DE69734208T2

DE69734208T2 - Verfahren und einrichtung zur entscheidungsgesteuerten demodulation mittels gruppenantennen und räumlicher verarbeitung

Info

Publication number: DE69734208T2
Application number: DE69734208T
Authority: DE
Inventors: Craig Barratt; Farhad Farzaneh; M. David PARISH
Original assignee: Arraycomm LLC
Current assignee: Intel Corp
Priority date: 1996-10-11
Filing date: 1997-10-10
Publication date: 2006-06-22
Anticipated expiration: 2017-10-11
Also published as: CN1233367A; AU4906697A; EP0951770A1; EP0951770B1; WO1998017037A1; DE69734208D1; JP4364946B2; US5909470A; JP2001502502A; BR9711898B1; BR9711898A; EP0951770A4; ATE304771T1; CA2268262A1; CN1290299C

Description

I. HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Das Gebiet der vorliegenden Erfindung betrifft drahtlose (Funk-) Kommunikationen. Insbesondere verwendet das Gebiet Antennenfelder (Antennenarrays) und eine räumliche Signalverarbeitung in drahtlosen Kommunikationssystemen, um eine Demodulation, einschließlich einer Korrektur für einen Frequenzversatz und eine Ausrichtung, bei der Anwesenheit einer Gleichkanal-Störung (co-channel interference) auszuführen.
RÄUMLICHE VERARBEITUNG
Benutzer eines drahtlosen Kommunikationssystems greifen typischerweise auf das System unter Verwendung von entfernten Terminals zu, beispielsweise zellulare Telefone und Datenmodems, die mit Funk-Sender/Empfängern (Funk-Transceivern) ausgerüstet sind. Derartige Systeme weisen im Allgemeinen eine oder mehrere Funkbasisstationen auf, wobei jede von diesen eine Abdeckung für ein geografisches Gebiet bereitstellt, das als eine Zelle bekannt ist. Die entfernten Terminals und die Basisstationen haben Protokolle zum Initiieren von Anrufen, Empfangen von Anrufen, und für einen allgemeinen Transfer von Information.
In einem derartigen System wird ein zugeordneter Abschnitt des Spektrums in Kommunikationskanäle aufgeteilt, die nach der Frequenz, nach der Zeit, nach einem Code, oder durch irgendeine Kombination der Voranstehenden unterschieden werden können. Jeder von diesen Kommunikationskanälen wird hier als ein herkömmlicher Kanal bezeichnet. Um Kommunikationsstrecken mit einem vollen Duplex bereitzustellen, werden typischerweise einige der Kommunikationskanäle zur Kommunikation von Basisstationen an entfernte Terminals von Benutzern (die abwärts gerichtete Strecke; Down Link) verwendet und andere werden für eine Kommunikation von entfernten Terminals von Benutzern an Basisstationen (die aufwärts gerichtete Strecke; Up Link) verwendet. Innerhalb ihrer Zelle kann eine Funkbasisstation gleichzeitig mit vielen entfernten Terminals durch Verwendung von unterschiedlichen herkömmlichen Kommunikationskanälen für jedes entfernte Terminal kommunizieren.
Wir haben früher eine räumliche Verarbeitung mit Antennenarrays offenbart, um die Spektrumeffizienz von derartigen Systemen zu erhöhen; siehe WO 93/12590, US 5,546,090 , WO 96/04717, und WO 96/22662 (zusammengenommen „unsere gleichzeitig anhängigen Patentanmeldungen"). Die allgemeine Idee besteht darin die Qualität der Kommunikation durch Verwenden eines Antennenfelds anstelle von einer einzelnen Antenne, zusammen mit einer Verarbeitung der an den Antennen empfangenen Signale, zu erhöhen. Das Antennenarray (Antennenfeld) kann auch verwendet werden, um die Spektrumeffizienz zu erhöhen, indem eine räumliche Multiplexierung zu herkömmlichen Kanälen hinzugefügt wird, sodass mehrere Benutzer gleichzeitig auf dem gleichen herkömmlichen Kanal kommunizieren können. Wir bezeichnen dies als SDMA für einen räumlichen Teilungs-Vielfach-Zugriff (Spatial Division Multiple Access). Wenn man somit eine Frequenzteilungs-Mulitplexierung (Frequency Division Mulitplexing; FDMA) als ein Beispiel anführt, können mit SDMA mehrere entfernte Terminals mit einer oder mehreren Basisstationen auf einer einzelnen Zelle auf dem gleichen Frequenzkanal, das heißt auf dem gleichen herkömmlichen Kanal, kommunizieren. In ähnlicher Weise können mit einer Zeitteilungs-Multiplexierung (Time Division Multiplexing; TDMA) und SDMA mehrere entfernte Terminals mit einer oder mehreren Basisstationen auf einer einzelnen Zelle auf dem gleichen Frequenzkanal und dem gleichen Zeitschlitz, das heißt auf dem gleichen herkömmlichen Kanal, kommunizieren. Genauso kann SDMA mit einem Codeteilungs-Vielfachzugriff (Code Division Mulitple Access; CDMA) verwendet werden.
Das allgemeine Problem, welches durch einen Aspekt der vorliegenden Erfindung angegangen wird, besteht darin ein drahtloses Kommunikationssystem zu konstruieren, welches in der Lage ist ein bestimmtes Signal oder bestimmte Signale von einer bestimmten Quelle bei der Anwesenheit von störenden Signalen von einer oder mehreren Störungsquellen erfolgreich zu empfangen und zu demodulieren. In vielen Situationen, insbesondere für den Fall von zellularen Kommunikationssystemen, sind die störenden Signale tatsächlich von anderen Quellen in dem gleichen Kommunikationssystem und haben somit das gleiche Modulationsformat. Eine derartige Störung bzw. Interferenz ist eine einer Vielzahl von möglichen Störungen von anderen Signalen auf dem gleichen Kanal, sodass sie als Gleichkanal-Störung (Co-Cannel Interference) bezeichnet wird. Ein Aspekt der vorliegenden Erfindung adressiert eine Demodulation eines Signals bei der Anwesenheit einer derartigen Gleichkanal-Störung, sowie bei anderen Störungen und Rauschen. Eine Gütezahl, mit der man ein derartiges System auswerten kann, ist wie gut man das gewünschte Signal, im Vergleich mit der Stärke der Störungsquellen, aufnehmen kann.
Wie in unseren gleichzeitig anhängigen Anmeldungen ergänzt ein Aspekt der vorliegenden Erfindung ein drahtloses Kommunikationssystem mit mehreren Antennen, wodurch mehrere Versionen jedes Signals eingeführt werden, wobei jede von diesen Versionen die Gesamtheit von sämtlichen Gleichkanal-Signalen zusammen mit Störungen und Rauschen umfasst. Mit mehreren Antennen wird die Beziehung sowohl in der Amplitude als auch in der Phase eines Signals von Interesse zu den störenden Gleichkanal-Signalen in jedem der Antennensignale (jedes der m Signale in einem m Antennensystem) als Folge von geometrischen Erwägungen unterschiedlich sein, und zwar sowohl deshalb, weil die Antennen durch irgendeinen Abstand getrennt sind, als auch in einigen Fällen deshalb, weil die unterschiedlichen Quellen ebenfalls getrennt sind. Bei der Anwendung auf zellulare Kommunikationssysteme wird die Verwendung von mehreren Empfangsantennen durch die Tatsache bedingt, dass die verschiedenen Antennen der Basisstationen nicht gemeinsam angeordnet sind und außerdem die Quellen ebenfalls nicht gemeinsam angeordnet sind.
Eine räumliche Verarbeitung der (komplexwertigen) m Signale an den m Antennen umfasst für jedes Signal von Interesse eine Bestimmung einer gewichteten Summe der Antennensignale. Die komplexwertigen Gewichtungen können durch einen Vektor dargestellt werden, der hier als Gewichtungsvektor bezeichnet wird. Die allgemeinere Situation ist, dass die empfangenen Antennensignale auch zeitlich ausgeglichen sein müssen und in dieser Situation wird anstelle einer gewichteten Summe für jedes Signal von Interesse eine Summe von Faltungen der Antennensignale bestimmt. Das heißt, der Gewichtungsvektor wird für die Situation der linearen Zeit-invarianten Ausgleichung auf einen Vektor von komplexwertigen Impulsantworten verallgemeinert. Für die Zwecke dieser Diskussion bezieht sich der Ausdruck Gewichtungsvektor entweder auf einen Vektor mit komplexen Gewichtungen oder auf einen Vektor von Impulsantworten, in Abhängigkeit davon, ob eine zeitliche Ausgleichung eingeschlossen ist.
Mehrere Techniken, einschließlich einiger der Techniken, die in unseren gleichzeitig anhängigen Patentanmeldungen beschrieben werden, sind zum Empfangen von Signalen bei der Anwesenheit einer Gleichkanal-Störung unter Verwendung von Antennenarrays und unter Verwendung von verfügbarer oder abgeschätzter räumlicher Information vorgeschlagen worden. Das Verfahren von einem Aspekt der vorliegenden Erfindung erfordert keine vorherige räumliche Kenntnis, sondern nutzt zeitliche Information, insbesondere das Modulationsformat des ankommenden Signals, aus. Eine Ausnutzung des Modulationsformats bei der Anwesenheit von störenden Signalen von anderen Modulationsformaten ist relativ leicht und es gibt viele bekannte Methoden dies zu tun. Das Verfahren von einem Aspekt der vorliegenden Erfindung nutzt die Tatsache aus, dass das Signal von Interesse ein bestimmtes Modulationsformat aufweist, und arbeitet nicht nur bei der Anwesenheit von derartigen störenden, sondern auch bei der Anwesenheit von störenden Signalen, die das gleiche Modulationsformat aufweisen. Das heißt, wenn auch eine Gleichkanal-Störung vorhanden ist.
Herkömmliche Techniken existieren, die Signale bei der Anwesenheit einer Gleichkanal-Störung trennen und demodulieren und die die Tatsache ausnutzen, dass man ein bestimmtes Modulationsformat hat. Sie sind in Veröffentlichungen vorgeschlagen worden, zum Beispiel: A. van der Veen und A. Paulraj, „A constant modulus factorization technique for smart antenna applications in mobile communications", in Proc. SPIE, „Advances Signal Processing Algorithms, Architectures, and Implementations V" (F. Luk, ed.), Vol. 2296, (San Diego, CA), Seiten 230–241, Juli 1994; S. Talwar und A. Paulraj, "Recursive algorithms for estimating multiple co-channel digital signals received at an antenna array," in Proc. Fifth Annual IEEE Dual Use Technologies and Applications Conference, Mai 1995; S. Talwar, M. Viberg und A. Paulraj, "Blind estimation of multiple co-channel digital signals arriving at an antenna array" in Proc. 27th Asilomar Conference on Signals, Systems and Computers, Volume I, Seiten 349–342, 1993; und A. L. Swindlehurst, S. Daas und J. Yang, "Analysis of a decision directed beamformer," IEEE Transaction on Signal Processing, Vol. 43, No. 12, Seiten 2920–2927, Dezember 1995. Wie nachstehend noch ausführlicher beschrieben werden wird arbeiten diese veröffentlichten Techniken in der Praxis wegen Implementierungsproblemen nicht gut. Das heißt, sie neigen dazu die Eigenschaften der Signale in der „echten Welt" nicht zu berücksichtigen.
Diese herkömmlichen Techniken werden manchmal als Eigenschafts-Wiederherstellungstechniken (Property Restoral Techniques) bezeichnet, weil sie irgendwelche Abschätzungen von Signalen von Interesse dazu zwingen bestimmte Modulationsformate oder andere strukturelle Eigenschaften aufzuweisen, von denen bekannt ist, dass die tatsächlichen Signale sie besitzen. Zum Beispiel sind Techniken mit einem konstanten Modulus (Constant Modulus Techniques) bekannt, die Modulationsverfahren verwenden, die eine konstante Amplitude aufweisen und die diese Eigenschaft ausnutzen. Zusätzlich zu den voranstehend angegeben Implementierungsproblemen sind Techniken mit einem konstanten Modulus nicht auf gebräuchliche Modulationsverfahren anwendbar, die einen konstanten Modulus nicht verwenden, wie beispielsweise eine Quadratur-Amplituden-Modulation (QAM).
Das Verfahren und die Vorrichtung von einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist auch eine Eigenschaftswiederherstellung und ist auf eine sehr breite Klasse von Modulationsverfahren anwendbar – nämlich diejenigen, die ein „endliches Alphabet" aufweisen. Diese sind Modulationsformate, bei denen die Amplitude und die Phase des Signals zu bestimmten Zeitperioden eine von irgendeinem endlichen Satz von Optionen belegen. Viele digitale Modulationstechniken weisen diese Eigenschaft auf. Die gesamte Unsicherheit in dem Wert eines derartigen Signals zu irgendeiner Zeit ist die Folge nur der Synchronisation und welches Symbol des Finitenalphabets übertragen wurde. Die bevorzugte Ausführungsform verwendet eine π/4 differenzielle quaternäre (oder Quadratur-) Phasenumtastung (π/4 DQPSK), aber die Erfindung ist auf irgendeine Modulation mit einem endlichen Alphabet anwendbar.
Eine herkömmliche Eigenschaftswiederherstellungstechnik unter Verwendung eines Felds (Arrays) von m Antennen zum Bereitstellen von m empfangenen Antennensignalen aus p ursprünglichen Signalen, die mit einem bekannten digitalen Modulationsverfahren übertragen wurden, besteht darin rekursiv die folgenden Schritte zum Trennen und Demodulieren eines bestimmten Signals von Interesse auszuführen:

a) Starten von irgendeinem demultiplexierenden Gewichtungsvektor für das Signal, Bilden einer neuen Abschätzung des Signals von Interesse aus den ankommenden Antennendaten;
b) Demodulieren der neuen Abschätzung des Signals, um eine Abschätzung der übertragenen Symbole zu ermitteln;
c) aus der Abschätzung der übertragenen Symbole, Bilden eines Referenzsignals, welches die nächste Abschätzung des Signals ist, welches tatsächlich übertragen wurde (das heißt, das Signal, das das bekannte Modulationsformat aufweist); und
d) sobald man ein Referenzsignal hat, Bestimmen des erforderlichen räumlichen Demultiplexierungs-Gewichtungsvektors für das Signal, das heißt, Auflösen für diese Kombination der empfangenen Signale an den Antennen, die am besten das Referenzsignal nachbilden (wiederum Schritt 1).

In dieser Weise geht man beginnend von irgendeinem Anfangspunkt rekursiv durch, bis man einen „sehr guten" Satz von übertragenen Symbolen und einen „sehr guten" Satz von räumlichen Demulitplexierungs-Gewichtungen zum Anwenden auf die Antennenausgänge zum Erzeugen einer „sehr guten" Abschätzung des Referenzsignals erhält.
Herkömmliche Techniken, die diese Schritte ausführen, umfassen diejenigen der voranstehend angegebenen Bezugsquellen. Die Rekursion wird manchmal als alternierende Projektionen (Alternating Projections) in der Literatur bezeichnet, weil dann, wenn man den Satz von Demulitplexierungs-Gewichtungen als einen komplexwertigen Vektor w_r bezeichnet, die Rekursion folgendermaßen beschrieben werden kann: Starten mit einer Abschätzung für w_r, Projezieren dieser in einen Referenzsignalraum, um eine bessere Abschätzung des Referenzsignals zu erhalten, und Projezieren der besseren Abschätzung des Referenzsignals in den w_r-Raum, um eine bessere Abschätzung von w_r zu erhalten, und Iterieren vor und zurück zwischen dem w_r-Raum und dem Referenzsignal-Raum, bis man einen „sehr guten" w_r erhält, der eine „sehr gute" Abschätzung des Referenzsignals erzeugt.
Der Startwert, entweder in dem w_r-Raum oder in dem Referenzsignal-Raum, muss zunächst bestimmt werden. Wie Durchschnittsfachleute in dem technischen Gebiet erkennen werden, ist jeder Wert ausreichend, weil dann, wenn man eine gute Abschätzung bei einem Referenzsignal hat, man eine nächste bessere Abschätzung bei w_r erhalten kann und umgekehrt, wenn man eine gute Abschätzung bei einem w_r hat, kann man eine bessere Abschätzung bei einem Referenzsignal erzeugen. Die herkömmliche Literatur bezüglich alternativer Projektionsverfahren schlägt vor, dass man mit einer gewissen Abschätzung unter Verwendung von derartigen herkömmlichen Verfahren wie ESPRIT oder MUSIC beginnen könnte und diese Abschätzung als einen Startpunkt für die allgemeine Rekursion verwenden könnte. Es gibt andere bekannte Vorgehensweisen, um einen Start-w_r zu erhalten. Z. B. kann man eine altbekannte Maximum-Verhältnis-Kombination verwenden, um einen Start-w_r zu erhalten, oder altbekannte Prinzipalkomponenten-Kopietechniken, um einen Start-w_r zu erhalten. Die Verwendung von derartigen Techniken ergibt einen Start-w_r der gewöhnlicherweise eine Konvergenz auf das stärkste Signal hin verursacht. Wenn das Ziel darin besteht, immer das stärkste Signal aus einem Satz von Störern heraus zu nehmen, dann arbeiten derartige Techniken somit gut. Jedoch arbeiten derartige herkömmliche Techniken im allgemeinen nicht gut, wenn man ein geringes Träger-Zu-Störungs-Verhältnis (C/I) hat, wie bei dem Fall, wenn man eine starke Gleichkanal-Störung hat.
Die Erfindung, die in der gleichzeitig anhängenden Anmeldung mit der Veröffentlichungsnummer: WO 98/17071 offenbart ist, offenbart eine Technik zum Herausfinden einer Start-w_r-Abschätzung, die ein Signal extrahiert, welches nicht notwendigerweise das stärkste Signal ist und die gut bei der Anwesenheit einer starken Gleichkanal-Störung arbeitet.
Zusätzlich erfordern herkömmliche Techniken zur Verwendung eines Start-w_r und dann zum Ausführen der alternierenden Projektionen, damit sie richtig arbeiten, dass man zunächst irgendeinen Frequenzversatz korrigiert und dass man eine Ausrichtung (Synchronisierung) in der Zeit vornimmt.
Das Frequenzversatzproblem kann wie folgt beschrieben werden. In einem typischen Funkfrequenz-(RF)-Empfänger wird das ursprüngliche RF-Signal unter Verwendung von lokalen Frequenzreferenzen, die typischerweise durch Kristalloszillatoren und/oder Frequenzsynthesizern erzeugt werden, heruntergemischt, um ein Basisbandsignal zu erzeugen, dessen Phase und Amplitude sich um ein vorhersagbares Muster herum ändert, welches durch das Modulationsformat bestimmt wird. Idealerweise weist das Signal keine Restfrequenz-Versatzkomponente auf, beispielsweise ein Versatz, der die Folge davon ist, dass sich Frequenzen der lokalen Oszillatoren geringfügig von der Frequenz der Oszillatoren unterscheiden, die beim Senden der Signale verwendet werden. Für den Fall von Mobilkommunikationen, die von einem Handgerät an eine Basisstation übertragen werden, wird die Frequenz des Funksignals durch einen lokalen Oszillator in dem Handgerät erzeugt, während die Frequenzreferenzen, die zur Abwärtswandlung des Signals verwendet werden, durch unterschiedliche lokale Oszillatoren in der Basisstation erzeugt werden. Obwohl die lokalen Oszillatoren der Basisstation typischerweise sehr gut sind, gibt es noch typischerweise einen Frequenzversatz in dem Restsignal.
Das Ausrichtungsproblem besteht darin, exakt das anfängliche Timing in der Symbole in den gesendeten Signalen und den Signalen, die in der Basisstation empfangen werden, exakt zu synchronisieren. Es gibt eine Anzahl von Techniken in dem Stand der Technik zur Ausführung der Ausrichtung. Derartige Techniken verwenden oft bekannte Trainingssequenzen, die in dem Burst von Interesse eingebaut werden. Diese Trainingssequenzen werden so gewählt, dass sie bestimmte Korrelations- (oder Faltungs-) Eigenschaften aufweisen. Eine Korrelations-(oder Faltungs-) Operation kann dann verwendet werden, um einen Timingversatz zu bestimmen, wie in dem technischen Gebiet bekannt ist. Das Problem mit derartigen Techniken ist, dass sie bei der Anwesenheit einer hohen Gleichkanal-Störung nicht gut arbeiten.
Unsere gleichzeitig anhängige Anmeldung mit der Veröffentlichungsnummer: WO 98/17071 offenbart eine Technik zum Auffinden der Startzeit-Ausrichtung und des Startfrequenzversatzes, die gut bei der Anwesenheit einer starken Gleichkanal-Störung arbeiten.
Zusätzlich zu dem Problem einer Bestimmung des Startgewichtungsvektors und des Problems der anfänglichen Ausrichtung und des Frequenzversatzes sind herkömmliche Verfahren mit einer alternierenden Projektion auch nachteilig für Zeitausrichtungs- (Synchronisations-) Probleme und Frequenzversatz-Probleme auf einer fortlaufenden Basis. Zunächst ist der Schritt beim Übergang von einem Referenzsignal auf eine nächste Abschätzung bei w_r sehr empfindlich darauf, dass das Referenzsignal und die empfangenen Signale an den Antennen in der Zeit richtig ausgerichtet sind. Wenn sie nicht richtig ausgerichtet sind, können die Abschätzungen bei w_r unter Umständen nicht nützlich sein. Zusätzlich gibt es bei dem Schritt zum Projizieren von einem Referenzsignal in eine nächst bessere Abschätzung bei einem w_r-Vektor typischerweise eine kleine Frequenzdifferenz zwischen dem Referenzsignal, welches man in den Projektionen verwendet, und der Frequenz der tatsächlichen Signale, für die man auflöst.
Ein derartiger Versatz kann die w_r Abschätzung vollständig verwerfen. In dem Phasenraum akkumulieren sich derartige kleine Frequenzdifferenzen allmählich über der Zeit, so dass, nachdem nur einige wenige Symbole übertragen sind, ein großer Anteil eines Zyklus akkumuliert werden kann. Somit wird die komplexwertige Lösung dafür, welche Phase man auf ein bestimmtes Signal anwenden sollte, vollständig verworfen. Somit ist die unkomplizierte Lösung einer Erzeugung eines neuen W_r aus einem gegenwärtigen Referenzsignal sehr empfindlich gegenüber kleinen Frequenzversätzen.
Somit besteht eine Notwendigkeit in dem technischen Gebiet für die Modulations- und Signaltrennungstechniken, die gegenüber Frequenzversatz- und Zeitausrichtungsproblemen unempfindlich sind, und die bei der Anwesenheit einer Gleichkanal-Störung mit hohem Pegel gut arbeiten. Es besteht auch eine Notwendigkeit in dem technischen Gebiet, alternierende Projektionstechniken dadurch zu verbessern, dass eine Zeitausausrichtungs- und Frequenzversatz-Abschätzung auf einer fortlaufenden Basis eingebaut wird, wobei eine derartige Abschätzung bei der Anwesenheit einer starken Gleichkanal-Störung gut arbeitet. Somit gibt es auch eine Notwendigkeit in dem technischen Gebiet zum Verbessern des Schritts zum Erzeugen eines Referenzsignals (Projizieren auf einen Signal-Referenzraum) in derartigen Verfahren mit alternierenden Projektionen, wobei eine derartige Verbesserung die Frequenzversatz- und Ausrichtungsprobleme in derartigen Referenzsignalen verringert.
Ein Frequenzversatz ist vorwiegend ein Problem in Modulationsformaten mit einem endlichen Alphabet, die eine Phasendifferenz zwischen den Symbolen in dem Alphabet einschließen. Dies schließt sämtliche Phasenumtastungs- (Phase Shift Keying; PSK) Systeme und viele QAM-Systeme ein. Es gibt auch Modulationsverfahren, einschließlich AM- und QAM-Systemen, die gegenüber Amplitudenfehlern empfindlich sind. In dem Schritt für alternierende Projektionen für derartige Systeme kann ein Amplitudenfehler-Kriechen ein Problem werden. D. h. fehlerhafte Ergebnisse können auftreten, wenn man die Amplitudenfehler zwischen einem Referenzsignal und dem tatsächlichen Signal nicht berücksichtigt. Somit gibt es eine Notwendigkeit in dem technischen Gebiet zum Verbessern des Schritts zum Erzeugen eines Referenzsignals (einer Projizierung auf einen Signalreferenz-Raum) in derartigen Verfahren mit alternierenden Projektionen, wobei eine derartige Verbesserung den Amplitudenversatz in derartigen Referenzsignalen verringert.
Das Verfahren und die Vorrichtung eines Aspekts der vorliegenden Erfindung weisen diese Probleme nicht auf. Unser Verfahren umfasst das Projizieren von Signalen nahe auf die tatsächlichen, nicht idealen Signale bei der Anwesenheit der voranstehend beschriebenen Probleme. Das Verfahren ist auf sämtliche Modulationsformate mit einem endlichen Alphabet anwendbar.
Das Erzeugen von besseren Referenzsignalen, die gegenüber einem Frequenzversatz, Zeitausrichtungs- und/oder Amplitudenversatz-Fehlern unempfindlich sind, lässt sich nicht nur auf Verfahren mit einer alternierenden Projektion anwenden, die bei der Demodulation verwendet werden, sondern auch bei der gesamten Verarbeitung von Signalen, die die Erzeugung eines Referenzsignals erfordern, wie beispielsweise viele Systeme mit einer adaptiven Filterverarbeitung, Entscheidungs-Rückkopplungs-Ausgleichungssysteme etc.
II. ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Demodulieren eines modulierten Signals, das durch ein entferntes Terminal übertragen wird, um ein demoduliertes Übertragungssignal des entfernten Terminals zu erzeugen, wobei das Verfahren auf einer Basisstation eines drahtlosen Systems implementiert ist, das ein oder mehrere Basisstationen und ein oder mehrere entfernte Terminals aufweist, wobei die Basisstation ein Feld von Antenennen umfasst, wobei das modulierte Signal durch ein Modulationsverfahren moduliert wird, welches ein endliches Symbolalphabet aufweist, wobei jede getrennte Antenne des Felds ein entsprechendes empfangenes Signal empfängt, wobei alle empfangenen Signale einen Empfangssignalvektor bilden, wobei jedes empfangene Signal Signale aus einem Satz der entfernten Terminals umfasst, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst:
Abwärtswandeln des Empfangssignalvektors, um einen abwärts gewandelten Signalvektor zu bilden;
Bestimmen eines Anfangskopiesignals auf Grundlage des abwärts gewandelten Signalvektors und einer Anfangsabschätzung eines Vektors für eine räumliche Gewichtung und Bestimmen eines Frequenzversatzes und der Ausrichtungskorrektur daraus;
Erzeugen einer korrigierten Signalversion des abwärts gewandelten Signals unter Verwendung des Frequenzversatzes und der Ausrichtungskorrektur;
Ausführen einer iterativen Schleife, um das Signal zu demodulieren und den räumlichen Gewichtungssektor abzuschätzen unter Verwendung, für eine erste Iteration, der Anfangsabschätzung des Vektors für eine räumliche Gewichtung als einen Startvektor für eine räumliche Gewichtung, wobei die Schleife die folgenden Schritte umfasst: (a) Bestimmen eines Terminal-Kopiesignals auf Grundlage der korrigierten Signalversion und des Vektors für eine räumliche Gewichtung, wobei das Terminal-Kopiesignal von einem bestimmten entfernten Terminal herrührt; (b) Demodulieren des Terminal-Kopiesignals, um ein Referenzsignal zu erzeugen, durch die folgenden Schritte: Bestimmen eines idealen Referenzsignals unter Verwendung des Terminal-Kopiesignals, eines idealen Werts des demodulierten Terminal-Kopiesignals und der Eigenschaft des endlichen Symbolalphabets und Ermitteln des Referenzsignals durch Lösen einer Phase oder einer Amplitude des idealen Referenzsignals in Richtung auf die Phase oder die Amplitude des Terminal-Kopiesignals hin, (c) Bestimmen eines neuen Vektors für eine räumliche Gewichtung durch Optimieren einer Kostenfunktion, die auf das Referenzsignal gestützt ist; wobei die Schleife, die die Schritte (a), (b) und (c) umfasst, wenigstens einmal ausgeführt wird, und wobei der Schritt (a) den neuen Vektor für die räumliche Gewichtung, der in dem Schritt (c) bestimmt wird, in jeder zweiten und weiteren Iteration der Schleife verwendet.
Die vorliegende Erfindung stellt bereit eine Vorrichtung zur Verwendung in einer Basisstation eines drahtlosen Systems, welches eine oder mehrere Basisstationen und ein oder mehrere entfernte Terminals einschließt, wobei die Basisstation ein Feld von Antennen einschließt, wobei jede getrennte Antenne des Felds zum Empfangen eines entsprechenden empfangenen Signals ausgelegt ist, so dass sämtliche empfangenen Signale einen Empfangssignalvektor bilden, wobei jedes empfangene Signal Signale aus einem Satz des entfernten Terminals umfasst, wobei die Vorrichtung zum Modulieren eines modulierten Signals vorgesehen ist, das durch ein bestimmtes der entfernten Terminals übertragen wird, um ein demoduliertes Übertragungssignal des entfernten Terminals zu erzeugen, wobei das modulierte Signal durch ein Modulationsverfahren moduliert wird, das ein endliches Symbolalphabet aufweist, wobei die Vorrichtung umfasst: eine Einrichtung zur Abwärtswandlung des Empfangssignalvektors, um einen abwärts gewandelten Signalvektor zu bilden; eine Einrichtung zum Bilden eines Anfangs-Kopiesignals auf Grundlage des abwärts gewandelten Signalvektors und einer Anfangsabschätzung eines Vektors einer räumlichen Gewichtung und Bestimmen eines Frequenzversatzes und einer Ausrichtungskorrektur daraus; eine Einrichtung zum Erzeugen einer korrigierten Signalversion des abwärts gewandelten Signals unter Verwendung des Frequenzversatzes und der Ausrichtungskorrektur; eine Einrichtung zum Ausführen einer iterativen Schleife, um das Signal zu demodulieren und den räumlichen Gewichtungsvektor abzuschätzen, unter Verwendung, für eine erste Iteration, der Anfangsabschätzung des Vektors für eine räumliche Gewichtung als einen Startvektor für die räumliche Gewichtung, wobei die Schleife die folgenden Schritte umfasst: (a) Bestimmen eines Terminal-Kopiesignals auf Grundlage der korrigierten Signalversion und des Vektors für die räumliche Gewichtung, wobei das Terminal-Kopie-Signal von einem bestimmten entfernten Terminal herrührt; (b) Demodulieren des Terminal-Kopiesignals, um ein Referenzsignal zu erzeugen, durch die folgenden Schritte: Bestimmen eines idealen Referenzsignals unter Verwendung eines Terminal-Kopiesignals, eines idealen Wertes des demodulierten Terminal-Kopiesignals und der Eigenschaft des endlichen Symbolalphabets; und Ermitteln des Referenzsignals durch Lösen der Phase oder der Amplitude des idealen Referenzsignals in Richtung auf die Phase oder die Amplitude des Terminal-Kopiesignals hin; (c) Bestimmen eines neuen Vektors für die räumliche Gewichtung durch Optimieren einer Kostenfunktion, die auf dem Referenzsignal basiert; wobei die Einrichtung zum Ausführen einer iterativen Schleife dafür ausgelegt ist, eine Schleife auszuführen, die die Schritte (a), (b) und (c) wenigstens einmal umfasst, und den neuen räumlichen Gewichtungsvektor, der im Schritt (c) bestimmt wird, als den Startvektor der räumlichen Gewichtung im Schritt (a) für irgendwelchen zweiten und weiteren Iterationen zu verwenden.
Ein Aspekt der vorliegenden Erfindung stellt ein Verfahren und eine Vorrichtung für eine Demodulation bereit, die gegenüber Frequenzversatz- und Zeitausrichtungsproblemen relativ unempfindlich ist und die bei der Anwesenheit einer Gleichkanal-Störung gut arbeitet.
Ein anderer Aspekt der vorliegenden Erfindung stellt ein verbessertes Verfahren mit einer alternierenden Projektion bereit, welches eine Zeitausrichtungs- und Frequenzversatz-Abschätzung auf einer fortlaufenden Basis einschließt, wobei eine derartige Abschätzung bei der Anwesenheit einer Gleichkanal-Störung gut arbeitet.
Ein anderer Aspekt der vorliegenden Erfindung stellt ein verbessertes Verfahren zum Erzeugen eines Referenzsignals bereit, welches verringerte Frequenzversatz- und Ausrichtungsprobleme aufweist.
Ein anderer Aspekt der vorliegenden Erfindung stellt ein verbessertes Verfahren zum Erzeugen eines Referenzsignals bereit, das einen verringerten Amplitudenversatz aufweist.
Ein auf einer Basisstation implementiertes Verfahren von einer Ausführungsform erzeugt ein Referenzsignal. Der Basisstations-Teil eines drahtlosen Kommunikationssystems, der wenigstens eine Basisstation und wenigstens ein entferntes Terminal einschließt, umfasst ein Feld von Antennen. Das Referenzsignal wird an Symbolpunkten durch ein Modulationsverfahren moduliert, welches ein endliches Symbolalphabet aufweist. Jede Antenne des Felds empfängt ein entsprechendes empfangenes Signal, wobei sämtliche empfangenen Signale einen Empfangssignalvektor bilden, wobei jedes empfangene Signal Signale von sämtlichen entfernten Terminals einschließt, die gerade senden. In dieser Ausführungsform umfasst das Verfahren einen Signalkopierbetrieb unter Verwendung eines Vektors für eine räumliche Gewichtung, um aus dem Empfangssignalvektor ein Kopiesignal des entfernten Terminals heraus zu trennen und für jeden Abtastpunkt (a) ein ideales Signal aus dem Kopiesignal des entfernten Signals zu rekonstruieren, wobei das ideale Signal das Modulationsverfahren aufweist, wobei das ideale Signal an dem Anfangssymbolpunkt so eingestellt ist, dass es gleich zu dem Kopiesignal des entfernten Terminals an dem Anfangssymbolpunkt ist; und (b) Auflösen des idealen Referenzsignals in Richtung auf das Terminal-Kopiesignal hin, Erzeugen des Referenzübertragungssignals des entfernten Terminals. In einer weiteren Ausführungsform umfasst das Alphabet des Modulationsverfahrens Symbole, die unterschiedliche Amplituden aufweisen, und der Schritt zum Auflösen löst die Amplitude des idealen Signals in Richtung auf die Amplitude des Kopiesignals des entfernten Terminals auf. In einer anderen Ausführungsform umfasst das Modulationsverfahren eine Phasenumtastung (Phase Shift Keying) und der Schritt zum Auflösen löst die Phase des idealen Signals in Richtung auf die Amplitude des Kopiesignals des entfernten Terminals aus.
Ferner ist ein auf einer Basisstation implementiertes Verfahren zum Demodulieren eines modulierten Signals offenbart, das durch eine bestimmte entfernte Station in einem drahtlosen Kommunikationssystem übertragen wird, mit wenigstens einer Basisstation und wenigstens einem entfernten Terminal, wobei die Basisstation ein Feld von Antennen einschließt. Es wird angenommen, dass das modulierte Signal durch ein Modulationsverfahren mit einem endlichen Symbolalphabet moduliert wird. Jede getrennte Antenne des Felds von Antennen empfängt ein entsprechendes empfangenes Signal, wobei die gesamten empfangenen Signale einen Empfangssignalvektor bilden. Jedes empfangene Signal umfasst Signale von sämtlichen entfernten Terminals, die gerade senden. Das Verfahren umfasst die Schritte zum abwärts Wandeln der empfangenen Signale; Abschätzen der Zeitausrichtung und des Frequenzversatzes des Empfangssignalvektors; Verwenden eines anfänglichen Vektors mit einer räumlichen Gewichtung, um aus dem Empfangssignalvektor ein Kopiesignal eines entfernten Terminals herauszutrennen, wobei die Trennung eine Korrektur für den Zeitversatz und den Frequenzversatz unter Verwendung der abgeschätzten Zeitausrichtung und des abgeschätzten Frequenzversatzes einschließt, um ein korrigiertes Terminal-Kopiesignal zu bilden; Demodulieren des korrigierten Terminal-Kopiesignals, um ein demoduliertes Signal zu erzeugen; dann Ausführen wenigstens einmal der Schritte von (a) Synthetisieren eines Referenzsignals aus dem demodulierten Signal; Berechnen eines neuen räumlichen Gewichtungsvektors durch Minimieren einer vorgeschriebenen Kostenfunktion, die von dem Referenzsignal abhängig ist; und (b) Wiederholen der obigen Trennungs- und Demodulationsschritte unter Verwendung des zuletzt bestimmten neuen räumlichen Gewichtungssektors anstelle des anfänglichen räumlichen Gewichtungsvektors für eine Trennung. Das demodulierte Signal wird dann ausgegeben.
In einer Variation umfasst der Trennungsschritt ein Anwenden der abgeschätzten Zeitausrichtung und des abgeschätzten Frequenzversatzes als Korrekturen für den Empfangssignalvektor, um einen korrigieren Signalvektor zu bilden; und Trennen, aus dem korrigierten Signalvektor, des korrigierten Terminal-Kopiesignals durch Verwenden des anfänglichen räumlichen Gewichtungsvektors, der dem bestimmten entfernten Terminal entspricht.
In einer anderen Variation umfasst der Trennungsschritt das Trennen, aus dem Empfangssignalvektor, eines Terminal-Kopiesignals, das dem bestimmten entfernten Terminal entspricht, durch Verwenden des anfänglichen räumlichen Gewichtungsvektors, der dem bestimmten entfernten Terminal entspricht; und Anwenden der abgeschätzten Zeitausrichtung und des abgeschätzten Frequenzversatzes als Korrekturen für das bestimmte Terminal-Kopiesignal, um ein korrigiertes Terminal-Kopiesignal zu bilden.
III. KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
In den Zeichnungen zeigen:
1 die Architektur der bevorzugten Ausführungsform der Vorrichtung der vorliegenden Erfindung;
2 ein Diagramm des Bursts, der verwendet wird, um eine Synchronisation in der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung auszuführen;
3 die Amplitude (Größe) eines SYNCH-Bursts, der in der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung verwendet wird;
4A–4C ein Flussdiagramm des Ausrichtungsverfahrens gemäß der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung;
5 das Ausrichtungsfenster und den Untersatz des SYNCH-Bursts, die in der bevorzugten Ausführungsform des Anfangsausrichtungs- und Frequenzversatz-Abschätzers in Erwägung gezogen wird;
6 ein Flussdiagramm des Demodulationsverfahrens; und
7 ein ausführliches Flussdiagramm des Schritts 629 der 6.
IV. BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
A. SYSTEMARCHITEKTUR
Die verschiedenen bevorzugten und alternativen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind für einen Einbau in ein zellulares System unter Verwendung des „Personal Handy Phone System" (PHS), ARIB Standard Version 2 (RCR STD-28) gedacht. Insbesondere werden die bevorzugten und alternativen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung in Kombination mit der bevorzugten Ausführungsform Unserer Demodulations-Erfindung eingebaut.
Das PHS-System ist ein Zeitteilungs-Vielfachzugriff (Time Division Multiple Access; TDMA) System mit acht Zeitschlitzen und mit einem echten Zeitteilungsduplex (Time Division Duplex; TDD). Somit werden die acht Zeitschlitze in vier Sende-(TX) Zeitschlitze und vier Empfangs-(RX) Zeitschlitze aufgeteilt. Das Frequenzband des PHS Systems, welches in der bevorzugten Ausführungsform verwendet wird, ist 1895–1918.1 MHz. Jeder der acht Zeitschlitze ist 625 Mikrosekunden lang. Das PHS-System weist eine speziell vorgesehene Frequenz und einen speziell vorgesehenen Zeitschlitz für einen Steuerkanal auf, auf dem eine Anrufinitialisierung stattfindet. Sobald eine Strecke hergestellt ist, wird der Anruf an einen Dienstkanal für reguläre Kommunikationen übergeben. Eine Kommunikation tritt in irgendeinen Kanal bei der Rate von 32 kBits pro Sekunde (KBPS) auf, was als Vollrate bezeichnet wird. PHS unterstützt auch Kommunikationen mit einer halben Rate (16 KBPS) und einer Viertelrate (8 KBPS).
In dem PHS, das in der bevorzugten Ausführungsform verwendet wird, wird ein Burst als das RF-Signal mit endlicher Dauer definiert, das über die Luft während eines einzelnen Zeitschlitzes gesendet oder empfangen wird. Eine Gruppe wird als ein Satz von vier TX- und vier RX-Zeitschlitze definier. Eine Gruppe beginnt immer mit dem ersten TX-Zeitschlitz und seine Zeitdauer ist 8 × 0,625 = 5 ms. Um eine Kommunikation mit der halben Rate und der Viertelrate zu unterstützen, definiert der PHS-Standard einen PHS-Rahmen als vier Gruppen, das heißt vier vollständige Zyklen der acht Zeitschlitze. In den hier beschriebenen Ausführungsformen wird nur eine Kommunikation mit der vollen Rate unterstützt, so dass in dieser Beschreibung der Ausdruck-Rahmen synonym mit der Gruppe des PHS-Ausdrucks sein soll. Das heißt, ein Rahmen ist vier TX- und vier RX-Zeitschlitze und ist 5 ms lang. Die Details, wie die hier beschriebenen Ausführungsformen zu modifizieren sind, um eine Kommunikation bei weniger als der vollen Rate zu beinhalten, werden für Durchschnittsfachleute in dem technischen Gebiet klar sein.
Ein logischer Kanal ist ein konzeptionelles Rohr, durch das Nachrichten zwischen einem entfernten Terminal und der Basisstation ausgetauscht werden. Zwei Typen von logischen Kanälen existieren, logische Steuerkanäle (Logical Control Channels; LCCH), die bei der Initialisierung einer Kommunikationsstrecke beteiligt sind, und Dienstkanäle (Service Channels; SCH die bei laufenden Kommunikationen beteiligt sind. Die bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden auf Kommunikationen in den Dienstkanälen angewendet. Hierbei kommunizieren irgendein bestimmtes entferntes Terminal und eine Basisstation in Bursts in den Zeitschlitzen, die durch einen Rahmen getrennt sind.
Ein Rahmentiming ist das Start- und Stoptiming der Rahmen. Während einer Anrufinitialisierung hört das entfernte Terminal einen Steuerkanal ab, der als der Sendesteuerkanal (Broadcast Control Channel; BCCH) der Basisstation bezeichnet wird, um sich selbst auf das Rahmentiming der Basisstation zu synchronisieren. Um einen Anruf zu initialisieren, kommunizieren die Basisstation und das entfernte Terminal auf einem Steuerkanal, um den Zeitschlitz und die Frequenz für den Dienstkanal einzurichten. Sobald der bestimmte Dienstkanal vereinbart ist, gehen die Basisstation und das entfernte Terminal in einen Synchronisations-(„SYNCH") Modus über den Dienstkanal über, wobei während dieses Modus jede Einheit an die anderen bekannten Synchronisationsbursts („SYNCH"-Bursts) sendet.
Die bevorzugte Ausführungsform des Verfahrens und der Vorrichtung dieser Erfindung verwendet diesen SYNCH Burst, um eine anfängliche Abschätzung einer Zeitausrichtung und eine anfängliche Abschätzung dieses Frequenzversatzes zu bestimmen. Dies ist erforderlich, weil in der Praxis die RF-Frequenz eines entfernten Terminals relativ zu dem Träger der Basisstation um so viel wie ± 5 kHz oder mehr versetzt sein kann. Ein anfänglicher räumlicher Verarbeitungs-Gewichtungsvektor wird ebenfalls während des SYNCH-Modus bestimmt.
Sobald der Ausrichtungs- und Frequenzversatz abgeschätzt ist, wird in einen „normalen" Kommunikationsmodus übergegangen. Während des normalen Modus führt das Verfahren und die Vorrichtung dieser Erfindung kontinuierlich eine Kompensation des Frequenzversatzes und der Ausrichtung aus und aktualisiert kontinuierlich Abschätzungen des Frequenzversatzes, der Ausrichtung und des Gewichtsvektors.
Das PHS-System verwendet eine π/4 differentielle Quaternäre (oder Quadratur-) Phasenumtastung-(π/4 DQPSK) Modulation für das Basisbandsignal. Die Baud-Rate beträgt 192 kbaud. Das heißt, es gibt 192.000 Symbole pro Sekunde.
Der Konstellationsraum ist die komplexe Konstellation, die durch das komplexwertige (Gleichphasenkomponente I und Quadraturkomponente Q) Basisbandsignal aufgestellt wird. Für eine π/4 DQPSK besteht der Signalkonstellationsraum aus Konstellationspunkten zu jeweils 45 Grad um den Einheitskreis herum, beginnend der Zweckdienlichkeit halber bei I=1 (normalisiert) und Q=0, bezeichnet als (1,0). In der Praxis weichen die Konstellationspunkte von der Idealen durch eine Störung, durch eine Mehrwegeausbreitung, durch ein additives Rauschen, durch langsame Drehungen als Folge von Frequenzversätzen, und durch die Frequenzantwort und die Nichtlinearitäten der Funkempfänger und Sender in dem System ab. Der differentielle Raum ist der komplexe Raum, der die Änderungen in der Phase von Symbol zu Symbol beschreibt. Das heißt, genau in dem komplexen Raum, der durch das differentielle Signal überstrichen wird, das durch Teilen jedes Konstellationsraumpunkts durch den voranstehenden Konstellationsraumpunkt gebildet wird. Für eine π/4 DQPSK besteht das Signal in dem differentiellen Raum theoretisch aus nur den vier Punkten mit den Phasen +π/4, –π/4, +3π/4 und –3π/4. In der Praxis können tatsächliche differentielle räumliche Signale als Folge von Störungen, Rauschen, einer Kanalverzerrung, einem Frequenzversatz und Zeitausrichtungs-Problemen verzerrt sein.
In dem PHS-System, so wie es in der bevorzugten Ausführungsform verwendet wird, durchläuft das RF-Signal eine spektrale Formung, typischerweise eine Raised Square Root oder Raised Cosinus-Filterung. Das sich ergebende Basisbandsignal geht dann nur durch ideale Konstellationspunkte während kurzer Zeitmomente während jeder Symbolperiode. In der bevorzugten Ausführungsform werden die Basisbandsignale bei einer Rate von acht mal der Baudrate abgetastet. Das heißt, die Abtastrate beträgt 1,536 MHz für 8 Abtastwerte pro Symbol. Für eine korrekte Demodulation schätzt das Verfahren und die Vorrichtung der vorliegenden Erfindung ab, welches der 8 Abtastwerte für jedes Symbol zeitlich am nächsten zu dem momentanen idealen Konstellationspunkt kommt. Dieser Prozess zum Auffinden des Abtastwerts, der am nächsten zu dem idealen Konstellationspunkt ist, wird als Abtastausrichtung bezeichnet.
Die Architektur der bevorzugten Ausführungsform der Vorrichtung ist in 1 gezeigt. Eine Vielzahl von m Antennen 101.1, ..., 101.m wird verwendet, wobei m=4 ist. Die Ausgänge der Antennen werden in analoger Form durch RX Blöcke 105.1, ..., 105.m in drei Stufen von der Trägerfrequenz (um 1,9 GHz) auf eine abschließende Zwischenfrequenz (IF) von 384 kHz heruntergemischt. Dieses Signal wird dann durch Analog-zu-Digital-Wandler 109.1, ..., 109.m bei 1,536 MHz digitalisiert (abgetastet). Nur der Realteil des Signals wird abgetastet. Somit kann in der Notation mit einem komplexen Phasor das digitale Signal so visualisiert werden, dass es das komplexwertige IF Signal bei 384 kHz zusammen mit einem Abbild bei –384 kHz enthält. Eine abschließende Abwärtswandlung an das Basisband wird ausgeführt digital durch Multiplizieren des nur realen Signals von 1,536 Megaabtastwerten pro Sekunde mit einem 384 kHz komplexen Phasor. Dies ist äquivalent zu der Multiplikation mit der komplexen Sequenz 1, j, –1, –j, was leicht unter Verwendung einer Vorzeichen-Abwechslung und einer Re-Binning-Prozedur implementiert wird. Das Ergebnis ist ein komplexwertiges Signal, welches das komplexwertige Basisbandsignal plus ein Abbild bei –2 × 384 = –768 kHz enthält. Dieses unerwünschte negative Frequenzabbild wird digital gefiltert, um das komplexwertige Basisbandsignal, abgetastet bei 1,536 MHz, zu erzeugen. In der bevorzugten Ausführungsform werden GrayChip Inc. GC2011A Digitalfilter – 113.1, ..., 113.m Einrichtungen verwendet, jeweils eine für jeden Antennenausgang, um die Abwärtswandlung und die digitale Filterung zu implementieren, wobei die letztere Filterungstechniken mit einer endlichen Impulsantwort (Finite Impulse Response; FIR) verwendet. Eine Bestimmung der geeigneten FIR-Filterkoeffizienten wird unter Verwendung von standardmäßigen Techniken durchgeführt, sowie dies für Durchschnittsfachleute in dem technischen Gebiet klar sein wird.
Es gibt vier abwärts gewandelte Ausgänge von jeder Digitalfiltereinrichtung 113 jeder Antenne GC2011A, einen pro Zeitschlitz. Für jeden der vier Zeitschlitze werden die vier abwärts gewandelten Ausgänge von den vier Antennen an eine digitale Signalprozessor (Digital Signal Processor; DSP) Einrichtung 117 für eine weitere Verarbeitung gemäß dieser Erfindung geführt. In der bevorzugten Ausführungsform werden vier Motorola DSP56301 DSPs verwendet, einer pro Empfangszeitstützpunkt.
Die folgende Notation wird hier verwendet.
Es sei z₁(t), z₂(t), ..., z_m(t) die komplexwertigen Antworten der ersten, zweiten, ..., m-ten Antennenelemente, jeweils nach einer Abwärtswandlung, das heißt in dem Basisband. Diese können durch einen m-Vektor z(t) dargestellt werden, wobei die i-te Zeile von z(t) gleich zu z_i(t) ist. Es sei N digitale Abtastwerte von z(t) betrachtet, bezeichnet mit z(T), z2(T), ..., z(NT), wobei T die Abtastperiode ist. Zur Vereinfachung und zur Zweckdienlichkeit wird die Abtastperiode auf 1 normalisiert und z(t) (und andere Signale) werden entweder die Funktion der kontinuierlichen Zeit t oder des abgetasteten Signals bezeichnen, wobei dieser Fall klar aus dem Kontext für Durchschnittsfachleute in dem technischen Gebiet ist. Die N Abtastwerte von z(t) können als Matrix Z = [z(1)|z(2)|...|z(N)] ausgedrückt werden. Es sei angenommen, dass p komplexwertige Gleichkanal-Signale s₁(t), s₂(t), ..., s_p(t) von p getrennten Quellen (entfernten Terminals) als Antennenfeld gesendet werden. In diesem Fall sind die z_i(t), i = 1, ..., m an den m Antennenfeldelementen jeweils irgendeine Kombination dieser p-Signale zusammen mit Rauschen und anderen Störungen. Die bestimmte Kombination hängt von der Geometrie und der Ausbreitung ab. Nun seien die Gleichkanal-Signale mit dem p-Vektor s(t) dargestellt, dessen k-tes Element ein komplexwertiges Signal s_k(t) ist.
Das Signal s_k(t) kann als sk(t) = Σnbk(n)g(t – nTs)moduliert werden, wobei die Summation Σ_n über dem Index n für sämtliche Werte von n in einem Datenstapel oder Burst ist, {b_k(n)} die Symbolsequenz ist, die durch das k-ten entfernte Terminal gesendet wird, T_s die Symbolperiode ist und g(t) die Impulsantwort darstellt, die die Effekte von irgendwelchen Sendefiltern, des Ausbreitungskanals, und irgendwelcher verwendeten Empfangsfilter kombiniert. g(t) ist zur Vereinfachung zu einer Einheitsenergie gemacht. In der bevorzugten Ausführungsform wird die Symbolperiode T_s zu einem ganzzahligen Vielfachen L der Abtastperiode T gemacht, wobei L = 8 ist. Da T auf 1 normalisiert ist, gilt, dass T_s = L = 8 ist. Die komplexwertigen Symbole b_k(n) gehören zu dem gleichen endlichen Alphabet Ω. Für die π/4 DQPSK Modulation der PHS Ausführungsform ist Ω = {1, exp ±jπ/4, exp ±jπ/2, ±exp jπ, ±exp j3π/4}, und für irgendein k oder n gehört die Phase des differentiellen Signals d_k(n) = b_k(n)/b_k(n – 1) zu dem endlichen Alphabet {±π/4, ±3π/4}.
Wenn man die Matrix S mit Spalten entsprechend zu den gleichen N Abtastwerten von s(t) wie in Z bezeichnet, dann besteht das Ziel einer Demultiplexierung darin, irgendeine Abschätzung von S zu erzeugen. Eine lineare Abschätzung wird genommen. Das heißt Ŝ = WHr Zwobei das w_r eine m × p Matrix ist, die als die Gewichtungsmatrix bezeichnet wird, und w_r ^H die komplexe konjugierte Transponierung ist, das heißt die hermetische Transponierung von w_r. Der r in w_r bezieht sich auf den „Empfänger", um anzuzeigen, dass hier der Empfang und nicht die Aussendung behandelt wird. Die k-te Spalte von w_r, nämlich der m-Vektor w_rk, wird als der Gewichtungsvektor für das k-te Signal s_k(t) bezeichnet. Somit ist die Abschätzung von s_k(t) Ŝk(t) = wHrk Z(t)
In dieser Erfindung wird beschrieben, wie das von einem derartigen bestimmten entfernten Terminal k gesendete Signal bei der Anwesenheit der anderen Signale von entfernten Terminals j, j ≠ k, zu demodulieren ist, das heißt bei der Anwesenheit von Gleichkanal-Störern. Zu Zweckdienlichkeit wird die Notation vereinfacht, so dass die Tiefstellung k impliziert sein soll. Es wird für Durchschnittsfachleute in dem technischen Gebiet klar sein, dass die Operationen für dieses eine Signal für Signale von den anderen p(–1) Signalen unter Verwendung der kompletten Operation, die in der obigen Matrixgleichung gezeigt ist, wiederholt werden.
Mit einer Signalkopie Operation ist folgendes gemeint: Ŝ(t) = wHr Z(t)
Um bestimmte Abtastwerte eines bestimmten Signals von Abtastwerten (in t) der m empfangenen Signale z(t) unter Verwendung des Gewichtungsvektor w_r abzuschätzen.
Ein Referenzsignal ist ein Signal, welches die erforderliche Modulationsstruktur aufweist. Das heißt, ein Signal der Struktur sR(t) = Σnb(n)g(t + ε – nTs)wobei ε der Timingfehler ist. Für den Fall der bevorzugten Ausführungsform ist s_R(t) eine π/4 DQPSK-Wellenform.
B. SYNCH-MODUS-OPERATION
Der Zweck in dem SYNCH-Modus besteht darin eine anfängliche Abschätzung des komplexwertigen Gewichtungsvektors w_r für das Signal von Interesse zu ermitteln und anfängliche Abschätzungen des Ausrichtungs- und Frequenzversatzes zu ermitteln. Das Verfahren (und die Vorrichtung) der vorliegenden Erfindung verwendet eine Ausrichtungs- und Frequenzversatz-Abschätzungstechnik, die die Eigenschaften des endlichen Alphabets des Signals ausnutzt. Einzelheiten werden hier für ein bestimmtes Signal von Interesse bereitgestellt und die anderen Signale, die empfangen werden, sind Gleichkanal-Störer. Die Einzelheiten sind deutlich anwendbar auf das Empfangen von irgendwelchen der Gleichkanal-Signale und wie das Verfahren zu beschreiben ist, zum Beispiel unter Verwendung einer Matrixnotation, zum gleichzeitigen Empfangen von sämtlichen Gleichkanal-Signalen, wird für Durchschnittsfachleute in dem technischen Gebiet klar sein.
Der SYNCH-Burst, der in der bevorzugten Ausführungsform verwendet wird, weist ein bekanntes Format auf. 2 ist ein Diagramm des Bursts, der zum Ausführen einer Synchronisation verwendet wird. Es sei darauf hingewiesen, dass der SYNCH-Burst mehrere Felder aufweist, und es einem freigestellt ist sämtliche oder irgendwelche der Felder des Bursts oder einen Teil des Felds zu verwenden. Das erste Feld wird als die Präambel bezeichnet und ist eine bestimmte periodische Bitsequenz. Die Fourier-Transformation (abgeschätzt unter Verwendung einer FFT-Berechnung) dieses bestimmten Felds enthüllt, dass drei starke sinusförmige Komponenten vorhanden sind, und eine alternative Ausführungsform des Verfahrens verwendet diese Tatsache. Die bevorzugte Ausführungsform bestimmt eine Kostenfunktion, insbesondere den quadrierten Fehler, und verwendet ein Optimierungsverfahren, insbesondere eine Optimierung der kleinsten Fehlerquadrate, um den Parameterwert zu bestimmen, der die Kostenfunktion minimiert. Andere Kostenfunktionen und Optimierungsverfahren können verwendet werden, ohne von dem Umfang dieser Erfindung abzuweichen. Der erste Parameter, der somit bestimmt wird, ist die Zeitausrichtung, eine Zeitverschiebung (ausgedrückt als eine Anzahl von Abtastwerten), die die minimale Kostenfunktion ergibt. Sobald die Zeitausrichtung abgeschätzt ist, wird sie bei der Bestimmung einer Kostenfunktion verwendet, die sich auf den anfänglichen w_r und Frequenzversatz bezieht und ein Optimierungsverfahren wird verwendet, um die anfänglichen w_r und Frequenzversatz-Abschätzungen zu bestimmen.
Die Position in der Zeit ist ungefähr bekannt. In der ersten bevorzugten Ausführungsform wird angenommen, dass anfänglich die Position in der Zeit des Bursts auf innerhalb von ±2 Symbolen (±16 Abtastwerten) bekannt ist und eine Ausrichtung eine Abschätzung der Position des Bursts innerhalb dieses Fenster von 32 Abtastwerten ist. Eine einzelne SYNCH wird für eine Ausrichtung verwendet, zunächst zum Abschätzen der groben Position und dann zum Abschätzen der genaueren Position in der Zeit. Sobald die Ausrichtung bestimmt ist, wird der gleiche SYNCH Burst verwendet, um den Frequenzversatz und den anfänglichen Gewichtungsvektor w_r abzuschätzen. In einer alternativen Ausführungsform, wenn ein langsamerer Prozessor für die Abschätzung verwendet wird, so dass die Berechnungszeit kritischer ist, werden insgesamt drei Bursts verwendet. Zwei Bursts werden für eine Ausrichtung verwendet, der erste zum Abschätzen der groben Position und der zweite zum Abschätzen der genauen Position in der Zeit. Sobald eine Ausrichtung bestimmt ist, in der dritten Ausführungsform mit einem langsameren Prozessor, wird ein dritter SYNCH-Burst verwendet, um den Frequenzversatz und den anfänglichen Gewichtungsvektor w_r abzuschätzen.
Nun wird eine Zeitausrichtungs-Abschätzung mit näheren Einzelheiten beschrieben. Nur die Amplitude, nicht komplexwertige Daten, werden dafür verwendet. 3 zeigt die Amplitude (Größe) eines SYNCH-Bursts. Wie erwartet, wurde beobachtet, und zwar bei Betrachtung von mehreren derartigen SYNCH-Bursts mit unterschiedlichen Frequenzversätzen, dass dieses Amplitudensignal (auf Amplitude über Zeit) sich nicht signifikant zwischen SYNCH-Signalbursts mit unterschiedlichen Frequenzversätzen verändert. Obwohl in einem breiten Sinn ist die bekannte Eigenschaft, die in dieser Ausführungsform verwendet wird, die bekannte Bitsequenz des SYNCH-Bursts, in einem engeren Sinne, ist sie eine bekannte Eigenschaft, dass sich das Amplitudensignal mit einem Frequenzversatz nicht signifikant verändert, wobei dies beim Bestimmen der Zeitausrichtung in der bestimmten Implementierung ausgenutzt wird. Andere Abänderungen des Verfahrens würden für Durchschnittsfachleute in dem technischen Gebiet für Fälle klar sein, wenn sich die Größencharakteristiken in der Tat mit dem Frequenzversatz verändern.
Die 4A–4C zeigen ein Flussdiagramm des Verfahrens gemäß der ersten bevorzugten Ausführungsform. Das Verfahren startet in dem Schritt 401 mit einem abwärtsgewandelten Burst von m Signalen z₁(t), ..., z_m(t), wobei m = 4.960 komplexwertige Abtastwerte an jeder Antenne aufgenommen werden. Da das Signal bei 8 Mal der Baudrate überabgetastet ist, wird es um einen Faktor von 4 in dem Schritt 403 herunter auf die Frequenz von zwei Abtastwerten pro Symbol dezimiert.
Nur ein Teil des Bursts wird in dem Verfahren verwendet. In der bevorzugten Ausführungsform, bezugnehmend auf die Amplitude eines in 3 gezeigten typischen Bursts, wird ein einzelnes Gebiet, beginnend um die Mitte des Präambel-(PREAMBLE) Felds (Abtastwertnummern 6–67) in dem SYNCH-Burst herum, verwendet, um einen Untersatz des Bursts zu bilden. In dem Flussdiagramm der 4 ist der Schritt 405 die Aufnahme des Untersatzes. Andere Veränderungen der Untersatzstruktur umfassen die Verwendung von irgendwelchen Nummern von Gebieten oder in der Tat des gesamten Bursts.
Eine Schleife zum Bestimmen des Gewichtungsvektors und der Ausrichtung wird nun im Schritt 407 begonnen, bei dem angenommen wird, dass der Zeitversatz innerhalb ist. Der Gewichtungsvektor in dieser Schleife wird für den Zweck einer Bestimmung des Zeitversatzes innerhalb des Fensters im Schritt 409 berechnet. Es gibt 4 Kopien des ankommenden Signals (und Untersätze), jeweils eine für jede Antenne. Wenn man diese Untersätze von Signalen durch komplexwertige Zeilenvektoren beschreibt, dann ist jeder Zeilenvektor die zeitlichen Abtastwerte des Untersatzes für die bestimmte Antenne. Die m × N Matrix |Z|² soll die Amplitude im Quadrat der Zeitabtastwerte entsprechend zu den jeweiligen Untersätzen der Signale an den m Antennen bezeichnen. Das heißt, |z|²(t) wird als der m-Vektor definiert, dessen i-tes Element |z_i(t)|² ist, nämlich die quadrierte Größe des Signaluntersatzes an der i-ten Antenne an dem Zeitabtastwert t, wobei t über dem Untersatz ist, der gerade betrachtet wird. Dann wird folgendes definiert: |Z|2=[|Z|2(1)|z|2(2)...|z|2(N)
Man betrachtet eine Linealkombination von diesen |z_i(t)|²s mit realwertigen Gewichtungen w₁, w₂, .., w_m und bildet eine Kostenfunktion, die diese lineare Kombination mit der bekannten Größe im Quadrat des gleichen Untersatzes in dem bekannten SYNCH-Burst vergleicht. 5 zeigt den Untersatz, der aus dem Gebiet 511 für den SYNCH-Burst 503 innerhalb des Fensters 501 und den Untersatz des entsprechenden Gebiets 507 für den Referenz SYNCH-Burst 505 gebildet ist. Der Referenz SYNCH-Burst, ein Signal, wird in dem Nur-Lese-Speicher (ROM) gehalten. Es sei die Größe im Quadrat des Referenz SYNCH Bursts in dem Untersatz 507 mit |s_r|²(t) bezeichnet und es sei der Zeilenvektor |s_r|² die Abtastwerte der Größe im Quadrat des Referenzbursts 505 in dem Gebiet 507. Das heißt |sr|2 = [|sr(1)|2|sr(2)|2...|sr(N)|2}
Der Spalten m-Vektor w_r wird so definiert, dass er realwertige Gewichtungen w₁, w₂, .., w_m als seine Elemente aufweist. Die Signalkopie Operation für |z|²(t) wird so definiert, dass sie das Kopiesignal w_r ^T|z|²(t) bestimmt. Dann besteht die Optimierung in dem Schritt 409 darin, denjenigen w_r aufzufinden, der das Kopiesignal w_r ^T|Z|²(t) so nahe wie möglich (in der gleichen Norm) auf das bekannte |s_r|²(t) bringt. In der bevorzugten Ausführungsform wird die Kostenfunktion
minimiert. Optimierungstechniken zum Auffinden des w_r, der eine derartige J minimiert, sind in dem technischen Gebiet altbekannt. Siehe zum Beispiel G. H. Golub und C. F. van Loan, Matrix Computations, 2nd Edition, Baltimore: John Hopkins University Press, 1989, B. N. Datta, Numerical Linear Algebra and Applications, Pacific Grove, Ca.: Brooks/Cole, 1995 (Section 6.10), oder W. H. Press, et al., Numerical Recipes in C, 2nd Edition, Cambridge, UK: Cambridge University Press, 1992 (Chapter 10).
Die Literatur für derartige Verfahren löst Matrixoptimierungsprobleme mit Kostenfunktionen der Form J = (b – Ax)^H(b – Ax). Um dies auf den gegenwärtigen Fall zu übertragen führt man die folgenden Ersetzungen aus b^T = |s_r|², A^T= |z|², und X^T= w_r. Es sei darauf hingewiesen, dass die Notation b (und A und x), die hier für „generische" Vektoren verwendet werden, keinerlei Beziehung zu den Symbolen b_k(n), b(n), b₀(n), etc. haben, die ansonsten hier verwendet werden.
Zwei alternative Verfahren werden in zwei unterschiedlichen Implementierungen zum Lösen des Optimierungsproblems verwendet. Das erste ist das Verfahren mit konjugierten Gradienten. Dies minimiert f(x) = 1/2 x^HAx – x^Hb. Die Funktion weist einen minimalen Wert von –1/2 b^H inv(A)b für x = inv(A)b auf, wobei inv(A) die Pseudoinverse von A ist. Die Minimierung wird durch Erzeugen eines Satzes von Suchrichtungen p_k ausgeführt. An jeder Stufe, die mit dem Index k bezeichnet wird, wird eine Größe a_k gefunden, die f(x + a_k, p_k) minimiert, und x_k+1 wird gleich x_k + a_k p_k gesetzt. Der Vektor p_k wird derart gewählt, dass die Funktion f(.) über dem gesamten Vektorraum minimiert wird, der durch {p₁ p₂, ... p_k} aufgespannt wird.
Die folgende Beschreibung ist die Prozedur, die zum Auffinden der Pseudoinversen unter Verwendung von konjugierten Gradienten verwendet wird.
(for = für; if = wenn; else = ansonsten; end = Ende). Das zweite Verfahren, welches zum Auffinden der Pseudoinversen verwendet wird, ist das formale Berechnen der Pseudoinversen, die die L2 Norm des Systems von Gleichungen Ax – b minimiert, das heißt, die J = (b – Ax)H(b – Ax)minimiert. Der Wert von x, der J minimiert, ist (A^HA)^–1A^Hb und der minimale Wert von J ist b^Hb-b^H(P – I)b, wobei P = A(A^HA)^–1A^H die Projektionsmatrix von A ist und (A^HA)^–1A^H die Pseudoinverse von A ist.
Der Vorteil dieser Technik gegenüber dem Verfahren der konjugierten Gradienten ist, dass dann, wenn diese Optimierung mehrere Male für unterschiedliche Werte von B (s_ref in dem Fall dieser Erfindung) berechnet werden muss, die Berechnung der Pseudoinversen (A^HA)^–1A^H von A nicht von b abhängt und somit nur einmal für jede A ausgeführt werden muss, was für den Fall der vorliegenden Erfindung bedeutet einmal für irgendein empfangenes Signal z. Für den Fall einer Verwendung von konjugierten Gradienten erfordert jede Minimierung die gleiche Berechnung, die sowohl A als auch b beinhaltet.
In der bevorzugten Ausführungsform wird eine adaptive Normalisierung in jedem Schritt der Berechnung verwendet. Dafür wird ein normalisierter Fehlerterm (normalisiert durch b^Hb) verwendet. Diese normalisierte Kostenfunktion, die mit J' bezeichnet wird, ist: J' = J/bHb = 1 – bH(P – I)b/bHb,sodass eine Minimierung von J' äquivalent zu einer Maximierung von B^H(P – I) b/b^Hb ist. Wegen numerischer und Stabilitätsgründen wird eine Bestimmung der Pseudoinversen in den bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung auf innerhalb eines Skalierungsfaktors P implementiert und somit sind (P – I) gegenüber einem derartigen Skalierungsfaktor invariant. Um zu vermeiden, dass man einen derartigen Skalierungsfaktor berechnen muss, werden den bevorzugten Ausführungsformen, immer dann, wenn J für Vergleichszwecke berechnet werden muss, Werte von J' anstelle davon bestimmt und verglichen. Siehe zum Beispiel die Schritte 411 und 421, die nachstehend beschrieben werden.
Als Folge von derartigen Skalierungsfaktoren, die beim Berechnen der Pseudoinversen verwendet werden, wird der Vektor x und somit der Gewichtungsvektor für diesen Skalierungsfaktor bestimmt. Um zu vermeiden, dass man explizit diesen Skalierungsfaktor berechnen muss, werden sämtliche Referenzsignale, in diesem Fall |s_r| für diesen Skalierungsfaktor definiert. Die bestimmte Anwendung dieser Erfindung ist für Gewichtungsfaktoren, die zur Verwendung in Signalkopie-Operationen bestimmt werden, und um Referenzsignale zu bestimmen und zu vergleichen, werden sämtliche Referenzsignale und Signalkopie-Operationen auf diesen Skalierungsfaktor für konsistente Ergebnisse normalisiert.
Zurückkehrend zu dem Flussdiagramm wird der quadrierte Abschätzungsfehler in der Form von J' im Schritt 411 berechnet, sobald die Gewichtungen berechnet sind. Dieser Fehler wird bei dem Schritt 413 zusammen mit dem Timingversatz für diesen w_r gespeichert. Ferner wird in dem Schritt 415 eine Überprüfung durchgeführt, um zu bestimmen, ob der Fehler für sämtliche Versätze dieser Schleife berechnet worden ist, was wegen der Dezimierung alle vier Abtastwerte ist. Wenn nicht, wird in dem Schritt 417 der Dezimierungsfaktor 4 zu dem Versatz, der gerade bestimmt wird, hinzugefügt. Das heißt, das Fenster 507 wird um 4 verschoben und in dem Schritt 419 und 409 wird ein neuer Satz von Gewichtungen wiederum bestimmt. In dem Schritt 411 wird der neue Fehler für diesen neuen Versatz bestimmt. In dieser Weise werden 9 Versuche insgesamt wiederholt. Somit erhält man den Fehler als eine Funktion der neuen Versätze, wobei diese Versätze durch 4 Abtastwerte getrennt sind. In dem Schritt 421 wird der Versatz w_r, der den minimalen quadrierten Fehler J' ergibt, gewählt, um eine grobe Versatzabschätzung zu ergeben.
Das Verfahren geht nun zu der zweiten Schleife, die die Ausrichtungsabschätzung innerhalb der vier Abtastwerte der groben Abschätzung bestimmt. In einer bevorzugten Ausführungsform wird der gleiche SYNCH-Burst verwendet (Schritt 423). In alternierenden Implementierungen kann ein zweiter SYNCH-Burst verwendet werden, um die benötigte Rechenleistung zu begrenzen.
Die grobe Ausrichtung, die bestimmt wird, wird im Schritt 425 verwendet, um die Daten zu korrigieren, die an den Antennen während der SYNCH-Burst-Periode empfangen werden. Die empfangenen Daten im Schritt 427 werden wiederum dezimiert und ein Untersatz wird entsprechend zu dem Gebiet 511 bestimmt. Nun wird eine Schleife wiederum gestartet, die ähnlich zu der Grobausrichtungs-Bestimmungsschleife ist, die voranstehend beschrieben wurde, mit dem Unterschied, dass anstelle einer Betrachtung von jeden vier Abtastwerten für die Auswahl einer groben Ausrichtung, man nun innerhalb der vier Abtastwerte danach schaut eine feine Ausrichtung zu bestimmen. Die feine Ausrichtung wird im Schritt 447 durch Addieren der Abschätzungen der groben Ausrichtung und der feinen Ausrichtung bestimmt.
An dieser Stufe ist eine anfängliche Zeitausrichtung bestimmt worden. Diese wird nun verwendet, um die Parameter des anfänglichen Frequenzversatzes und des Gewichtungsvektors abzuschätzen. Wiederum wird der gleiche SYNCH-Burst verwendet. In alternativen Ausführungsformen, bei denen die Rechenleistung, die verfügbar ist, begrenzt sein kann, kann ein zusätzlicher SYNCH-Burst verwendet werden, um den Frequenzversatz und den Gewichtungsvektor w_r abzuschätzen.
Bei der Bestimmung der Ausrichtung wurden |z_i(t)|², i = 1, ..., m, die quadrierten Größen des Untersatzes von Signalen an den Antennen verwendet und w_r hatte realwertige Komponenten. Für die Abschätzung des Frequenzversatzes und eine w_r Bestimmung werden die vollständigen komplexwertigen Daten z_i(t), i = 1, ..., m des Untersatzes von Antennensignalen verwendet und w_r ist komplexwertig. Der Burst wird in dem Schritt 449 empfangen und hinsichtlich eines Ausrichtungs-Timingversatzes im Schritt 451 unter Verwendung der Ausrichtungsabschätzung, die im Schritt 447 bestimmt wird, korrigiert. Das Signal wird um einen Faktor von 4 dezimiert und der Untersatz wird im Schritt 453 extrahiert. Die Hauptabschätzungsschleife wird nun gestartet. Fünf Werte für den Frequenzversatz werden anfänglich in der Schleife verwendet. Die Differenz zwischen jeden der fünf Punkte wird mit Delta bezeichnet und anfänglich auf 2048 Hz gesetzt. Die fünf Punkte sind –4096 Hz, –2048 Hz, 0, +2048 Hz und +4096 Hz. Unterschiedliche Implementierungen können unterschiedliche Werte verwenden. Die Hauptschleife ist nahezu identisch zu der obigen für die Zeitausrichtungs-Abschätzung, mit Ausnahme davon, dass die Frequenzverschiebung, die den minimalen quadrierten Fehler ergibt, berechnet wird. Es wird z(t) = [z₁(t)z₂(t)... z_m(t)]^T und Z = [z(1) z(2) ... z(N)],definiert. Man betrachtet eine lineare Kombination von diesen z_i(t)'s mit komplexwertigen Gewichtungen w₁, w₂, ......, w_m. Der Referenz SYNCH Burst in dem Untersatz 507 nach einer Frequenzversatzkorrektur wird mit s_r(t) bezeichnet und der Zeilenvektor s_r soll die Abtastwerte der Größe des Referenzbursts 505 in dem Gebiet 507, korrigiert durch den Frequenzversatz, sein. Das heißt: sr = [sr(1)sr(2) ... sr(N)].
Die Frequenzverschiebung wird durch Multiplizieren von jedem komplexwertigen Abtastwert um eine Phasenverschiebung entsprechend zu dem Frequenzversatz angewendet. Es wird der komplexe Spalten m-Vektor w_r = [w₁ w₂ ... w_m] definiert. Dann ist die Optimierung in dem Schritt 457 denjenigen w_r zu finden, der das Kopiesignal w_r ^HZ(t) so nahe wie möglich (in der gleichen Norm) zu dem bekannten und in dem Frequenzversatz korrigierten s_r(t) bringt. In der bevorzugten Ausführungsform wird die Kostenfunktion: J = ||sr – wr HZ||2 minimiert. In dieser Weise werden die Gewichtungen w_r, die die Kostenfunktion für jeden der 5 Frequenzversätze minimiert, bestimmt. Wie zuvor, wenn das Pseudoinverse-Verfahren verwendet wird, werden die Gewichtungen w_r auf innerhalb einer Konstanten bestimmt. Für Durchschnittsfachleute in dem technischen Gebiet wird klar sein, dass in diesem Fall s_r(t) ebenfalls unter Berücksichtigung dieser Skalierung für eine Konsistenz definiert werden wird. Der quadrierte Abschätzungsfehler (normalisiert als J') für jeden von diesen Gewichtungssektoren w_r wird in dem Schritt 461 bestimmt und dann wird der Frequenzversatz gewählt, der den minimalen Fehler ergibt. Dies wird als Coarse_Offset_Freq bezeichnet. Eine binäre Suche wird nun für drei Werte ausgeführt, die um Coarse_Offset_Freq herumzentriert sind und diese einschließen, die den minimalen Fehler bei der letzten Rekursion ergeben hat, mit einem Delta von 1024 Hertz. Das heißt, die Gewichtungen und Fehler werden für (Coarse_Offset_Freq – Delta) und (Coarse_Offset_Freq + Delta), die zwei zusätzlichen Frequenzversatzwerte um die Coarse_Offset_Freq herum bestimmt und unter Verwendung einer binären Suche wird der Frequenzversatz, der den minimalen quadrierten Fehler ergibt, aus dem Satz {(Coarse_Offset_Freq – Delta), Coarse_Offset_Freq, (Coarse_Offset_Freq + Delta)} gewählt. Delta wird nun halbiert und eine neue binäre Suche wird begonnen. Diese binäre Suchschleife einer Halbierung von Delta wird fortgesetzt, bis Delta kleiner als die erforderliche Genauigkeit für den Frequenzversatz ist. In der bevorzugten Ausführungsform ist dies 16 Hz.
Zwei alternative Verfahren können bei der Bestimmung des Frequenzversatzes ebenfalls verwendet werden. Diese Techniken, die Gradiententechnik und die Interpolation, können berechnungsmäßig effizienter sein. In der Gradiententechnik nutzt man die Beobachtung aus, dass die Fehlerfunktionskurve über dem Frequenzversatz glatt ist und typischerweise zwei und manchmal drei Minima aufzeigt. Somit ist das Auffinden des Hauptminimums sehr einfach unter Verwendung der altbekannten Gradientenminimierungstechniken und erfordert nur einige wenige Iterationen. Die gleiche Hauptabschätzungsschleife, wie in dem binären Suchverfahren verwendet, wird verwendet, um das Minimum zu approximieren, bevor die Gradientensuchschleife gestartet wird. Das Interpolationsverfahren verwendet ein Polynom vierter Ordnung. Man bestimmt den Frequenzversatz durch Bestimmen des Polynoms, welches, im Sinne der kleinsten Fehlerquadrate, am Besten zu der Fehlerfunktionskurve in der Nachbarschaft von dessen Hauptminimum passt. Dieses Verfahren beinhaltet zwei Schleifen. Die erste bestimmt das ungefähre Minimum. Dafür werden fünf Fehlerpunkte berechnet, entsprechend zu –4000 Hz, –2000 Hz, 0 Hz, 2000 Hz und 4000 Hz, und die ungefähre Abschätzung wird so genommen, dass sie der Versatz ist, der den minimalen Fehler ergibt. In der zweiten Schleife werden vier ausgefeiltere Fehlerwerte um die ungefähre Abschätzung herum als die ungefähre Abschätzung ± 1500 Hz und die ungefähre Abschätzung ± 750 Hz bestimmt. Diese vier Werte, zusammen mit der ungefähren Abschätzung, werden verwendet, um ein Polynom vierter Ordnung anzupassen. Die Ableitung und die drei Wurzeln zu dem Polynom werden dann bestimmt. Die Abschätzung des Frequenzversatz-Parameters ist die nicht komplexe Wurzel, die am nächsten zu der ungefähren Abschätzung ist.
Somit werden der anfängliche Frequenzversatz und der anfängliche Gewichtungssektor bestimmt. Somit werden in einem einzelnen SYNCH-Burst sämtliche drei Parameter abgeschätzt: die anfängliche Ausrichtung, der Frequenzversatz und der Gewichtungsvektor w_r. Wie voranstehend erwähnt, wenn keine ausreichende Rechenleistung vorhanden ist, können in alternativen Ausführungsformen diese Parameter in zwei oder drei SYNCH-Bursts bestimmt werden.
Dies beendet den SYNCH-Modus. Das entfernte Terminal und die Basisstation stimmen nun überein und gehen in den normalen Modus über. Die Größen, die in dem SYNCH-Modus bestimmt werden, werden als Anfangsbedingungen für einen normalen Modus verwendet, in dem das Verfahren und die Vorrichtung dieser Erfindung kontinuierlich den Frequenzversatz und die Ausrichtung kompensieren. Die Werte für den Versatz und für die Ausrichtung werden während eines normalen Modus aktualisiert.
C. VERARBEITUNG IN EINEM NORMALEN MODUS
Nun folgt eine Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform des Verfahrens und der Vorrichtung der vorliegenden Erfindung, um einen komplexwertigen Gewichtungssektor w_r für ein bestimmtes Signal von Interesse abzuschätzen und das Signal auf einer fortwährenden Basis zu demodulieren. Dies ist das Ziel eines normalen Modus und das Verfahren beinhaltet eine rekursive Schleife, die bei jedem Rahmen wiederholt wird. Das erste Mal, wenn man in den normalen Modus übergeht, beginnt man die rekursive Schleife mit einer anfänglichen Abschätzung von w_r und der Ausrichtung und des Frequenzversatzes, die aus dem SYNCH-Modus erhalten werden. Auf einer fortwährenden Basis startet man die Schleife mit einer Startabschätzung von w_r und von den Ausrichtungs- und Frequenzversätzen, die aus der Verarbeitung des gleichen Signals bei dem vorangehenden Rahmen erhalten werden.
Der normale Modus wird nun mit Hilfe des Flussdiagramms der 6 beschrieben. Einzelheiten werden hier nur für ein bestimmtes Signal von Interesse bereitgestellt und die anderen Signale, die empfangen werden, sind Gleichkanal-Störer. Die Einzelheiten sind deutlich auf den Empfang von irgendwelchen der Gleichkanal-Signale anwendbar und wie das Verfahren zu beschreiben ist, zum Beispiel unter Verwendung einer Matrixnotation, zum gleichzeitigen Empfangen von sämtlichen Gleichkanal-Signalen wird für Durchschnittsfachleute in dem technischen Gebiet klar sein.
Man beginnt mit dem Wert von w_r (602 in 6) entweder von dem vorangehenden Rahmen oder, an dem Start, von der Abschätzung des SYNCH-Modus. Bei einem gegebenen Startwert von w_r, was mit w_r0 bezeichnet wird, erzeugt man eine Abschätzung des Signals von Interesse durch eine Operation 603 für eine anfängliche Signalkopie unter Verwendung dieses w_r0 zusammen mit dem abwärtsgewandelten empfangenen Signalvektor z(t) (mit 601 bezeichnet), um eine Abschätzung 605 des Signals, ausgedrückt als ein anfängliches Kopiesignal, zu erzeugen:
Der Schritt 607 korrigiert das anfängliche Kopiesignal 605 hinsichtlich des Frequenzversatzes unter Verwendung des Frequenzversatzes von dem letzten Rahmen oder von dem SYNCH-Modus, wenn dies der erste Rahmen ist. Das hinsichtlich der Frequenz korrigierte anfängliche Kopiesignal 609 wird nun im Schritt 611 verwendet, um eine neue Frequenzversatz-Differenzabschätzung und eine Ausrichtungsabschätzung zu berechnen. Die sich ergebenden Frequenzversatzdifferenz- und Ausrichtungs-Abschätzungen 613 werden in einem Abschätzungsfilter 617 mit Abschätzungen 615 von vorangehenden Rahmen oder mit der SYNCH-Modus-Abschätzung, wenn dies der erste Rahmen ist, kombiniert, um die aktualisierten Frequenzversatz- und Ausrichtungsabschätzungen 619 zu erzeugen. Alternative Ausführungsformen können Filter verwenden, die Frequenzversatz- und Ausrichtungsabschätzungen von mehr als einem vorangehenden Rahmen verwenden können.
Die bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet den folgenden Filterbetrieb 617:
wobei die Konstante p empirisch bestimmt wird durch Beobachten des typischen Frequenzversatzes und der Ausrichtungsdrift von entfernten Terminals. In der bestimmten verwendeten Implementierung ist p = 0,8. Der Zweck der Filteroperation 617 besteht darin die Änderung in dem Frequenzversatz und der Ausrichtung von einer Korrektur von Rahmen zu Rahmen einzuschränken, sodass die Anwesenheit eines starken störenden Signals die Abschätzungen von diesen Größen nicht durcheinander bringt.
Der Schritt 621 verwendet die Abschätzungen über den Frequenzversatz und die Ausrichtung, um die Eingangssignaldaten z(t) zu korrigieren, um eine korrigierte und dezimierte Version von z(t), mit z_N(t) bezeichnet und mit 623 auf dem Flussdiagramm der 6 angezeigt, zu erzeugen. Die Dezimierung wird durch einen Faktor von acht durchgeführt, um einen z_N(t) Abtastwert pro Symbol zu ergeben, was 120 Abtastwerte pro Burst ist.
Der Dezimierungsteil des Dezimierungs- und Frequenzkorrekturschritt 621 besteht aus der Erhaltung nur von denjenigen Punkten, die in der Ausrichtung am nächsten zu den exakten Symbolzeiten sind. Die Frequenzkorrektur besteht aus einer Multiplikation in der Zeit mit der geeigneten Phase, um die Restfrequenz innerhalb der Genauigkeit der Abschätzung einzustellen.
Diese z_N(t) Abtastwerte werden nun in einer rekursiven Schleife verwendet, um den Gewichtungsvektor zur Verwendung für die anderen Bursts oder als einen w_r0 für den nächsten Rahmen zu demodulieren und abzuschätzen.
In dem Schritt 625 wird ein Zwischenkopiesignal 627 aus z_N(t) mit der besten Abschätzung 635 von w_r erzeugt, der anfänglich w_r0 ist. So wie Aktualisierungen 635 für w_r erhalten werden, werden derartige Aktualisierungen, mit w_rN bezeichnet, in dem Schritt 625 verwendet, um das dezimierte und korrigierte Kopiesignal 627, bezeichnet mit ŝ_N(t), zu erzeugen. Somit ist die Operation des Schritts 625:
mit anfänglich w_rN = w_r0. Diese Signalkopie-Operation 625 kann effizienter als die anfängliche Kopieroperation 603 ausgeführt werden, weil nun, nach der Dezimierung, nur ein Achtel der ursprünglichen 960 Signalabtastwerte für jeden Burst beteiligt sind.
Das korrigierte Kopiesignal 627 wird in dem Schritt 629 demoduliert, um den demodulierten Bitstrom 630 und ein Referenzsignal 631, welches mit s_R(t) bezeichnet wird, zu erzeugen. Der Schritt 629 verwendet die Eigenschaften eines endlichen Alphabets des korrigierten Kopiesignals und das bekannte Modulationsformat, um das Referenzsignal s_R(t) zu erzeugen, das in der Frequenz auf z_N(t) angepasst ist. Das heißt, der Frequenzversatz des Referenzsignals 631 ist nahe genug zu dem Frequenzversatz der z Signale, die man verwenden kann, um für einen neuen Wert von w_r, bezeichnet mit w_rN, zuverlässig aufzulösen. Der Definition nach weist s_R(t), das Referenzsignal 631, die erforderliche Eigenschaft eines endlichen Alphabets auf.
Weil das Referenzsignal s_R(t) (631 in 6) derartige Probleme wie einen unsicheren Restfrequenzversatz und eine unsichere Ausrichtung nicht aufweist, kann es nun zusammen mit z_N(t) verwendet werden, um w_rN zu bestimmen, nämlich eine bessere Abschätzung von w_r. Dies wird in dem Schritt 633 ausgeführt. Viele Verfahren sind in dem Stand der Technik bekannt um somit eine Projektion auf die w_r Ebene vorzunehmen. Das Ziel besteht darin nach w_rN aufzulösen, sodass
so nahe wie möglich zu dem Referenzsignal s_R(t) ist. Die bevorzugte Ausführungsform verwendet ein Optimierungsverfahren der kleinsten Fehlerquadrate und eine Randbedingung einer Norm von w_r wird hinzugefügt. Somit besteht das gelöste Optimierungsproblem darin w_rN zu bestimmen, der die Kostenfunktion
minimiert, wobei δ irgendeine Konstante ist. In der bevorzugten Ausführungsform wird ein Wert von ungefähr 0,2 verwendet.
Die Schleife wird nun wiederholt und dieser neue Wert 635 von w_rN wird für den Schritt 625 verwendet, um ein neues Kopiesignal zu bestimmen, um dann ein neues Referenzsignal zu bestimmen. Diese Schleife wird Num Mal wiederholt und in der bevorzugten Ausführungsform ist Num = 2. Nach Num Iterationen wird das demodulierte Signal 630 als der empfangene Symbolstrom für das bestimmte Signal von Interesse für diesen Burst verwendet und w_rN, der Gewichtungsvektor 635, wird zum Berechnen eines neuen Kopiesignals im Schritt 625 für den nächsten Burst verwendet oder, wenn es das Ende des Rahmens ist oder ein Betrieb in dem Burstmodus vorgenommen wird, wie nachstehend beschrieben, wird w_rN gleich zu w_r0 für den nächsten Rahmen gesetzt, und die Zeit- und Frequenzversätze werden mit den vorangehenden Abschätzungen gefiltert und an die Schritte 607 und das Filter 617 für den nächsten Rahmen geliefert.
In der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wiederholt die alternierende Projektionsschleife nur die Gewichtungsabschätzungs- und Demodulationsschleife 625/629/633 für einen Burst, der gerade verarbeitet wird. Der Frequenzversatz und die Ausrichtung werden nur einmal für diesen Burst abgeschätzt. In einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird das Flussdiagramm der 6 dahingehend modifiziert, dass w_rN (Posten 635), der neue Gewichtungsvektor, der im Schritt 633 erzeugt wird, an den Schritt 603 gelenkt wird, um ein verbessertes Kopiesignal zu erzeugen, das dann verwendet wird, um verbesserte Abschätzungen für den Frequenzversatz und die Ausrichtung zu erzeugen, und der Prozess wird fortgesetzt, wie in der voranstehend beschriebenen Ausführungsform.
Die Gewichtungsabschätzung, die während den empfangenen Bursts erzeugt wird, kann zum Übertragen unter Verwendung des Felds von Antennen verwendet werden. In einer Ausführungsform wird der Empfangsgewichtungsvektor w_r als der Sendegewichtungsvektor für eine Kommunikation in einem normalen Modus auf diesem bestimmten logischen Dienstkanal verwendet. In einer alternativen Ausführungsform wird die komplexe Konjugierung des Empfangsgewichtungsvektors w_r für den Sendegewichtungsvektor verwendet.
An dem Ende eines Rahmens (oder an dem Ende eines Bursts in dem Burstmodus) kehrt das Verfahren zum Schritt 603 zurück und der w_rN des endenden Rahmens wird w_r0 für den neuen Rahmen und die vollständige Schleife wird wiederholt. Die Frequenzversatz- und Ausrichtungsabschätzungen des vorangehenden Rahmens werden, mit einer Filterung wie beim Schritt 617, für den Korrekturschritt 607 des anfänglichen Frequenzversatzes und für das Abschätzungsfilter 617 verwendet.
FREQUENZVERSATZABSCHÄTZUNG UND AUSRICHTUNG
Der Schritt 611 ist der Schritt zum Abschätzen des Ausrichtungs- und Frequenzversatzes. Das Verfahren und die Vorrichtung der vorliegenden Erfindung verwendet eine Ausrichtungs- und Frequenzversatz-Abschätzungstechnik 611, die die Eigenschaften des endlichen Alphabets des Signals ausnutzt und die in Situationen mit großen Störungen gut arbeitet (einem niedrigen Träger-zu-Störungs-Verhältnis), insbesondere bei einer hohen Gleichkanal-Störung.
Es sei die komplexwertige Signalfolge 609 betrachtet, die durch den anfänglichen Kopiebetrieb 603, gefolgt durch eine Korrektur 607 des anfänglichen Frequenzversatzes, erzeugt wird und das Signal 609 wird als ŝ_C(t) bezeichnet. Die komplexwertige Sequenz {b_C(n)} soll die komplexen Werte von ŝ_C(t) an den gleich beabstandeten Abtastpunkten sein. Das Signal 609 wird durch einen Faktor L (L = 8 in der bevorzugten Ausführungsform) überabgetastet. Es sei auf die Differenz in der Abtastperiode zwischen dieser Sequenz und der komplexwertigen Signalabfolge 627, bezeichnet als ŝ_N(t), und der Sequenz {b_N(n)} hingewiesen. Die b_N(n) sind die Signalpunkte und treten bei jeweils L Abtastwerten des überabgetasteten Signals ŝ_C(t) auf, während die b_C(n) die komplexen Werte von ŝ_C(t) an den gleich beabstandeten Abtastpunkten sind. Es sei das Phasendifferenzsignal zwischen nachfolgenden Abtastwerten betrachtet. Der differenzielle Strom, der durch Teilen von b_C(n) durch den Abtastwert an dem angenommenen vorangehenden Konstellationspunkt b_C(n – L) gebildet wird, wird als d_C(n) bezeichnet. {d_C(n)} ist eine Signalsequenz, dessen Phase die Phasenverschiebung von einem Signalabtastwert zu dem Signaleinbaudsymbol (L Abtastwerte) weg ist. Das heißt, dC(n) = bC(n)/bC(n – L) ⇒ ∠dC(n) = ∠bC(n) – bC(n – L).
In der herkömmlichen π/4 DQPSK-Demodulation ist der Quadrant für die komplexwertige Sequenz d_C(n), an den idealen differenziellen Konstellationspunkten die Demodulationsentscheidung. Die vier Quadranten der komplexen Ebene werden als Φ₁, Φ₂, Φ₃ und Φ₄ für den ersten, zweiten, dritten bzw. vierten Quadranten bezeichnet. Dass der Quadrant ausreichend ist für eine Demodulation ist die Hauptkonsequenz der Eigenschaft des endlichen Alphabets der π/4 DQPSK-Signale, und in dem idealen Fall, an einem idealen differenziellen Konstellationspunkt ∠d_C(n) = +/–π/4 ou +/–3π/4. Diese Eigenschaft eines endlichen Alphabets des Signals wird nun ausgenutzt. Ein ideales differenzielles Signal d_Cideal(n), welches d_C(n) gelockert auf den nächsten idealen differenziellen Konstellationspunkt ist, wird bestimmt. Das heißt, dC(n) ∊ ϕi ⇒ ∠dCideal(n) = (2i – 1)π/4, i = 1, 2, 3 or 4.
(or = oder). Mit „fa" (für endliches Alphabet) wird die Beziehung zwischen d_c(n) und d_Cideal(n) bezeichnet. Das heißt d_Cideal(n) = fa{d_C(n)}. Es sei darauf hingewiesen, dass in dem Demodulationsschritt 629 nachfolgende Punkte typischerweise bereits nahe zu dem Symbolpunkt sind und deshalb die differenziellen Signalabtastwerte relativ nahe zu einem idealen π/4 DQPSK-Konstellationspunkt sind. Dies ist nicht notwendigerweise der Fall in dem „fa" Betrieb. Der quadrierte Ausrichtungsfehler e_A ²(n) = |d_C(n) – d_Cideal(n)|² wird als das Quadrat des Abstands (in der komplexen Ebene) zwischen einem differenziellen Punkt und seinem nächsten idealen differenziellen Konstellationspunkt definiert. Da keine Dezimierungen der Daten bislang ausgeführt worden sind, kann an einem Abtastpunkt, der nicht in der Nähe eines Symbolpunkts ist, der Fehlerabstand relativ groß sein.
In der Ausführungsform der Erfindung definiert man nicht expliziert das {d_C(n)}, sondern verwendet anstelle davon die Tatsache, dass der Winkel von jedem d_C(n) folgendermaßen ist: ∠dC(n) = ∠[bC(n)bC*(n – L)][b_C(n)b_C ^*(n-L)] = x_Re(n) + jx_Im(n) gilt auf der komplexen Ebene (j² = –1). Dann gilt, dass das Signal |x_Re(n)| + j|x_Im(n)| ∊ Φ₁, dem ersten Quadranten, ist, wobei in diesem Fall d_Cideal(n), wenn es normalisiert wäre, 1/√2 + j1/√2 sein würde. Das Maß des quadrierten Ausrichtungsfehlers e_A ²(n), das in der bevorzugten Ausführungsform verwendet wird, ist:
Dies vermeidet, dass man das Signal demodulieren muss. Man bildet nun eine Kostenfunktion, die sich auf den Zeitausrichtungsparameter bezieht und diesem entspricht. In dieser Ausführungsform ist die Kostenfunktion
die eine Summation der gesamten Fehlerabstände für sämtliche Abtastwerte in einem Burst als eine Funktion der Ausrichtung x ist. Das Verfahren wählt den Punkt, der die minimale J_x aufweist, als den Ausrichtungspunkt x_min. Andere Kostenfunktionen, wie beispielsweise der mittlere absolute Fehler, können alternativ verwendet werden.
Es sei darauf hingewiesen, dass in dieser Ausführungsform x_min die Ausrichtung innerhalb der L Abtastpunkte um einen Baudpunkt herum ist, wo hingegen in der ersten Ausführungsform unter Verwendung eines SYNCH Bursts, die gesamte Ausrichtung bestimmt wird. Die gesamte Ausrichtung wird einfach aus x_min dadurch bestimmt, dass man die Rahmenbildungsbits unter Verwendung von standardmäßigen Techniken, die in dem technischen Gebiet altbekannt sind, betrachtet.
Sobald somit x_min bestimmt worden ist, geht man weiter, um den Frequenzversatzparameter unter Verwendung der Ausrichtungsparameterabschätzung x_min abzuschätzen, um die Daten auszurichten. d'_C(n) und d'_Cideal(n) werden jeweils als die differenziellen Punkte d_C(n) und d_Cideal(n) nach einer Ausrichtung um x_min bezeichnet. Das heißt, d'_C(n) = d_C(n + x_min) und d'_Cideal(n) = d_Cideal(n + x_min). Wie zuvor und wie nachstehend beschrieben werden wird, beinhaltet die tatsächliche Implementierung nicht explizit die Bestimmung von d'_C(n) und d'_Cideal(n). Der Phasenfehler wird mit ep(n) = ∠d'C(n) – ∠d'Cideal(n)bezeichnet. Es wird eine Kostenfunktion als der Durchschnitt des Phasenfehlers ep(n) über die Abtastwerte definiert. Das Verfahren der vorliegenden Erfindung bestimmt dies, ohne explizit eine Demodulation zu erfordern.
b'_C(n) wird als die ausgerichtete Version von b_C(n) definiert. Der erste Schritt besteht darin [b'_C(n)b'_C ^*(n – L)] zu bestimmen. Nun wird der Quadrant bestimmt, in dem [b'_C(n)b'_C ^*(n – L)] liegt. Als Nächstes wird in Abhängigkeit davon, auf welchem Quadranten [b'_C(n)b'_C ^*(n – L)] liegt, [b'_C(n)b'_C ^*(n – L)] um –π/4, –3π/4, 3π/4 oder π/4, für Φ_i = 1, 2, 3 oder 4 jeweils gedreht. Dies bewegt ∠[b'_C(n)b'_C ^*(n – L)] so, dass es in dem Bereich zwischen π/4 und π/4 ist. Dieser gedrehte [b'_C(n)b'_C ^*(n – L)] wird mit P'(n) = P_Re(n) + JP_Im'(n) in der komplexen Ebene bezeichnet.
Das Verfahren zum Berechnen von ep(n) verwendet die Tatsache, dass multiplizierende Phasoren die Phasen addieren. Um die Gesamtphase zu bestimmen, muss man die positiven Phasenbeiträge und die negativen Phasenbeiträge heraustrennen. Für jeden von diesen multipliziert man die Phasoren, unter Berücksichtigung über einen Zähler, wie viele Vielfache von 2 π vorhanden sind, da ansonsten das Ergebnis Modulo 2 π sein würde. Die abschließende Gesamtphase ist dann die gesamten positiven Phasenbeiträge minus die gesamten negativen Phasenbeiträge. Der Pseudocode dafür ist wie folgt:
Unter Verwendung der Kenntnis der Abtastrate kann dieser durchschnittliche Phasenwinkelfehler auf die erforderliche Abschätzung des Frequenzversatzes umgewandelt werden. Es sei darauf hingewiesen, dass dies durchgeführt wird, um die Anzahl von Phasen (∠) Berechnungen zu minimieren, weil die ARCTAN-Operation auf einem DSP, wie in der bevorzugten Ausführungsform verwendet, teuer ist.
Wenn diese Abschätzung verwendet wird, um Signale für einen Frequenzversatz während einer Demodulation zu korrigieren, wird der durchschnittliche Phasenwinkel selbst anstelle der Frequenzversatz-Abschätzung verwendet.
DEMODULATIONSSCHRITT
Schritt 629 ist der Demodulationsschritt. Techniken zum Demodulieren von π/4DQPSK Signalen sind in dem technischen Gebiet altbekannt. Eine derartige herkömmliche Technik besteht darin, das Verhältnissignal zwischen nachfolgenden Abtastwerten zu erzeugen und den Quadranten der Phasendifferenz zwischen nachfolgenden Symbolen zu identifizieren. Der Quadrant von diesen Phasendifferenzen bestimmt das gesendete Symbol. Eine derartige herkömmliche Technik hat zwei Hauptunzulänglichkeiten. Die erste ist, dass das Ermitteln von Verhältnissen zwischen nachfolgenden Symbolen bei der Gegenwart von Rauschen und einer Verzerrung in beiden diesen Symbolen, die zum Ermitteln des Verhältnisses verwendet werden, ist und die Verhältnisse somit mehr Verzerrung und Rauschen als das ursprüngliche Signal aufweisen. Die zweite Unzulänglichkeit besteht darin, dass eine „harte" (d. h. unwiderrufliche) Entscheidung über das gesendete Symbol getroffen wird. Die Erzeugung eines π/4 DQPSK Referenzsignals auf Grundlage dieser harten Entscheidung führt zu einem Referenzsignal, welches einen Restfrequenzversatz nicht enthält, der visualisiert werden kann als eine (typischerweise langsame) Drehung der Signallconstellation, und ein derartiges Referenzsignal kann für eine Neuprojektion in den w_r-Raum im Schnitt 633 nicht verwendbar sein.
Das Demodulationsverfahren dieser Erfindung löst diese zwei Probleme gleichzeitig. Es erzeugt ein Referenzsignal 631, welches sowohl die Eigenschaften des bekannten endlichen Alphabets aufweist, als auch die (typischerweise langsame) Drehung der Konstellation als Folge eines restlichen Frequenzversatzes verfolgt. Demodulationsentscheidungen werden dann durch Untersuchen der Phasendifferenz zwischen nachfolgenden Abtastwerten des tatsächlichen Signals und des Referenzsignals durchgeführt, was die Rauschverstärkung verringert, die mit herkömmlichen Techniken auftritt.
Das Verfahren kann konzeptionell so angesehen werden, dass ein Referenzsignal erzeugt wird, das zunächst um die ideale Phasenverschiebung des π/4 DQPSK Signals, auf das entschieden worden ist, vorgerückt wird. Dann wird dieses ideale Signal, welches in einer idealen Weise vorgerückt worden ist, gelockert (d. h. gefiltert) langsam in Richtung auf das tatsächliche Signal, um es so davon abzuhalten, signifikante Phasen- (d. h. Frequenz-) Versätze zu akkumulieren.
Es sei die komplexwertige Signalabfolge 627 betrachtet, die mit ŝ_N(t) bezeichnet ist, und die komplexwertige Sequenz {b_N(n)} sind die komplexen Werte von ŝ(t) an den gleich beabstandeten Symbolpunkten. Das Verfahren, genauso wie viele herkömmliche Demodulationsverfahren, startet durch Bilden des differentiellen Stroms d(n), der durch Teilen von b_N(n) durch den vorangehenden Abtastwert b_N(n – 1) erhalten wird. Dieser erzeugt eine Signalsequenz, die in der Phasenverschiebung von einem Signalabtastwert zu dem nächsten ist. D. h. d(n) = bN(n)/bN(n – 1) ⇒ ∠ d(n) = ∠ bN(n) – ∠ bN(n – 1)wobei ∠ die Phase ist. Bei der herkömmlichen π/4 DQPSK-Demodulation ist der Quadrant des komplexwertigen d(n) die Entscheidung. D. h., wenn wiederum der i-te Quadrant der komplexen Ebene mit Φ_i bezeichnet wird, dann gilt: ∠d(n) ϕi ⇒ ∠d(n) = (2i – 1)π/4 wobei i = 1, 2, 3 oder 4 ist. Dass der Quadrant ausreichend für eine Demodulation ist, ist die Hauptkonsequenz der Eigenschaft des endlichen Alphabets, der π/4 DQPSK-Signale und in dem idealen Fall gilt ∠ d(n) = ± π/4 oder ± 3π/4.
Die Ziele des Demodulationsschritts 629 bestehen sowohl darin, ein Referenzsignal zu demodulieren, als auch dieses zu erzeugen. Das Referenzsignal soll Symbole bei t = nT, bezeichnet mit b_R(n), haben. Eine herkömmliche Vorgehensweise, ein derartiges Referenzsignal zu erzeugen, könnte darin bestehen, mit einem Referenzsignal zu beginnen, dessen Phase zu der Startzeit die gleiche wie die Phase von b_N(n) ist, die Symbole des Signals 627. Die Startzeit wird auf null zur Zweckdienlichkeit gesetzt. D. h. ∠ bR(0) = ∠ bN(0).
Dann wird für jede nachfolgende Entscheidung ∠ b_R(n), um exakt ± π/4 oder ±3 π/4 vorgerückt, wie durch das π/4 DQPSK Verfahren erforderlich. Wenn man der Einfachheit halber |b_R(0)| = 1 setzt, dann gilt mit den herkömmlichen Techniken, wenn ∠d_N ∊ ϕ_i ist, dann gilt b_R(1) = b_R(0) exp[jπ/4]. Das Problem damit ist, dass die d(n) relativ unempfindlich gegenüber der langsamen Phasendrehung, verursacht durch irgendwelche kleinen Frequenzversätze in ŝ_N(t), sind. Eine Konstruktion b_R(n) (und somit von s_R(t), dem Referenzsignal 631) in dieser einfachen Weise würde bewirken, dass sich die Phase von s_R(t) im Vergleich zu der Phase von ŝ_N(t) langsam dreht und nach irgendeiner Anzahl von Symbolen s_R(t) und ŝ_N(t) vollständig außer Phase sein werden. Somit könnte man unter Umständen ein kumulatives Fehlerproblem haben, welches als Phasenaufwicklung bekannt ist (Phase Windup). Ein Referenzsignal, welches von einem Phase Windup im allgemeinen leidet, eignet sich nicht zum Abschätzen des Gewichtungsvektors in einer alternierenden Projektionsschleife.
Das Verfahren und die Vorrichtung dieser Erfindung vermeidet das Phasenaufwicklungs-Problem durch Modifizieren des obigen „herkömmlichen" Demodulationsverfahrens. Die Phasenaufwicklung ist langsam und wenn man annimmt, dass man gute Arbeiten beim Demodulieren bis dorthin geleistet hat, ist somit an irgendeinem bestimmten Zeitpunkt (d. h. an einem bestimmten Wert von n) die Phasendifferenz zwischen b_R(n) und b_N(n) klein.
7 ist ein Flussdiagramm, welches Einzelheiten des Demodulationsschritts 629 der 6 darstellt. Um das erforderliche Referenzsignalsymbol zu erhalten, wird nun ein Filter angewendet, um die Phase von b_R(n) ein wenig in Richtung auf die Phase von b_N(n) zu bewegen. Dazu wird ein „"idealisiertes" Referenzsignal mit idealisierten Referenzsignalsymbolen (7, Schritt 629.1) bestimmt. Mit b_ideal(n) seien die idealisieren Referenzsignalsymbole bezeichnet. Es soll bideal(0) = bN(0).gehen und d_ideal(n) wird als b_N(n)/b_R(n – 1) definiert. Der Schritt 629.2 zeigt die Berechnung der Phase von d_ideal(n,), indem eine herkömmliche Demodulationsentscheidung auf Grundlage von d_ideal(n) gestützt wird. Diese Entscheidung wird dann verwendet, um b_ideal(n) in zwei Schritten zu bestimmen. Zunächst wird die Phase wie folgt bestimmt: Wenn ∠ d_ideal(n) ∈ ϕ_i ist, setzt man: ∠bideal(n) = ∠bR(n – 1) + (2i – 1)π/4.
Nun, wie in dem Schritt 629.3 der 7 gezeigt, wird die Phase von b_ideal(n) in Richtung auf die Phase von b_N(n) wie folgt gelockert. ∠bR(n) = ∠bideal(n) – γ(∠bideal(n) – ∠bN(n)),wobei γ ein kleiner Parameter ist. Mit einigen Umstellungen kann dies folgendermaßen umgeschrieben werden: ∠bR(n) = α∠bideal(n) + (1 – α)∠bN(n),wobei α = 1 – γ ein Parameter ist, der typischerweise nahezu eins ist. In der bevorzugten Ausführungsform ist α = 0,8 (ungefähr). Der Ausgang des Schritts 629.3 entspricht dem Ausgang 630 des Schritts 629 der 6. Der Schritt 629.4 zeigt die Konstruktion des Referenzsignals s_R(t) von ∠ b_R(n) des Schritts 629.3 an.
Das obige einfache Filter wird in der bevorzugten Ausführungsform verwendet, um die „ideale" Phase des Referenzsignals 631 geringfügig in Richtung auf die Phase des Kopiesignals 627 zu lockern. Der Parameter α zeigt an, wie viel der idealen Phase einzubauen ist. Das allgemeine Prinzip ist, dass das ideale Signal um einen Anteil der Differenz zwischen dem realen Signal und dem idealen Signal korrigiert wird. Andere komplexere Filter können in alternativen Ausführungsformen der Erfindung verwendet werden. Die Differenz in der Phase zwischen dem realen Signal und dem idealen Signal wird durch Null Mittleres Rauschen zerstört und der Teil als Folge des Frequenzversatzes stellt einen DC-Versatz zu diesem rauschbehafteten Differenzsignal dar und ist das gewünschte Differenzsignal. Das allgemeine Prinzip beim Implementieren der Erfindung ist dieses Differenzsignal Tiefpass zu filtern, um den DC-Versatz zu erzeugen. In der hier beschriebenen bevorzugten Ausführungsform wird ein einfaches lineares Filter verwendet. Durchschnittsfachleute in dem technischen Gebiet wissen, wie ausgefeiltere Filter zu bauen sind, wenn es erforderlich ist, die Rauschkomponente zu beseitigen.
Bei der Implementierung der bevorzugten Ausführungsform müssen explizite Entscheidungen nicht stattfinden, wenn das Referenzsignal erzeugt wird. Es sei nochmals darauf hingewiesen, dass ∠ d_ideal(n) = ∠ [b_N(n)b_R ^*(n – 1)] ist. Eine Normalisierung führt dazu, dass b_R(0) = b_N(0)/|b_N(0)| ist und ferner sei [b_N(n)b_R ^*(n – 1)] = x_Re(n) + jx_Im(n) für n > 0. Die Implementierung zum Erzeugen des Referenzsignals kann durch das folgende Programm zusammengefasst werden.
Wenn eine Demodulation notwendig ist, können die tatsächlichen Entscheidungen aus x_Re(n) und x_Im(n), wie voranstehend berechnet, extrahiert werden.
GEWICHTUNGS-BESTIMMUNGSSCHRITT
Um w_rN im Schritt 633 zu bestimmen, besteht das gelöste Optimierungsproblem in der Bestimmung des w_rN, der die Kostenfunktion
minimiert, wobei δ irgendeine Konstante ist. Dieses Problem kann in ein Problem der Minimierung einer Kostenfunktion (b – Ax)H(b – Ax). formuliert werden.
Um dies auf den gegenwärtigen Fall zu übertragen, führt man folgende Ersetzungen durch b^T = s_r, A^T= z_N et x^T = w_rN. Es sei darauf hingewiesen, dass die Notation b (und A und x) die hier für „generische" Vektoren verwendet werden, keinerlei Beziehung zu den Symbolen b_k(n), b(n), b₀(n) etc., die anderswo hier verwendet werden, aufweisen. Es sei auch darauf hingewiesen, dass durch Ausführung der Ersetzung D^T = [A^T|diag(ζ²)] und g = [b|0] gezeigt werden kann, dass (g – Dx)H(g – Dx) = (b – Ax)H(b – Ax) + x diag(ζ2)xH.
ist. Somit kann das Problem einer Bestimmung des w_rN, der die Kostenfunktion J minimiert, angegeben werden als ein standardmäßiges Minimierungsproblem der kleinsten Fehlerquadrate. In der bevorzugten Ausführungsform wird das Verfahren mit konjugierten Gradienten für diese Minimierung verwendet, und der Leser wird auf die Beschreibung des Verfahrens der konjugierten Gradienten hier zum Bestimmen einer anfänglichen Zeitausrichtung während eines SYNCH-Modus verwiesen. In einer alternativen Ausführungsform wird w_rN durch Bestimmen der Pseudoinversen bestimmt. Der Leser wird wiederum auf die Beschreibung hier zur Bestimmung einer anfänglichen Zeitausrichtung während des SYNCH-Modus für Einzelheiten über eine direkte Berechnung der Pseudoinversen verwiesen.
ANDERE MODULATIONSVERFAHREN UND HINZUFÜGEN EINER RÄUMLICH-ZEITLICHEN VERARBEITUNG
Die bevorzugte Ausführungsform dieser Erfindung verwendet eine π/4 DQPSK-Modulation. Die wichtige Eigenschaft, die für die Erfindung benötigt wird, ist, dass die Amplituden und Phasen des Modulationsverfahrens Teil eines endlichen Alphabets sein sollen und, dass eine Phasendifferenz zwischen nachfolgenden Symbolen eine eines endlichen Alphabets sein soll. Eine Modifizierung der Details zur Abdeckung von derartigen alternativen Modulationsverfahren sind Durchschnittsfachleuten in dem technischen Gebiet geläufig.
In ähnlicher Weise würde eine Modifizierung der räumlichen Verarbeitung von derartigen Operationen wie eine Signalkopie, um eine Zeitausgleichung einzuschließen, erfordern, dass die Elemente der Gewichtungssektoren Impulsantworten sind, so dass einfache Multiplikationen in der Signalkopie und ähnliche Operationen Faltungen werden würden. Eine Modifikation der Ausführungsformen, so dass sie eine derartige räumlich-zeitliche Verarbeitung einschließen, ist Durchschnittsfachleuten in dem technischen Gebiet geläufig.
D. VORRICHTUNG ZUR DEMODULATION
Die Architektur der bevorzugten Ausführungsform der Vorrichtung der vorliegenden Erfindung, wie in 1 gezeigt, wird nun mit näheren Einzelheiten beschrieben. Die m Ausgänge 103.1, 103.2, ..., 103.m (m = 4 in der bevorzugten Ausführungsform) der m Antennen 101.1, 101.2, ..., 101.m werden empfangen und in analoger Form in drei Stufen von der Trägerfrequenz (ungefähr 1,9 GHz) auf eine abschließende Zwischenfrequenz (IF) von 384 kHz heruntergemischt, dies wird in den m RX-Blöcken 105.1, 105.2, ..., 105.m ausgeführt, um Signale 107.1, 107.2, ..., 107.m zu erzeugen, die dann bei 1,536 MHz durch A/D-Wandler 109.1, 109.2, ..., 109.m digitalisiert (abgetastet) werden, um realwertige Signale 111.1, 111.2, ..., 111.m zu erzeugen. Eine abschließende Abwärtswandlung auf das Basisband wird digital durch die Blöcke 113.1, 113.2, ..., 113.m ausgeführt, die GrayChip Inc. GC2011A-Digitalfiltereinrichtungen sind. Die Abwärtswandler führen auch die Zeitdemultiplexierung aus, um vier Ausgänge zu erzeugen. Wenn man beispielsweise den ersten Abwärtswandler 113.1 nimmt, sind dessen Ausgänge 115.1.0, 115.1.1, 115.1.2, und 115.1.4, ein Ausgang für jeden der Empfangszeitschlitze 0, 1, 2 und 3. Jedes der Zeitschlitzsignale wird auch durch jeden der Abwärtswandler skaliert, und zwar die Skalierung, wie für eine weitere Verarbeitung benötigt. Wie eine derartige Skalierung für eine Signalverarbeitung auszuführen ist, ist Durchschnittsfachleuten geläufig. Somit werden für irgendeinen Zeitschlitz m Signale erzeugt und diese sind z₁(t), z₂(t), ..., z_m(t), die komplexwertigen Antworten jeweils der ersten, zweiten, ..., m-ten Antennenelemente. Für den 0-ten Zeitschlitz sind diese als Signale 115.1.0, 115.2.0, 115.3.0 und 115.4.0 gezeigt.
Somit umfasst die Vorrichtung für irgendeinen Zeitschlitz einen Empfänger für jede der m Antennen, wobei jeder Empfänger einen Digitalisierer einschließt, wobei die Ausgänge der m Empfänger die Antworten der entsprechenden Antennenelemente sind. RX-Blöcke 103, A/D-Blöcke 109 und Abwärtswandler-Blöcke 113 zusammen sind die m Empfänger in der bestimmten Ausführungsform und irgendeine andere Empfangsanordnung könnte ersetzt werden.
Für jeden Zeitschlitz wird durch einen DSP, einer für jeden Zeitschlitz, eine SYNCH-Modus Verarbeitung zum Bestimmen der anfänglichen Gewichtungsmatrix, der Frequenzversatz- und Zeitausrichtungsparameter, und eine Normalmodus-Verarbeitung zum Bereitstellen einer frequenzversatz- und Ausrichtungs-Bestimmung, einer Frequenzversatz- und Ausrichtungs-Korrektur, Signalkopieoperationen, eine Gewichtungsvektor-Bestimmung, Dezimierung, Filterung und Demodulation ausgeführt. Die vier DSPs für die vier Empfangszeitschlitze 0, 1, 2 und 3 sind als Blöcke 117.0, 117.1, 117.2 bzw. 117.3 gezeigt. Jeder ist ein Motorola Inc. DSP 56301. Die sich ergebenden demodulierten Signale sind mit 119.0, ..., 119.3 gezeigt.
Somit umfasst die Vorrichtung eine Vorrichtung für eine Anfangsgewichtungsmatrix, eine Frequenzversatz- und Zeitausrichtungsparameter-Bestimmung, sowie eine Einrichtung für eine Frequenzversatz-Bestimmung, eine Ausrichtungsbestimmung, eine Frequenzversatz-Korrektur, eine Ausrichtungskorrektur, von Signalkopie-Operationen, eine Gewichtungsvektor-Bestimmung, Dezimierung, Filterung und Demodulation.
Obwohl diese Erfindung unter Bezugnahme auf bevorzugte Ausführungsformen beschrieben worden ist, sind diese Ausführungsformen lediglich illustrativ. Keine Beschränkung in Bezug auf die bevorzugten Ausführungsformen ist beabsichtigt oder sollte sich hieraus ergeben. Es wird beobachtet werden, dass zahlreiche Veränderungen und Modifikationen ohne Abweichen von dem Umfang der Erfindung, so wie er durch die hier angefügten Ansprüche definiert ist, durchgeführt werden können.

Claims

Verfahren zum Demodulieren eines modulierten Signals, das durch ein entferntes Terminal übertragen wird, um ein demoduliertes Übertragungssignal des entfernten Terminals zu erzeugen, wobei das Verfahren auf einer Basisstation eines drahtlosen Systems implementiert wird, das ein oder mehrere Basisstationen und ein oder mehrere entfernte Terminals aufweist, wobei die Basisstation ein Feld von Antennen umfasst, wobei das modulierte Signal durch ein Modulationsverfahren moduliert wird, das ein endliches Symbolalphabet aufweist, wobei jede getrennte Antenne des Felds ein entsprechendes empfangenes Signal empfängt, wobei alle empfangenen Signale einen Empfangssignalvektor bilden, wobei jedes empfangene Signal Signale aus einem Satz der entfernten Terminals umfassen, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst: Abwärtswandeln des Empfangssignalvektors, um einen abwärtsgewandelten Signalvektor (601) zu bilden; Bestimmen (603) eines Anfangskopiesignals (605) auf Grundlage des abwärtsgewandelten Signalvektors (601) und einer Anfangsabschätzung eines Vektors (602) für eine räumliche Gewichtung und Bestimmen eines Frequenzversatzes und einer Ausrichtungskorrektur (619) daraus; Erzeugen (621) einer korrigierten Signalversion (623) des abwärtsgewandelten Signals (601) unter Verwendung des Frequenzversatzes und der Ausrichtungskorrektur (619); Ausführen einer iterativen Schleife (625, 629, 633), um das Signal zu demodulieren und den räumlichen Gewichtungsvektor abzuschätzen unter Verwendung, für eine erste Iteration, der Anfangsabschätzung des Vektors (602) für eine räumliche Gewichtung als einen Startvektor (635) für eine räumliche Gewichtung, wobei die Schleife die folgenden Schritte umfasst: a) Bestimmen (625) eines Terminal-Kopiesignals (627) auf Grundlage der korrigieren Signalversion (623) und des Vektors (635) für eine räumliche Gewichtung, wobei das Terminal-Kopiesignal (627) von einem bestimmten entfernten Terminal herrührt; b) Demodulieren (629) des Terminal-Kopiesignals (627), um ein Referenzsignal (631) zu erzeugen, durch die folgenden Schritte: Bestimmen (629.1, 629.2) eines idealen Referenzsignals unter Verwendung des Terminal-Kopiesignals (627), eines idealen Werts des demodulierten Terminal-Kopiesignals und der Eigenschaft des endlichen Symbolalphabets, und Ermitteln (629.3) des Referenzsignals (631) durch Lösen einer Phase oder einer Amplitude des idealen Referenzsignals in Richtung auf die Phase oder die Amplitude des Terminal-Kopiesignals (627) hin. c) Bestimmen (633) eines neuen Vektors (625) für eine räumliche Gewichtung durch Optimierung einer Kostenfunktion, die auf dem Referenzsignal (631) basiert; wobei die Schleife, die die Schritte a), b) und c) umfasst wenigstens einmal ausgeführt wird und wobei der Schritt a) den neuen Vektor für eine räumliche Gewichtung, der im Schritt c) bestimmt wird, in irgendeiner zweiten und weiteren Iterationen der Schleife verwendet.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Modulationsverfahren eine Phasenumtastung ist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Modulationsverfahren eine differentielle quaternäre Umtastung ist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Modulationsverfahren QAM ist.
Vorrichtung zur Verwendung einer Basisstation eines drahtlosen Systems, das ein oder mehrere Basisstationen und ein oder mehrere entfernte Terminals einschließen, wobei die Basisstation ein Feld von Antennen (101.1–101.4) umfasst, wobei jede getrennte Antenne des Felds zum Empfangen eines entsprechenden empfangenen Signals ausgelegt ist, so dass sämtliche empfangenen Signale einen Empfangssignalvektor bilden, wobei jedes empfangene Signal Signale aus einem Satz der entfernten Terminals umfasst, wobei die Vorrichtung zum Modulieren eines modulierten Signals vorgesehen ist, das durch ein bestimmtes der entfernten Terminals übertragen wird, um ein demoduliertes Übertragungssignal des entfernten Terminals zu erzeugen, wobei das modulierte Signal durch ein Modulationsverfahren moduliert wird, das ein endliches Symbolalphabet aufweist, wobei die Vorrichtung umfasst: eine Einrichtung (113.1–113.4) zum Abwärtswandeln des Empfangssignalvektors, um einen abwärts gewandelten Signalvektor (601) zu bilden; eine Einrichtung (117.0–117.3) zum Bestimmen eines Anfangskopiesignals (605) auf Grundlage des abwärts gewandelten Signalvektors (601) und einer Anfangsabschätzung eines Vektors (602) einer räumlichen Gewichtung und Bestimmen eines Frequenzversatzes und einer Ausrichtungskorrektur (619) daraus; eine Einrichtung zum Erzeugen (621) einer korrigierten Signalversion (623) des abwärts gewandelten Signals (601) unter Verwendung des Frequenzversatzes und der Ausrichtungskorrektur (619); eine Einrichtung (117.0–117.3) zum Ausführen einer iterativen Schleife (625, 629, 633), um das Signal zu demodulieren und den räumlichen Gewichtungsvektor abzuschätzen, unter Verwendung, für eine erste Iteration, der Anfangsabschätzung des Vektors (602) für eine räumliche Gewichtung als einen Startvektor für die räumliche Gewichtung, wobei die Schleife die folgenden Schritte umfasst: a) Bestimmen (625) eines Terminal-Kopiesignals (627) auf Grundlage der korrigierten Signalversion (623) und des Vektors (625) für die räumliche Gewichtung, wobei das Terminal-Kopiesignal (627) von einem bestimmten entfernten Terminal herrührt; b) Demodulieren (629) des Terminal-Kopiesignals (627), um ein Referenzsignal (631) zu erzeugen, durch die folgenden Schritte: Bestimmen (629.1, 629.2) eines idealen Referenzsignals unter Verwendung des Terminal-Kopiesignals (627), eines idealen Werts des demodulierten Terminal-Kopiesignals und der Eigenschaft des endlichen Symbolalphabets; und Ermitteln (629.3) des Referenzsignals (631) durch Lösen der Phase oder der Amplitude des idealen Referenzsignals in Richtung auf die Phase oder die Amplitude des Terminal-Kopiesignals (627) hin; c) Bestimmen (633) eines neuen Vektors (635) für die räumliche Gewichtung durch Optimieren einer Kostenfunktion, die auf dem Referenzsignal (631) basiert; wobei die Einrichtung zum Ausführen einer iterativen Schleife ausgelegt ist, um eine Schleife auszuführen, die die Schritte a), b) und c) wenigstens einmal umfasst, und um den neuen räumlichen Gewichtsvektor, der im Schritt c) bestimmt wird, als den Startvektor der räumlichen Gewichtung im Schritt a) für irgendwelche zweiten und weiteren Iterationen zu verwenden.
Vorrichtung nach Anspruch 5, wobei die Basisstation ausgelegt ist, um ein Signal zu demodulieren, welches durch eine Phasenumtastung moduliert ist.
Vorrichtung nach Anspruch 5, wobei die Basisstation ausgelegt ist, um ein Signal zu demodulieren, das durch eine differentielle quaternäre Phasenumtastung moduliert ist.
Vorrichtung nach Anspruch 5, wobei die Basisstation ausgelegt ist, um ein Signal zu demodulieren, welches QAM moduliert ist.