DE69826337T2

DE69826337T2 - Symbolsynchronisierung in Mehrträgerempfänger

Info

Publication number: DE69826337T2
Application number: DE69826337T
Authority: DE
Inventors: Jonathan H. Tadworth Stott; Adrian P. Tadworth Robinson; Christopher K.P. Tadworth Clarke
Original assignee: British Broadcasting Corp
Current assignee: British Broadcasting Corp
Priority date: 1997-05-02
Filing date: 1998-05-01
Publication date: 2005-10-27
Anticipated expiration: 2018-05-02
Also published as: EP1267538A1; ES2226066T3; GB9809462D0; DE69826336T2; EP0876031A3; EP1267539B1; ES2227391T3; DE69825658D1; DE69826336D1; DE69826337D1; ES2227390T3; EP1267538B1; DE69825658T2; EP0876031B1; EP0876031A2; US6320915B1; GB2325825A; EP1267539A1; GB9709063D0; GB2325825B

Description

Hintergrund der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Extrahieren von Informationen aus einem Signal, das eine Folge von Symbolperioden umfasst, die jeweils aus einer aktiven Symbolperiode und einem Schutzintervall bestehen. Die Erfindung ist auf OFDM-Signale (Orthogonal Frequency Division Multiplex) anwendbar, wie sie beispielsweise zum Rundsenden von digitalen Fernsehsignalen im UHF-(Ultrahochfrequenz)-Band oder für digitales Audio-Broadcasting (DAB) verwendet werden.
Die Form von OFDM-Signal, die für diesen Zweck vorgeschlagen wird, besteht aus Datensignalen und Referenzinformationen, die als QPSK (Quadratur-Phasenumtastung) oder QAM (Quadratur-Amplitudenmodulation) auf mehrere tausend individuelle Träger moduliert werden, die frequenzmäßig gleichmäßig beabstandet sind und eine Gesamtbandbreite von mehreren Megahertz im UHF-Spektrum einnehmen. Das Datensignal auf jedem Träger hat eine relativ lange Symbolperiode, und dies – zum Teil – gibt dem Signal seine gute Leistung unter Mehrpfad-Ausbreitungsbedingungen. Die Mehrpfadleistung wird ferner durch den Einschluss eines Schutzintervalls verbessert, in dem ein Teil der modulierten Signalwellenform, die vom Ende jedes Symbols genommen wird, auch zu Beginn derselben Symbolperiode enthalten ist. Verschiedene Fraktionen der Grundsymbolperiode, z. B. 1/32, 1/16, 1/8 oder ein 1/4, können auf diese Weise zur Erzielung von Immunität gegen Mehrpfadverzerrung von immer längeren Verzögerungen verwendet werden.
Spezifischer ausge drückt, jedes Symbol wird um eine Periode T_G (dem Schutzintervall) verlängert, die der „nützlichen" oder „aktiven" Symbolperiode T_S voransteht, so dass das gesamte Symbol jetzt insgesamt T_T dauert. T_S ist die Umkehr des Trägerabstands f_S und die Dauer des Zeitdomänensignals, das durch die FFT (Fast Fourier Transformation) jeweils im Sender und Empfänger erzeugt bzw. analysiert wird.
Jeder Träger ist über die Grenze zwischen dem Schutzintervall und dem aktiven Teil desselben Symbols kontinuierlich, bei ständig gleicher Amplitude und Phase. Wenn man das Signal am komplexen Basisband betrachtet, bei dem alle Trägerfrequenzen nicht nur beabstandete f_S, sondern auch gleich Vielfachen von f_S sind, dann ist das Signal im Schutzintervall effektiv eine Kopie des Segments des Signals, das die Länge des letzten T_G des aktiven Teils einnimmt, wie in 4 der Begleitzeichnungen dargestellt ist. Daraus folgt, dass das Signal denselben Wert zu beliebigen zwei Zeitpunkten hat, die durch T_S getrennt sind, aber innerhalb desselben Symbols liegen.
Spezifische Vorschläge zum Synchronisieren von OFDM-Empfangsvorrichtungen wurden beispielsweise in den europäischen Patentanmeldungen EP-A-0 653 858 und 0 608 024 sowie in den internationalen Patentanmeldungen WO95/07581, WO95/05042 und WO95/03656 vorgeschlagen.
Die Hauptanforderung an die Synchronisation in einem Empfänger besteht darin, einen zuverlässigen Zeitsynchronisationsimpuls in Bezug auf den Beginn der Symbolperiode von der Signalwellenfom zu erhalten. Ein solcher Impuls könnte dann verwendet werden, um an der richtigen Position in der Wellenform den Fourier-Transformationsprozess zu starten, bei dem ein großer Teil des Demodulationsprozesses durchgeführt wird. Eine zweite Anforderung an die Synchronisation besteht darin, den digitalen Abtasttakt im Empfänger auf eine geeignet gewählte Oberwelle der Symbolperiode zu rasten. Die durch Summieren aller modulierten Träger erzeugte modulierte OFDM-Wellenform ist im Wesentlichen jedoch rauschartig und hat keine offensichtlichen Merkmale wie regelmäßige Impulse, die zum Synchronisieren des Schaltkomplexes eines Empfängers verwendet werden könnten.
Aus diesem Grund haben wir zuvor Techniken zur Synchronisation vorgeschlagen, die auf der Korrelation des Signals mit einer Version von sich basiert, die um die Grundsymbolperiode verzögert ist. Die Similarität zwischen dem Teil, der zum Bilden des Schutzintervalls enthalten ist, und dem Endteil des Grundsymbols wird dann als eine Nettokorrelationsregion dargestellt, während der Rest der Symbolperiode keine Korrelation zeigt. Trotzdem reflektiert die korrelierte Wellenform weiterhin die rauschartige Natur der Signalwellenform und kann durch Signalstörungen beeinträchtigt werden, so dass das Signal noch weiter verarbeitet werden muss, um eine zuverlässige Synchronisation zu erhalten.
Unsere Europäische Patentanmeldung Nr. 96307964.5, Veröffentlichungs-Nr. 0 772 332 (Veröffentlichungsdatum 7. Mai 1997), beschreibt die Verwendung eines Korrelators mit einem Filter, der die Periodizität der Wellenform nutzt, um einen komplexen Symbolimpuls zu bilden, und dann das Argument des Impulses verwendet, um Frequenzregelung für einen Lokaloszillator zu erzielen. Darüber hinaus wird das Modul des Impulssignals zum Ableiten eines Impulses verwendet, der sich auf den Anfang der Symbolperiode bezieht, und um ein Signal zum Regeln der Taktfrequenz im Demodulator abzuleiten. Eine komplexe Integrate-and-Dump-Technik ist in die Taktschleife zum Unterdrücken von Interferenzen einbezogen.
Es wird auch auf einen Artikel von T. Keller und L. Hanzo „Orthogonal Frequency Division Multiplex Synchronisation Techniques for Wireless Local Area Networks", IEEE International Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications, Taiwan, Oktober 1996, XX, Bd. 3, Seiten 963–967, verwiesen.
Zusammenfassung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung ist in Anspruch 1 unten definiert, auf den nunmehr Bezug genommen werden sollte. Vorteilhafte Merkmale der Erfindung werden beispielhaft ausführlicher mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben.
Eine bevorzugte Ausgestaltung der Erfindung wird nachfolgend ausführlicher beschrieben. Die bevorzugte Ausgestaltung arbeitet ebenfalls mit Korrelation und einem Filter, der die Periodizität der Wellenform zur Bildung eines Symbolimpulses nutzt, verwendet aber darüber hinaus eine adaptive Slicing-Technik auf der Basis des Moduls und Arguments der Symbolimpulswellenform, um Timing-Informationen aus dem Impuls zu extrahieren. Somit wird nicht die Größe allein verwendet, da dies minderwertige Ergebnisse erbringen würde. Als eine Weiterentwicklung davon haben wir erkannt, dass eine Annäherung an die korrekte Phase zunächst verwendet werden kann, da die gewünschte Phase, wenn das System sich korrekt auf das eingehende Signal gerastet hat, auf die reale Achse ausgerichtet wird, und dies kann danach als die korrekte Phase oder das korrekte Argument angenommen werden.
Die vorliegende Verbesserung kann auch vorteilhaft in Verbindung mit den Verbesserungen der Stammanmeldung EP-A-0 876 031 und der Schwesteranmeldung EP-A-1 267 539 genutzt werden.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die Erfindung wird nachfolgend ausführlicher beispielhaft unter Bezugnahme auf die Begleitzeichnungen beschrieben. Dabei zeigt:
1 ein Blockschaltbild des relevante n Teils eines die Erfindung ausgestaltenden OFDM-Empfängers;
2 ein Blockschaltbild der Synchronisationseinheit des Empfängers von 1;
3 ein Blockschaltbild der adaptiven Slicing-Schaltung der Synchronisationsschaltung im Empfänger von 1; und
4 (oben beschrieben) ein Diagramm, das zeigt, wie jedes Symbol ein aktives Symbol und ein Schutzintervall umfasst, und das die Beziehung dazwischen illustriert.
Ausführliche Beschreibung der bevorzugten Ausgestaltungen
Die Erfindung wird anh and von Parameterwerten von einem bestimmten System einer digitalen OFDM-Signalübertragung beispielhaft beschrieben. Weitere Einzelheiten dieses Systems befinden sich im ETSI-Dokumententwurf prETS 300 744, November 1996, jetzt Dokument ETS 300 744 vom März 1997.
Die relevanten Teile eines die Erfindung ausgestaltenden OFDM-Empfängers sind in Blockdiagrammform in 1 dargestellt. Der Empfänger hat einen UHF-Eingang 1, der ein empfangenes Signal an einen Empfangsumsetzer 2 anlegt. Der Ausgang des Empfangsumsetzers wird an einen A/D-Wandler 3 angelegt, der einen Takteingang von einem spannungsgesteuerten Kristalloszillator 8 empfängt und ein Ausgangssignal an einen Real-zu-komplex-Wandler 4 liefert. Der Ausgang des Real-zu-komplex-Wandlers 4 wird zunächst an eine Fourier-Transformationsschaltung, wie z. B. einen bekannten FFT (Fast Fourier Transformator), sowie an eine Synchronisationseinheit 9 angelegt. Der Ausgang der Fourier-Transformationsschaltung wird an die Datenrückgewinnungsschaltung 6 angelegt, die auf der in einem bekannten OFDM-Empfänger basiert, um einen Datenausgang bei 7 bereitzustellen. Die Synchronisationseinheit 9 hat zwei Ausgänge, nämlich einen Ausgang 10, der mit der Fourier-Transformationsschaltung 5 gekoppelt ist, und einen Ausgang 11, der an den gesteuerten Oszillator 8 angelegt wird. Schließlich erhält die Synchronisationseinheit 9 das Taktsignal von dem gesteuerten Oszillator 8.
Der Betrieb der Schaltung von 1 läuft wie folgt ab. Ein empfangenes UHF-OFDM-Eingangssignal am Eingang 1 wird durch Frequenzverschiebung im Empfangsumsetzer 2 abwärts gemischt, so dass es eine Bandbreite von nominell 8 MHz im Bereich von 0 bis 9 MHz einnimmt. Es wird dann vom A/D-Wandler 3 abgetastet, der mit einer Abtastfrequenz von 18,285714 MHz vom spannungsgesteuerten Kristalloszillator 8 arbeitet. Die realen Abtastsignale vom A/D-Wandler werden vom Real-zu-komplex-Wandler 4 in die Form von komplexen Abtastsignalen bei 9,142857 MHz konvertiert, die für eine Fourier-Transformation in der Fourier-Transformationsschaltung 5 benötigt werden. Da jedes komplexe Abtastsignal aus realen (R) und imaginären (I) Komponenten besteht, ist es praktisch, die beiden in einer Sequenz R₁I₁R₂I₂ ... zusammen zu multiplexieren, so dass die Datenstromrate von 18,285714 MHz gewahrt bleibt. Demgemäß akzeptiert die Synchronisationseinheit 9 die OFDM-Signalwellenform als eine Serie von komplexen Abtastsignalen, die dann zu einer Serie von regulären Symbolimpulsen am Ausgang 10 verarbeitet werden, um zum geeigneten Zeitpunkt in dem Symbol mit der Transformation zu beginnen. Darüber hinaus kann die Synchronisationseinheit ein Signal an den Ausgang 11 anlegen, um den gesteuerten Oszillator 8 zu rasten. Dies wird durch Vergleichen der Synchronisation von regulären Symbolimpulsen, die durch Dividieren des Abtasttakts durch ein entsprechendes Verhältnis erzeugt werden, mit der Synchronisation der aus der Eingangssignalwellenform extrahierten Symbolimpulse erzielt.
Die Hauptelemente der Synchronisationseinheit 9 sind in 2 dargestellt. Mit Bezug auf 2, der komplexe Eingang von der Real-zu-komplex-Schaltung 4 wird an einen Eingangsanschluss 21 und von dort an ein Verzögerungsglied 20 mit einer Dauer angelegt, die gleich der Grundsymbolperiode T_S ist, und an eine Konjugationsschaltung 24. Die Konjugationsschaltung 24 bildet das komplexe Konjugat jedes Abtastsignals, indem der imaginäre Teil umgekehrt wird. Die Ausgänge des Verzögerungsgliedes 20 und der Konjugationsschaltung 24 werden beide an einen vollen Vier-Komponenten-Komplexvervielfacher 22 angelegt. Somit ergibt der Vervielfacher einen Ausgang XY*, wobei Y das Eingangssignal, X das Signal Y nach dem Verzögerungsglied 20 und das Sternchen (*) das komplexe Konjugat angeben. Das Verzögerungsglied 20, die Konjugationsschaltung 24 und der Vervielfacher 22 arbeiten als Korrelator, wie in unserer oben erwähnten Europäischen Patentanmeldung Nr. 96307964.5 beschrieben ist. Der Ausgang des Vervielfachers 22 wird an eine Hochpassfilterschaltung 30 angelegt, deren Ausgang an einen Symbolperioden-Kammfilter 40 angelegt wird. Der Ausgang des Filters wird dann an eine adaptive Slicing-Schaltung 50 angelegt, deren Ausgang wiederum an eine Impulsverarbeitungsschaltung 60 angelegt wird. Der Ausgang der Impulsverarbeitungsschaltung 60 wird dann an einen Symbolzähler 70 angelegt.
Der Betrieb der in 2 gezeigten Synchronisationsschaltung 2 ist wie folgt. Das rauschartige OFDM-Signal in komplexer Form wird an das Verzögerungsglied 20 mit einer Dauer angelegt, die gleich der Grundsymbolperiode ist, sowie an die Konjugationsschaltung 24, die durch Umkehren des imaginären Teils das komplexe Konjugat jedes Abtastsignals bildet. Die Korrelation zwischen den beiden Signalen wird durch den komplexen Vervielfacher 22 erzeugt und erscheint als verrauschte Impulswellenform mit Symbolrate.
Es ist zu erkennen, dass der Konjugationsprozess 24 alternativ mit gleicher Wirksamkeit in dem verzögerten Signal erfolgen kann, das in Reihe mit dem Verzögerungsglied 20 ist. Das heißt, es wird das Signal YX* anstatt XY* erzeugt.
Die Hochpassfilterschaltung 30 soll komplexwertige Offsets entfernen, die durch Interferenz entstanden sind. Darauf folgt der Symbolperioden-Kammfilter 40, der die periodische Natur der Wellenform zum Unterdrücken von Rauschen und anderen Beeinträchtigungen nutzt, um einen Rechteckimpuls zu erzeugen, dessen Dauer sich auf das Schutzintervall bezieht. Es ist zu bemerken, dass der Kammfilter 40 mit ähnlicher Wirksamkeit auch vor dem Hochpassfilter 30 platziert werden könnte. Die adaptive Slicing-Schaltung 50 dient zum Vorbereiten der komplexen Wellenform für ein Slicing am vorteilhaftesten Punkt unter Berücksichtigung der Auswirkungen von Lokaloszillator-Frequenzfehlern, Amplitudenvariationen sowie Verzerrungen aufgrund von Mehrpfadausbreitung. Auf diese Schaltung 50 folgt die Impulsverarbeitungsschaltung 60, die einen Einzelimpuls an der vorderen Flanke des Symbolimpulses erzeugt und die Erzeugung von Störimpulsen verhütet, die aufgrund von mehreren Überquerungen des Slicing-Pegels in einem verrauschten Signal auftreten könnten.
Das Timing der von der Impulsverarbeitungsschaltung 60 erzeugten Impulse wird mit dem Timing von Impulsen verglichen, das durch Dividieren der Abtasttaktfrequenz bis hinunter zur Symbolrate im Symbolzähler 70 erzeugt wird. Der Vergleich erzeugt ein Signal am Ausgang 11, das zum Steuern des Taktoszillators 8 verwendet wird. Regelmäßige, richtig synchronisierte Symbolratenimpulse am Ausgang 10 werden vom Symbolzähler 70 abgeleitet und zum Beginnen der Fourier-Transformationsverarbeitung an jedem Symbol verwendet. Die Impulse von der Impulsverarbeitungsschaltung 60 werden auch für ein anfängliches Zurücksetzen des Symbolzählers 70 beim Aufrasten verwendet; nach der Anfangsperiode erfolgt die Justierung der Position der Impulse am Ausgang 10 jedoch durch Regeln der Abtasttaktfrequenz. Dadurch wird gewährleistet, dass die Zahl der Taktperioden zwischen Symbolimpulsen konstant bleibt, was zum Vereinfachen des Betriebs der nachfolgenden Verarbeitung im Datenwiederherstellungsschaltkomplex 6 in 1 notwendig ist.
Der Betrieb des adaptiven Slicers 50 von 2 wird nachfolgend ausführlicher beschrieben. Zu einer Beschreibung der Schaltungen 30, 40, 60 und 70 wird auf die EP-A-0 876 031 verwiesen.
Die Basis des in 3 gezeigten adaptiven Slicers 50 ist die Erkenntnis, dass, wenn die Ebene des Arguments des Symbolimpulses nahe an der realen oder der imaginären Achse liegt, diese Signalkomponente eine gute Annäherung an das Signal in der Ebene des Impulses repräsentiert. Das Verfahren besteht dann darin zu ermitteln, welche Achse näher an der benötigten Ebene liegt, und die entsprechende Signalkomponente auszuwählen. Dies bildet zunächst nur eine Annäherung an den korrekten Wert, reicht aber aus, um den Aufrastprozess zu starten. Ferner wird erkannt, dass die Ebene des Symbolimpulses nach der anfänglichen Aufrastperiode entlang der realen Achse liegt, so dass das vereinfachte Verfahren dann leistungsmäßig mit dem optimalen Ansatz äquivalent wird.
Ausführlicher ausgedrückt, läuft das Verfahren wie folgt ab. Nach einem geringen Maß an Tiefpassfilterung des Signals vom Symbolkammfilter 40 in einem Filter 510 zum Glätten von Peaks am oberen Ende der Impulswellenform werden die Komponenten der zeitmultiplexierten realen und imaginären Signalabtastproben des komplexen Signals in eine Vorzeichen- und Größendarstellung in einer Schaltung 51 umgewandelt. Die Größen der realen und imaginären Werte werden dann von einem Subtrahierer 52 individuell mit realen und imaginären Werten verglichen, die zuvor in einem als Speicher wirkenden Registerpaar 57 gespeichert wurden.
Mit dem aus der Subtraktion im Subtrahierer 52 resultierenden Vorzeichenbit wird dann ein Auswahlmittel 56 mit jeweils zwei Eingängen A und B gesteuert. Die Steuerung ist derart, dass, wenn der Eingang geringer ist als der gespeicherte Wert aus den Registern 57, Eingang B gewählt wird, während dann, wenn der Eingang gleich oder größer als der gespeicherte Wert ist, Eingang A gewählt wird. Eingang B wählt den gespeicherten Wert durch eine Dekrementierschaltung 55, die mit dem Ausgang der Register 57 verbunden ist. Die Dekrementierschaltung 55 subtrahiert gelegentlich 1 von der gespeicherten Größe, so dass die gespeicherten Werte, wenn Eingang B gewählt bleibt, allmählich reduziert werden. Eingang A des Auswahlmittels empfängt den Ausgang des Subtrahierers 52 nach einer Teilung durch vier in einer Verschiebeschaltung 53 und einer Addition in einem Summierer 54 zum Ausgang der Register 57. Wenn Eingang A gewählt ist, dann addiert der Summierer 54 ein Viertel der Menge, um die der Eingang den gespeicherten Wert überschreitet, der vom Subtrahierer 52 und vom Schieber 53 produziert wurde, zu dem gespeicherten Wert, so dass rasch ein Wert in der Nähe des Spitzenwertes erhalten wird, ohne individuellen Rauschspitzen vollständig zu folgen. In jedem Fall wird auch das Vorzeichen in Verbindung mit den individuellen realen und imaginären Abtastproben vom Auswahlmittel 56 ausgewählt und in den Registern 57 gespeichert.
Somit enthalten die Register 57 Werte, die für die realen und imaginären Spitzenwerte des Symbolimpulses repräsentativ sind. Diese Werte werden in einer Komparator- und Auswahlschaltung 58 verglichen, die ermittelt, ob die reale oder die imaginäre Komponente die größere Spitzengröße hat, und die Freigabe eines Registers 511 steuert, das mit dem Ausgang des Filters 510 verbunden ist, um je nach Bedarf entweder alle realen Abtastproben vom Eingang oder alle imaginären Abtastproben zu wählen. Auch wählt die Schaltung 58 das Vorzeichen des größeren gespeicherten Wertes und verwendet es zum Steuern der Umkehr der Eingangssignalabtastproben in einer Wahr/Umkehr-Einheit 512. Der Ausgang der Einheit 512 ergibt somit immer die größere der realen und imaginären Signalkomponenten, mit einem positiv gehenden Ausschlag für den Symbolimpuls.
Ein weiterer Ausgang der Schaltung 58 ergibt den größeren der beiden gespeicherten Werte, der von einem Schieber 59 um einen Faktor von einem Viertel multipliziert wird, der von der Impulswellenform subtrahiert wird, die in einem Subtrahierer 513 von der Einheit 512 erzeugt wird. Es wird der Faktor 1/4 anstatt 1/2 verwendet, so dass, wenn der Impuls durch die Anwesenheit eines großen Echos verzerrt wird, eine Stufe in der ansteigenden Flanke vorhanden ist, wobei der Slicing-Prozess weiterhin zuverlässig den frühesten Teil der Flanke erfasst. Der Slicing-Prozess besteht dann einfach aus dem Nehmen des Vorzeichens des Ausgangssignals 514, um die getrennte Zwei-Pegel-Symbolimpulswellenform bereitzustellen.
Somit funktioniert der adaptive Slicer dadurch, dass er zunächst den größeren der realen und imaginären Teile des komplexen Signals wählt und diesen als eine Annäherung an das korrekte Argument oder die korrekte Phase ausgibt, die typischerweise irgendwo zwischen den beiden liegt. Nach einer Weile rastet sich der Rest des Schaltkomplexes auf das eingehende Signal auf, so dass die gewünschte Phase auf die reale Achse ausgerichtet wird. Somit ist das erfasste Signal nach einer gewissen Zeit genau das gewünschte und nicht nur eine Annäherung. Es ist zu bemerken, dass, wenn ein hinter der Zeitsynchronisationsschaltung platzierter digitaler Schaltkomplex eine Frequenzkorrektur (AFC) auf das empfangene Signal anwendet, immer der Näherungswert verwendet wird, aber weiterhin eine ausreichende Leistung erzielt wird.
In einer Modifikation, die in 3 durch gestrichelte Linien angedeutet ist, werden die Größen der realen und imaginären Werte im Subtrahierer 52 mit positiven oder negativen realen und imaginären Werten verglichen, die in einem Satz von vier Registern 57 gespeichert sind. Das Vorzeichen jeder eingehenden Abtastprobe, positiv oder negativ, dient zum Wählen einer positiven gespeicherten Größe bzw. einer negativen gespeicherten Größe zum Vergleich. Die Register 57 enthalten dann Werte, die für die positiven und negativen realen und imaginären Spitzenwerte des Symbolimpulses repräsentativ sind. In diesem Fall erfasst die Schaltung 58, ob der positive oder der negative gespeicherte Wert der größeren der realen und imaginären Werte den höheren Wert hat, und steuert die Wahr/Umkehr-Einheit 512 entsprechend. Der Ausgang der Schaltung 58, der an den Schieber angelegt wird, erzeugt jetzt die Differenz zwischen den positiven und negativen gespeicherten Werten für die größeren der realen und imaginären Werte.
Es wurde zwar ein Beispiel der Erfindung beschrieben, aber es ist zu verstehen, dass zahlreiche Variationen an der Implementation der Erfindung vorgenommen werden können.

Claims

Vorrichtung zum Extrahieren von Informationen aus einem Signal, das eine Folge von Symbolperioden T_T umfasst, die jeweils aus einer aktiven Symbolperiode T_S und einem Schutzintervall T_G bestehen, wobei die Vorrichtung Folgendes umfasst: Mittel (21) zum Empfangen eines Eingangssignals Y; Mittel (20) zum Erzeugen eines Signals X, das um eine Zeitperiode verzögert ist, die gleich der aktiven Symbolperiode T_S ist; und Mittel (22, 24) zum Formen eines Signals in Bezug auf das Komplexprodukt XY* oder X*Y aus Eingangssignal und verzögertem Signal, um eine Folge von Impulsen zu erzeugen, einen für jede Symbolperiode; gekennzeichnet durch Mittel (50) zum Ermitteln der größeren aus der realen und der imaginären Komponente des Signals in Bezug auf das Komplexprodukt und Auswählen der größeren als Ausgang.
Vorrichtung nach Anspruch 1, ferner umfassend einen Taktgeber (8) zum Erzeugen von Taktsignalen für die Verwendung beim Extrahieren der Informationen aus dem Eingangssignal, wobei der Ausgang des Größenermittlungsmittels (50) an den Taktgeber angelegt wird, um die Synchronisation des Taktgebers zu steuern.
Vorrichtung nach Anspruch 1 mit einem Fourier-Transformationsmittel (5), das auf ein von dem Eingangssignal abgeleitetes Signal wirkt, und wobei der Ausgang des Größenermittlungsmittels (50) an das Fourier-Transformationsmittel angelegt wird, um das Timing der Fourier-Transformationsoperation zu steuern.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei das Größenermittlungsmittel ein Speichermittel (57) und ein Auswahlmittel (56) umfasst, die als Teil einer rekursiven Schleife angeordnet sind, wobei die Schleife selektiv den in dem Speichermittel gehaltenen Wert mit einem Eingangswert in vorbestimmten Proportionen kombiniert oder den in dem Speichermittel gehaltenen Wert rezirkuliert, je nach dem, ob der Eingangswert oder der in dem Speicher gehaltene Werte größer ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1 mit einem zwischen dem Signalformungsmittel und dem Ermittlungsmittel geschalteten Mittel (30) zum Hochpassfiltern des Signals in Bezug auf das Komplexprodukt, um Frequenzen unterhalb der Symbolfrequenz zu unterdrücken.