DE69724039T2

DE69724039T2 - Analoge Signalverarbeitungseinrichtung und Korrelationsberechnungseinrichtung

Info

Publication number: DE69724039T2
Application number: DE69724039T
Authority: DE
Inventors: Kunihiko Sakai-shi Iizuka
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1996-06-07
Filing date: 1997-06-05
Publication date: 2004-04-22
Anticipated expiration: 2017-06-06
Also published as: EP0812061A3; DE69724039D1; JP3519242B2; JPH1063756A; US5912584A; EP0812061A2; EP0812061B1

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur analogen Signalverarbeitung mit Verstärkern, wie durch CMOSs realisierten Differenzverstärkern, die zum Ausführen einer Signalverarbeitungsoperation, z. B. einer Verstärkungsoperation hinsichtlich eingegebener analoger Signale dient. Die Erfindung betrifft auch eine Korrelationsberechnungsvorrichtung wie ein angepasstes Filter mit dieser Vorrichtung zur analogen Signalverarbeitung.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Wie es in der 15 dargestellt ist, beinhaltet eine Schaltung 1 zur analogen Signalverarbeitung, als konkretes Beispiel einer herkömmlichen Vorrichtung zur analogen Signalverarbeitung, einen als CMOS-Inverter oder dergleichen realisierten Verstärker AMP1, einen Eingangskondensator Ci und einen Rückkopplungskondensator Cf. In den letzten Jahren wurden verschiedene praktische Anwendungen der Schaltung 1 zur analogen Signalverarbeitung, als Grundschaltung zum Verarbeiten von Signalen in analoger Form, untersucht. Z. B. offenbart die japanische Veröffentlichung Nr. 6-215164/1994 (Tokukaihei No. 6-215164) zu einer offengelegten Patentanmeldung ein zugehöriges Anwendungsbeispiel bei einer Multiplizierschaltung. Darüber hinaus wurde auch die Anwendung einer solchen bei einer Abtast-Halte-Schaltung, einer Skalierschaltung, einer Addier-Subtrahier-Schaltung, einer Filterschaltung oder dergleichen für analoge Spannungen untersucht.
Die Schaltung 1 zur analogen Signalverarbeitung verarbeitet ein Eingangssignal Vin in analoger Form, ohne es umzuwandeln, und sie gibt ein Ausgangssignal Vout einschließlich Spannungsänderungen entsprechend der Verarbeitung aus.
Andererseits sind zum digitalen Verarbeiten von Signalen Analog-Digita- und Digital-Analog-Wandlung erforderlich, was eine Zunahme der Schaltungs größe und eine Zunahme des Energieverbrauchs verursacht. Außerdem steigt bei einer arithmetischen Operation bei Zunahme der Anzahl der Quantisierungsbits zum Erzielen höherer Genauigkeit der Jobumfang drastisch, was ebenfalls zu einer Zunahme der Schaltungsgröße und einer Zunahme des Energieverbrauchs führt. Demgegenüber tritt ein derartiges Problem in keiner Weise auf, wenn die Signale in analoger Form ohne Wandlung verarbeitet werden, wie oben beschrieben. Daher wird erwartet, dass unter Verwendung einer Schaltung zur analogen Signalverarbeitung für die oben beschriebenen Zwecke eine Verringerung der Schaltungsgröße und eine Verringerung des Energieverbrauchs erzielt werden können.
Hinsichtlich der Schaltung 1 zur analogen Signalverarbeitung, wie sie in der 15 dargestellt ist, die vom Typ mit kapazitiver Kopplung ist, besteht eine Grundbedingung für die Signalverarbeitungsoperation darin, dass ein als Eingangsende des Verstärkers AMP1 dienender Knoten n1 über hohe Impedanz verfügt und sich die Menge elektrischer Ladungen am Knoten n1 über die Periode nicht ändert, in der Eingangssignale zugeführt werden. Aus diesem Grund wird in der Eingangsstufe des Verstärkers AMP1 ein MOS-Feldeffekttransistor (MOSFET) verwendet, während der Knoten n1 so beschaltet ist, dass er sich in elektrisch potenzialfreiem Zustand befindet.
Die statische Eingangs/Ausgangs-Charakteristik der Schaltung 1 zur analogen Signalverarbeitung ist wie folgt ausgedrückt: Vo – Vr = –G(Vi – Vr) (1)wobei –G(G > 0) die Verstärkung des Verstärkers AMP1 repräsentiert, Vi die an den Verstärker AMP1 gelieferte Eingangsspannung repräsentiert, Vo die Ausgangsspannung des Verstärkers AMP1 repräsentiert und Vr die Arbeitspunktspannung des Verstärkers AMP1 repräsentiert, d. h. die Eingangsspannung Vi, wenn die folgende Bedingung erfüllt ist: Vo = Vi (2)
Bei einer Schaltung 1 zur analogen Signalverarbeitung mit dem so aufgebauten Verstärker AMP1 sei Q die Menge der Ladungen (nachfolgend als Ladungsmenge bezeichnet), die sich im potenzialfreien Zustand im Knoten n1 ansammeln, und die Verstärkung G sei ziemlich hoch, wobei dann die statische Eingangs/Ausgangs-Charakteristik der Schaltung 1 zur analogen Signalverarbeitung wie folgt ausdrückbar ist: Vout – Vr = –(Ci/Cf) (Vin – Vr) – Q/Cf (3)
Hierbei repräsentiert –Q/Cf einen Offset.
Übrigens ist es extrem schwierig, die Ladungsmenge Q im Herstellstadium auf 0 einzustellen, und diese Ladungsmenge Q variiert, was eine Variation der Gleichspannungspegel der Ausgangssignale Vout verursacht. Außerdem kann die Ladungsmenge Q manchmal aufgrund des Eindringens heißer Elektronen variieren, während die Schaltung 1 zur analogen Signalverarbeitung für eine Signalverarbeitungsoperation betrieben wird. Ferner variiert selbst dann, wenn die Ladungsmenge Q auf 0 einreguliert wird, die Arbeitspunktspannung Vr des Verstärkers AMP1, was eine Variation der o. g. Gleichspannungspegel bewirkt. Insbesondere dann, wenn der Verstärker AMP1 ein Differenzverstärker ist, tritt ein Gleichspannungsoffset des Ausgangssignals Vout auf, wenn der Eingangs-Offset variiert.
Daher ist die praktische Anwendung der in der 15 dargestellten Schaltung 1 zur analogen Signalverarbeitung auf industriellen Gebieten schwierig, wenn an ihr keine Abänderung vorgenommen wird. Daher wurde eine für den Stand der Technik typische Schaltung 2 zur analogen Signalverarbeitung (sh. die 16) vorgeschlagen. Bei der Schaltung 2 zur analogen Signalverarbeitung sind Elemente mit derselben Struktur (Funktion) wie bei der o. g. Schaltung 1 zur analogen Signalverarbeitung mit denselben Bezugszahlen gekennzeichnet, und ihre Beschreibung wird weggelassen. Die Schaltung 2 zur analogen Signalverarbeitung mit derselben Anordnung wie der der Schaltung 1 zur analogen Signalverarbeitung verfügt ferner über einen Satz von Schaltern S1 bis S3 für eine Auffrischoperation zum Kompensieren einer Offsetspannung.
Der zwischen dem Eingangs- und dem Ausgangsende des Verstärkers AMP1 vorhandene Schalter S1 wird geschlossen, wenn ein Steuersignal Φ1 auf hohen Pegel gebracht wird, um dadurch das Eingangsende direkt mit dem Ausgangsende zu verbinden. Der auf der Eingangsseite eines Eingangskondensators Ci vorhandene Schalter S2 liefert ein Eingangssignal Vi an diesen, wenn sich ein Steuersignal Φ2 auf niedrigem Pegel befindet, während er eine Spannung von einem Bezugspegel (nachfolgend als Bezugsspannung bezeichnet) Vref liefert, wenn sich das Steuersignal Φ2 auf dem hohen Pegel befindet. Der Schalter 53, der vorhanden ist, um an einen Rückkopplungskondensator Cf zu liefernde Spannungen zu schalten, liefert an diesen die Ausgangsspannung Vo eines Verstärkers AMP1, wenn sich das Steuersignal Φ2 auf dem niedrigen Pegel befindet, während er die Bezugsspannung Vref liefert, wenn es sich auf dem hohen Pegel befindet.
Die 17(a) und 17(b) sind zeitbezogene Diagramme zum Erläutern von Operationen der Schaltung 2 zur analogen Signalverarbeitung. Ein Satz aus einer Auffrischperiode und einer Signalverarbeitungsperiode, wie sie innerhalb einer Periode vorbestimmter Dauer enthalten sind, werden wiederholt. Zu einem Zeitpunkt t1, zu dem die Auffrischperiode startet, werden die Steuersignale Φ1 und Φ2 auf den hohen Pegel verschoben, wie es in den 17(a) bzw. 17(b) dargestellt ist. Dabei wird der Schalter S1 geschlossen, um dadurch das Eingangsende und das Ausgangsende des Verstärkers AMP1 direkt miteinander zu verbinden, während gleichzeitig die Bezugsspannung Vref an die Kondensatoren Ci und Cf angelegt wird.
Im Ergebnis sammeln sich in Knoten n1 Ladungen an, die der Eingangs-Offsetspannung des Verstärkers AMP1 entsprechen. Anschließend wird das Steuersignal Φ1 zu einem Zeitpunkt t2 auf den niedrigen Pegel verschoben, um dadurch dafür zu sorgen, dass der Schalter 51 ausschaltet. Das Steuersignal Φ2 wird zum Zeitpunkt t3 auf den niedrigen Pegel verschoben, wodurch das Eingangssignal Vin über den Schalter S2 an den Eingangskondensator Ci geliefert wird, während die Ausgangsspannung Vo des Verstärkers AMP1 über den Schalter S3 an den Rückkopplungskondensator Cf geliefert wird. Im Ergebnis kann eine Signalverarbeitungsoperation zu jedem beliebigen Zeitpunkt nach dem Zeitpunkt t3 ausgeführt werden.
So endet die Auffrischoperation, wodurch die Ladungsmenge Q Null wird. Hierbei ist die statische Eingangs/Ausgangs-Charakteristik der Schaltung 2 zur analogen Signalverarbeitung wie folgt ausdrückbar: Vout – Vref = –(Ci/Cf) (Vin – Vref) (4)
Jedoch existieren die folgenden Probleme. Wenn die Hintergrundspannung aus Gleichspannungskomponenten des Eingangssignals Vin und Komponenten mit Frequenzen, die beträchtlich niedriger als die der zu verarbeitenden Signalkomponenten sind, mit der Bezugsspannung Vref zusammenfällt, wird die Signalverarbeitungsoperation nur für die zu verarbeitenden Signalkomponenten angewandt. Jedoch ist im Allgemeinen die Hintergrundspannung nicht konstant. Dies ist ein Hinderungsgrund gegen die praktische Anwendung der Schaltung 2 zur analogen Signalverarbeitung.
Außerdem fließt, da der Schalter S1 z. B. aus einem MOSFET besteht, selbst im Zustand, in dem der Schalter 51 vollständig ausgeschaltet haben sollte, ein geringer Leckstrom durch den Schalter S1, was es unmöglich macht, die Ladungsmenge am Knoten n1 über eine lange Periode auf einem konstanten Pegel zu halten. Daher ist es erforderlich, die Auffrischoperation, wie sie zwischen den Zeitpunkten t1 und t3 ausgeführt wird, häufig zu wiederholen, wobei die Signalverarbeitungsoperation während der Auffrischperioden aufgehoben ist. Aus diesem Grund werden die Schaltungen 2 zur analogen Signalverarbeitung tatsächlich bei einer Schaltung angewandt, die z. B. so aufgebaut ist, wie es in der 18 dargestellt ist.
Die 18 ist ein Blockdiagramm zum Veranschaulichen der elektrischen Anordnung eines angepassten Filters 11 zur Verwendung in einer Demodulatorschaltung eines Codemultiplex-Mehrfachzugriff(CDMA)-Systems, wie es in einem digitalen Auto-/Taschentelefon verwendet wird. Gemäß dem CDMA-System werden Signale durch Pseudorauschen(PN)-Codes, die jeweils z. B. Dienststellen zugeordnet sind, gestreut. Auf der Empfangsseite werden empfangene Signale sequenziell durch mehrere Abtast-Halte-Schaltungen SH1, SH2,... SHm (zusammengefasst als Abtast-Halte-Schaltungen SH bezeichnet), die in Kaskade verbunden sind, mit vorbestimmten Abtastintervallen abgetastet. So werden durch die Abtast-Halte-Schaltungen SH gehaltene Spannungen mit dem PN-Code entsprechenden Koeffizienten multipliziert, und danach werden die Multiplikationsergebnisse addiert und subtrahiert. Hierbei werden die Signale invers gestreut, wenn der PN-Code für die empfangenen Signale mit dem PN-Code des angepassten Filters 11 übereinstimmt, um dadurch als Ergebnis der Addition und Subtraktion ein Ausgangssignal mit einem Spitzenwert auszugeben.
Das angepasste Filter 11 ist mit zwei Addier-Subtrahier-Schaltungen 12 und 13 zum Aufsummieren von Produkten sowie Multiplexern 14 und 15 zum Schalten der Addier-Subtrahier-Schaltungen 12 und 13 versehen. Die durch die Abtast-Halte-Schaltungen SH gehaltenen Spannungen werden vom Multiplexer 14 selektiv entweder an die Addier-Subtrahier-Schaltung 12 oder die Addier-Subtrahier-Schaltung 13 geliefert. Der Multiplexer 14 erhält den PN-Code, und er liefert ein Bit vom Wert +1 des PN-Codes an den Addierer einer der Addier-Subtrahier-Schaltungen 12 oder 13, während er ein Bit vom Wert-1 des PN-Codes an den Subtrahierer einer der Addier-Subtrahier-Schaltungen 12 oder 13 liefert. Der Multiplexer 15 gibt die Ausgangsspannung von einer der Addier-Subtrahier-Schaltungen 12 oder 13 aus, an die vom Multiplexer 14 die Ausgangsspannungen der Abtast-Halte-Schaltungen SH und der PN-Code geliefert wurden. So ist das angepasste Filter 11 so ausgebildet, dass während eine der Addier-Subtrahier-Schaltungen 12 oder 13 eine Produktaufsummierberechnung ausführt, die andere Addier-Subtrahier-Schaltung die Auffrischoperation für die Schaltung 2 zur analogen Signalverarbeitung ausführt.
Die 19 ist ein Blockdiagramm zum Veranschaulichen eines konkreten Beispiels eines Aufbaus der Addier-Subtrahier-Schaltungen 12 und 13. Jede der Addier-Subtrahier-Schaltungen 12 und 13 verfügt über zwei Produktaddierer 16 und 17, an die die Ausgangssignale der Addier-Subtrahier-Schaltungen SH auf parallele Weise geliefert werden, einen Inverter 18 und einen Addierer 19. Der Produktaddierer 16 besteht aus Eingangskondensatoren Ci⁺1, Ci⁺2,... Ci⁺m (zusammengefasst als Eingangskondensatoren Ci⁺ bezeichnet) mit jeweiligen positiven Koeffizienten entsprechend dem PN-Code. Der Produktaddierer 16 multipliziert die jeweiligen Ausgangssignale der Abtast-Halte-Schaltungen SHi entsprechend dem positiven PN-Code mit jeweiligen Kapazitätsverhältnissen Ci⁺/CF⁺ betreffend die Eingangskondensatoren Ci⁺ und den Rückkopplungskondensator Cf⁺ als Koeffizienten, und er addiert die Multiplikationsergebnisse zueinander, um dadurch das Additionsergebnis auszugeben.
Andererseits besteht der Produktaddierer 17 aus Eingangskondensatoren Ci^–1, Ci^–2,..., Ci^–m (zusammengefasst als Eingangskondensatoren Ci^– bezeichnet) mit jeweiligen negativen Koeffizienten entsprechend dem PN-Code. Der Produktaddierer 17 multipliziert die jeweils dem negativen PN-Code entsprechenden, parallel von den Abtast-Halte-Schaltungen SHi zugeführten Ausgangssignale mit jeweiligen negativen Koeffizienten Ci^–/Cf^–, und er addiert die Multiplikationsergebnisse zueinander, um dadurch das Additionsergebnis auszugeben. Es ist zu beachten, dass hinsichtlich jedes Paars von Eingangskondensatoren mit derselben Bezugszahl, jedoch dem Vorzeichen + bzw. –, z. B. Ci⁺1 und Ci^–1, das Ausgangssignal der Abtast-Halte-Schaltung SHi an einen derselben geliefert wird, während die Bezugsspannung an den anderen geliefert wird.
Das Ausgangssignal des Produktaddierers 17 wird durch den Inverter 18 invertiert, und danach wird das invertierte Ergebnis durch den Addierer 19 zum Ausgangssignal des Produktaddierers 16 addiert. Das Additionsergebnis wird an den Multiplexer 15 geliefert. Die Schaltungen 2 zur analogen Signalverarbeitung sind in diesen Addier-Subtrahier-Schaltungen 12 und 13 als Produktaddierer 16 und 17, Inverter 18 und Addierer 19 vorhanden. Daher werden im angepassten Filter 11 die Addier-Subtrahier-Schaltungen 12 und 13 durch die Multiplexer 14 und 15 geschaltet, wie oben beschrieben, so dass die Auffrischoperation abwechselnd bei den Schaltungen 2 zur analogen Signalverarbeitung ausgeführt wird.
Wie oben beschrieben, benötigt die Schaltung 2 zur analogen Signalverarbeitung eine Auffrischoperation, um die Ladungsmenge am Knoten n1 zu kontrollieren. Daher ist dann, wenn die Auffrischoperation und die Signalverarbeitungsoperation im Zeitmultiplex ausgeführt werden, eine Ersatzschaltung erforderlich, um die Signalverarbeitung nicht aufzuheben. Außerdem ist ein System zur Schaltsteuerung, wie ein Taktsignal-Schwingkreis, erforderlich. Daher treten die folgenden Probleme auf: die Schaltungsgröße ist erhöht und der Energieverbrauch ist erhöht während aufgrund der Schaltoperation Störsignale erzeugt werden.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Vorrichtung zur analogen Signalverarbeitung zu schaffen, die den Gleichspannungspegel eines Ausgangssignal dadurch auf einen gewünschten Sollpegel einstellen kann, dass sie Fehlerfaktoren wie die Ladungsmenge Q während der Verarbeitung von Signalen kompensiert, und eine Korrelationsberechnungsvorrichtung zu schaffen, die diese Vorrichtung zur analogen Signalverarbeitung enthält.
Um die obige Aufgabe zu lösen, ist eine erfindungsgemäße Vorrichtung zur analogen Signalverarbeitung eine solche, wie sie im Anspruch 1 definiert ist.
Gemäß der vorstehend genannten Anordnung führt die adaptive Steuerschaltung ein Signal zur adaptiven Regelung zurück, das über ein niedriges Frequenzband verfügt, das ausreichend von einem Frequenzband einer zu verarbeitenden Sollsignalkomponente entfernt ist, wobei das Sollsignal im Eingangssignal enthalten ist.
Daher ist es möglich, während die Verarbeitungsoperation für die Eingangssignale nicht aufgehoben sondern fortgesetzt wird, eine Änderung der Hintergrundspannung im Eingangssignal und eine Verschiebung eines Bezugspegels des Eingangssignals gegenüber dem Bezugspegel der Vorrichtung zur analogen Signalverarbeitung unter Verwendung eines adaptiven Regelungssignals zu kompensieren, das ein Frequenzband aufweist, das ausreichend vom Frequenz band der zu verarbeitenden Sollsignalkomponenten getrennt ist und demgemäß diese nicht beeinflusst. Diese Anordnung benötigt keine Ersatzschaltung zur Kompensation, um dadurch eine Verringerung der Schaltungsgröße und eine Abnahme des Energieverbrauchs zu gewährleisten. Außerdem tritt in keiner Weise ein unzweckdienliches Verhalten auf, wie Störsignale, die beim Schalten der Originalschaltung und der Ersatzschaltung erzeugt werden.
Außerdem wird, abweichend von der Arbeitspunktspannung mit festem Wert aufgrund einer Eingangs-Offsetspannung, die Eingangs-Offsetspannung im obigen Fall durch die Regelung durch die adaptive Regelungsschaltung hinsichtlich der Niederfrequenzkomponente kompensiert, wodurch der Gleichspannungspegel des Ausgangssignals auf einen gewünschten Bezugspegel eingestellt wird. Im Ergebnis wird selbst dann, wenn mehrere Vorrichtungen zur analogen Signalverarbeitung für mehrere Kanäle parallel vorhanden sind, dafür gesorgt, dass die jeweiligen Gleichspannungspegel der Ausgangssignale der Schaltungen zur analogen Signalverarbeitung miteinander übereinstimmen, um dadurch zu gewährleisten, dass anschließende Signalverarbeitungsoperationen, einschließlich einer Operation zum Prüfen, ob die Ausgangssignale miteinander übereinstimmen oder nicht, mit hoher Genauigkeit ausgeführt werden.
Für ein vollständigeres Verständnis der Art und der Vorteile der Erfindung ist auf die folgende detaillierte Beschreibung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen Bezug zu nehmen.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Blockdiagramm zum Erläutern eines Prinzips der Erfindung.
2 ist ein Kurvenbild eines Frequenzspektrums einer Signalverarbeitungsvorrichtung gemäß der Erfindung.
3 ist ein elektrisches Schaltbild einer grundlegenden Schaltung zur analogen Signalverarbeitung.
4 ist ein elektrisches Schaltbild einer weiteren Schaltung zur analogen Signalverarbeitung.
5 ist ein Blockdiagramm zum Veranschaulichen eines elektrischen Aufbaus eines angepassten Filters, bei dem die Schaltungen zur analogen Sig nalverarbeitung gemäß der 4 verwendet sind.
6 ist ein Blockdiagramm zum Veranschaulichen eines konkreten Beispiels eines Aufbaus einer Addier-Subtrahier-Schaltung in einem angepassten Filter für den Fall, dass die in der 4 dargestellten Schaltungen zur analogen Signalverarbeitung in dieser Addier-Subtrahier-Schaltung verwendet werden.
7 ist ein elektrisches Schaltbild einer Schaltung zur analogen Signalverarbeitung, die gemäß einer ersten Ausführungsform der Erfindung aufgebaut ist.
8 ist eine Ansicht zum Veranschaulichen von Eigenschaften eines adaptiven Regelungssystems der in der 7 dargestellten Schaltung zur analogen Signalverarbeitung.
9 ist ein Kurvenbild der Frequenzcharakteristik zum Erläutern von Erfordernissen beim Design des adaptiven Regelungssystems der in der 7 dargestellten Schaltung zur analogen Signalverarbeitung.
10(a) ist ein Signalverlaufsdiagramm eines Eingangssignals zum Erläutern einer adaptiven Regelungsoperation der in der 7 dargestellten Schaltung zur analogen Signalverarbeitung.
10(b) ist ein Signalverlaufsdiagramm eines Ausgangssignals zum Erläutern einer adaptiven Regelungsoperation der in der 7 dargestellten Schaltung zur analogen Signalverarbeitung.
11(a) und 11(b) sind Signalverlaufsdiagramme zum Veranschaulichen vergrößerter Abschnitte von Signalverlaufsdiagrammen in den 10(a) bzw. 10(b).
12(a) ist ein Signalverlaufsdiagramm zum Veranschaulichen des Potenzials an einem Knoten n1, um eine Initialisierungsoperation der der Signalverarbeitungsschaltung der 7 unmittelbar nach Start der Spannungsversorgung zu erläutern.
12(b) ist ein Signalverlaufsdiagramm zum Veranschaulichen eines Ausgangssignals zum Erläutern einer Initialisierungsoperation der in der 7 dargestellten Signalverarbeitungsschaltung unmittelbar nach dem Start der Spannungsversorgung.
13 ist ein elektrisches Schaltbild einer Schaltung zur analogen Signalverarbeitung, die gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung aufgebaut ist.
14 ist ein elektrisches Schaltbild einer Schaltung zur analogen Signalverarbeitung, die gemäß einer dritten Ausführungsform der Erfindung aufgebaut ist.
15 ist ein elektrisches Schaltbild einer grundlegenden Schaltung zur analogen Signalverarbeitung.
16 ist ein elektrisches Schaltbild einer typischen herkömmlichen Schaltung zur analogen Signalverarbeitung.
17(a) und 17(b) sind zeitbezogene Diagramme zum Erläutern von Operationen der in der 16 dargestellten Schaltung zur analogen Signalverarbeitung.
18 ist ein Blockdiagramm zum Veranschaulichen des elektrischen Aufbaus eines angepassten Filters, das Schaltungen zur analogen Signalverarbeitung enthält, wie eine in der 16 dargestellt ist.
19 ist ein Blockdiagramm zum Veranschaulichen eines konkreten Beispiels des Aufbaus einer Addier-Subtrahier-Schaltung im angepassten Filter für den Fall, dass in der Addier-Subtrahier-Schaltung die Schaltungen zur analogen Signalverarbeitung verwendet sind.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Die 1 ist ein Blockdiagramm zum Erläutern eines Prinzips der Erfindung. In einem Signalverarbeitungssystem wird ein Sollsignal, das durch den Bezugscode α1 gekennzeichnet ist, einem durch den Bezugscode α2 gekennzeichneten Hintergrundsignal, das eine ausreichend niedrigere Frequenz als das Sollsignal aufweist, überlagert. Im Ergebnis wird ein durch den Bezugscode α3 gekennzeichnetes Signal erhalten, das als Eingangssignal Vin an eine Signalverarbeitungseinheit 21 geliefert wird. Die Signalverarbeitungseinheit 21 verarbeitet (invertiert und verstärkt im in der 1 dargestellten Fall) das Eingangssignal Vin, und sie gibt, als Ausgangssignal Vout, ein so erhaltenes, durch den Bezugscode α4 gekennzeichnetes Signal aus.
Das Ausgangssignal Vout, das an ein gemäß der Erfindung aufgebautes adaptives Regelungssystem geliefert wird, wird an einen Komparator 22 geschickt. Der Komparator 22 vergleicht das Ausgangssignal Vout mit einer auf einen vorbestimmten Schwellenpegel (nachfolgend als Schwellenspannung Vth bezeichnet) eingestellten Spannung Vth, um ein Ausgangssignal herzuleiten, das dazu verwendet wird, die Charakteristik der Signalverarbeitungseinheit 21 an das Eingangssignal Vin anzupassen. Niederfrequenzkomponenten des Ausgangssignals des Komparators 22, die einer Frequenzkomponente des Hintergrundsignals entsprechen, werden durch ein Tiefpassfilter 23 gefiltert, um dadurch zu einem adaptiven Regelungssignal zu werden, das an die Signalverarbeitungseinheit 21 rückgeführt wird.
Wie es in der 2 dargestellt ist, verfügt das Sollsignal über ein Frequenzband von z. B. einigen hundert kHz bis zu einigen hundert MHz, wohingegen das adaptive Regelungssignal ein Frequenzband von Gleichstrom bis zu ungefähr 1 kHz, entsprechend dem Hintergrundsignal, aufweist. Unter Verwendung des adaptiven Regelungssignals mit einem derartigen Frequenzband, das ausreichend vom Frequenzband des Sollsignals getrennt ist, ist es möglich, die Signalverarbeitungsoperation auszuführen, während die Signalverarbeitungseinheit 21 an Änderungen des Hintergrundsignals adaptiert wird, um dadurch den Gleichspannungspegel des Ausgangssignals Vout stabil zu machen.
Die 3 ist ein elektrisches Schaltbild eines ersten konkreten Beispiels einer Schaltung 31 zur analogen Signalverarbeitung. Die Schaltung 31 zur analogen Signalverarbeitung ist durch Hinzufügen eines zur adaptiven Regelung verwendeten Widerstands Rb (Rückkopplungswiderstand) mit hohem Widerstand zu einer Schaltung zur analogen Signalverarbeitung vom Typ mit kapazitiver Kopplung mit einem Verstärker AMP1, einem Eingangskondensator Ci und einem Rückkopplungskondensator Cf realisiert. Daher entspricht ein Satz aus dem Verstärker AMP1, dem Eingangskondensator Ci und dem Rückkopplungskondensator Cf dem aus der Signalverarbeitungseinheit 21 bestehenden Signalverarbeitungssystem, während ein Satz aus dem Rückkopplungskondensator Cf und dem Widerstand Rb dem aus dem Komparator 22 und dem Tiefpassfilter 23 bestehenden adaptiven Regelungssystem entspricht.
Der Widerstandswert des Widerstands Rb und die Kapazität des Rückkopplungskondensators Cf seien Rb bzw. Cf, und dann weist das Tiefpassfilter 23 eine Grenzfrequenz Fc auf, die wie folgt ausdrückbar ist: Vc = 1/(2πRbCf) (5)
Hierbei sind bei der Erfindung der Widerstand Rb und die Kapazität Cf so eingestellt, dass das Produkt der beiden nicht kleiner als 10^–4 ist.
Durch diese Vorgehensweise weist, z. B. dann, wenn die Kapazität des Rückkopplungskondensators in der pF(10^–12)-Größenordnung liegt, der Widerstand Rb einen Widerstandswert nicht unter 10⁸ Ω auf, woraus sich ergibt, dass das adaptive Regelungssystem eine Grenzfrequenz fc von nicht mehr als 1,5 kHz aufweist. Demgemäß kann das adaptive Regelungssystem so ausgebildet werden, dass es ein Frequenzband aufweist, das ausreichend von den Sollsignalkomponenten von ungefähr einigen hundert MHz getrennt ist. Daher ist es möglich, eine Änderung der Hintergrundspannung im Eingangssignal und eine Verschiebung des Bezugspegels V₀ des Eingangssignals gegenüber der im Schwellenpegel (Schwellenspannung Vth) zu kompensieren, ohne die zu verarbeitenden Sollsignalkomponenten zu beeinflussen.
Genauer gesagt, wird z. B. bei Cf = 0,2 pF (= 2 × 10^–13F) der Widerstandswert des Widerstands Rb entsprechend der obigen Beziehung auf nicht weniger als 500 MΩ eingestellt. Dann ergibt sich unter Verwendung der Formel (5) die Grenzfrequenz fc wie folgt: fc = 1/(2 × π × 5 × 108 × 2 × 10–13) = 160 Hz (6)
In der so aufgebauten Schaltung 31 zur analogen Signalverarbeitung sei die Verstärkung des Verstärkers AMP1 –G1 (G1 > 0), und die Arbeitspunktspannung desselben sei Vr1, und dann ist die Eingangs/Ausgangs-Charakteristik des Verstärkers AMP1 wie folgt ausdrückbar: Vout – Vrl = –G1(Vnl – Vrl) (7)wobei Vn1 das Potenzial am Knoten n1 ist.
Hierbei kann dann, wenn die durch den Kondensator Ci und den Widerstand Rb bestimmte Zeitkonstante ausreichend groß im Vergleich zur Periode des im Eingangssignal Vin enthaltenen Sollsignals ist, der Einfluss eines hohen Widerstandswerts des Widerstands Rb auf die Schaltung 31 zur analogen Signalverarbeitung vernachlässigt werden. In diesem Fall gilt Vn1 = Vout, wenn eine statische Charakteristik in Betracht gezogen wird.
Daher wird dann, wenn die Schaltung 31 zur analogen Signalverarbeitung stabil arbeitet, der Gleichspannungspegel des Ausgangssignals Vout in die Arbeitspunktspannung Vr1, unabhängig vom Pegel der im Eingangssignal Vin enthaltenen Hintergrundspannung, gewandelt. Hierbei ist die Eingangs/Ausgangs-Charakteristik der in der 3 dargestellten Schaltung im Frequenzband des Sollsignals wie folgt ausdrückbar: Vout – Vr1 = –(Ci/Cf) (Vin – VinDC) (8)wobei VinDC den Pegel des Hintergrundsignals im Eingangssignal Vi repräsentiert (nachfolgend als Hintergrundspannung Vin^DC bezeichnet). Daraus ist es ersichtlich, dass die Schaltung 31 zur analogen Signalverarbeitung als Multiplizieren zum Multiplizieren der Sollsignalkomponenten im Eingangssignal Vin mit –(Ci/Cf) dient.
So wird durch Anbringen des Widerstands Rb parallel zum Rückkopplungskondensators Cf das adaptive Regelungssignal mit einem Frequenzband, das ausreichend vom Frequenzband des Sollsignals ist, negativ rückgekoppelt, während die Ladungsmenge am Knoten n1 als Eingangsende des Verstärkers AMP1 gesteuert wird, um dadurch dafür zu sorgen, dass der Gleichspannungspegel des Ausgangssignals Vout auf dem Pegel der Arbeitspunktspannung Vr1 gehalten wird. So wird, wenn die Signalverarbeitungsoperation andauert, die analoge Signalverarbeitungseinheit 31 an Änderungen des Hintergrundsignals adaptiert, das aus einer Gleichspannung oder niederfrequenten Komponenten im Eingangssignal Vin besteht.
Daher kann die in der Beschreibung zum Hintergrund der Erfindung genannte Auffrischoperation gleichzeitig ausgeführt werden, ohne die Signalverarbeitungsoperation zu beeinflussen. Daher muss eine die Schaltung 31 zur analogen Signalverarbeitung enthaltende Vorrichtung keine Ersatzschaltung nutzen. Im Ergebnis können die Größe der Schaltung und der Energieverbrauch gesenkt werden, es treten in keinem Fall Störsignale beim Schalten der Schaltkreise auf, und es kann ein System wie ein Taktsignal-Schwingkreis zum Ausführen komplizierter Schaltoperationen weggelassen werden.
Gemäß einer Abschätzung durch den Erfinder der vorliegenden Erfindung können die Fläche der Schaltung und die von ihr verbrauchte Energie um ungefähr 30% gesenkt werden.
Die folgende Beschreibung erläutert eine Variation des ersten Beispiels.
Die 4 ist ein elektrisches Schaltbild eines zweiten konkreten Beispiels einer Schaltung 32 zur analogen Signalverarbeitung. Wie bei der in der 3 dargestellten Schaltung 31 zur analogen Signalverarbeitung ist der Gleichspannungspegel des Ausgangssignals Vout die Arbeitspunktspannung Vr1 des Verstärkers AMP1. Die Arbeitspunktspannung Vr1 fällt wegen im Herstellprozess von LSIs auftretenden Variationen nicht mit dem als Vr vorgegebenen konzipierten Arbeitspunkt überein. Dieser Unterschied zwischen Vr und Vr1 ist beim Auswerten des Ausgangssignals Vout wesentlich. Die Schaltung 32 zur analogen Signalverarbeitung besteht aus der Schaltung 31 zur analogen Signalverarbeitung und einem Tiefpassfilter 33. Das Tiefpassfilter 33 besteht aus einem Widerstand RL und einem Kondensator CL, um niederfrequente Komponenten aus dem Ausgangssignal der Schaltung 31 zur analogen Signalverarbeitung zu entnehmen.
Die Grenzfrequenz des Tiefpassfilters 33 wird ausreichend niedrig dafür eingestellt, dass es keine Komponenten mit Frequenzen im Signalfrequenzband durchlässt. Wenn die Hintergrundspannung des Eingangssignals konstant ist, ist das Ausgangssignal Va des Tiefpassfilters 33 konstant, und es fällt mit der Arbeitspunktspannung Vr1 überein. Daher ist die Differenz (Vout – Va) zwischen dem Ausgangssignal Vout der Schaltung 31 zur analogen Signalverarbeitung und dem Ausgangssignal Va des Tiefpassfilters 33 eine Spannung, die dadurch erhalten wird, dass eine Eingangssignalkomponente mit-Ci/Cf multip-1iziert wird, und zwar unabhängig von der Arbeitspunktspannung des Verstärkers AMP1.
Die 5 ist ein Blockdiagramm zum Aufbau eines angepassten Filters 71, bei dem die Schaltungen 32 zur analogen Signalverarbeitung gemäß der 4 verwendet sind. Im angepassten Filter 71 werden sequenzielle Abtastoperationen durch Abtast-Halte-Schaltungen SH1, SH2,..., SHm (nachfolgend zusammengefasst als Abtast-Halte-Schaltungen SH bezeichnet) hinsichtlich eines analogen Eingangssignals ausgeführt. Ein Multiplexer 72 wird entsprechend dem PN-Code gesteuert, um selektiv jeweilige Ausgangssignale der Abtast-Halte-Schaltungen SH entweder an einen Addierabschnitt oder einen Subtrahierabschnitt einer Addier-Subtrahier-Einheit 73 zu liefern.
Die Addier-Subtrahier-Einheit 73 besteht aus zwei Produktaddierern 74 und 75, einem Inverter 76, sowie einem Addierer 77, wie es in der 6 dargestellt ist. Den Produktaddierern 74 und 75 werden über den Multiplexer 72 Eingangssignale von den Abtast-Halte-Schaltungen SH zugeführt. Der Produktaddierer 74 besteht aus Eingangskondensatoren Ci⁺1, Ci⁺2,..., Ci⁺m (nachfolgend zusammengefasst als Eingangskondensatoren Ci⁺ bezeichnet) mit jeweiligen positiven Koeffizienten entsprechend dem PN-Code. Der Produktaddierer 74 multipliziert die Ausgangsspannungen der Abtast-Halte-Schaltungen SHi, jeweils entsprechend dem positiven PN-Code, mit jeweiligen Kapazitätsverhältnissen Ci⁺/Cf⁺ betreffend die Eingangskondensatoren Ci⁺ und den Rückkopplungskondensator Cf⁺ als Koeffizienten, und er addiert die Multiplikationsergebnisse zueinander, um dadurch das Additionsergebnis auszugeben.
Andererseits besteht der Produktaddierer 75 aus Eingangskondensatoren Ci^–1, Ci^–2,..., Ci^–m (nachfolgend zusammengefasst als Eingangskondensatoren Ci^– bezeichnet) mit jeweiligen negativen Koeffizienten entsprechend dem PN-Code. Der Produktaddierer 75 multipliziert die von den Abtast-Halte-Schaltungen SHi parallel zugeführten Ausgangssignale, jeweils entsprechend dem negativen PN-Code, mit jeweiligen negativen Koeffizienten Ci^–/Cf^–, und er addiert die Multiplikationsergebnisse zueinander, um dadurch das Additionsergebnis auszugeben. Es ist zu beachten, dass hinsichtlich jedes Paars von Eingangskondensatoren mit derselben Bezugszahl, jedoch verschiedenen Vorzeichen + bzw. –, z. B. Ci⁺1 und Ci^–1, das Ausgangssignal der Abtast-Halte-Schaltung SHi an einen derselben geliefert wird, während die Bezugsspannung an den anderen geliefert wird.
Das Ausgangssignal des Produktaddierers 75 wird durch den Inverter 76 invertiert, und das invertierte Ergebnis wird durch den Addierer 77 zum Ausgangssignal des Produktaddierers 74 addiert. Unter Verwendung des Ausgangssignal Vout des Addierers 77 und des Ausgangssignal Va, das durch Filtern des Ausgangssignals Vout mittels des Tiefpassfilters 33 erhalten wurde, als Differenzsignale, arbeitet die Addier-Subtrahier-Einheit 73 ohne Beeinflussung durch Variationen der Arbeitspunktspannung der Schaltungen 32 zur analogen Signalverarbeitung, die die Produktaddierer 74 und 75, den Inverter 76 bzw. den Addierer 77 bilden.
Ferner benötigt, da die Schaltung 32 zur analogen Signalverarbeitung in der Addier-Subtrahier-Einheit 73 des angepassten Filters 71 wie die oben beschriebene Schaltung 31 zur analogen Signalverarbeitung die Auffrischoperation und die Signalverarbeitungsoperation parallel ausführen kann, das angepasste Filter 71 keine Addier-Subtrahier-Schaltung 13 und keinen Multiplexer 15, wie sie im angepassten Filter 11 unabdingbar sind.
Mit dieser Anordnung ist es möglich, eine Korrelationsberechnungsvorrichtung wie ein angepasstes Filter zu schaffen, in der Produkte aus Abtastwerten des empfangenen Signals und den Koeffizienten entsprechend dem PN-Code des angepassten Filters aufsummiert werden und die Erkennung des Spitzenwerts der aufsummierten Ergebnisse die Übereinstimmung zwischen dem zugehörigen PN-Code und dem PN-Code des empfangenen Signals markiert, um dadurch Synchronisation zu gewährleisten. Die so aufgebaute Korrelationsberechnungsvorrichtung wird in einer Demodulatorschaltung eines Codemultiplex-Vielfachzugriff(CDMA)-Systems verwendet, die in einem digitalen Autotelefon oder einem digitalen Taschentelefon installiert ist.
Es ist zu beachten, dass anstelle der Schaltungen 32 zur analogen Signalverarbeitung später beschriebene Schaltungen 41, 51 oder 61 zur analogen Signalverarbeitung für die Addier-Subtrahier-Schaltung 73 anwendbar sind, und dies gilt auch für die oben beschriebene Schaltung 31 zur analogen Signalverarbeitung.
Die folgende Beschreibung erläutert unter Bezugnahme auf die 7 bis 12 eine erste Ausführungsform der Erfindung.
Die 7 ist ein elektrisches Schaltbild einer Schaltung 41 zur analogen Signalverarbeitung gemäß der ersten Ausführungsform der Erfindung. In der Schaltung 41 zur analogen Signalverarbeitung sind Elemente mit derselben Struktur (Funktion) wie in der Schaltung 31 zur analogen Signalverarbeitung mit denselben Bezugszahlen gekennzeichnet, und ihre Beschreibung wird weggelassen.
Die Schaltung 41 zur analogen Signalverarbeitung ist eine Analogspannungs-Multipliziereinheit mit einem Verstärker AMP1, der ein invertierender Verstärker ist, und Kondensatoren Ci und Cf. Anmerkenswert ist es, dass die Schaltung 41 zur analogen Signalverarbeitung über einen Verstärker AMP2 verfügt, der dem Komparator 22 entspricht. Der Verstärker AMP2, der ein Differenzverstärker ist, ist so aufgebaut, dass sein Ausgangssignal Vout an seinen nicht invertierenden Eingangsanschluss geliefert wird, während eine Bezugsspannung Vref mit vorbestimmtem Wert an seinen invertierenden Eingangsanschluss geliefert wird. Der so aufgebaute Verstärker AMP2 führt eine negative Rückkopplung eines adaptiven Regelungssignals entsprechend einer Verschiebung des Gleichspannungspegels des Ausgangssignals Vout gegenüber der Bezugsspannung Vref über einen Widerstand Rb mit hohem Widerstandswert an einen Knoten n1 aus.
In der so aufgebauten Schaltung 41 zur analogen Signalverarbeitung ist die Eingangs/Ausgangs-Charakteristik des Verstärkers AMP1 durch die Formel (8) ausgedrückt. Hierbei sei angenommen, dass die durch die Kondensatoren Ci und Cf sowie den Widerstand Rb bestimmte Zeitkonstante ausreichend groß ist, während der Einfluss des hohen Widerstandswerts des Widerstands Rb auf die Schaltung 41 zur analogen Signalverarbeitung vernachlässigt werden kann. Die Verstärkung des Verstärkers AMP2 sei G2 (G2 > 0), die Arbeitspunktspannung desselben sei Vr2, das Potenzial am Knoten n2, der als nicht invertierendes Eingangsende des Verstärkers AMP2 dient, sei vn2, und das Potenzial am Knoten n3, der als Ausgangsende desselben dient, sei Vn3, und dann ist die Eingangs/Ausgangs-Charakteristik des Verstärkers AMP2 wie folgt ausgedrückt: Vn3 – Vr2 = G2(Vn2 – Vr2) (9)
Hierbei ist das Folgende erfüllt: Vr2 = Vref + Voff2 (10)
Wobei Voff2 die Eingangs-Offsetspannung des Verstärkers AMP2 repräsentiert. Außerdem ist Vn1 = Vn3 erfüllt, wenn die statische Charakteristik berücksichtigt wird. Daher ergibt sich das Folgende, wenn dies in die Formeln (7) und (9) eingesetzt wird, um Vn1 zu eliminieren:
Es ist zu beachten, dass die ganz rechte Seite der Gleichung durch Approximation dadurch erhalten wird, dass angenommen wird, dass G1 und G2 ausreichend groß sind, z. B. nicht kleiner als 100.
Daher wird dann, wenn die Schaltung 41 zur analogen Signalverarbeitung stabil arbeitet, der Gleichspannungspegel des Ausgangssignals Vout unabhängig von einer Hintergrundspannung Vin^DC im Eingangssignal Vin in einen konstanten Wert gewandelt. In diesem Fall zeigt der Verstärker AMP2 im Frequenzband des Sollsignals eine Eingangs/Ausgangs-Charakteristik, die wie folgt ausgedrückt ist: Vout – Vr2 = –(Ci/Cf)(Vin – VinDC) (12)
Daraus ist es erkennbar, dass die Schaltung 41 zur analogen Signalverarbeitung als Multiplizierer zum Multiplizieren der Sollsignalkomponenten im Eingangssignal Vin mit –(Ci/Cf) dient. Außerdem wird dann, wenn die Eingangs-Offsetspannung Voff2 des Verstärkers AMP2 ausreichend klein ist, die Formel (12) durch Approximation in die folgende Formel (13) approximiert: vout – vref = –(ci/cf)(vin – vinDC) (13)
Daraus ist es erkennbar, dass der Gleichspannungspegel des Ausgangssignals Vout unter der o. g. Bedingung immer an die Bezugsspannung Vref adaptiert wird.
Die folgende Beschreibung erörtert Erfordernisse für eine stabile Signalverarbeitungsoperation für den Fall, dass der Verstärker AMP2 im adaptiven Regelungssystem verwendet ist. Das Rückkopplungssystem für das niederfrequente Hintergrundsignal im Ausgangssignal Vout wird der in der 7 dargestellten Schaltung entnommen, und in der 8 ist eine Schaltung dargestellt, wie sie durch Transformieren des Rückkopplungssystems in solcher Weise erhalten wird, dass der Knoten A die Eingangsseite bildet, während ein Knoten Aa die Ausgangsseite bildet.
Die Übertragungscharakteristik eines Potenzials Vn3 am als Ausgangsende des Verstärkers AMP2 dienenden Knoten n3 auf ein Potenzial am Knoten A entspricht der Charakteristik eines RC-Tiefpassfilters erster Ordnung aus einem Widerstand Rb mit hohem Widerstandswert und einem Rückkopplungskondensator Cf, wobei sie sich jedoch hinsichtlich der Vorzeichen voneinander unterscheiden. Die Grenzfrequenz des Tiefpassfilters sei f2, und dann ist f2 wie folgt gegeben: f2 = 1/(2nRbCf) (14)
Daher wird das an den Knoten A gelieferte Signal über den Verstärker AMP2 mit der Gleichspannungsverstärkung –G2 und das RC-Filter mit der Grenzfrequenz f2 an den Knoten Aa ausgegeben, und danach wird es über eine Rückkopplungsleitung Lf an den Knoten A rückgeführt. Um dafür zu sorgen, dass ein derartiger Rückkopplungskreis stabil arbeitet, ist es erforderlich, dass bei einer Frequenz mit der Verstärkung 1 des Gesamtkreises (Verstärkung: 1 (0 dB)) die Phasennacheilung kleiner als 180° ist. Dieses Erfordernis wird dadurch erfüllt, dass Parameter des in der 8 dargestellten Kreises so eingestellt werden, dass das Folgende erfüllt ist: f2·G2 < fp (15)
Wobei fp hinsichtlich der Frequenz an einem Pol p1 des Verstärkers AMP1 und der Frequenz an einem Pol p2 des Verstärkers AMP2 die niedrigere repräsentiert.
Genauer gesagt, sollte dann, wenn die Frequenzcharakteristik der Gesamtschaltung dergestalt ist, wie es durch eine Linie gekennzeichnet ist, die in der 9 mit dem Bezugscode β1 benannt ist, die Grenzfrequenz dadurch von f2 auf f2a verschoben werden, dass der Widerstandswert des Widerstands Rb und die Kapazität des Rückkopplungskondensators Cf so eingestellt werden, wie es durch eine mit dem Bezugscode β2 benannte Linie gekennzeichnet ist, so dass die Bedingung erfüllt ist, dass die Frequenz bei der Verstärkung 1 niedriger als die Frequenz fp ist. Es ist zu beachten, dass bei einem tatsächlichen Design für eine praktische Anwendung, um zu gewährleisten, dass die obige Forderung erfüllt ist, der Widerstandswert und die Kapazität so eingestellt werden, dass nicht die Formel (15) sondern die folgende Formel (16) erfüllt ist: 3·f2·G2 < fp (16)
Als Beispiel sei angenommen, dass die Frequenz des Verstärkers AMP2 bei der Verstärkung 1 80 MHz beträgt und dass die Gleichspannungsverstärkung 60 dB beträgt, und dann ergibt sich die Frequenz am Pol p1 wie folgt: p1 = 80/60 = 1,3 MHz (17)
Die 10(a) und 10(b) sind Signalverlaufsdiagramme zum Erläutern von Operationen der auf die oben beschriebene Weise aufgebauten Schaltung 41 zur analogen Signalverarbeitung. Hierbei gilt hinsichtlich Parametern der Schaltung Ci = Cf = 0,2pF, Rb = 5GΩ, G1 = 1000, G2 = 200, V_DD= 3V, und Vref = 1,5V.
Die 10(a) und 10(b) veranschaulichen das Eingangssignal Vin bzw. das Ausgangssignal Vout, wie sie unter der Bedingung erhalten werden, dass, damit die Operationen leicht zu verstehen sind, das Eingangssignal Vin eine Sollsignalfrequenz von 5 kHz aufweist und das Hintergrundsignal einen Sinusverlauf mit einer Frequenz von 100 Hz aufweist. Vergrößerte Ansichten von Signalverlaufsabschnitten während einer mit W in den 10(a) und 10(b) gekennzeichneten Periode sind in den 11(a) bzw. 11(b) dargestellt. Wie es aus den Figuren deutlich ist, wird der Gleichspannungspegel der Ausgangsspannung entsprechend Spannungspegeländerungen des Hintergrundsignals eingestellt, wie sie bei ausreichend niedriger Frequenz im Vergleich zur Sollsignalfrequenz auftreten, so dass er immer stabil beim Pegel der Bezugsspannung Vref liegt, die in diesem Fall auf 1,5 V eingestellt ist.
Demgemäß wird das Produkt aus der Verstärkung des Verstärkers AMP2 (Komparator 22) und der Frequenz des adaptiven Regelungssignals (Grenzfrequenz des Tiefpassfilters) niedriger als der niedrigere Wert der Frequenz am Pol des Verstärkers AMP1 und der Frequenz am Pol des Verstärkers AMP2 eingestellt. Daher tritt selbst dann, wenn in der Schaltung eine adaptive Regelungsschaltung vorhanden ist, die eine niederfrequente Komponente des Ausgangssignals eines Verstärkers mit gewünschter Verstärkung zum Eingangsende des Verstärkers negativ rückführt, keine Schwingung durch die adaptive Regelungsschaltung auf, da die Phasendifferenz des adaptiven Regelungssignals in Bezug auf das Eingangssignal kleiner als 180° ist.
Die 12(a) und 12(b) zeigen eine Initialisierungsoperation beim Start der Spannungszufuhr. Da in der Schaltung 41 zur analogen Signalverarbeitung der Knoten n1 über den Widerstand Rb mit dem Knoten n3 verbunden ist, entsteht zwischen dem Knoten n1 und dem Knoten n3 in einem Zustand, in dem die Schaltung nicht mit der Spannungsversorgung verbunden ist, aufgrund des Potenzials am Knoten n3, das von Ladungen abhängt, die sich in der Streukapazität des Knotens n3 ansammeln, eine Potenzialdifferenz. Diese Potenzialdifferenz bewirkt Änderungen in der Ladungsmenge im Knoten n1.
Daher liegt, wenn die Spannungszufuhr startet, der Gleichspannungspegel des Ausgangssignals Vout nicht auf dem Pegel der Bezugsspannung Vref, d. h. 1,5 V, wie es in der 12(b) dargestellt ist. Wenn jedoch das Potenzial am Knoten n1 so ansteigt, wie es in der 12(a) dargestellt ist, wird der Gleichspannungspegel des Ausgangssignals Vout in den Pegel der Bezugsspan nung Vref, d. h. 1,5 V, gewandelt. Hierbei sei angenommen, dass im Fall der 12(b) das Eingangssignal Vin eine konstante Gleichspannung ist.
Demgemäß entspricht, während in der Schaltung 31 zur analogen Signalverarbeitung die spezifische Arbeitspunktspannung Vr1 des Verstärkers AMP1 der Schwellenspannung Vth entspricht, der Schaltung 41 zur analogen Signalverarbeitung die Bezugsspannung Vref, deren Wert wunschgemäß einstellt ist, der Schwellenspannung Vth. Daher wird dann, wenn die Schaltungen 41 zur analogen Signalverarbeitung parallel für mehrere Kanäle verwendet werden, dafür gesorgt, dass alle Gleichspannungspegel der Ausgangssignale Vout mit einem gewünschten Pegel zusammenfallen, um dadurch zu gewährleisten, dass anschließende Signalverarbeitungsoperationen, einschließlich einer Operation zum Prüfen, ob das Ausgangssignal mit der Bezugsspannung übereinstimmt oder nicht, mit hoher Genauigkeit ausgeführt werden.
Die 13 ist ein Schaltbild einer Schaltung 51 zur analogen Signalverarbeitung gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung. In der Schaltung 51 zur analogen Signalverarbeitung sind Elemente mit derselben Struktur (Funktion) wie solchen in der Schaltung 41 zur analogen Signalverarbeitung mit denselben Bezugszahlen gekennzeichnet, und ihre Beschreibung wird weggelassen.
Zu beachten ist es, dass eine Bezugsspannung Vref über einen Eingangskopplungskondensator Cb an den invertierenden Eingangsanschluss eines Verstärkers AMP2 gelegt wird und dass Schalter SW1 und SW2 vorhanden sind. Der Schalter SW1 (zweite Schaltereinrichtung) verbindet den invertierenden Eingangsanschluss und den Ausgangsanschluss des Verstärkers AMP2, oder trennt sie, während der Schalter SW2 (erste Schalteinrichtung) selektiv entweder das Ausgangssignal Vout oder die Bezugsspannung Vref an den nicht invertierenden Eingangsanschluss des Verstärkers AMP2 liefert.
Der Verstärker AMP2 weist in seiner Eingangsstufe einen MOSFET auf, während ein Knoten n4 auf der Seite des invertierenden Eingangsanschlusses im Zustand, in dem der Schalter SW1 ausgeschaltet ist, eine extrem hohe Impedanz aufweist. Wenn ein Steuersignal Φ1 zum Steuern des Schalters SW1 auf einen hohen Pegel verschoben wird, um dadurch den Schalter SW1 zu schließen, und ein Steuersignal Φ2 zum Steuern des Schalters SW2 auf den hohen Pegel verschoben wird, um dadurch dafür zu sorgen, dass der Bezugspegel Vref an einen Knoten n3 auf der Seite des nicht invertierenden Eingangsanschlusses des Verstärkers AMP2 geliefert wird, sammeln sich im Knoten n4 durch Cb·Voff2 ausgedrückte Ladungen an, wobei Voff2 die Eingangs-Offsetspannung des Verstärkers AMP2 repräsentiert.
Danach wird das Steuersignal Φ1 auf einen niedrigen Pegel verschoben, um dadurch dafür zu sorgen, dass der Schalter SW1 ausschaltet, und im Knoten n4 werden die dort angesammelten Ladungen gehalten. Anschließend wird das Steuersignal Φ2 auf einen niedrigen Pegel verschoben, um dadurch dafür zu sorgen, dass das Ausgangssignal Vout über den Schalter SW2 an den Verstärker AMP2 geliefert wird, und wenn das Rückkopplungssystem durch die Offsetspannung Voff2 in einen Betriebszustand verschoben wird, wird die Bezugsspannung Vref aufgrund der im Knoten n4 angesammelten Ladungen Cb·Voff2 verschoben, und die Bezugsspannung Vref mit dieser Verschiebung wird an den Verstärker AMP2 geliefert.
In der Schaltung 41 zur analogen Signalverarbeitung verschiebt sich der Gleichspannungspegel des Ausgangssignals Vout aufgrund der Eingangs-Offsetspannung Voff2 des Verstärkers AMP2 gegenüber dem Pegel der Bezugsspannung Vref. Andererseits ist es bei der Schaltung 51 zur analogen Signalverarbeitung, bei der die der Offsetspannung Voff2 entsprechende Verschiebung kompensiert wird, möglich, die Signalverarbeitungsoperation mit höherer Genauigkeit auszuführen.
Es ist zu beachten, dass es, wie es in Zusammenhang mit dem Stand der Technik beschrieben wurde, selbst dann, wenn der Schalter SW1 abgeschaltet wird, wegen eines Leckstroms unmöglich ist, die Ladungsmenge am Knoten n4 für eine lange Zeitperiode auf konstantem Pegel zu halten. Jedoch ist es bei der vorliegenden Ausführungsform möglich, die Kompensationsoperation periodisch, z. B. mit 1 kHz, d. h. alle 1 ms, auszuführen und die Operation jedesmal innerhalb einer Periode von einigen μs abzuschließen. Diese Betriebsperiode ist extrem kurz im Vergleich zur Zeitkonstanten des Rückkopplungssystems des Verstärkers AMP2, d. h. 10^–4 s, und demgemäß beeinflusst die Kompensationsoperation die adaptive Regelungsoperation nicht. Daher ist es durch Ausführen der Offsetspannungs-Kompensationsoperation, während die Signalverarbeitungsoperation kontinuierlich ausgeführt wird, möglich, die adaptive Regelungsoperation so auszuführen, dass die Ausgangsspannung Vout mit der erwünschten Bezugsspannung Vref übereinstimmt.
Wie oben beschrieben, wird während der Auffrischoperation des adaptiven Regelungssystem, die Bezugsspannung Vref über den Schalter SW2 an das Eingangsende (nicht invertierende Eingangsende) des Verstärkers AMP2 gelie fert, und der Schalter SW1 verbindet das Ausgangsende des Verstärkers AMP2 direkt mit dessen Eingangsende (invertierendes Eingangsende). Daher weisen das Ausgangsende des Verstärkers AMP2 und sein Eingangsende für die Bezugsspannung Vref dasselbe Potenzial auf. Im Ergebnis tritt zwischen den Anschlüssen des Eingangskopplungskondensators Cb, von denen der eine mit dem Eingangsende des Verstärkers AMP2 für die Bezugsspannung Vref verbunden ist, während an den anderen die Bezugsspannung Vref geliefert wird, eine Potenzialdifferenz auf, die der Eingangs-Offsetspannung Voff2 des Verstärkers AMP2 entspricht. Daher werden im Eingangskopplungskondensator Cb Ladungen angesammelt, die der Eingangs-Offsetspannung Voff2 entsprechen.
Andererseits wird während der normalen Signalverarbeitungsoperation das Ausgangssignal Vout des Verstärkers AMP1 über den Schalter SW2 an das nicht invertierende Eingangsende des Verstärkers AMP2 geliefert, während die Bezugsspannung Vref über den Eingangskopplungskondensator Cb an dessen invertierendes Eingangsende geliefert wird. Das Ausgangsende des Verstärkers AMP2 ist über den Widerstand Rb mit dem Eingangsende des Verstärkers AMP1 verbunden.
Daher wird während der Signalverarbeitungsoperation die Bezugsspannung Vref, die durch den Eingangskopplungskondensator Cb um eine der Eingangs-Offsetspannung Voff2 des Verstärkers AMP2 entsprechende Verschiebung verschoben wurde, in den Verstärker AMP2 eingegeben. So wird die Eingangsoffsetspannung Voff2 des Verstärkers AMP2 kompensiert.
Die folgende Beschreibung erläutert unter Bezugnahme auf die 14 eine dritte Ausführungsform der Erfindung.
Die 14 ist ein elektrisches Schaltbild einer Schaltung 61 zur analogen Signalverarbeitung gemäß der dritten Ausführungsform der Erfindung. In der Schaltung 61 zur analogen Signalverarbeitung sind Elemente mit derselben Struktur (Funktion) wie bei denen in der Schaltung 51 zur analogen Signalverarbeitung mit denselben Bezugszahlen gekennzeichnet, und ihre Beschreibung wird weggelassen.
Zu beachten ist es, dass in einem Verstärker AMP2 der Schaltung 61 zur analogen Signalverarbeitung ein Rückkopplungskondensator Cc als Rückkopplungskreis zum Festlegen der Verstärkung vorhanden ist. Es ist auch ein Schalter SW3 (dritte Schalteinrichtung) vorhanden, der auf ein Steuersignal Φ2 hin geschlossen wird, um den Rückkopplungskondensator Cc durch Entfernen von in ihm angesammelten Ladungen aufzufrischen. Darüber hinaus sind ein Verstärker AMP3 zum Invertieren des Ausgangssignals des Verstärkers AMP2, ein Eingangskondensator Cd und ein Rückkopplungskondensator Ce zum Bestimmen der Verstärkung des Verstärkers AMP3 sowie Schalter SW4 und SW5 (vierte Schalteinrichtung) zum Auffrischen des Rückkopplungskondensators Ce vorhanden.
Während sich die Steuersignale Φ1 und Φ2 auf hohem Pegel befinden, wird eine Auffrischoperation zum Kompensieren von Eingangs-Offsetspannungen der Verstärker AMP2 und AMP3 ausgeführt. Andererseits wird die adaptive Regelungsoperation ausgeführt, während sich die Steuersignale Φ1 und Φ2 auf niedrigem Pegel befinden.
In der Schaltung 61 zur analogen Signalverarbeitung ist im Zustand, in dem die Eingangs-Offsetspannungen der Verstärker AMP2 und AMP3 kompensiert werden, die Spannungsübertragungscharakteristik von einem Knoten n2 zu einem Knoten n3 wie folgt ausdrückbar: vn3 – Vref = (Cd/Ce)·(Cd/Cc)·(Vn2 – Vref) (18)
Daher kann durch Einstellen der Kapazitäten Cb, Cc, Cd und Ce auf geeignete Werte die Verstärkung des adaptiven Regelungssystems, d. h. eine Verstärkung G2, auf einen gewünschten Wert von z. B. 1 bis zu mehreren hundert eingestellt werden. In der Schaltung 51 erlangt die Verstärkung des Verstärkers AMP2 den hohen Wert von ungefähr 60 dB, was es unmöglich macht, die Formel (16) dann zu erfüllen, wenn das Sollsignal und das Hintergrundsignal jeweils in einige spezielle Frequenzbänder fallen. Andererseits tritt im Fall der Schaltung 61 zur analogen Signalverarbeitung ein derartiger Mangel nicht auf.
Genauer gesagt, wird dann, wenn der Verstärker AMP2 ohne Rückkopplung verwendet wird, die Verstärkung des adaptiven Regelungssignals größer. Im Ergebnis ist dann, wenn das Sollsignal und das Hintergrundsignal jeweils in einige spezielle Frequenzbänder fallen, manchmal die Stabilisierungsbedingung zum Unterdrücken einer Schwingung nicht erfüllt. Andererseits wird durch Anbringen des Rückkopplungskondensators Cc zum Festlegen der Verstärkung des Verstärkers AMP2 die Verstärkung für das adaptive Regelungssignal kontrolliert, und eine Schwingung wird sicher verhindert.
Da der Verstärker AMP3 nur die Funktion des Invertierens der Polarität des Ausgangssignals des Verstärkers AMP2 zeigen muss, kann als Verstärker AMP3 ein Differenzverstärker verwendet werden, bei dem die Rückkopplung über einen Widerstand erfolgt. Außerdem ist der Verstärker AMP1 nicht notwendigerweise ein invertierender Verstärker, sondern es kann ein anderer Verstärker verwendet werden, wie ein Differenzverstärker, an den die Bezugsspannung Vref über seinen nicht invertierenden Eingangsanschluss geliefert wird.

Claims

Vorrichtung zur analogen Signalverarbeitung vom Typ mit kapazitiver Kopplung, mit: – einem Verstärker (AMP1); – einem Eingangskondensator (Ci), der an einem Eingangsende des Verstärkers vorhanden ist, um in den Verstärker ein zu verarbeitendes Eingangssignal mit einem Sollsignal mit einem Frequenzband von Sollsignalkomponenten einzugeben; – einem Rückkopplungskondensator (Cf) zwischen dem Eingangsende und einem Ausgangsende des Verstärkers; – einem Komparator (AMP2) zum Erzeugen einer Spannung, die der Differenz zwischen dem vom Verstärker gelieferten Ausgangssignal und einem Bezugspegel (Vref) entspricht; und – einem Rückkopplungswiderstand (Rb) zum Rückkoppeln des Ausgangssignals des Komparators als adaptives Regelungssignal an das Eingangsende des Verstärkers, wobei das adaptive Regelungssignal nur eine niedrige Frequenzkomponente der Differenz zwischen dem Ausgangssignal und dem Bezugspegel aufweist, die eine niedrigere Frequenz als das im Eingangssignal enthaltene Sollsignal aufweist und kein Frequenzband mit dem Frequenzband des Sollsignals gemeinsam hat; – wobei die Verstärkung des Komparators und der Widerstandswert des Rückkopplungswiderstands so eingestellt sind, dass eine Phasennacheilung des adaptiven Regelungssignals in Bezug auf das an den Verstärker gelieferte Eingangssignal bei der Frequenz, für die die Verstärkung der Vorrichtung zur analogen Signalverarbeitung den Wert 1 einnimmt, kleiner als 180° ist.
Vorrichtung zur analogen Signalverarbeitung nach Anspruch 1, mit: – einer ersten Schalteinrichtung (SW2), die mit einem ersten Eingangsende (n3) des Komparators verbunden ist, über die das Ausgangssignal des Verstärkers an den Komparator geliefert wird, und die vorhanden ist, um selektiv entweder das Ausgangssignal des Verstärkers oder eine Spannung (Vref) vom Bezugspegel zu liefern; – einem Eingangskopplungskondensator (Cb), der mit einem zweiten Eingangsende (n4) des Komparators verbunden ist und über den die Spannung vom Bezugspegel an den Komparator geliefert wird; und – einer zweiten Schalteinrichtung (SW1) zum Verbinden und Trennen des Ausgangsendes des Komparators und des zweiten Eingangsendes desselben.
Vorrichtung zur analogen Signalverarbeitung nach Anspruch 2, ferner mit einer Rückkopplungsschaltung zum Bestimmen der Verstärkung des Komparators.
Vorrichtung zur analogen Signalverarbeitung nach Anspruch 3, bei der die Rückkopplungsschaltung ein zweiter Rückkopplungskondensator (Cc) ist.
Vorrichtung zur analogen Signalverarbeitung nach Anspruch 4, ferner mit einer dritten Schalteinrichtung (Sw3) zum Beseitigen von Ladungen, die sich im zweiten Rückkopplungskondensator (Cc) angesammelt haben.
Vorrichtung zur analogen Signalverarbeitung nach Anspruch 5, ferner mit – einem invertierenden Verstärker (AMP3) zum Invertieren des Ausgangssignals des Komparators (AMP2); – einem Verstärkungsbestimmungskondensator (Cd) zum Bestimmen der Verstärkung des invertierenden Verstärkers; – einem dritten Rückkopplungskondensator (Ce), der als Rückkopplungsschaltung des invertierenden Verstärkers (AMP3) vorhanden ist; und – einer vierten Schalteinrichtung (SW4, SW5) zum Auffrischen des dritten Rückkopplungskondensators.
Vorrichtung zur analogen Signalverarbeitung nach Anspruch 1, die als Multiplizierer zum Multiplizieren des Sollsignals mit –(Ci/Cf) ausgebildet ist, wobei Ci und Cf die Kapazität des Eingangskondensators bzw. die Kapazität des ersten Rückkopplungskondensators repräsentieren.
Vorrichtung zur analogen Signalverarbeitung nach Anspruch 1, ferner mit einem Tiefpassfilter (33) zum Entnehmen einer niederfrequenten Komponente aus dem Ausgangssignal der Vorrichtung zur analogen Signalverarbeitung, wobei das Ausgangssignal des Tiefpassfilters und das Ausgangssignal der Vorrichtung zur analogen Signalverarbeitung als Differenzsignale verwendet werden.
Korrelationsberechnungsvorrichtung mit einer Vorrichtung zur analogen Signalverarbeitung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei mehrere der genannten Eingangskondensatoren auf einer Seite zu einem Eingangsende des Verstärkers vorhanden sind; – wobei die Eingangskondensatoren parallel so vorhanden sind, dass sie jeweils mehreren an den Verstärker gelieferten Eingangssignal entsprechen, wobei jeder Eingangskondensator über eine vorbestimmte Kapazität entsprechend einem vorbestimmten Koeffizienten verfügt, so dass in Bezug auf die Eingangssignale eine Produktaddieroperation dadurch ausgeführt wird, dass jedes Eingangssignal mit dem entsprechenden Koeffizienten multipliziert wird.