DE69825658T2

DE69825658T2 - Symbolchronisierung in Mehrträgerempfängern

Info

Publication number: DE69825658T2
Application number: DE69825658T
Authority: DE
Inventors: Jonathan Highton Tadworth Surrey Stott; Adrian Paul Tadworth Surrey Robinson; Christopher K.P. Tadworth Surrey Clarke
Original assignee: British Broadcasting Corp
Current assignee: British Broadcasting Corp
Priority date: 1997-05-02
Filing date: 1998-05-01
Publication date: 2005-07-14
Anticipated expiration: 2018-05-02
Also published as: GB2325825A; EP0876031A2; DE69826337D1; US6320915B1; GB2325825B; EP1267539B1; DE69826337T2; EP0876031A3; ES2227391T3; EP1267538A1; EP1267539A1; DE69826336T2; GB9809462D0; DE69826336D1; EP0876031B1; ES2227390T3; GB9709063D0; DE69825658D1; EP1267538B1; ES2226066T3

Description

Hintergrund der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Extrahieren von Informationen aus einem Signal, das eine Folge von Symbolperioden umfasst die jeweils aus einer aktiven Symbolperiode und einem Schutzintervall bestehen. Die Erfindung ist insbesondere auf die Synchronisation von OFDM-Signalen (Orthogonal Frequency Division Multiplex) anwendbar, wie sie beispielsweise zum Rundsenden von digitalen Fernsehsignalen im UHF-(Ultrahochfrequenz)-Band oder für digitales Audio-Broadcasting (DAB) verwendet werden.
Die Form von OFDM-Signal, die für diesen Zweck vorgeschlagen wird, besteht aus Datensignalen und Referenzinformationen, die als QPSK (Quadratur-Phasenumtastung) oder QAM (Quadratur-Fmplitudenmodulation) auf mehrere tausend individuelle Träger moduliert werden, die frequenzmäßig gleichmäßig beabstandet sind und eine Gesamtbandbreite von mehreren Megahertz im UHF-Spektrum einnehmen. Das Datensignal auf jedem Träger hat eine relativ lange Symbolperiode, und dies – zum Teil – gibt dem Signal seine gute Leistung unter Mehrpfad-Ausbreitungsbedingungen. Die Mehrpfadleistung wird ferner durch den Einschluss eines Schutzintervalls verbessert, in dem ein Teil der modulierten Signalwellenform, die vom Ende jedes Symbols genommen wird, auch zu Beginn derselben Symbolperiode enthalten ist. Verschiedene Fraktionen der Grundsymbolperiode, z.B. 1/32, 1/16, 1/8 oder ein 1/4, können auf diese Weise zur Erzielung von Immunität gegen Mehrpfadverzerrung von immer längeren Verzögerungen verwendet werden.
Spezifischer ausgedrückt, jedes Symbol wird um eine Periode T _G (dem Schutzintervall) verlängert, die der „nützlichen" oder „aktiven" Symbolperiode T _S voransteht, so dass das gesamte Symbol jetzt insgesamt T _T dauert. T _S ist die Umkehr des Trägerabstands f _s und die Dauer des Zeitdomänensignals, das durch die FFT (Fast Fourier Transformation) jeweils im Sender und Empfänger erzeugt bzw. analysiert wird.
Jeder Träger ist über die Grenze zwischen dem Schutzintervall und dem aktiven Teil desselben Symbols kontinuierlich, bei ständig gleicher Amplitude und Phase. Wenn man das Signal am komplexen Basisband betrachtet, bei dem alle Trägerfrequenzen nicht nur beabstandete f_s, sondern auch gleich Vielfachen von f _s sind, dann ist das Signal im Schutzintervall effektiv eine Kopie des Segments des Signals, das die Länge des letzten T _G des aktiven Teils einnimmt, wie in 4 der Begleitzeichnungen dargestellt ist. Daraus folgt, dass das Signal denselben Wert zu beliebigen zwei Zeitpunkten hat, die durch T_S getrennt sind, aber innerhalb desselben Symbols liegen.
Spezifische Vorschläge zum Synchronisieren von OFDM-Empfangsvorrichtungen wurden beispielsweise in den europäischen Patentanmeldungen EP-A-0 653 858 und 0 608 024 sowie in den internationalen Patentanmeldungen WO95/07581, WO95/05042 und WO95/03656 vorgeschlagen.
Die Hauptanforderung an die Synchronisation in einem Empfänger besteht darin, einen zuverlässigen Zeitsynchronisationsimpuls in Bezug auf den Beginn der Symbolperiode von der Signalwellenfom zu erhalten. Ein solcher Impuls könnte dann verwendet werden, um an der richtigen Position in der Wellenform den Fourier-Transformationsprozess zu starten, bei dem ein großer Teil des Demodulationsprozesses durchgeführt wird. Eine zweite Anforderung an die Synchronisation besteht darin, den digitalen Abtasttakt im Empfänger auf eine geeignet gewählte Oberwelle der Symbolperiode zu rasten. Die durch Summieren aller modulierten Träger erzeugte modulierte OFDM-Wellenform ist im Wesentlichen jedoch rauschartig und hat keine offensichtlichen Merkmale wie regelmäßige Impulse, die zum Synchronisieren des Schaltkomplexes eines Empfängers verwendet werden könnten.
Aus diesem Grund haben wir zuvor Techniken zur Synchronisation vorgeschlagen, die auf der Korrelation des Signals mit einer Version von sich basiert, die um die Grundsymbolperiode verzögert ist. Die Similarität zwischen dem Teil, der zum Bilden des Schutzintervalls enthalten ist, und dem Endteil des Grundsymbols wird dann als eine Nettokorrelationsregion dargestellt, während der Rest der Symbolperiode keine Korrelation zeigt. Trotzdem reflektiert die korrelierte Wellenform weiterhin die rauschartige Natur der Signalwellenform und kann durch Signalstörungen beeinträchtigt werden, so dass das Signal noch weiter verarbeitet werden muss, um eine zuverlässige Synchronisation zu erhalten.
Unsere Europäische Patentanmeldung Nr. 96307964.5, Veröffentlichungs-Nr. 0 772 332 (Veröffentlichungsdatum 7. Mai 1997), beschreibt die Verwendung eines Korrelators mit einem Filter, der die Periodizität der Wellenform nutzt, um einen komplexen Symbolimpuls zu bilden, und dann das Argument des Impulses verwendet, um Frequenzregelung für einen Lokaloszillator zu erzielen. Darüber hinaus wird das Modul des Impulssignals zum Ableiten eines Impulses verwendet, der sich auf den Anfang der Symbolperiode bezieht, und um ein Signal zum Regeln der Taktfrequenz im Demodulator abzuleiten. Eine komplexe Integrate-and-Dump-Technik ist in die Taktschleife zum Unterdrücken von Interferenzen einbezogen. Die Anwendung offenbart auch (Seite 16, Zeilen 13 bis 15 von EP-A-0 772 332) den Einsatz eines Hochpassfilters für die Zwecke der AFC-Extraktion.
Zusammenfassung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung ist in Anspruch 1 unten definiert, auf den nunmehr Bezug genommen werden sollte. Vorteilhafte Merkmale der Erfindung werden beispielhaft ausführlicher mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben.
Eine bevorzugte Ausgestaltung der Erfindung wird nachfolgend ausführlicher beschrieben. Die bevorzugte Ausgestaltung arbeitet ebenfalls mit Korrelation und einem Filter, der die Periodizität der Wellenform zur Bildung eines Symbolimpulses nutzt, hat aber darüber hinaus einen Hochpassfilter, um den Auswirkungen von Interferenz entgegenzuwirken. Dies wird durch Unterdrücken von Frequenzen wesentlich unterhalb der Symbolfrequenz vor der Ermittlung der Position des Impulsbeginns erzielt (durch adaptives Slicing, wie nachfolgend beschrieben wird, oder auf andere Weise).
Die bevorzugte Ausgestaltung beinhalt et auch zwei zusätzliche Verbesserungen:

1. Eine adaptive Slicing-Technik auf der Basis des Moduls und Arguments der Symbolimpulswellenform wird verwendet, um Timing-Informationen aus dem Impuls zu extrahieren. Somit wird nicht die Größe allein verwendet, da dies minderwertige Ergebnisse ergeben würde. Als eine Weiterentwicklung davon haben wir erkannt, dass eine Annäherung an die korrekte Phase zunächst verwendet werden kann, da die gewünschte Phase, wenn das System sich korrekt auf das eingehende Signal gerastet hat, auf die reale Achse ausgerichtet wird, und dies kann danach als die korrekte Phase oder das korrekte Argument angenommen werden.
2. Es wird ein Symbolperiodenzähler verwendet, um stabile und korrekt synchronisierte Impulse zu erhalten, um den Prozess der Fourier-Transformation zu beginnen und um ein Steuersignal zum Rasten des Abtasttakts im Demodulator zu erzeugen. Der Symbolperiodenzähler ist von besonders genialem Aufbau, der es nicht erfordert, dass der Zähler seine Phase selbst durch eine volle Symbolperiode nachstellt. Stattdessen haben wird erkannt, dass der Zähler in zwei Teile unterteilt werden kann, so dass er sich rascher aufrastet.

Diese beiden zusätzlichen Verbesserungen sind in der EP-A-0 876 031 beschrieben und bilden Gegenstand der Ausscheidungsanmeldungen Nr. 02078145.6 (EP-A-1 267 539) bzw. 02078144.9 (EP-A-1 267 538).
Die drei Verbesserungen, nämlich die vorliegende und die Ausscheidungsanmeldungen, können vorteilhaft zusammen verwendet werden.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen Die Erfindung wird nachfolgend ausführlicher beispielhaft unter Bezugnahme auf die Begleitzeichnungen beschrieben. Dabei zeigt:
1 ein Blockschaltbild des relevanten Teils eines die Erfindung ausgestaltenden OFDM-Empfängers;
2 ein Blockschaltbild der Synchronisationseinheit des Empfängers von 1;
3 ein Blockschaltbild der Hochpassfilterschaltung der Synchronisationsschaltung im Empfänger von 1; und
4 (oben beschrieben) ein Diagramm, das zeigt, wie jedes Symbol ein aktives Symbol und ein Schutzintervall umfasst, und das die Beziehung dazwischen illustriert.
Ausführliche Beschreibung der bevorzugten Ausgestaltungen Die Erfindung wird anhand von Parameterwerten von einem bestimmten System einer digitalen OFDM-Signalübertragung beispielhaft beschrieben. Weitere Einzelheiten dieses Systems befinden sich im ETSI-Dokumententwurf prETS 300 744, November 1996, jetzt Dokument ETS 300 744 vom März 1997.
Die relevanten Teile eines die Erfindung ausgestaltenden OFDM-Empfängers sind in Blockdiagrammform in 1 dargestellt. Der Empfänger hat einen UHF-Eingang 1, der ein empfangenes Signal an einen Empfangsumsetzer 2 anlegt. Der Ausgang des Empfangsumsetzers wird an einen A/D-Wandler 3 angelegt, der einen Takteingang von einem spannungsgesteuerten Kristalloszillator 8 empfängt und ein Ausgangssignal an einen Real-zu-komplex-Wandler 4 liefert. Der Ausgang des Real-zu-komplex-Wandlers 4 wird zunächst an eine Fourier-Transformationsschaltung, wie z.B. einen bekannten FFT (Fast Fourier Transformator), sowie an eine Synchronisationseinheit 9 angelegt. Der Ausgang der Fourier-Transformationsschaltung wird an die Datenrückgewinnungsschaltung 6 angelegt, die auf der in einem bekannten OFDM-Empfänger basiert, um einen Datenausgang bei 7 bereitzustellen. Die Synchronisationseinheit 9 hat zwei Ausgänge, nämlich einen Ausgang 10, der mit der Fourier-Transformationsschaltung 5 gekoppelt ist, und einen Ausgang 11, der an den gesteuerten Oszillator 8 angelegt wird. Schließlich erhält die Synchronisationseinheit 9 das Taktsignal von dem gesteuerten Oszillator 8.
Der Betrieb der Schaltung von 1 läuft wie folgt ab. Ein empfangenes UHF-OFDM-Eingangssignal am Eingang 1 wird durch Frequenzverschiebung im Empfangsumsetzer 2 abwärts gemischt, so dass es eine Bandbreite von nominell 8 MHz im Bereich von 0 bis 9 MHz einnimmt. Es wird dann vom A/D-Wandler 3 abgetastet, der mit einer Abtastfrequenz von 18,285714 MHz vom spannungsgesteuerten Kristalloszillator 8 arbeitet. Die realen Abtastsignale vom A/D-Wandler werden vom Real-zu-komplex-Wandler 4 in die Form von komplexen Abtastsignalen bei 9,142857 MHz konvertiert, die für eine Fourier-Transformation in der Fourier-Transformationsschaltung 5 benötigt werden. Da jedes komplexe Abtastsignal aus realen (R) und imaginären (I) Komponenten besteht, ist es praktisch, die beiden in einer Sequenz R₁I₁R₂I₂... zusammen zu multiplexieren, so dass die Datenstromrate von 18,285714 MHz gewahrt bleibt. Demgemäß akzeptiert die Synchronisationseinheit 9 die OFDM-Signalwellenform als eine Serie von komplexen Abtastsignalen, die dann zu einer Serie von regulären Symbolimpulsen am Ausgang 10 verarbeitet werden, um zum geeigneten Zeitpunkt in dem Symbol mit der Transformation zu beginnen. Darüber hinaus kann die Synchronisationseinheit ein Signal an den Ausgang 11 anlegen, um den gesteuerten Oszillator 8 zu rasten. Dies wird durch Vergleichen der Synchronisation von regulären Symbolimpulsen, die durch Dividieren des Abtasttakts durch ein entsprechendes Verhältnis erzeugt werden, mit der Synchronisation der aus der Eingangssignalwellenform extrahierten Symbolimpulse erzielt.
Die Hauptelemente der Synchronisationseinheit 9 sind in 2 dargestellt. Mit Bezug auf 2, der komplexe Eingang von der Real-zu-komplex-Schaltung 4 wird an einen Eingangsanschluss 21 und von dort an ein Verzögerungsglied 20 mit einer Dauer angelegt, die gleich der Grundsymbolperiode T_S ist, und an eine Konjugationsschaltung 24. Die Konjugationsschaltung 24 bildet das komplexe Konjugat jedes Abtastsignals, indem der imaginäre Teil umgekehrt wird. Die Ausgänge des Verzögerungsgliedes 20 und der Konjugationsschaltung 24 werden beide an einen vollen Vier-Komponenten-Komplexvervielfacher 22 angelegt. Somit ergibt der Vervielfacher einen Ausgang XY*, wobei Y das Eingangssignal, X das Signal Y nach dem Verzögerungsglied 20 und das Sternchen (*) das komplexe Konjugat angeben. Das Verzögerungsglied 20, die Konjugationsschaltung 24 und der Vervielfacher 22 arbeiten als Korrelator, wie in unserer oben erwähnten Europäischen Patentanmeldung Nr. 96307964.5 beschrieben ist. Der Ausgang des Vervielfachers 22 wird an eine Hochpassfilterschaltung 30 angelegt, deren Ausgang an einen Symbolperioden-Kammfilter 40 angelegt wird. Der Ausgang des Filters wird dann an eine adaptive Slicing-Schaltung 50 angelegt, deren Ausgang wiederum an eine Impulsverarbeitungsschaltung 60 angelegt wird. Der Ausgang der Impulsverarbeitungsschaltung 60 wird dann an einen Symbolzähler 70 angelegt.
Der Betrieb der in 2 gezeigten Synchronisationsschaltung 2 ist wie folgt. Das rauschartige OFDM-Signal in komplexer Form wird an das Verzögerungsglied 20 mit einer Dauer angelegt, die gleich der Grundsymbolperiode ist, sowie an die Konjugationsschaltung 24, die durch Umkehren des imaginären Teils das komplexe Konjugat jedes Abtastsignals bildet. Die Korrelation zwischen den beiden Signalen wird durch den komplexen Vervielfacher 22 erzeugt und erscheint als verrauschte Impulswellenform mit Symbolrate.
Es ist zu erkennen, dass der Konjugationsprozess 24 alternativ mit gleicher Wirksamkeit in dem verzögerten Signal erfolgen kann, das in Reihe mit dem Verzögerungsglied 20 ist. Das heißt, es wird das Signal YX* anstatt XY* erzeugt.
Die Hochpassfilterschaltung 30 soll komplexwertige Offsets entfernen, die durch Interferenz entstanden sind. Darauf folgt der Symbolperioden-Kammfilter 40, der die periodische Natur der Wellenform zum Unterdrücken von Rauschen und anderen Beeinträchtigungen nutzt, um einen Rechteckimpuls zu erzeugen, dessen Dauer sich auf das Schutzintervall bezieht. Es ist zu bemerken, dass der Kammfilter 40 mit ähnlicher Wirksamkeit auch vor dem Hochpassfilter 30 platziert werden könnte. Die adaptive Slicing-Schaltung 50 dient zum Vorbereiten der komplexen Wellenform für ein Slicing am vorteilhaftesten Punkt unter Berücksichtigung der Auswirkungen von Lokaloszillator-Frequenzfehlern, Amplitudenvariationen sowie Verzerrungen aufgrund von Mehrpfadausbreitung. Auf diese Schaltung 50 folgt die Impulsverarbeitungsschaltung 60, die einen Einzelimpuls an der vorderen Flanke des Symbolimpulses erzeugt und die Erzeugung von Störimpulsen verhütet, die aufgrund von mehreren Überquerungen des Slicing-Pegels in einem verrauschten Signal auftreten könnten.
Das Timing der von der Impulsverarbeitungsschaltung 60 erzeugten Impulse wird mit dem Timing von Impulsen verglichen, das durch Dividieren der Abtasttaktfrequenz bis hinunter zur Symbolrate im Symbolzähler 70 erzeugt wird. Der Vergleich erzeugt ein Signal am Ausgang 11, das zum Steuern des Taktoszillators 8 verwendet wird. Regelmäßige, richtig synchronisierte Symbolratenimpulse am Ausgang 10 werden vom Symbolzähler 70 abgeleitet und zum Beginnen der Fourier-Transformationsverarbeitung an jedem Symbol verwendet. Die Impulse von der Impulsverarbeitungsschaltung 60 werden auch für ein anfängliches Zurücksetzen des Symbolzählers 70 beim Auf rasten verwendet; nach der Anfangsperiode erfolgt die Justierung der Position der Impulse am Ausgang 10 jedoch durch Regeln der Abtasttaktfrequenz. Dadurch wird gewährleistet, dass die Zahl der Taktperioden zwischen Symbolimpulsen konstant bleibt, was zum Vereinfachen des Betriebs der nachfolgenden Verarbeitung im Datenwiederherstellungsschaltkomplex 6 in 1 notwendig ist.
Der Betrieb der Hochpassfilterschaltung 30 von 2 wird nachfolgend ausführlicher beschrieben. Zu einer Beschreibung der Schaltungen 40, 50, 60 und 70 wird auf die EP-A-0 876 031 verwiesen.
Da sich ein OFDM-Signal aus einer großen Zahl von Trägern zusammensetzt, werden, wenn eine sinusförmige Inband-Interferenz vorliegt, nur wenige Träger betroffen und die resultierenden Fehler liegen innerhalb der Kapazität der Fehlerkorrekturcodes des Systems. Solche Signale können jedoch einen vorzeitigen Synchronisationsausfall durch Einführen eines komplexen Offset-Signals in den Ausgang des Korrelator-Vervielfachers 22 in 2 verursachen, so dass der Slicer 50 die Symbolimpulse nicht erkennt.
Wir haben erkannt, dass durch Interferenz verursachter Offset durch Einbauen eines Hochpassfilters im Wesentlichen beseitigt werden kann, der Frequenzen wesentlich unterhalb der Symbolfrequenz ausfiltert. Dieser Filter befindet sich vor anstatt hinter dem adaptiven Slicing oder einem anderen Mittel zum Ermitteln von Phase oder Argument des komplexen Signals. 3 zeigt die Einzelheiten der verwendeten Hochpassfilteranordnung 30, bestehend aus einem rekursiven Tiefpassfilter 32, der mit dem Ausgang des Vervielfachers 22 (2) verbunden ist und den Durchschnittspegel des Signals extrahiert, und einem Subtrahierglied 34, das ebenfalls mit dem Ausgang des Vervielfachers 22 verbunden ist und den Filterausgang vom Eingangssignal subtrahiert und dessen nicht invertierender Eingang daher mit dem Ausgang des Vervielfachers 22 verbunden ist und dessen invertierender Eingang mit dem Ausgang des Filters 32 verbunden ist.
Der rekursive Tiefpassfilter 32 umfasst ein Subtrahierglied 36, dessen nicht invertierender Eingang so geschaltet ist, dass er den komplexen Eingang vom Vervielfacher 22 empfängt, und dessen Ausgang mit einer Teiler- oder Binärverschiebungsschaltung 37 verbunden ist, die durch Verschieben der binären Werte um 12 Stellen durch 4096 dividiert. Der Ausgang der Schaltung 37 wird an einen Addierer 38 angelegt, dessen Ausgang an ein Register- oder Verzögerungsbauelement 39 angelegt wird, das zwei Taktperioden Verzögerung einführt. Der Ausgang des Verzögerungsbauelementes 39 bildet den Ausgang des Filters 32 und wird an den invertierenden Eingang des Subtrahiergliedes 34 angelegt und wird auch sowohl an den anderen Eingang des Addierers 38 als auch an den invertierenden Eingang des Subtrahiergliedes 36 angelegt.
Die Anordnung des Subtrahiergliedes 36, der Binärverschiebungsschaltung 37, des Addierers 38 und des Verzögerungsbauelementes 39 bildet eine rekursive Schleife, die bewirkt, dass 1/4096stel des Eingangs zu den 4095/4096stel der zuvor akkumulierten Summe addiert wird, so dass ein Langzeitdurchschnittswert des Eingangssignals entsteht. Der Wert des Verschiebungsfaktors 37 wird einerseits so gewählt, dass die Änderung des Durchschnittswerts während der Symbolperiode klein ist, und andererseits so, dass die Erfassungszeit nicht erheblich verlängert wird. Da das Signal in der Form von zeitmultiplexierten realen und imaginären Abtastproben vorliegt, beinhaltet der Tiefpassfilter zwei Taktperioden des Verzögerungsgliedes 39, so dass die realen und imaginären Signale zu separaten Zeitpunkten verarbeitet werden.
Eine alternative Methode zum Produzieren eines Durchschnitts als Ausgang des beschriebenen Tiefpassfilters besteht darin, das Eingangssignal für eine Periode zu akkumulieren, die akkumulierte Summe zu speichern und durch die Zahl der Abtastproben zu dividieren. Eine solche Anordnung wird weniger bevorzugt, weil die Möglichkeit besteht, dass abrupte Änderungen entstehen, wenn neue akkumulierte Werte an das Subtrahierglied angelegt werden.
Während 3 den als Tiefpassfilter und als Subtrahierglied angeordneten Hochpassfilter zeigt, ist zu bemerken, dass der Ausgang alternativ auch einfach vom Subtrahierglied 26 genommen werden kann, da Subtrahierglieder 34 und 36 Eingänge gemeinsam nutzen. Dies ist bei 31 durch gestrichelte Linien angedeutet. Somit braucht der Filter nicht durch Subtrahieren der Niederfrequenzkomponenten von dem Signal zu arbeiten, um eine Hochpassfunktion auszufüllen, es können auch andere Filterdesigns verwendet werden. Ebenso braucht der Filter kein rekursiver Filter zu sein. Der Durchlasskennwert des Filters braucht nicht besonders steil zu sein; es sollte jedoch keine starke Dämpfung auf der Symbolfrequenz geben.
Aufgrund der verrauschten Natur des korrelierten Signals ist es wünschenswert, das Signal so zu filtern, dass Rauschen vor dem Slicing reduziert wird, um den Symbolimpuls zu erfassen. Durch eine konventionelle Tiefpassfilterung würde der Impuls jedoch verzerrt, wodurch die Schärfe der Flanken herabgesetzt wird. Dies ist unerwünscht, weil die Position des Anfangs des Impulses für die Synchronisation von besonderem Interesse ist. Daher wird stark bevorzugt, dass auf den Hochpassfilter eine Kammfilteranordnung 40 folgt, die Signalwerte an entsprechenden Positionen von einem Symbol zum anderen kombiniert. Dadurch werden die Rauschkomponenten unterdrückt, aber die zu Grunde liegende Form des Impulses wird beibehalten. Darüber hinaus muss das Signal auf diese Weise gefiltert werden, um Produktterme zu unterdrücken, die aus der Multiplikation von Interferenz mit dem Signal im Korrelationsvervielfacher 22 entstehen und vom Hochpassfilter 30 nicht unterdrückt werden.
Es wurde zwar ein Beispiel der Erfindung beschrieben, aber man wird verstehen, dass zahlreiche Variationen an der Implementation der Erfindung vorgenommen werden können.

Claims

Vorrichtung zum Extrahieren von Synchronisationsinformationen aus einem Signal, das eine Folge von Symbolperioden T_T umfaßt, die jeweils aus einer aktiven Symbolperiode T_S und einem Schutzintervall T_G bestehen, wobei die Vorrichtung folgendes umfaßt: Mittel (21) zum Empfangen eines Eingangssignals Y; Mittel (20) zum Erzeugen eines Signals X, das um eine Zeitperiode verzögert ist, die gleich der aktiven Symbolperiode T_S ist; Mittel (22,24) zum Formen eines Signals in bezug auf das Komplexprodukt XY* oder X*Y aus Eingangs signal und verzögertem Signal, um eine Folge von Impulsen zu erzeugen, eine für jede Symbolperiode; Mittel (30) zum Hochpaßfiltern des Komplexproduktsignals, um Frequenzen zu unterdrücken, die erheblich unter der Symbolfrequenz liegen; einen Taktgeber (8) zum Erzeugen von Taktsignalen für die Verwendung beim Extrahieren der Informationen aus dem Eingangssignal; und Mittel (40,50,60,70,11), die mit dem Ausgang des Hochpaßfilters gekoppelt sind, um den Taktgeber so zu steuern, daß er mit dem Eingangssignal synchron ist.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Hochpaßfilter (30) einen rekursiven Filter umfaßt.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Hochpaßfilter (30) einen Tiefpaßfilter (32) und Kombinationsmittel (34) umfaßt, deren Aufgabe es ist, den Ausgang des Tiefpaßfilters von dem Eingangssignal zu subtrahieren.
Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei der Tiefpaßfilter Mittelwertbildungsmittel (36–38) zum Bilden eines Zeitmittels des Eingangssignals umfaßt.