DE69725995T2

DE69725995T2 - Raumzeitliche signalverarbeitung für übertragungssysteme

Info

Publication number: DE69725995T2
Application number: DE69725995T
Authority: DE
Inventors: G. Gregory RALEIGH; K. Vincent JONES; A. Michael POLLOCK
Original assignee: Cisco Technology Inc
Current assignee: Cisco Technology Inc
Priority date: 1996-08-29
Filing date: 1997-08-27
Publication date: 2004-11-11
Anticipated expiration: 2017-08-28
Also published as: US20130208823A1; WO1998009381A1; CA2302289A1; US7826560B2; US20110019771A1; US20110310996A1; US9184820B2; US6888899B2; AU4238697A; DE69725995D1; US6144711A; US6377631B1; US7664188B2; US20100091906A1; WO1998009385A3; US20070140374A1; WO1998009385A2; CA2302289C; EP0931388A2; EP0920738A1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft die digitale Kommunikation und insbesondere ein Raum-Zeit-Kommunikationssystem.
Die Kommunikation über drahtlose Medien wird durch die inhärente Charakteristik der Ausbreitung ausgesendeter Signale in der Umgebung erschwert. Ein von einem Senderantennenelement ausgesendetes Nachrichtensignal bewegt sich über mehrere Wege zu dem empfangenden Antennenelement. In Abhängigkeit von vielen Faktoren, einschließlich der Signalfrequenz und der Geländegegebenheiten werden die Wege, über welche sich das Signal fortpflanzt, unterschiedliche Dämpfungen und Laufzeiten aufweisen. Dies führt zu einem Übertragungskanal, der Signalschwund (Fading) und verteilte Übertragungsdauern (delay spread) zeigt.
Es ist wohl bekannt, dass eine angepasste räumliche Verarbeitung bei Verwendung von Mehrtachantennenanordnungen die Qualität der Nachrichtenübermittlung erhöht. Weiterhin ist bekannt, dass eine adaptive Feldverarbeitung die Bitfehlerrate, die Datenrate oder die spektrale Empfindlichkeit in einem drahtlosen Kommunikationssystem verbessert. Der Stand der Technik bietet Verfahren, die Formen einer räumlich-zeitlichen Signalverarbeitung entweder am Eingang des Kanals und/oder am Ausgang des Kanals umfassen. Der Schritt der räumlichzeitlichen Verarbeitung wird typisch unter Verwendung einer Ausgleichsstruktur ausgeführt, wobei die Einstellungen des Ausgleichs über den Zeitbereich für eine Vielzahl von Antennen gleichzeitig optimiert werden, Dieser so genannte "räumlich-zeitliche Ausgleich" führt zu einer hohen Komplexität der Signalverarbeitung, wenn die Übertragungsdauern des äquivalenten digitalen Kanals wesentlich voneinander abweichen.
Es gibt den Ansatz des Standes der Technik, herkömmliche Antennenkeulen oder -polarisationen zu verwenden, um einen oder mehrere räumlich getrennte Übertragungskanäle zwischen einem Sender und einem Empfänger zu schaffen, was jedoch nur unter bestimmten günstigen Bedingungen möglich ist. Die gegenseitige Beeinflussung der Strahlungscharakteristika zwischen gegenständlich verschiedenen Sende- und Empfangsantennenpaaren muss eine ausreichende räumliche Isolation ermöglichen, damit zwei oder mehrere im Wesentlichen unabhängige Übertragungskanäle geschaffen werden. Dies kann zu strengen Anforderungen sowohl an die Fertigung und Ausführung der gegenständlichen Antennensysteme als auch an die Empfänger- und Senderelektronik führen. Außerdem kann, wenn große Objekte in dem drahtlosen Übertragungskanal Mehrwegereflexionen hervorrufen, die räumliche Isolation, die entsprechend Stand der Technik zwischen zwei beliebigen räumlichen Unterkanälen geschaffen wird, stark vermindert sein, wodurch die Qualität der Nachrichtenübermittlung abnimmt.
EP-A-0 253 465 offenbart ein Strahl formendes Antennensystem, bei dem eine Vielzahl von Strahl formenden Netzwerken mit einer Vielzahl von Elementen einer Antennenanordnung verbunden ist, wobei jedes Strahl formende Netzwerk eine Vielzahl von Ausgangsanschlüssen hat, die der Vielzahl der Antennenelemente entsprechen. Das System ist so ausgelegt, dass es mehrere Richtstrahlen von einer einzigen Anordnung von Antennenelementen für Radaranwendungen erzeugt.
US-A-5 510 799 offenbart ein digitales Signalverarbeitungsverfahren zur Strahlformung unter Verwendung einer mehrere Elemente umfassenden Antenne mit phasengesteuerter Anordnung zur Steuerung eines beweglichen Strahls, der zwischen drei nahe beieinanderliegenden orthogonalen Strahlen gesteuert wird.
WO-A-95/22 873 offenbart einen Sender-Empfänger (Transceiver) für ein zellulares Mobilfunksystem, bei dem ein Antennensystem mit einer Vielzahl von mobilen Stationen kommuniziert. Ein räumliches Filter hat so viele Ausgänge, wie es Elemente der Anordnung gibt, und so viele Eingänge, wie es räumliche Kanäle gibt.
Ausführungsformen der Erfindung haben zum Ziel, ein System zu schaffen, das Vielfachsenderantennen und/oder Vielfachempfängerantennen vorteilhafter nutzt, um eine Verbesserung hinsichtlich der nachteiligen Wirkungen der inhärenden Charakteristika drahtloser Medien zu bewirken.
Eine erste Ausführung des Sendeverfahrens sorgt für ein Verfahren zum Senden von Daten, wie im Anspruch 1 dargestellt ist. Bevorzugte Merkmale der ersten Ausführung sind in den Ansprüchen 2 bis 32 dargestellt.
Eine entsprechende erste Ausführung einer Sendevorrichtung ist im Anspruch 33 dargestellt, wobei bevorzugte Merkmale in den Ansprüchen 34 bis 65 dargestellt sind.
Ein erste, zu der ersten Ausführung eines Sendeverfahrens komplementäre Ausführung eines Empfangsverfahrens ist im Anspruch 66 dargestellt, wobei bevorzugte Merkmale in den Ansprüchen 67 bis 97 dargestellt sind, und eine erste Ausführung einer Empfangsvorrichtung ist im Anspruch 98 dargestellt, wobei bevorzugte Merkmale in den Ansprüchen 99 bis 126 dargestellt sind.
Eine verwandte, zweite Ausführung einer Sendevorrichtung, die ein Codieren/Decodieren verwendet, ist im Anspruch 127 dargestellt, wobei eine komplementäre Ausführung einer Empfangsvorrichtung im Anspruch 133 dargestellt ist und bevorzugte Merkmale in den Ansprüchen 128–132 und 134–138 dargestellt sind.
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung könnten ein Raum-Zeit-Signalverarbeitungssystem mit einer vorteilhaft reduzierten Komplexität liefern. Das System könnte mehrere Senderantennenelemente und/oder mehrere Empfängerantennenelemente oder mehrere Polarisationen eines einzigen Senderantennenelements und/oder eines einzigen Empfängerantennenelements vorteilhaft nutzen. Das System ist nicht auf drahtlose Kontexte beschränkt, sondern könnte jeden Kanal nutzen, der mehrere Eingänge oder mehrere Ausgänge sowie weitere bestimmte Merkmale aufweist. In bestimmten Ausführungsformen haben Mehrwegeeffekte in einem Übertragungsmedium eine Vervielfachung der Kapazität zu Folge.
Eine drahtlose Vorrichtung arbeitet mit einer effizienten Kombination aus einer im Wesentlichen orthogonalisierenden Prozedur (SOP: Substantially Orthogonalizing Procedure) in Verbindung mit einer Vielzahl von Senderantennenelementen bei einem Empfängerantennenelement oder mit einer Vielzahl von Empfängerantennenelementen bei einem Senderantennenelement oder mit einer Vielzahl von Sender- und Empfängerantennenelementen. Die SOP zerlegt den Zeitbereich des Raum-Zeit-Übertragungskanals, der Intersymbolinterterenz (ISI) aufweisen könnte, in eine Menge von parallelen Raum-Frequenz-SOP-Bins, wodurch die ISI wesentlich verringert wird und das Signal, das an einem Empfänger in einem Bin der SOP empfangen wird, im Wesentlichen unabhängig von dem Signal wird, das in irgendeinem anderen Bin der SOP empfangen wird. Ein großer Vorteil, der dadurch erreicht wird, ist, dass die Zerlegung des ISI-reichen Raum-Zeit-Kanals in im Wesentlichen unabhängige SOP-Bins rechnerisch effizient ermöglicht, verschiedene vorteilhafte räumliche Verarbeitungsverfahren auszuführen, denen hier konkrete Form gegeben wird. Der Effizienzvorteil ist auf die Tatsache zurückzuführen, dass die Komplexität der gesamten Signalverarbeitung, die erforderlich ist, um die Leistungsparameter in allen SOP-Bins zu optimieren, oftmals wesentlich niedriger als die Verarbeitungskomplexität ist, die erforderlich ist, um mehrere Zeitbereichsausgleichseinrichtungen gemeinsam zu optimieren.
Ein weiterer Vorteil ist, dass bei vielen Typen drahtloser Kanäle, bei denen der Rang des Matrixkanals, der zwischen dem Sender und dem Empfänger innerhalb jedes SOP-Bins vorhanden ist, größer als Eins ist, die Kombination aus einer SOP und einer räumlichen Verarbeitung verwendet werden kann, um auf effiziente Weise mehrere Datenübertragungs-Unterkanäle innerhalb jedes SOP-Bins zu schaffen. Dies hat den angestrebten Effekt, dass sich die spektrale Dateneffizienz des drahtlosen Systems im Wesentlichen vervielfacht. Ein weiteres Merkmal ist die Nutzung von räumlichen Verarbeitungsverfahren innerhalb jedes Sender-SOP-Bins, um die Fremdeinstrahlung zu nicht gewünschten Empfängern zu verringern. Noch ein weiteres Merkmal ist die Ausführbarkeit einer räumliche Verarbeitung innerhalb jedes Empfänger-SOP-Bins, um die schädlichen Störungseinflüsse von nicht gewünschten Sendern zu verringern.
Eine vorteilhafte besondere Ausführungsform der SOP ist das Senden mittels Funktionen auf der Grundlage der inversen schnellen Fourier-Tränsformation (IFFT) und das Empfangen mittels Funktionen auf der Grundlage der schnellen Fourier-Transformation (FFT). Diese besondere SOP wird gewöhnlich als diskretes orthogonales Frequenzmultiplexverfahren (OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) bezeichnet, wobei jedem SOP-Bin folglich ein Frequenz-Bin zugeordnet wird. Diese Ausführungsform verbessert das OFDM durch Hinzufügen von effizienten Verfahren zur räumlichen Verarbeitung.
In bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung könnte die Raum-Frequenz-Verarbeitung in angepasster Weise im Wesentlichen unabhängige räumliche Unterkanäle innerhalb jedes SOP-Bin auch bei Vorliegen einer erheblichen gegenseitigen Störung durch Übersprechen zweier oder mehrerer gegenständlicher Sende- und Empfangsantennenpaare schaffen. Ein weiterer Vorteil ist, dass die Raum-Frequenz-Verarbeitung auch dann vorteilhaft an die gegenseitige Störung durch Übersprechen der gegenständlichen Antennenpaare angepasst werden kann, wenn dieses Übersprechen frequenzabhängig oder zeitlich veränderlich oder beides ist. Folglich könnte die vorliegende Erfindung auch bei Vorliegen einer starken Mehrwegeausbreitung und eines verhältnismäßig ungünstigen Abstrahlungsmusters der gegenständlichen Antenne für zwei oder mehr im Wesentlichen unabhängige Übertragungskanäle sorgen.
KURZBESCHREIBUNG DER FIGUREN
Es wird nun eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben, wobei auf die beigefügte Zeichnung Bezug genommen wird, worin
1 ein Sendersystem gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
2 eine besondere im Wesentlichen orthogonalisierende Prozedur (SOP) zeigt, die in einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zweckmäßig ist;
3 ein Empfängersystem gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
4 ein erstes Kommunikationsszenario zeigt, bei dem eine Mehrwegeausbreitung anzutreffen ist;
5 ein zweites Kommunikationsszenario zeigt, bei dem eine Mehrwegeausbreitung anzutreffen ist;
6 ein drittes Kommunikationsszenario zeigt, bei dem eine Mehrwegeausbreitung anzutreffen ist;
7 einen mehrere Eingänge und mehrere Ausgänge (MIMO: Multiple-Input Multiple-Output) umfassenden Kanal mit Störung zeigt;
8 die Anwendung einer SOP in einem einen Eingang und einen Ausgang (SISO: Single-Input Single-Output) umfassenden Kanal zeigt;
9 die Anwendung einer SOP in einem MIMO-Kanal gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
10 die Wirkungsweise einer SOP im Zusammenhang mit einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
11 die Anwendung einer räumlichen Verarbeitung auf einen besonderen SOP-Bin senderseitig gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
12 die Anwendung einer räumlichen Verarbeitung auf einen besonderen SOP-Bin empfängerseitig gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
13 die senderseitige Anwendung einer räumlichen Verarbeitung auf N SOP-Bins gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
14 die empfängerseitige Anwendung einer räumlichen Verarbeitung auf N SOP-Bins gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
15 die senderseitige Verwendung einer einzigen räumlichen Richtung für jedes Bin einer SOP gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
16 die empfängerseitige Verwendung einer einzigen räumlichen Richtung für jedes Bin einer SOP gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
17 die senderseitige Verwendung eines gemeinsamen räumlichen Gewichtungsvektors oder mehrerer gemeinsamer räumlicher Gewichtungsvektoren für alle SOP-Bins entsprechend einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
18 die empfängerseitige Verwendung eines gemeinsamen räumlichen Gewichtungsvektors oder mehrerer gemeinsamer räumlicher Gewichtungsvektoren für alle SOP-Bins gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
19 die Verwendung einer Codiereinrichtung für jedes SOP-Bin gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
20 die Verwendung einer Codiereinrichtung für jede räumliche Richtung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
21 die Verwendung einer Codiereinrichtung für jeden Raum/Frequenz-Unterkanal gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
22 die Verteilung des Codiereinrichtungs-Ausgangssignals über alle Raum/Frequenz-Unterkanäle gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
23 ein genaueres Schaubild eines Codier-/Verschachtelungs-Systems gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt,
24 ein Sendersystem zeigt, bei dem mehrere Raum/Frequenz-Unterkanäle ohne räumliche Orthogonalisierung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet werden;
25 ein Empfängersystem zeigt, bei dem mehrere Raum/Frequenz-Unterkanäle ohne räumliche Orthogonalisierung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet werden;
26 ein beispielhaftes Verfahren für ein Bitladen mit einer Trellis-Codiereinrichtung zeigt, die eine eindimensionale QAM-Symbol-Konstellation verwendet.
BESCHREIBUNG BESONDERER AUSFÜHRUNGSFORMEN
Definitionen
"Kanal" bezeichnet die Beziehung zwischen einem Eingangssymbol und einem Ausgangssymbol in einem Kommunikationssystem. "Vektorkanal" bezeichnet einen Kanal mit einem einzigen Eingang und mehreren Ausgängen (SIMO) oder mehreren Eingängen und einem einzigen Ausgang (MISO). Jeder Eintrag h_j in den Vektorkanal h beschreibt eine der komplexen Pfadverstärkungen, die in dem Kanal vorhanden sind. "Matrix-Kanal" bezeichnet einen Kanal mit mehreren Eingängen und mehreren Ausgängen (MIMO). Jeder Eintrag H_ij in die Matrix N beschreibt die komplexe Pfadverstärkung vom Eingang j zum Ausgang i. "Raum-Zeit-Kanal" bezeichnet die Beziehung zwischen Eingang und Ausgang eines MIMO-Matrixkanals oder eines SIMO- oder MISO-Vektorkanals, die auftritt, wenn eine Signalausbreitung über mehrere Wege vorliegt, so dass der Kanal Verzögerungselemente enthält, die eine Intersymbolinterferenz (ISI) erzeugen, wie weiter unten erläutert wird.
Eine "räumliche Richtung" ist ein eindimensionaler Unterraum in einem Matrix- oder Vektor-Übertragungskanal. Die räumlichen Richtungen brauchen nicht orthogonal zu sein. Eine räumliche Richtung wird typisch durch einen komplexen Eingangsvektor und einen komplexen Ausgangsvektor beschrieben, die auf gewichtet gesendete oder empfangene Signale angewendet werden, wie noch erläutert wird.
Ein "Unterkanal" ist eine Kombination aus einem Bin in einer im Wesentlichen orthogonalisierenden Prozedur (SOP), wie weiter unten erläutert wird, und einer räumlichen Richutng innerhalb dieses Bins. Ein Gruppe von räumlichen Unterkanälen innerhalb eines SOP-Bins könnte orthogonal sein, braucht es aber nicht.
Eine "orthogonale Dimension" ist ein Element einer Menge von im Wesentlichen orthogonalen räumlichen Richtungen.
Ein "Kanal-Unterraum" ist eine Charakterisierung einer komplexen m-Raum-Richtung, die von einem oder von mehreren m-dimensionalen Vektoren eingenommen wird. Die Unterraum-Charakterisierung kann auf dem augenblicklichen oder auf dem gemittelten Verhalten der Vektoren beruhen. Ein Unterraum wird oftmals mittels eines Vektor-Unterraums einer Kovarianzmatrix beschrieben. Die Kovarianzmatrix ist typisch ein über die Zeit oder die Frequenz gemitteltes Vektorprodukt einer Matrix- oder Vektorgröße. Die Kovarianzmatrix beschreibt eine Menge von durchschnittlichen Kanalrichtungen und die jeder Richtung zugeordnete durchschnittliche Stärke.
Ein "Skalarprodukt" eines Vektors ist die Summe aus den quadrierten Absolutwerten der Elemente des Vektors.
Eine euklidische Metrik ist eine auf dem Skalarprodukt basierende Metrik.
"Intersymbolinterferenz" (ISI) bezeichnet die Eigenstörung, die zwischen verzögerten und normierten Versionen eines Zeitbereichssymbols und nachfolgenden Symbolen auftritt, die am Ausgang eines Übertragungskanals mit nicht einheitlicher Übertragungsdauer empfangen werden. Die nicht einheitliche Übertragungs dauer des Kanals ist durch die Laufzeitunterschiede zwischen verschiedenen Mehrwegekomponenten in Kombination mit der Zeitbereichsantwort der HF- und digitalen Filterelemente verursacht.
Eine "im Wesentlichen orthogonalisierende Prozedur" (SOP) ist eine Prozedur, die an der Transformation einer Sequenz im Zeitbereich in einen parallelen Satz von im Wesentlichen orthogonalen Bins mitwirkt, wobei die Signale in einem Bin die Signale von anderen Bins nicht wesentlich stören. Typisch erfordert die Transformation von einer Zeitbereichssequenz in einen Satz von im Wesentlichen orthogonalen Bins eine Sender-SOP mit einem Satz von Eingangs-Bins und eine Empfänger-SOP mit einem Satz von Ausgangs-Bins.
"Faltungs-Bitmuster-QAM" (CBM-QAM) bezeichnet das Codierungssystem, das sich ergibt, wenn die Ausgaben einer Faltungscodiereinrichtung gruppiert und auf QAM-Konstellationspunkte abgebildet werden.
Eine "Signalschwund-Struktur" tritt auf, wenn das Schwundverhalten eines Eintrags oder mehrerer Einträge in eine Kanalmatrix innerhalb eines SOP-Bins bezüglich der Zeit und/oder der Frequenz korreliert ist. Diese Struktur kann bei Verwendung vorteilhaft beschaffener Schätzungsfilter benutzt werden, um die Genauigkeit der Kanalschätzung zu verbessern, wenn mehrere Frequenzabtastungen der Kanalmatrixeinträge und/oder mehrere Zeitabtastungen gegeben sind.
Ein "Maximum-Likelihood-Sequenzdetektor" ist eine Sequenzschätzeinrichtung, welche die mit größter Wahrscheinlichkeit gesendete Codesequenz aus einer Menge möglicher Sequenzen berechnet, in dem sie eine Maximum-Likelihood-Kostenfunktion minimiert.
Ein "Antennenelement" ist ein gegenständlicher Strahler, der verwendet wird, um Hochfrequenzsignale zu senden oder zu empfangen. Ein Antennenelement umfasst keine elektronischen Verarbeitungskomponenten. Ein Einzelstrahler mit zwei Polarisationen wird als zwei Antennenelemente betrachtet.
Eine "Antennenanordnung" ist eine Ansammlung von Antennenelementen.
Ein "Burst" ist eine Gruppe von gesendeten oder empfangenen Kommunikationssymbolen.
Hintergrundmaterial
Die hier gegebene Beschreibung setzt Hintergrundkenntnisse in digitaler Kommunikationstechnik und linearer Algebra voraus. Die folgenden Verweisungen werden durch die Bezugnahme Bestandteile dieses Patents:
Wozencraft & Jacobs, Principles of Communication Engineering (1965).
Haykin, Adaptive Filter Theory, 2. Ausg. (1991).
Strang, Linear Algebra, 3. Ausg. (1988).
Jakes, Microwave Mobile Communication (1974).
Proakis, Digital Communications (1995).
Überblick über den Sender
1 zeigt ein Sendersystem gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Typisch enthält eine Datensignaleingabe 2 eine digitale Bitsequenz, obwohl auch andere Formen von digitalen Daten oder analogen Daten möglich sind. Im Fall von digitalen Daten wird die Eingangsdatensequenz zunächst einer Codier- und Verschachtelungseinrichtung 10 zugeführt, in welcher die Daten in einen Symbolstrom codiert werden. Der Symbolstrom ist typisch eine Sequenz komplexer digitaler Werte, welche Elemente einer endlichen Menge repräsentieren. Jedes Symbol kann ein eindimensionaler Wert oder ein mehrdimensionaler Wert sein. Ein Beispiel für eine eindimensionale Symbolmenge ist eine PAM-Konstellation (PAM: Pulsamplitudenmodulation). Es ist zu beachten, dass bei dieser Erörterung vorausgesetzt wird, dass ein Symbol mit gleichphasigen und um 90° phasenverschobenen Komponenten als ein komplexes eindimensionales Symbol angesehen wird, so dass die QAM-Konstellation (QAM: Quadratur-Amplitudenmodulation) ebenfalls als eine Menge eindimensionaler Symbole betrachtet wird. Eine Beispielmenge für mehrdimensionale Symbole ist eine sequenzielle Gruppierung von Elementen einer QAM-Konstellation.
Der Zweck des Codierverfahrens besteht darin, die Bitfehlerrate des gesendeten Signals zu verbessern, indem eine gewisse Art von Informationsredundanz in den gesendeten Datenstrom eingebracht wird. Zweckmäßige Codierverfahren können Kombinationen aus einer Anzahl wohl bekannter Verfahren sein, wie etwa einer Faltungscodierung mit Bitabbildung auf Symbole, einer Trellis-Codierung, einer Blockcodierung wie etwa der zyklischen Redundanzprüfung oder der Reed-Solomon-Codierung mit Bitabbildung oder selbsttätiger Wiederholungswarteschlangenbildung. Oftmals ist eine Verschachtelungseinrichtung vorteilhaft, um die übertragenen Informationen über die verschiedenen Unterkanäle, die für Übertragung zur Verfügung stehen, zu verteilen. Dieses Verschachteln verteilt die Wirkungen des Kanalschwunds und der Kanalstörung so, dass lange Sequenzen von Symbolen schlechter Qualität nicht eng beieinander in der SOP-Bin-Sequenz zusammengefasst sind, die in die Decodiereinrichtung des Empfängers eingebracht wird. Bei vielen Anwendungen ist es vorteilhaft, eine Leistungs- und Bitladeoptimierung auszuführen, bei welcher die Anzahl Bits, die auf ein gegebenes Codiereinrichtungssymbol abgebildet werden, und die Signalleistung, die diesem Symbol zugeordnet wird, auf der Grundlage der gemessenen Kommunikationsqualität des Raum-Frequenz-Daten-Unterkanals bestimmt wird, der den Symbolsstrom überträgt.
Nachdem die digitalen Daten in eine Sequenz von Symbolen codiert worden sind, könnte ein Trainingssymbol-Einbringungsblock 20 verwendet werden, um eine Menge bekannter Trainingssymbolwerte in den Sendersymbolstrom einzubringen. Der Zweck der Trainingssymbole besteht darin, eine bekannte Eingabe innerhalb eines Teils des gesendeten Symbolstroms zu schaffen, so dass ein Empfänger die Parameter des Übertragungskanals schätzen könnte. Die Kanalschätzung wird zur Unterstützung der Demodulation und Decodierung der Datensequenz verwendet. Die Trainingssymbole könnten periodisch bezüglich der Zeit und/oder periodisch bezüglich der Frequenz eingebracht werden. Einem Fachmann wird offensichtlich sein, dass als Alternative zu einem Training mit bekannten Symbolen blinde adaptive räumliche Verarbeitungsverfahren innerhalb jedes SOP-Bins am Empfänger verwendet werden können. Bei derartigen Verwirklichungen einer Blinderfassung ist der Trainingssymbol-Einbringungsblock 20 unnötig.
Der Daten und Trainingssymbole enthaltende Strom wird dann einem Raum-Frequenz-Vorverarbeitungsblock (TSFP-Block) 30 des Senders zugeführt. Der TSFP-Block 30 führt vor dem Senden zwei Gruppen vorteilhafter Verarbeitungsschritte an dem Symbolstrom aus. Ein innerhalb der Raum-Frequenz-Vorverarbeitung des Senders ausgeführter Verarbeitungsschritt ist der Senderabschnitt einer im Wesentlichen orthogonalisierenden Prozedur (SOP). Durch Kombinieren des Senderabschnitts der SOP mit dem Empfängerabschnitt der SOP wird eine Menge paralleler Bins erzeugt, derart, dass die Informationen, die in einem Bin übertragen werden, im Wesentlichen die Informationen, die von einem anderen Bin übertragen werden, nicht störend beeinflussen, nachdem der Empfängerabschnitt der SOP ergänzt worden ist. Ein bevorzugtes SOP-Paar ist die inverse schnelle Fourier-Transformation (IFFT) im Sender kombiniert mit der schnellen Fourier-Transformation (FFT) im Empfänger. Eine weitere Ausführungsform eines vorteilhaften SOP-Paares ist eine Bank aus mehreren Filter- und Frequenzumsetzerpaaren (Mehrband-SOP), wobei sich eine Filterbank im Sender befindet und eine im Empfänger befindet, wie in 2 gezeigt ist. Weitere verschiedene beispielhafte SOPs, einschließlich des Hilbert-Transformationspaares und verallgemeinerter Wellentransformationspaare, werden einem Fachmann offensichtlich sein. Der zweite Verarbeitungsschritt, der bei der Raum-Frequenz-Vorverarbeitung des Senders ausgeführt wird, stellt eine räumliche Verarbeitung dar. Der Schritt der räumlichen Verarbeitung multipliziert typisch eines oder mehrere der Symbole, die gesendet werden sollen, in einem bestimmten SOP-Bin mit einem oder mehreren der räumlichen Gewichtungsvektoren. Um die folgende Diskussion zu vereinfachen wird die Menge der Gewichtungen der räumlichen Verarbeitungen, die auf die Signale Anwendung finden, die in einem gegebenen SOP-Bin gesendet oder empfangen werden, mitunter als Matrix bezeichnet. Die räumlichen Gewichtungsvektoren sind so optimiert, dass verschiedene wünschenswerte Verbesserungen der Leistungsparameter erzielt werden.
2 zeigt eine digitale Grundband-Filterbank im Empfänger sowie eine Filterbank, die sich im Sender befindet. Jedes Filter der Sender-Filterbank umfasst einen Mischer (Frequenzumsetzer) 60, ein Bandpassfilter 70 und einen Interpolator 80. Jedes Filter der Empfänger-Filterbank umfasst ein Bandpassfilter 90, einen Mischer 60 und einen Dezimator 100.
Eine Senderausführungsform optimiert die räumlichen Gewichtungsvektoren des Senders derart, dass die mehreren Unterkanäle eines gegebenen SOP-Bins im Empfänger in im Wesentlichen unabhängige empfangene räumliche Unterkanäle überführt werden können, wobei die Symbole von einem Unterkanal die Symbole eines anderen Unterkanals nicht wesentlich stören. Eine weitere Ausführungsform optimiert die räumlichen Vektorgewichtungen des Senders derart, dass die empfangene Leistung eines oder mehrerer räumlicher Unterkanäle innerhalb jedes SOP-Bins verbessert wird oder dass die durchschnittliche Leistung mehrerer räumlicher Unterkanäle innerhalb mehrerer SOP-Bins verbessert wird. Eine weitere Ausführungsform optimiert die räumlichen Vektorgewichtungen des Senders innerhalb jedes SOP-Bins, um die Leistung, die an den gewünschten Empfänger innerhalb eines oder mehrerer räumlicher Unterkanäle geliefert wird, zu erhöhen, während gleichzeitig die Störung, die zu unerwünschten Empfängern ausgestrahlt wird, reduziert wird. Noch eine weitere Ausführungsform verarbeitet eines oder mehrere der Symbole innerhalb jedes SOP-Bins räumlich, indem jedes Symbol mit einem dem Sender zugeordneten Gewichtungsvektor multipliziert wird, der für alle SOP-Bins fest ist, wobei die Gewichtungsvektoren so optimiert sind, dass sie die über die Zeit oder die Frequenz gemittelte Leistung optimieren, die an einen oder mehrere erwünschte räumliche Unterkanäle des Empfängers geliefert wird und möglicherweise die über die Zeit oder die Frequenz gemittelte Störung, die an nicht erwünschte Empfänger ausgestrahlt wird, reduzieren. Diese letzte Ausführungsform ist besonders zweckmäßig in FDD-Systemen, in denen ein Mehrwegsignalschwund es unmöglich macht, den Vorwärtskanal aus Rückkanaldaten zu schätzen, wo jedoch die durchschnittlichen Vorwärtskanal-Unterräume den durchschnittlichen Rückkanal-Unterräumen im Wesentlichen gleich sind. Eine weitere Ausführungsform lehrt, einfach in jeder SOP jedes Symbol von der Codiereinrichtung ohne Gewichtung zu einem Antennenelement zu leiten. Es werden hier weitere zweckmäßige- Ausführungsformen diskutiert, so dass einem Fachmann viele weitere zweckmäßige Kombinationen einer räumlichen Verarbeitung mit einer SOP offensichtlich sein werden. Es ist selbstverständlich, dass bei der Raum-Frequenz-Vorverarbeitung 30 des Senders typisch ein oder mehrere digitale Filter verwendet werden können, um das gesendete HF-Signalspektrum zu formen.
Wenn die Codiereinrichtungs-Symbolsequenz durch die Raum-Frequenz-Vorverarbeitung 30 des Senders verarbeitet worden ist, enthält die verarbeitete Symbolsequenz einen Parallelsatz von digitalen Zeitbereichssignalsequenzen. Jede dieser Zeitbereichssignalsequenzen wird einem Eingang eines Modulations- und HF-Systemblocks 40 zugeführt. Der Modulations- und HF-Systemblock 40 umfasst eine Reihe von unabhängigen aufwärtsseitigen Umsetzerketten, welche die Frequenzumsetzung der digitalen Grundbandsignalsequenz auf die HF-Trägerfrequenz vornehmen. Dies erfolgt unter Verwendung einer Vorrichtung, die Digital-Analog-Umsetzer, HF-Mischeinrichtungen und Frequenzsyntesizer enthält. Die Einzelheiten dieser Elemente der Erfindung sind wohl bekannt und werden hier nicht diskutiert.
Der letzte Schritt des Sendevorgangs ist das Ausstrahlen des Sendesignals unter Verwendung einer Sendeantennenanordnung 50. Die Antennenanordnungen können aus einem oder aus mehreren kopolarisierten Strahlungselementen aufgebaut sein oder es könnte mehrere Polarisationen geben. Wenn bei der Funkverbindung eine Signalausbreitung über mehrere Wege auftritt oder wenn mehrere Polarisationen der Antennenanordnungen vorliegen oder wenn wenigstens eines der Antennenelemente auf einer Seite der Funkverbindung in einer unvereinbaren Position in Bezug auf die anderen Elemente derselben Seite der Verbindung ist, dann ist die Erfindung vorteilhaft in der Lage, mehr als einen Unterkanal innerhalb jedes SOP-Bins zu schaffen. Es ist verständlich, dass ein gegenständlicher Antennenreflektor mit einer Speisung, die zwei Polarisationen aufweist, im Folgenden als zwei Antennenelemente betrachtet wird. Es gibt keine Einschränkungen der Geometrie der Antennenanordnung oder der Geometrie jedes Strahlungselements. Ein Sendersystem der Erfindung könnte so angepasst sein, dass für eine willkürliche Antennenanordnung eine optimierte Leistungsfähigkeit geliefert wird.
Überblick über den Empfänger
3 zeigt ein Empfängersystem gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die HF-Signale von jedem der Elemente einer Antennenanordnung 110 werden unter Verwendung eines Demodulations- und HF-Systems 120 in das digitale Grundband abwärtsgemischt. Das Demodulations- und HF-System 120 enthält die HF-Signal-Verarbeitungseinrichtung, um das HF-Trägersignal auf eine Grundband-Zwischenfrequenz abwärtszumischen, die dann digitalisiert wird. Hinter der Digitalisierungseinrichtung wird eine Zeit- und Frequenzsynchronisierungseinrichtung verwendet, um die zeitlich richtige Einteilung der übertragenen digitalen Signalsequenz wiederzugewinnen. Zum Zweck der Synchronisierung könnten verschiedene bekannte Verfahren verwendet werden, wobei diese Verfahren hier nicht erörtert werden.
In bestimmten Ausführungsformen der Erfindung wird dann nach dem Demodulations- und HF-System 120 das digitale Grundbandsignal einem Kanalidentifikationsblock 130 und einem Empfänger-Raum-Frequenz-Verarbeitungsblock (RSFP: Receiver Space-Frequency Processor) zugeführt. In dem Kanalidentifikationsblock 130 werden die Parameter des digitalen Übertragungskanals geschätzt. Die geschätzten Kanalwerte bilden Einträge in eine Matrix für jedes SOP-Bin. Die Matrix enthält komplexe Werte, die die Größe des räumlichen Kanals innerhalb des SOP-Bins von einem Sendeantennenelement zu einem Empfangsantennenelement repräsentieren. Die Matrixkanalschätzung für jedes SOP-Bin wird an den Empfänger-Raum-Frequenz-Verarbeitungsblock 140 und an den Decodier- und Entschachtelungsblock 150 geliefert.
Ausführungsformen der Erfindung umfassen eine Verbesserung der Kanalschätzung durch Ausnutzen der Strukturiertheit des Schwunds im Frequenzbereich, der in den Matrixkanälen über den SOP-Bins auftritt, durch Ausnutzen der Struktur des Schwunds im Zeitbereich der Matrixkanäle oder durch Ausnutzen der vorhandenen Schwundstruktur sowohl im Frequenz- als auch im Zeitbereich. Durch Verwerten der Korrelation des Schwunds im Frequenzbereich könnte die gesamte Menge der Matrixkanäle innerhalb der SOP-Bins auch dann geschätzt werden, wenn Trainingsinformationen in einer Untermenge von SOP-Bins übertragen werden. Dies ermöglicht eine gleichzeitige Übertragung von Trainingsinformationen und Daten, wodurch sich der Aufwand verringert. Durch Verwerten der Zeitbereichskorrelation des Kanalschwunds innerhalb jedes SOP-Bins wird die Genauigkeit der Kanalschätzung für einen bestimmten Zeitraum zwischen Trainingsereignissen erhöht. Dadurch wird die erforderliche Frequenz der Übertragung von Trainingssymbolen verringert und folglich der Trainingsaufwand weiter reduziert. Selbstverständlich ist es auch möglich, die Zeitbereichskorrelation und die Frequenzbereichskorrelation gesondert zu verwerten, wobei jedoch die besten Ergebnisse erzielt werden, wenn vorteilhaft beide Korrelationsdimensionen verwendet werden. Es ist verständlich, dass der Kanalidentifikationsblock 130 als eine gesonderte Funktion gezeigt ist, obwohl er einige Elemente mit dem Empfänger-Raum-Frequenz-Verarbeitungsblock 140 oder mit dem Decodier- und Entschachtelungsblock 150 gemeinsam haben könnte.
Der Empfänger-Raum-Frequenz-Verarbeitungsblock 140 führt die Signalverarbeitung des Empfängers aus, welche das Pendant zu den zwei Gruppen von Operationen ist, die in der Sender-Raum-Frequenz-Vorverarbeitung 30 ausgeführt werden. Einer der Schritte, der in dem Empfänger-Raum-Frequenz-Verarbeitungsblock 140 ausgeführt wird, stellt den Empfängerabschnitt der SOP dar. Wie weiter oben diskutiert worden ist, vervollständigt der Empfängerabschnitt der SOP die Transformation zwischen dem Zeitbereichkanal mit Intersymbolinterferenz (ISI) in die im Wesentlichen orthogonalen Menge von Bins. Die zweite Gruppe von Signalverarbeitungsoperationen, die in dem Empfänger-Raum-Frequenz-Verarbeitungsblock ausgeführt werden kann, umfasst die räumliche Verarbeitung. Bei einer Klasse von Ausführungsformen kombiniert der Schritt der räumlichen Verarbeitung des Empfängers die Ausgangsgrößen der SOP-Bins unter Verwendung eines Schritts oder mehrerer Schritte zur Bildung des Skalarprodukts der Vektorgewichtung, um einen oder mehrere eindimensionale räumliche Empfangsunterkanäle innerhalb jedes SOP-Bins zu bilden. Die Gewichtungsvektoren des Emp fängers sind so gewählt, dass ein vorteilhafter Leistungsparameter optimiert wird. In einer Ausführungsform, bei der sowohl der Sender als auch der Empfänger Kenntnis von den Kanalzustandsinformationen in jedem SOP-Bin haben, sind die räumlichen Gewichtungsfaktoren des Senders und die räumlichen Gewichtungsfaktoren des Empfängers jeweils so gewählt, dass die Leistungsfähigkeit für eine Menge mehrerer im Wesentlichen unabhängiger Unterkanäle in jedem SOP-Bin optimiert wird. Wie weiter oben diskutiert ist, erhöht dies auf signifikante Weise die spektrale Empfindlichkeit des Systems. In einer weiteren Ausführungsform, in welcher der Sender keine Kanalzustandsinformationen besitzt, führt der Empfänger die räumliche Verarbeitung aus, die erforderlich ist, um mehrere im Wesentlichen unabhängige Unterkanäle in jedem SOP-Bin zu schaffen. In einer weiteren Ausführungsform, in welcher der Sender Känalzustandsinformationen besitzen oder nicht besitzen könnte, verringert der Empfänger die Wirkungen von Fremdeinstrahlungen von unerwünschten Sendern, indem er die räumliche Verarbeitung ausführt, die erforderlich ist, um mehrere im Wesentlichen unabhängige Unterkanäle in jedem SOP-Bin zu erzeugen. Noch eine weitere Ausführungsform optimiert die räumlichen Vektorgewichtungen des Empfängers in jedem SOP-Bin so, dass sich die empfangene Leistung erhöht und gleichzeitig die nachteiligen Wirkungen von Fremdeinstrahlungn, die von unerwünschten Sendern empfangen werden, vermindert werden. Eine weitere Ausführungsform umfasst das Bilden einer oder mehrerer Vektorgewichtungen, die für alle SOP-Bins fest sind, wobei die Vektorgewichtungen so optimiert sind, dass die über die Zeit oder die Frequenz gemittelte empfangene Leistung für einen räumlichen Unterkanal oder für mehrere räumliche Unterkanäle optimiert wird, während gegebenenfalls gleichzeitig auch die über die Zeit oder die Frequenz gemittelte Störleistung, die von unerwünschten Sendern empfangen wird, reduziert wird.
Wie hier diskutiert ist, umfassen bestimmte Ausführungsformen einfach die Weitergabe der Vektor-Abtastwerte, die in jedem SOP-Bin empfangen werden, an den Decodier- und Entschachtelungsblock 150, ohne eine räumliche Verarbeitung auszuführen. Einem Fachmann wird offensichtlich sein, dass weitere Kombinationen von Verfahren zur Optimierung der räumlichen Gewichtungsvektoren des Senders und von Verfahren zur Optimierung der räumlichen Gewichtungsvektoren des Empfängers rund um das Grundkonzept der räumlichen Verarbeitung in Kombination mit einer SOP konstruiert werden können. Es sind hier weitere Ausführungsformen diskutiert. Ein Fachmann wird in der Lage sein, weitere Ausführungsformen zu erkennen, die eine vorteilhafte Kombination einer SOP mit einer räumlichen Verarbeitung im Sender oder im Empfänger umfassen. Es versteht sich, dass typisch ein oder mehrere digitale Filter im Empfänger-Raum-Frequenz-Verarbeitungsblock 140 verwendet werden, um das empfangene HF-Signalspektrum zu formen.
Die Ausgaben des Empfänger-Raum-Frequenz-Verarbeitungsblocks 140 werden dem Decodier- und Entschachtelungsblock 150 zugeführt. Es gibt zwei große beispielhafte Klassen von Operationen für den Decodier- und Entschachtelungsblock 150. In der ersten beispielhaften großen Klasse von Ausführungsformen decodiert der Decodier- und Entschachtelungsblock 150 eine Symbolsequenz, die codiert und über mehrere SOP-Bins mit einem oder mehreren im Wesentlichen unabhängigen Unterkanälen übertragen worden ist. Die Decodiereinrichtung enthält entsprechende Gegenstücke des Empfängers zu der Kombination von Codiereinrichtungen, die für den Sender ausgewählt worden ist. Eine bevorzugte Ausführungsform schließt eine Entschachtelungseinrichtung, eine Trellis-Decodiereinrichtung oder eine Faltungs-Bitmuster-Decodiereinrichtung ein, die einen skalar gewichteten euklidischen Maximum-Likelihood-Sequenzdetektor, gefolgt von einer Reed-Solomon-Decodiereinrichtung, gefolgt von einem ARQ-System, um Reed-Solomon-Codewortfehler zu korrigieren, verwendet. In der zweiten beispielhaften großen Klasse von Ausführungsformen decodiert der Decodier- und Entschachtelungsblock 150 eine Sequenz von mehrdimensionalen Symbolen oder Gruppen von benachbarten eindimensionalen Symbolen, wobei jedes mehrdimensionale Symbol oder jede Gruppe von eindimensionalen Symbolen in einem SOP-Bin empfangen wird. Typisch werden die Symbolsequenzen ohne Gewichtung oder mit einer Gewichtung, die in gewissem Umfang die durchschnittliche Signalqualität optimiert, gesendet.
In einer alternativen Ausführungsform werden trelliscodierte Symbole so gruppiert und verschachtelt, dass die von den Antennenelementen in einem bestimmten SOP-Bin gesendeten Symbole einen Vektor bilden, der entweder von einem mehrdimensionalen QAM-Codiereinrichtungs-Ausgangssymbol oder von einer Sequenz eindimensionaler QAM-Codiereinrichtungs-Ausgangssymbole, die vor der Verschachtelung benachbarte Positionen in der Codiereinrichtungs-Ausgangssequenz einnehmen, abgeleitet ist. Auf diese Weise könnte eine Maximum-Likelihood-Vektor-Decodiereinrichtung konstruiert werden, wenn eine Schätzung der Kanalmatrix gegeben ist, die in jedem SOP-Bin vorliegt. Die Maximum-Likelihood-Decodiereinrichtung berechnet die euklidische Metrik des Gewichtungs vektors bei gegebenem entschachteltem empfangenem Vektor von jedem SOP-Bin, gegebenen entschachtelten Matrixkanalschätzungen von jedem SOP-Bin und gegebener Symbol-Trelliszustandstabelle des übertragenen Vektors.
In einer weiteren alternativen Ausführungsform wird jede der zuvor erwähnten Codiereinrichtungsausführungsformen günstige Leistungsparameter haben, wenn der Polynom- und Symbolkonstellationsansatz der Codiereinrichtung so optimiert ist, dass die Bitfehlerrate bei gegebener Charakteristik des Matrixkanalschwunds, der in jedem SOP-Bin auftritt, verbessert wird. Eine besondere Metrik, die für eine Polynomoptimierung des Codes besonders gut geeignet ist, ist das Skalarprodukt der Vektordifferenz zwischen dem korrekten Sendersymbolvektor und dem Fehlersymbolvektor.
Die Ausgabe des Decodier- und Entschachtelungsblocks 150 ist der geschätzte Bitstrom am empfängerseitigen Ende des Funkübertragungsweges.
Es versteht sich, dass alle Senderausführungsformen der vorliegenden Erfindung für eine Verwendung mit einem Empfänger angepasst werden könnten, der über einen einzigen Kanalausgang Zugang zu dem Kanal hat, wie etwa ein einziges Empfängerantennenelement. Außerdem könnten alle Empfängerausführungsformen der vorliegenden Erfindung für eine Verwendung mit einem Sender angepasst werden, der über einen einzigen Kanaleingang Zugang zu dem Kanal hat, wie etwa ein einziges Senderantennenelement. Es versteht sich, dass der Kanal dann ein Vektorkanal ist. Derartige mehrere Eingänge und einen einzigen Ausgang umfassenden Systeme (MISO) und einen einzigen Eingang und mehrere Ausgänge umfassenden Systeme (SIMO) sind im Geltungsbereich der vorliegenden Erfindung eingeschlossen.
Raum-Frequenz-Kommunikation in einem Mehrwegekanal
Bevor die Signalverarbeitung der vorliegenden Erfindung weiter ausgeführt wird, wird eine physikalische und mathematische Beschreibung von drahtlosen Kanälen gegeben. Viele drahtlose Übertragungskanäle zeichnen sich durch eine Mehrwegeausbreitung aus, wobei mit jedem Weg Schwund und Laufzeitverzögerungen verbunden sind. Eine Mehrwegeausbreitung könnte durch Reflexionen in dem räumlichen Funkweg, durch mehrere Antennenpolarisationen, Antennenelemente, die sich an ungleichartigen Orten befinden oder durch eine Kombination davon hervorgerufen sein. Ein Szenario, bei dem eine Mehrwegeausbreitung erzeugt wird, ist in 4 gezeigt. Eine Basis 152 sendet Informationen zu einer entfernten Einheit 170A oder 170B und empfängt Informationen von diesen. Die Basis 152 besitzt ein oder mehrere Antennenelemente, die als Antennenanordnung 55 bezeichnet werden. Genauso besitzen die entfernten Einheiten ihre eigenen Anordnungen 55. Ein gesendetes Signal breitet sich infolge von Reflexion und Streuung an gegenständlichen Objekten im Gelände 160A–D über mehrere Wege 155A–C aus.
Eine Signalausbreitung über mehrere Wege, wie sie in den 4 bis 6 dargestellt ist, kann zu einem räumlich selektivem Signalschwund, einer Verteilung der Übertragungsdauer, einem frequenzabhängigen Schwund und zu einem zeitlich abhängigen Schwund führen. Ein räumlicher Schwund tritt auf, wenn sich die verschiedenen Wellenfronten, die von verschiedenen Ausbreitungswegen am Empfänger eintreffen, mit konstruktiver und destruktiver Interferenz an verschiedenen Punkten im Raum kombinieren. Eine Antennenanordnung, die in diesem räumlich selektiven Feld angeordnet ist, wird das Feld an verschiedenen Orten abtasten, so dass die Signalstärke an jedem Element der Anordnung unterschiedlich ist. Aufgrund der unterschiedlichen Längen der Ausbreitungswege tritt eine Verteilung der Übertragungsdauer auf. Die Verteilung der Übertragungsdauer des Kanals führt zu einem frequenzselektiven digitalen Übertragungskanal an jedem Antennenelement. Diese Frequenzantwort ist für jedes Antennenelement aufgrund des frequenzabhängigen räumlichen Schwunds unterschiedlich. Schließlich wird sich, wenn sich entweder der Sender oder der Empfänger oder Objekte im Gelände bewegen, der frequenzselektive räumliche Schwund in Abhängigkeit von der Zeit verändern. Die vorliegende Erfindung ist insofern einzig, als sie im Stande ist, sich effizient und wirtschaftlich an die zeitlich veränderliche Raum-Frequenz-Kanalantwort anzupassen, um die einem derartigen Kanal innewohnenden Eigenschaften vorteilhaft zu nutzen.
Über mehrere Jahrzehnte hinweg konzentrierte sich der Stand der Technik darauf, die Auswirkungen des Mehrwegekanals abzuschwächen. Diese herkömmliche Herangehensweise ist unklug, da Mehrwegekanäle auf Grund der Tatsache, dass die Mehrwegeausbreitung einen Rang größer Eins in dem Matrixkanal, der in jedem SOP-Bin vorliegt, bewirkt, zu einer Kapazitätsvervielfachung führen. Dadurch ist es möglich, mehrere parallele Übertragungsunterkanäle in jedem SOP-Bin zu bilden. Folglich sollte eine Mehrwegeausbreitung besser genutzt werden, um die Leistungsfähigkeit der Übertragung zu verbessern, als zu versuchen, ihre Wirkungen abzuschwächen. Ein wesentlicher Vorteil, der durch die vorliegende Erfindung geschaffen wird, ist das Vermögen, die Mehrwegekanälen innewohnenden Kapazitätsvorteile unter Verwendung einer Kombination aus einer SOP und einer räumlichen Verarbeitung oder räumlichen Codierung auszunutzen. Es sind keine anderen Strukturen bekannt, die diesen grundlegenden Vorteil des Vorliegens von im Wesentlichen frequenzselektiven Mehrwegekanälen effizient nutzen.
5 veranschaulicht ein weiteres Szenario eines drahtlosen Kanals, in dem eine Mehrwegeausbreitung vorliegt. Eine Basis 152 mit einer Antennenanordnung 55 sendet Informationen an eine entfernte Einheit 170C mit einer Antennenanordnung 55 oder empfängt Informationen von dieser. In diesem Fall besitzen die Antennenanordnungen 55 sowohl der Basis als auch der entfernten Einheit Elemente mit unterschiedlichen Polarisationen. Folglich liegt eine Mehrwegesignalausbreitung auch dann vor, wenn es keine signifikanten Reflexionen in der räumlichen Umgebung gibt. Die direkten Wege der Sichtverbindungen 155B, 155E, die jeweils einer der Polarisationen der Elemente der Anordnung entsprechen, reichen aus, um einen Matrixkanal mit einem Rang größer als Eins in jedem SOP-Bin zu erzeugen, selbst wenn die anderen reflektierten Funkwege 155A, 155C, 155D und 155E unbedeutend oder nicht vorhanden sind.
Es ist bekannt, dass derartige (reflexionsfreie) Polarisationskanäle über den Weg der Sichtverbindung in zwei parallele Übertragungskanäle zerlegt werden können, wobei hochleistungsfähige doppeltpolarisierte Antennen, jeweils eine an jedem Ende des Funkübertragungsweges, in Kombination mit hochleistungsfähigen Sender- und Empfängerelektroniken verwendet werden. Bei diesen Ausführungen des Standes der Technik ist die Qualität der parallelen Übertragungskanäle durch den Grad der Unabhängigkeit der zwei Polarisationskanäle bestimmt. Im Allgemeinen ist das Einhalten der Fertigungstoleranzen und die Präzision des Abgleichs bei der Installation in der Antenne und der erforderlichen Elektronik, die erforderlich sind, um im Wesentlichen orthogonale räumliche Unterkanäle am Ausgang der gegenständlichen Antenne zu erzielen, verhältnismäßig teuer. Geringfügige Fertigungsfehler und Abweichungen der Bauelemente können zu einer signifikanten gegenseitigen Störung durch Übersprechen der mehreren Polarisationen, die in dem Funkkanal vorhanden sind, führen. Hingegen ist ein vorteilhaftes Merkmal der Erfindung, dass die verschiedenen Polarisationen, die in dem drahtlosen Kanal vorliegen, ein willkürliches Ausmaß an gegenseitiger Stö rung durch Übersprechen aufweisen könnten und die gegenseitige Störung durch Übersprechen ohne Verlust an Leistungsfähigkeit frequenzabhängig sein könnte. In solchen Fällen liefert die Erfindung ein wirtschaftliches und effizientes Verfahren, das die mehrdimensionale Natur des Mehrfachpolarisationskanals völlig ausnutzt. Es versteht sich, dass die Erfindung weitere Kapazitätsvorteile schaffen kann, wenn der Mehrfachpolarisationskanal außerdem reflektierte Signalwege aufweist. Diese zusätzliche Mehrwegeausbreitung führt zu einer weiteren Erhöhung des Ranges der Kanalmatrix in jedem SOP-Bin und kann benutzt werden, um die Kapazität des Kanals weiter zu erhöhen.
6 zeigt ein weiteres Szenario einer drahtlosen Kommunikation, bei dem eine Mehrwegeausbreitung vorliegt und benutzt werden kann, um mehrere Dimensionen für die Übertragung zu schaffen. In 6 kommunizieren zwei Basisstationen 152A und 152B mit Antennenanordnungen 55 mit den entfernten Einheiten 170A und 170B, die ebenfalls Antennenanordnungen 55 besitzen. In diesem Fall ist der zusammengesetzte Kanal als MIMO-Kanal zwischen den Antennen der beiden Basisstationen 152A und 152B und den Antennen der entfernten Einheiten 170A und 170B definiert. Es ist zu beachten, dass dieser Kanal sowohl die direkten Wege der Sichtverbindungen 155B und 153B als auch die reflektierten Wege 155A, 155C, 153A, 153C, und 153D enthält. Aufgrund der räumlichen Entfernung zwischen den zwei Basisstationen 152A und 152B enthält dieser Kanal selbst dann, wenn die reflektierten Wege unbedeutend oder nicht vorhanden sind, eine Mehrwegeausbreitung, die unter Verwendung der Erfindung ausgenutzt werden kann. Außerdem ist der Kanal von den Antennen der beiden Basisstationen zu den Antennen einer entfernten Station wiederum ein Matrixkanal mit einem Rang größer als Eins innerhalb jedes SOP-Bins, so dass mehrere parallele Dimensionen für die Übertragung geschaffen werden könnten. Bei diesen Anwendungstypen sorgt die vorliegende Erfindung für eine Verringerung der Störung, die an nicht erwünschte Empfänger ausgestrahlt wird. Außerdem sorgt die vorliegende Erfindung dafür, dass die nachteiligen Wirkungen von Fremdeinstrahlungen, die von nicht gewünschten Sendern empfangen werden, reduziert werden.
Folglich wird deutlich, dass mehrere Senderantennenelemente oder mehrere Antennenelemente entweder beieinander angeordnet sein könnten oder an unterschiedlichen Orten angetroffen werden könnten.
Das folgende Symbolkanalmodell gilt für alle der oben angegebenen Fälle der Mehrwegefunksignalausbreitung, die durch die 4 bis 6 veranschaulicht werden. Die Kanalimpulsantwort schließt sowohl die Wirkungen der Ausbreitungsumgebung als auch der digitalen Impulsformungsfilter, die in der Sender-Raum-Frequenz-Vorverarbeitung 30 und der Empfänger-Raum-Frequenz-Verarbeitung 140 verwendet werden, der analogen Filter, die in dem Modulations- und HF-System 40 sowie in dem Demodulations- und HF-System 120 verwendet werden, ein. Aufgrund des Laufzeitunterschieds zwischen den verschiedenen Komponenten der Mehrwegeausbreitung im Zusammenwirken mit der Zeitbereichsantwort der HF- und digitalen Filterelemente wird ein einzelnes Symbol, das in den Kanal gesendet wird, als eine Menge von verzögerten Kopien empfangen. Folglich interferieren verzögerte und proportionale Versionen eines Symbols mit anderen Symbolen. Diese Eigeninterferenz wird als Intersymbolinterterenz oder ISI bezeichnet. Der Parameter der Verteilung der Übertragungsdauer, mit ν bezeichnet, ist die Dauer des signifikanten Teils der Kanalimpulsantwort in Symbolperioden.
Wenn sich die Rate der übertragenen Symbole erhöht, wenn die räumlichen Geometrien in dem Kanal größer werden, kann die Verteilung der Übertragungsdauer so breit werden, dass herkömmliche Raum-Zeit-Verarbeitungssysteme sehr komplex werden. Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung ist, dass die Komplexität der Signalverarbeitung selbst dann verhältnismäßig niedrig ist, wenn die Verteilung der Übertragungsdauer extrem breit wird. Dies ermöglicht die wirtschaftliche Anwendung von MIMO-Raum-Frequenz-Verarbeitungsverfahren bei hohen Raten digitaler Daten. Die effiziente Nutzung der Signalverarbeitung kommt zu Stande, weil die Erfindung ermöglicht, den Raum-Zeit-Kanal wie eine Menge von im Wesentlichen unabhängigen Unterkanälen zu behandeln, ohne Kanalkapazität zu opfern. Hingegen versuchen herkömmliche Methoden entweder den viel komplexeren Raum-Zeit-Kanal auszugleichen oder alternativ Komplexität zu opfern.
Der Kanal ist als zeitinvariant über den Zeitraum modelliert, der sich über einen Burst von N Datensymbolen erstreckt, jedoch von einem Burst zu einem anderen verschieden ist. Diese auf einen Block bezogene Zeitinvarianzannahme erzeugt ein Kanalmodell, das hinreichend genau für die Kanäle ist, bei denen die Blockdauer im Vergleich zum Kanalschwund kurz ist, oder (N + 2ν)T << Δ_β, wobei Δ_β das Korrelationsintervall Es stehen weitere Modelle zur Verfügung, bei denen sich der Kanal kontinuierlich verändert. Diese Modelle machen jedoch die vorliegende Diskussion unnötig kompliziert. Es ist verständlich, dass eine schnelle zeitliche Veränderung in dem Kanal ein weiteres Motiv sein kann, um eine der weiteren SOP-Alternativen in Gegenwart von Schwundraten zu wählen, die in Bezug auf die Burst-Frequenz hoch sind. Einem Fachmann werden die relevanten Probleme einer bestimmten Anwendung bewusst sein. Beispielsweise ist das orthogonale Frequenzmultiplexverfahren (OFDM) eine SOP, die sich aus einer IFFT und einem zyklischen Präfix als Sender-SOP und aus einer FFT als Empfänger-SOP zusammensetzt. Bei dem OFDM besteht ein relevantes Problem in der Interträgerinterferenz (ICI: Inter-Carrier Interference) im Frequenzbereich, die in OFDM-Systemen mit einem extrem schnellen Schwund auftreten kann. Derartige relevante Probleme gestalten die entsprechende Auswahl von Kanalmodellen für verschiedene Funktionen auf der Grundlage einer SOP.
Ausgehend von dieser Diskussion des Hintergrunds kann von einem Fachmann verifiziert werden, dass die Beziehung zwischen dem gesendeten Burst von Grundband-Symbolen und dem empfangenen Burst von Grundband-Abtastungen als Raum-Zeit-Gleichung adäquat ausgedrückt werden kann: x(k) = G(k)z(k) + I(k),wobei der Index k Bursts repräsentiert. Die zusammengesetzte Kanalausgabe für einen Burst von Daten, x(k), lässt sich mit allen zeitlichen Abtastungen, die nacheinander für jede Empfangsantenne 1 bis MR auftreten, folgendermaßen schreiben:
Ebenso lässt sich der Eingangssymbolvektor folgendermaßen schreiben:
Die Größe I(k), die in gleicher Weise wie x(k) und z(k) definiert ist, stellt sowohl Rauschen als auch Störbeeinflussung dar. Die MIMO-Kanalmatrix G(k) ist aus Unterblöcken mit einem Eingang und einem Ausgang (SISO) zusammengesetzt:
Außerdem ist jeder der SISO-Unterblöcke G_i,j(k) eine Toeplitz-Matrix, die die Ein/Ausgangsbeziehung zwischen dem gesendeten Symbol-Burst und dem empfangenen Symbol-Burst für das Antennenpaar (i,j) beschreibt. Dieser MIMO-Raum-Zeit-Kanal wird durch die 7 veranschaulicht, die SISO-Unterblöcke 180A–D und das Hinzukommen von Störbeeinflussungen zu jeder Abtastung des Empfängers zeigt.
Raum-Frequenz-Verarbeitung
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung verwenden eine Raum-Frequenz-Verarbeitung im Sender und/oder im Empfänger, um effektive Kommunikationssysteme in drahtlosen Kanälen zu schaffen. Im Allgemeinen beseitigt die Verarbeitung im Wesentlichen die Intersymbolinterferenz, die durch die Kanalkorrelation über den Raum (Antennenkorrelation) und über die Zeit (Verteilung der Übertragungsdauer) hervorgerufen wird. Diese Verarbeitung vereinfacht in starkem Maße das Design der verbleibenden Funktionen, die ein vollständiges Kommunikationssystem, einschließlich der Codierung und der Modulation umfassen. Außerdem beruht die Verarbeitungsmethode auf einer kapazitätsgewinnenden Struktur für den drahtlosen MIMO-Übertragungskanal. Die Raum-Frequenz-Verarbeitung setzt sich wenigstens aus einer SOP, einem räumlichen Verarbeitungsblock des Senders und einem räumlichen Verarbeitungsblock des Empfängers zusammen.
Im Wesentlichen orthogonalisierende Prozedur
Zunächst wird die Anwendung einer SOP in einem SISO-Kanal betrachtet, um zu veranschaulichen, wie die Erfindung in der Lage ist, ISI über den Raum und die Zeit zu beseitigen. Die SOP setzt sich aus Signalverarbeitungsoperationen zusammen, die sowohl auf der Sender- als auch auf der Empfängerseite des Kanals ausgeführt werden. Dies ist in 8 veranschaulicht, wo ein Sender-SOP-Verarbeitungsblock 190 und ein Empfänger-SOP-Verarbeitungsblock 200 gemeinsam eine vollständige SOP ausführen. Die SOP stellt sicher, dass die N Eingangssymbole, in den Bins 1 bis N, derart über den Kanal übertragen werden, dass jedes Ausgangssymbol im Wesentlichen nur durch das Eingangssymbol des Bins gleicher Frequenz beeinflusst ist. Beispielsweise ist das Eingangssymbol im Bin 1 das einzige Symbol, das einen wesentlichen Einfluss auf den Ausgangssymbolwert im Bin 1 hat.
Dieses Konzept verallgemeinert das MIMO-System, das in 9 gezeigt ist. In dem MIMO-System ist jeder Sendeantenne 51 einer von M_T völlig gleichen Sender-SOP-Verarbeitungsblöcken vorgeschaltet. Ebenso geht jede Empfängerantenne 111 einer von MR völlig gleichen Empfänger-SOP-Verarbeitungsblöcken voran. Folglich enthält der Verarbeitungspfad jedes Sender-Empfänger-Antennenpaares eine gemeinsam ausgeführte vollständige SOP. Mit anderen Worten: Es gibt M_RM_T SISO-SOPs in dem MIMO-System. Bei Ausnutzung der Überlagerungseigenschaft umfasst diese Menge von SISO-SOPs eine MIMO-SOP, wobei jeweils zwei Symbole, die in verschiedenen Bins übertragen werden, ein erheblich reduziertes Übersprechen zeigen, das für die Antennen, von denen die Symbole gesendet oder empfangen werden, irrelevant ist. Folglich erzeugt die SOP N im Wesentlichen unabhängige MIMO-Kanäle im Raum.
Es gibt viele verschiedene Implementierungen der SOP, darunter ein IFFT-FFT-Paar, eine Reihe von mehreren schmalbandigen Filtern und verallgemeinerte Wellentransformationspaare. Ein vorteilhaftes Beispiel für eine SOP ist die Anwendung einer Frequenztransformation in Kombination mit einem Verarbeitungsblock 207 für eine Prozedur der zyklischen Präfixanwendung auf einen Burst, wie in 10 gezeigt ist. Es gibt dann auch empfängerseitig einen Verarbeitungsblock 206, der die Prozedur des Entfernens des zyklischen Präfixes ausführt. Wenn die Frequenztransformation ein IFFT-FFT-Paar 205 und 208 ist, wie in 10 gezeigt ist, wird diese besondere SOP gewöhnlich als diskretes orthogonales Frequenzmultiplexverfahren (OFDM: Orthogonal Frequency Division Multiplexing) bezeichnet. Folglich kombiniert diese Ausführungsform der Erfindung die OFDM-SOP mit mehreren Eingangsantennen oder mehreren Ausgangsantennen oder sowohl mehreren Eingangs- als auch Ausgangsantennen. Die vorliegende Ausführungsform wird folglich als Matrix-OFDM (MOFDM) bezeichnet.
Die für das MOFDM präsentierte Analyse wird im Wesentlichen die gleiche Form haben, wie andere Wahlen der SOP. Diese alternativen Ausführungsformen haben im Vergleich zur OFDM-SOP gewisse Vor- und Nachteile. Beispielsweise beseitigt die Mehrband-SOP Intersymbolinterferenzen nicht vollständig, ist jedoch hinsichtlich bestimmter Typen schmalbandigen Störsignale robuster, da die Störung innerhalb eines bestimmten SOP-Bins im Vergleich zur OFDM-SOP besser eingedämmt werden kann. Die Intersymbolinterferenz, die in der Mehrband-SOP vorliegen kann, könnte dazu führen, dass vorteilhaft Vornormalisierungs- oder Nachnormalisierungsstrukturen in Verbindung mit der räumlichen Verarbeitung innerhalb eines bestimmten SOP-Bins verwendet werden. Obwohl dadurch die räumliche Verarbeitung komplizierter wird, könnten andere Anforderungen, wie etwa eine Robustheit gegenüber Störungen oder die Notwendigkeit der Trennung der SOP-Bins durch verhältnismäßig große Frequenzabstände, mehr Gewicht als der Nachteil der Komplexität haben. Es wird hier nur die OFDM-SOP ausführlich analysiert, wobei selbstverständlich ist, dass auch die anderen SOP-Auswahlen verwendet werden könnten, wenn dies erforderlich ist.
Wie in 10 gezeigt ist, wirkt die beispielhafte SOP folgendermaßen: Die Symbole von der räumlichen Sendevorverarbeitung, z_j(n), die als im Frequenzbereich enthalten angesehen werden, werden in M_T Vektoren mit N komplexen Symbolen organisiert. Jeder dieser Vektoren wird dann unter Verwendung einer N Punkte umfassenden Prozedur einer inversen schnellen Fourier-Transformation (IFFT) 205 in den Zeitbereich überführt. Jeder der parallelen M_T Zeitbereichsequenzen wird ein zyklischer Präfix vorangestellt, so dass die letzten ν Elemente der IFFT-Ausgabesequenz einen Vorspann zu der N Elemente umfassenden IFFT-Ausgabe bilden. Die zyklische Präfixoperation ist durch: [z(1)...z(N)]T ↦ [z(N – v + 1)...z(N)z(1)...z(N)]T gegeben.
Der Einbau des zyklischen Präfixes erfolgt durch den Präfixanwendungsprozedur-Verarbeitungsblock 207. Für jede Antenne werden die Sequenzen mit der Länge (N + ν) zur D/A-Umsetzung und Modulation an die HF-Sendekette übergeben.
Ebenso erzeugt jede HF-Empfängerkette eine abgetastete Sequenz der Länge (N + ν). Der Präfixentfernungsprozedur-Verarbeitungsblock 206 entfernt den zyklischen Präfix aus jeder Sequenz, indem er die ersten ν Datensymbole verwirft, was zu MR Vektoren von N komplexen Symbolen führt. Jede dieser MR Sequenzen wird dann mit einer N Punkte umfassenden schnellen Fourier-Transformation (FFT) verarbeitet. Diese Symbole werden dann der räumlichen Verarbeitung des Empfängers zugeführt.
Die SOP bewirkt, dass die ISI zwischen jeweils zwei Symbolen, die verschiedenen Bins zugeordnet sind, für jedes Paar Sende- und Empfangsantennen im Wesentlichen entfernt wird. Deshalb stehen für jedes IFFT-FFT-Bin n die von jeder Antenne empfangenen Signalwerte x(n) über folgende Gleichung mit den gesendeten Frequenzbereichssymbolen z(n) in Beziehung: x(n) = H(n)z(n) + I(n)∀n, (10)wobei x(n) ein komplexer MR Elemente umfassender Vektor im SOP-Bin n ist, z(n) ein komplexer M_T Elemente umfassender Vektor im SOP-Bin n ist und I(n) Störbeeinflussungen und Rauschen an allen Empfangsantennen für das Bin n repräsentiert. Es ist zu beachten, dass in der oben angegebenen Gleichung kein Zeitindex enthalten ist, da vorausgesetzt wird, dass der Kanal über die Länge eines Bursts zeitinvariant ist. Die räumlichen Unterkanäle H(n) sind MR x M_T-Matrizen, die die nach der SOP in dem drahtlosen Kanal verbleibende räumliche Korrelation beschreiben. Für den MIMO-Fall könnte jedes SOP-Bin durch eine Matrix mit komplexen Werten gekennzeichnet sein, wobei jeder Wert die Pfadverstärkung von einem bestimmten Sendeantennenelement zu einem bestimmten Empfangsantennenelement in diesem besonderen SOP-Bin darstellt.
Für das Verständnis des durch die Gleichung (10) gegebenen Ergebnisses ist es aufschlussreich zu zeigen, wie die SOP-Vorverarbeitung und die SOP-Nachbearbeitung auf den Zeitbereichkanal wirken. Der MIMO-Zeitbereichkanal G(k) enthält M_RM_T Toeplitz-Matrizen, die das Zeitbereichs-Ein/Ausgabe-Verhalten jedes Antennepaares beschreiben (siehe Gleichung 1). Dieser Ansatz für den Kanal ist in 10 dargestellt. Es ist wohl bekannt, dass durch Hinzufügen eines zyklischen Präfixes im Sender und späteres Entfernen des Präfixes im Empfänger eine Toeplitz-Ein/Ausgabe-Matrix in eine zyklische Ein/Ausgabe-Matrix transformiert wird (die i-te Zeile ist gleich der j-ten Zeile, um i-j Elemente zyklisch verschoben). Deshalb wird jedes G_i,j in 10 in ein zyklisches G ~_i,j transformiert. Die zyklischen MIMO-Matrizen sind in 10 durch G ~ begrenzt.
Diese besondere SOP-Klasse nutzt die Tatsache, dass jede zyklische Matrix mit einem bestimmten Matrixoperator diagonalisiert werden kann. Ein solcher Operator ist eine Matrix aus FFT-Basisvektoren. Das heißt für eine zyklische Matrix G ~ gilt: D = YG ~YH wobei D eine Diagonalmatrix ist und die skalaren Elemente von Y
sind.
Das Anwenden von M_T IFFT-Operationen im Sender und MR FFT-Operationen im Empfänger wird mathematisch durch eine vorangehende Multiplikation mit einer NM_R × NM_R-Diagonal-FFT-Matrix und eine nachfolgende Multiplikation mit einer NM_T × NM_T-Diagonal-IFFT-Matrix beschrieben. Beispielsweise ist die erstere Matrix wie folgt definiert:
Deshalb lässt sich die Ein-/Ausgabe-Beziehung einschließlich der Sender-IFFT- und der Empfänger-FFT-Operationen durch
beschreiben, wobei D_i,j die Diagonalmatrix ist, die die SOP-Bin-Stärken für das Antennenpaar (i,j) enthält.
Die vorangehende Multiplikation und die nachfolgende Multiplikation durch Permutation der Matrizen P_T und P_R repräsentiert die Vereinigung aller Antennenkombinationen, die einer gemeinsamen Frequenz oder einem gemeinsamen SOP-Bin entsprechen. Dieser Vereinigungsprozess, der in 10 dargestellt ist, führt zu einer Diagonalmatrix, die Eingangsgrößen zu den Ausgangsgrößen in Beziehung setzt,
die äquivalent zur Gleichung (10) ist.
Räumliche Verarbeitung
Es wird nun die Prozedur der räumlichen Verarbeitung betrachtet. Da die SOP N räumliche MIMO-Kanäle schafft, die im Wesentlichen unabhängig voneinander sind (Gleichung 10), kann die räumliche Verarbeitung für jedes Bin separat betrachtet werden. Es wird eine repräsentative Anwendung einer räumlichen Verarbeitung auf das Frequenz-Bin 1 betrachtet, wie sie in 11 für den Sender und in 12 für den Empfänger gezeigt ist. 11 zeigt M Symbole: z(1,1) bis z(1,M). Die Schreibweise z(n,m) verweist zurück auf das Symbol, das im Bin n und in der Raumrichtung m übertragen wird. Diese M Symbole werden gemeinsam das Frequenz-Bin 1 belegen. Jede räumliche Gewichtung des Senders (TSW: Transmitter Spatial Weights) 210A–C wendet einen Gewichtungsvektor auf das Symbol an, das an seinem Eingang erscheint, und die Elemente des resultierenden Vektors werden zu M_T summierenden Verbindungen 211 geleitet. Die räumlichen Gewichtungen des Senders könnten als Multiplikatoren betrachten werden, die jedes Eingangssymbol nehmen und es mit einem Vektor multiplizieren, der einer räumlichen Richtung im M_T-Raum entspricht. Außerdem definieren die M Vektoren einen Unterraum im M_T-Raum. Es ist zu beachten, dass die TSW-Vektoren in der folgenden Diskussion als Spaltenvektoren angesehen werden. Wenn diese M Vektoren in einer Matrix zusammengefasst werden, ergibt sich eine die Eingangsgröße orthogonalisierende Matrix oder eine für dieses Bin vorteilhafte Gewichtungsmatrix. Für jedes Eingangs-Bin wird ein Vektor, der Symbole enthält, die Subkanälen zugeordnet sind, die dem Bin entsprechen, mit der die Eingangsgröße orthogonalisierenden Matrix multipliziert, um einen Ergebnisvektor zu erhalten, wobei die Elemente des Ergebnisvektors den verschiedenen Senderantennenelementen entsprechen. Zusammen bilden die TSWs 210A–C eine Ausführungsform einer räumlichen Sendeverarbeitung (TSP) 230.
Jede räumliche Gewichtung des Empfängers (RSW: Receiver Spatial Weights) 220A–C akzeptiert MR Eingangsgrößen, d. h. jeweils eine von jedem Empfangsantennenpfad. Innerhalb der m-ten RSW wird ein Gewichtungsvektor auf die Eingangsgrößen angewendet (d. h. es wird ein Skalarprodukt gebildet), wodurch eine Empfangssignalabtastung x(1,m) erzeugt wird:
wobei u(1,m) die räumlichen Gewichtungen des Empfängers für das Bin 1 und die räumliche Richtung m sind. Genau wie einem TSW-Vektor ist einem RSW-Vektor eine Richtung im M_R-Raum zugeordnet. Jede RSW könnte ebenfalls als ein Multiplikator betrachtet werden. Dieser Vektor wird als Zeilenvektor angesehen. Wenn diese M RSW-Vektoren in einer Matrix zusammengefasst werden, ergibt sich eine die Ausgangsgröße orthogonalisierende Matrix oder eine für dieses Bin vorteilhafte Gewichtungsmatrix. Wenn ein Vektor, der Symbole in einem bestimmten Ausgangs-Bin enthält, das für jede Empfängerantenne durch die SOP erzeugt worden ist, mit der die Ausgangsgröße orthogonalisierenden Matrix multipliziert wird, ist das Ergebnis ein Vektor, der Symbole enthält, die in diesem Bin für verschiedene räumliche Richtungen empfangen werden. Zusammen stellen die RSWs 220A–220C eine Ausführungsform einer räumlichen Empfangsverarbeitung (RSP: Receive Spatial Processor) 240 dar.
Durch eine geeignete Wahl der Gewichtungsfaktoren, die über die TSWs und RSWs zur Anwendung gelangen, können die M räumlichen Richtungen im Wesentlichen orthogonal zueinander gemacht werden. Das hat zur Folge, dass die Empfangssignalabtastung x(1,m) nur von den Eingangssymbolen z(1,m) und nicht von den M-1 weiteren Eingangssymbolen des SOP-Bins 1 abhängt. Verfahren, um die TSP- und RSP-Gewichtungsvektoren auszuwählen, sind weiter unten ausführlich beschrieben.
Die oben beschriebene räumliche Verarbeitung kann nicht nur auf das Frequenz-Bin 1, sondern zusätzlich auch auf die anderen N-1 Frequenz-Bins angewendet werden. Der Blockschaltplan für ein solches System ist in 13 für den Sender und in 14 für den Empfänger dargestellt. Die SOP-Verarbeitungsblöcke 190 und 200 gewährleisten, dass die Frequenz-Bins im Wesentlichen orthogonal zueinander bleiben, während die TSP 230 und die RSP 240 sicherstellen, dass es in jedem Frequenz-Bin M im Wesentlichen orthogonale räumliche Kanäle gibt. Im Endergebnis sind N·M im Wesentlichen parallele Unterkanäle in dem MIMO-Kommunikationssystem konstruiert worden. Mit anderen Worten: Die Kombination aus den SOP-Verarbeitungsblöcken 190 und 200, der TSP 230 und der RSP 240 schafft eine Menge von im Wesentlichen unabhängigen Raum-Frequenz-Unterkanälen, x(n,m) = H(n,m)z(n,m) + I(n,m) ∀ n,m.
Diese gleichzeitige, im Wesentlichen Raum und Frequenz orthogonalisierende Prozedur kann zu einer signifikanten Erhöhung der spektralen Empfindlichkeit führen, da mehrere Datenströme über den Kanal übertragen werden. Es ist zu beachten, dass die Anzahl der im Wesentlichen unabhängigen Unterkanäle möglicherweise, im Fall der Mehrwegeausbreitung, gleich der Anzahl der SOP-Bins multipliziert mit der Anzahl der Sendeantennen oder der Anzahl der Emp fangsantennen ist, je nachdem, welche kleiner ist. Deshalb ist die Gesamtzahl der Raum-Frequenz-Unterkanäle kleiner oder gleich N min(M_T,M_R), wenn eine Mehrwegeausbreitung vorliegt.
Eine beispielhafte Menge von räumlichen Gewichtungen des Senders (TSWs) und des Empfängers (RSWs) ist aus der Singulärwertzerlegung (SVD: Singular Value Decomposition) der Raumkanalmatrix für jedes Bin H(n) = U(n)Σ(n)V(n)H abgeleitet. Die singuläre Eingangsmatrix V(n) enthält M_T Spaltenvektoren, die bis zu M_T TSWs für das Bin n definieren. Genauso enthält die singuläre Ausgangsmatrix U(n) M_R Spaltenvektoren, die, wenn sie hermitisch transponiert werden, bis zu M_R RSW-Zeilenvektoren für das Bin n definieren. Die TSWs und RSWs für die übrigen Bins werden auf gleiche Art und Weise durch eine Singulärwertzerlegung der Raummatrix für jedes Bin bestimmt. Unter Verwendung dieser räumlichen Verarbeitung können im Wesentlichen unabhängig voneinander mehrere Ströme von Symbolen gesendet und empfangen werden. Die Stärke jedes Unterkanals ist einem der Elemente der Diagonalmatrix Σ gleich. Diese Unterkanalstärken werden variieren. Deshalb werden die Unterkanäle unterschiedliche Signal-Rausch-Verhältnisse und Datenkapazitäten haben. Aus diesem Grund könnte es besser sein, nur über eine Untermenge der möglichen Unterkanäle zu senden und zu empfangen, oder M < min {M_T,M_R}. Es wäre beispielsweise sorglos, die Verarbeitungskomplexität an den schwächsten Unterkanälen einzusetzen, die eine sehr kleine Informationsübertragungskapazität aufweisen. In diesem Fall wird eine räumliche Verarbeitung verwendet, um die empfangene Leistung für einen oder für mehrere parallele Symbolströme zu erhöhen. Außerdem könnte es günstiger sein, Codierungsverfahren zu verwenden, um starke Unterkanäle zur Unterstützung von schwächeren Unterkanälen wirksam einzusetzen. Außerdem könnte es günstiger sein, den Unterkanälen entweder Bits oder Übertragungsleistung zuzuweisen, um die Menge der übermittelten Daten zu maximieren.
Die oben beispielhaft beschriebene räumliche Verarbeitung erfordert ein Zusammenwirken von Sender und Empfänger, um den Raumkanal für jedes Bin auf effektive Weise zu orthogonalisieren. Alternativ kann diese Orthogonalisierung an nur einem Ende der Verbindung ausgeführt werden. Dies kann vorteilhaft sein, wenn sich ein Ende der Verbindung eine höhere rechnerische Komplexität als das andere Ende leisten kann. Außerdem kann eine räumliche Orthogonalisierung an einem Ende vorteilhaft sein, wenn das Kanalmodel nur an diesem Ende bekannt ist.
Es wird der Fall betrachtet, in dem die Orthogonalisierung nur im Empfänger erfolgt. Symbole werden in Richtungen übertragen, die durch eine Menge von räumlichen Gewichtungen des Senders ν(n,m) definiert sind. Wenn M räumliche Gewichtungen des Senders, die demselben Bin entsprechen, in einer Matrix V(n) zusammengefasst werden, dann ist der zusammengesetzte Raumkanal: H'(n) = H(n)V(n).
Dieser zusammengesetzte Kanal beschreibt den MIMO-Kanal im Bin n von den M Eingängen zu den MR Ausgängen. Die räumliche Verarbeitung im Empfänger kann im Wesentlichen diesen zusammengesetzten Kanal H'(n) orthogonalisieren, indem auch dann geeignete räumliche Gewichtungen des Empfängers (RSWs) angewendet werden, wenn der Sender keine räumliche Verarbeitung vornimmt. Dieses RSWs seien als die Spaltenvektoren der Gewichtungsmatrix W_R(n) definiert.
Als zwei beispielhafte Verfahren zur Bestimmung von W_R(n) werden die Zero-Forcing-Lösung und die Lösung der kleinsten mittleren quadratischen Abweichung (MMSE: Minimum-Mean-Square-Error) erwähnt. Bei der Zero-Forcing-Methode ist die Gewichtungsmatrix die Pseudo(links)inverse des zusammengesetzten Kanals. WR(n) = H'(n)⊥.
Dies führt zu; WR(n)H'(n) = I,wobei die Einheitsmatrix M × M ist. Folglich orthogonalisiert die Zero-Forcing-Lösung nicht nur den Raumkanal für das Bin n, sondern gleicht auch die Stärken aller resultierenden Unterkanäle aus. Das Signal-Rausch-Verhältnis der verschiedenen Unterkanäle kann jedoch stark variieren. Ein Fachmann wird erkennen, dass die Zero-Forcing-Lösung zu einer Verstärkung der Störungseinstreuung und des Rauschens führen kann, wenn der zusammengesetzte Kanal H'(n) nicht von Anbeginn an nahezu orthogonal ist.
Was andererseits eine MMSE-Lösung anbelangt, so verstärkt sie das Rauschen nicht. Für die MMSE-Methode genügt die Gewichtung W_R(n):
wobei R_x(n) die Kovarianzmatrix für x(n) und R_z(n)x(n) die Kreuzkovarianz zwischen z(n) und x(n) ist. Unter Verwendung von x(n) = H'(n)z(n) + I'(n)und der Tatsache, dass R_z(n) = σ 2 / xI , ergibt sich für die Gewichtung mit der kleinsten mittleren quadratischen Abweichung:
Es ist zu beachten, dass dann, wenn I(n) räumlich weißes Rauschen ist, R_I = σ 2 / II gilt.
Ähnlich der oben angegebenen Orthogonalisierung am Empfänger kann der Kanal auch nur senderseitig orthogonalisiert werden. Dafür müssen dem Sender die räumlichen Gewichtungen, die vom Empfänger verwendet werden sollen, bekannt sein. Bei einem TDD-Kanal, der Reziprozität zeigt, können diese räumlichen Gewichtungen des Empfängers (RSW) erfahren werden, wenn der Transceiver TSW-Richtungen wie RSW-Richtungen benutzt. Alternativ könnte der Empfänger keine räumliche Verarbeitung ausführen, so dass der Sender für die räumliche Orthogonalisierung verantwortlich ist.
In diesem Fall ist der zusammengesetzte Kanal: H'(n) = U(n)H(n),wobei sich die Matrix U(n) aus den RSW-Spaltenvektoren u(n,m) zusammensetzt. Dieser zusammengesetzte Kanal beschreibt den MIMO-Kanal im Bin n von M_T Eingängen zu M Ausgängen. Ähnlich wie im vorhergehenden Fall kann der Sender im Wesentlichen diesen zusammengesetzten Kanal H'(n) orthogonalisieren, indem er geeignete TSWs anwendet. Diese TSWs sind die Spaltenvektoren der Gewichtungsmatrix W_T (n).
Die Sendegewichtung kann unter Anwendung der Zero-Forcing-Methode oder der Methode der minimalen mittleren quadratischen Abweichungen (MMSE) bestimmt werden. Bei der Zero-Forcing-Methode ist die Gewichtungsmatrix gleich der Pseudo(rechts)inversen von H'(n). Die Lösung entsprechend der Methode der minimalen mittleren quadratischen Abweichungen (MMSE) genügt
Eine bedeutende Vereinfachung dieses allgemeinen Raum-Frequenz-Verarbeitungsverfahrens ist die Verwendung nur einer räumlichen Richtung für jedes Bin der SOP. Dieser Fall ist in 15 für den Sender und in 16 für den Empfänger dargestellt. In diesem Fall werden nur N Unterkanäle geschaffen. Die N Eingangssymbole z(1,1) bis Z(N,1) werden mit N räumlichen Gewichtungen des Senders (TSWs) 210A–B verarbeitet, wobei diese N Symbole gewichtet und den M_T völlig gleichen SOP-Verarbeitungsblöcken 190 zugewiesen werden. Im Empfänger werden die Antennenabtastungen durch MR SOP-Verarbeitungsblöcke 200 verarbeitet. Die MR SOP-Ausgangsgrößen, die einem gemeinsamen Bin entsprechen, werden gewichtet und in N räumlichen Gewichtungen des Empfängers (RSWs) 220A–B kombiniert. Bei N derartigen Gewichtungen ergeben sich N Ausgangsgrößen, x(1,1) bis x(N,1), von N im Wesentlichen orthogonalen Unterkanälen.
Wenn bei den räumlichen Gewichtungen des Senders und des Empfängers nur eine räumliche Richtung verwendet wird, sind eine beispielhafte Wahl für die besonderen Gewichtungen jene TSW- und RSW-Richtungen, die zu einer maximalen Unterkanalstärke führen. Dadurch wird das Signal-Rausch-Verhältnis der empfangenen Signale x(1,1) bis x(N,1) maximiert. In diesem Fall sollten die optimalen Gewichtungen
genügen, mit der impliziten Bedingung hinsichtlich der Größe (Skalarprodukt) sowohl der räumlichen Gewichtung des Empfängers u(n), als auch der räumlichen Gewichtung des Senders v(n). Um die Lösung dieses Optimierungsproblems zu bestimmen, werden die SOP-Ausgangsgrößen für das Bin n betrachtet, wenn eine einzige räumliche Gewichtung des Senders (TSW) v(n,1) verwendet wird:
Die Größe h(n) bezieht sich auf den Empfangskanalvektor. Es wird ein Kanalidentifikationsverfahren verwendet, um den Empfangskanalvektor zu bestimmen. Deshalb ist die optimale räumliche Gewichtung des Empfängers (RSW) gleich der Hermitischen des Empfangskanalvektors h(n): u(n) = h(n)H.
Es ist zu beachten, dass dies ungeachtet des besonderen Wertes von v(n) gilt. Andererseits genügt die optimale TSW-Richtung:
wobei die optimale RSW-Richtung verwendet worden ist. Die optimale TSW für das Bin n ist dem größtmöglichen normierten Eigenvektor der Matrix H(n)^HH(n) gleich. Ein Fachmann wird erkennen, dass die optimale RSW ebenfalls dem größtmöglichen normierten Eigenvektor von H(n)H(n)^H gleich ist.
Eine weitere vorteilhafte Vereinfachung der obigen Verfahren ist die Verwendung einer oder mehrerer gemeinsamer TSW- und RSW-Richtungen für alle Bins. Mit anderen Worten: Jedes Bin hat die gleichen räumlichen Gewichtungen des Senders und des Empfängers. Diese Gewichtungsvektoren könnten auch als Verzögerungselemente gelten. In einer Ausführungsform sind diese Gewichtungen so bestimmt, dass das Signal-Rausch-Verhältnis der empfangenen Signale, Bemittelt über die Frequenz n, maximiert wird. Dies ist in 17 für den Sender und in 18 für den Empfänger dargestellt. Es wird diese Ausführungsform mit einer räumlichen Richtung betrachtet. In diesem Fall genügen die räumlichen Gewichtungen des Senders und des Empfängers
Es ist zu beachten, dass der Erwartungswertoperator E_n eine Mittelung über SOP-Bins darstellt. Diese Mittelung könnte zusätzlich zu der Mittelung über die Frequenz auch über mehrere Bursts vorgenommen werden. Die Lösung dieses Problems ergibt sich, wenn ν dem größtmöglichen Eigenvektor von Rd = En{HH(n)H(n)} (51)gleich ist und u dem größtmöglichen Eigenvektor der Kovarianzmatrix gleich ist, die aus der Mittelung des Vektorprodukts des Empfangsvektorkanals gebildet ist: Rh = En{h(n)h(n)H}. (52)
Die Größe R_d ist die räumliche Kovarianzmatrix, die bevorzugte Richtungen für die Übertragung zu dem gewünschten Empfänger in einem gewünschten Unterraum beschreibt.
Dieses Verfahren kann für den Fall, in dem mehrere Richtungen verwendet werden, verallgemeinert werden. In diesem Fall werden M TSWs und M RSWs so bestimmt, dass das (über ein Bin) gemittelte Signal-Rausch-Verhältnis, das über die M räumlichen Richtungen empfangen wird, maximiert wird. Die M räumlichen Richtungen werden nicht notwendig orthogonal zueinander sein. Es wird deshalb ein räumliches Übersprechen in den empfangenen Symbolen geben. Mehrdimensionale Codierungs- und Decodierungsverfahren, wie sie weiter unten diskutiert werden, können dann bei Vorliegen eines solchen Übersprechens eine Vervielfachung der Rate erzielen.
Alternativ kann der Empfänger die Unterkanäle durch ein weiteres Gewichten der M Ausgangsgrößen von den RSWs räumlich orthogonalisieren. Der zusammengesetzte Raumkanal im Bin n, der die RSWs und TSWs enthält, ist: H'(n) = UH(n)V, (53)wobei die Matrix U aus Zeilen gebildet ist, die den RSW-Richtungen gleich sind, und V eine Matrix mit Spalten ist, die den TSW-Richtungen gleich sind. Da U und V auf der Grundlage eines Kriteriums des über alle Bins gemittelten Signal-Rausch-Verhältnisses bestimmt worden sind, wird die zusammengesetzte Matrix H'(n) nicht diagonal sein. Folglich kann der Empfänger die zusätzliche Gewichtung W_R(n) verwenden, um H'(n) zu orthogonalisieren. Alternativ könnte der Sender die zusätzliche Gewichtung W_T(n) verwenden, um den zusammengesetzten Kanal zu orthogonalisieren. Beispielhafte Lösungen für diese Gewichtungen sind die Singulärwertzerlegung, das Zero-Forcing und die Minimierung der mittleren quadratischen Abweichung. Der Vorteil dieser Methode ist, dass die Komplexität der Verarbeitung, die erforderlich ist, um alle N SOP-Bin-Matrixkanäle anzupassen, wesentlich höher sein könnte als die Komplexität der Verarbeitung, um die mittlere TSP und RSP anzupassen.
Die Unterdrückung und Verhinderung von Störungen kann in Verbindung mit der weiter oben diskutierten Raum-Frequenz-Verarbeitung erreicht werden. Dies ist besonders nützlich, wenn die Anzahl der räumlichen Richtungen, die für die Kommunikation verwendet werden, kleiner als die Anzahl der Antennen ist. Dies tritt auf, wenn schwache räumliche Richtungen nicht verwendet werden oder wenn die Anzahl der Antennen am Empfänger und am Sender nicht übereinstimmt. In beiden Fällen hat ein Ende des Übermittlungsabschnitts oder haben beide Enden des Übermittlungsabschnitts zusätzliche räumliche Freiheitsgrade, die verwendet werden, um Störungen abzuschwächen.
Die Stärke der Störung, die eine Antennenanordnung erreicht, kann durch die Störeinfluss-Kovarianzmatrix quantitativ bestimmt werden: R1(n) = E{I(n)I(n)H},wobei I(n) der Vektor der Länge MR ist, der die Störung und das Rauschen umfasst, die im SOP-Bin n empfangen werden. Diese Matrix definiert einen unerwünschte Störungen und Rauschen umfassenden Unterraum im M_R-Raum des Bins n. Die Stör- und Rauschenergie, die ein bestimmtes empfangenes Unterkanal-Symbol des Bins n und der räumlichen Richtung m beeinträchtigt, ist gleich: uH(n,m)RI(n)u(n,m),wobei u(n,m) der zusammenfassende Gewichtungsvektor für die empfangene Signalleistung RSP(n,m) ist. Ein vorteilhaftes Störungsunterdrückungsverfahren ist dann das "Weißen" der Störeinflüsse über die räumlichen Richtungen, so dass die Störung möglichst gering gehalten und gleichmäßig über alle benutzten räumlichen Richtungen verteilt wird. Deshalb wird jeder der RSP-Gewichtungsvektoren durch die Matrix R_I ^–1/2(n) modifiziert: u'(n,m) = u(n,m)RI –1/2(n).
Alternativ sind die RSP-Gewichtungsvektoren die Vektoren der singulären Matrix U'(n), die aus der Singulärwertzerlegung für den modifizierten räumlichen Kanal resultieren: RI –1/2(n)H(n) = U'(n)Σ'(n)V'(n)H
Es wird angemerkt, dass eine sehr nützliche Vereinfachung des oben angeführten Störungsunterdrückungsverfahrens die Mittelung der Störeinfluss-Kovarianzmatrix über alle N Bins und gegebenenfalls eine Gruppe von Bursts ist, um eine gemittelte räumliche Störeinfluss-Kovarianzmatrix R_I zu erlangen, die unabhängig vom Bin n ist. In diesem Fall wird jeder zusammenfassende RSP-Vektor gleichermaßen durch die Störung modifiziert. Diese Methode kann den Umfang der Berechnungen, die erforderlich sind, um R_I und R_I ^–1/2 zu bestimmen, wesentlich verringern. Es ist zu beachten, dass es oftmals vorteilhaft ist, einen normierten Matrix-Kennungsterm zu Schätzungen der Störeinfluss-Kovarianzmatrix hinzuzufügen, um die Empfindlichkeit dieser Methoden zur Störungsminderung gegenüber Fehlern bei der Kovarianzschätzung zu verringern.
Ähnliche Verfahren zur Störungsminderung können vorteilhaft im Sender benutzt werden, um die Fremdeinstrahlung zu nicht gewünschten Empfängern zu reduzieren. In dem Zeitmultiplex-Kanal ermöglicht die Reziprozität des Funkübertragungsweges, den Unterraum unerwünschter Empfangsstörungen in jedem SOP-Bin genau dafür zu verwenden, den Senderunterraum zu beschreiben. Das heißt, die Stärke der Fremdeinstrahlung zu nicht gewünschten Empfängern ist: νH(n,m)RI(n)ν(n,m), (60)wobei ν(n,m) der Sendegewichtungsvektor für die TSW(n,M) ist. Eine optimale Methode zur Störungsminderung ist dann das Minimieren und "Weißen" der gesendeten Störung über die räumlichen Richtungen. Auf gleiche Weise wie im Fall des Empfängers werden die TSW-Vektoren durch die Matrix R_I ^–1/2(n) modifiziert. Alternativ sind die TSP-Gewichtungsvektoren die Vektoren der singulären Eingangsmatrix V'(n), die aus der Singulärwertzerlegung für den modifizierten Raumkanal resultiert: H(n)RI –1/2(n) = U'(n)Σ'(n)V'(n)H. (61)
Es tritt wiederum eine wesentliche Vereinfachung ein, wenn die Störeinfluss-Kovarianzmatrix durch Mittelung über die Frequenz- oder SOP-Bins bestimmt wird. Es ist besonders vorteilhaft, über SOP-Bins in einem Frequenzduplexsystem (FDD: Frequency Division Duplex) zu mitteln, wo eine signifikante Mittelwertbildung der Empfangskovarianzmatrix selbst dann zu einer guten Schätzung der Sendekovarianz führt, wenn keine direkte Kanalreziprozität gegeben ist.
Eine Störungsunterdrückung am Empfänger und eine Störungsminderung am Sender erfolgen beide einfach durch Kombinieren der zwei oben skizzierten Verfahren. In diesem Fall sind die RSP-Vektoren und die TSP-Vektoren in den Eingangs- und Ausgangsmatrizen der Singulärwertzerlegung von RI –1/2(n)H(n)RI,T –1/2(n)enthalten.
Wie an früherer Stelle skizziert worden ist, kann es vorteilhaft sein, die gleichen TSWs und RSWs für alle Bins zu verwenden. Diese Methode kann mit der Störungsminderung durch Bestimmen der Sende- und Empfangsgewichtungsvektoren, die die durchschnittliche Leistung, die an den in Betracht kommenden Empfänger geliefert wird, maximieren, während gleichzeitig die Leistung, die an die übrigen, unerwünschten Empfänger geliefert wird, minimiert wird, kombiniert werden. Es gibt verschiedene Optimierungsprobleme, die gestellt werden können, um diese TSP- oder RSP-Richtungen zu bestimmen, wobei jedes die Kovarianzmatrix des angestrebten Empfängers und die Matrix der unerwünschten Kovarianz beteiligt. Beispielsweise ist ein TSP-Problem:
Das heißt es wird für alle SOP-Bins eine TSP-Richtung gewählt, die den maximalen Betrag an Leistung an den gewünschten Empfänger überträgt, während gleichzeitig ein Grenzwert für die Sendeleistung P_T und ein Grenzwert für die gesendete Störung eingehalten werden. Für dieses besondere Problem ist die TSP-Richtung gleich dem maximalen generalisierten Eigenvektor des Matrixpaares {R_d, (R_I/P_I + I/P_T}. Ein Beispiel für eine wirksam Störungen unterdrückende RSP für alle SOP-Bins ist eine Gewichtung, die das durchschnittliche Signal-Interferenz/Rausch-Verhältnis (SINR: Signal-to-Interference-plus-Noise Ratio) beim Empfang maximiert. Die RSP, die das Signal-Interferenz/Rausch-Verhältnis maximiert, ist der maximale Eigenvektor der Matrix R_I ^–1/2R_dR_I ^–1/2.
Eine weitere Vereinfachung des oben angegebenen Algorithmus wird erzielt, wenn die Störung und/oder die gewünschte Kovarianz als diagonal oder nahezu diagonal modelliert wird. Wenn sowohl R_d und R_I diagonal sind, vermindert die Lösung des oben angeführten Optimierungsproblems das größtmögliche Signal-Interferenz/Rausch-Verhältnis für den Koppler u und den Sender v. Außerdem ist es mitunter günstiger, nur die übrigen Teilmengen der Elemente entweder der gewünschten oder der Störeinfluss-Kovarianzmatrix zu betrachten.
Ein Fachmann wird außerdem erkennen, dass alle räumlichen Verarbeitungen des Senders (TSPs) und des Empfängers (RSPs) verwendet werden können, wenn es nur ein SOP-Bin, etwa eine gemeinsame Frequenz, gibt.
Raum-Frequenz-Codierung
Viele der vorteilhaften Raum-Frequenz-Codierungsverfahren, die im Rahmen der Erfindung genutzt werden, könnten grob in zwei beispielhafte Kategorien unterteilt werden. Die erste Kategorie umfasst Verfahren, in denen der Raummatrixkanal in jedem SOP-Bin eine Raum-Frequenz-Verarbeitung im Sender und/oder im Empfänger erfährt, die zu einer im Wesentlichen unabhängigen Menge von einem oder mehreren parallelen Datenübertragungs-Unterkanälen innerhalb jedes SOP-Bins führt. Die Aufgabe der Codier- und Decodiereinrichtung besteht in diesem Fall darin, die übertragenen Informationen den mehreren unabhängigen Raum-Frequenz-Unterkanälen auf geeignete Art zuzuweisen, wobei ein Verschachteln und/oder ein Leistungs- und Bitladen angewendet werden. Die zweite Kategorie der Raum-Frequenz-Codierung umfasst das Senden und Empfangen einer oder mehrerer Symbolsequenzen in jedem SOP-Bin unter Verwendung einer oder mehrerer Sender- und Empfänger-Gewichtungsvektoren-Kombinationen, die nicht notwendig dafür ausgelegt sind, unabhängige räumliche Unterkanäle innerhalb jedes SOP-Bins zu schaffen. Dies führt zu einem signifikanten Übersprechen zwischen den Symbolströmen, die am Empfängerausgang vorhanden sind. Eine Decodiereinrichtung nutzt dann die Kenntnisse über den äquivalenten Matrixkanal in jedem SOP-Bin und die Kenntnisse über die Menge der möglichen Codierungssequenzen, um die Codiereinrichtungs-Symbolsequenz zu schätzen, welche zu einer an Übersprechen reichen Ausgangs-SOP-Bin-Vektorsequenz geführt hat. Das Merkmal, das die erste Methode am stärksten von der zweiten Methode unterscheidet, ist das Vorhandensein oder Fehlen einer räumlichen Verarbeitung, die zu im Wesentlichen orthogonalen räumlichen Unterkanälen innerhalb jedes SOP-Bins führt. Beide Methoden haben die vorteilhafte Eigenschaft, die Datenrate, die in MIMO-Kanälen mit Mehrwegeausbreitung erzielt werden kann, zu vervielfachen.
Codierung für im Wesentlichen orthogonale Raum-Frequenz-Unterkanäle
Bei Anwendungen, in denen räumliche Kanäle so verarbeitet werden, dass mehrere, im Wesentlichen unabhängige räumliche Unterkanäle in jedem SOP-Bin erzielt werden, umfasst eine vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung ein Codieren der Eingangsdatensequenz in einen digitalen Symbolstrom, der dann auf verschiedenen vorteilhaften Wegen durch die zur Verfügung stehenden parallelen Raum-Frequenz-Unterkanäle geleitet wird. 22 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform. Diese Ausführungsform umfasst das Verteilen der Symbolausgaben einer einzigen Decodiereinrichtung über alle verfügbaren Raum-Fre quenz-Unterkanäle. Es sind verschiedene Codierungsschemata bekannt, die auf effektive Weise mit der Raum-Frequenz-Verarbeitung kombiniert werden können, um das Senden von Informationen über die Raum- und Frequenzdimensionen eines Übertragungskanals zu verteilen. Diese Diskussion setzt eine Schätzung des MIMO-Kanals durch Senden einer Reihe von Trainingssymbolsequenzen von jedem Antennenelement voraus, wie hier erörtert wird. Ferner geht die Diskussion davon aus, dass der Empfänger und der Sender entweder die Informationen, die erforderlich sind, um den Kanal in parallele Unterkanäle zu zerlegen, gemeinsam haben oder die hier erörterten Zeitduplexverfahren (TDD) angewendet werden, um die Zerlegung zu erreichen.
Wie aus der 22 ersichtlich ist, auf die sich nun wieder bezogen wird, nutzt die bevorzugte Ausführungsform ein drei Schichten umfassendes Codierungssystem. Die erste Schicht der Codierung enthält die Kombination aus den Sender-TSWs 210A bis 210B, den Sender-SOP-Verarbeitungsblöcken 190, den Empfänger-SOP-Verarbeitungsblöcken 200 und den Empfänger-RSWs 220A bis 220B. Diese erste Schicht der Codierung führt die räumliche Verarbeitung aus. Die zweite Schicht der Codierung umfasst eine Trellis-Codier- und Verschachtelungseinrichtung 420 im Sender in Kombination mit einer Entschachteltungs- und ML-Detektoreinrichtung 430 im Empfänger. Die dritte Schicht der Codierung umfasst eine Reed-Solomon (RS)-Codiereinrichtung 410 im Sender in Kombination mit einer RS-Decodiereinrichtung 440 im Empfänger. Die Bitebenen-RS-Codierung erfolgt vor der Trellis-Codierung, und der Reed-Solomon-Codewort-Detektor wirkt auf die Bitsequenz vom ML-Detektor ein. Die vierte Schicht der Codierung umfasst einen ARQ-Code, der Reed-Solomon-Codewort-Fehler im Empfänger in der Empfänger-ARQ-Puffersteuerung 450 erkennt und eine wiederholte Sendung des Codewortes von der Sender-ARQ-Puffersteuerung 400 anfordert. Das Anfordern der wiederholten Sendung erfolgt über einen Übertragungssteuerungsrückkanal 460. Der Steuerungsrückkanal ist ein wohl bekanntes Funksystemkonzept, das hier nicht erörtert wird: Diese Kombination aus Codierungsverfahren und Raum-Frequenz-Verarbeitung ist vorzuziehen, da sie für eine große Vielfalt an Raum-Zeit-Kombinationen sorgt und im Stande ist, sehr niedrige Bitfehlerraten zu erzielen. Die genaue Funktionsweise sowohl der RS-Codierung und -Decodierung als auch des ARQ-Systems sind einem Fachmann wohl bekannt. Einem Fachmann, der dieser Diskussion folgt, wird klar werden, dass weitere Kombinationen aus einem oder mehreren dieser vier Codierungselemente mit vorteilhaften Ergebnissen in verschiedenen Anwendungen gebraucht werden können.
Der Schritt der Trellis-Codierung könnte durch einen CBM-QAM- oder einen TURBO-Code ersetzt werden. Genauso könnte der Reed-Solomon-Code durch einen Blockcode oder durch einen Fehlerprüfcode wie etwa einen Code zur zyklischen Redundanzprüfung (CRC: Cyclic Redundancy Check) ersetzt werden. Die Senderseite würde dann die erforderliche Codiereinrichtung und die Empfängerseite die erforderliche Decodiereinrichtung umfassen.
Es gibt wenigstens zwei grundlegende Verfahren, um die Trellis-Codierung zur Verteilung von Informationen über im Wesentlichen unabhängige Raum-Frequenz-Unterkanäle zu verwenden. Ein Verfahren ist eine adaptive Codierung, die die Bit- und Leistungszuweisung für jeden Unterkanal entsprechend seiner Qualität verändert. Das zweite Verfahren umfasst das Konstanthalten der Leistungs- und Bitzuweisung zu allen Raum-Frequenz-Unterkanälen. Diese beiden Verfahren sind weiter unten diskutiert.
Raum-Frequenz-Trellis-Codierung mit orthogonalen räumlichen Unterkanälen und adaptivem Leistungs- und Bitladen
22 zeigt im einzelnen die Codierung und Verschachtelung für den Sender- und den Empfängerabschnitt der vorliegenden Erfindung. Das Codier- und Verschachtelungssystem 10 codiert die Daten in eine Menge komplexer Symbole. Jedes der komplexen Symbole wird dann einer bestimmten räumlichen Gewichtung des Senders (TSW) zugeordnet (210A bis 210B). Die Eingangsgröße in jede TSW bildet einen Vektor von Frequenzbereichssymbolen, die in das gleiche Bin einer oder mehrerer Sende-SOP-Verarbeitungen eingebracht werden. Jede räumliche Gewichtung des Senders überführt den Matrixkanal innerhalb jedes SOP-Bins, gegebenenfalls im Zusammenwirken mit einer räumlichen Gewichtung des Empfängers, unter Anwendung eines der hier diskutierten Verfahren in eine Menge von im Wesentlichen orthogonalen Raum-Frequenz-Unterkanälen.
23 zeigt ein genaueres Schema der Codier- und Verschachtelungseinrichtung. Eine Informationen zuweisende Einheit 360 ordnet die Bits und die Senderleistung zu, die jedem Raum-Frequenz-Unterkanal zugewiesen werden. Ein Verfahren, um diese Zuordnung auszuführen, ist die sogenannte Distanzanalyse. Bei diesem Verfahren ist ein bestimmter COSET-Code mit einer zugeordneten Gitterstruktur dadurch gekennzeichnet, dass zunächst das Signal-Rausch-Verhältnis bestimmt wird, das erforderlich ist, um eine theoretischen Kapazität zu erzielen, die der angestrebten Übertragungsleistung gleich ist. Die Code-Distanz ist dann das Vielfache des Signal-Rausch-Verhältnisses, das erforderlich ist, um die vorgesehene Fehlerwahrscheinlichkeit bei der gewünschten Datenrate zu erzielen. In einem Parallelkanal-Kommunikationssystem kann diese Distanz verwendet werden, um die Leistungs- und Bit-Verteilungen zu bestimmen, welche die Datenrate maximieren, die einer Fehlerwahrscheinlichkeitsbedingung unterworfen ist. Mit einer Codierungsdistanz von α wird die die Rate maximierende "Watet Filling"-Lösung für die Raum-Frequenz-Unterkanäle:
wobei σ 2 / n die Rauschleistung, m der räumliche Index und n der DFT-Frequenzindex ist. Die Bitzuweisung pro Unterkanal ist dann durch:
gegeben. Nachdem die Leistungs- und Bitladezuweisungen in der Informationen zuweisenden Einheit ausgeführt worden sind, werden die Bits mit einer Trellis-Codiereinrichtung 370 codiert. Es ist nicht möglich, mit COSET-Codes eine unendliche Bitauflösung (Granularität) zu erzielen. Deshalb sollte die Distanzanalyse modifiziert werden. Es gibt verschiedene Bitladealgorithmen, die dieses Problem lösen. Ein Verfahren umfasst das Abrunden der "Watet Filling"-Lösung auf die nächste verfügbare Quantisierung. Die Granularität von möglichen Bitzuweisungen ist durch die Anzahl der Dimensionen der COSET-Code-Gitterstruktur bestimmt. Bei den hier beschriebenen MIMO-Kanal-Kommunikationsstrukturen sind die orthogonalen Konstellationsdimensionen die komplexe Ebene, der Raum und die Frequenz.
26 veranschaulicht ein Beispiel für ein zweckmäßiges Verfahren für ein Bitladen mit einer Trellis-Codiereinrichtung, die eine eindimensionale QAM-Symbol-Konstallation verwendet. Das Bitladen wird für ein gegebenes Trellis-Codiereinrichtungs-Ausgangssymbol durch Zuweisen einer Anzahl von festen Nullen zu einem oder zu mehreren der Eingangsbits in die Codiereinrichtung eingestellt. 26 zeigt die Funktionweise der Trellis-Codiereinrichtung sowie das Trellis-Zustandsdiagramm der Decodiereinrichtung für vier aufeinanderfolgende Symbolübertragungen. Dem ersten Raum-Frequenz-Unterkanal sind vier Bits zugewiesen. Da einem ersten Unterkanal-Trellis-Codiereinrichtungseingang 350 vier Bits zugewiesen sind, kann das Symbol 1 einen von 32 Werten annehmen. Zwei Bits werden der Faltungs-Codiereinrichtung zugeführt und zwei Bits werden der COSET-Auswahl zugeführt. Der ML-Detektor im Empfänger verwendet das Trellis-Zustandsdiagramm und die Kanalzustandsinformationen, um die Maximum-Likelihood-Rekursion aufzulösen. Dies erfolgt auf effiziente Weise mit dem Viterbi-Algorithmus. Das Trellis-Code-Zustandsdiagramm definiert eine Menge von Symbolsequenzmöglichkeiten {Z}. Der Raum-Frequenz-Unterkanal für das SOP-Bin n im Burst k ist mit H(n,k) bezeichnet. Die Maximum-Likelihood-Gleichung ist dann durch
gegeben, wobei z(n) das hypothetische Symbol für das SOP-Bin n ist. Das Zustandsdiagramm des Ausgangs der Decodiereinrichtung umfasst für den ersten Raum-Frequenz-Unterkanal 340 vier mögliche parallele Übergänge für jeden Trelliszweig, wobei alle der Trelliszweige möglich sind. Dem zweiten Raum-Frequenz-Unterkanal der Sequenz sind drei Bits zugeordnet, folglich weist ein zweiter Trellis-Codiereinrichtungseingang 352 ein Bit auf, das in die COSET-Auswahl eingebracht wird, während noch zwei Bits in die Faltungscodiereinrichtung eingebracht werden. Ein Decodiereinrichtungs-Zustandsdiagramm 342 für den zweiten Raum-Frequenz-Unterkanal hat nur zwei parallele Übergänge für jeden Trelliszweig, behält jedoch alle Trelliszweigmöglichkeiten bei. Die Reihe fortsetzend sind in einem dritten Raum-Frequenz-Unterkanal nur zwei Bits dem Codiereinrichtungseingang 354 zugeordnet, so dass es keine parallelen Übergänge gibt, die in einem Trellisdecodiereinrichtungs-Zustandsdiagramm 344 Berücksichtigung finden. In einem vierten Raum-Frequenz-Unterkanal ist nur ein Bit einem Codiereinrichtungseingang 356 zugewiesen, so dass es keine parallelen Übergänge gibt und einige der Trellliszustandszweige (346) nicht länger von der Decodiereinrichtung berücksichtigt werden. Es versteht sich, dass 26 als ein graphisches Hilfsmittel zur Verfügung gestellt worden ist, wobei nicht beabsichtigt ist, eine tatsächliche Ausführung darzustellen.
Die Konstruktionsmetrik der maximalen euklidischen Distanz der Fehlersequenz stellt eine zu bevorzugende Wahl für eine Trelllis-Codiereinrichtung dar, die mit dem parallelen Raum-Frequenz-Kanal mit dieser bit- und der leistungsladenden Ausführungsform der Erfindung verwendet wird. Weitere Codefehlersequenz-Konstruktionsmetriken, die unter verschiedenen Anwendungsbedingungen vorteilhaft sind, umfassen die Produktdistanz und die periodische Produktdistanz.
Wie wiederum aus der 23 ersichtlich ist, wird die Ausgangsgröße der Codiereinrichtung unter Verwendung des Verschachtelungsblock 260 über die verschiedenen Raum-Frequenz-Unterkanäle verschachtelt. Typisch verteilt das Verschachtelungsverfahren die Symbole so, dass Symbole, die am Codiereinrichtungsausgang nahe beieinander sind, sowohl hinsichtlich der Zuordnung des SOP-Bins als auch hinsichtlich der Zuordnung des räumlichen Unterkanals wohl getrennt werden. Dadurch werden die Auswirkungen von Kanalschätzungsfehlern und örtlich begrenzten Störungen im Frequenzbereich oder im Raumbereich verteilt, so dass der Decodierungsfehler verringert wird. Es versteht sich, dass die Bit- und Leistungszuweisungen durch den Informationen zuweisenden Block 360 bei Kenntnis der Kanalstärke nach der Verschachtelung erfolgt. Es versteht sich, dass der Codierungs- und Decodierungsvorgang innerhalb eines Bursts beginnen und enden kann oder aber über mehrere Bursts erfolgen könnte.
Ein Fachmann wird erkennen, dass eine Vielzahl weniger hoch entwickelter adaptiver Leistungs- und Bitladealgorithmen vorteilhaft auf eine im Wesentlichen unabhängige Menge von Raum-Frequenz-Unterkanälen angewendet werden kann. Ein Beispiel ist ein Algorithmus, bei dem ein Raum-Frequenz-Unterkanal entweder mit der maximalen Leistung oder mit keiner Leistung geladen wird und die Bitverteilung in nur zwei Schritten angepasst werden könnte.
Eine zweite alternative Ausführungsform, die in 19 gezeigt ist, enthält eine Codiereinrichtung für jedes SOP-Bin, wobei die Ausgangssymbole jeder Codiereinrichtung verschiedenen räumlichen Unterkanälen zugewiesen sind. Eine dritte Ausführungsform, die in 20 gezeigt ist, umfasst eine Codiereinrichtung für jeden räumlichen Unterkartal, wobei die Ausgangssymbole jeder Codiereinrichtung über die SOP-Bins für diesen Unterkanal verteilt werden. In einer vierten Ausführungsform, die in 21 gezeigt ist, umfasst jeder verfügbare Raum-Frequenz-Unterkanal eine eigene Codiereinrichtung.
Einem Fachmann wird klar sein, dass die hier dargestellten Werkzeuge zur Kanalschätzung sehr zweckmäßig sind, um die Genauigkeit der Kanalschätzungen zu verbessern, die für den Bitlade- und Decodiervorgang verwendet werden.
Ein Fachmann wird erkennen, dass viele der übrigen Codierungsverfahren für bitladende Kommunikationssysteme mit parallelen Unterkanälen, die hier nicht erwähnt worden sind, ebenfalls auf die vorliegende Erfindung angewendet werden können.
Raum-Frequenz-Trellis-Codierung mit orthogonalen räumlichen Unterkanälen und flacher Leistungs- und Bitverteilung
In einigen Fällen ist es schwierig, ein angepasstes Laden der Leistungs- und Bitzuweisungen für jeden verfügbaren Raum-Frequenz-Unterkanal auszuführen. Beispielsweise könnten der Sender und der Empfänger nicht in der Lage sein, das Laden schnell genug anzupassen, um es mit Zeitbereichsveränderungen in dem Kanal in Einklang zu bringen. In einem weiteren Beispiel erfordert die notwendige Rückmeldung vom Empfänger zum Sender einen wesentlichen Anteil der verfügbaren Rückkanalbitrate. Ein adaptives Bitladen könnte für bestimmte Anwendungen auch zu kompliziert sein. Folglich ist es oftmals vorteilhaft, einen Symbolstrom so zu codieren und zu decodieren, dass die Leistungs- und Bitzuweisung für alle Raum-Frequenz-Unterkanäle unveränderlich ist. Dies erfolgt einfach durch Verwenden der in den 22–23 gezeigten Ausführungsformen und Zuordnen einer konstanten Leistungs- und Bitzuweisung zu allen Raum-Frequenz-Unterkanälen im Informationen zuweisenden Block 360.
Raum-Frequenz-Codierung ohne orthogonale räumliche Unterkanäle
Bei Anwendungen, bei denen keine Verarbeitung der räumlichen Kanäle erfolgt, um im Wesentlichen räumliche Unterkanäle innerhalb jedes SOP-Bins zu erhalten, umfasst eine vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung die Nutzung einer Vekor-Maximum-Likelihood-Decodiereinrichtung im Empfänger, um eine Symbolsequenz, die mehrere Symbole pro SOP-Bin umfasst, zu decodieren. Der Vektor-Maximum-Likelihood-Detektor ist in der Lage, den übertragenen Symbolvektor in jedem SOP-Bin auch bei Vorliegen räumlicher Unterkanäle, die eine signifikante Kreuzkopplung zwischen den Kanälen aufweisen, zu bestimmen. Der Vektor-Maximum-Likelihood-Detektor verwendet eine Schätzung des Matrixkanals von jedem SOP-Bin, um eine Sequenz von Symbolgruppen mit jeweils einer Gruppe für jedes SOP-Bin zu decodieren. Die Gruppierungen werden hier als mehrdimensionaler Symbolvektor oder einfach als Symbolvektor bezeichnet. Der ML-Detektor verwendet eine Schätzung des Matrixkanals, der in jedem SOP-Bin vorhanden ist, um die wahrscheinlichste Sequenz der übertragenen Codierein richtungsvektorsymbole aufzufinden.
24 zeigt ein Sendersystem, bei dem mehrere Raum/Frequenz-Unterkanäle ohne räumliche Orthogonalisierung verwendet werden. 25 zeigt ein Empfängersystem für diese Anwendung.
Die Bitsequenz b(k) wird in einem Bits in Symbole codierenden Block 250 in eine Sequenz von mehrdimensionalen Symbolvektoren codiert. Jede Ausgabe der Codiereinrichtung ist ein komplexer M₀ × 1-Symbolvektor, wobei M₀ die Anzahl der räumlichen Richtungen ist, die zum Senden verwendet werden. Es ist zu beachten, dass M₀ bevorzugt kleiner oder gleich M_T gewählt ist. Eine günstige Konstruktion der Codiereinrichtung ist ein mehrdimensionaler Trelliscodierer. Eine Metrik, die für die Auslegung der Trelliscodiererkonstellation und des Faltungscodiererpolynoms vorteilhaft ist, wird weiter unten geliefert. Innerhalb des an früherer Stelle diskutierten Symbol-Verschächtelungsblocks 260 wird die Vektorsymbolsequenz demultiplexiert und mit einem Symbolsequenz-Demultiplexer 300 und einem Symbol-Leitweglenkungsblock 310 des Senders verschachtelt. Der Symbol-Leitweglenkungsblock 310 des Senders verschachtelt die Vektorsymbolsequenz so, dass die Elemente eines gegebenen Vektorsymbols zusammengefasst und in einem SOP-Bin übertragen werden. Folglich werden vor dem Senden verschiedene Vektoren durch mehrere SOP-Bins voneinander getrennt, wobei jedoch alle Elemente innerhalb des Vektorsymbols dasselbe SOP-Bin haben. Die Verschachtelungseinrichtung hat zum Zweck, die Vektorsymbolsequenz so zu verteilen, dass der Schwund (Fading), der in den Matrixkanälen in den SOP-Bins vorliegt, am Ausgang der Verschachtelungseinrichtung des Empfängers zufällig verteilt ist. Die Decodiereinrichtung kann die Informationen, die den Symbolen zugeordnet sind, die über SOP-Bins übertragen worden sind, die einen starken Schwund erfahren haben, wiedergewinnen, vorausgesetzt, die benachbarten Symbole erfahren nicht den gleichen Schwund. Da oftmals eine starke Korrelation des Schwunds vorliegt, den benachbarte SOP-Bins erfahren, sorgt die Verschachtelungseinrichtung für eine stärker zufällige Verteilung des Schwunds und verbessert das Fehlerverhalten der Decodiereinrichtung. Nach dem Verschachteln wird jedes Element eines Vektorsymbols einer Antenne für das SOP-Bin zugewiesen, das diesem Vektorsymbol zugeordnet ist. Die SOP-Verarbeitungsblöcke 190 des Senders führen den Senderabschnitt der SOP aus.
Oftmals ist es vorteilhaft, nach der Sender-SOP eine räumliche Verarbeitung mit der TSP 230 auszuführen. Es ist selbstverständlich, dass die Matrix, die die Operation der TSP 230 darstellt, d. h. die Sender-Gewichtungsmatrix, auch eine Einheitsmatrix sein könnte, so dass keine Gewichtung ausgeführt wird. Es kann vorteilhaft sein, eine Anzahl von räumlichen Richtungen zu wählen, die kleiner als die Anzahl der Senderantennen ist. In diesem Fall erhöht die Sender-Gewichtungsmatrix die Anzahl der Dimensionen der Zeitbereichsvektorsequenz von der SOP-Bank. Um ein Beispiel zu geben, wann es vorteilhaft ist, eine Untermenge der zur Verfügung stehenden räumlichen Richtungen des Senders zu wählen: Es ist bekannt, dass dann, wenn der Empfänger weniger Antennen als der Sender hat, die Datenkapazität der Matrixkanäle innerhalb jedes SOP-Bins nur eine Anzahl von parallelen Datenunterkanälen unterstützen wird, die nicht größer als die Anzahl der Empfangsantennen ist. Dies hat zur Folge, dass die Anzahl der Symbole in jedem gesendeten Symbolvektor und folglich die Anzahl der gesendeten räumlichen Richtungen nicht größer als die Anzahl der Empfängerantennen sein sollte. Um ein weiteres Beispiel zu geben: In einem Kanal mit Rayleigh-Schwund sind die kleinsten singulären Werte eines M_R × M_T-Matrixkanals im Mittel viel kleiner als der größte singuläre Wert. Dies hat zur Folge, dass die durchschnittliche Datenkapazität, die der kleinste singuläre Wert umfasst, die zusätzliche Komplexität der Signalverarbeitung, die erforderlich ist, um über diese Dimension zu übertragen, nicht rechtfertigen würde. In diesen beiden Fällen ist es ratsam, eine vorteilhafte Untermenge der verfügbaren räumlichen Richtungen zum Senden zu wählen.
Der Sender könnte keine Kenntnis von den einzelnen Kanalmatrizen innerhalb jedes SOP-Bins haben, jedoch die Kovarianzstatistik der Kanalmatrizen, gemittelt über die Frequenz und/oder die Zeit, kennen. In solchen Fällen kann die Gewichtungsmatrix des Senders so optimiert werden, dass eine oder mehrere räumliche Richtungen gewählt werden, welche die durchschnittliche empfangene Leistung für die gewählte Anzahl von räumlichen Richtungen maximieren. Die Prozedur für die Optimierung der Gewichtungsmatrix des Senders für dieses Kriterium ist durch die Gleichungen 50 bis 52 und die zugehörige Diskussion definiert. Dies ist ein bevorzugtes Verfahren, um eine vorteilhafte Menge von räumlichen Richtungen für die Gewichtungsmatrix des Senders auszuwählen. Ein weiteres vorteilhaftes Kriterium für die Auswahl der räumlichen Richtungen des Senders ist das Maximieren der durchschnittlichen empfangenen Leistung unter Bedingungen in Bezug auf die durchschnittliche Störleistung, die zu nicht gewünschten Empfängern ausgestrahlt wird. Die Prozedur für die Optimierung der Gewichtungs matrix des Senders für dieses Kriterium ist durch die Gleichungen 60 und 61 und die zugehörige Diskussion definiert.
Nachdem das Zeitbereichssignal räumlich verarbeitet worden ist, wird das Signal unter Verwendung des Modulations- und HF-Systems 40 auf die HF-Trägerfrequenz aufwärtsgemischt, bevor es von den Sendeantennen 51 ausgestrahlt wird. Wie nun aus 25 ersichtlich ist, wird im Empfänger das Signal von den Empfangsantennen 111 und dem Demodulations- und HF-Systemblöcken 120 abwärtsgemischt und digitalisiert. Die räumliche Empfangsverarbeitung (RSP) 240 könnte dann eingesetzt werden, um das Zeitbereichssignal zu verarbeiten. Die Funktion der räumlichen Empfangsverarbeitung 240 könnte durch eine Gewichtungsmatrix des Empfängers beschrieben werden, die eine Einheitsmatrix sein könnte. Eine Ausführungsform umfasst die Optimierung der Gewichtungen der räumlichen Empfangsverarbeitung, um die Anzahl der empfangenen Signale, die gleich der Anzahl der Elemente in dem übertragenen Symbolvektor und außerdem gleich der Anzahl der übertragenen räumlichen Richtungen ist, von MR auf M₀ zu verringern. In diesem Fall kann die Gewichtungsmatrix des Empfängers so optimiert werden, dass die durchschnittliche Signalleistung in jeder empfangenen räumlichen Richtung erhöht wird. Die Optimierungsprozedur, um dies zu erreichen, ist durch die Gleichungen 50 bis 53 und den zugehörigen Text definiert.
Der Kanalidentifikationsblock 130 wird verwendet, um den Matrixkanal in jedem SOP-Bin zu schätzen. Verfahren für die Kanalschätzung sind weiter unten beschrieben. Die Kanalzustandsinformationen für jedes SOP-Bin werden in eine "Symbol-zu-Bit-Decodiereinrichtung" 280 eingebracht, welche die Symbolsequenz decodiert, nachdem sie die Symbol-Entschachtelungseinrichtung 270 durchlaufen hat.
Im Empfänger wird, nachdem die SOP-Bins entschachtelt worden sind, die Raum-Frequenz-Sequenz vom Demultiplexer 300 wiederum in einen seriellen Symbolstrom umgesetzt. Für eine gegebene Menge von räumlich-zeitlichen Vektorsymbol-Sequenzmöglichkeiten {Z} und eine Schätzung H ^(n,k) der Kanalmatrix in jedem SOP-Bin n des Bursts k ist der Maximum-Likelihood-Detektor durch die Gleichung (70) gegeben:

wobei z(n) der Vektor ist, der das Codesegment repräsentiert, das für das SOP-Bin n angenommen worden ist und R_I(n,K) die geschätzte Rausch-/Störeinfluss-Kovarianzmatrix für das SOP-Bin n und den Zeitpunkt k ist. Unter Verwendung eines Vektor-ML-Detektors kann diese Gleichung effizient gelöst werden. Die SOP-Bin-Kanalmatrix-Schätzungen sind so zu verstehen, dass sie die Wirkungen der Gewichtungsmatrizen des Senders und des Empfängers umfassen. Selbstverständlich kann der Schritt des vorausgehenden Weißens des Rauschens in der ML-Detektor-Kostenfunktion durch eine Bank von RSPs ersetzt werden, die das Weißen der Störung wie hier beschrieben ausführen.
In einem Kanal mit Rayleigh-Schwund ist eine wünschenswerte Metrik für die Entwicklung des Trellis-Codes durch das Produkt einer Summe gegeben, welche die Skalarprodukte der Vektorelemente der Trellis-Code-Fehlersequenz umfasst:
wobei q die Anzahl der SOP-Bins in der Fehlersequenz ist und e(n) der Vektorabstand zwischen dem wahren mehrdimensionalen Symbolcodesegment und dem fehlerhaften mehrdimensionalen Symbolcodesegment für das SOP-Bin n ist. Diese Metrik für die Codeentwicklung ist eine Verallgemeinerung der herkömmlichen Faltungs-Produktdistanzmetrik, die einen skalaren Fehlereintrag in der Produktgleichung enthält, während die neue Codeentwicklungsmetrik einen Vektor-Skalarprodukteintrag in der Produktgleichung enthält. Es sollte nun offensichtlich sein, dass die mehrdimensionale Codiereinrichtung entweder durch direktes Erzeugen eines Vektors, der aus einem mehrdimensionalen QAM-Symbol besteht, das von der Codiereinrichtung ausgegeben wird, oder durch Zusammenfassen komplexer QAM-Symbole von einer eindimensionalen Codiereinrichtungsausgabe in einem Vektor verwirklicht werden kann. Die Vektorsymbol-Codiereinrichtungsalternative wird in manchen Fällen bevorzugt, da diese Methode ein breiter angelegtes Metrik-Suchergebnis und folglich eine bessere Schwundcodierung liefert. Nach dem Entschachteln sucht die Decodiereinrichtung, die im Empfänger verwendet wird, über alle möglichen mehrdimensionalen Symbole innerhalb jedes SOP-Bins, um die Gleichung 70 zu maximieren. Es versteht sich, dass ein Fachmann nach dieser Diskussion erkennen wird, dass weitere wünschenswerte Metriken, wie etwa euklidische Abstandsmetriken, Metriken, die für "Rician Fading Channels" entwickelt worden sind, periodische Produktdistanzmetriken und andere, einfach zu konstruieren sind und die Raum-Frequenz-Codes dann mittels wohl bekannter erschöpfender Suchverfahren bestimmt werden können.
Sowohl im Fall der eindimensionalen Codiereinrichtung als auch im Fall der mehrdimensionalen Codiereinrichtung kann die Konstellationsauswahl der Codiereinrichtung und die Suche des Codepolynoms, um die Metrik zu maximieren, unter Verwendung einer Anzahl von wohl bekannten Prozeduren ausgeführt werden.
Es ist möglich, die Leistungsfähigkeit des oben beschriebenen Raum-Frequenz-Codierungssystems zu verbessern, indem eine Anzahl von Senderantennen oder eine Anzahl von Empfängerantennen verwendet wird, die größer als die Anzahl der in jedem SOP-Bin übertragenen Symbole ist. Wenn die Anzahl der Empfängerantennen größer als die Anzahl der Symbole in jedem SOP-Bin ist, dann ist es vorteilhaft, einfach die oben beschriebene Methode anzuwenden. Wenn die Anzahl der Senderantennen größer als die Anzahl der Symbole ist, die in jedem SOP-Bin übertragen werden, dann sind die Verfahren, die der Gleichung 70 zu Grunde liegen, vorteilhaft.
Kanalidentifikation
Es wird nun die Funktionsweise des Kanalidentifikationsblocks und des Trainingssymbol-Einbringungsblocks 20 beschrieben. Der Transceiver sollte den MIMO-Kanal bestimmen, um die räumlichen Gewichtungen des Senders und des Empfängers zu bilden. Für eine kohärente räumliche Verarbeitung und Detektion sollte der Empfänger eine Schätzung des Kanals erlangen. Es soll die Menge der Matrixkanäle identifiziert werden, die sich nach der Verarbeitung der Sender- und Empfängerabschnitte einer SOP ergeben. Die Schreibweise für diesen Kanal ist H(N)∀n, wobei n der SOP-Bin-Index ist. Die hier berücksichtigten Identifikationsverfahren können auf verschiedene bevorzugte SOP-Paare, einschließlich der IFFT-FFT mit zyklischem Präfix, auf die Mehrbandfilterbank oder auf irgendwelche anderen einer Anzahl wohl bekannter SOPs angewendet werden. Die folgende beispielhafte Kanalidentifikationsmethode nutzt den frequenzkorrelierten Schwund über den Kanal und gegebenenfalls den zeitkorrelierten Schwund in dem Kanal aus. Die Korrelation im Frequenzbereich nimmt durch die beschränkte Verteilung der Übertragungsdauer des Kanals mit Mehrwegeausbreitung zu. Die zeitliche Korrelation ist auf die Tatsache zurückzuführen, dass der Kanal, während er zeitlich veränderlich ist, durch bandbegrenzte Dopplerfrequenzen getrieben wird, die von Objekten erzeugt werden, die den Sender und/oder Empfänger umfassen können, die sich in der räumlichen Umgebung bewegen.
Die drahtlose Verbindung ist bidirektional; deshalb sollte jedes Ende der Verbindung nicht nur einen Empfangskanal, sondern auch einen Sendekanal schätzen. Beispielsweise sollte eine Basisstation sowohl einen Aufwärtsstrecken- als auch einen Abwärtsstreckenkanal schätzen. In Systemen, die ein Zeitduplexverfahren (TDD) gebrauchen, bringt die elektromagnetische Reziprozität mit sich, dass die Ausbreitungsumgebungen für das Senden und das Empfangen gleich sind, wodurch es möglich ist, den Sendekanal anhand des Empfangskanals zu schätzen. Jedoch sind die Antworten der Sende- und Empfangselektronik nicht notwendig reziprok, und weil die resultierende Kanalantwort die Elektroniken einschließt, sollte eine Kalibrierungsprozedur verwendet werden, um diese Unterschiede auszugleichen. Diese Kalibrierungsprozedur sorgt für eine Amplituden- und Phasenanpassung der Antwort zwischen mehreren Sender- und Empfänger-Frequenzumsetzern. Es sind verschiedene TDD-Kalibrierungsverfahren im Stand der Technik bekannt, die hier nicht diskutiert werden.
In Systemen, die ein Frequenzduplexverfahren (FDD) gebrauchen, ist das Ausbreitungsmedium nicht reziprok, jedoch sind die Pfadwinkel und die durchschnittlichen Intensitäten für das Senden und Empfangen gleich. Dies ermöglicht, von der Reziprozität des Unterraums Gebrauch zu machen, stellt aber strengere Anforderungen an die Kalibrierung. Die FDD-Kalibrierung sollte eine Unterraumreziprozität sichern, was erfordert, dass der Antwortvektor der Anordung unter einem bestimmten Winkel beim Empfang proportional zu dem entsprechenden Vektor beim Senden ist. Diese Forderung wird wiederum durch Kalibrieren der Amplituden- und Phasenunterschiede zwischen den mehreren Sende-und Empfangs-Frequenzumsetzerkanälen und sowohl durch Anpassen der Sende- und Empfangsantennenelementantwort als auch durch die Geometrie der Antennenanordnung erfüllt.
Eine alternative Methode zur Übertragung der Sendekanalschätzung in FDD-Systemen verwendet eine Rückkopplung. Der Sendekanal wird vermessen, indem Trainingssymbole an den Empfänger gesendet werden, der die Amplitude aufzeichnet, die durch die Trainingssymbole herbeigeführt wird. Bei Verwendung einer Sender-Empfänger-Rückkopplung über einen gesonderten Rückkopplungssteuerungskanal werden die Trainingsantworten an den Sender zurückgeschickt. Der Sender, der die Trainingserregungen, die er verwendet hat, und die ent sprechenden Antworten über die Rückkopplung kennt, kann den Vorwärtskanal schätzen.
Im Allgemeinen kann die Kanalidentifikation entweder mit oder ohne Traininig erfolgen. Ein angestrebter Kanalidentifikationsalgorithmus sollte robust sein und in einer breiten Vielfalt von Signalumsetzerausführungen betrieben werden können. Ein bevorzugtes MIMO-Kanalidentifikationsverfahren arbeitet mit einem eingebetteten Training, das von dem Trainingssymbol-Einbringungsblock 20 in jedem Burst in den Datenstrom eingefügt wird. In diesem Fall könnten sowohl die Datensymbole als auch die Trainingssymbole innerhalb eines einzigen Burst gesendet werden. Außerdem kann der Kanal in einem Burst oder durch Filtern der über mehrere Bursts aufgenommenen Trainingsdaten bestimmt werden. Das Vermögen, die Kanalschätzungen nach jedem empfangenen Burst zu aktualisieren, macht das Gesamtkommunikationssystem robust gegenüber zeitlichen Veränderungen in dem Kanal. Außerdem verringern häufige Kanalschätzungen die destruktiven Auswirkungen einer mangelhaften Wiederherstellung der Trägerfrequenz. Da eine mangelhafte Trägerwiederherstellung dem Kanal eine Phasenverschiebung verleiht, die mit der Zeit ständig zunimmt, bewahrt ein Verkürzen des Zeitraums zwischen den Kanalschätzereignissen die Kanalschätzinformationen vor einem "Veralten". Es ist jedoch zu beachten, dass als Alternative zur Anwendung eines Trainings jedes wohl bekannte Kanalblindschätzverfahren verwendet werden kann, um die Trainingssymbolausgaben zu bestimmen. Ein adaptives Blindtraining neigt jedoch stärker dazu, Burstfehler zu erzeugen.
Die zu identifizierenden Parameter sind die N räumlichen MIMO-Kanal-Matrizen. Folglich sind N·M_R·M_T komplexe Elemente zu bestimmen: Hi,j(n), ∀n ∈ [1,N], ∀i ∈ [1,MR],∀j ∈ [1,MT].
Durch Verwerten irgendeiner Korrelation, die zwischen den SOP-Bins vorhanden ist, könnte es möglich sein, den Aufwand, der erforderlich ist, um den Kanal zu identifizieren, zu reduzieren. Die Stärke der zwischen den SOP-Bins vorhandenen Korrelation ist durch die spezielle Implementierung der SOP bestimmt. Wenn die SOP-Implementierung das IFFT-FFT-Paar enthält und die Länge des FIR-Kanals (FIR: Finite Impulse Response) mit ν << N zeitbegrenzt ist, dann liegt eine verhältnismäßig starke Korrelation zwischen den SOP-Bins vor.
In bestimmten Ausführungsformen der Erfindung, so wie jenen mit zeitlich schnell veränderlichen Kanälen, sollte das angestrebte Verfahren den MIMO-Kanal auf einer Burst-zu-Burst-Basis identifizieren. Dies bedeutet, dass in jedem Burst Trainingsdaten enthalten sein sollten. Wenn der Datendurchsatz maximiert werden soll, dann sollte die Menge der Trainingsdaten in jedem Burst so gering wie möglich gehalten werden. Es ist daher zweckmäßig, die kleinstmögliche Menge von Trainingsdaten zu bestimmen, die pro Burst erforderlich sind, um eine vollständige Charakterisierung des Kanals durch den Empfänger zu ermöglichen. Es stellt sich heraus, dass die kleinstmögliche Anzahl von Trainingssymbolen, die erforderlich ist, um den MIMO-Kanal für die Schätzung bei einer OFDM-SOP anzuregen, gleich M_Tν ist. Um dieses Ergebnis zu verstehen, ist die Identifikation eines SISO-Kanals zu betrachten, bei der jeder der N Werte des Vektors H_i,j aufgefunden werden sollte. Diese Werte sind nicht unabhängig voneinander, da:
wobei X ein Vektor aller SOP-Bin-Ausgaben für eine Antenne i, Z ein Vektor der Bin-Eingaben für eine Antenne j und h ein Vektor des Zeitbereichs-FIR-Kanals von der Antenne j zur Antenne i ist. Der Matrixoperator ⊗^–1 repräsentiert eine elementweise Division. Da der Zeitbereichkanal auf ν Abtastungen beschränkt ist, brauchen nur ν Werte gesendeter Symbole Z Trainingswerte zu sein. Außerdem erfordert die Identifikation des SIMO-Kanals nur die gleiche Menge von ν übertragenen Trainingszeichen, da jede SISO-Komponente in dem SIMO-Kanal durch die gleichen Eingangsdaten erregt wird. In einer Ausführungsform eines Systems mit mehreren Eingängen (M_T > 1) erfordert die Identifikation der MIMO-Kanäle die Identifikation von M_T getrennten SIMO-Kanälen. Folglich sind nur M_Tν Trainingssymbole erforderlich, um den MIMO-Kanal für eine Kanalidentifikation ausreichend erregen.
MIMO-Identifikation
Die Identifikation des MIMO-Kanals erfolgt, indem jede der Sendeantennen, die für die Kommunikation verwendet werden, einzeln erregt wird. Dadurch wird das MIMO-Identifikationsproblem in M_T SIMO-Identifikationsprobleme zerlegt. Um die Kanalidentifikation in einem einzigen Burst auszuführen, werden M_T sich gegenseitig ausschließende Mengen von ν Bins aus den N verfügbaren Bins ausgewählt, die Traininsgssymbole transportieren sollen. Jede Senderantenne überträgt Trainingssymbole in nur einer einzigen der M_T Mengen von Bins, wobei keine Energie in den Bins gesendet wird, die in der Vereinigung der verbleibenden M_T – 1 Mengen von ν Bins enthalten sind. Dies erfolgt, indem die räumlichen Gewichtungen des Senders 210A–C ausgewählt werden, die Trainings-Bins entsprechen, derart, dass ein einziger Eintrag in den Vektor eine "1" ist, während die übrigen Einträge gleich "0" sind. Es sei der j-te Eintrag einer räumlichen Gewichtung des Senders (TSW) für diese Trainingssymbole, die von der j-ten Antenne zu senden sind, gleich "1" gesetzt. Wenn beispielsweise das Symbol-Bin n = 2 eines der Trainings-Bins ist, die der Sendeantenne 3 zugeordnet sind, dann gilt: TSW(2,1) = [0010 ... 0]T und TSW(2,m) = 0 für ∀ m ≠ 1und das entsprechende Trainingssymbol z(2,1). Die MIMO-Kanalantwort wird bestimmt, indem die Inhalte jeder Menge von Trainings-Bins separat geprüft werden, wobei MR voneinander unabhängige SIMO-Kanalantworten aufgefunden werden.
In Ausführungsformen, in denen keine schnellen Aktualisierungen der Kanalschätzung erforderlich sind, könnte ein anderes beispielhaftes Trainingsschema eingesetzt werden. Dieses Trainingsschema umfasst die Verwendung genau einer Menge von ν Training-Bins. Mit einem vorgegebenen Burst sendet eine der Sendeantennen Trainingssymbole in den Trainings-Bins, während die übrigen Antennen keine Energie in diesen Bins übertragen. Dies ermöglicht dem Empfänger, einen der M_T SIMO-Kanäle zu identifizieren. Beim nächsten Burst sendet eine andere Antenne Trainingsymbole in den Trainings-Bins, während die übrigen Antennen keine Energie in diesen Bins übertragen. Der Empfänger ist dann in der Lage, eine weitere Menge von N SIMO-Kanälen zu identifizieren. Die Prozedur wird wiederholt, bis von jeder der Sendeantennen Trainingsdaten gesendet worden sind, wodurch es möglich ist, den gesamten MIMO-Kanal zu identifizieren. Die gesamte Prozedur wird ständig wiederholt, so dass alle M_T Bursts der vollständige Kanal bestimmt wird.
SIMO-Kanalidentifikation
Es ist gerade gezeigt worden, dass die Identifikation des MIMO-Kanals durch sukzessive Identifikation jedes SIMO-Kanals erfolgen kann. Es ist deshalb sinnvoll, besondere Verfahren zur Erzielung einer SIMO-Kanalantwort zu diskutieren. Die folgende Diskussion geht davon aus, dass die SOP das IFFT-FFT-Paar ist. Kanalidentifikationsverfahren für andere SOPs, die auf ähnliche Weise die Frequenzkorrelation und gegebenenfalls die Zeitkorrelation nutzen, werden einem Fachmann offensichtlich sein.
Es wird angenommen, dass eine bestimmte Untermenge von verfügbaren SOP-Bins dem Training zugeordnet ist. J sei diese Menge von Frequenz-Bins, die verwendet wird, um einen SIMO-Kanal anzulernen. Zunächst wird vorausgesetzt, dass J ν Bin-Indizes umfasst. Außerdem sei Z_j die Menge der ν Trainingssymbole und X_i,j die Menge der in den Trainingsfrequenz-Bins emfangenen Daten von der Antenne i. Die Größen h ^_i, H ^_i seien der geschätzte Zeitbereichkanal und der geschätzte Frequenzbereichkanal von der Sendeantenne im Hinblick auf die Empfangsantenne i. Mit anderen Worten: h ^_j ist die Impulsantwort der Länge ν vom Eingang im Hinblick auf den Ausgang i. Genauso ist H ^_i ein Vektor mit N Frequenzbereichswerten für diesen Kanal. Mit diesen Definitionen kann gezeigt werden, dass:
wobei; v = {1,2,...,v}, N = {1,2,...,N}und
Dies gilt außerdem allgemein für jede Anzahl Trainingszeichen, γ, wobei in diesem Fall die Menge J γ Bin-Indizes umfasst. Wenn γ ≥ ν ist, kann der Frequenzbereichkanal durch
bestimmt werden. Es ist zu beachten, dass viele der oben angegebenen Berechnungen im Voraus ausgeführt werden können, wenn die Trainings-Bins zuvor festgelegt worden sind. Dann kann die Matrix
berechnet und gespeichert werden.
Es ist zu beachten, dass keine Notwendigkeit besteht, dass die Trainingssymbole von Burst zu Burst immer in den gleichen Bins bleiben. Solange sowohl dem Sender als auch dem Empfänger bekannt ist, wo die Trainingssymbole in einem gegebenen Burst platziert sind, könnten die Trainings-Bins von einem Burst zum nächsten geändert werden. Dies könnte zweckmäßig sein, um das Wesen des farbigen Rauschens (über den SOP-Bins) und/oder vorhandener Störeinflüsse zu charakterisieren.
Die Gleichung (83) kann sehr vorteilhaft vereinfacht werden, wenn ν Trainingssymbole in Bins platziert werden, die über den Burst gleichmäßig beabstandet angeordnet sind. Mit anderen Worten:
. In diesem Fall ist
gleich der ν Punkte umfassenden IFFT-Matrix, so dass die Gleichung (81) die Ausführung einer ν Punkte umfassenden IFFT darstellt. H ^_j der Gleichung (82) könnte erhalten werden, indem eine N Punkte umfassende FFT auf einen Vektor angewendet wird, der aus h ^_j aufgefüllt mit N – ν Nullen, besteht. Diese Methode zur Identifikation von H ^_j ist hinsichtlich der Berechnung nur von der Ordnung (N + ν)log₂ν.
Identifikation über mehrere Bursts
Die Genauigkeit der Identifikation kann verbessert werden, indem entweder die Anzahl der Trainingssymbole innerhalb jedes Bursts erhöht wird oder indem über mehrere Bursts Bemittelt wird, wenn der Kanal von einem Burst zum anderen korreliert ist. Es liegt ein gewisser Grad einer Zeitbereichskorrelation in dem Kanal vor, da die Dopplertrequenzverschiebungen, die durch sich bewegende Objekte in der räumlichen Umgebung hervorgerufen werden, bandbegrenzt sind. Diese zeitliche Korrelation kann bei der rekursiven Filterung des aus dem aktuellen Burst mit Kanalschätzungen von vorhergehenden Bursts geschätzten Kanals ausgenutzt werden. Eine allgemeine Filterungsmethode wird dargestellt durch: h ~(k + 1) = F(k)h ~(k) + G(k)h ^(k)wobei h die geglättete Kanalschätzung von h über k Bursts ist. Die besonderen rekursiven Filtergewichtungen F(K) und G(k) können auf vielfältige Weise abgeleitet werden. Im Folgenden sind zwei beispielhafte Verfahren zur Filterung angegeben. Bei der ersten Methode wird ein zeitinvariantes FIR-Filter (FIR: Finite Impulse Response) für jedes Element von h auf der Grundlage der MMSE-Kostenfunktion (MMSE – minimaler mittlerer quadratischer Fehler) bestimmt. Die zweite Ausführung ist ein zeitlich veränderliches Kalman-Filter.
Ein besonders einfaches, aber wirksames Verfahren der Filterkonstruktion ist die Bestimmung eines zeitinvarianten FIR-Filters w, das den mittleren quadratischen Fehler zwischen der wahren Kanalimpulsantwort und der Filterschätzung minimiert. Dieser methodische Ansatz ist als Wiener-Filterung bekannt. Bei dieser Ausführungsform wird vorausgesetzt, dass der Schwund (Fading) über jedem Element der Kanalimpulsantwort unabhängig ist. Deshalb kann jedes Element von h als unabhängig angesehen werden. Ein FIR-Filter erzeugt eine Filterschätzung durch Bilden einer gewichteten Summe aus den vorhergehenden p + 1 Schätzungen für jenes besondere Impulsantwortelement,
Wenn ν derartige völlig gleiche Filter für jedes Element der Impulsantwort verwendet werden, dann ist die Filterschätzung durch h ~(k)= [h ~_i(k)...h ~_v(k)]^T gegeben. Die Wiener-Filter-Lösung für w genügt der folgenden Gleichung:
Die Lösung für das oben angeführte Optimierungsproblem ist durch
gegeben. Wenn angenommen wird, dass jede Verzögerung in der Kanalimpulsantwort einen Rayleigh-Schwund erfährt, dann ist:
wobei T die Abtastrate, ω die größtmögliche Dopplerfrequenz und J₀ die Bessel-Funktion nullter Ordnung ist. Die Größen σ 2 / h und σ 2 / 0 sind die durchschnittliche Kanalleistung bzw. die Kanalschätzungsrauschleistung.
Diese Filtermethode hat viele Vorteile. Erstens ist sie rechnerisch einfach. Jeder Koeffizient der Kanalimpulsantwort wird unabhängig mit einer unveränderlichen, im Voraus berechneten FIR-Gewichtung gefiltert. Zweitens wird die zu Grunde liegende Zeitkorrelation in dem Mehrwegeausbreitungs-Kanal mit Schwund effizient ausgenutzt. Drittens sind die genauen Werte, die für das Filter verwendet werden, im Sinne eines minimalen mittleren quadratischen Fehlers optimal.
Ein stärker verallgemeinerter Ansatz einer zeitlich veränderlichen Filterung ist nun auf der Grundlage der Kalman-Filtergleichungen entwickelt worden. Ein allgemeines Modell für den zeitkorrelierten Charakter der Kanalimpulsantwort ist durch das folgende Gleichungssystem gegeben: f(k + 1) = Af(k) + q(k) h ~(k) = Cf(k) + r(k)wobei q und r Rauschen mit den Kovarianzen Q bzw. R darstellen. Die Matrizen A, C, Q, R werden verwendet, um das besondere Modell für die Korrelation der Impulsantwort über Bursts zu definieren. Es ist zu beachten, dass der Vektor h auch die Impulsantwortkoeffizienten für mehr als eine Empfangsantenne enthalten kann. In diesem Fall kann das oben angegebene Modell sowohl die zeitliche Korrelation als auch die Korrelation über den Raum umfassen.
In einem Vielfachzugriffsschema könnten aufeinander folgende Kanalidentifikationen mit unregelmäßiger Rate auftreten. In diesem Fall ist diese Kalman-Filterung besonders zweckmäßig, da die Filterung mit Messwertfortschreibungen und Zeitfortschreibungen erfolgen kann. f ^(k + 1) = A(I – L(k)C)f ^(k)+AL(k)h ^(k) L(k) = P ^(k)CH(CP ^(k)CH + R)–1 P ^(k) = A(I – L(k)C)P ^(k)AH + Q h ^(k) = Cf(k),wobei L(k) = 0 ist, wenn der Empfänger im aktuellen Burst keine Daten empfängt.
Identifikation des Störungs-Unterraums
Für viele der in dieser Erfindung genutzten räumlichen Verarbeitungsverfahren kann die Wirkung der räumlichen Sendeverarbeitung (TSP) und der räumlichen Empfangsverarbeitung (RSP) teilweise vom Störpegel abhängen, der in der Umgebung des Funkwegs vorhanden ist, in welcher die Erfindung betrieben wird. Genauer könnte es zu bevorzugen sein, den Störanteil, der von den übrigen Empfängern beigesteuert wird, durch eine geschickte Wahl der räumlichen Gewichtungen des Senders (TSWs) zu verringern. Außerdem könnte es zu bevorzugen sein, die Signalqualität am Empfänger zu verbessern, indem räumliche Gewichtungen des Empfängers verwendet werden, die Störungen unterdrücken. In diesen Fällen sind quantitative Maße für die Störungen über den Raum und die Frequenz erforderlich.
Ein bevorzugtes Maß für die vorhandene Störung ist die so genannte räumliche Störeinfluss-Kovarianzmatrix, welche die Störungskorrelation über den Raum für jedes Frequenz-Bin beschreibt: RI(n) = E[I(n)I(n)H], (1)wobei x_J(n) den empfangenen Vektor der Länge MR der Signale von dem Störsender bzw. von den Störsendern darstellt. Genauer beschreibt R_I(n) die Störungs- und Räuschkorrelation über den Raum für jedes Frequenz-Bin. Wenn angenommen wird, dass das Rauschen am Ausgang jedes Empfängerantennenpfads additives thermische Rauschen ist und dass daher das additive Rauschen zwischen jeweils zwei Antennenausgängen unkorreliert ist, ist der Rauschbeitrag zu R_I(n) nur auf der Matrixdiagonalen ungleich null. In Umgebungen, in denen Störungen vorherrschen, d. h. dass die Störleistung am Empfänger viel stärker als das additive Empfängerrauschen ist, kann der Rauschbeitrag zu R_I(n) vernachlässigt werden. Die Störeinfluss-Kovarianzmatrix enthält Informationen über das durchschnittliche räumliche Verhalten der Störung. Die Eigenvektoren dieser Matrix definieren die durchschnittlichen räumlichen Richtungen (im M_R-Raum), die von der Störung beansprucht werden. Die Eigenwerte der Matrix geben die durchschnittliche Leistung an, die durch die Störung in jeder der Eigenrichtungen beansprucht wird. Die Eigenrichtungen, die mit großen Eigenwerten verknüpft sind, geben die räumlichen Richtungen an, die eine hohe durchschnittliche Störleistung empfangen. Die mit kleinen Eigenwerten verknüpften Eigenrichtungen geben räumliche Richtungen an, die insofern zu bevorzugen sind, als sie eine geringere durchschnittliche Störleistung empfangen.
Um günstige räumliche Empfangsverarbeitungen auffinden zu können, ist es erforderlich, die Empfangs-Kovarianzmatrix R_I(n) zu identifizieren. Eine analoge Sende-Kovarianzmatrix ist erforderlich, um günstige räumliche Sendeverarbeitungen aufzufinden. Es ist zu beachten, dass R_I(n) in der Gleichung (1) in Bezug auf Empfangssignalabtastungen definiert worden ist. Da die Empfangssignalabtastungen im Sender gewöhnlich nicht verfügbar sind, ist es vorzuziehen, die Sende-Kovarianzmatrix aus der Empfangs-Kovarianzmatrix abzuleiten. In Systemen, die ein Zeitduplexverfahren anwenden (TDD-Systeme), sind die Empfangs- und die Sende-Kovarianzmatrix im Wesentlichen gleich, wenn die Zeit zwischen dem Empfang und dem Senden in Bezug auf die Geschwindigkeit der zeitlichen Veränderung in dem Kanal verhältnismäßig kurz ist. In Frequenzduplexsystemen (FFD-Systemen) sind die Sende- und Empfangskanalwerte zu einem gegebenen Zeitpunkt im Allgemeinen nicht miteinander korreliert. Jedoch sind die Sende- und die Empfangs-Kovarianzmatrix in FDD-Systemen im Wesentlichen gleich, wenn eine ausreichende zeitliche Mittelung bei der Berechnung von R_I verwendet wird. Es gibt viele Verfahren, um die Störeinfluss-Kovarianzmatrix zu bestimmen, wovon zwei nachfolgend diskutiert werden.
Eine Methode zur Charakterisierung des Störeinflusses mittelt einfach die empfangenen Antennensignale während der zeitlichen Perioden, in denen der gewünschte Transceiver keine Informationen überträgt. Da es kein gewünschtes Signal gibt, das den Empfänger erreicht, ist die Störeinfluss- (und Rausch-) Kovarianz genau der Kovarianzmatrix der gemessenen Abtastungen gleich:
In TDD-Systemen kann die "Totzeit", während der keine Energie vom sendenden Ende am Empfänger ankommt, genutzt werden, um Abtastungen vom Empfänger zu nehmen. Die "Totzeit", die auftritt, wenn ein Transceiver von der Sendebetriebsart in die Empfangsbetriebsart umschaltet, ist ungefähr der Umlaufverzögerung zwischen den beiden Enden der Funkübertragungsverbindung gleich. In der obigen Gleichung sind k₁ und k₂ die Burst-Indizes, die dem ersten und dem letzten Burst entsprechen, die während der Totzeit empfangen werden. Folglich kann die Störeinfluss-Kovarianz, ohne den Aufwand zu erhöhen, geschätzt werden.
Die Störeinfluss-Kovarianzmatrizen können auch bestimmt werden, während das gewünschte Signal gerade zum Empfänger übermittelt wird. Eine Methode umfasst, zuerst das Störsignal zu bestimmen und später die Störsignalkovarianz aufzufinden. Die geschätzte empfangene Störung wird durch Subtrahieren des geschätzten gewünschten Signals vom gesamten empfangenen Signal gebildet, I ^(n,k) = x(n,k) – H ^(n,k)z ^(n,k).
Folglich wird, wenn der Kanal identifiziert ist und die Datensymbole bestimmt sind, das verbleibende Signal als Störung angesehen. Die Störeinfluss-Kovarianzmatrix für das Bin n, gemittelt über K Bursts ist durch
bestimmt.
Es ist selbstverständlich, dass beim Schätzen der Kovarianzmatrix angestrebt werden könnte, die Kovarianzmatrixschätzungen zu filtern. Außerdem könnte es in bestimmten Ausführungsformen vorteilhaft sein, eine über SOP-Bins gemittelte Störeinfluss-Kovarianzmatrix zu bestimmen. Beispielsweise könnten innerhalb eines Vielfachzugriffssystems Bursts nur gelegentlich empfangen werden, so dass es schwierig ist, eine ausreichende Anzahl von Burst zu erfassen, mit denen eine genaue Kovarianzmatrix für jedes Bin gebildet werden kann. So wird statt durch eine Mittelung über die Zeit (eine Reihe von empfangenen Bursts) eine Kovarianzmatrix durch Mitteln über die SOP-Bins eines einzigen Bursts gebildet:
Außerdem könnte es günstiger sein, die Störeinfluss-Kovarianzmatrizen in einem alternativen Frequenzband zu bestimmen. Dies kann unter Anwendung der oben angegebenen "Totzeit-Methode" erfolgen. Dies könnte vorteilhaft sein, wenn der Transceiver im Stande ist, alternative Frequenzbänder für die Kommunikation zu wählen. Schätzungen der Störungen in alternativen Bändern liefern die Grundlage für ein adaptives Frequenzsprungschema (Frequency-Hopping).
Es ist selbstverständlich, dass die hier beschriebenen Beispiele und Ausführungsformen nur der Veranschaulichung dienen und dass sie Fachleute zu verschiedenen Modifikationen oder Veränderungen anregen werden. Beispielsweise betrifft ein großer Teil der oben geführten Diskussion die Signalverarbeitung im Kontext eines drahtlosen Kommunikationssystems, bei dem mittels mehrerer Sendeantennenelemente oder mehrerer Empfangsantennenelemente auf mehrere Eingänge oder mehrere Ausgänge zugegriffen wird. Die vorliegende Erfindung ist jedoch auch im Kontext von drahtgebundenen Kanälen zweckmäßig, die über mehrere Eingänge oder mehrere Ausgänge zugänglich sind.

Claims

Verfahren zum Senden von Informationen über mehrere Eingänge zu einem Kanal in einem digitalen Kommunikationssystems, wobei das Verfahren umfasst: Vorsehen einer den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierenden Prozedur, um den Kanal in Eingangs-Bins zu unterteilen; Vorsehen einer oder mehrerer räumlicher Richtungen für die Kommunikation, die durch entsprechende Gewichtungen unter den Kanaleingängen definiert sind, wobei jedem Eingangs-Bin wenigstens eine räumliche Richtung zugeordnet ist; und Senden der Informationen in Unterkanälen unter Verwendung wenigstens zweier unabhängiger paralleler Anwendungen der den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierenden Prozedur, wobei die Unterkanäle durch eine Kombination aus Eingangs-Bin und räumlicher Richtung definiert sind.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die Gewichtungen die eine oder die mehreren räumlichen Richtungen so definieren, dass jede räumliche Richtung einer Kommunikation über genau einen Kanaleingang entspricht.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die Gewichtungen die eine oder die mehreren räumlichen Richtungen so definieren, dass jede räumliche Richtung einer Kommunikation über mehr als einen Kanaleingang entspricht.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die Gewichtungen so gewählt sind, dass die Störung für nicht gewünschte Empfänger minimiert wird.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die Gewichtungen auf der Grundlage der Charakterisierung eines gewünschten Signalunterraums gewählt werden.
Verfahren nach Anspruch 5, bei dem die Gewichtungen ferner auf der Grundlage der Charakterisierung eines nicht gewünschten Signalunterraums gewählt werden.
Verfahren nach Anspruch 6, bei dem die Charakterisierungen des gewünschten Signalunterraums und des nicht gewünschten Signalunterraums über die Zeit und/oder die Frequenz gemittelt werden.
Verfahren nach einem vorhergehenden Anspruch, bei dem das Senden umfasst: Vorsehen einer Gruppe von Eingangssymbolen, wobei jedes Eingangssymbol einem bestimmten Eingangs-Bin der den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierenden Prozedur entspricht; Eingeben von Gewichtungen, die jedem der Eingangs-Bins entsprechen, in jedes der Eingangssymbole, um für jedes der Eingangssymbole einen Vektor aus räumlich verarbeiteten Symbolen zu entwickeln, wobei jedes Element des Vektors einem einzigen Kanaleingang der mehreren Kanaleingänge entspricht; Anwenden der den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierenden Prozedur unabhängig für jeden der Kanaleingänge auf die räumlich verarbeiteten Symbole; und Senden von Informationen über die Kanaleingänge in Reaktion auf Ergebnisse der den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierenden Prozedur.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei dem das Senden das Senden von Informationen in Unterkanälen umfasst, die durch die Eingangs-Bins und wenigstens zwei räumliche Richtungen, die jedem der Eingangs-Bins zugeordnet sind, definiert sind, wobei die räumlichen Richtungen unabhängig für jedes der Eingangs-Bins gewählt werden.
Verfahren nach Anspruch 9, bei dem die wenigstens zwei räumlichen Richtungen für jedes der Eingangs-Bins zueinander orthogonal sind.
Verfahren nach Anspruch 9 oder 10, bei dem das Senden umfasst: Vorsehen einer Gruppe von Eingangssymbolen, wobei jedes Eingangssymbol einem bestimmten Eingangs-Bin der den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierenden Prozedur und einer bestimmten der wenigstens zwei räumlichen Richtungen entspricht; Anwenden einer der Gewichtungen auf jede der räumlichen Richtungen, um Beiträge zu jedem der Kanaleingänge zu definieren; Anwenden der den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierenden Prozedur unabhängig für jeden Kanaleingang auf Ergebnisse der Anwendung der Gewichtungen; und Senden von Informationen über die Kanaleingänge in Reaktion auf Ergebnisse der Anwendung der den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierenden Prozedur.
Verfahren nach Anspruch 11, das ferner das Anwenden einer Codierungsprozedur umfasst, um die Gruppe von Eingangssymbolen zu entwickeln.
Verfahren nach Anspruch 12, bei dem die Codierungsprozedur unabhängig für jedes der Eingangs-Bins angewendet wird.
Verfahren nach Anspruch 12, bei dem die Codierungsprozedur unabhängig für jede der räumlichen Richtungen angewendet wird.
Verfahren nach Anspruch 14, bei dem die räumlichen Richtungen zueinander orthogonal sind.
Verfahren nach Anspruch 12, bei dem die Codierungsprozedur unabhängig für jeden der Unterkanäle angewendet wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 16, bei dem die Codierungsprozedur zu einer Gruppe gehört, die besteht aus: einer Faltungscodierung, einer Reed-Solomon-Codierung, einer CRC-Codierung, einer Blockcodierung, einer Trellis-Codierung, einer Turbocodierung und einer Verschachtelung.
Verfahren nach Anspruch 9, bei dem die wenigstens zwei räumlichen Richtungen nicht für jedes der Eingangs-Bins zueinander orthogonal sind.
Verfahren nach Anspruch 18, bei dem das Senden umfasst: Codieren der Informationen, um Symbole zu entwickeln, die jedem der Unterkanäle entsprechen, wobei die Codierung so optimiert ist, dass der Vorteil mehrerer räumlicher Richtungen genutzt wird; Anwenden der den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierenden Prozedur unabhängig auf Symbole, die jeder der wenigstens zwei räumlichen Richtungen entsprechen; Anwenden der Gewichtungen auf Ergebnisse der unabhängigen Anwendungen der den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierenden Prozedur; und Senden über die Kanaleingänge in Reaktion auf Ergebnisse des Anwendens der Gewichtungen.
Verfahren nach Anspruch 19, bei dem die Gewichtungen so gewählt sind, dass die Störung für nicht gewünschte Empfänger minimiert sind.
Verfahren nach Anspruch 19, bei dem die Gewichtungen so gewählt sind, dass die durchschnittlich empfangene Leistung maximiert wird.
Verfahren nach Anspruch 19, bei dem die Codierung das Anwenden einer mehrdimensionalen Trellis-Codierungsprozedur umfasst.
Verfahren nach einem vorhergehenden Anspruch, bei dem die den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierende Prozedur zu einer Gruppe gehört, die aus einer inversen schnellen Fourier-Transformation und aus einer schnellen Fourier-Transformation besteht.
Verfahren nach einem vorhergehenden Anspruch, bei dem der Kanal einen drahtlosen Kanal umfasst und die mehreren Kanaleingänge einer entsprechenden Mehrzahl von Sendeantennenelementen zugeordnet sind.
Verfahren nach einem vorhergehenden Anspruch, das ferner umfasst: Zuweisen von Bitladen und Leistung an die mehreren Unterkanäle.
Sendersystem zum Senden von Informationen über mehrere Eingänge zu einem Kanal, wobei das Sendersystem umfasst: wenigstens ein Verarbeitungselement (190), das eine den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierende Prozedur anwendet, um die Kanäle in Eingangs-Bins zu unter teilen; einen räumlichen Prozessor (230), der Gewichtungen für die Kanaleingänge bzw. unter den Kanaleingängen verwendet, um räumliche Richtungen zu definieren, wobei jedes Eingangs-Bin wenigstens eine zugeordnete räumliche Richtung besitzt; und wobei das Sendersystem Informationen in Unterkanälen des Kanals sendet, wobei jeder der Unterkanäle durch eine Kombination aus Eingangs-Bin und räumlicher Richtung definiert ist, indem das wenigstens eine Verarbeitungselement für wenigstens zwei unabhängige Anwendungen der den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierenden Prozedur verwendet wird.
Sendersystem nach Anspruch 26, bei dem die Gewichtungen die eine oder die mehreren räumlichen Richtungen so definieren, dass jede räumliche Richtung einer Kommunikation über mehr als einen Kanaleingang entspricht.
Sendersystem nach Anspruch 26, bei dem die Gewichtungen so gewählt sind, dass die Störung für nicht gewünschte Empfänger minimiert wird.
Sendersystem nach Anspruch 26, bei dem die Gewichtungen auf der Grundlage der Charakterisierung eines gewünschten Signalunterraums gewählt sind.
Sendersystem nach Anspruch 29, bei dem die Gewichtungen ferner auf der Grundlage der Charakterisierung eines nicht gewünschten Signalunterraums gewählt sind.
Sendersystem nach Anspruch 30, bei dem die Charakterisierungen des gewünschten Signalunterraums und des nicht gewünschten Signalunterraums über die Zeit und/oder die Frequenz gemittelt werden.
Sendersystem nach Anspruch 26, das ferner umfasst: einen Systemeingang, der eine Gruppe von Eingangssymbolen empfängt, wobei jedes Eingangssymbol einem bestimmten Eingangs-Bin der den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierenden Prozedur entspricht; und bei dem der räumliche Prozessor einige der Gewichtungen, die jedem der Eingangs-Bins entsprechen, auf die Eingangssymbole anwendet, um für jedes der Eingangssymbole einen Vektor aus räumlich verarbeiteten Symbolen zu entwickeln, wobei jedes Element des Vektors einem einzigen Kanaleingang der mehreren Kanaleingänge entspricht; und bei dem das wenigstens eine Verarbeitungselement die den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierende Prozedur unabhängig für jeden der Kanaleingänge auf die räumlich verarbeiteten Symbole anwendet; und bei dem das Sendersystem in Reaktion auf Ergebnisse der den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierenden Prozedur über die Kanaleingänge sendet.
Sendersystem nach Anspruch 26, bei dem Informationen in Unterkanälen gesendet werden, die durch die Eingangs-Bins und wenigstens zwei räumliche Richtungen, die jedem der Eingangs-Bins zugeordnet sind, definiert sind, wobei die räumlichen Richtungen unabhängig für jedes der Eingangs-Bins gewählt sind.
Sendersystem nach Anspruch 33, bei dem die wenigstens zwei räumlichen Richtungen für jedes der Eingangs-Bins zueinander orthogonal sind.
Sendersystem nach Anspruch 33 oder 34, das ferner umfasst: einen Systemeingang, der eine Gruppe von Eingangssymbolen empfängt, wobei jedes Eingangssymbol einem bestimmten Eingangs-Bin der den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierenden Prozedur und einer bestimmten der wenigstens zwei räumlichen Richtungen entspricht; und bei dem der räumliche Prozessor für jede der räumlichen Richtungen eine der Gewichtungen anwendet, um Beiträge zu jedem der Kanaleingänge zu definieren; und bei dem das wenigstens eine Verarbeitungselement die den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierende Prozedur unabhängig auf Ergebnisse der Anwendung der Gewichtungen anwendet; und bei dem das Sendersystem in Reaktion auf Ergebnisse der Anwendung der den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierenden Prozedur über die Kanaleingänge sendet.
Sendersystem nach Anspruch 35, bei der die Gewichtungen in Übereinstimmung mit Zerlegungen singulärer Werte von Matrizen, die die Kommunikation über jedes Eingangs-Bin des Kanals charakterisieren, ausgewählt werden.
Sendersystem nach Anspruch 35 oder 36, das ferner ein Codierungssystem umfasst, das eine Codierungsprozedur anwendet, um die Gruppe von Eingangssymbolen zu entwickeln.
Sendersystem nach Anspruch 37, bei dem die Codierungsprozedur unabhängig für jedes Eingangs-Bin angewendet wird.
Sendersystem nach Anspruch 37, bei dem die Codierungsprozedur unabhängig für jede der räumlichen Richtungen angewendet wird.
Sendersystem nach Anspruch 39, bei dem alle räumlichen Richtungen zueinander orthogonal sind.
Sendersystem nach Anspruch 37, bei dem die Codierungsprozedur unabhängig für jeden der Unterkanäle angewendet wird.
Sendersystem nach einem der Ansprüche 37 bis 41, bei dem die Codierungsprozedur zu einer Gruppe gehört, die besteht aus: einer Faltungscodierung, einer Reed-Solomon-Codierung, einer CRC-Codierung, einer Blockcodierung, einer Trellis-Codierung, einer Turbocodierung und einer Verschachtelung.
Sendersystem nach Anspruch 33, bei dem die wenigstens zwei räumlichen Richtungen nicht für jedes der Eingangs-Bins zueinander orthogonal sind.
Sendersystem nach Anspruch 43, das ferner umfasst: ein Codierungssystem, das die Informationen codiert, um Symbole zu entwickeln, die jedem der Unterkanäle entsprechen, wobei die Codierung so optimiert ist, dass der Vorteil mehrerer räumlicher Richtungen genutzt wird; und bei dem das wenigstens eine Verarbeitungselement die den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierende Prozedur unabhängig auf Symbole anwendet, die jeder der wenigstens zwei räumlichen Richtungen entsprechen; und bei dem der räumliche Prozessor die Gewichtungen auf Ergebnisse der unabhängigen Anwendungen der den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierenden Prozedur anwendet; und bei dem das Sendersystem in Reaktion auf Ergebnisse der Anwendung der Gewichtungen über die mehreren Kanaleingänge sendet.
Sendersystem nach Anspruch 44, bei dem die Gewichtungen so gewählt sind, dass zwischen den Kanaleingängen und den räumlichen Richtungen eine Eins-zu-Eins-Zuordnung besteht.
Sendersystem nach Anspruch 44, bei dem die Gewichtungen so gewählt sind, dass die Störung für nicht gewünschte Empfänger minimiert ist.
Sendersystem nach Anspruch 44, bei dem die Gewichtungen so gewählt sind, dass die durchschnittlich empfangene Leistung maximiert ist.
Sendersystem nach Anspruch 44, bei dem das Codierungssystem eine mehrdimensionale Trellis-Codierungsprozedur anwendet.
Sendersystem nach einem der Ansprüche 26 bis 48, bei dem die den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierende Prozedur zu einer Gruppe gehört, die aus einer inversen schnellen Fourier-Transformation und aus einer schnellen Fourier-Transformation besteht.
Sendersystem nach einem der Ansprüche 26 bis 49, bei dem der Kanal einen drahtlosen Kanal umfasst und die mehreren Kanaleingänge einer entsprechenden Mehrzahl von Senderantennenelementen zugeordnet sind.
Sendersystem nach einem der Ansprüche 26 bis 50, das ferner umfasst: ein Bitladesystem, das den mehreren Unterkanälen ein Bitladen und Leistung zuweist.
Verfahren zum Empfangen von Informationen über mehrere Ausgänge von einem Kanal in einem digitalen Kommunikationssystem, wobei das Verfahren umfasst: Vorsehen einer den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierenden Prozedur, um den Kanal in Ausgangs-Bins zu unterteilen; Vorsehen einer oder mehrerer räumlicher Richtungen für die Kommunikation, die durch entsprechende Gewichte unter den Kanalausgängen definiert sind, wobei jedem Ausgangs-Bin wenigstens eine räumliche Richtung zugeordnet ist; und Empfangen von Informationen über Unterkanäle des Kanals durch Verwenden wenigstens zweier unabhängiger paralleler Anwendungen der den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierenden Prozedur, wobei jeder Unterkanal durch eine Kombination aus Ausgangs-Bin und räumlicher Richtung definiert ist.
Verfahren nach Anspruch 52, bei dem die Gewichtungen die eine oder die mehreren räumlichen Richtungen definieren, so dass jede räumliche Richtung einer Kommunikation über genau einen Kanalausgang entspricht.
Verfahren nach Anspruch 52, bei dem die Gewichtungen die eine oder die mehreren räumlichen Richtungen definieren, so dass jede räumliche Richtung einer Kommunikation über mehr als einen Kanalausgang entspricht.
Verfahren nach Anspruch 52, bei dem die Gewichtungen so gewählt sind, dass die Störung von nicht gewünschten Sendern minimiert wird.
Verfahren nach Anspruch 52, bei dem die Gewichtungen auf der Grundlage einer Charakterisierung eines gewünschten Signalunterraums gewählt werden.
Verfahren nach Anspruch 56, bei dem die Gewichtungen ferner auf der Grundlage einer Charakterisierung eines nicht gewünschten Signalunterraums gewählt werden.
Verfahren nach Anspruch 57, bei dem die Charakterisierungen des gewünschten Signalunterraums und des nicht gewünschten Signalunterraums über die Zeit und/oder die Frequenz gemittelt werden.
Verfahren nach einem der Ansprüche 52 bis 58, bei dem das Empfangen umfasst: Empfangen von Eingangszeitbereichssymbolen über die Kanalausgänge; Anwenden der im Wesentlichen orthogonalisierenden Prozedur auf die Eingangszeitbereichssymbole unabhängig für jeden der Kanalausgänge; und Anwenden einiger der Gewichtungen, die jedem der Ausgangs-Bins entsprechen, auf Ergebnisse der im Wesentlichen orthogonalisierenden Prozedur, um Symbole zu erhalten, die über jeden der Unterkanäle gesendet werden.
Verfahren nach Anspruch 52, bei dem das Empfangen das Empfangen von Informationen in Unterkanälen umfasst, die durch die Ausgangs-Bins und wenigstens zwei räumliche Richtungen, die jedem der Ausgangs-Bins zugeordnet sind, definiert sind, wobei die räumlichen Richtungen unabhängig für jedes der Ausgangs-Bins gewählt werden.
Verfahren nach Anspruch 60, bei dem die wenigstens zwei räumlichen Richtungen für jedes der Ausgangs-Bins zueinander orthogonal sind.
Verfahren nach Anspruch 60 oder 61, bei dem das Empfangen umfasst: Empfangen von Zeitbereichssymbolen über die Kanalausgänge; Anwenden der den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierenden Prozedur unabhängig für jeden der Kanalausgänge auf die empfangenen Eingangszeitbereichssymbole; und Anwenden der Gewichtungen auf Ergebnisse der den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierenden Prozedur, um Symbole zu erhalten, die über jeden der Unterkanäle gesendet werden.
Verfahren nach Anspruch 62, das ferner das Anwenden einer Decodierungsprozedur auf die über jeden der Unterkanäle gesendeten Symbole umfasst.
Verfahren nach Anspruch 63, bei dem die Decodierungsprozedur unabhängig für jedes der Ausgangs-Bins angewendet wird.
Verfahren nach Anspruch 63, bei dem die Decodierungsprozedur unabhängig für jede der räumlichen Richtungen angewendet wird.
Verfahren nach Anspruch 65, bei dem sämtliche räumlichen Richtungen zueinander orthogonal sind.
Verfahren nach Anspruch 63, bei dem die Decodierungsprozedur unabhängig für jeden der Unterkanäle angewendet wird.
Verfahren nach Anspruch 63, bei dem die Decodierungsprozedur basiert auf: einer Faltungscodierung, einer Reed-Solomon-Codierung, einer CRC-Codierung, einer Blockcodierung, einer Trellis-Codierung, einer Turbocodierung und einer Verschachtelung.
Verfahren nach Anspruch 60, bei dem die wenigstens zwei räumlichen Richtungen nicht für jedes der Ausgangs-Bins zueinander orthogonal sind.
Verfahren nach Anspruch 69, bei dem das Empfangen umfasst: Empfangen von Zeitbereichssymbolen über die Kanalausgänge; für jeden der Kanalausgänge Anwenden der Gewichtungen auf die Zeitbereichssymbole, um Ergebnisse, die jeder der räumlichen Richtungen entsprechen, zu erhalten; Anwenden der den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierenden Prozedur auf die Ergebnisse unabhängig für jede der räumlichen Richtungen, um Symbole zu erhalten, die über jeden der Unterkanäle gesendet werden; und Decodieren der Symbole, die über jeden der Unterkanäle gesendet werden, in Übereinstimmung mit einem Codierungsschema, das so optimiert ist, dass der Vorteil mehrerer räumlicher Richtungen genutzt wird.
Verfahren nach Anspruch 70, bei dem die Gewichtungen so gewählt werden, dass die Störung von nicht gewünschten Sendern minimiert wird.
Verfahren nach Anspruch 70, bei dem die Gewichtungen so gewählt werden, dass die durchschnittlich empfangene Leistung maximiert wird.
Verfahren nach Anspruch 70, bei dem das Codierungsschema eine mehrdimensionale Trellis-Codierungsprozedur umfasst.
Verfahren nach einem der Ansprüche 52 bis 73, bei dem die den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierende Prozedur zu einer Gruppe gehört, die aus einer schnellen Fourier-Transformation und aus einer inversen schnellen Fourier-Transformation besteht.
Verfahren nach einem der Ansprüche 52 bis 73, bei dem die den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierende Prozedur zu einer Gruppe gehört, die aus einer diskreten Kosinustransformation, einer Hilbert-Transformation, einer Wavelet-Transformation und einer Verarbeitung durch mehrere Frequenzumsetzer-/Bandpassfilter-Paare, die auf beabstandete Frequenzen zentriert sind, besteht.
Verfahren nach einem der Ansprüche 52 bis 75, bei dem der Kanal einen drahtlosen Kanal umfasst und bei dem die mehreren Kanalausgänge einer entsprechenden Mehrzahl von Empfängerantennenelementen zugeordnet sind.
Verfahren nach einem der Ansprüche 52 bis 76, das ferner umfasst: Empfangen von wenigstens ν Frequenzbereich-Trainingssymbolen, die über einen bestimmten Eingang in den Kanal gesendet werden, über einen bestimmten der Kanalausgänge, wobei ν eine Erstreckung, gezählt in Symbolperioden, einer Dauer signifikanter Terme einer Impulsantwort einer Kanalkomponente ist, die den bestimmten Kanaleingang mit dem bestimmten Kanalausgang koppelt; Anwenden der den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierenden Prozedur auf die wenigstens ν empfangenen Trainingssymbole, um eine Zeitbereichsantwort auf die Kanalkomponente zu erhalten; und Anwenden einer Inversen der im Wesentlichen orthogonalisierenden Prozedur auf eine mit Nullen aufgefüllte Version der Zeitbereichsantwort, um eine Frequenzantwort für die Kanalkomponente zu erhalten.
Empfängersystem zum Empfangen von Informationen über mehrere Ausgänge von einem Kanal, wobei das Empfängersystem umfasst: wenigstens ein Verarbeitungselement (200), das eine den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierende Prozedur anwendet, um den Kanal in Ausgangs-Bins zu unterteilen; einen räumlichen Prozessor (210), der Gewichtungen unter den Kanalausgängen verwendet, um räumliche Richtungen zu definieren, wobei jedem Ausgangs-Bin wenigstens eine räumliche Richtung zugeordnet ist; und wobei das Empfängersystem Informationen über Unterkanäle des Kanals empfängt, indem es wenigstens zwei unabhängige parallele Anwendungen der im Wesentlichen orthogonalisierenden Prozedur durch das wenigstens eine Verarbeitungselement verwendet, wobei jeder der Unterkanäle durch eine Kombination von Ausgangs-Bin und räumlicher Richtung definiert ist.
Empfängersystem nach Anspruch 78, bei dem die Gewichtungen so gewählt sind, dass die Störung von nicht gewünschten Sendern minimiert ist.
Empfängersystem nach Anspruch 78, bei dem die Gewichtungen auf der Grundlage der Charakterisierung eines gewünschten Signalunterraums gewählt sind.
Empfängersystem nach Anspruch 80, bei dem die Gewichtungen ferner auf der Grundlage der Charakterisierung eines nicht gewünschten Signalunterraums gewählt sind.
Empfängersystem nach Anspruch 81, bei dem die Charakterisierungen des gewünschten Signalunterraums und des nicht gewünschten Signalunterraums über die Zeit und/oder die Frequenz gemittelt sind.
Empfängersystem nach Anspruch 78, das ferner umfasst: einen Systemeingang, der Eingangszeitbereichssymbole über die Kanalausgänge empfängt; und bei dem das wenigstens eine Verarbeitungselement die im Wesentlichen orthogonalisierende Prozedur auf die Zeitbereichseingangssymbole unabhängig für jeden der Kanalausgänge anwendet; und bei dem der räumliche Prozessor einige der Gewichtungen, die jedem der Ausgangs-Bins entsprechen, auf Ergebnisse der im Wesentlichen orthogonalisierenden Prozedur anwendet, um Symbole zu erhalten, die über jeden der Unterkanäle gesendet werden.
Empfängersystem nach Anspruch 78, wobei das Empfängersystem Informationen in Unterkanälen empfängt, die durch die Ausgangs-Bins und durch wenigstens zwei räumliche Richtungen, die jedem der Ausgangs-Bins zugeordnet sind, definiert sind, wobei jedes der Ausgangs-Bins gleiche zugeordnete räumliche Richtungen besitzt.
Empfängersystem nach Anspruch 84, das ferner umfasst: einen Systemeingang, der Eingangszeitbereichssymbole über die Kanalausgänge empfängt; und bei dem der räumliche Prozessor für jeden der Kanalausgänge eine entsprechende der Gewichtungen auf die empfangenen Eingangszeitbereichssymbole anwendet, wobei jeder der Gewichtungen eine bestimmte der wenigstens zwei räumlichen Richtungen zugeordnet ist; und bei dem das wenigstens eine Verarbeitungselement für jede der wenigstens zwei räumlichen Richtungen die den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierende Prozedur unabhängig auf Ergebnisse der Anwendung der Gewichtungen anwendet, um Symbole zu erhalten, die über jeden der Unterkanäle gesendet werden.
Empfängersystem nach Anspruch 78, wobei das Empfängersystem Informationen in Unterkanälen empfängt, die durch die Ausgangs-Bins und wenigstens zwei räumliche Richtungen definiert sind, die jedem der Ausgangs-Bins zugeordnet sind, wobei die räumlichen Richtungen unabhängig für jedes der Ausgangs-Bins gewählt sind.
Empfängersystem nach Anspruch 86, bei dem die wenigstens zwei räumlichen Richtungen für jedes der Ausgangs-Bins zueinander orthogonal sind.
Empfängersystem nach Anspruch 86 oder 87, das ferner umfasst: einen Systemeingang, der über die Kanalausgänge Zeitbereichssymbole empfängt; und bei dem das wenigstens eine Verarbeitungselement die den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierende Prozedur unabhängig für jeden der Kanalausgänge auf die empfangenen Eingangszeitbereichssymbole anwendet; und bei dem der räumliche Prozessor die Gewichtungen auf Ergebnisse der den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierenden Prozedur anwendet, um Symbole zu erhalten, die über jeden der Unterkanäle gesendet werden.
Empfängersystem nach Anspruch 88, bei dem die Gewichtungen in Übereinstimmungen mit Zerlegungen singulärer Werte von Matrizen, die die Kommunikation über jedes der Ausgangs-Bins des Kanals charakterisieren, ausgewählt werden.
Empfängersystem nach Anspruch 88 oder 89, das ferner ein Decodierungssystem umfasst, das auf die über jeden der Unterkanäle gesendeten Symbole eine Decodierungsprozedur anwendet.
Empfängersystem nach Anspruch 90, bei dem die Decodierungsprozedur unabhängig für jedes der Ausgangs-Bins angewendet wird.
Empfängersystem nach Anspruch 90, bei dem die Decodierungsprozedur unabhängig für jede der räumlichen Richtungen angewendet wird.
Empfängersystem nach Anspruch 92, bei dem die räumlichen Richtungen zueinander orthogonal sind.
Empfängersystem nach Anspruch 90, bei dem die Decodierungsprozedur für jeden der Unterkanäle unabhängig angewendet wird.
Empfängersystem nach Anspruch 90, bei dem die Decodierungsprozedur auf einer der folgenden Prozeduren basiert: einer Faltungscodierung, einer Reed-Solomon-Codierung, einer CRC-Codierung, einer Blockcodierung, einer Trellis-Codierung, einer Turbocodierung und einer Verschachtelung.
Empfängersystem nach Anspruch 86, bei dem die wenigstens zwei räumlichen Richtungen nicht für jedes der Ausgangs-Bins zueinander orthogonal sind.
Empfängersystem nach Anspruch 96, das ferner umfasst: einen Systemeingang, der die Zeitbereichssymbole über die Kanalausgänge empfängt; und bei dem der räumliche Prozessor für jeden der Kanalausgänge die Gewichtungen auf die Zeitbereichssymbole anwendet, um Ergebnissymbole zu erhalten, die jeder der räumlichen Richtungen entsprechen; und bei dem das wenigstens eine Verarbeitungselement die den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierende Prozedur unabhängig für jede der räumlichen Richtungen auf die Ergebnissymbole anwendet, um Symbole zu erhalten, die über jeden der Unterkanäle gesendet werden; und bei dem das Empfängersystem ferner umfasst: ein Decodierungssystem, das Symbole, die über jeden der Unterkanäle gesendet werden, in Übereinstimmung mit einem Codierungsschema decodiert, das so optimiert ist, dass der Vorteil mehrerer räumlicher Richtungen genutzt wird.
Empfängersystem nach Anspruch 97, bei dem die Gewichtungen so gewählt sind, dass die Störung von nicht gewünschten Sendern minimiert ist.
Empfängersystem nach Anspruch 97, bei dem die Gewichtungen so gewählt sind, dass die durchschnittlich empfangene Leistung maximiert ist.
Empfängersystem nach Anspruch 97, bei dem das Codierungsschema eine mehrdimensionale Trellis-Codierungsprozedur umfasst.
Empfängersystem nach einem der Ansprüche 78 bis 100, bei dem die den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierende Prozedur zu einer Gruppe gehört, die aus einer schnellen Fourier-Transformation und aus einer inversen schnellen Fourier-Transformation besteht.
Empfängersystem nach einem der Ansprüche 78 bis 101, bei dem der Kanal einen drahtlosen Kanal umfasst und die mehreren Kanalausgänge einer entsprechenden Mehrzahl von Empfängerantennenelementen zugeordnet sind.
Sendersystem zum Senden von Informationen über mehrere Eingänge zu einem Kanal, wobei das Sendersystem umfasst: wenigstens ein Verarbeitungselement (190), das eine den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierende Prozedur ausführt, um den Kanal in Eingangs-Bins zu unterteilen; ein Codierungssystem (10), das auf Informationen ein Codierungsschema anwendet, das Informationen vorteilhaft auf mehrere räumliche Richtungen verteilt; und wobei das Sendersystem Informationen, die durch das Codierungssystem codiert sind, in Unterkanälen des Kanals sendet, wobei jeder der Unterkanäle durch eine Kombination aus Eingangs-Bin und räumlicher Richtung definiert ist.
Sendersystem nach Anspruch 103, bei dem das Codierungsschema ein mehrdimensionales Trellis-Codierungsschema umfasst.
Sendersystem nach Anspruch 103 oder 104, bei dem die mehreren räumlichen Richtungen einem Senden über einen einzigen Kanaleingang entsprechen.
Sendersystem nach Anspruch 103 oder 104, bei dem jede der mehreren räumlichen Richtungen einer Gewichtung unter den Kanaleingängen entspricht.
Sendersystem nach Anspruch 106, bei dem die Gewichtung auf ein Zeitbereichssignal angewendet wird.
Sendersystem nach einem der Ansprüche 103 bis 107, bei dem das Codierungsschema über Eingangs-Bins hinweg codiert.
Empfängersystem zum Empfangen von Informationen über mehrere Ausgänge von einem Kanal, wobei das Empfängersystem umfasst: wenigstens ein Verarbeitungselement (200), das eine den Zeitbereich im Wesentlichen orthogonalisierende Prozedur ausführt, um den Kanal in Ausgangs-Bins zu unterteilen; ein Decodierungssystem (150), das ein Codierungsschema aus empfangenen Informationen entfernt, wobei das Codierungsschema die Informationen vorteilhaft auf die mehreren räumlichen Richtungen verteilt; und wobei das Empfängersystem die Informationen in Unterkanälen des Kanals empfängt, wobei jeder der Unterkanäle durch eine Kombination aus Ausgangs-Bin und räumlicher Richtung definiert ist.
Empfängersystem nach Anspruch 109, bei dem das Codierungsschema ein mehrdimensionales Trellis-Codierungsschema umfasst.
Empfängersystem nach Anspruch 109 oder 110, bei dem jede der mehreren räumlichen Richtungen einem Empfang über einen einzigen Kanalausgang entspricht.
Empfängersystem nach Anspruch 109 oder 110, bei dem jede der mehreren räumlichen Richtungen einer Gewichtung unter den Kanalausgängen entspricht.
Empfängersystem nach Anspruch 112, bei dem die Gewichtung auf ein Zeitbereichsignal angewendet wird.
Empfängersystem nach einem der Ansprüche 109 bis 113, bei dem das Codierungsschema über Ausgangs-Bins hinweg codiert.