DE69826336T2

DE69826336T2 - Symbolsynchronisierung in Mehrträgerempfänger

Info

Publication number: DE69826336T2
Application number: DE69826336T
Authority: DE
Inventors: Jonathan Highton Tadworth Stott; Adrian Paul Tadworth Robinson; Christopher K. Tadworth Clarke
Original assignee: British Broadcasting Corp
Current assignee: British Broadcasting Corp
Priority date: 1997-05-02
Filing date: 1998-05-01
Publication date: 2005-10-20
Anticipated expiration: 2018-05-02
Also published as: ES2226066T3; DE69826336D1; GB9709063D0; EP1267538B1; EP1267538A1; EP0876031A3; US6320915B1; EP0876031A2; DE69825658T2; EP0876031B1; DE69826337T2; EP1267539B1; GB9809462D0; GB2325825A; DE69825658D1; ES2227390T3; GB2325825B; DE69826337D1; EP1267539A1; ES2227391T3

Description

Hintergrund der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Synchronisieren mit einem Signal, das eine Folge von Symbolperioden umfasst, die jeweils aus einer aktiven Symbolperiode und einem Schutzintervall bestehen. Die Erfindung betrifft insbesondere eine Vorrichtung zum Synchronisieren mit OFDM-Signalen (Orthogonal Frequency Division Multiplex), wie sie beispielsweise zum Rundsenden von digitalen Fernsehsignalen im UHF-(Ultrahochfrequenz)-Band oder für digitales Audio-Broadcasting (DAB) verwendet werden.
Die Form von OFDM-Signal, die für diesen Zweck vorgeschlagen wird, besteht aus Datensignalen und Referenzinformationen, die als QPSK (Quadratur-Phasenumtastung) oder QAM (Quadratur-Amplitudenmodulation) auf mehrere tausend individuelle Träger moduliert werden, die frequenzmäßig gleichmäßig beabstandet sind und eine Gesamtbandbreite von mehreren Megahertz im UHF-Spektrum einnehmen. Das Datensignal auf jedem Träger hat eine relativ lange Symbolperiode, und dies – zum Teil – gibt dem Signal seine gute Leistung unter Mehrpfad-Ausbreitungsbedingungen. Die Mehrpfadleistung wird ferner durch den Einschluss eines Schutzintervalls verbessert, in dem ein Teil der modulierten Signalwellenform, die vom Ende jedes Symbols genommen wird, auch zu Beginn derselben Symbolperiode enthalten ist. Verschiedene Fraktionen der Grundsymbolperiode, z. B. 1/32, 1/16, 1/8 oder ein 1/4, können auf diese Weise zur Erzielung von Immunität gegen Mehrpfadverzerrung von immer längeren Verzögerungen verwendet werden.
Spezifischer ausgedrückt, jedes Symbol wird um eine Periode T_G (dem Schutzintervall) verlängert, die der „nützlichen" oder „aktiven" Symbolperiode T_S voransteht, so dass das gesamte Symbol jetzt insgesamt T_T dauert. T_S ist die Umkehr des Trägerabstands f_S und die Dauer des Zeitdomänensignals, das durch die FFT (Fast Fourier Transformation) jeweils im Sender und Empfänger erzeugt bzw. analysiert wird.
Jeder Träger ist über die Grenze zwischen dem Schutzintervall und dem aktiven Teil desselben Symbols kontinuierlich, bei ständig gleicher Amplitude und Phase. Wenn man das Signal am komplexen Basisband betrachtet, bei dem alle Trägerfrequenzen nicht nur beabstandete f_S, sondern auch gleich Vielfachen von f_S sind, dann ist das Signal im Schutzintervall effektiv eine Kopie des Segments des Signals, das die Länge des letzten T_G des aktiven Teils einnimmt, wie in 4 der Begleitzeichnungen dargestellt ist. Daraus folgt, dass das Signal denselben Wert zu beliebigen zwei Zeitpunkten hat, die durch T_S getrennt sind, aber innerhalb desselben Symbols liegen.
Spezifische Vorschläge zum Synchronisieren von OFDM-Empfangsvorrichtungen wurden beispielsweise in den europäischen Patentanmeldungen EP-A-0 653 858 und 0 608 024 sowie in den internationalen Patentanmeldungen WO95/07581, WO95/05042 und WO95/03656 vorgeschlagen.
Die Hauptanforderung an die Synchronisation in einem Empfänger besteht darin, einen zuverlässigen Zeitsynchronisationsimpuls in Bezug auf den Beginn der Symbolperiode von der Signalwellenfom zu erhalten. Ein solcher Impuls könnte dann verwendet werden, um an der richtigen Position in der Wellenform den Fourier-Transformationsprozess zu starten, bei dem ein großer Teil des Demodulationsprozesses durchgeführt wird. Eine zweite Anforderung an die Synchronisation besteht darin, den digitalen Abtasttakt im Empfänger auf eine geeignet gewählte Oberwelle der Symbolperiode zu rasten. Die durch Summieren aller modulierten Träger erzeugte modulierte OFDM-Wellenform ist im Wesentlichen jedoch rauschartig und hat keine offensichtlichen Merkmale wie regelmäßige Impulse, die zum Synchronisieren des Schaltkomplexes eines Empfängers verwendet werden könnten.
Aus diesem Grund haben wir zuvor Techniken zur Synchronisation vorgeschlagen, die auf der Korrelation des Signals mit einer Version von sich basiert, die um die Grundsymbolperiode verzögert ist. Die Similarität zwischen dem Teil, der zum Bilden des Schutzintervalls enthalten ist, und dem Endteil des Grundsymbols wird dann als eine Nettokorrelationsregion dargestellt, während der Rest der Symbolperiode keine Korrelation zeigt. Trotzdem reflektiert die korrelierte Wellenform weiterhin die rauschartige Natur der Signalwellenform und kann durch Signalstörungen beeinträchtigt werden, so dass das Signal noch weiter verarbeitet werden muss, um eine zuverlässige Synchronisation zu erhalten.
Unsere Europäische Patentanmeldung Nr. 96307964.5, Veröffentlichungs-Nr. 0 772 332 (Veröffentlichungsdatum 7. Mai 1997), beschreibt die Verwendung eines Korrelators mit einem Filter, der die Periodizität der Wellenform nutzt, um einen komplexen Symbolimpuls zu bilden, und dann das Argument des Impulses verwendet, um Frequenzregelung für einen Lokaloszillator zu erzielen. Darüber hinaus wird das Modul des Impulssignals zum Ableiten eines Impulses verwendet, der sich auf den Anfang der Symbolperiode bezieht, und um ein Signal zum Regeln der Taktfrequenz im Demodulator abzuleiten. Eine komplexe Integrate-and-Dump-Technik ist in die Taktschleife zum Unterdrücken von Interferenzen einbezogen.
Es wird auch auf das US-Patent 5,559,833 verwiesen, das eine Vorrichtung zum Wiederherstellen der Symbolsynchronisation in einem OFDM-System beschreibt, in dem ein Differenzsignal durch Subtrahieren eines entsprechenden verzögerten Symbolblocks von einem Symbolblock erhalten und zum Steuern eines Phasenregelkreisoszillators verwendet wird.
Zusammenfassung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung ist in Anspruch 1 unten definiert, auf den nunmehr Bezug genommen werden sollte. Vorteilhafte Merkmale der Erfindung werden beispielhaft ausführlicher mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben.
Eine bevorzugte Ausgestaltung der Erfindung wird nachfolgend ausführlicher beschrieben. Die bevorzugte Ausgestaltung arbeitet ebenfalls mit Korrelation und einem Filter, der die Periodizität der Wellenform zur Bildung eines Symbolimpulses nutzt, verwendet aber darüber hinaus einen Symbolperiodenzähler, um stabile und korrekt synchronisierte Impulse zu erhalten, um den Prozess der Fourier-Transformation zu beginnen und um ein Steuersignal zum Rasten des Abtasttakts im Demodulator zu erzeugen. Der Symbolperiodenzähler ist von besonders genialem Aufbau, der es nicht erfordert, dass der Zähler seine Phase selbst durch eine volle Symbolperiode nachstellt. Stattdessen haben wir erkannt, dass der Zähler in zwei Teile unterteilt werden kann, so dass er sich rascher aufrastet.
Die vorliegende Verbesserung kann vorteilhaft zusammen mit den Verbesserungen der Stammanmeldung EP-A-0 876 031 und der Schwesteranmeldung EP-A-1 267 539 verwendet werden. Sie kann mit dem in unserer oben erwähnten europäischen Patentanmeldung Nr. 96307964.5 beschriebenen Komplex-Konjugat-(XY*)-Verfahren eingesetzt werden, verlangt aber nicht die Anwendung des Komplex-Konjugat-Verfahrens und kann auch mit anderen Verfahren zum Ableiten des komplexen Signals zum Einsatz kommen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die Erfindung wird nachfolgend beispielhaft unter Bezugnahme auf die Begleitzeichnungen ausführlicher beschrieben. Dabei zeigt:
1 ein Block schaltbild des relevanten Teils eines die Erfindung ausgestaltenden OFDM-Empfängers;
2 ein Blockschaltbild der Synchronisationseinheit des Empfängers von 1;
3 ein Blockschaltbild des Symbolzählers der Synchronisationsschaltung im Empfänger von 1; und
4 (oben beschrieben) ein Diagramm, das zeigt, wie jedes Symbol ein aktives Symbol und ein Schutzintervall umfasst, und das die Beziehung dazwischen illustriert.
Ausführliche Beschreibung der bevorzugten Ausgestaltungen
Das System wird anhand von Parameterwerten von einem bestimmten System einer digitalen OFDM-Signalübertragung beispielhaft beschrieben. Weitere Einzelheiten dieses Systems befinden sich im ETSI-Dokumententwurf prETS 300 744, November 1996, jetzt Dokument ETS 300 744 vom März 1997.
Die relevanten Teile eines die Erfindung ausgestaltenden OFDM-Empfängers sind in Blockdiagrammform in 1 dargestellt. Der Empfänger hat einen UHF-Eingang 1, der ein empfangenes Signal an einen Empfangsumsetzer 2 anlegt. Der Ausgang des Empfangsumsetzers wird an einen A/D-Wandler 3 angelegt, der einen Takteingang von einem spannungsgesteuerten Kristalloszillator 8 empfängt und ein Ausgangssignal an einen Real-zu-komplex-Wandler 4 liefert. Der Ausgang des Real-zu-komplex-Wandlers 4 wird zunächst an eine Fourier-Transformationsschaltung, wie z. B. einen bekannten FFT (Fast Fourier Transformator), sowie an eine Synchronisationseinheit 9 angelegt. Der Ausgang der Fourier-Transformationsschaltung wird an die Datenrückgewinnungsschaltung 6 angelegt, die auf der in einem bekannten OFDM-Empfänger basiert, um einen Datenausgang bei 7 bereitzustellen. Die Synchronisationseinheit 9 hat zwei Ausgänge, nämlich einen Ausgang 10, der mit der Fourier-Transformationsschaltung 5 gekoppelt ist, und einen Ausgang 11, der an den gesteuerten Oszillator 8 angelegt wird. Schließlich erhält die Synchronisationseinheit 9 das Taktsignal von dem gesteuerten Oszillator 8.
Der Betrieb der Schaltung von 1 läuft wie folgt ab. Ein empfangenes UHF-OFDM-Eingangssignal am Eingang 1 wird durch Frequenzverschiebung im Empfangsumsetzer 2 abwärts gemischt, so dass es eine Bandbreite von nominell 8 MHz im Bereich von 0 bis 9 MHz einnimmt. Es wird dann vom A/D-Wandler 3 abgetastet, der mit einer Abtastfrequenz von 18,285714 MHz vom spannungsgesteuerten Kristalloszillator 8 arbeitet. Die realen Abtastsignale vom A/D-Wandler werden vom Real-zu-komplex-Wandler 4 in die Form von komplexen Abtastsignalen bei 9,142857 MHz konvertiert, die für eine Fourier-Transformation in der Fourier-Transformationsschaltung 5 benötigt werden. Da jedes komplexe Abtastsignal aus realen (R) und imaginären (I) Komponenten besteht, ist es praktisch, die beiden in einer Sequenz R₁I₁R₂I₂ ... zusammen zu multiplexieren, so dass die Datenstromrate von 18,285714 MHz gewahrt bleibt. Demgemäß akzeptiert die Synchronisationseinheit 9 die OFDM-Signalwellenform als eine Serie von komplexen Abtastsignalen, die dann zu einer Serie von regulären Symbolimpulsen am Ausgang 10 verarbeitet werden, um zum geeigneten Zeitpunkt in dem Symbol mit der Transformation zu beginnen. Darüber hinaus kann die Synchronisationseinheit ein Signal an den Ausgang 11 anlegen, um den gesteuerten Oszillator 8 zu rasten. Dies wird durch Vergleichen der Synchronisation von regulären Symbolimpulsen, die durch Dividieren des Abtasttakts durch ein entsprechendes Verhältnis erzeugt werden, mit der Synchronisation der aus der Eingangssignalwellenform extrahierten Symbolimpulse erzielt.
Die Hauptelemente der Synchronisationseinheit 9 sind in 2 dargestellt. Mit Bezug auf 2, der komplexe Eingang von der Real-zu-komplex-Schaltung 4 wird an einen Eingangsanschluss 21 und von dort an ein Verzögerungsglied 20 mit einer Dauer, die gleich der Grundsymbolperiode T_S ist, und an eine Konjugationsschaltung 24 angelegt. Die Konjugationsschaltung 24 bildet das komplexe Konjugat jedes Abtastsignals, indem der imaginäre Teil umgekehrt wird. Die Ausgänge des Verzögerungsgliedes 20 und der Konjugationsschaltung 24 werden beide an einen vollen Vier-Komponenten-Komplexvervielfacher 22 angelegt. Somit ergibt der Vervielfacher einen Ausgang XY*, wobei Y das Eingangssignal, X das Signal Y nach dem Verzögerungsglied 20 und das Sternchen (*) das komplexe Konjugat angeben. Das Verzögerungsglied 20, die Konjugationsschaltung 24 und der Vervielfacher 22 arbeiten als Korrelator, wie in unserer oben erwähnten Europäischen Patentanmeldung Nr. 96307964.5 beschrieben ist. Der Ausgang des Vervielfachers 22 wird an eine Hochpassfilterschaltung 30 angelegt, deren Ausgang an einen Symbolperioden-Kammfilter 40 angelegt wird. Der Ausgang des Filters wird dann an eine adaptive Slicing-Schaltung 50 angelegt, deren Ausgang wiederum an eine Impulsverarbeitungsschaltung 60 angelegt wird. Der Ausgang der Impulsverarbeitungsschaltung 60 wird dann an einen Symbolzähler 70 angelegt.
Der Betrieb der in 2 gezeigten Synchronisationsschaltung 2 ist wie folgt. Das rauschartige OFDM-Signal in komplexer Form wird an das Verzögerungsglied 20 mit einer Dauer angelegt, die gleich der Grundsymbolperiode ist, sowie an die Konjugationsschaltung 24, die durch Umkehren des imaginären Teils das komplexe Konjugat jedes Abtastsignals bildet. Die Korrelation zwischen den beiden Signalen wird durch den komplexen Vervielfacher 22 erzeugt und erscheint als verrauschte Impulswellenform mit Symbolrate.
Es ist zu erkennen, dass der Konjugationsprozess 24 alternativ mit gleicher Wirksamkeit in dem verzögerten Signal erfolgen kann, das in Reihe mit dem Verzögerungsglied 20 geschaltet ist. Das heißt, es wird das Signal YX* anstatt XY* erzeugt.
Die Hochpassfilterschaltung 30 soll komplexwertige Offsets entfernen, die durch Interferenz entstanden sind. Darauf folgt der Symbolperioden-Kammfilter 40, der die periodische Natur der Wellenform zum Unterdrücken von Rauschen und anderen Beeinträchtigungen nutzt, um einen Rechteckimpuls zu erzeugen, dessen Dauer sich auf das Schutzintervall bezieht. Es ist zu bemerken, dass der Kammfilter 40 mit ähnlicher Wirksamkeit auch vor dem Hochpassfilter 30 platziert werden könnte. Die adaptive Slicing-Schaltung 50 dient zum Vorbereiten der komplexen Wellenform für ein Slicing am vorteilhaftesten Punkt unter Berücksichtigung der Auswirkungen von Lokaloszillator-Frequenzfehlern, Amplitudenvariationen sowie Verzerrungen aufgrund von Mehrpfadausbreitung. Auf diese Schaltung 50 folgt die Impulsverarbeitungsschaltung 60, die einen Einzelimpuls an der vorderen Flanke des Symbolimpulses erzeugt und die Erzeugung von Störimpulsen verhütet, die aufgrund von mehreren Überquerungen des Slicing-Pegels in einem verrauschten Signal auftreten könnten.
Das Timing der von der Impulsverarbeitungsschaltung 60 erzeugten Impulse wird mit dem Timing von Impulsen verglichen, das durch Dividieren der Abtasttaktfrequenz bis hinunter zur Symbolrate im Symbolzähler 70 erzeugt wird. Der Vergleich erzeugt ein Signal am Ausgang 11, das zum Steuern des Taktoszillators 8 verwendet wird. Regelmäßige, richtig synchronisierte Symbolratenimpulse am Ausgang 10 werden vom Symbolzähler 70 abgeleitet und zum Beginnen der Fourier-Transformationsverarbeitung an jedem Symbol verwendet. Die Impulse von der Impulsverarbeitungsschaltung 60 werden auch für ein anfängliches Zurücksetzen des Symbolzählers 70 beim Aufrasten verwendet; nach der Anfangsperiode erfolgt die Justierung der Position der Impulse am Ausgang 10 jedoch durch Regeln der Abtasttaktfrequenz. Dadurch wird gewährleistet, dass die Zahl der Taktperioden zwischen Symbolimpulsen konstant bleibt, was zum Vereinfachen des Betriebs der nachfolgenden Verarbeitung im Datenwiederherstellungsschaltkomplex 6 in 1 notwendig ist.
Der Betrieb von 2 wird nachfolgend ausführlicher beschrieben. Zu einer Beschreibung der Schaltungen 30, 40, 50 und 60 wird auf die EP-A-0 876 031A verwiesen.
Symbolimpulse zum Beginnen der Fourier-Transformation werden vom Symbolzähler 70 wie in 4 ausführlicher dargestellt erzeugt. Der Symbolzähler ist in eine untere Stufe 75 und eine obere Stufe 74 unterteilt. Die Symbolimpulse vom Impulsprozessor 60, die am Eingang 71 empfangen werden, werden an ein OR-Gate 73 angelegt. Der Ausgang des Gates 73 wird an die obere Stufe 74 angelegt, deren Ausgang an ein AND-Gate 76, das den Ausgang 10 erzeugt, sowie an den anderen Eingang des Gates 73 angelegt wird. Empfangene Taktimpulse vom Taktoszillator 8 an einem Eingang 72 werden an die untere Stufe 75 angelegt, deren Ausgang an den anderen Eingang zu Gate 76 und als Enabling-Eingang an die obere Stufe 74 angelegt wird. Der Ausgang der unteren Stufe 75 wird auch an ein Register 78 angelegt, das die Eingangssymbolimpulse als Enabling-Eingang empfängt. Das Register 78 bildet den Ausgang 11 des Symbolzählers 70, der zum Steuern des Oszillators 8 zurückgespeist wird.
Der Symbolzähler 70 ist so ausgelegt, dass er mit OFDM-Signalen arbeitet, die unterschiedliche Schutzintervalle haben, nämlich gleich 1/32, 1/16, 1/8 oder 1/4 der aktiven Symbolperiode. Trotzdem wird dies mit einem Minimum an Komplexität erzielt. Ferner erfolgt dies auf eine solche Weise, dass es nicht notwendig ist, dass der Symbolzähler seine Phase selbst durch eine volle Symbolperiode T_T nachstellt; wenn dies der Fall wäre, dann würde es eine sehr lange Zeit erfordern, um den Zähler bis zur Synchronisation zu ziehen.
Dies wird durch Aufteilen des Zählers in zwei Teile erzielt, von denen der untere unabhängig vom Schutzintervall gemeinsam und der obere einfach variabel ist. Der Zähler basiert auf der Erkenntnis, dass für alle möglichen Werte des Schutzintervalls ein höchster gemeinsamer Faktor (hcf) für die Dauer, in Taktimpulsen, der Symbolperiode existiert. Im vorliegenden Beispiel lauten die tatsächlichen Werte wie folgt:
Der höchste gemeinsame Faktor der Werte in der rechten Spalte oben ist der Wert 128. Dieser Wert wird als die Basis der unteren Stufe 75 verwendet, die bis zu 128 zählt.
Der Symbolzähler 70 arbeitet auf eine solche Weise, dass die untere Stufe 75 eine ganze Zahl von Taktzyklen in einer Symbolperiode vollendet, während die obere Stufe 74 jedes Mal um eins weitergeht, wenn die untere Stufe einen Zählzyklus vollendet. Somit zählt, für das Beispiel eines Systems, das etwa 2000 Träger und eine Taktfrequenz von 18,285714 MHz hat, die untere Stufe über den Bereich von 0 bis 127, während die obere Stufe 0 bis 32, 0 bis 33, 0 bis 35 oder 0 bis 39 zählt, je nach dem, ob das Schutzintervall 1/32, 1/16, 1/8 oder 1/4 ist.
Die untere Stufe 75 zählt einfach die eingehenden Taktimpulse von Eingang 72 und wird nicht zurückgesetzt. Sie zählt Modulo-128, zykliert also von 0 bis 127 und kehrt dann zu 0 zurück. Die getrennten Symbolimpulse von Eingang 71 tasten die untere Zahl ab und speichern den Wert im Register 78. Das Ausgangssignal vom Register 78 wird als Signal zum Regeln der Frequenz des Taktoszillators 8 durch einen geeignet gewählten Schleifenfilter interpretiert, so dass ein Wert von 0 ein großes negatives Signal und ein Wert von 127 ein großes positives Signal bilden. Ein Wert von 64 ergibt ein Null-Signal, so dass sich die Schleife schließlich auf einer solchen Taktfrequenz einpendelt, dass die durchschnittliche Position der eingehenden Symbolimpulse mit dem Wert 64 in der unteren Stufe des Zählers zusammenfällt.
Die untere Stufe 75 arbeitet dadurch, dass sie effektiv eine Rampenwellenform erzeugt. Diese Wellenform ist unabhängig von der relativen Dauer des Schutzintervalls im OFDM-Signal identisch. Die obere Stufe 74 synchronisiert sich auf den eingehenden Symbolimpuls, und dies muss ein sauberes und präzises Signal sein. Aus diesem Grund ist der Impulsprozessor 60 vorhanden.
Die obere Stufe 74 wird von den eingehenden Symbolimpulsen und davon, dass die obere Zahl ihren Zählbereich vollendet, zurückgesetzt. Somit erzielt der Symbolzähler rasch eine grobe Raste durch die Aktion der Symbolimpulsrückstellung, während die präzise Rastenposition allmählicher infolge der Aktion ermittelt wird, dass die Taktschleife die Phase der unteren Zahl so bewegt, dass sie mit den eingehenden Symbolimpulsen übereinstimmt. Dadurch werden die Aufrastungsmehraufwand vermieden, dass der Symbolzähler potentiell durch ein gesamtes Symbol laufen muss, um die korrekte Phase zu finden, während regelmäßige Symbolimpulse für den Beginn des Fourier-Transformationsprozesses erhalten bleiben.
Der Symbolperiodenzähler 70 wurde im Zusammenhang mit dem System von 2 beschrieben, das das oben beschriebene Produkt XY* nimmt. Der Zähler 70 könnte jedoch auch mit anderen Anordnungen eingesetzt werden, in denen die Symbolimpulse auf andere Weisen abgeleitet werden.
Es wurde zwar ein Beispiel der Erfindung beschrieben, aber es ist zu verstehen, dass zahlreiche Variationen an der Implementation der Erfindung möglich sind.

Claims

Vorrichtung zum Synchronisieren mit einem Signal, das eine Folge von Symbolperioden T_T umfasst, die jeweils aus einer aktiven Symbolperiode T_S und einem Schutzintervall T_G bestehen, wobei die Vorrichtung Folgendes umfasst: Mittel (4) zum Formen eines Komplexsignals aus dem empfangenen Signal; einen Taktgeber (8) zum Erzeugen von Taktsignalen für die Verwendung beim Formen des Komplexsignals; Mittel (20–50) zum Formen von Symbolimpulsen aus dem Eingangssignal; Synchronisationsmittel (9), die zum Empfangen der Symbolimpulse und der Taktsignale geschaltet sind, wobei die Synchronisationsmittel gekennzeichnet sind durch: einen ersten umlaufenden Zähler (75) zum Zählen von Taktsignalen, Registriermittel (78) zum Empfangen des Ausgangs des ersten umlaufenden Zählers und zum Halten der Zahl an einem Zeitpunkt, der durch den Empfang der Symbolimpulse bestimmt wird, wobei der Taktgeber durch die gehaltene Zahl gesteuert wird; ein OR-Gate (73), das zum Empfangen der eingehenden Symbolimpulse geschaltet ist; einen zweiten umlaufenden Zähler (74), der zum Empfangen des Ausgangs des OR-Gates geschaltet ist, wobei der Ausgang des zweiten umlaufenden Zählers (74) an einen zweiten Eingang des OR-Gates (73) angelegt wird; und ein AND-Gate (76), das zum Empfangen der Ausgänge des ersten umlaufenden Zählers und des zweiten umlaufenden Zählers geschaltet ist, um die synchronisierten Symbolimpulse bereitzustellen.
Vorrichtung nach Anspruch 1 mit einer Impulsformerschaltung (60) zwischen dem Komplexsignalformungsmittel und dem Synchronisationsmittel.
Vorrichtung nach Anspruch 1 mit einer Fourier-Transformationsschaltung (5), die zum Empfangen des Komplexsignals und der synchronisierten Symbolimpulse von dem Synchronisationsmittel geschaltet ist.