mehrere Kommunikationen gleichzeitig über die gleiche HF Bandbreite durchzuführen. Wenn mit umfassender Leistungssteuerung kombiniert, erhöht das Ausführen von mehrfachen Kommunikationen über die gleiche Bandbreite die gesamte Anzahl von Anrufen und anderen Kommunikationen, welche in einem drahtlosen Kommunikationssystem durch, unter anderem, Erhöhung der Wiederverwendung der Frequenz verglichen mit anderen drahtlosen Kommunikationstechnologien, durchgeführt werden können. Die Verwendung von CDMA Techniken in einem Vielfachzugriffskommunikationssystem ist in dem U.S. Patent mit Nummer 4,901,307 , benannt „SPREAD SPECTRUM COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS", und in dem U.S. Patent mit Nummer 5,103,459 , benannt „SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM", offenbart, welche beide dem Bevollmächtigten der vorliegenden Erfindung zugeordnet sind.
1 liefert eine stark vereinfachte Illustration eines zellularen Telefonsystems, welches gemäß der Verwendung des IS-95 Standards konfiguriert ist. Während des Betriebs führt ein Satz von Teilnehmereinheiten 10a–d drahtlose Kommunikation durch Aufbauen von einem oder mehreren HF Interfaces mit einer oder mehreren Basisstationen 12a–d unter Verwendung von CDMA modulierten HF Signalen durch. Jedes HF Interface zwischen einer Basisstation 12 und einer Teilnehmereinheit 10 beinhaltet ein Vorwärtsverbindungssignal, welches von der Basisstation 12 gesendet wird, und ein Rückverbindungssignal, welches von der Teilnehmereinheit gesendet wird. Unter Verwendung dieser HF Interfaces, wird eine Kommunikation miteinander normalerweise durch eine Mobiltelefonvermittlungszentrale (MTSO = mobile telephone switching office) 14 und öffentlich vermitteltes Telefonnetzwerk (PSTN = public switched telephone network) 16 durchgeführt. Die Verbindungen zwischen Basisstationen 12, MTSO 14 und PSTN 16 werden normalerweise über drahtgebundene Verbindungen gebildet, obwohl die Verwendung von zusätzlichen HF- oder Mikrowellenverbindungen auch bekannt ist.
Gemäß dem IS-95 Standard sendet jede Teilnehmereinheit 10 Benutzerdaten über ein Ein-Kanal, nicht kohärentes Rückverbindungssignal mit einer maximalen Datenrate von 9,6 oder 14,4 kbits/sec, und zwar abhängig davon, welcher Ratensatz aus einem Satz von Ratensätzen ausgewählt ist. Eine nicht kohärente Verbindung ist eine, in welcher Phaseninformation nicht durch das empfangende System verwendet wird. Eine kohärente Verbindung ist eine, in welcher der Empfänger Wissen über die Trägersignalphase während der Verarbeitung ausnutzt. Die Phaseninformation nimmt typischerweise die Form eines Pilotsignals an, aber kann auch von den übertragenen Daten abgeschätzt werden. Der IS-95 Standard erfordert einen Satz von vierundsechzig Walshcodes, welcher jeder aus vierundsechzig Chips besteht, um in der Vorwärtsverbindung verwendet zu werden. WO 95/03652 offenbart ein drahtloses Kommunikationssystem, in welchem Walshcodes von verschiedener Länge verwendet werden, um Kanäle mit variabler Rate vorzusehen.
Die Verwendung eines einkanaligen, nicht kohärenten Rückverbindungssignals, welches eine maximale Datenrate von 9,6 oder 14,4 kbits/sec hat, wie spezifiziert durch IS-95, ist gut für ein drahtloses zellulares Telefonsystem geeignet, in welchem die typische Kommunikation die Übertragung von digitalisierter Sprache oder niederratigen digitalen Daten wie Faksimile involviert. Eine nicht kohärente Rückverbindung wurde ausgewählt, weil in einem System, in welchem bis zu achtzig Teilnehmereinheiten 10 mit einer Basisstation 12 für jede 1,2288 MHz von zugewiesener Bandbreite kommunizieren können, das Vorsehen der notwendigen Pilotdaten in der Übertragung von jeder Teilnahmereinheit 10 wesentlich den Grad erhöhen würde, mit welchem ein Satz von Teilnehmereinheiten 10 miteinander interferiert. Ebenso würde bei Datenraten von 9,6 oder 14,4 kbits/sec das Verhältnis der Sendeleistung von jeglichen Pilotdaten zu den Benutzerdaten signifikant sein, und deshalb auch die Interferenz zwischen den Teilnehmereinheiten erhöhen. Die Verwendung eines einkanaligen Rückverbindungssignals wurde gewählt aufgrund dessen, dass das in Anspruch nehmen von nur einem Typ von Kommunikation zu einem Zeitpunkt konsistent ist mit der Verwendung von drahtlosen Telefonen, das Paradigma, auf welchem derzeitige drahtlose zellulare Kommunikationen basieren. Auch ist die Komplexität der Verarbeitung eines einzigen Kanals geringer als diejenige, welche mit der Verarbeitung mit mehreren Kanälen assoziiert ist.
Wenn digitale Kommunikationen fortschreiten, wird es erwartet, dass der Bedarf für drahtlose Übertragung von Daten für Anwendungen wie interaktives Filebrowsing und Videotelekonferenzen sich wesentlich erhöht. Die Erhöhung wird die Art und Weise transformieren, in welcher drahtlose Kommunikationssysteme verwendet werden, und die Bedingungen, unter welchen die zugeordneten HF Interfaces durchgeführt werden. Insbesondere werden Daten mit höheren maximalen Raten und mit einer größeren Vielfalt von möglichen Raten übertragen werden. Auch kann zuverlässigere Übertragung notwendig werden, weil Fehler in der Übertragung von Daten weniger tolerabel sind als Fehler in der Übertragung von Audioinformation. Zusätzlich wird die erhöhte Anzahl von Datentypen einen Bedarf zur Übertragung von mehreren Typen von Daten gleichzeitig erzeugen. Zum Beispiel kann es notwendig werden, eine Datendatei auszutauschen, während ein Audio- oder Videointerface aufrechterhalten wird. Auch wird, wenn sich die Rate von Übertragung von einer Teilnehmereinheit erhöht, die Anzahl von Teilnehmereinheiten, welche mit einer Basisstation 12 pro Betrag von HF Bandbreite kommunizieren, sich verringern, weil die höheren Datenübertragungsraten verursachen werden, dass die Datenverarbeitungskapazität der Basisstation mit weniger Teilnehmereinheiten 10 erreicht werden wird. In einigen Fällen kann es sein, dass die derzeitige IS-95 Rückverbindung nicht ideal für alle diese Veränderungen geeignet ist. Deshalb betrifft die vorliegende Erfindung ein bandbreiteneffizientes CDMA Interface mit hoher Datenrate, über welches mehrere Typen von Kommunikation durchgeführt werden können.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Gemäß der vorliegenden Erfindung werden eine Vorrichtung gemäß Anspruch 1, eine Basisstation gemäß Anspruch 20, ein Verfahren gemäß Anspruch 30 und ein Verfahren gemäß Anspruch 49 vorgesehen. Bevorzugte Ausführungsbeispiele sind in den abhängigen Ansprüchen beansprucht.
In einem weiteren Aspekt wird eine Teilnehmereinheit oder anderer Übertrager zur Verwendung in einem drahtlosen Kommunikationssystem vorgesehen, wobei die Teilnehmereinheit Folgendes aufweist: Mehrere Informationsquellen von Informationsdaten; einen Codierer zum Codieren der Informationsdaten; mehrere Steuerungsquellen zum Steuern von Daten; und einen Modulator zum Modulieren von codierten Informationsdaten mit jeweiligen unterschiedlichen Modulationscodes zur Übertragung auf einem Trägersignal, zum Kombinieren der Steuerungsdaten von den mehreren Quellen, und zum Ausgeben der codierten Informationsdaten und der kombinierten Steuerungsdaten zur Übertragung.
In einem anderen Aspekt wird eine Basisstation oder anderer Empfänger zur Verwendung in einem drahtlosen Kommunikationssystem vorgesehen, wobei die Basisstation Folgendes aufweist: einen Empfänger zum Empfangen eines Trägersignals und Entfernen davon von codierten Informationsdaten von mehreren Informationsquellen, welche mit jeweiligen unterschiedlichen Modulationscodes moduliert sind, und Steuerungsdaten von mehreren Steuerungsquellen mit den codierten Steuerungsdaten, welche miteinander kombiniert sind; einen Demodulator zum Demodulieren der codierten Informationsdaten und der Steuerungsdaten von den jeweiligen unterschiedlichen Modulationscodes; und einen Decodierer zum Decodieren der codierten Informationsdaten und Demodulieren der Steuerungsdaten. In einem weiteren Aspekt wird ein Verfahren zur Übertragung in einem drahtlosen Kommunikationssystem vorgesehen, wobei das Verfahren Folgendes aufweist: Akquirieren von mehreren Informationsdaten; Codieren der Informationsdaten; Akquirieren von mehreren Steuerungsdaten; Modulieren von codierten Informationsdaten mit jeweiligen unterschiedlichen Modulationscodes zur Übertragung auf einem Trägersignal; Kombinieren der Steuerungsdaten von den mehreren Quellen; und Ausgeben der codierten Informationsdaten und der kombinierten Steuerungsdaten zur Übertragung.
In einem anderen Aspekt wird ein Verfahren zum Generieren von modulierten Daten zur Übertragung von einer ersten Teilnehmereinheit in einen Satz von Teilnehmereinheiten vorgesehen, wobei die erste Teilnehmereinheit Steuerungsdaten und Pilotdaten zu einer Basisstation, welche in Kommunikation mit dem Satz von Teilnehmereinheiten steht, überträgt, und wobei das Verfahren Folgendes aufweist: a) Kombinieren der Steuerungsdaten mit den Pilotdaten; und b) Modulieren der Steuerungsdaten und Pilotdaten aufeinander gemäß einem einzigen Kanalmodulationsformat.
Gemäß einem weiteren Aspekt wird ein Satz von individuell verstärkungseingestellten Teilnehmerkanälen über die Verwendung eines Satzes von orthogonalen Subkanalcodes ausgebildet, welche eine kleine Anzahl von PN Spreizchips pro orthogonaler Wellenformperiode haben. Daten, welche über einen der Übertragungskanäle gesendet werden sollen, sind mit Niedrigcodierratenfehlerkorrektur codiert und sequenzwiederholt, bevor sie mit einem der Subkanalcodes moduliert, verstärkungs- bzw. Gewinn-angepasst und summiert werden, und zwar mit Daten, welche unter Verwendung der anderen Subkanalcodes moduliert wurden. Die resultierenden summierten Daten werden mit einem der Subkanalcodes moduliert, verstärkungseingestellt und summiert mit Daten, welche unter Verwendung der anderen Subkanalcodes moduliert wurden. Die resultierenden summierten Daten werden unter Verwendung eines Benutzerlangcodes und eines Pseudozufallsspreizcodes (PN code = pseudo random code) moduliert und zu Übertragung heraufkonvertiert. Die Verwendung des kurzen Orthogonalcodes liefert Interferenzunterdrückung, während immer noch extensive Fehlerkorrekturcodierung und Wiederholung zur Zeitdiversität erlaubt wird, um den Raleigh-Schwund zu bewältigen, welcher normalerweise in terrestrischen drahtlosen Systemen erfahren wird. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel der vorgesehe nen Erfindung besteht der Satz von Subkanalcodes aus vier Walshcodes, welche jeweils orthogonal zu dem verbleibenden Satz und vier Chips in der Dauer sind.
In einem weiteren Aspekt werden zwei der Teilnehmerkanäle multiplexiert in einen einzigen Verkehrskanal. Die Verwendung von weniger Verkehrskanälen ist bevorzugt, weil sie ein kleineres Spitze-zu-Durchschnitt Übertragungsleistungsverhältnis erlaubt. Die Verwendung von unterschiedlichen Anzahlen von Verkehrskanälen ist konsistent mit der Erfindung.
In einem weiteren Aspekt werden Pilotdaten über einen ersten der Übertragungskanäle übertragen und Leistungssteuerungs- und andere Rahmen-zu-Rahmen Steuerungsdaten werden über einen zweiten Übertragungskanal übertragen. Die Information auf dem Pilotkanal und dem Steuerungsteilnehmerkanal, welche die Leistungssteuerung und Rahmen-zu-Rahmen Steuerungsdaten enthält, werden zusammen auf dem Verkehrskanal multiplexiert, um das Spitze-zu-Durchschnitt Leistungsverhältnis zu verringern, während immer noch eine kontinuierliche Übertragung ermöglicht wird. Eine kontinuierliche Übertragung ist sehr wünschenswert, weil sie die mögliche Interferenz mit persönlicher elektronischer Ausrüstung wie Hörhilfen und Herzschrittmachern minimiert. Weil die Pilot- und Steuerungsdaten immer übertragen werden, ist das resultierende Signal immer noch kontinuierlich. Die anderen Verkehrskanäle sind typischerweise nur aktiv, wenn die Daten des Typs von diesem Verkehrskanal aktiv sind. Wenn die Steuerungsdaten mit einem Teilnehmerkanal verschieden von dem Pilotteilnehmerkanal multiplexiert werden, würde die resultierende Verkehrskanalwellenform diskontinuierlich sein, wenn die ursprünglichen Verkehrskanaldaten inaktiv sind. Die anderen Teilnehmerverkehrskanäle könnten auch in einen einzigen Übertragungskanal multiplexiert werden. Zwei separate Teilnehmerverkehrskanäle werden hier verwendet, um unterschiedliche Verstärkungen und Ansätze von erneuter Übertragung von Rahmen für unterschiedliche Typen von Verkehr zu ermöglichen. Die verbleibenden zwei Übertragungskanäle werden zum Übertragen von nicht spezifizierten digitalen Daten einschließlich von Benut zerdaten oder Signalisierungsdaten, oder Beiden, verwendet. Einer der zwei spezifizierten Übertragungskanäle ist zur BPSK Modulation konfiguriert, und der andere zur QPSK Modulation. Dies wird durchgeführt, um die Vielseitigkeit des Systems zu illustrieren. Beide Kanäle können BPSK moduliert oder QPSK moduliert sein.
Vor der Modulation werden die nicht spezifizierten Daten codiert, wobei die Codierung zyklische Redundanzchecks (CRC = cyclic redundancy checks) Generation, Faltungscodierung, Verschachtlung, selektives Sequenzwiederholen und BPSK oder QPSK Abbildung beinhaltet. Durch Verändern des Betrags von Wiederholung, welche durchgeführt wird, und nicht Einschränken des Betrags von Wiederholung auf eine Ganzzahl von Symbolsequenzen, kann eine weitere Vielfalt von Übertragungsraten einschließlich hoher Datenraten erreicht werden. Ferner können hohe Datenraten auch durch Übertragung von Daten gleichzeitig über beide nicht spezifizierten Übertragungskanäle erreicht werden. Auch kann durch regelmäßiges Aktualisieren der Gewinn- bzw. Verstärkungseinstellung, welche auf jedem Übertragungskanal durchgeführt wird, die gesamte Übertragungsleistung, welche durch das Übertragungssystem verwendet wird, auf ein Minimum derart eingestellt werden, dass die Interferenz, welche zwischen mehreren Übertragungssystemen generiert wird, minimiert wird, wodurch die gesamte Systemkapazität erhöht wird.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Merkmale, Ziele und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden offensichtlicher werden von der detaillierten Beschreibung, welche unten stehend von einem Ausführungsbeispiel der Erfindung gegeben wird, wenn sie zusammen genommen wird mit den Zeichnungen, in welchen gleiche Bezugszeichen Korrespondierendes durchgängig identifizieren, und wobei Folgendes gilt:
1 ist ein Blockdiagramm eines zellularen Telefonsystems;
2 ist ein Blockdiagramm einer Teilnehmereinheit und einer Basisstation, welche gemäß einem exemplarischen Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert sind;
3 ist ein Blockdiagramm eines BPSK Kanalcodierers und eines QPSK Kanalcodierers, welche gemäß dem exemplarischen Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert sind;
4 ist ein Blockdiagramm eines Übertragungssignalverarbeitungssystems, welches gemäß dem exemplarischen Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert ist;
5 ist ein Blockdiagramm eines Empfangsverarbeitungssystems, welches gemäß dem exemplarischen Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert ist;
6 ist ein Blockdiagramm eines Fingerverarbeitungssystems, welches gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert ist;
7 ist ein Blockdiagramm eines BPSK Kanaldecodierers und eines QPSK Kanaldecodierers, welche gemäß dem exemplarischen Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert sind; und
8 ist ein Blockdiagramm des Übertragungssystems, welches die vorliegende Erfindung ausführt, wobei die Steuerungsdaten und Pilotdaten in einem Kanal kombiniert wurden;
9 ist ein Blockdiagramm des Übertragungssystems, welches die vorliegende Erfindung ausführt, wobei die Steuerungsdaten und Pilotdaten in einen Kanal einschließlich der Filterung der Signale, welche übertragen werden sollen, kombiniert wurden;
10 ist ein Empfängersystem, welches die vorliegende Erfindung zum Empfangen von Daten ausführt, wobei die Leistungsdaten und Pilotdaten in einen Kanal kombiniert wurden.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
Ein neues und verbessertes Verfahren und eine Vorrichtung für CDMA Drahtloskommunikation mit hoher Datenrate sind in dem Kontext des Rückverbindungsübertragungsteils eines zellularen Telekommunikationssystems beschrieben. Während die Erfindung zur Verwendung innerhalb der Multi-punkt-zu-Punkt Rückverbindungsübertragung eines zellularen Telefonsystems angepasst sein kann, ist die vorliegende Erfindung gleichwertig auf Vorwärtsverbindungsübertragungen anwendbar. Zusätzlich werden viele andere Drahtloskommunikationssysteme durch Einbau der Erfindung profitieren, einschließlich satellitenbasierte Drahtloskommunikationssysteme, Punkt-zu-Punkt Drahtloskommunikationssysteme, und Systeme, welche Funkfrequenzsignale durch die Verwendung von koaxialen oder anderen Breitbandkabeln übertragen.
2 ist ein Blockdiagramm von Empfangs- und Sendesystemen, welche als eine Teilnehmereinheit 100 und eine Basisstation 120 gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert sind. Ein erster Satz von Daten (BPSK Daten) wird durch den BPSK Kanalcodierer 103 empfangen, welcher einen Codesymbolstrom generiert, welcher zum Durchführen von BPSK Modulation konfiguriert ist, welcher durch den Modulator 104 empfangen wird. Ein zweiter Satz von Daten (QPSK Daten) wird durch den QPSK Kanalcodierer 102 empfangen, welcher einen Codesymbolstrom generiert, welcher zum Durchführen von QPSK Modulation konfiguriert ist, welcher auch durch den Modulator 104 empfangen wird. Der Modulator 104 empfängt auch Leistungssteuerungsdaten und Pilotdaten, welche gemäß den BPSK und QPSK codierten Daten gemäß den Codemultiplex-Vielfachzugriff (CDMA = code division multiple access) Techniken codiert sind, um einen Satz von Modulationssymbolen zu generieren, welche durch das HF Verarbeitungssystem 106 empfangen werden. Das HF Verarbeitungssystem 106 filtert und heraufkonvertiert den Satz von Modulationssymbolen auf eine Trägerfrequenz zur Übertragung zur Basisstation 120 unter Verwendung einer Antenne 108.
Während nur eine Teilnehmereinheit 100 gezeigt ist, können mehrere Teilnehmereinheiten mit der Basisstation 120 kommunizieren. Innerhalb der Basisstation 120 empfängt das HF Verarbeitungssystem 122 die übertragenen HF Signale durch die Antenne 121 und führt Bandpassfilterung, Herunterkonvertierung auf Basisband, und Digitalisierung aus. Der Demodulator 124 empfängt die digitalisierten Signale und führt Demodulation gemäß CDMA Techniken aus, um Leistungssteuerung, BPSK und QPSK Weich- bzw. Softentscheidungsdaten zu erzeugen. Der BPSK Kanalcodierer 128 decodiert die BPSK Weichentscheidungsdaten, welche von dem Demodulator 124 empfangen wurden, um eine beste Abschätzung der BPSK Daten zu erhalten, und der QPSK Kanaldecodierer 126 decodiert die QPSK Weichentscheidungsdaten, welche durch den Demodulator 124 empfangen wurden, um eine beste Abschätzung der QPSK Daten zu erzeugen. Die beste Abschätzung des ersten und zweiten Satzes von Daten wird dann zur weiteren Verarbeitung oder zum Weiterleiten zu einem nächsten Ziel verfügbar, und die empfangenen Leistungssteuerungsdaten werden entweder direkt oder nach dem Decodieren verwendet, um die Sendeleistung des Vorwärtsverbindungskanals einzustellen, welcher verwendet wird, um Daten zur Teilnehmereinheit 100 zu senden.
3 ist ein Blockdiagramm eines BPSK Kanalcodierers 103 und eines QPSK Kanalcodierers 102, wenn sie gemäß dem exemplarischen Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert sind. Innerhalb des BPSK Kanalcodierers 103 werden die BPSK Daten durch einen CRC Prüfsummengenerator 130 empfangen, welche eine Prüfsumme für jeden 20 ms Rahmen des ersten Satzes von Daten generiert. Der Datenrahmen zusammen mit der CRC Prüfsumme wird durch den Terminierungsbitgenerator 132 empfangen, welcher Terminierungsbits anfügt, welche aus acht logischen Nullen an dem Ende von jedem Rahmen bestehen, um einen bekannten Zustand an dem Ende des Decodierprozesses vorzusehen. Der Rahmen einschließlich der Codeterminierungsbits und der CRC Prüfsumme wird dann durch den Faltungscodierer 134 empfangen, welcher Einflusslänge (K) 9, Rate (R)-1/4-Faltungscodierung durchführt, wodurch Codesymbole mit einer Rate von vier mal der Codierereingangsrate (E_R) generiert werden. In einer Alternative werden andere Codierraten durchgeführt, einschließlich Rate 1/2, aber die Verwendung von Rate 1/4 wird bevorzugt, und zwar aufgrund ihrer optimalen Komplexitäts-Performance-Charakteristika. Ein Blockverschachtler 136 führt Bitverschachtlung auf den Codesymbolen aus, um Zeitdiversität für zuverlässigere Übertragung in schnell schwindenden Umgebungen vorzusehen. Die resultierenden verschachtelnden Symbole werden durch den Wiederholer 138 mit variablem Startpunkt empfangen, welcher die verschachtelte Symbolsequenz eine ausreichende Anzahl von Malen N_R oft wiederholt, um einen Symbolstrom mit konstanter Datenrate zu liefern, welcher zum Ausgaberahmen korrespondiert, welcher eine konstante Anzahl an Symbolen hat. Das Wiederholen der Symbolsequenz erhöht auch die Zeitdiversität der Daten zum Bewältigen von Schwund. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel ist die konstante Anzahl von Symbolen gleich 6.144 Symbole für jeden Rahmen, was zu einer Symbolrate von 307,2 Kilosymbolen pro Sekunde (ksps) führt. Auch verwendet der Wiederholer 138 einen unterschiedlichen Startpunkt, um die Wiederholung für jede Symbolsequenz zu beginnen. Wenn der Wert N_R, welcher notwendig ist, um 6.144 Symbole pro Rahmen zu erzeugen, keine Ganzzahl ist, dann wird die letzte Wiederholung nur für einen Teil der Symbolsequenz durchgeführt. Der resultierende Satz von wiederholten Symbolen wird durch den BPSK Abbilder 139 empfangen, welcher einen BPSK Codesymbolstrom (BPSK) von +1 und -1 Werten zum Durchführen von BPSK Modulation erzeugt. In einem alternativen Ausführungsbeispiel der Erfindung ist der Wiederholer 138 vor dem Blockverschachtler 136 angeordnet, so dass der Blockverschachtler 136 die gleiche Anzahl von Symbolen für jeden Rahmen empfängt.
Innerhalb des QPSK Kanalcodierers 102 werden die QPSK Daten durch den CRC Prüfsummengenerator 140 empfangen, welcher eine Prüfsumme für jeden 20 ms Rahmen generiert. Der Rahmen einschließlich der CRC Prüfsumme wird durch den Codeterminierungsbitgenerator 142 empfangen, welcher einen Satz von acht Terminierungsbits von logischen Nullen an dem Ende des Rahmens anfügt. Der Rahmen, welcher nun die Codeterminie rungsbits und die CRC Prüfsumme beinhaltet, wird durch den Faltungscodierer 144 empfangen, welcher K = 1, R = 1/4 Faltungscodierung ausführt, wodurch Symbole mit einer Rate von vier Mal der Codierereingangsrate (E_R) generiert werden. Der Blockverschachtler 146 führt Bitverschachtlung auf den Symbolen aus, und die resultierenden verschachtelten Symbole werden durch den Wiederholer 148 mit variablem Startpunkt empfangen. Der Wiederholer 148 mit variablem Startpunkt wiederholt die verschachtelte Symbolsequenz eine ausreichende Anzahl von Malen N_R oft, und zwar unter Verwendung eines unterschiedlichen Startpunkts innerhalb der Symbolsequenz für jede Wiederholung zum Generieren von 12.288 Symbolen für jeden Rahmen, was zu einer Codesymbolrate von 614,4 Kilosymbolen pro Sekunde (ksps) führt. Wenn N_R keine Ganzzahl ist, wird die letzte Wiederholung nur für einen Teil der Symbolsequenz durchgeführt. Die resultierenden wiederholten Symbole werden von dem QPSK Abbilder 149 empfangen, welcher einen QPSK Codesymbolstrom generiert, welcher zum Durchführen von QPSK Modulation konfiguriert ist, welcher aus einem In-Phase QPSK Codesymbolstrom von +1 und -1 Werten (QPSK_I) führt, und einen Quadratur-Phase QPSK Codesymbolstrom von +1 und -1 Werten (QPSK_Q). In einem alternativen Ausführungsbeispiel der Erfindung wird der Wiederholer 148 vor den Blockverschachtler 146 derart angeordnet, dass der Blockverschachtler 146 die gleiche Anzahl von Symbolen für jeden Rahmen empfängt.
4 ist ein Blockdiagramm des Modulators 104 von 2, welcher gemäß dem exemplarischen Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert ist. Die BPSK Symbole von dem BPSK Kanalcodierer 103 werden jeweils durch den Walshcode W₂ unter Verwendung eines Multiplizierers 150b moduliert, und die QPSK_I und QPSK_Q Symbole von dem QPSK Kanalcodierer 102 werden jeweils mit dem Walshcode W₃ unter Verwendung von Multiplizierern 150c und 154d moduliert. Die Leistungssteuerungsdaten (PC) werden durch den Walshcode W₁ unter Verwendung des Multiplizierers 150a moduliert. Die Verstärkungseinstellung 152 empfängt Pilotdaten (PILOT), welche in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung aus dem logischen Pegel bestehen, welcher mit positiver Spannung verbunden ist, und die Amplitude gemäß dem Verstärkungseinstellfaktor A₀ einstellt. Das PILOT Signal liefert keine Benutzerdaten, sondern liefert statt dessen Phasen- und Amplitudeninformation zu der Basisstation, so dass sie die Daten, welche auf den verbleibenden Subkanälen getragen werden, kohärent demodulieren kann, und die Weichentscheidungsausgabewerte zum Kombinieren skalieren kann. Die Verstärkungseinstellung 154 stellt die Amplitude der Walshcode W₁ modulierten Leistungssteuerungsdaten gemäß dem Verstärkungseinstellfaktor A₁ ein, und die Verstärkungseinstellung 156 stellt die Amplitude der Walshcode W₂ modulierten BPSK Kanaldaten gemäß der Verstärkungsvariable A₂ ein. Die Verstärkungsseinstellung 558a und b stellen die Amplitude der In-Phase und Quadratur-Phase Walshcode W₃ modulierten QPSK Symbole jeweils gemäß dem Verstärkungseinstellfaktor A₃ ein. Die vier Walshcodes, welche in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung verwendet werden, sind in Tabelle 1 gezeigt.

Walshcode Modulationssymbole

W₀ ++++

W₁ +-+-

W₂ ++--

W₃ +--+

Tabelle 1.
Es wird dem Fachmann offensichtlich sein, dass der W₀ Code effektiv überhaupt keine Modulation ist, was mit der gezeigten Verarbeitung der Pilotdaten konsistent ist. Die Leistungssteuerungsdaten werden mit dem W₁ Code moduliert, die BPSK Daten mit dem W₂ Code und die QPSK Daten mit dem W₃ Code. Sobald sie mit dem geeigneten Walshcode moduliert sind, werden die Pilot-, Leistungssteuerungsdaten, und BPSK Daten gemäß BPSK Techniken gesendet, und die QPSK Daten (QPSK_I und QPSK_Q) gemäß QPSK Techniken, wie unten stehend beschrieben. Es soll auch verstanden werden, dass es nicht notwendig ist, dass jeder orthogonale Kanal verwendet wird, und dass die Verwendung von nur drei der vier Walshcodes, wo nur ein Be nutzerkanal vorgesehen ist, in einem alternativen Ausführungsbeispiel der Erfindung verwendet wird.
Die Verwendung von kurzen Orthogonalcodes generiert weniger Chips pro Symbol, und erlaubt deshalb eine aufwendigere Codierung und Wiederholung verglichen mit Systemen, welche die Verwendung von längeren Walshcodes beinhalten. Diese aufwendigere Codierung oder Wiederholung liefert Schutz gegen Raleigh-Schwund, welcher eine Hauptquelle von Fehlern in terrestrischen Kommunikationssystemen ist. Die Verwendung von anderen Anzahlen von Codes und Codelängen ist konsistent mit der vorliegenden Erfindung, jedoch verringert die Verwendung eines größeren Satzes von längeren Walshcodes den verbesserten Schutz gegen Schwund. Die Verwendung von vier Chipcodes wird als optimal betrachtet, weil vier Kanäle eine wesentliche Flexibilität für die Übertragung von verschiedenen Typen von Daten vorsehen, wie unten stehend beschrieben ist, während auch kurze Codelänge beibehalten wird.
Ein Summierer 160 summiert die resultierenden amplitudeneingestellten Modulationssymbole von der Verstärkungseinstellung 152, 154, 156 und 158a, um summierte Modulationssymbole 161 zu generieren. PN Spreizcodes PN_I und PN_Q werden durch Multiplikation mit dem Langcode 180 unter Verwendung von Multiplizierern 162a und b gespreizt. Der resultierende Pseudozufallscode, welcher durch die Multiplizierer 162a und 162b geliefert wird, wird verwendet, um die summierten Modulationssymbole 161 und verstärkungseingestellte Quadratur-Phasensymbole QPSK_Q 163 zu modulieren, und zwar durch komplexe Multiplikation unter Verwendung von Multiplizierern 164a–d und Summierern 166a und b. Der resultierende In-Phase Ausdruck X_I und Quadratur-Phase Ausdruck X_Q werden dann gefiltert (Filterung ist nicht gezeigt) und auf die Trägerfrequenz innerhalb des HF Verarbeitungssystems 106 heraufkonvertiert, welches in einer stark vereinfachten Form unter Verwendung von Multiplizierern 168 und eines In-Phase und eines Quadratur-Phase Sinusoids gezeigt ist. Eine versetzte QPSK Heraufkonvertierung kann auch in einem alternativen Ausführungsbeispiel der Erfindung verwendet werden. Die resultierenden In-Phase und Quadratur-Phase heraufkonvertierten Signale werden unter Verwendung eines Summierers 170 summiert und durch den Hauptverstärker 172 gemäß der Hauptverstärkungseinstellung A_M verstärkt, um Signale s(t) zu generieren, welche zur Basisstation 120 gesendet werden. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung werden die Signale auf eine 1,2288 MHz Bandbreite gespreizt und gefiltert, um mit der Bandbreite von existierenden CDMA Kanälen kompatibel zu bleiben.

Durch Vorsehen von mehreren Orthogonalkanälen, über welche Daten übertragen werden können, wie auch durch Verwendung von Wiederholern mit variabler Rate, welche den Betrag von Wiederholungen NR verringern, welche in Antwort auf hohe Eingangsdatenraten durchgeführt werden, erlauben das oben beschriebene Verfahren und das System zur Sendesignalverarbeitung einer einzelnen Teilnehmereinheit oder anderem Übertragungssystem, Daten mit einer Vielzahl von Datenraten zu übertragen. Insbesondere kann durch Verringerung der Wiederholungsrate N_R, welche durch die Wiederholer 138 oder 148 mit variablem Startpunkt von 3 durchgeführt wird, eine ansteigend höhere Codierereingaberate E_R aufrechterhalten werden. In einem alternativen Ausführungsbeispiel der Erfindung wird Rate 1/2 Faltungscodierung mit der Wiederholungsrate N_R erhöht um zwei durchgeführt. Ein Satz von exemplarischen Codierraten E_R, welche durch verschiedene Wiederholungsraten N_R unterstützt wird, und Codierraten R gleich zu 1/4 und 1/2 zu dem BPSK Kanal und den QPSK Kanal, sind in den Tabellen II und III jeweils gezeigt.

Bezeichnung	E_R,BPSK (bps)	Codiererausgang R = 1/4 (Bits/Rahmen)	N_R,R=1/4 (Wiederholungsrate, R = 1/4)	Codiererausgang R = 1/2 (Bits/Rahmen)	N_R,R=1/2 (Wiederholungsrate, R = 1/2)
Hohe Rate-72	76.800	6.144	1	3.072	2
Hohe Rate-64	70.400	5.632	1 1/11	2.816	2 2/11
	51.200	4.096	1 1/2	2.048	3
Hohe Rate-32	38.400	3.072	2	1.536	4
	25.600	2.048	3	1.024	6
RS2-Volle Rate	14.400	1.152	5 1/3	576	10 2/3
RS1-Volle Rate	9.600	768	8	384	16
NULL	850	68	90 6/17	34	180 12/17

Tabelle II. BPSK Kanal

Bezeichnung	E_R,QPSK (bps)	Codierer ausgang R = 1/4 (Bits/Rahmen)	N_R,R=1/4 (Wieder holungs rate, R = 1/4)	Codierer ausgang R = 1/2 (Bits/Rahmen)	N_R,R=1/2 (Wieder holungs rate, R = 1/2)
	153.600	12.288	1	6.144	2
Hohe Rate-72	76.800	6.144	2	3.072	4
Hohe Rate-64	70.400	5.563	2 2/11	2.816	4 4/11
	51.200	4.096	3	2.048	6
Hohe Rate-32	38.400	3.072	4	1.536	8
	25.600	2.048	6	1.024	12
RS2-Volle Rate	14.400	1.152	10 2/3	576	21 1/3
RS1-Volle Rate	9.600	768	16	384	32
NULL	850	68	180 12/17	34	361 7/17

Tabelle III. QPSK Kanal

Tabellen II und III zeigen, dass durch Einstellen der Anzahl von Sequenzwiederholungen NR eine größere Vielzahl von Datenraten unterstützt werden kann, einschließlich hoher Datenraten, weil die Codierereingangsrate E_R zu der Datenübertragungsrate minus einer Konstanten korrespondiert, welche zur Übertragung von CRC, Codeterminierungsbits und anderer Overheadinformation, notwendig ist. Wie durch die Tabellen II und III gezeigt ist, kann auch QPSK Modulation verwendet werden, um die Datenübertragungsrate zu erhöhen. Raten, von welchen erwartet wird, dass sie gewöhnlich verwendet werden, werden mit Bezeichnungen wie „High Rate-72" und „High Rate-32" versehen. Diese Raten, welche als High Rate-72, High Rate-64 und High Rate-32 bezeichnet werden, haben jeweils Verkehrsraten von 72, 64 und 32 kbps, plus herein multiplexierte Signalisierungs- und anderen Steuerungsdaten mit Raten von jeweils 3,6, 5,2 und 5,2 kbps, in dem exemplarischen Ausführungsbeispiel der Erfindung. Raten RS1-volle Rate und RS2-volle Rate korrespondieren zu Raten, welche in IS-95 kompatiblen Kommunikationssystemen verwendet werden, und es wird deshalb erwartet, dass sie auch für Zwecke der Kompatibilität wesentlich verwendet werden. Die Nullrate ist die Übertragung eines einzigen Bits und wird verwendet, um eine Rahmenlöschung anzuzeigen, was auch Teil des IS-95 Standards ist.
Die Datenübertragungsrate kann auch durch gleichzeitiges Übertragen von Daten über zwei oder mehr der mehreren orthogonalen Kanäle durchgeführt werden, ausgeführt entweder zusätzlich zu, oder anstatt, des Erhöhens der Übertragungsrate über Verringerung der Wiederholungsrate N_R. Zum Beispiel kann ein Multiplexierer (nicht gezeigt) eine einzige Datenquelle in mehrere Datenquellen aufsplitten, um über mehrere Datensubkanäle übertragen zu werden. Somit kann die gesamte Übertragungsrate über entweder Übertragung über einen bestimmten Kanal bei höheren Raten oder mehrere Übertragungen, welche gleichzeitig über mehrere Kanäle durchgeführt werden, oder beides, erhöht werden, bis die Signalverarbeitungskapazität des Empfangssystems überschritten wird und die Fehlerrate inakzeptabel wird, oder die maximale Sendeleistung der Sendesystemleistung erreicht wird.
Das Vorsehen von mehreren Kanälen erhöht auch die Flexibilität in der Übertragung von unterschiedlichen Typen von Daten. Zum Beispiel kann der BPSK Kanal zur Sprachinformation zugewiesen sein und der QPSK Kanal zur Übertragung von digitalen Daten zugewiesen sein. Dieses Ausführungsbeispiel könnte mehr verallgemeinert werden durch Zuweisen von einem Kanal zur Übertragung von zeitsensitiven Daten wie Sprache oder bei einer niedrigeren Datenrate, und Zuweisen des anderen Kanals zur Übertragung von weniger zeitsensitiven Daten wie digitalen Dateien. In diesem Ausführungsbeispiel kann Verschachtelung in größeren Blöcken für die weniger zeitsensitiven Daten durchgeführt werden, um die Zeitdiversität weiter zu erhöhen. In einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung führt der BPSK Kanal primäre Übertragung von Daten aus, und der QPSK Kanal führt Überlaufübertragung aus. Die Verwendung von orthogonalen Walshcodes eliminiert oder verringert wesentlich jegliche Interferenz zwischen den Sätzen von Kanälen, welche von einer Teilnehmereinheit gesendet werden, und minimiert somit die Sendeenergie, welche für ihren erfolgreichen Empfang bei der Basisstation notwendig ist.
Um die Verarbeitungskapazität des Empfangssystems zu erhöhen, und dadurch den Grad zu erhöhen, zu welchem die höhere Übertragungskapazität der Teilnehmereinheit verwendet werden kann, werden auch Pilotdaten über einen der orthogonalen Kanäle übertragen. Unter Verwendung der Pilotdaten kann kohärente Verarbeitung bei dem Empfangssystem durch Bestimmen und Entfernen des Phasenversatzes des Rückverbindungssignals durchgeführt werden. Auch können die Pilotdaten verwendet werden, um Mehrpfadsignale, welche mit unterschiedlichen Zeitverzögerungen empfangen werden, bevor sie in einem Rakeempfänger kombiniert werden, optimal zu gewichten. Sobald der Phasenversatz entfernt ist, und die Mehrpfadsignale korrekt gewichtet sind, können die Mehrpfadsignale kombiniert werden, wodurch die Leistung mit welcher das Rückverbindungssignal zur korrekten Verarbeitung empfangen werden muß, verringert wird. Die Verringerung in der benötigten Empfangsleistung erlaubt, dass größere Übertragungsraten erfolgreich verarbeitet werden, oder umgekehrt, dass die Interferenz zwischen einem Satz von Rückverbindungssignalen verringert wird. Während einige zusätzliche Sendeleistung notwendig ist für die Übertragung des Pilotsignals, wird in dem Kontext von höheren Übertragungsraten das Verhältnis von Pilotkanalleistung zu der gesamten Rückverbindungssignalleistung wesentlich niedriger als dasjenige, welches mit zellularen Systemen zur digitalen Sprachdatenübertragung mit niedrigerer Datenrate verbunden ist. Somit überwiegen innerhalb eines CDMA Systems mit hoher Datenrate die E_b/N₀ Verstärkungen bzw. Gewinnen (gains), welche durch die Verwendung von kohärenter Rückverbindung erreicht werden, die zusätzliche Leistung, welche notwendig ist, um Pilotdaten von jeder Teilnehmereinheit zu senden.
Die Verwendung von Verstärkungseinstellungen 152–158 wie auch des Hauptverstärkers 172 erhöht ferner den Grad, zu welchem die hohe Übertragungskapazität des oben beschriebenen Systems verwendet werden kann, durch Erlauben, dass das Übertragungssystem verschiedene Funkkanalzustände, Übertragungsraten, und Datentypen annimmt. Insbesondere kann die Sendeleistung eines Kanals, welche zum korrekten Empfang notwendig ist, sich mit der Zeit, und mit sich verändernden Bedingungen, verändern, und zwar in einer Art und Weise, welche unabhängig von den anderen orthogonalen Kanälen ist. Zum Beispiel kann es sein, dass während der anfänglichen Akquisition des Rückverbindungssignals die Leistung des Pilotkanals erhöht werden muß, um die Detektion und Synchronisation bei der Basisstation zu ermöglichen. Sobald das Rückverbindungssignal akquiriert wurde, würde jedoch die notwendige Sendeleistung des Pilotkanals sich wesentlich verringern, und würde abhängig von verschiedenen Faktoren einschließlich des Grads der Bewegung der Teilnehmereinheiten variieren. Dementspre chend würde der Wert des Verstärkungseinstellfaktors A₀ während Signalakquisition erhöht werden, um dann während einer sich im Gange befindenden Kommunikation verringert werden. In einem anderen Beispiel kann, wenn Information, welche toleranter gegenüber Fehler ist, über die Vorwärtsverbindung übertragen wird, oder die Umgebung, in welcher die Vorwärtsverbindungsübertragung stattfindet, nicht zu Schwundzuständen neigt, der Verstärkungseinstellfaktor A₁ verringert werden, weil der Bedarf zum Übertragen von Leistungssteuerungsdaten mit einer niedrigen Fehlerrate sich verringert. In einem Ausführungsbeispiel der Erfindung wird, wann immer Leistungssteuerungseinstellung nicht notwendig ist, der Verstärkungseinstellfaktor A₁ auf null verringert.
In einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung wird die Fähigkeit zum Verstärkungseinstellen von jedem orthogonalen Kanal des gesamten Rückverbindungssignals weiter ausgebeutet, und zwar in dem der Basisstation 120 oder anderem Empfangssystem erlaubt wird, die Verstärkungseinstellung eines Kanals, oder des gesamten Rückverbindungssignals, einzustellen, und zwar durch die Verwendung von Leistungssteuerungskommandos, welche über das Vorwärtsverbindungssignal übertragen werden. Insbesondere kann die Basisstation Leistungssteuerungsinformation übertragen, welche anfordert, dass die Sendeleistung eines bestimmten Kanals oder des gesamten Rückverbindungssignals eingestellt wird. Dies ist vorteilhaft in vielen Fällen, einschließlich, wenn zwei Typen von Daten, welche unterschiedliche Sensitivität gegenüber Fehlern haben, wie digitalisierte Sprache und digitale Daten, über die BPSK und die QPSK Kanäle übertragen werden. In diesem Fall würde die Basisstation 120 unterschiedliche Zielfehlerraten für die zwei zugeordneten Kanäle etablieren. Wenn die tatsächliche Fehlerrate eines Kanals die Zielfehlerrate übersteigen würde, würde die Basisstation die Teilnehmereinheit anweisen, die Verstärkungseinstellung des Kanals zu verringern, bis die tatsächliche Fehlerrate die Zielfehlerrate erreicht hat. Dies würde evtl. dazu führen, dass der Verstärkungseinstellfaktor von einem Kanal relativ zu dem anderen erhöht wird. Dies bedeutet, dass der Verstärkungseinstellfaktor, welcher mit den fehlersensitiveren Daten verbunden ist, relativ zu dem Verstärkungseinstellfaktor, welcher mit den weniger fehlersensitiven Daten verbunden ist, erhöht wird. In anderen Fällen kann die Sendeleistung der gesamten Rückverbindung die Einstellung aufgrund von Schwundzuständen oder Bewegung der Teilnehmereinheit 100 erfordern. In diesen Fällen kann die Basisstation 120 dies durch Übertragung eines einzigen Leistungssteuerungskommandos durchführen.
Somit kann, durch Erlauben, dass die Verstärkung der vier orthogonalen Kanäle unabhängig voneinander, wie auch zusammen miteinander, eingestellt wird, die gesamte Sendeleistung des Rückverbindungssignals bei dem Minimum gehalten werden, welches zur erfolgreichen Übertragung von jedem Datentyp notwendig ist, unabhängig davon, ob es sich um Pilotdaten, Leistungssteuerungsdaten, Signalisierungsdaten, oder unterschiedliche Typen von Benutzerdaten handelt. Ferner kann erfolgreiche Übertragung unterschiedlich für jeden Datentyp definiert werden. Das Übertragen mit dem minimalen Betrag von Leistung, welche notwendig ist, erlaubt, dass der größte Betrag von Daten zu der Basisstation übertragen wird, bei gegebener endlicher Sendeleistungsfähigkeit einer Teilnehmereinheit, und verringert auch die Interferenz zwischen Teilnehmereinheiten. Die Verringerung in der Interferenz erhöht die gesamte Kommunikationskapazität des gesamten CDMA drahtlosen zellularen Systems.
Der Leistungssteuerungskanal, welcher in dem Rückverbindungssignal verwendet wird, erlaubt es der Teilnehmereinheit, Sendeleistungssteuerungsinformation zu der Basisstation mit einer Vielzahl von Raten einschließlich einer Rate von 800 Leistungssteuerungsbits pro Sekunde zu übertragen. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung weist ein Leistungssteuerungsbit die Basisstation an, die Sendeleistung des Vorwärtsverbindungsverkehrskanals, welcher verwendet wird, um Information zu der Teilnehmereinheit zu übertragen, zu erhöhen oder zu verringern. Während es im Allgemeinen nützlich ist, schnelle Leistungssteuerung innerhalb eines CDMA Systems zu haben, ist es insbesondere nützlich in dem Kontext von Kommunikationen mit höherer Datenrate, welche Datenübertragungen involvieren, weil digitale Daten sensitiver gegenüber Fehlern sind, und die höhere Übertragung verursacht, dass wesentliche Beträge von Daten während auch kurzen Schwundzuständen verloren werden. Unter der Annahme, dass eine Rückverbindungsübertragung mit hoher Geschwindigkeit wahrscheinlich durch eine Vorwärtsverbindungsübertragung mit hoher Geschwindigkeit begleitet wird, vereinfacht das Vorsehen für die schnelle Übertragung von Leistungssteuerung über die Rückverbindung ferner Hochgeschwindigkeitskommunikationen innerhalb von CDMA Drahtloskommunikationssystemen.

In einem alternativen exemplarischen Ausführungsbeispiel der Erfindung wird ein Satz von Codierereingangsraten E_R, definiert durch das bestimmte N_R, verwendet, um einen bestimmten Typ von Daten zu übertragen. Das bedeutet, dass Daten mit einer maximalen Codierereingangsrate E_R oder mit einem Satz von niedrigeren Codierereingangsraten E_R übertragen werden können, wobei das zugeordnete N_R dementsprechend eingestellt sind. In der bevorzugten Implementierung dieses Ausführungsbeispiels korrespondieren die maximalen Raten zu den maximalen Raten, welche in IS-95 kompatiblen Drahtloskommunikationssystemen verwendet werden, auf welche oben stehend mit Bezug auf Tabellen II und III als RS1-volle Rate und RS2-volle Rate Bezug genommen wurde und jede niedrigere Rate ist ungefähr die Hälfte der nächsten höheren Rate, wodurch ein Satz von Raten erzeugt wird, welcher aus einer vollen Rate, einer halben Rate, einer viertel Rate und einer achtel Rate besteht. Die niedrigeren Datenraten werden bevorzugterweise durch Erhöhung der Symbolwiederholungsrate NR generiert, wobei der Wert von NR für den Ratensatz 1 und Ratensatz 2 in einem BPSK Kanal in Tabelle IV gegeben wird.

Bezeichnung	E_R,QPSK (bps)	Codiererausgang R = 1/4 (Bits/Rahmen)	N_R,R=1/4 (Wiederholungsrate, R = 1/4)	Codiererausgang R = 1/2 (Bits/Rahmen)	N_R,R=1/2 (Wiederholungsrate, R = 1/2)
RS2-volle Rate	14.400	1.152	5 1/3	576	10 2/3
RS2-halbe Rate	7.200	576	10 2/3	288	21 1/3
RS2-viertel Rate	3.600	288	21 1/3	144	42 2/3
RS2-achtel Rate	1.900	152	40 8/19	76	80 16/19
RS1-volle Rate	9.600	768	8	384	16
RS1-halbe Rate	4.800	384	16	192	32
RS1-viertel Rate	2.800	224	27 3/7	112	54 6/7
RS1-achtel Rate	1.600	128	48	64	96
NULL	850	68	90 6/17	34	180 12/17

Tabelle IV. RS1 und RS2 Ratensätze in BPSK Kana

Die Wiederholungsrate für einen QPSK Kanal ist zweimal diejenige des BPSK Kanals.
Gemäß dem exemplarischen Ausführungsbeispiel der Erfindung wird, wenn die Datenrate eines Rahmens sich mit Bezug auf den vorhergehenden Rahmen verändert, die Sendeleistung des Rahmens gemäß der Veränderung in der Übertragungsrate eingestellt. Das bedeutet, dass wenn ein Rahmen mit niedrigerer Rate übertragen wird nach einem Rahmen mit höherer Rate, die Sendeleistung des Übertragungskanals, über welchen der Rahmen übertragen wird, für den Rahmen mit niedrigerer Rate in Proportion zu der Verringerung in der Rate verringert wird, und umgekehrt. Wenn zum Beispiel die Sendeleistung des Kanals während der Übertragung eines Rahmens mit voller Rate die Sendeleistung T ist, wird die Sendeleistung während der nachfolgenden Übertragung eines Rahmens mit halber Rate die Sendeleistung T/2. Die Verringerung in der Sendeleistung wird bevorzugterweise durch Verringerung der Sendeleistung für die gesamte Dauer des Rahmens durchgeführt, aber kann auch durch Verringerung des Übertragungslastzyklus derart durchgeführt werden, dass einige redundante Information „ausgestrichen" wird. In jedem Fall findet die Sendeleistungseinstellung in Kombination mit einem Closed Loop Leistungssteuerungsmechanismus statt, wobei die Sendeleistung weiter ansprechend darauf eingestellt wird, dass die Leistungssteuerungsdaten von der Basisstation übertragen werden.
5 ist ein Blockdiagramm des HF Verarbeitungssystems 122 und des Demodulators 124 von 2, gemäß dem exemplarischen Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert. Multiplizierer 180a und 180b herunterkonvertieren die Signale, welche von der Antenne 121 mit einem In-Phase Sinusoid und einem Quadratur-Phase Sinusoid empfangen wurden, wodurch In-Phase Empfangssamples R_I und Quadratur-Phase Empfangssamples R_Q jeweils erzeugt werden. Es soll verstanden werden, dass das HF Verarbeitungssystem 122 in einer stark vereinfachten Form gezeigt ist, und dass die Signale auch gemäß weitläufig bekannten Techniken anpassgefiltert und digitalisiert (nicht gezeigt) werden können. Empfangssamples RI und R_Q werden dann auf Fingerdemodulatoren 182 innerhalb des Demodulators 124 angewandt. Jeder Fingerdemodulator 182 verarbeitet eine Version des Rückverbindungssignals, welches durch die Teilnehmereinheit 100 übertragen wird, wenn eine solche Version verfügbar ist, wobei jede Version des Rückverbindungssignals über Multipfadphänomen generiert wird. Während drei Fingerdemodulatoren gezeigt sind, ist die Verwendung von alternativen An zahlen von Fingerprozessoren konsistent mit der Erfindung, einschließlich der Verwendung eines einzigen Fingerdemodulators 182. Jeder Fingerdemodulator 182 erzeugt einen Satz von Weichentscheidungsdaten, welche aus Leistungssteuerungsdaten, BPSK Daten, und QPSK_I Daten und QPSK_Q Daten bestehen. Jeder Satz von Weichentscheidungsdaten ist auch zeiteingestellt innerhalb des korrespondierenden Fingerdemodulators 182, obwohl die Zeiteinstellung innerhalb des Kombinierers 184 in einem alternativen Ausführungsbeispiel der Erfindung durchgeführt werden könnte. Der Kombinierer 184 summiert dann die Sätze von Weichentscheidungsdaten, welche von den Fingerdemodulatoren 182 empfangen wurden, um eine einzige Version von Leistungsteuerung, BPSK, QPSK_I und QPSK_Q Weichentscheidungsdaten zu erhalten.
6 ist ein Blockdiagramm eines Fingerdemodulators 182 von 5, welcher gemäß dem exemplarischen Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert ist. Die R_I und R_Q Empfangssamples sind erstmalig eingestellt unter Verwendung der Zeiteinstellung 190 gemäß des Betrags von Verzögerung, welcher durch den Übertragungspfad von der bestimmten Version des Rückverbindungssignals, welches verarbeitet wird, eingefügt wird. Der Langcode 200 wird mit Pseudozufallsspreizcodes PN_I und PN_Q unter Verwendung von Multiplizierern 201 gemischt, und das komplex Konjugierte der resultierenden Langcode modulierten PN_I und PN_Q Spreizcodes wird komplex multipliziert mit den Zeit eingestellten R_I und R_Q Empfangssamples unter Verwendung von Multiplizierern 202 und Summierern 204, wodurch Ausdrücke X_I und X_Q erhalten werden. Drei separate Versionen der X_I und X_Q Terme werden dann unter Verwendung der Walshcodes W₁, W₂ und W₃ jeweils demoduliert, und die resultierenden Walsh-demodulierten Daten werden über vier Demodulationschips unter Verwendung von 4-zu-1 Summierern 212 summiert. Eine vierte Version der X_I und X_Q Daten wird über vier Demodulationschips unter Verwendung von Summierern 208 summiert, und dann unter Verwendung von Pilotfiltern 214 gefiltert. In dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung führt der Pilotfilter 214 eine Mittelwertbildung über eine Serie von Summationen durch, welche durch Summierer 208 durchgeführt wurden, aber andere Filtertechniken werden dem Fachmann offensichtlich sein. Die gefilterten In-Phase und Quadratur-Phase Pilotsignale werden verwendet, um die W₁ und W₂ Walsh-Code-demodulierten Daten gemäß BPSK modulierten Daten über komplex konjugierte Multiplikation unter Verwendung von Multiplizierern 216 und Addierern 217 Phasen zu rotieren und zu skalieren, wodurch Weichentscheidungs-Leistungssteuerungs- und BPSK Daten erhalten werden. Die W₃ Walsh-Code-modulierten Daten werden phasenrotiert unter Verwendung von In-Phase und Quadratur-Phase gefilterten Pilotsignalen gemäß QPSK modulierten Daten unter Verwendung von Multiplizierern 218 und Addierern 220, wodurch Weichentscheidungs-QPSK Daten erhalten werden. Die Weichentscheidungsleistungssteuerungsdaten werden über 384 Modulationssymbole durch einen 384-zu-1 Summierer 222 summiert, wodurch Leistungssteuerungsweichentscheidungsdaten erhalten werden. Die phasenrotierten W₂ Walsh-Codemodulierten Daten, die W₃ Walsh-Codemodulierten Daten, und die Leistungssteuerungsweichentscheidungsdaten werden dann zum Kombinieren verfügbar gemacht. In einem alternativen Ausführungsbeispiel der Erfindung wird Codierung und Decodierung auf den Leistungssteuerungsdaten ebenfalls ausgeführt.
Zusätzlich zu dem Vorsehen von Phaseninformation kann der Pilot auch innerhalb des Empfangssystems verwendet werden, um Zeitverfolgung zu ermöglichen. Zeitverfolgung wird durch Verarbeiten der empfangenen Daten bei einer Samplezeit vor (früh) und einer Samplezeit nach (spät), des derzeit empfangenen Sampels, welches verarbeitet wird, verarbeitet. Um die Zeit zu bestimmen, welche am nächsten zur tatsächlichen Ankunftszeit passt, kann die Amplitude des Pilotkanals zu der frühen und späten Samplezeit mit der Amplitude der derzeitigen Samplezeit verglichen werden, um zu bestimmen, welche größer ist. Wenn das Signal zu einer der benachbarten Sendezeiten größer ist als die derzeitige Sendezeit, kann das Timing derart eingestellt werden, dass die besten Demodulationsergebnisse erhalten werden.
7 ist ein Blockdiagramm des BPSK Kanaldecodierers 128 und des QPSK Kanaldecodierers 126 (2), und zwar gemäß dem exemplari schen Ausführungsbeispiel der Erfindung konfiguriert. BPSK Weichentscheidungsdaten von dem Kombinierer 184 (5) werden durch den Akkumulator 240 empfangen, welcher die erste Sequenz von 6.144/NR Demodulationssymbolen in dem empfangenen Rahmen speichert, wobei NR von der Übertragungsrate der BPSK Weichentscheidungsdaten wie oben stehend beschrieben abhängt, und er addiert jeden nachfolgenden Satz von 6.144/NR demodulierten Symbolen, welche in dem Rahmen mit den korrespondierenden gespeicherten akkumulierten Symbolen enthalten sind. Der Blockentschachtler 242 entschachtelt die akkumulierten Weichentscheidungsdaten von dem Summierer 240 mit variablem Startpunkt, und der Viterbi-Decodierer 244 decodiert die entschachtelten Weichentscheidungsdaten, um Hartentscheidungsdaten ebenso wie CRC Prüfsummenergebnisse zu erzeugen. Innerhalb des QPSK Decodierers 126 werden QPSK_I und QPSK_Q Weichentscheidungsdaten von dem Kombinierer 184 (5) demultiplexiert in einen einzigen Weichentscheidungsdatenstrom durch Demux 246, und der einzige Weichentscheidungsdatenstrom wird durch den Akkumulator 248 empfangen, welcher alle 6.144/NR Demodulationssymbole ackumuliert, wobei N_R von der Übertragungsrate der QPSK Daten abhängt. Der Blockentschachtler 250 entschachtelt die Weichentscheidungsdaten von dem Summierer 248 mit variablem Startpunkt, und der Viterbi-Decodierer 252 decodiert die entschachtelten Modulationssymbole, um Hartentscheidungsdaten wie auch CRC Prüfsummenergebnisse zu erzeugen. In dem alternativen exemplarischen Ausführungsbeispiel, welches oben mit Bezug auf 3 beschrieben ist, in welchem die Symbolwiederholung vor der Verschachtelung durchgeführt wird, sind die Akkumulatoren 240 und 248 nach den Blockentschachtlern 242 und 250 angeordnet. In dem Ausführungsbeispiel der Erfindung, welches die Verwendung von Ratensätzen beinhaltet, und in welchem deshalb die Rate von bestimmten Rahmen nicht bekannt ist, werden mehrere Decodierer verwendet, wobei jeder mit einer unterschiedlichen Übertragungsrate betrieben wird, und dann wird der Rahmen, welcher zu der Übertragungsrate zugeordnet ist, welcher am wahrscheinlichsten verwendet wurde, ausgewählt, und zwar basierend auf CRC Prüfsummenergebnissen.
Die Verwendung von anderen Fehlerüberprüfungsverfahren ist konsistent mit der Praxis der vorliegenden Erfindung.
Nun auf 8 zuwendend ist ein Rückverbindungsübertragungssystem, in welchem die Steuerungsdaten und die Pilotdaten in einen Kanal kombiniert wurden, gezeigt. Es soll verstanden werden, dass die Erfindung ebenso auf Vorwärtsverbindungsübertragungen angewandt werden kann, aber zusätzliche Vorteile bietet, wenn sie in der entfernten Mobilstation vorgesehen ist. Zusätzlich wird es vom Fachmann verstanden werden, dass Steuerungsdaten auf anderen Kanälen multiplexiert werden können, welche durch die entfernte Station übertragen werden. Jedoch werden in dem bevorzugten Ausführungsbeispiel die Steuerungsdaten auf den Pilotkanal multiplexiert, weil der Pilotkanal im Gegensatz zu fundamentalen und zusätzlichen Kanälen immer vorhanden ist, unabhängig davon, ob die entfernte Station Verkehrsdaten zum Senden zu der zentralen Kommunikationsstation hat. Zusätzlich, obwohl die vorliegende Erfindung in den Ausdrücken vom Multiplexieren der Daten auf dem Pilotkanal beschrieben ist, ist sie ebenfalls auf den Fall anwendbar, in welchem die Leistungssteuerungsdaten in den Pilotkanal punktuiert werden.
Pilotdaten, welche nur aus einem Strom von binären „eins" Werten bestehen, werden zu einem Multiplexierer (MUX) 300 geliefert. Zusätzlich werden die Steuerungskanaldaten, welche in dem exemplarischen Ausführungsbeispiel Leistungssteuerungsdaten, bestehend aus +1 und -1 Werten, anzeigend für die Anweisung für die Basisstation zum Erhöhen oder Verringern ihrer Sendeleistung sind, zu MUX 300 geliefert. Der Multiplexierer 300 kombiniert die zwei Datenströme durch Liefern der Steuerungsdaten in vorbestimmten Positionen in die Pilotdaten. Die multiplexierten Daten werden dann zu einem ersten Eingang von Multiplizierern 310 und 328 geliefert.
Der zweite Eingang des Multiplizierers 300 wird mit einer Pseudorausch-(PN = pseudo noise) Sequenz von +1 und -1 Werten beliefert. Die Pseudorauschsequenz, welche zu den Multiplizierern 310 und 312 geliefert wird, wird durch Multiplikation der kurzen PN Sequenz (PN_I) mit dem Langcode generiert. Die Generation von kurzen PN Sequenzen und Langcodesequenzen ist im Stand der Technik gut bekannt und detailliert in dem IS-95 Standard beschrieben. Der zweite Eingang des Multiplizierers 328 wird mit einer Pseudorausch (PN) Sequenz von +1 und -1 Werten beliefert. Die Pseudorauschsequenz, welche zu den Multiplizierern 318 und 328 geliefert wird, wird durch Multiplikation der kurzen PN Sequenz (PN_Q) mit dem Langcode generiert.
Die Ausgabe des Multiplizierers 310 wird zu einem ersten Eingang des Multiplizierers 314 geliefert. Die Ausgabe des Multiplizierers 318 wird zu dem Verzögerungselement 320 geliefert, welches die Eingangsdaten um ein Zeitintervall gleich zu einem halben Chip verzögert. Das Verzögerungselement 320 liefert das verzögerte Signal zu dem subtrahierenden Eingang des Subtrahierers 314. Die Ausgabe des Subtrahierers 314 wird zur Übertragung zu Basisbandfiltern und Pilotverstärkungselementen (nicht gezeigt) geliefert.
Die Ausgabe des Multiplizierers 328 wird zu dem Verzögerungselement 330 geliefert, welches die Eingabedaten um einen halben Chipzyklus verzögert, wie mit Bezug auf die Verzögerung 320 beschrieben. Die Ausgabe des Verzögerungselements 330 wird zu einem zweiten summierenden Eingang des Summierers 322 geliefert. Der erste Eingang des Summiererelements 322 ist die Ausgabe des Multiplizierers 312. Die summierte Ausgabe von dem Summierer 322 wird zur Übertragung zu Basisbandfiltern und Pilotverstärkungselementen (nicht gezeigt) geliefert.
Verkehrsdaten, welche auf dem zusätzlichen Kanal übertragen werden sollen, welche aus +1 und -1 Werten bestehen, werden zu einem ersten Eingang des Multiplizierers 302 geliefert. Der zweite Eingang des Multiplizierers 302 wird mit einer sich wiederholenden Walshsequenz (+1, -1) beliefert. Wie oben stehend beschrieben ist die Walshabdeckung vorhanden, um die Interferenz zwischen Kanälen von Daten, welche von der entfernten Station übertragen werden, zu verringern. Die Produktdatensequenz von dem Multiplizie rer 302 wird zu dem Verstärkungselement 304 geliefert, welches die Amplitude auf einen Wert skaliert, welcher relativ zu der Pilot-/Steuerungskanalverstärkung bestimmt wird. Die Ausgabe des Verstärkungselements 304 wird zu einem ersten Eingang des Summierers 316 geliefert. Die Ausgabe des Summierers 316 wird zu den Eingängen der Multiplizierer 312 und 318 geliefert und die Verarbeitung fährt wie oben stehend beschrieben fort.
Verkehrsdaten, welche auf dem fundamentalen Kanal übertragen werden sollen, welche aus +1 und -1 Werten bestehen, werden zu einem ersten Eingang des Multiplizierers 306 geliefert. Der zweite Eingang des Multiplizierers 306 wird mit einer jeweiligen Walshsequenz (+1, +1, -1, -1) beliefert. Wie oben stehend beschrieben verringert die Walshabdeckung die Interferenz zwischen Kanälen von Daten, welche von der entfernten Station übertragen werden. Die Produktdatensequenz von dem Multiplizierer 306 wird zu dem Verstärkungselement 308 geliefert, welches die Amplitude auf einen Wert skaliert, welcher relativ zu der Pilot-/Steuerungskanalverstärkung bestimmt wird. Die Ausgabe des Verstärkungselements 308 wird zu einem zweiten Eingang des Summierers 316 geliefert. Die Ausgabe des Summierers 316 wird zu den Eingängen der Multiplizierer 312 und 318 geliefert, und die Verarbeitung fährt wie oben stehend beschrieben fort.
Unter Bezugnahme auf 9 wird das Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung derart gezeigt, dass es die notwendigen Filteroperationen beinhaltet und einen zusätzlichen Vorteil zeigt, welcher durch Kombinieren der Pilot- und Steuerungsdaten erhalten wird. Dies ist eine Verringerung in der Menge von notwendigem Filterschaltkreis. Wie mit Bezug auf 8 beschrieben werden die Pilotdaten und die Steuerungskanaldaten zusammen durch den Multiplexierer (MUX) 350 multiplexiert. Die multiplexierten Daten, welche aus +1 und -1 Werten bestehen, werden zu einem ersten Eingang der Multiplizierer 352 und 354 geliefert. Der zweite Eingang des Multiplizierers 352 wird durch Multiplikation des kurzen PN Codes PN_I mit dem Langcode in dem Multiplizierer 390 beliefert. Das Produkt von dem Multiplizierer 352 wird zu dem Filter 356 mit begrenztem Impulsansprechverhalten (FIR = finite impulse response) geliefert. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel ist FIR 356 ein 48 tap bzw. Abgriff-FIR Filter, dessen Design im Stand der Technik gut bekannt ist. Der zweite Eingang des Multiplizierers 354 wird durch Multiplikation des kurzen PN Codes PN_Q mit dem Langcode in dem Multiplizierer 392 beliefert. Die Ausgabe des FIR 356 wird zu dem summierenden Eingang des Subtrahierers 374 geliefert. Die Ausgabe des Subtrahierers 374 wird zur Übertragung zu Heraufkonvertierern und Pilotverstärkungselementen (nicht gezeigt) geliefert.
Das Produkt von dem Multiplizierer 384 wird zu dem Filter 358 mit begrenzter Impulsantwort geliefert. In dem exemplarischen Ausführungsbeispiel ist FIR 358 ein 48 tap FIR Filter, dessen Design im Stand der Technik gut bekannt ist. Es soll verstanden werden, dass durch Kombinieren der Pilot- und Leistungssteuerungsdaten zwei FIR Filter eliminiert wurden, weil jeder Kanal zwei FIR Filter benötigt. Das Eliminieren von zwei FIR Filtern verringert die Schaltkreiskomplexität, den Leistungsverbrauch und die Chipfläche. Die Ausgabe der FIR 358 wird zu dem Verzögerungselement 360 geliefert, welches die Ausgabe um einen halben Chip verzögert, bevor das Signal zu einem ersten summierenden Eingang des Summierers 376 geliefert wird. Die Ausgabe des Summierers 376 wird zur Übertragung zu Heraufkonvertierern und Pilotverstärkungselementen (nicht gezeigt) geliefert.
Die Verkehrsdaten des zusätzlichen Kanals, welche aus +1 und -1 Werten bestehen, werden zu einem ersten Eingang des Multiplizierers 362 geliefert. Die zweite Eingabe zu dem Multiplizierer 362 ist eine wiederholende Walshsequenz (+1, -1), welche wie vorhergehend beschrieben die Interferenz zwischen den Kanälen verringert. Die Ausgabe des Multiplizierers 362 wird zu einem ersten Eingang von Multiplizierern 364 und 366 geliefert. Der zweite Eingang des Multiplizierers 364 ist eine Pseudorauschsequenz, welche von dem Multiplizierer 392 geliefert wird und die zweite Eingabe zu dem Multiplizierer 366 ist die Pseudorauschsequenz, welche von dem Multiplizierer 390 geliefert wird.
Die Ausgabe von dem Multiplizierer 364 wird zu dem FIR-/Verstärkungselement 368 geliefert, welches das Signal filtert und das Signal gemäß einem Verstärkungsfaktor relativ zur Einheitsverstärkung des Pilot-/Steuerungskanals verstärkt. Die Ausgabe des FIR-/Verstärkungselements 368 wird zu dem Verzögerungselement 372 geliefert. Das Verzögerungselement 372 verzögert das Signal um 1/2 eines Chips, bevor das Signal zu einem ersten subtrahierenden Eingang des Subtrahierelements 374 geliefert wird. Die Verarbeitung der Ausgabe des Subtrahierers 374 fährt wie oben stehend beschrieben fort.
Die Ausgabe von dem Multiplizierer 366 wird zu einem FIR-/Verstärkungselement 370 geliefert, welches das Signal filtert und das Signal gemäß einem Verstärkungsfaktor relativ zur Einheitsverstärkung des Pilot-/Steuerungskanals verstärkt. Die Ausgabe des FIR-/Verstärkungselements 370 wird zu einem zweiten Eingang des Summierelements 376 geliefert. Die Verarbeitung der Ausgabe des Subtrahierers 376 fährt wie oben stehend beschrieben fort.
Die Verkehrsdaten des fundamentalen Kanals, welche aus +1 und -1 Werten bestehen, werden zu einem ersten Eingang des Multiplizierers 388 geliefert. Die zweite Eingabe zu dem Multiplizierer 388 ist eine wiederholende Walshsequenz (+1, +1, -1, -1), welche wie vorhergehend beschrieben die Interferenz zwischen den Kanälen verringert. Die Ausgabe des Multiplizierers 388 wird zu einem ersten Eingang von Multiplizierern 378 und 384 geliefert. Die zweite Eingabe des Multiplizierers 378 ist eine Pseudorauschsequenz, welche von dem Multiplizierer 392 geliefert wird, und die zweite Eingabe zu dem Multiplizierer 384 ist die Pseudorauschsequenz, welche von dem Multiplizierer 390 geliefert wird.
Die Ausgabe von dem Multiplizierer 378 wird zu dem FIR-/Verstärkungselement 380 geliefert, welches das Signal filtert und das Signal gemäß eines Verstärkungsfaktors relativ zur Einheitsverstärkung des Pilot- /Steuerungskanals verstärkt. Die Ausgabe des FIR-/Verstärkungselements 380 wird zu dem Verzögerungselement 382 geliefert. Das Verzögerungselement 382 verzögert das Signal um 1/2 eines Chips bevor das Signal zu einem zweiten subtrahierenden Eingang des Subtrahierelements 374 geliefert wird. Die Verarbeitung der Ausgabe des Subtrahierers 374 fährt wie oben stehend beschrieben fort.
Die Ausgabe des Multiplizierers 384 wird zu dem FIR-/Verstärkungselement 386 geliefert, welches das Signal filtert und das Signal gemäß eines Verstärkungsfaktors relativ zur Einheitsverstärkung des Pilot-/Steuerungskanals verstärkt. Die Ausgabe des FIR-/Verstärkungselements 386 wird zu einem dritten Eingang des Summierelements 376 geliefert. Die Verarbeitung der Ausgabe des Subtrahierers 376 fährt wie oben stehend beschrieben fort.
Unter Bezugnahme auf 10 ist ein Empfänger zum Verarbeiten der Daten, wobei die Steuerungsdaten mit den Pilotsignaldaten multiplexiert werden, gezeigt. Die Daten werden durch eine Antenne (nicht gezeigt) empfangen und herunterkonvertiert, gefiltert und gesampelt. Die gefilterten Datensamples werden zu Verzögerungselementen 400 und 402 geliefert. Die Verzögerungselemente 400 und 402 verzögern die Daten um die Hälfte eines Chipzyklus, bevor sie die Daten zu einem ersten Eingang von Multiplizierern 404 und 406 liefern. Der zweite Eingang der Multiplizierer 404 und 406 wird mit einer Pseudorauschsequenz beliefert, welche durch den Multiplizierer 450 geliefert wird. Der Multiplizierer 450 generiert die Pseudorauschsequenz durch Multiplizieren des Kurzcode PN_I mit dem Langcode, wie vorstehend beschrieben.
Die gefilterten Samples werden auch direkt (ohne Verzögerung) zu einem ersten Eingang von Multiplizierern 446 und 448 geliefert. Der zweite Eingang von Multiplizierern 446 und 448 wird mit einer Pseudorauschsequenz durch den Multiplizierer 452 beliefert. Der Multiplizierer 452 generiert eine Pseudorauschsequenz durch Multiplizieren des kurzen PN Codes (PN_Q) mit dem Langcode. Die Ausgabe von dem Multiplizierer 404 wird zu einem ersten Eingang des Summierers 408 geliefert, und die Ausgabe von dem Multiplizierer 446 wird zu einem zweiten Eingang des Summierers 408 geliefert. Die Ausgabe von dem Multiplizierer 406 wird an einen summierenden Eingang von Subtrahierer 410 geliefert, und die Ausgabe vom Multiplizierer 448 wird an einen subtrahierenden Eingang des Subtrahierers 410 geliefert.
Die Ausgabe von Summierer 408 wird zu dem Verzögerungselement 412 und dem Pilotsymbolauswähler 434 geliefert. Der Pilotsymbolauswähler 434 blendet die Steuerungsdaten von den Pilotdaten aus, bevor das Signal zu dem Pilotfilter 436 geliefert wird. Der Pilotfilter 436 filtert das Signal und liefert das gefilterte Pilotsignal zu Multiplizierern 416 und 418. Ebenso blendet der Pilotsymbolauswähler 438 die Steuerungsdaten von den Pilotdaten aus, bevor das Signal zu dem Pilotfilter 440 geliefert wird. Der Pilotfilter 440 filtert das Signal und liefert das gefilterte Pilotsignal zu Multiplizierern 442 und 444. Die Verzögerung 412 wird verwendet, um die Daten durch die zwei Pfade zu synchronisieren, bevor sie zu dem Multiplizierer 416 geliefert werden. Dies bedeutet, dass das Verzögerungselement 412 eine Verzögerung liefert, welche gleich ist zu der Verarbeitungsverzögerung des Pilotsymbolauswählers 434 und des Pilotfilters 436, welche gleich ist zu der Verarbeitungsverzögerung des Pilotsymbolauswählers 438 und des Pilotfilters 440. Ähnlich synchronisiert das Verzögerungselement 414 die Daten welche zu den Multiplizieren 418 und 442 geliefert werden.
Die Ausgabe des Verzögerungselements 412 wird zu einem ersten Eingang von Multiplizierern 416 und 444 geliefert. Der zweite Eingang zu dem Multiplizierer 416 wird durch die Ausgabe des Pilotfilters 436 beliefert. Der zweite Eingang zu dem Multiplizierer 444 wird durch den Pilotfilter 440 beliefert. Die Ausgabe des Verzögerungselements 414 wird zu einem ersten Eingang zu Multiplizierern 418 und 442 geliefert. Der zweite Eingang zu dem Multiplizierer 418 wird durch die Ausgabe des Pilotfilters 436 beliefert. Die zweite Eingabe zu dem Multiplizierer 442 wird durch den Pilotfilter 440 beliefert.
Die Ausgabe des Multiplizierers 416 wird zu einem ersten Eingang des Summierers 420 geliefert, und der zweite Eingang des Summierers 420 wird durch die Ausgabe des Multiplizierers 442 beliefert. Die Summe von dem Summierer 420 wird zu dem Steuerungssymbolauswähler 442 geliefert, welcher die Steuerungsdaten von den Pilotkanaldaten separiert und diese Information zu einem nicht gezeigten Steuerungsprozessor liefert, welcher die Basisstationssendeleistung ansprechend darauf einstellt.
Die Ausgabe von dem Multiplizierer 418 wird zu einem summierenden Eingang des Subtrahierers 422 geliefert. Die Ausgabe von dem Multiplizierer 444 wird zu einem subtrahierenden Eingang des Subtrahierers 422 geliefert. Die Ausgabe des Subtrahierers 422 wird zu einem ersten Eingang des Multiplizierers 426 geliefert. Der zweite Eingang des Multiplizierers 426 wird mit der wiederholenden Walshsequenz (+1, -1) beliefert. Das Produkt von dem Multiplizierer 426 wird zu dem Summierelement 428 geliefert, welches die Eingabebits über die Walshsequenzperiode summiert, um den zusätzlichen Datenkanal vorzusehen. Die Ausgabe des Subtrahierers 422 wird zu einem ersten Eingang des Multiplizierers 430 geliefert. Der zweite Eingang des Multiplizierers 430 wird mit der wiederholenden Walshsequenz (+1, +1, -1, -1) beliefert. Das Produkt von dem Multiplizierer 430 wird zu dem Summierelement 432 geliefert, welches die Eingabebits über die Walshsequenzperiode summiert, um die fundamentalen Kanaldaten zu liefern.
Somit wurde ein CDMA Drahtloskommunikationssystem mit mehreren Kanälen und hoher Rate beschrieben. Die Beschreibung wird geliefert, um jedem Fachmann zu ermöglichen, die vorliegende Erfindung auszuführen oder zu benutzen. Die verschiedenen Modifikationen zu diesen Ausführungsbeispielen werden dem Fachmann unmittelbar offensichtlich sein, und die allgemeinen Prinzipien, welche hierin definiert wurden, können auf andere Ausführungsbeispiele ohne die Verwendung der erfinderischen Fähigkeit angewandt werden. Somit ist es nicht beabsichtigt, die vorliegende Erfindung auf die hierin gezeigten Ausführungsbeispiele einzuschränken, sondern ihr soll der weiteste Umfang, welcher mit den Prinzipien und neuen Merkmalen, welche hierin offenbart sind, konsistent ist, zugestanden werden.

Claims

Eine Vorrichtung zum Generieren von modulierten Daten für die Übertragung von einer Teilnehmereinheit (100), wobei die Teilnehmereinheit (100) angepasst ist zum Senden von Steuerdaten und von Pilotdaten zu einer Basisstation (120) in Kommunikation mit einem Satz von Teilnehmereinheiten, wobei die Vorrichtung Folgendes aufweist: Mittel zum Kombinieren (160, 300, 350) von Steuerdaten mit Pilotdaten, um einen ersten Strom von Daten zu erzeugen und zum Vorsehen des ersten Stroms von Daten an einen Eingang von Mitteln zur Komplexmultiplikation; und wobei die Mittel zur Komplexmultiplikation angepasst sind zum komplexen Multiplizieren von einem oder zwei vorgesehenen Strömen von Daten inklusive des ersten Stromes von Daten mit einem Komplex-Pseudorausch-Code.
Vorrichtung gemäß Anspruch 1, die weiterhin Folgendes aufweist: Mittel (302, 306) zum Erzeugen eines zweiten Stroms von Daten durch Modulieren eines ersten nicht spezifischen Datensignals, was Benutzerdaten, Signalisierungsdaten oder beides sein kann, mit einem ersten Code, wobei der erste Code orthogonal ist zu den Pilotdaten und den Steuerdaten und zum Vorsehen des zweiten Stromes von Daten an einen Eingang der Mittel zur Komplexmultiplikation.
Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei die Mittel (302, 306) zum Erzeugen eines zweiten Stromes von Daten weiterhin Folgendes aufweisen: Mittel (306) zum Modulieren von zweiten nicht-spezifischen Daten, die Benutzerdaten, Signalisierungsdaten oder beides sein können, mit einem zweiten Code, wobei der zweite Code orthogonal ist zu den Pilotdaten und den Steuerdaten und dem ersten Code; und Mittel (316) zum Addieren der modulierten zweiten nicht-spezifischen Daten zu den modulierten ersten nicht spezifischen Daten.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 2 bis 3, wobei der erste Strom von Daten und der zweite Strom von Daten an unterschiedliche Eingänge der Mittel zur Komplexmultiplikation vorgesehen werden.
Vorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei die Mittel zum Kombinieren (160, 300, 350) angepasst sind zum Multiplexen bzw. Multiplexieren der Pilotdaten mit den Steuerdaten.
Vorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei die Mittel (160, 300 350) zum Kombinieren angepasst sind zum Vorsehen der Steuerdaten in vorbestimmten Positionen in den Pilotdaten.
Vorrichtung gemäß Anspruch 1, wobei die Mittel (160, 300, 350) zum Kombinieren angepasst sind zum Punktieren bzw. Aufprägen der Steuerdaten in die Pilotdaten.
Vorrichtung gemäß Anspruch 2, wobei der erste Modulationscode ein Walsh-Code ist.
Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei der zweite Modulations-Code ein Walsh-Code ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 2, wobei der erste Modulations-Code der Walsh-Code +, - ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 3, wobei der zweite Modulations-Code der Walsh-Code +,+, -, – ist.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 2 bis 3, wobei der Komplex-Pseudorausch-Code eine In-Phasen-Pseudorausch-Code-Komponente und eine Quadratur-Phasen-Pseudorausch-Code-Komponente aufweist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 12, wobei die In-Phasen-Pseudorausch-Code-Komponente und die Quadratur-Phasen-Pseudorausch-Code-Komponente mit einem Langcode multipliziert werden.
Vorrichtung gemäß einem der Ansprüche 12 bis 13, wobei die Mittel zur Komplexmultiplikation Folgendes aufweisen: Mittel (310) zum Multiplizieren des ersten Stroms der einen oder mehreren vorgesehenen Daten mit der In-Phasen-Pseudorausch-Code-Komponente, um erste multiplizierte Daten vorzusehen; Mittel (318) zum Multiplizieren des zweiten Stromes der einen oder mehreren vorgesehenen Daten mit der Quadratur-Phasen-Pseudorausch-Code-Komponente, um zweite multiplizierte Daten vorzusehen; Mittel (328) zum Multiplizieren des ersten Stromes der einen oder mehreren vorgesehenen Daten mit der Quadratur-Phasen-Pseudorausch-Code-Komponente, um dritte multiplizierte Daten vorzusehen; Mittel (312) zum Multiplizieren des zweiten Stromes der einen oder mehreren vorgesehenen Daten mit der In-Phasen-Pseudorausch-Code-Komponente, um vierte multiplizierte Daten vorzusehen; Mittel (314) zum Subtrahieren der zweiten multiplizierten Daten von den ersten multiplizierten Daten; und Mittel (322) zum Hinzuaddieren der dritten multiplizierten Daten zu den vierten multiplizierten Daten.
Vorrichtung gemäß Anspruch 14, wobei die Mittel zur komplexen Multiplikation weiterhin Folgendes aufweisen: Mittel (320) zum Verzögern der zweiten multiplizierten Daten, um einen Verzögerungsbetrag; und Mittel (330) zum Verzögern der dritten multiplizierten Daten, um einen Verzögerungsbetrag.
Vorrichtung gemäß Anspruch 15, wobei der Verzögerungsbetrag gleich ist zu einem halben Chip.
Vorrichtung gemäß Anspruch 1, die weiterhin Folgendes aufweist: Mittel zum Anpassen einer Verstärkung des ersten Stroms von Daten.
Vorrichtung gemäß Anspruch 2, die weiterhin Folgendes aufweist: Mittel (304, 308) zum Anpassen einer Verstärkung des zweiten Stroms von Daten.
Vorrichtung gemäß Anspruch 18, wobei die Mittel (304, 308) zum Anpassen der Verstärkung des zweiten Stromes von Daten Folgendes aufweisen: Mittel zum Anpassen der Verstärkung des zweiten Stromes von Daten auf einen Wert bestimmt relativ zu einer Verstärkung des ersten Stromes von Daten.
Eine Basisstation (120) zur Verwendung in einem drahtlosen Kommunikationssystem, wobei die Basisstation (120) Folgendes aufweist: ein HF-Verarbeitungssystem (122) zum Empfangen eines Trägersignals, das mindestens kombinierte Pilotdaten und Steuerdaten aufweist und zum Vorsehen von komplex empfangenen Abtastungen; und ein Demodulator (124), der Folgendes aufweist: Mittel zum Komplexmultiplizieren (404, 406, 446, 448) der komplex empfangenen Abtastungen mit einem Komplex-Pseudorausch-Code, um ein komplex-pseudorausch-entspreizten Signal vorzusehen; Mittel zum Demultiplexieren bzw. Demultiplexen (434, 438) von Komplex-Pilotdaten von dem komplex-pseudorausch-entspreizten Signal; Mittel (416, 419, 420, 422, 442, 444) zum Phasen-Rotieren und Skalieren des komplex-pseudorausch-entspreizten Signals gemäß den Komplex-Pilotdaten, um zwei Ströme von Daten vorzusehen; und Mittel zum Auswählen von Steuersymbolen (424) aus einem der zwei Ströme.
Basisstation (120) gemäß Anspruch 20, wobei der Komplex-Pseudorausch-Code eine In-Phasen-Pseudorausch-Code-Komponente und eine Quadratur-Phasen-Pseudorausch-Code-Komponente aufweist.
Basisstation (120) gemäß Anspruch 21, wobei die In-Phasen-Pseudorausch-Code-Komponente und die Quadratur-Phasen-Pseudorausch-Code-Komponente mit einem Lang-Code multipliziert werden.
Basisstation (120) gemäß Anspruch 20, wobei die Mittel (416, 418, 420, 422, 442, 444) zum Phasen-Rotieren und Skalieren Folgendes aufweisen: Mittel zur Komplexmultiplikation des komplex-pseudorausch-entspreizten Signals mit einem Komplex-Konjugat bzw. Komplex-Konjugiertem der Komplex-Pilotdaten.
Basisstation (120) gemäß Anspruch 20, die weiterhin Folgendes aufweist: Mittel (436, 440) zum Filtern der Komplex-Pilotdaten.
Basisstation (120) gemäß Anspruch 20, wobei der Demodulator (124) weiterhin Folgendes aufweist: Mittel zum Multiplizieren (426, 430) des anderen Stroms der zwei Ströme mit einem ersten Code, um erste Kanaldaten vorzusehen.
Basisstation (120) gemäß Anspruch 25, die weiterhin Folgendes aufweist: Mittel zum Summieren (428, 432) der komplexen ersten Kanaldaten gemäß der Länge des ersten Codes.
Basisstation (120) gemäß Anspruch 25, wobei der erste Code ein Walsh-Code ist.
Basisstation (120) gemäß Anspruch 25, wobei der erste Code der Walsh-Code +, - ist.
Basisstation (120) gemäß Anspruch 25, wobei der erste Code der Walsh-Code +, +, -, - ist.
Ein Verfahren zum Generieren von modulierten Daten zur Übertragung von einer Teilnehmereinheit (100) in einen Satz von Teilnehmereinheiten, wobei die Teilnehmereinheit (100) Steuerdaten und Pilotdaten an eine Basisstation (120) in Kommunikation mit dem Satz von Teilnehmereinheiten sendet, wobei das Verfahren Folgendes aufweist: Kombinieren der Steuerdaten mit den Pilotdaten, um einen ersten Strom von Daten zu erzeugen; Vorsehen des ersten Stroms von Daten an einen Eingang eines Komplex-Multiplizierers; und Ausführen von Komplexmultiplikationen auf einen oder zwei vorgesehene Ströme von Daten inklusive des ersten Stroms von Daten mit einem Komplex-Pseudorausch-Code.
Verfahren nach Anspruch 30, das weiterhin Folgendes aufweist: Erzeugen eines zweiten Stroms von Daten durch Modulieren von ersten nicht spezifischen Daten, die Benutzerdaten, Signalisierungsdaten oder beides sein können, und zwar mit einem ersten Code, wobei der erste Code orthogonal ist zu den Pilotdaten und den Steuerdaten; und Vorsehen des zweiten Stroms von Daten an den Komplex-Multiplizierer.
Verfahren gemäß Anspruch 31, wobei das Erzeugen eines zweiten Stromes von Daten weiterhin Folgendes aufweist: Modulieren von zweiten nicht spezifischen Daten, was Benutzerdaten, Signalisierungsdaten oder beides sein kann, mit einem zweiten Code, wobei der zweite Code orthogonal ist zu den Pilotdaten und den Steuerdaten und dem ersten Code; und Hinzufügen der gespreizten zweiten nicht spezifischen Daten zu den ersten gespreizten nicht spezifischen Daten.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 31 bis 32, wobei der erste Strom von Daten und der zweite Strom von Daten an unterschiedliche Eingänge des Komplex-Multiplizierers vorgesehen werden.
Verfahren gemäß Anspruch 33, wobei das Kombinieren das Multiplizieren der Pilotdaten mit den Steuerdaten aufweist.
Verfahren gemäß Anspruch 30, wobei das Kombinieren das Vorsehen der Steuerdaten in vorbestimmten Positionen in den Pilotdaten aufweist.
Verfahren gemäß Anspruch 30, wobei das Kombinieren das Punktieren der Steuerdaten in die Pilotdaten aufweist.
Verfahren gemäß Anspruch 31, wobei der erste Modulations-Code ein Walsh-Code ist.
Verfahren gemäß Anspruch 32, wobei der zweite Modulations-Code ein Walsh-Code ist.
Verfahren gemäß Anspruch 31, wobei der erste Modulations-Code der Walsh-Code +, - ist.
Verfahren gemäß Anspruch 32, wobei der zweite Modulations-Code der Walsh-Code +, +, -, - ist.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 30 bis 31, wobei der Komplex-Pseudorausch-Code eine In-Phasen-Pseudorausch-Code-Komponente und eine Quadratur-Phasen-Pseudorausch-Code-Komponente aufweist.
Verfahren gemäß Anspruch 41, wobei die In-Phasen-Pseudorausch-Code-Komponente und die Quadratur-Phasen-Pseudorausch-Code-Komponente mit einem Lang-Code multipliziert werden.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 40 bis 41, wobei das Auswählen der Komplexmultiplikation Folgendes aufweist: Multiplizieren des ersten Stroms der einen oder mehreren vorgesehenen Daten mit der In-Phasen-Pseudorausch-Code-Komponente, um erste multiplizierte Daten vorzusehen; Multiplizieren des zweiten Stroms der einen oder mehreren vorgesehenen Daten mit der Quadratur-Phasen-Pseudorausch-Code-Komponente, um zweite multiplizierte Daten vorzusehen; Multiplizieren des ersten Stroms der einen oder mehreren vorgesehenen Daten mit einer Quadratur-Phasen-Pseudorausch-Code-Komponente, um dritte multiplizierte Daten vorzusehen; Multiplizieren des zweiten Stroms der einen oder mehreren vorgesehenen Daten mit der In-Phasen-Pseudorausch-Code-Kom^pone^nte, um vierte multiplizierte Daten vorzusehen; Subtrahieren der zweiten multiplizierten Daten von den ersten multiplizierten Daten; und Hinzufügen der dritten multiplizierten Daten zu den vierten multiplizierten Daten.
Verfahren gemäß Anspruch 43, wobei das Ausführen der komplexen Multiplikation weiterhin Folgendes aufweist: Verzögern der dritten multiplizierten Daten, um einen Verzögerungsbetrag; und Verzögern der zweiten multiplizierten Daten, um den Verzögerungsbetrag.
Verfahren gemäß Anspruch 44, wobei der Verzögerungsbetrag gleich zu einem halben Chip ist.
Verfahren gemäß Anspruch 31, das weiterhin Folgendes aufweist: Anpassen der Verstärkung des ersten Stroms von Daten.
Verfahren gemäß Anspruch 32, das weiterhin Folgendes aufweist: Anpassen der Verstärkung des zweiten Stroms von Daten.
Verfahren gemäß Anspruch 32, wobei das Anpassen der Verstärkung des zweiten Stromes von Daten Folgendes aufweist: Anpassen der Verstärkung des zweiten Stroms von Daten auf einen Wert bestimmt relativ zu der Verstärkung des ersten Stroms von Daten.
Ein Verfahren zum Demodulieren eines empfangenen Signals bei einer Basisstation (120), wobei das Verfahren Folgendes aufweist: Empfangen eines Trägersignals, das mindestens kombinierte Pilotdaten und Steuerdaten aufweist und Vorsehen von komplex-empfangenen Abtastungen; Komplexmultiplizieren der komplex-empfangenen Abtastungen mit einem Komplex-Pseudorausch-Code, um ein komplex-pseudorausch-entspreiztes Signal vorzusehen; Demultiplexieren von Komplex-Pilotdaten aus dem Komplex-Pseudorausch-entspreizten Signal; Phasen-Rotieren und Skalieren des komplex-pseudorausch-entspreizten Signals gemäß den Komplex-Pilotdaten, um zwei Ströme von Daten vorzusehen; und Auswählen von Steuersymbolen aus einem der zwei Ströme.
Verfahren gemäß Anspruch 49, wobei der Komplex-Pseudorausch-Code eine In-Phasen-Pseudorausch-Code-Komponente und eine Quadratur-Phasen-Pseudorausch-Code-Komponente aufweist.
Verfahren gemäß Anspruch 50, wobei die In-Phasen-Pseudorausch-Code-Komponente und die Quadratur-Phasen-Pseudorausch-Code-Komponente mit einem Lang-Code multipliziert werden.
Verfahren gemäß Anspruch 49, wobei das Phasen-Rotieren und Skalieren Folgendes aufweist: Komplex-Multiplizieren des Komplex-Pseudorausch-Entspreizsignals mit einem komplexen Konjugat der Komplex-Pilotdaten.
Verfahren gemäß Anspruch 49, das weiterhin Folgendes aufweist: Filtern der Komplex-Pilotdaten.
Verfahren gemäß Anspruch 49, das weiterhin Folgendes aufweist: Multiplizieren des anderen Stromes der zwei Ströme mit einem ersten Code, um einen ersten Kanal vorzusehen.
Verfahren gemäß Anspruch 54, das weiterhin Folgendes aufweist: Summieren der komplexen ersten Kanaldaten gemäß der Länge des ersten Codes.
Verfahren gemäß Anspruch 54, wobei der erste Code ein Walsh-Code ist.
Verfahren gemäß Anspruch 54, wobei der erste Code der Walsh-Code +,- ist.
Verfahren gemäß Anspruch 54, wobei der erste Code der Walsh-Code +,+,-,- ist.