DE69630166T2

DE69630166T2 - Spread-Spectrum-Sender und Empfänger unter Verwendung von zusammengesetzten Spreadcodes

Info

Publication number: DE69630166T2
Application number: DE69630166T
Authority: DE
Inventors: Kazuhiko Yokohama-shi Fukawa; Hiroshi Yokosuka-shi Suzuki
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp; NTT Mobile Communications Networks Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc; Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1995-06-07
Filing date: 1996-06-05
Publication date: 2004-08-05
Anticipated expiration: 2016-06-06
Also published as: US5790588A; EP0748074B1; DE69630166D1; EP0748074A3; US6128332A; EP0748074A2

Description

Hintergrund der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Direktsequenz-Codemultiplexzugriffssystem für Spreizbandkommunikation und insbesondere einen Spreizbandempfänger und -sender, die ein Eingangssignal mit sowohl Kurzzeit- als auch Langzeit-Spreizcodes (im Folgenden als kurze bzw. lange Codes bezeichnet) spreizen.
In den letzten Jahren sind diverse Spreizbandsysteme für eine effektivere Frequenzausnutzung in der digitalen Mobilfunkkommunikation untersucht worden (M. K. Simon, J. K. Omura, R. A. Scholtz und B. K. Levitt "Spread Spectrum Communication", Computer Science Press 1985). Insbesondere ein DS-CDMA- (Direct Sequence-Code Division Multiple Access) -System ist relativ einfach in der Konfiguration, und fortlaufende Untersuchungen sind durchgeführt worden mit dem Ziel, es praktisch einzusetzen. Bei der Anwendung des DS-CDMA-Systems auf beispielsweise ein zellulares Mobilfunkkommunikationssystem kann der gleiche kurze Code in benachbarten Zellen verwendet werden, wenn diesen unterschiedliche lange Codes zugeteilt sind.
In 1 ist ein bekanntes Beispiel eines Senders in dem DS-CDMA-System dargestellt. Ein digitales Signal s(m) wird über einen Eingangsanschluss 11 in einen Basisbandmodulator 12 eingespeist, der das digitale Signal s(m) verwendet, um ein moduliertes Basisbandsignal b(n) zu erzeugen. Das modulierte Basisbandsignal b(n) wird in einen Multiplizierer 14A eingegeben, der ein Spreizteil 14 bildet, in dem es durch Multiplizieren mit einem kurzen Code SC_S bandgespreizt wird, der von einem Kurzcodegenerator 13_S zugeführt wird. Die multiplizierte Ausgabe wird weiter einem anderen Multiplizierer 14B zugeführt, der das Spreizteil 14 bildet, in dem es durch Multiplizieren mit einem langen Code SC_L von einem Langcodegenerator 13_L wiederum bandgespreizt wird. Die Chipperioden der kurzen und langen Codes SC_S und SC_L sind beide T_C, und Kurz- und Langcodegeneratoren 13_S und 13_L arbeiten mit einem Taktsignal CK einer Taktfrequenz 1/T_C, das von einem Taktsignalgenerator 17 erzeugt wird. Ein moduliertes Basisbandsignal b_sp(n), das die Ausgabe des Multiplizierers 14B ist, wird auf einen Multiplizierer 19 gegeben, wo es durch Multiplizieren mit einem Trägersignal CW von einem Trägersignalgenerator 18 in das HF-Frequenzband hochkonvertiert wird, und die Ausgabe des Multiplizierers wird durch einen Sendeverstärker 21 verstärkt und anschließend als modulierte Sendewelle von einer Antenne 22 ausgesendet.
Der kurze Code SC_S hat eine Codeperiode mit der gleichen Länge wie die Symbolperiode T_S des modulierten Basisbandsignals b(n), wie in 2 gezeigt, und spreizt spektral jeweils Symbole b(1), b(2), ... . Andererseits hat der lange Code SC_L eine sehr lange Periode T_L, die mehreren 10 oder mehreren 100 Symbollängen entspricht, und wird verwendet, um von anderen Zellen (oder Zonen) empfangene Signale zu randomisieren. Der lange Code ist üblicherweise eine Langzeit-PN-(Pseudo Noise)-Sequenz, und der gleichen Zelle ist der gleiche lange Code und verschiedenen Zellen sind verschiedene lange Codes zugeteilt. Da verschiedene lange Codes eine sehr niedrige Korrelation haben, können sie verwendet werden, um Empfangssignale von anderen Zellen zu randomisieren. Der Kurzcodegenerator 13_S hat zum Beispiel eine bekannte Konfiguration, die Ausgaben aus wenigstens zwei gewünschten Verschiebestufen eines Schieberegisters XOR-verknüpft und das Ergebnis der XOR-Verknüpfung auf den Eingang des Schieberegisters rückkoppelt. Wenn die Zahl von Schiebestufen des Schieberegisters durch K gegeben ist, kann ein (2K – 1)-Chip-Pseudorauschcode (PN-Code), der sich mit einer Periode (2^K – 1)T_C wiederholt, durch Treiben des Schieberegisters mit einem Taktsignal mit einer Chiprate von 1/T_C erzeugt werden. Der Langcodegenerator 13_L kann im Aufbau mit dem Kurzcodegenerator 13_S identisch sein, mit dem Unterschied, dass die Anzahl von Schiebestufen K ausreichend größer ist als in Letzterem.
In 3 ist in Blockform ein bekanntes Beispiel eines Empfängers für das DS-CDMA-System gezeigt. Dabei wird angenommen, dass die Ausbreitung einem Zweiweg-Rayleigh-Fading-Modell folgt, und deshalb wird sein Betrieb unter der Annahme beschrieben, dass die empfangene Welle auf einem Zweiwellenmodell basiert, das auf einem direkten Weg und einem verzögerten Weg beruht. Zunächst gelangt die empfangene Welle zu einer Antenne 25. Die empfangene Welle wird mit einem rauscharmen Verstärker 26 verstärkt und in einem Multiplizierer 28 mit einem Trägersignal CW von einem Trägersignalgenerator 27 multipliziert und anschließend einem Tiefpassfilter 29 zugeführt. Diese Operation oder Manipulation entspricht einer Abwärtsverschiebung, und das Tiefpassfilter 29 gibt das bandgespreizte modulierte Basisbandsignal b_sp(n) aus, das an einen Eingangsanschluss 3_IN eines Mehrweg-Trennteiles 30 angelegt wird. Das bandgespreizte modulierte Basisbandsignal b_sp(n) wird von einer Hybridschaltung 31 auf zwei Wege entsprechend den zwei Ausbreitungswegen verzweigt und in Entspreizteile 32₁ und 32₂ eingegeben. Ein Multiplizierer 32A₁ , der das Entspreizteil 32 ₁ bildet, multipliziert das modulierte gespreizte Basisbandsignal b_sp(n) mit einem kurzen Code SC_S von einem Kurzcodegenerator 33_S und liefert die multiplizierte Ausgabe an einen anderen Multiplizierer 32B₁ , der das Entspreizteil 32₁ bildet. Der Multiplizierer 32B₁ multipliziert die Eingabe weiter mit einem langen Code SC_L von einem Langcodegenerator 33_L und liefert die multiplizierte Ausgabe an einen Integrator 35 ₁, der die letzten multiplizierten Ergebnisse in der Chipzahl des kurzen Codes gleicher Anzahl akkumuliert. Mit anderen Worten wirkt der Integrator 35₁ wie ein Tiefpassfilter, das einen Mittelwert einer vorgegebenen Anzahl von multiplizierten Ausgaben ausgibt. Diese Operationen entsprechen der Entspreizung. Die Spreizcodes SC_S und SC_L haben eine starke Autokorrelation, und kein gewünschtes Signal kann extrahiert werden, ohne dass sie beim Senden und Empfang zeitlich übereinstimmen. Der Kurzcodegenerator 33_S und der Langcodegenerator 33_L sind durch ein Taktsignals CK mit einer Taktfrequenz 1/T_C getrieben, das von einem Taktsignalgenerator 39 erzeugt wird.
Unter der Annahme, dass die Spreizcodes SC_S und SC_L des direkten Weges zeitlich mit den Spreizcodes SC_S und SC_L übereinstimmen, die vom Kurzcodegenerator 33_S und dem Langcodegenerator 33_L erzeugt werden, extrahiert der Integrator 35₁ eine Wegkomponente des direkten Weges, die als ein entspreiztes moduliertes Basisbandsignal b₁(n) an einen Anschluss 3₁ geliefert wird. Entsprechend multipliziert ein Multiplizierer 32A₂ , der das Entspreizteil 32₂ bildet, das gespreizte modulierte Basisbandsignal b_sp(n) mit einem verzögerten kurzen Code SC_S von einer Verzögerungs schaltung 36_S und liefert die multiplizierte Ausgabe an einen anderen Multiplizierer 32B₂ , der das Entspreizteil 32₂ bildet. Der Multiplizierer 32B₂ multipliziert ferner die eingegebene multiplizierte Ausgabe mit einem verzögerten langen Code von einer Verzögerungsschaltung 36_L und liefert die multiplizierte Ausgabe an einen Integrator 35₂ , der ein entspreiztes moduliertes Basisbandsignal b₂(n) an einen Anschluss 3₂ liefert. Diese Operationen entsprechen der Entspreizung. Wenn die Spreiz-Zeitlage in dem empfangenen verzögerten Weg von kurzem und langem Code mit der Zeitlage der verzögerten kurzen und langen Codes SC_S und SC_L übereinstimmt, wird eine Wegkomponente des verzögerten Weges durch den Integrator 35₂ integriert und als entspreiztes moduliertes Basisbandsignal b₂(n) an den Anschluss 3₂ des Mehrweg-Trennteiles 30 geliefert.
Die Hybridschaltung 31, die Spreizteile 32₁ und 32₂ , die Integratoren 35₁ und 35₂ , die Verzögerungsschaltungen 36_S und 36_L , der Kurzcodegenerator 33_S und der Langcodegenerator 33_L bilden das Mehrweg-Trennteil 30. Ein Diversitytyp-Erfassungsteil 40 bekommt die von den Integratoren 35₁ und 35₂ gelieferten modulierten entspreizten Basisbandsignale b₁(n) und b₂(n) für die jeweiligen Ausbreitungswege eingegeben, führt daran Diversityerfassung durch und gibt das resultierende digitale Signal s(m) an einen Anschluss 41 aus. Eine mögliche Konfiguration des Diversitytyp-Erfassungsteiles 40 ist eine, die Eingangssignale nach Differenzdetektion kombiniert und eine harte Entscheidung trifft.
Der oben beschriebene Empfänger randomisiert Signale von anderen Nutzern, die andere kurze Codes in der gleichen Zelle verwenden, in der Nutzer den langen Code SC_L gemeinsam benutzen, das heißt er randomisiert Interferenzsignale und randomisiert außerdem Mehrwegkomponenten eines gewünschten Signals, die um unterschiedliche Zeitintervalle verschoben sind. Diese randomisierten Signale werden als Rauschen zu den entspreizten modulierten Basisbandsignalen b₁(n) und b₂(n) hinzuaddiert, was zu einer Zunahme der Gesamtrauschleistung führt. Wenn die Interferenzsignalkomponenten aus dem entspreizten modulierten Basisbandsignal beseitigt werden könnten, indem das Diversitytyp-Erfassungsteil 40 mit einer Interferenzunterdrückungsfähigkeit ausgestattet würde, könnte durch Unterdrücken der erwähnten Zunahme der Gesamtrauschleistung eine verbesserte Übertragungscharakteristik erreicht werden. Da aber der lange Code eine hohe Autokorrelation hat, werden Mehrwegkomponenten durch den langen Code randomisiert, wenn sie auch nur um ein Chip relativ zu Signalen von anderen Nutzern in der gleichen Zelle, denen der gleiche lange Code zugewiesen ist, und einem Signal eines gewünschten Signals verschoben sind; deshalb können diese Signalkomponenten durch den Interferenzunterdrücker nicht unterdrückt werden.
Als ein anderes Beispiel für ein DS-CDMA-System, das kurze und lange Codes verwendet, wird zum Beispiel in US-Patent Nr. 4 969 159 beschrieben, kurze und lange Codes mit unterschiedlichen Chipraten zu verwenden. Dies basiert auf der Prämisse, dass der Empfänger eine Entspreizung mit dem kurzen Code durch Verwendung eines SAW-Filters durchführt. Da der Maßstab des SAW-Filters mit der Periodenlänge des kurzen Codes zunimmt, ist es in der Technik üblich, die Periodenlänge des verwendeten kurzen Codes auf 1/8 der Datenbitperiode zu begrenzen, um den Maßstab des SAW-Filters zu verringern und den Energieverbrauch zu senken. Gleichzeitig wird ein langer Code mit einer (um 15/8) längeren Periode als die Datenbitperiode verwendet, um einen hohen Spreizgewinn zu erreichen. In diesem System ist die Periode des langen Codes 15mal länger als die Periode des kurzen Codes, und die Chipperiode des langen Codes ist auf 127mal die Chipperiode des kurzen Codes gesetzt. Da in diesem System die Periode des langen Codes ungefähr zweimal die Datenbitperiode ist und die Chipzahl des langen Codes mit 15 deutlich kleiner als die Chipzahl 127 des kurzen Codes ist, ist die Wirkung der Randomisierung durch den langen Code verringert. Deshalb können nicht verschiedene Paare von langen und kurzen Codes mit niedriger Kreuzkorrelation in Zahlen für jede Zelle gewählt werden.
Kurzbeschreibung der Erfindung
Ein erstes Ziel der vorliegenden Erfindung ist, einen Spreizbandsender und -empfänger zu schaffen, die zusammengesetzte Spreizcodes verwenden, um eine effektive Ausnutzung der Mehrwegempfangsenergie im Empfänger zu ermöglichen und so die Bitfehlerrate zu verbessern.
Ein zweites Ziel der vorliegenden Erfindung ist, einen Spreizbandsender und -empfänger zu schaffen, der zusammengesetzte Spreizcodes verwendet, die das oben erwähnte erste Ziel erreichen und die spektrale Bandbreite von Übertragungswellen mit Basisbandsignalen unterschiedlicher Übertragungsrate konstant halten.
Ein drittes Ziel der vorliegenden Erfindung ist, einen Spreizbandempfänger zu schaffen, der zusammengesetzte Spreizcodes verwendet und das oben erwähnte erste Ziel erreicht und der in der Lage ist, Interferenzsignale von anderen Nutzern zu unterdrücken.
Ein viertes Ziel der vorliegenden Erfindung ist, einen Spreizbandempfänger anzugeben, der zusammengesetzte Spreizcodes verwendet und der das oben erwähnte erste Ziel erreicht und robust gegen Fading ist.
Einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung zufolge ist der Spreizbandempfänger mit dem oben erwähnten ersten Ziel implementiert durch eine Konfiguration, in der ein moduliertes Basisbandsignal mit einem kurzen Code und einem langen Code mit einer längeren Chipperiode gespreizt wird, um ein gespreiztes moduliertes Basisbandsignal zu erhalten, und ein Trägersignal wird mit dem gespreizten modulierten Basisbandsignal in dem Sendeteil zum Senden moduliert.
Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird das zweite Ziel erreicht durch den Spreizbandsender nach dem ersten Aspekt, der eine Konfiguration hat, bei der die Chipzahl des kurzen Codes vom Kurzcodegenerator in Abhängigkeit von der Übertragungsrate des modulierten Basisbandsignals veränderlich gemacht ist, so dass die Codeperiode mit der Symbolperiode übereinstimmt, ohne die Chipperiode des kurzen Codes zu ändern.
Gemäß einem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der Spreizbandempfänger mit dem oben erwähnten zweiten Ziel implementiert durch eine Konfiguration, in der ein Demultiplexer, eine Mehrzahl von Modulatoren und eine Mehrzahl von Spreizteilen bereitgestellt werden, ein Eingangs signal durch den Demultiplexer in ein oder mehrere Signalsequenzen mit vorgegebenen Übertragungsraten gedemultiplext wird, die Signalsequenzen durch Paare von unterschiedlichen kurzen Codes und einen gemeinsamen langen Code in jeweils den Signalsequenzen entsprechenden Spreizteilen gespreizt werden, um gespreizte modulierte Basisbandsignale zu erzeugen, und die so erhaltenen gespreizten modulierten Basisbandsignale durch einen Addierer zu einem zusammengesetzten Signal zum Senden durch das Sendeteil zusammenaddiert werden.
Einem vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung zufolge ist der Empfänger gemäß dem oben erwähnten Ziel implementiert durch eine Konfiguration, in der ein gespreiztes Basisbandempfangssignal von der empfangenen Welle im Empfangsteil abgeleitet wird, das gespreizte Basisbandempfangssignal durch ein Paar aus einem kurzen Code und einem langen Code mit einer größeren Chipzahl in Entspreizteilen, die jeweils entsprechend einer vorgegebenen Zahl von Mehrfachwegen vorhanden sind, mit einer Zeitlage entsprechend einem der Mehrfachwege in Synchronisation mit einem ersten Taktsignal und einem zweiten Taktsignal mit einer N-mal längeren Periode als das erstere entspreizt wird, wodurch ein entspreiztes Signal erhalten wird, das einem der Mehrfachwege entspricht, und solche entspreizten Signale in einem Diversitydetektierteil diversitydetektiert werden, um ein detektiertes digitales Signal zu erhalten.
Einem fünften Aspekt der vorliegenden Erfindung zufolge wird das oben erwähnte zweite Ziel erreicht durch den Empfänger gemäß dem vierten Aspekt, der eine Konfiguration hat, in der die Chipzahl des kurzen Codes vom Kurzcodegenerator in Abhängigkeit von der Übertragungsrate des modulierten Basisbandsignals veränderlich gemacht ist, so dass die Codeperiode mit der Symbolperiode zusammenfällt, ohne die Chipperiode des kurzen Codes zu ändern.
Einem sechsten Aspekt der vorliegenden Erfindung zufolge ist der Spreizbandempfänger gemäß dem oben erwähnten zweiten Ziel implementiert durch eine Konfiguration, in der das Spreizbandempfangssignal von dem Empfangsteil in einer Mehrzahl von Mehrweg-Trennteilen, die Mehrwegkomponenten entsprechen, durch Paare von verschiedenen kurzen Codes und einen gemeinsamen langen Code entspreizt wird, um ein moduliertes Basisbandsignal der Mehrwegkomponenten zu erhalten, die so erhaltenen modulierten Basisbandsignale in einer Mehrzahl von Diversitydetektierteilen diversitydetektiert werden, um detektierte digitale Signale zu erhalten, und die Ausgaben der Diversitydetektierteile sequentiell von einem Multiplexer entsprechend den Übertragungsraten ausgewählt werden, um eine einzelne Sequenz von detektierten digitalen Signalen zu erhalten.
Gemäß einem siebenten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird der Spreizbandempfänger gemäß dem oben erwähnten dritten Ziel erhalten durch die Empfänger des vierten, fünften und sechsten Aspektes, die eine Konfiguration haben, in der jedes Diversitydetektierteil einen Interferenzunterdrücker für jede Mehrwegkomponente hat, um Interferenzsignale von anderen Benutzern zu unterdrücken.
Gemäß einem achten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird der Spreizbandempfänger gemäß dem oben erwähnten vierten Ziel implementiert durch eine Konfiguration, in der eine Mehrzahl von Empfangsteilen mit jeweils einer Antenne vorgesehen sind, gespreizte Basisbandempfangssignale von den Empfangsteilen für jede Mehrwegkomponente durch Paare von kurzen und langen Codes entspreizt werden, um modulierte Basisbandsignale zu erhalten, und die so erhaltenen Basisbandsignale in Diversitydetektierteilen diversitydetektiert werden, um detektierte digitale Signale zu erhalten.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Blockdiagramm eines herkömmlichen DS-CDMA-Senders;
2 ist ein Zeitdiagramm, das die zeitlichen Beziehungen zwischen der Symbollänge eines modulierten Basisbandsignals und kurzen und langen Codes zeigt;
3 ist ein Blockdiagramm eines herkömmlichen DS-CDMA-Empfängers;
4 ist ein Blockdiagramm, das eine Ausgestaltung des DS-CDMA-Senders gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
5 ist ein Zeitdiagramm, das die zeitlichen Beziehungen zwischen der Symbollänge eines modulierten Basisbandsignals und kurzen und langen Codes bei der vorliegenden Erfindung zeigt;
6 ist ein Blockdiagramm, das eine Ausgestaltung des DS-CDMA-Empfängers gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
7 ist ein Leistungs-Wellenformdiagramm, das schematisch Wegkomponenten eines Signals zeigt, die von dem Empfänger nach der vorliegenden Erfindung detektiert werden;
8 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel eines Interferenzunterdrückers zur Verwendung in dem Empfänger nach der vorliegenden Erfindung zeigt;
9 ist ein Blockdiagramm, das ein anderes Beispiel des Interferenzunterdrückers zur Verwendung in dem Empfänger nach der vorliegenden Erfindung zeigt;
10A ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel eines Diversitydetektors zur Verwendung in dem Empfänger nach der vorliegenden Erfindung zeigt;
10B ist ein Blockdiagramm, das ein anderes Beispiel des Diversitydetektors zur Verwendung in dem Empfänger nach der vorliegenden Erfindung zeigt;
10C ist ein Blockdiagramm, das ein anderes Beispiel des Diversitydetektors zur Verwendung in dem Empfänger nach der vorliegenden Erfindung zeigt;
11 ist ein Blockdiagramm, das eine Ausgestaltung des Senders nach der vorliegenden Erfindung zeigt, der eine Konfiguration hat, die in der Lage ist, mit unterschiedlichen Übertragungsraten umzugehen;
12 ist ein Blockdiagramm eines Kurzcodegenerators, der in der Ausgestaltung der 11 verwendet wird;
13 ist ein Blockdiagramm, das eine Ausgestaltung eines Empfängers zeigt, der dem in 11 abgebildeten Sender entspricht;
14 ist ein Blockdiagramm, das eine andere Ausgestaltung des Senders nach der vorliegenden Erfindung zeigt, der eine Konfiguration hat, die in der Lage ist, mit unterschiedlichen Übertragungsraten umzugehen;
15 ist ein Blockdiagramm, das eine Ausgestaltung des Empfängers zeigt, der dem in 14 abgebildeten Sender entspricht;
16 ist ein Blockdiagramm, das eine Ausgestaltung des Empfängers nach der vorliegenden Erfindung zeigt, der Raumdiversity verwendet;
17 ist ein Blockdiagramm, das ein anderes Beispiel eines Mehrweg-Trennteiles in jeder Ausgestaltung des Empfängers nach der vorliegenden Erfindung zeigt;
18 ist ein Blockdiagramm, das die Konfiguration des Mehrweg-Trennteiles zur Verwendung im Fall der Verwendung eines Korrelators zum Entspreizen mit dem kurzen Code in jeder Ausgestaltung des Empfängers nach der vorliegenden Erfindung zeigt;
19 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel für die Konfiguration jedes in 18 verwendeten Korrelators zeigt;
20 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel einer Konfiguration zeigt, die Interferenzunterdrückung in einem Entspreizteil in der Ausgestaltung der 18 durchführt;
21 ist ein Blockdiagramm, das ein anderes Beispiel der Konfiguration zeigt, die Interferenzunterdrückung in dem Entspreizteil der Ausgestaltung der 18 durchführt;
22 ist ein Blockdiagramm, das noch ein Beispiel für die Konfiguration zeigt, die in dem Entspreizteil der Ausgestaltung der 18 Interferenzunterdrückung durchführt; und
23 ist ein Graph, der durchschnittliche Fehlerraten nach dem Stand der Technik und bei der vorliegenden Erfindung zeigt.
Beschreibung der bevorzugten Ausgestaltungen
In 4 ist in Blockform eine Ausgestaltung des Spreizbandsenders gemäß der vorliegenden Erfindung gezeigt, in der Teile, die denen in 1 entsprechen, mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind. Das digitale Signal s(m) wird über den Eingangsanschluss 11 in den Sender eingespeist, wo der Basisbandmodulator 12 das digitale Signal s(m) verwendet, um das modulierte Basisbandsignal b(n) zu erzeugen. Das modulierte Basisbandsignal b(n) wird auf den Multiplizierer 14A des Spreizteiles 14 gegeben, wo es durch Multiplizieren mit dem kurzen Code SC_S vom Kurzcodegenerator 13_S bandgespreizt wird. Die multiplizierte Ausgabe wird dem Multiplizierer 14B des Spreizteiles 14 zugeführt, wo es weiter mit dem langen Code SC_L von dem Langcodegenerator 13_L bandgespreizt wird. Der Kurzcodegenerator arbeitet mit dem Taktsignal CK mit der Taktfrequenz 1/T_C, das von dem Taktsignalgenerator 17 erzeugt wird, und die Chipperiode des kurzen Codes SC_S ist T_L.
Wie zuvor mit Bezug auf 1 beschrieben, wird jedes Symbol des modulierten Basisbandsignals b(n) in dem Multiplizierer 14A mit dem kurzen Code SC_S mit der Periode T_S über dessen gesamte Länge multipliziert, wie in 5 gezeigt. Anders als bei dem bekannten Beispiel der 1 ist der Langcodegenerator 13_L durch ein frequenzgeteiltes Taktsignal (mit einer Taktfrequenz 1/(NT_C), wobei N eine ganze Zahl gleich oder größer als 2 ist) getrieben, das durch Frequenzteilen des Taktsignals mit der Taktfrequenz 1/T_C vom Taktsignalgenerator 17 durch einen Frequenzteiler 24 auf ein N-tel erhalten wird. Dementsprechend ist die Chipperiode T_CL des langen Codes SC_S NT_C, was länger ist als die Chipperiode des kurzen Codes SC_S. Mit einer solchen verlängerten Chipperiode T_CL des langen Codes wird die Autokorrelation des langen Codes locker; insbesondere wenn zwei identische lange Codes gegeneinander um mehrere Chips des kurzen Codes (kleiner als N) verschoben sind, kann eine relativ hohe Korrelation erhalten werden. Insbesondere wenn die Chipperiode NT_C des langen Codes länger als die Verzögerungszeiten einiger typischer verzögerter Wege in Bezug auf den direkten Weg auf dem Ausbreitungsweg eingestellt ist, werden Mehrwegkomponenten mit unterschiedlichen Verzögerungszeiten, die in dem entspreizten modulierten Basisbandsignal enthalten sind, das durch Entspreizen des empfangenen Signals im Empfänger erhalten wird, nicht ausreichend durch Entspreizen mit dem langen Code randomisiert. Das heißt, eine Korrelation zwischen den Mehrwegkomponenten unterschiedlicher Verzögerungszeiten nimmt zu, und diese Mehrwegkomponenten können wirksam durch Diversitydetektion als gewünschte Signalkomponentenenergie genutzt werden.
Beim gegenwärtigen Mobilfunkkommunikationssystem können Verzögerungszeiten von verzögerten Wegen, die mit relativ zum direkten Weg nicht vernachlässigbaren Pegeln empfangen werden (die Verzögerungszeitspanne für den gegenüber dem direkten Weg verzögerten Weg) auf ein Maximum von etwa 3 μs in städtischen Gebieten und ein Maximum von 50 μs in gebirgigen Gebieten eingestellt werden. Dementsprechend reicht die in dem System zu berücksichtigende Verzögerungszeit von 3 bis 50 μs, und es genügt, die Chipperiode T_CL = NT_C des langen Codes im Bereich von 3 bis 50 μs geeignet zu wählen. In der Praxis braucht die Herstellung der Synchronisation zum Entspreizen mit dem langen Code im Empfänger zu viel Zeit, wenn die Chipperiode T_CL des langen Codes länger als 10 μs ist, und deshalb kann die Chipperiode T_CL vorzugsweise auf ca. 3 μs eingestellt sein, wobei die maximale Verzögerungszeit in städtischen Gebieten berücksichtigt wird. Der Wert N ändert sich in Abhängigkeit davon, wie die Chipperiode T_C des kurzen Codes gewählt wird. Wenn zum Beispiel angenommen wird, dass der kurze Code eine Chipzahl von 127 und eine Chipperiode T_C von 1 μs hat, der lange Code eine 3 μs-Chipperiode T_CL = NT_C, und das Übertragungssignal hat eine 127 μs-Symbolperiode hat, gilt N = 3.
Da oben die vorliegende Erfindung angewandt auf den Fall beschrieben worden ist, wo der Frequenzteiler 24 verwendet wird, um die Langcode-Chipperiode T_CL zu erhalten, die länger als die Kurzcode-Chipperiode T_C ist, ist der Wert N als eine ganze Zahl gleich oder größer als 2 beschrieben worden, doch basiert das Prinzip der Erfindung auf der Tatsache, dass die Langcode-Chipperiode T_CL länger als die Kurzcode-Chipperiode T_C ist, so dass der Wert N nicht speziell auf eine ganze Zahl eingeschränkt ist, sondern nur größer als 1 sein muss. Wenn der Wert N keine ganze Zahl ist, kann der Frequenzteiler 24 zum Beispiel durch einen Multiplizierer und eine Frequenzteilerschaltung oder einen Demultiplizierer gebildet sein. Wenn j < k gesetzt wird, wobei j eine ganze Zahl gleich oder größer als 2 ist und k eine ganze Zahl gleich oder größer als 3 ist, kann der Frequenzteiler 24 im Fall von N = k/j zum Beispiel gebildet sein durch Multiplizieren der Frequenz des Taktsignals mit j durch den Multiplizierer und dann Teilen auf ein k-tel durch eine 1/k-Frequenzteilerschaltung. Da kein Multiplizierer benötigt wird, wenn der Wert N eine ganze Zahl ist, kann die Systemkonfiguration entsprechend vereinfacht werden. Alternativ wird die Taktfrequenz des Taktsignalgenerators 17 j-mal höher als bei der oben beschriebenen Ausgestaltung gesetzt, und eine 1/j-Frequenzteilerschaltung und eine 1/k-Frequenzteilerschaltung werden im Frequenzteiler 24 vorgesehen. In diesem Fall wird die durch Frequenzteilen des Taktsignals vom Taktsignalgenerator 17 auf 1/j erhaltene Ausgabe als Taktsignal an den Kurzcodegenerator 13_S angelegt, und die durch Frequenzteilen des Taktsignals auf 1/k wird als Taktsignal an den Langcodegenerator 13_L angelegt. Es ist bevorzugt, dass der Wert N groß ist, doch mit zunehmendem Wert von N wird die Periodendauer des langen Codes länger, und die Zeit zum Herstellen der Synchronisierung wird auch länger; daher ist in dem Fall, dass der PN-Code als langer Code zum Beispiel durch ein 15-stufiges Schieberegister und eine XOR-Schaltung erzeugt wird, die obere Grenze des Wertes von N unter praktischen Gesichtspunkten etwa B.
Der Trägersignalgenerator 18, der Multiplizierer 19, der Verstärker 21 und die Antenne 22 bilden ein Sendeteil 15. Das oben erwähnte bandgespreizte modulierte Basisbandsignal b_sp(n) wird vom Multiplizierer 19 mit dem Trägersignal CW vom Trägersignalgenerator 18 aufwärts konvertiert, dann vom Sendeverstärker 21 verstärkt und als modulierte Sendewelle von der Antenne 22 gesendet.
Mit Bezug auf 6 wird eine Beschreibung einer Ausgestaltung des Spreizbandempfängers nach der vorliegenden Erfindung gegeben, bei der die Teile, die denen der 3 entsprechen, mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind. Der Betrieb des Empfängers wird unter der Annahme beschrieben, dass die empfangene Welle auf einem Zweiwegmodell, gebildet aus einem direkten Weg und einem verzögerten Weg, basiert. Zuerst wird die gesendete Welle von der Antenne 25 empfangen. Die empfangene Welle wird von dem rauscharmen Verstärker 26 verstärkt und mit dem Trägersignal CW vom Trägersignalgenerator 27 multipliziert und anschließend in das Tiefpassfilter 29 eingegeben. Diese Operation entspricht der Abwärtskonvertierung, und das Tiefpassfilter 29 gibt das bandgespreizte Empfangssignal b_sp(n) aus. Die Antenne 25, der Verstärker 26, der Trägersignalgenerator 27, der Multiplizierer 28 und das Tiefpassfilter 29 bilden ein Empfangsteil 20.
Das gespreizte Basisbandempfangssignal b_sp(n) wird von der Hybridschaltung 31 auf dem direkten Weg und dem verzögerten Weg entsprechende Entspreizwege verzweigt und den Entspreizteilen 32₁ bzw. 32₂ zugeführt. Der Multiplizierer 32A₁ des Entspreizteiles 32₁ multipliziert das gespreizte Basisbandempfangssignal b_sp(n) mit dem kurzen Code SC_S von dem Kurzcodegenerator 33_S und gibt das Multiplikationsergebnis auf den anderen Multiplizierer 32B₁ des Entspreizteiles 32₁ . Der Multiplizierer 32B₁ multipliziert das Multiplikationsergebnis weiter mit dem langen Code SC₁ vom Langcodegenerator 33_L , um das entspreizte modulierte Basisbandsignal b₁(n) zu erhalten, das auf den Integrator 35₁ gegeben wird. Der Integrator 35₁ gibt einen akkumulierten Wert einer Serie von letzten Multiplikationsergebnissen in der gleichen Anzahl wie die Chipzahl des kurzen Codes aus. Der Kurzcodegenerator 33_S und der Langcodegenerator 33_L sind in ihrer Konfiguration identisch mit den Gegenstücken 13_S und 13_L in dem in 4 gezeigten Sender und erzeugen den gleichen kurzen bzw. langen Code SC_S bzw. SC_L wie jene in 4. Ferner wird, wie auch bei 4 der Fall ist, der Langcodegenerator 33_L durch ein frequenzgeteiltes Taktsignal CK_L (einer Taktfrequenz 1/(NT_C), wobei N eine ganze Zahl gleich oder größer als 2 ist) getrieben, das durch Frequenzteilen des Taktsignals der Frequenz 1/T_C vom Taktgenerator 39 durch eine 1/N-Frequenzteilerschaltung 37 erhalten wird, und die Chipperiode des langen Codes SC_L ist NT_C. Die Operationen der Multiplizierer 32A₁ und 32B₁ und des Integrators 35₁ , oben erwähnt, entsprechen der Entspreizung. Die Spreizcodes SC_S und SC_L habe eine so hohe Autokorrelation, dass das extrahierte Signal bereits aufgrund einer geringen Differenz in der Zeitlage zwischen den Spreizcodes beim Senden und beim Empfang scharf abfällt.
Unter der Annahme, dass die Spreiz-Zeitlage des kurzen und langen Codes SC_S und SC_L auf dem direkten Weg mit der Zeitlage des kurzen und des langen Codes SC_S und SC_L zusammenfallen, die vom Kurzcodegenerator 33_S bzw. dem Langcodegenerator 33_L geliefert werden, wird die Wegkomponente des direkten Weges durch den Integrator 35₁ extrahiert und von diesem als entspreiztes moduliertes Basisbandsignal b₁(n) ausgegeben. Entsprechend multipliziert der Multiplizierer 32A₂ des Entspreizteiles 32₂ das gespreizte Basisbandempfangssignal b_sp(n) mit dem verzögerten kurzen Code SC_S von der Verzögerungsschaltung 36_S und liefert das Multiplikationsergebnis an den anderen Multiplizierer 32B₂ . Der Multiplizierer 32B₂ multipliziert das Multiplikationsergebnis weiter mit dem verzögerten langen Code SC_L von der Verzögerungsschaltung 36_L , um das entspreizte modulierte Basisbandsignal b₂(n) zu erhalten, das über den Integrator 35₂ , der als Tiefpassfilter fungiert, ausgegeben wird. Diese Operation entspricht der Entspreizung. In den Verzögerungsschaltungen 36_S und 36_L sind die Verzögerungszeiten (von gleichem Wert) des verzögerten Weges relativ zum direkten Weg gesetzt. Die Verzögerungszeit wird abgeschätzt durch Suchen nach dem Maximum der Leistung des entspreizten modulierten Basisbandsignals. Unter der Annahme, dass die Zeitlage der Spreizung durch den kurzen und den langen Code auf dem verzögerten Weg mit der Zeitlage der verzögerten kurzen und langen Codes SC_S und SC_L zusammenfällt, wird die Wegkomponente des verzögerten Weges durch den Integrator 35₂ extrahiert und als das entspreizte modulierte Basisbandsignal b₂(n) ausgegeben. Die Hybridschaltung 31, die Entspreizteile 32₁ und 32₂ , die Integratoren 35₁ und 35₂ , die Verzögerungsschaltungen 36_S und 36_L , der Kurzcodegenerator 33_S und der Langcodegenerator 33_L bilden das Mehrweg-Trennteil 30.
Der kurze Code SC_S hat eine kleine Chipzahl (zum Beispiel mehrere 10 bis mehrere hundert), und deshalb ist seine Autokorrelation deutlich stumpfer als die des langen Codes SC_L. Daher haben zwei identische kurze Codes unterschiedlicher Phase eine relativ hohe Autokorrelation, und die mit dem kurzen Code SC_S synchron zum direkten Weg entspreizte Ausgabe des Multiplizierers 32A₁ enthält in gewissem Umfang die entspreizte Basisbandsignalkomponente des verzögerten Weges. Genauso enthält die mit dem kurzen Code SC_S synchron zum verzögerten Weg entspreizte Ausgabe vom Multiplizierer 32A₂ in gewissem Umfang die entspreizte Basisbandsignalkomponente des direkten Weges. Außerdem könnte das entspreizte modulierte Basisbandsignal des direkten Weges erhalten werden durch Multiplizieren des langen Codes SC_L in korrekter Zeitlage in dem Multiplizierer 32B₁ , doch da gemäß der vorliegenden Erfindung die Chipperiode T_CL des langen Codes länger als die Verzögerungszeit des verzögerten Weges gemacht ist, ist der lange Code mit dem des verzögerten Weges ebenfalls korreliert, und die Ausgabe vom Multiplizierer 32B₁ enthält die entspreizte Signalkomponente des verzögerten Weges genauso wie das entspreizte modulierte Basisbandsignal des direkten Weges. Genauso enthält die entspreizte Ausgabe des Multiplizierers 32B₂ das entspreizte modulierte Basisbandsignal des verzögerten Weges und die entspreizte modulierte Basisbandsignalkomponente des direkten Weges. Folglich enthält, wenn die Korrelation der komplexen Dämpfungs- (Fading) -Hüllkurve zwischen dem direkten Weg und dem verzögerten Weg 1 ist, die Ausgabe vom Integrator 35₁ ein entspreiztes moduliertes Basisbandsignal S1 des direkten Weges und eine entspreizte modulierte Basisbandsignalkomponente s2 des verzögerten Weges um eine Zeit Δ später, wie schematisch in 7, Zeile A, gezeigt.
In 7A sind Wellenformen dieser zwei Komponenten mit Bezug auf den Pegel 0 gezeigt, um eine Unterscheidung zwischen ihren Leistungspegeln P1 und p2 zu machen, doch entsprechen in der gleichen Symbolperiode diese zwei Signale ursprünglich dem gleichen Symbol des gleichen modulierten Basisbandsignals b(n), und der Integrator 35₁ liefert an seinem Ausgang eine zusammengesetzte Signalwellenform mit einem Pegel P1 + p2, die durch Kombinieren dieser zwei Komponenten erhalten ist, wie zum Beispiel in 7, Zeile C, gezeigt. Die bestimmte Symbolperiode dieser zusammengesetzten Signalwellenform ist (T_S – Δ), und benachbarte Symbolperioden sind durch eine unbestimmte Periode einer Breite Δ beabstandet. Entsprechend enthält die Ausgabe vom Integrator 35₂ ein entspreiztes moduliertes Basisbandsignal S2 des verzögerten Weges und eine entspreizte modulierte Basisbandsignalkomponente s1 des direkten Weges, wie in 7, Zeile B, abgebildet. Wenn deren Leistungspegel durch P2 bzw. p1 gegeben sind, hat die zusammengesetzte Wellenform am Ausgang des Integrators 35₂ einen Leistungspegel P2 + p1 in der Symbolperiode (T_S – Δ), wie in 7, Zeile D, gezeigt. Somit wird auf beiden Entspreizrouten, der des direkten Weges und der des verzögerten Weges, das entspreizte modulierte Basisbandsignal und die entspreizte Basisbandsignalkomponente des anderen Weges addiert, und das Signal-Rauschverhältnis ist in der Symbolperiode (T_S – Δ) entsprechend verbessert. Daher könnte die Entscheidungsfehlerrate reduziert werden durch Treffen einer Signalentscheidung in der Symbolperiode (T_S – Δ). Da in der Praxis die Verzögerungszeitdifferenz Δ im Vergleich zur Symbolperiode T_S sehr klein ist (die Symbolperiode T_S des Übertragungssignals ist nämlich so gewählt), ist es möglich, empfangene Signalenergien sowohl des direkten als auch des verzögerten Weges effektiv zu nutzen, um das Basisbandsignal durch Durchführen von Diversitydetektion im Diversitydetektierteil 40 unabhängig von den unbestimmten Perioden Δ in den von den Integratoren 35₁ und 35₂ gelieferten entspreizten zusammengesetzten Basisbandsignalen zu detektieren.
Im Gegensatz zur oben mit Bezug auf 4 und 6 beschriebenen Erfindung liefern bei dem in 1 und 3 gezeigten herkömmlichen DS-CDMA-System der Integrator 35₁ und 35₂ des Empfängers in 3 an ihren Ausgängen nur das entspreizte modulierte Basisbandsignal S1 des direkten Weges mit dem Pegel P1 und das entspreizte modulierte Basisbandsignal S2 des verzögerten Weges mit dem Pegel P2, wie in 7, Zeilen A und B, abgebildet; das heißt keine der Integratorenausgaben enthält die andere auf einer Kreuzkorrelation wie in der vorliegenden Erfindung verwendet basierende Wegkomponente s2 oder s1. Diese Komponenten werden vielmehr randomisiert und als Rauschen zu den entspreizten modulierten Basisbandsignalen S1 und S2 hinzuaddiert. So verbessert die vorliegende Erfindung deutlich das Signal-Rausch-Verhältnis des entspreizten modulierten Basisbandsignals im Vergleich mit dem in 1 und 3 gezeigten herkömmlichen System. Bei dem zuvor hier erwähnten in US-Patent 4 969 159 beschriebenen Empfänger wird nur das zusammengesetzte Signal in 7, Zeile C, differenzdetektiert, doch findet keine Diversitydetektion statt, deshalb gibt es keine effektive Nutzung des relativ zum direkten Weg verzögerten Weges.
Beim Empfänger der Ausgestaltung der 6 werden die Ausgaben aus den Integratoren 35₁ und 35₂ im Diversitydetektierteil 40 linear kombiniert, wodurch das digitale Signal s(m) detektiert wird, das von dort an den Anschluss 41 ausgegeben wird. In der Ausgestaltung der 6 werden vor der Diversitydetektion im Diversitydetektierteil 40 die Integratorausgaben Interferenzunterdrückern 42₁ und 42₂ zugeführt, um Interferenzsignale zu unterdrücken, die der Korrelation zwischen anderen Benutzern in der gleichen Zelle zugeordneten kurzen Codes und dem für das gewünschte Signal verwendeten kurzen Code SC_S zuordenbar sind.
Das Diversitydetektierteil 40 besteht in dieser Ausgestaltung aus den Interferenzunterdrückern 42 ₁ und 42₂ und einem Diversitydetektor 43. Die Interfeienzunterdrücker 42₁ und 42₂ werden mit den entspreizten modulierten Basisbandsignalen b₁(n) und b₂(n) von den Integratoren 35₁ bzw. 35₂ versorgt und unterdrücken die Interferenzsignalkomponenten anderer Benutzer, die in den entspreizten modulierten Basisbandsignalen enthalten sind. Da die Mehrwegkomponenten mit unterschiedlichen Verzögerungszeiten, die in den entspreizten modulierten Basisbandsignalen vom Spreizteil 32₁ (32₂ ) jeder Route enthalten sind, wie oben angesprochen eine Korrelation im Bezug auf den langen Code haben, wird auch die Mehrwegkomponente des gewünschten Signals detektiert. Die Interferenzunterdrücker 42₁ und 42₂ werden verwendet, um die in den jeweiligen Wegkomponenten enthaltenen Interferenzsignalkomponenten zu unterdrücken, die sich aus der Korrelation zwischen den kurzen Codes des gewünschten Signals und anderer Benutzer ergeben. Die Interferenzunterdrücker 42₁ und 42₂ können jeweils durch eine einfache Konfiguration des Typs gebildet sein, der das Eingangssignal linear kombiniert, doch können auch andere Konfigurationen verwendet werden. Der Diversitydetektor 43 empfängt die interferenzunterdrückten modulierten Basisbandsignale von den Interferenzunterdrückern 42₁ und 42₂ , trifft dann eine Signalentscheidung und gibt das Entscheidungssignal an den Anschluss 41 aus. Eine Beschreibung von speziellen Arbeitsbei spielen der Interferenzunterdrücker 42₁ und 42₂ und des Diversitydetektors 43 wird gegeben.
8 zeigt ein Beispiel des Interferenzunterdrückers 42₁ (der andere Interferenzunterdrücker 42₂ ist nicht gezeigt, da er mit dem Unterdrücker 42₁ im Aufbau identisch ist) durch Verwendung eines Interferenzunterdrückers, der bei R. Lupa und S. Verdu, "Linear multiuser detectors for synchronous Code-Division Multiple-Access channels", IEEE Trans. Inform. Theory, Band IT-35 Nr. 1, Seiten 123 bis 136, Januar 1989 beschrieben ist. In 8 wird das entspreizte modulierte Basisbandsignal b₁(n) vom Anschluss 3₁ auf Anpassungsfilter 42A₂ bis 42A₄ gegeben, wo es mit kurzen Codes SC_S2, SC_S3 und SC_S4 anderer Benutzer korreliert wird. Da das an den Anschluss 3₁ gelieferte Signal b₁(n) das bereits mit dem kurzen Code SC_S für das gewünschte Signal entspreizte modulierte Basisbandsignal ist, wird der Multiplizierer 42B₁ mit dem unversehrten entspreizten modulierten Basisbandsignal b₁(n) versorgt, doch andere Multiplizierer 42B₂ bis 42B₄ werden mit korrelierten Ausgaben aus den Anpassungsfiltern 42A₂ , 42A₃ und 42A₄ versorgt, worin das entspreizte modulierte Basisbandsignal b₁(n) mit den kurzen Codes SC_S2, SC_S3 und SC_S4 anderer Benutzer korreliert wird. Bei dieser Ausgestaltung ist jedoch das Anpassungsfilter 42A₂ aus einem inversen Filter 4A1₂ und einem Korrelator 4A2₂ mit dem kurzen Code des anderen Benutzers aufgebaut. Die Charakteristik des inversen Filters 4A1₂ ist so festgelegt, dass die zusammengesetzte Charakteristik der Entspreizung mit dem kurzen Code in der vorhergehenden Stufe und des Anpassungsfilters ein zu dem Anpassungsfilter äquivalentes Filter bilden, das die Korrelation des kurzen Codes SCS₂ des anderen Benutzers mit dem Basisbandempfangssignal ausgibt, wenn keine Entspreizung im Multiplizierer 32A₁ in 6 erfolgt. In der Praxis ist das inverse Filter 4A1₂ durch einen Spreizer gebildet, der das entspreizte modulierte Basisbandsignal b₁(n) vom Anschluss 3₁ durch Multiplizieren mit dem kurzen Code SCS von dem Kurzcodegenerator 33_S in 6 spreizt. Die Anpassungsfilter 42A₃ und 42A₄ sind ebenfalls im Aufbau identisch mit 42A₂ und geben die Korrelationen zwischen kurzen Codes SC_S3 und SC_S4 anderer Benutzer und dem entspreizten modulierten Basisbandsignal b₁(n) aus, wenn jeweils keine Entspreizung im Multiplizierer 32A₁ in 6 stattfindet.
Das entspreizte modulierte Basisbandsignal b₁(n) vom Anschluss 3 ₁ enthält eine Interferenzsignalkomponente des anderen Benutzers sowie das gewünschte Signal. Da diese Interferenzsignalkomponente ausgedrückt werden kann als eine lineare Kopplung oder Kombination der Ausgangssignale von den Anpassungsfiltern 42A₂ bis 42A₄ , könnte ein Interterenzsignal daran gehindert werden, in dem zusammengesetzten Signal enthalten zu sein, welches die Ausgabe eines Addierers 42D ist, indem Gewichtungskoeffizienten oder Faktoren w₁ bis w₄ angepasst oder gesteuert werden, mit denen das direkt vom Anschluss 3₁ zugeführte Signal und die Ausgaben von den Anpassungsfiltern 42A₂ bis 42A₄ in den Multiplizierern 42B₁ bis 42B₄ multipliziert werden. Dies entspricht mathematisch der Extraktion einer zum Interferenzsignal orthogonalen Komponente als entspreiztes Signal des gewünschten Signals. In dem so arbeitenden Interferenzunterdrücker berechnet ein Gewichtungsfaktorsteuerteil 42C eine inverse Matrix zu einer Korrelationsmatrix der Spreizcodes auf der Grundlage von Information über die Spreizcodes und der Empfangszeiten von Benutzern und gibt spezifische oder bestimmte Elemente der inversen Matrix als Gewichtungsfaktoren w₁ bis w₄ aus.
Der Interferenzunterdrücker aus 8 erfordert zu seinem Betrieb Information über kurze Codes und Empfangszeiten aller Benutzer. In 9 ist ein Beispiel eines Interferenzunterdrückers gezeigt, bei dem dieses Problem gelöst ist. Dieser Unterdrücker nutzt, was in K. Fukawa und H. Suzuki, „Orthogonalizing Matched Filter (OMF) Detection for DS-CDMA Mobile Radio Systems", IEEE Globecom 1994, Seiten 385 bis 389, November 1994 offenbart ist. Wie im Fall der 8 umfasst der Interferenzunterdrücker aus 9 auch die Anpassungsfilter 42A₂ bis 42A₄ , die Multiplizierer 42B₁ bis 42B₄ , den Addierer 42D und das Gewichtungsfaktorsteuerteil 42C, und die Anpassungsfilter 42A₂ bis 42A₄ sind auch im Aufbau identisch mit den Gegenstücken in B. Bei dieser Ausgestaltung müssen jedoch die kurzen Codes SC_S2, SC_S3 und SC_S4, die den Korrelatoren der jeweiligen Anpassungsfilter zugeführt werden, keine Spreizcodes anderer Benutzer sein, sondern die kurzen Codes müssen nur orthogonal zu dem kurzen Code SC_S des gewünschten Signals und zueinander sein. Die Multiplizierer 42B₁ bis 42B₄ multiplizieren die entspreizten modulierten Basisbandsignale vom Anschluss 3₁ und den Anpassungsfiltern 42A₂ bis 42A₄ mit den Gewichtungsfaktoien w₁ bis w₄, und die multiplizierten Ausgaben werden vom Addierer 42D zu einem zusammengesetzten Signal addiert, das dem Anschluss 4₁ zugeführt wird. Basierend auf der korrelierten Ausgabe aus den Anpassungsfiltern 42A₂ bis 42A₄ , dem entspreizten modulierte Basisbandsignal vom Anschluss 3₁ und dem zusammengesetzten Signal vom Addierer 42D berechnet das Gewichtungsfaktorsteuerteil 42C die Gewichtungsfaktoren w₁ bis w₄ mit einem Algorithmus, der die mittlere Leistung des zusammengesetzten Signals vom Addierer 42D unter der Randbedingung der Gewichtungsfaktoien minimiert, und gibt sie aus.
Als nächstes wird mit Bezug auf 10A, 10B und 10C eine Beschreibung von Beispielen des Diversitydetektors 43 in dem Empfänger von 6 geliefert. Zwei Eingangsanschlüsse sind zwar verbunden mit den Anschlüssen 3₁ und 3₂ in 6 dargestellt, doch können sie auch mit den Anschlüssen 4₁ und 4₂ verbunden sein.
10A zeigt ein Beispiel des Diversitydetektors 43 von dem Typ, der das Differenzdetektionsschema verwendet und in John G. Proakis, „Digital Communications", 2. Auflage, Seite 738, offenbart ist. In diesem Beispiel werden die über Anschlüsse 3₁ bzw. 3₂ eingegebenen entspreizten modulierten Basisbandsignale b₁(n) und b₂(n) und Signale, die durch Verzögern dieser Signale in Verzögerungsstufen 43A₁ und 43A₂ um eine Symbolzeit T_S und Anwenden von Komplexkonjugationsoperationen, mit ( )^* bezeichnet, in Komplexkonjugationsteilen 43B₁ und 43B₂ auf die verzögerten Ausgaben erhaltene Signale durch Multiplizierer 43C₁ bzw. 43C₂ multipliziert; wodurch die Differenzdetektion ausgeführt wird. Die Gruppe, die aus der Verzögerungsstufe 43A₁ , dem Operationsteil 43B₁ und dem Multiplizierer 43C₁ besteht, bildet eine Differenzdetektionsschaltung, und die Gruppe, die aus der Verzögerungsstufe 43A₂ , dem Operationsteil 43B₂ und dem Multiplizierer 43C₂ besteht, bildet eine andere Differenzdetektionsschaltung. Die multiplizierten Ausgaben aus den Multiplizierern 43C₁ und 43C₂ werden von einem Addierer 43D addiert, dann wird die addierte Ausgabe in ein Entscheidungsteil 43E eingegeben, das eine harte Signalentscheidung trifft und das Entscheidungsergebnis s(m) an einen Ausgangsanschluss 41 liefert.
10B zeigt ein Beispiel des Diversitydetektors 43, der das kohärente oder synchrone Detektionsschema verwendet, das in H. Suzuki, „Signal Transmission Characteristics of Diversity Reception with Least Squares Combining", Transactions of the Institute of Electronics, Information and Communication Engineers, B-II, Band J75-B-II, Nr. 8, Seite 524 bis 534, August 1992 beschrieben. Bei diesem Beispiel werden die über die Anschlüsse 3₁ und 3₂ eingegebenen entspreizten modulierten Basisbandsignale b₁(n) und b₂(n) in Multiplizierern 43F₁ und 43F₂ mit abgeschätzten Trägersynchronisationssignalen SY₁ und SY₂ von einem Steuerteil 43G multipliziert, um mit den Trägerphasen synchronisierte Signale zu erhalten. Die multiplizierten Ausgabesignale werden von dem Addieret 43D addiert, und die Addiererausgabe wird auf das Entscheidungsteil 43E gegeben. Das Entscheidungsteil 43E trifft eine harte Signalentscheidung und liefert das Entscheidungsergebnis s(m) an den Anschluss 41. Ein Subtrahieret 43H gibt als ein Schätzungsfehlersignal die Differenz zwischen der Eingabe in und der Ausgabe aus dem Entscheidungsteil 43E aus. Das Steuerteil 43G empfängt das Schätzungsfehlersignal vom Subtrahieret 43H und die entspreizten Signale b₁(n) und b₂(n) von den Eingabeanschlüssen 3₁ und 3₂ und schätzt die oben erwähnten abgeschätzten Trägersynchronisationssignale SY₁ und SY₂ so ab, dass das Quadrat der Beträge der Schätzfehler minimiert wird, und gibt sie aus.
10C zeigt ein Beispiel des Diversitydetektors, der ein prädiktives kohärentes Detektionsschema verwendet, wie in Fukawa und Suzuki, „A RAKE Recelver with Interference Canceling for Mobile Radio Communications", Technical Report of the IEICE, RCS93-51, September 1993, offenbart. In diesem Beispiel sind Zweigmetrikerzeugungsteile 43M₁ und 43M₂ in den dem direkten bzw. verzögerten Weg entsprechenden Entspreizrouten vorgesehen, und die Zweigmetrikerzeugungsteile 43M₁ und 43M₂ empfangen die entspreizten modulierten Basisbandsignale b₁(n) bzw. b₂(n) und empfangen ferner gemeinsam einen Symbolsequenzkandidaten von einem Maximum-Likelihood-Sequenzschätzteil 43K und geben Likelihood-Informationssignale aus. Der Addieret 43D addiert die Likelihood-Informationssignale und gibt die addierte Ausgabe auf das Maximum-Likelihood-Sequenzschätzteil 43K. Das Maximum-Likelihood-Sequenzschätzteil 43K berechnet eine logarithmische Likelihood-Funktion auf der Grundlage des darin eingegebenen addierten Wertes, wählt dann mit dem Viterbi-Algorithmus einen Symbolsequenzkandidaten, der die logarithmische Likelihood-Funktion maximiert und gibt die ausgewählte Symbolsequenz als das digitale Signal s(m) an den Anschluss 41 aus.
In dem DS-CDMA-System sind die Übertragungssymbolperiode (die Symbollänge) T_S und die Kurzcodeperiode (die Codelänge) so gewählt, dass sie miteinander übereinstimmen; deshalb muss im Falle einer Änderung der Bitrate des in dem Sender der Ausgestaltung von 4 zu übertragenden digitalen Signals s(m) die Frequenz des Taktsignals CK vom Taktgenerator 17 entsprechend geändert werden. In einem solchen Fall ändern sich auch die Chipraten des zu erzeugenden kurzen und langen Codes SC_S bzw. SC_L, und auch die spektrale Bandbreite des gespreizten modulierten Basisbandsignals b_sp(n), das die Ausgabe des Multiplizierers 14B ist, ändert sich, was dazu führt, dass die Bandbreite der von der Antenne 22 zu sendenden Übertragungswelle sich entsprechend ändert. Bei dem gegenwärtigen DS-CDMA-Kommunikationssystem ist jedoch nicht bevorzugt, dass die durch jeden kurzen Code definierte spektrale Bandbreite des verwendeten Kommunikationskanals Schwankungen unterliegt. Als Nächstes wird mit Bezug auf 11 eine Beschreibung eines Empfängers geliefert, der gegenüber dem von 4 verbessert ist, so dass die spektrale Bandbreite der Übertragungswelle im Bezug auf eine beliebige aus einer Mehrzahl von vorgegebenen Bitraten des digitalen Eingangssignals im Wesentlichen konstant gehalten werden kann. In 13 ist eine Ausgestaltung eines dem verbesserten Sender entsprechenden Empfängers gezeigt.
11 zeigt eine abgewandelte Form der Ausgestaltung der 4, bei der die Chipzahlen K des kurzen und des langen Codes vom Kurz- bzw. Langcodegenerator 13_S und 13_L entsprechend der Bitrate des digitalen Eingangssignals s(m) variabel gemacht sind und der Kurzcodegenerator 13_S entsprechend der in einem Auswahlsignalerzeugungsteil 23 festgelegten Übertragungsrate gesteuert wird, um einen kurzen Code zu erzeugen, dessen Periode mit der Symbolperiode T_S des aus dem Eingangssignal modulierten Basisbandsignals b(n) übereinstimmt. Ein Beispiel der Konfiguration des Kurzcodegenerators 13_S in diesem Fall ist in 12 gezeigt.
Wenn die PN-Sequenz als kurzer Code verwendet wird, ist der Kurzcodegenerator 13_S mit einem Schieberegister 13S, das in bekannter Weise durch das Taktsignal CK getrieben ist, und einer Exklusiv-Oder-Schaltung 13X ausgestattet, wie in 12 gezeigt. Durch Anlegen der Ausgaben von wenigstens zwei Schiebestufen des Schieberegisters 13S an die Exklusiv-Oder-Schaltung 13X und Rückkoppeln von dessen Exklusiv-Oder-verknüpfter Ausgabe auf die erste Stufe des Schieberegisters 13S kann der Spreizcode aus einem beliebigen gegebenen Ein-/Ausgabepunkt des Schieberegisters 13S wiederholt erzeugt werden. Diese Ausgestaltung ist so konfiguriert, dass die Ausgaben von drei aufeinanderfolgenden Schiebestufen selektiv als eine Eingabe an die Exklusiv-Oder-Schaltung 13X entsprechend der Bitrate des digitalen Eingangssignals s(m) angelegt werden. Zum Beispiel ist die Zahl K von Schiebestufen des Schieberegisters 13S auf 7 gesetzt, und entweder die durch eine andere Exklusiv-Oder-Schaltung 13X₂ exklusiv-oder-verknüpften Ausgaben der zweiten, vierten und fünften Schiebestufe oder die Ausgaben des sechsten und siebten Schieberegisters werden durch einen Schalter 13C ausgewählt. Die Exklusiv-Oder-Schaltungen 13X und 13X₂ und der Schalter 13C bilden eine selektive Exklusiv-Oder-Schaltung, die eine der Exklusiv-Oder-Verknüpfungen einer Mehrzahl von Schiebestufen des Schieberegisters 13S auswählt. Wenn die Ausgabe der Exklusiv-Oder-Schaltung 13X₂ und die Ausgaben von der sechsten und siebten Schiebestufe jeweils durch den Schalter 13C ausgewählt sind, erzeugt der Spreizcodegenerator 13 wiederholt Codes mit Chipzahlen 2⁵ – 1 = 31, 2⁶ – 1 = 63 bzw. 2⁷ – 1 = 127. Wenn also die Frequenz 1/T_C des verwendeten Taktsignals CK konstant gehalten wird, ist es auch möglich, Übertragungsraten von Eingangssignalen so vorzugeben, dass die Symbolperioden solcher Chipzahlen jeweils mit den Codewiederholungsperioden der den Chipzahlen entsprechenden Längen übereinstimmen. Da diese Codelängen in der Beziehung stehen, dass sie jeweils etwa zweimal länger als die unmittelbar vorhergehende sind, können die Symbollängen von Eingangssignalen entsprechend gewählt werden.
Es wird angenommen, dass die Frequenz des Taktsignals CK 1,0 MHz und damit die Chipperiode T_C des kurzen Codes 1 μs ist. Wenn die Exklusiv-Oder-Schaltung 13X₂ und die sechste bzw. siebte Schiebestufe durch den Schalter 13C ausgewählt sind, sind die Perioden T_S der Codes mit den Chipzahlen 31, 63 bzw. 127, die vom Kurzcodegenerator 13_S erzeugt werden, 31 μs, 63 μs bzw. 127 μs. Wenn das Modulationssystem des Basisbandmodulators 12 BPSK ist, sind die Eingangsbitrate und die modulierte Symbolrate gleich, und die Übertragungsraten eingegebener digitaler Signale sind 32,26 kB/s, 15,87 kB/s und 7,87 kB/s entsprechend den kurzen Codes mit solchen Chipzahlen. Da diese Werte nicht in einem ganzzahligen Verhältnis stehen, sind solche Übertragungsraten nicht geeignet zur Verwendung in dem aktuellen Kommunikationssystem. Um. eine Auswahl von praktischen Übertragungsraten wie etwa 32 kB/s, 64 kB/s und 128 kB/s zu ermöglichen, sind zum Beispiel ein Zähler 13A, ein Decoder 13D und eine Und-Schaltung 13B vorgesehen, wie in 12 abgebildet, und das Taktsignal CK wird über die Und-Schaltung 13B an einen Treiberanschluss des Schieberegisters 13S bereitgestellt, während es gleichzeitig dem Zähler 13A zugeführt wird.
Entsprechend der Übertragungsrate wird eine beliebige der Chipzahlen 2⁵ , 2⁶ und 2⁷ durch den Auswahlsignalgenerator 23 selektiv im Decoder 13D gesetzt, und wenn der Zählwert des Zählers 13A den im Decoder 13D gesetzten Wert erreicht, gibt der Decoder 13D ein Koinzidenzsignal "1" an die Exklusiv-Oder-Schaltung 13B aus, um den Durchgang des Taktsignals durch diese zu sperren, und setzt den Zähler 13A zurück. Als Ergebnis geht die Ausgabe des Decoders 13D auf "0", wodurch die Und-Schaltung 13B aus dem gesperrten Zustand freigegeben und der Durchgang des Taktsignals CK dort hindurch ermöglicht wird. Da die Zuführung des Taktsignals zum Schieberegister 13S so jeweils in einer von je 2⁵ , 2⁶ oder 2⁷ Taktperioden gesperrt ist, behält der Chipwert der Ausgabe des Kurzcodegenerators 13S zu diesem Zeitpunkt seinen unmittelbar vorhergehenden Zustand. Dies ist also äquivalent zur Erzeugung des kurzen Codes mit der Chipzahl 2⁵ , 2⁶ oder 2⁷ durch die Auswahl mit dem Schalter 13C im Kurzcodegenerator von 12. Da diese Chipzahlen die ganzzahlige Beziehung zueinander haben, können die Übertragungsraten des digitalen Eingangssignals s(m) ebenfalls so gewählt werden, dass sie eine ganzzahlige Beziehung zueinander wie etwa 128 kB/s, 64 kB/s und 32 kB/s einhalten. Bei diesem Beispiel muss die Frequenz 1/T_C des Taktsignals CW nur auf 4,096 mHz gesetzt werden. Da die Taktfrequenz konstant gehalten werden kann, auch wenn die Übertragungsrate sich wie oben erwähnt ändert, ist auch die Chipperiode T_C des kurzen Codes konstant, und auch die spektrale Bandbreite der Übertragungswelle ist konstant.
Der Langcodegenerator 13_L kann ebenfalls in der gleichen Weise wie der in 12 gezeigte Kurzcodegenerator konfiguriert sein. In einem solchen Fall ist jedoch die Gesamtzahl K von Stufen des Schieberegisters größer als die Zahl K der Schiebestufen in dem Kurzcodegenerator 13_S ; sie ist zum Beispiel auf K = 15 gesetzt. Alternativ kann der Langcodegenerator 13_L konstruiert sein, um lange Codes mit der gleichen Chipzahl unabhängig von der Übertragungsrate zu erzeugen, wie im Falle von 4.
13 zeigt in Blockform eine Ausgestaltung des Empfängers zur Verwendung in Kombination mit dem Sender aus 11. Diese Ausgestaltung ist in der Konstruktion identisch mit der Ausgestaltung aus 6, mit der Ausnahme, dass Kurzcode- und Langcodegenerator 33_S bzw. 33_L jeweils die oben mit Bezug auf 12 beschriebene Konfiguration haben, und dass ein Signalauswahlgenerator 38 verwendet wird, um die Chipzahl zu ändern, ohne die Chipperiodenlängen der Spreizcodes von Kurzcode- und Langcodegenerator 33_S und 33_L entsprechend der Symbolrate des empfangenen Signals zu ändern.
Bei den Ausgestaltungen der 11 und 13 wird die spektrale Bandbreite des Übertragungssignals konstant gehalten durch Ändern der Längen (Chipzahlen) von kurzem und langem Code entsprechend der Bitrate (oder Symbolrate) des Übertragungssignals. In 14 ist in Blockform eine Ausgestaltung eines Senders gezeigt, bei dem das zu übertragende digitale Signal s(m) auf eine Mehrzahl von Signalsequenzen mit festgelegten Bitraten entsprechend der Bitrate des digitalen Signals selbst verteilt, dann mit unterschiedlichen kurzen Codes gespreizt und zu einem zusammengesetzten Signal kombiniert ist, um dadurch die spektrale Bandbreite des Übertragungssignals unverändert zu halten. 15 zeigt in Blockform eine Ausgestaltung eines Empfängers zur Verwendung in Kombination mit dem Sender aus 14.
In 14 sind die Teile, die denen der 4 entsprechen, mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet. In dem dargestellten Sender gibt es eine Mehrzahl von Sätzen mit einem Basisbandmodulator für das digitale Eingangssignal mit fester Bitrate, einem Kurzcodegenerator zum Erzeugen des kurzen Codes und einem Multiplizierer zum Multiplizieren des modulierten Basisbandsignals mit dem kurzen Code, und Bits des digitalen Eingangssignals s(m) werden durch einen Demultiplexer 16 an die jeweiligen Sätze entsprechend der Bitrate des digitalen Eingangssignals so verteilt, dass die jeweiligen Signalsequenzen eine vorgegebene Bitrate haben. Die Ausgestaltung der 14 umfasst: den Demultiplexer 16 zum sequentiellen Verteilen der Bits des digitalen Eingangssignals s(m) auf eine gewünschte Zahl von Sequenzen; vier Basisbandmodulatoren 12₁ bis 12₄ , Kurzcodegeneratoren 13_S1 bis 13_S4 zum Erzeugen verschiedener kurzer Codes SC_S1, SC_S2, SC_S3 und SC_S4 mit jeweils gleicher Chipzahl; Multiplizierer 14A₁ bis 14A₄ zum Multiplizieren der modulierten Ausgaben der Basisbandmodulatoren 12₁ bis 12₄ mit den kurzen Codes und einen Addierer 20 zum Addieren der Ausgaben der Multiplizierer 14A₁ bis 14A₄ . Die Kurzcodegeneratoren 13_S1 bis 13_S4 erzeugen jeweils einen unterschiedlichen kurzen Code mit der gleichen Chipperiode und Chipzahl wie die kurzen Codes der anderen Kurzcodegeneratoren synchron zum Taktsignal CK vom Taktgenerator 17. Ferner hat wie im Fall der Ausgestaltung der 4 dieser Sender den Taktgenerator 17, die 1/N-Frequenzteilerschaltung 24, den Langcodegenerator 13_L , den Multiplizierer 14B zum Multiplizieren der Ausgabe des Addierers 20 mit dem langen Code, den Trägersignalgenerator 18, den Multiplizierer 19 zum Modulieren des Trägersignals CW mit dem mit dem langen Code gespreizten modulierten Basisbandsignal b_sp(n), den Sendeverstärker 21 und die Antenne 22.
Die Bitrate des in dem Demultiplexer 16 eingegebenen digitalen Eingangssignals s(m) ist beispielsweise auf 8 kB/s, 16 kB/s oder 32 kB/s gesetzt. Wenn die Bitrate des digitalen Eingangssignals s(m) 8 kB/s ist, liefert der Demultiplexer 16 die Bitkette des digitalen Eingangssignals s(m) intakt an einen bestimmten unter den Basisbandmodulatoren 12₁ bis 12₄ (zum Beispiel 12₁ ), dann wird das so erhaltene modulierte Basisbandsignal im Multiplizierer 14A, mit dem kurzen Code SC_S1 gespreizt, und das resultierende gespreizte modulierte Basisbandsignal wird über den Addierer 20 dem Multiplizierer 14B zugeführt. Wenn das digitale Eingangssignal s(m) die Bitrate von 16 kB/s hat, verteilt der Demultiplexer 16 die Bits des digitalen Eingangssignals s(m) an zwei vorgegebene unter den Basisbandmodulatoren 12₁ bis 12₄ (zum Beispiel 12₁ und 12₂ ) im Wechsel miteinander, dann werden zwei so erhaltene Sequenzen von modulierten Basisbandsignalen mit den kurzen Codes SC_S1 und SC_S2 in den Multiplizierern 14A₁ bzw. 14A₂ gespreizt, und die resultierenden gespreizten modulierten Basisbandsignale werden vom Addierer 20 zusammenaddiert, dessen addierte Ausgabe dem Multiplizierer 14B zugeführt wird. Wenn das digitale Eingangssignal s(m) die Bitrate von 32 kB/s hat, verteilt der Demultiplexer 16 die Bits des Eingangssignals s(m) an die Basisbandmodulatoren 12₁ bis 12₄ in einer sich wiederholenden zyklischen Folge, dann werden vier Sequenzen von modulierten Basisbandsignalen mit den kurzen Codes SC_S1 bis SC_S4 in den Multiplizierern 14A₁ bis 14A₄ gespreizt, und die resultierenden gespreizten modulierten Basisbandsignale werden von dem Addierer 20 zusammenaddiert, dessen addierte Ausgabe dem Multiplizierer 14B zugeführt wird.
Anschließend spreizt der Multiplizierer 14B wie in dem Sender der 4 das eingegebene gespreizte modulierte Basisbandsignal mit dem langen Code SC_L, und die resultierende gespreizte Ausgabe b_sp(n) wird verwendet, um den Träger CW zu modulieren, der über die Antenne 22 gesendet wird. Auch bei dieser Ausgestaltung wird das Taktsignal zum Treiben des Langcodegenerators 13_L erhalten durch Frequenzteilen des Taktsignals CK (mit der Periode T_C) für die Kurzcodegeneratoren 13_S1 bis 13_S4 mit dem 1/N-Frequenzteiler 17 auf 1/N, so dass die Chipperiode NT_C länger als die Verzögerungszeit des verzögerten Weges mit nicht vernachlässigbarer Leistung relativ zum direkten Weg auf dem Ausbreitungsweg wird.
15 zeigt in Blockform eine Ausgestaltung des Empfängers, der dem Sender nach der Ausgestaltung der 14 entspricht. Bei dieser Ausgestaltung sind vier Mehrweg-Trennteile 30₁ bis 30₄ vorgesehen, die vier verschiedenen kurzen Codes entsprechen. Da die Mehrweg-Trennteile 30₁ bis 30₄ im Aufbau identisch sind, ist nur das Mehrweg-Trennteil 30₁ gezeigt. Wie im Fall von 6 hat das Mehrweg-Trennteil 30₁ auf der einen dem direkten Weg entsprechenden Entspreizroute den Multiplizierer 32A₁ zum Entspreizen des Basisbandempfangssignals mit dem kurzen Code, den Multiplizierer 32B₁ zum weiteren Entspreizen des entspreizten Basisbandempfangssignals vom Multiplizierer 32A₁ mit dem langen Code und den Integrator 35₁ , und auf der anderen Entspreizroute, die dem verzögerten Weg entspricht, den Multiplizierer 32A₂ zum Entspreizen des gespreizten Basisbandempfangssignals mit dem kurzen Code, den Multiplizierer 32B zum weiteren Entspreizen des entspreizten Basisbandempfangssignals vom Multiplizierer 32A₂ mit dem langen Code und den Integrator 35₂ . Das Mehrweg-Trennteil 30₁ enthält ferner den Kurzcodegenerator 33_S zum Erzeugen des kurzen Codes und die Verzögerungsschaltungen 36_S und 36_L zum Verzögern des kurzen Codes und des langen Codes um die Verzögerungszeit des verzögerten Weges relativ zum direkten Weg. Da die vier Mehrweg-Trennteile 30₁ bis 30₄ den gleichen langen Code SC_L verwenden, gibt es jedoch nur einen gemeinsamen Langcodegenerator 33_L zum Liefern des gleichen langen Codes SC_L an die vier Mehrweg-Trennteile 30₁ bis 30₄ .
Die Kurzcodegeneratoren der Mehrweg-Trennteile 30₁ bis 30₄ erzeugen die gleichen kurzen Codes wie die von den entsprechenden Kurzcodegeneratoren 13_S1 bis 13_S4 in dem Sender der 14 erzeugten. Außerdem werden die dem direkten und dem verzögerten Weg entsprechenden Paare von entspreizten modulierten Basisbandsignalen, die von den Mehrweg-Trennteilen 13_S bis 13_S4 erzeugt werden, jeweils einem entsprechenden der Diversityerfassungsteile 40₁ bis 40₄ zur Diversityerfassung zugeführt, und die erfassten Ausgaben werden an einen Multiplexer 44 geliefert. Ein Auswahlsignalerzeugungsteil 45 legt ein Auswahlsignal an den Multiplexer 44 entsprechend der Übertragungsrate des empfangenen Signals an, so dass der Multiplexer 44 dadurch im Fall von 8 kB/s die Ausgabe des Erfassungsteiles 40₁ intakt an den Anschluss 41 anlegt, im Fall von 16 kB/s die Ausgaben der Erfassungsteile 40₁ und 40₂ bitweise alternierend auswählt und sie als eine einzelne Sequenz an den Anschluss 41 anlegt, und im Fall von 32 kB/s die Ausgaben aller Erfassungsteile 40₁ bis 40₄ in wiederkehrender zyklischer Reihenfolge für jedes Bit auswählt und sie als eine einzelne Sequenz an den Anschluss 41 anlegt.
Mit dem Sender nach 14 und dem Empfänger nach 15 kann die spektrale Bandbreite der Übertragungswelle im Wesentlichen konstant gehalten werden, auch wenn die Übertragungsrate des Übertragungssignals verändert wird.
Die Empfänger der in 6, 13 und 15 gezeigten Ausgestaltungen führen eine Diversityerfassung durch Verwendung der Mehrweg-Ausbreitungsverzögerungszeitdifferenz aus. In 16 ist eine Ausgestaltung eines Empfängers gezeigt, der einen gegen Fading unempfindlichen Empfang durch Kombination der Mehrweg-Diversity mit Antennendiversity (Raumdiversity) ermöglicht. Bei diesem Beispiel sind zwei Antennen 25₁ und 25₂ voneinander getrennt oder in unterschiedlichen Richtungen vorgesehen, die Empfangssignale von diesen werden von Verstärkern 26₁ und 26₂ verstärkt und mit Trägersignalen CW von Trägersignalgeneratoren 27₁ und 27₂ in Multiplizierern 28₁ und 28₂ multipliziert, dann werden Differenzfrequenzkomponenten durch Tiefpassfilter 29₁ und 29₂ aus den multiplizierten Ausgaben extrahiert und als gespreizte Basisbandempfangssignale den Mehrweg-Trennteilen 30₁ und 30₂ zugeführt. Die Mehrweg-Trennteile 30₁ und 30₂ können in der gleichen Weise konstruiert sein wie zum Beispiel das Mehrweg-Trennteil 30 in dem Empfänger von 6, 13 oder 15. In dem Fall, dass das Mehrweg-Trennteil eines der in 6 und 13 abgebildeten Empfänger verwendet wird, ist es, da die Langcodegeneratoren 33_L der zwei Mehrweg-Trennteile 30₁ und 30₂ den gleichen langen Code SC_L erzeugen, auch möglich, eine Konfiguration zu verwenden, bei der die Mehrweg-Trennteile einen Langcodegenerator 33_L gemeinsam nutzen, wie in 16 gezeigt.
Die entspreizten Basisbandsignale, die dem direkten Weg und dem verzögerten Weg entsprechen und von den Mehrweg-Trennteilen 30₁ und 30₂ geliefert werden, werden zur Diversityerfassung dem Diversityerfassungsteil 40 zugeführt. In diesem Fall genügt es, dass das Diversityerfassungsteil 40 die Konfiguration mit den zwei Anschlüssen 3₁ und 3₂ und dem Addierer 43D, wie in 10A, 10B oder 10C gezeigt, zu Vierwegversionen erweitert. Der Interferenzunterdrücker von 8 oder 9 kann am Eingang jedes Weges vorgesehen sein, wie in 6 dargestellt. Das Signalentscheidungsergebnis durch die Diversityerfassung wird an den Anschluss 41 geliefert.
Bei den in 6, 13 und 15 gezeigten Empfängern ist es offensichtlich, dass jedes Mehrweg-Trennteil 30 eine Konfiguration wie in 17 gezeigt haben kann. In diesem Fall werden der kurze Code vom Kurzcodegenerator 33_S und der lange Code vom Langcodegenerator 33_L durch eine Exklusiv-Oder-Schaltung 34X zu einem zusammengesetzten Spreizcode kombiniert, der einem Entspreizteil 32₁ zugeführt wird, das durch einen Multiplizierer gebildet ist, in dem das gespreizte Basisbandempfangssignal des direkten Weges mit dem zusammengesetzten gespreizten Signal multipliziert wird und die multiplizierte Ausgabe durch eine Integrator 35₁ geglättet wird, um ein entspreiztes Signal zu erhalten. Gleichzeitig wird der zusammengesetzte Spreizcode durch eine Verzögerungsschaltung 36 um eine vorgegebene Verzögerungszeit verzögert und an ein Entspreizteil 32₂ angelegt, das durch einen Multiplizierer gebildet ist, in dem das gespreizte Basisbandempfangssignal des verzögerten Weges mit dem verzögerten zusammengesetzten Spreizcode multipliziert wird und die multiplizierte Ausgabe mit einem Integrator 35₂ geglättet wird, um ein entspreiztes Signal zu erhalten. Bei der Anwendung dieser Konfiguration auf den Empfänger von 15 ist allerdings der Langcodegenerator 33_L eingerichtet, um von den anderen Mehrweg-Trennteilen gemeinsam genutzt zu werden. Bei der Konfiguration von 17 kann auf eine der Verzögerungsschaltungen in 1, 13 und 15 verzichtet werden, und die zwei Multiplizierer 32B₁ und 32B₂ können durch eine Exklusiv-Oder-Schaltung 34X ersetzt werden. Das Funktionsprinzip ist bei diesem Beispiel jedoch exakt das gleiche wie oben mit Bezug auf 6, 13 und 15 beschrieben. Außerdem ist offensichtlich, dass das Spreizteil 14 in jedem der Sender 4 und 11 durch einen Multiplizierer und eine Exklusiv-Oder-Schaltung wie in 17 abgebildet gebildet werden kann, so dass das modulierte Basisbandsignal b(n) mit der Exklusiv-Oder-Verknüpfung der kurzen und langen Codes vom Kurzcode- und Langcodegenerator 13_S bzw. 13_L multipliziert wird.
In 18 ist eine andere abgewandelte Form des Mehrweg-Trennteiles 30 zur Verwendung in den in 6, 13 und 15 abgebildeten Empfängern gezeigt, die eingerichtet ist, um Korrelatoren zum Entspreizen mit dem kurzen Code zu verwenden. Wie in 18 gezeigt, ist die Verzögerungsschaltung 36 zwischen dem Ausgang der Hybridschaltung 31 und dem Eingang des Entspieizteiles 32₁ vorgesehen, das dem direkten Weg entspricht. Das dem direkten Weg entsprechende Entspieizteil 32₁ ist aufgebaut aus einem Multiplizierer 32B₁ , der das gespreizte Basisbandempfangssignal b_sp(n) von der Hybridschaltung 31 über die Verzögerungsschaltung 36 mit dem langen Code vom Langcodegenerator 33_L multipliziert, und einem Korrelator 32C₁ , der die Multipliziererausgabe mit dem kurzen Code SC_S multipliziert und die korrelierte Ausgabe als das entspreizte modulierte Basisbandsignal b₁(n) an den Anschluss 3₁ liefert. Bei der Ausgestaltung der 18 werden kurze Codes SC_S mit der Chipzahl M, die in einem Kurzcodeeinstellteil 33_SS gespeichert sind, parallel als Tap-Koeffizienten w₁ ^* bis w_M ^* an die jeweiligen Korrelatoren 32C₁ und 32C₂ geliefert, anstatt eine Folge von Chips des kurzen Codes SC_S in wiederkehrender zyklischer Reihenfolge zu erzeugen, und in den Korrelatoren 32C₁ und 32C₂ wird der kurze Code SC_S mit den mit dem langen Code multiplizierten Ausgaben aus den Multiplizierern 32B₁ und 32B₂ multipliziert, wodurch die Entspreizung stattfindet.
Der Korrelator 32C₁ ist zum Beispiel durch ein Tiansversalfilter wie in 19 gezeigt gebildet. Das heißt, der Korrelator 32C ₁ umfasst: M-1 in Reihe geschaltete Stufen von Verzögerungselementen C1₁ bis C1_m–1, in die die multiplizierte Ausgabe aus dem Multiplizierer 32B₁ eingegeben wird; Multiplizierer C2₁ bis C_2M, die die Eingaben in die jeweiligen Verzögerungselemente C1₁ bis C1_m–2 und die Ausgabe vom Verzögerungselement C1_M–1 der letzten Stufe jeweils mit den Tap-Koeffizienten w₁ ^* bis w_M ^* multiplizieren, wobei^* komplexe Konjugation bezeichnet, und einen Addierer C3, der die multiplizierten Ausgaben aus den Multiplizierern C2₁ bis C2_M zusammenaddiert und die addierte Ausgabe als einen Korrelationswert an einen Anschluss C₁ liefert. Die Funktion des Addierers C3 ist äquivalent zu der Funktion des Integrators 35₁ in 6, 13, 15 und 17. Die Verzögerungszeit jedes der Verzögerungselemente C1₁ bis C1_M–1 ist gleich der Periode T_C des Taktsignals CK (der Chipperiode des kurzen Codes in dem in 4 gezeigten Empfänger), und deren Korrelator 32C₁ arbeitet synchron mit dem Taktsignal CK als Ganzes. Der Korrelator 32C₂ hat auch die gleiche Konfiguration wie der Korrelator 32C₁ . Durch exaktes Einstellen der in der Verzögerungsschaltung 36 einzustellenden Verzögerungszeit auf die Verzögerungszeit des verzögerten Weges relativ zum direkten Weg stimmen die Spitze der korrelierten Ausgabe für den direkten Weg aus dem Korrelator 32C ₁ und die Spitze der korrelierten Ausgabe für den verzögerten Weg aus dem Korrelator 32C₂ zeitlich überein, und die korrelierten Ausgaben mit dieser Zeitlage werden als zu entspreizende modulierte Basisbandsignale b₁(n) und b₂(n) an Anschlüsse 3₁ und 3₂ angelegt.
Bei der Anwendung des Mehrweg-Trennteiles 30 aus 18 auf die Empfänger der 6, 13 und 15 werden die Korrelatoren 32C₁ und 32C₂ und das Kurzcodeeinstellteil 33_SS anstelle der Interferenzunterdrücker 42₁ und 42₂ zum Unterdrücken von Interferenzsignalen anderer Benutzer in dem Diversityerfassungsteil 40 wie in 3 gezeigt vorgesehen. Diese Konfiguration ist in 20 dargestellt. Das Mehrweg-Trennteil 30 dieses Beispiels umfasst: Hartentscheidungseinheiten 34A ₁ und 34A₂ , die harte Entscheidungen über die Ausgabesignale aus den Korrelatoren 32C₁ und 32C₂ treffen; Subtrahierer 34B₁ und 34B₂ , die die Differenzen zwischen den Entscheidungsergebnissen und den Ausgaben aus den Korrelatoren 32C₁ und 32C₂ als Fehlersignale e₁ bzw. e₂ ausgeben, und ein Kurzcodeeinstellteil 33_C , das die als Tap-Koeffizientenvektoren W₁ und W₂ zu den Korrelatoren 32C₁ und 32C₂ zuzuführenden kurzen Codes auf der Grundlage der Fehlersignale e₁ und e₂ und der an die Anschlüsse B₁ und B₂ gelieferten Langcode-Multiplikationsergebnisse festlegt. Die Korrelatoren 32C₁ und 32C₂ haben den gleichen Aufbau wie in 19 gezeigt und sind getrieben durch das Taktsignal CK mit der Periode T_C. Elemente {w₁₁ ^*, w₁₂ ^*, ... W_1M ^*} und {w₂₁ ^*, w₂₂ ^*, ... W_2M ^*}, die die gegebenen Tap-Koeffizientenvektoren W₁ und W₂ bilden, werden als Tap-Koeffizienten vom Kurzcode-Einstellteil 33_C den Korrelatoren 32C₁ bzw. 32C₂ zugeführt, von denen die Korrelationen zwischen den Tap-Koeffizienten und den Langcode-Multiplikationsergebnissen von den Anschlüssen B₁ und B₂ als durch die kurzen Codes SC_S1 und SC_S2 entspreizte Ausgaben Anschlüssen C₁ und C₂ zugeführt werden.
In dem Kurzcodeeinstellteil 33_C sind immer die gleichen Versionen wie die letzten dem Korrelator 32C₁ über den Anschluss B₁ synchron zum Taktsignal CK zugeführten M Langcodemultiplikationsergebnisse gespeichert, und der aus M Chips bestehende kurze Code SC_S = {s₁, s₂, ..., s_M} wird als Anfangswert des Tap-Koeffizientenvektors W₁ den Multiplizierern C2₁, C2₂, ..., C2_M im Korrelator 32C₂ zugeführt (siehe 19), wodurch der Tap-Koeffizientenvektor W₁ = {w₁ ^*, w₁₂ ^*, ..., W_1M ^*} iterativ korrigiert wird, so dass das mittlere Quadrat des Fehlersignal e₁ vom Subtrahierer 34B₁ gemäß dem LMS-Algorithmus, einer Art von Kleinste-Quadrate-Verfahren, minimiert wird. Entsprechend wird das Kurzcodeeinstellteil 33c ferner mit den gleichen Versionen wie den letzten M Langcode-Multiplikationsergebnissen x₂₁, x₂₂, ..., x_2M, die über den Anschluss B₂ synchron zum Taktsignal CK zugeführt werden, versorgt, und der kurze Code SC_S = {s₁, s₂, ..., s_M} wird als Anfangswert des Tap-Koeffizientenvektors W₂ dem Korrelator 32C₂ zugeführt, wobei der Tap-Koeffizientenvektor W₂ = {w₂₁ ^*, w₂₂ ^* , ..., W_2M ^*} iterativ korrigiert wird, so dass das mittlere Quadrat des Fehlersignals e₂ vom Subtrahierer 34B₂ nach dem LMS-Algorithmus minimiert wird. Wenn die Tap-Koeffizientenvektoren W₁ und W₂ in dieser Weise gesteuert sind, um die mittleren Quadrate der Fehlersignale e₁ und e₂ zu minimieren, liefern die Korrelatoren 32C₁ und 32C₂ als ihre Ausgaben b₁(n) und b₂(n) entspreizte modulierte Basisbandsignale mit darin unterdrückten Interferenzsignalen.
21 zeigt in Blockform eine andere Ausgestaltung, die Interferenzunterdrückung in den Korrelatoren 32C₁ und 32C₂ durchführt. Die dargestellte Konfiguration ist ein Ersatz für die Korrelatoren 32C₁ und 32C₂ und das Kurzcodeeinstellteil 33_SS in 18. In diesem Beispiel bestimmt das Kurzcodeeinstellteil 33_C die in den Korrelatoren 32C₁ und 32C₂ einzustellenden Tap-Koeffizienten vektoren W₁ und W₂ auf der Grundlage der letzten M Multiplikationsergebnisse {x₁₁, x₁₂, ..., x_1M} und {x₂₁, x₂₂, ..., x_2M}, die jeweils in der Zahl gleich der Chipzahl des kurzen Codes sind, die Ausgaben aus den Korrelatoren 32C₁ und 32C₂ und den kurzen Code SC_S. Das heißt, wie im Fall der 20 wird das Kurzcodeeinstellteil 33C mit den letzten M Langcode-Multiplikationsergebnissen {x₁₁, x₁₂, ..., x_1M} versorgt und steuert die Tap-Koeffizienten {w₁₁ ^*, w₁₂ ^*, ..., W_1M ^*} so, dass die durchschnittliche Leistung des Ausgangssignals aus dem Korrelator 32C₁ unter der Randbedingung minimiert ist, dass das Skalarprodukt W^T _1S des Tap-Koeffizientenvektors W₁ = {w₁₁ ^*, w₁₂ ^* , ..., W_1M ^*} und des kurzen Codes SC_S = {s₁, s₂, ..., s_M} als ein Steuervektor S konstant ist. Dabei bezeichnet ^T die Transposition. Was den Korrelator 32C₂ angeht, steuert das Kurzcodeeinstellteil 33c entsprechend den Tap-Koeffizienten, so dass die Durchschnittsleistung des Ausgangssignals vom Korrelator 32C₂ unter der Randbedingung minimiert wird, dass das Skalarprodukt W^T _2S des Tap-Koeffizientenvektors W₂ = {w₂₁ ^*, w₂₂ ^*, ..., w_2M ^*} und des kurzen Codes konstant ist. Auch bei der in 21 gezeigten Anordnung unterdrücken die Korrelatoren 32C₁ und 32C₂ Interferenzsignale auf der Grundlage der wie oben erwähnt festgelegten Tap-Koeffizientenvektoren W₁ und W₂ und geben als entspreizte modulierte Basisbandsignale b₁(n) und b₂(n) die Korrelationen zwischen den dem direkten und dem verzögerten Weg entsprechenden Langcode-Multiplikationsergebnissen und dem kurzen Code SC_S aus.
Während für die in 20 und 21 gezeigten Ausgestaltungen jeweils eine Unterdrückung der Interferenzsignale in den Korrelatoren 32C₁ und 32C₂ beschrieben ist, ist es auch möglich, basierend auf dem gleichen Prinzip wie in 8 oder 9 eine Konfiguration zu verwenden, bei der eine Mehrzahl von Korrelatoren im Entspreizteil so vorgesehen sind, dass sie ein Interferenzsignal aus einem linearen zusammengesetzten Signal ihrer Korrelationsausgaben unterdrücken. Ein Beispiel einer solchen Anordnung ist in 22 abgebildet, in der nur die Konfiguration zwischen den Anschlüssen B₁ und C₁ in einem Entspreizteil 32₁ in 18 gezeigt ist, die Konfiguration dieses Beispiels aber zwischen den Anschlüssen B₂ und C₂ genauso vorgesehen sein kann. Außerdem sind bei der Anwendung des Prinzips in 8 Verbindungsleitungen von den Ausgängen der Korrelatoren 32C₁₁ bis 32C₁₄ und einem Addierer 32_S zu einem Gewichtungsfaktorsteuerteil 33_W in 22 überflüssig.
In der Ausgestaltung der 22 werden unterschiedliche kurze Codes SC_S1 bis SC_S4 der gleichen Länge in den Korrelatoren 32C₁₁ und 32C₁₄ durch das Kurzcodeeinstellteil 33_SS festgelegt. Einer der kurzen Codes ist der kurze Code SC_S1 für das gewünschte Signal, der zum Beispiel in dem Korrelator 32C₁₁ eingestellt wird. Wenn zum Beispiel das Prinzip der 8 verwendet wird, werden die anderen kurzen Codes SC_S2, SC_S3 und SC_S4 in den anderen Korrelatoren 32C₁₂ , 32C₁₃ und 32C₁₄ eingestellt, und die Korrelationen zwischen den Langcode-Multiplikationsergebnissen und den einzelnen kurzen Codes SC_S1 bis SC_S4 werden erhalten. Die resultierenden Korrelationsergebnisse werden an Multiplizierer 32M₁ bis 32M₄ geliefert, wo sie mit Gewichtungsfaktoren w₁ bis w₄ aus dem Gewichtungsfaktorsteuerteil 33_W multipliziert werden, dann werden die multiplizierten Ausgaben durch einen Addierer 32S zusammenaddiert, und die Addiererausgabe wird als das entspreizte Signal b₁(n) dem Anschluss C₁ zugeführt. Die Multiplizierer 32M₁ bis 32M₄ und der Addierer 32S bilden einen gewichteten Kombinierer. Das Gewichtungsfaktorsteuerteil 33W legt wie im Fall von 8 die Gewichtungsfaktoren w₁ bis w₄ so fest, dass in dem von dem Addierer 32S erzeugten linearen zusammengesetzten Signal kein Interferenzsignal neben dem gewünschten Signal enthalten ist. In 22 müssen die in den Korrelatoren 32C₁₂ , 32C₁₃ und 32C₁₄ einzustellenden kurzen Codes SC_S2, SC_S3 und SC_S4 nicht immer kurze Codes eines anderen Benutzers sein, sondern können zum kurzen Code SC_S1 und zueinander orthogonale Codes sein, wie bei der Ausgestaltung der 9. Die Gewichtungsfaktoren w₁ bis w₄ können in einem solchen Fall durch die gleiche, oben mit Bezug auf 9 beschriebene Operation festgelegt werden.
Bei den oben mit Bezug auf 6, 13 und 16 beschriebenen Empfängern kann eine Verzögerungsschaltung 36 zwischen der Hybridschaltung 31 und dem dem direkten Weg entsprechenden Entspreizteil 32 ₁ eingefügt sein, wie in 18 gezeigt, anstatt die zwei Verzögerungsschaltungen 36_S und 36_L jedes Mehrweg-Trennteils 30 (30₁ , 30₂ ) zwischen Kurzcode- und Langcodegeneratoren 33_S bzw. 33_L und Multiplizierer 32A₂ bzw. 32B₂ einzufügen. Auch in 17 kann die Verzögerungsschaltung 36 zwischen der Hybridschaltung 31H und dem Entspreizteil 32₁ vorgesehen sein. Bei den Empfängern der in 6, 13, 15, 16 und 17 gezeigten Ausgestaltungen sind die Mehrweg-Trennteile 30, 30₁ und 30₂ unter der Annahme beschrieben worden, dass die empfangene Welle auf einem Zweiwellenmodell basiert. In den Fällen eines Dreiwellenmodells, Vierwellenmodells usw. werden der Anzahl der zu berücksichtigenden verzögerten Wege entsprechende Entspreiz-Zweigwege hinzugefügt, und die Entspreizung wird unter Verwendung von kurzen und langen Codes durchgeführt, die durch die Verzögerungsschaltungen um den jeweiligen verzögerten Wegen entsprechende Verzögerungszeiten verzögert sind. Bei durch die obige Operation weiter hinzugefügten Mehrwegkomponenten ist es nur notwendig, den Wegen entsprechende Anordnungen in dem Diversitydetektor 43 (10A, 10B oder 10C) hinzuzufügen, um Diversitydetektion der hinzugefügten Mehrwegkomponenten zu ermöglichen.
Wie oben beschrieben, ermöglicht der Empfänger nach der vorliegenden Erfindung Diversityerfassung mit verbessertem Signal-Rausch-Verhältnis durch maximale Ausnutzung der Energien der Mehrwegkomponenten. Als Ergebnis kann die Bitfehlerrate verbessert werden. Durch Verwendung von Interferenzunterdrückern nach Bedarf können auch Signalkomponenten anderer Benutzer in der gleichen Zelle unterdrückt werden – dies verbessert die Übertragungseigenschaften weiter. Zusätzlich kann der Empfänger auch so konstruiert sein, dass die spektrale Bandbreite der Übertragungswelle unverändert bleibt, auch wenn die Übertragungsrate geändert wird.
23 zeigt Computersimulationsergebnisse, die die Wirksamkeit der vorliegenden Erfindung belegen. Das Spreizverhältnis war 16, die Zahl der Benutzer war 8, und die Empfangszeitlage der jeweiligen Benutzer wurde als synchronisiert angenommen. Das verwendete Modulationssystem war ein 10 kB/s-BPSK-Modulationssystem, und Codes mit einer Autokorrelation unter 0,25 wurden als Spreizcodes verwendet. Das verwendete Ausbreitungswegmodell war ein Zweiweg-Rayleigh-Fading-Modell, und die Verzögerungszeitdifferenz war T_C. Der Durchschnitt von En/No war 20 dB, und die maximale Dopplerfrequenz war 80 Hz. In 22 zeigt N = 1 den Stand der Technik, und die durchschnittliche Fehlerrate ist durch die vorliegende Erfindung verbessert, die N auf einen Wert größer als 1 setzt. Aus 23 ist zu erkennen, dass der Wert N vorzugsweise 2, 3, 4 oder so ähnlich sein kann, und dass die Verbesserungsrate mit weiterer Zunahme des Werts von N in Sättigung geht.
Wie oben beschrieben, wird mit der vorliegenden Erfindung ein Spreizbandsender und -empfänger geschaffen, die eine ausgezeichnete Übertragungscharakteristik bei Mehrwegausbreitung haben. Außerdem kann die Kanalkapazität des Kommunikationssystems signifikant erhöht werden, da Interferenzkomponenten wirksam unterdrückt werden können. Die vorliegende Erfindung ist sehr nützlich bei Verwendung in Funksystemen, in denen eine große Zahl von Benutzern die gleiche Trägerfrequenz gemeinsam benutzt.

Claims

Spreizbandsender, der zusammengesetzte Spreizcodes verwendet, mit: einem Basisbandmodulator (12) zum Modulieren eines digitalen Eingangssignals mit einer vorgegebenen Bitrate zu einem Basisbandsignal mit einer festgelegten Symbolperiode; Taktsignalerzeugungsmitteln (17, 24) zum Erzeugen eines ersten Taktsignals mit einer vorgegebenen ersten Taktperiode und eines zweiten Taktsignals mit einer N-mal längeren Taktperiode als der ersten Taktperiode, wobei N ein Wert größer 1 aber kleiner als 8 ist; einem Kurzcodegenerator (13_S ) zum wiederholten Erzeugen eines kurzen Codes mit einer Chipperiode mit der gleichen Länge wie die erste Taktperiode und einer ersten Wiederkehrperiode in Synchronisation zu dem ersten Taktsignal für jeden Chip, wobei die erste Wiederkehrperiode des kurzen Codes gleich der Symbolperiode gesetzt ist; einem Langcodegenerator (13_L ) zum wiederholten Erzeugen eines langen Codes mit einer längeren Chipperiode als der Chipperiode des kurzen Codes und einer zweiten Wiederkehrperiode, die länger als eine vorgegebene Verzögerungszeit eines Ausbreitungswegs und die erste Wiederkehrperiode ist, in Synchronisation mit dem zweiten Taktsignal für jeden Chip; einem Spreizteil (14A, 14B) zum Spreizen des modulierten Basisbandsignals mit einem Paar aus dem kurzen Code und dem langen Code, um ein gespreiztes moduliertes Basisbandsignal zu erzeugen; und einem Sendeteil (15) zum Modulieren eines Trägersignals mit dem gespreizten modulierten Basisbandsignal und zum Senden des modulierten Trägersignals.
Sender nach Anspruch 1, bei dem der Kurzcodegenerator selektive Codeerzeugungsmittel zum wiederholten Erzeugen eines gewünschten aus einer Mehrzahl von kurzen Codes mit vorgegebenen unterschiedlichen Wiederkehrperioden entsprechend der Übertragungsrate des digitalen Eingangssignals in Synchronisation mit dem ersten Taktsignal für jeden Chip umfasst, und bei dem der Sender einen Auswahlsignalgenerator zum Liefern eines Auswahlsignals an die selektiven Codeerzeugungsmittel des Kurzcodegenerators umfasst, um sie so zu steuern, dass sie einen kurzen Code mit einer Wiederkehrperiode entsprechend der Übertragungsrate des digitalen Eingangssignals auswählen und erzeugen, so dass die Wiederkehrperiode des kurzen Codes und die Symbolperiode des modulierten Basisbandsignals miteinander übereinstimmen.
Sender nach Anspruch 2, bei dem die selektiven Codeerzeugungsmittel des Kurzcodegenerators ein durch das erste Taktsignal getriebenes Schieberegister, eine selektive Exklusiv-Oder-Schaltung zum selektiven Liefern der Exklusiv-Oder-Verknüpfungen unterschiedlicher Sätze von Verschiebestufen des Schieberegisters und einen auf das Auswahlsignal vom Auswahlsignalgenerator reagierenden Schalter zum Auswählen und Eingeben einer der Exklusiv-Oder- Verknüpfungen der verschiedenen Sätze von Verschiebestufen in das Schieberegister umfasst, wobei der Kurzcodegenerator ein Eingangssignal ausgibt, das in eine vorgegebene Verschiebestufe des Schieberegisters als der kurze Code eingegeben wird.
Spreizbandempfänger, der zusammengesetzte Spreizcodes verwendet, mit: einem Demultiplexer (16) zum Verteilen eines digitalen Eingangssignals auf eine angegebene Zahl von Signalsequenzen für jedes Bit; einer Mehrzahl von Basisbandmodulatoren (12₁- 12₄) zum Festlegen der Zahl der Signalsequenzen entsprechend der Übertragungsrate des digitalen Eingangssignals, so dass jede der Signalsequenzen immer eine vorgegebene Bitrate hat, und zum Modulieren von Signalsequenzen mit den vorgegebenen Bitraten von dem Demultiplexer zu modulierten Basisbandsignalen mit festgelegten Symbolperioden; Taktsignalerzeugungsmitteln (17, 24) zum Erzeugen eines ersten Taktsignals mit einer vorgegebenen ersten Taktperiode und eines zweiten Taktsignals mit einer zweiten Taktperiode, die N-mal länger als die erste Taktperiode ist, wobei N ein Wert größer als 1 aber kleiner als 8 ist; einer Mehrzahl von Kurzcodegeneratoren (13_S1 bis 13_S4 ) zum Erzeugen von verschiedenen kurzen Codes mit der gleichen Wiederkehrperiode in Synchronisation mit dem ersten Taktsignal für jeden Chip; einer Mehrzahl von ersten Multiplizierern (14A₁ bis 14A₄ ) zum Spreizen der modulierten Basisbandsignale aus der Mehrzahl von Basisbandmodulatoren mit den kurzen Codes aus der Mehrzahl von Kurzcodegeneratoren; einem Addierer (20) zum Addieren der Ausgaben aus der Mehrzahl von ersten Multiplizierern zu einem primären gespreizten modulierten Basisbandsignal; einem Langcodegenerator (13_L) zum wiederholten Erzeugen eines langen Codes mit einer Chipperiode, die länger als Chipperiode der kurzen Codes und eine vorgegebene Verzögerungszeit eines Ausbreitungsweges ist, und einer Wiederkehrperiode, die länger als die Wiederkehrperiode der kurzen Codes ist, in Synchronisation mit dem zweiten Taktsignal für jeden Chip; einem zweiten Multiplizierer zum Spreizen des primären gespreizten modulierten Basisbandsignals mit dem langen Code, um ein sekundäres gespreiztes moduliertes Basisbandsignal zu erhalten; und einem Sendeteil zum Modulieren eines Trägersignals mit dem sekundären gespreizten modulierten Basisbandsignal und zum Senden des modulierten Trägersignals.
Sender nach Anspruch 2 oder 4, bei dem die Übertragungsrate des digitalen Eingangssignals eine beliebige aus einer Mehrzahl von vorgegebenen Übertragungsraten ist, die ein ganzzahliges Vielfachenverhältnis zueinander haben.
Spreizbandempfänger, der zusammengesetzte Spreizcodes verwendet, mit: einem Empfangsteil (20) zum Empfangen einer mit kurzen und langen Codes bandgespreizten übertragenen Welle, um ein gespreiztes Basisbandempfangssignal zu erhalten; Taktsignalerzeugungsmitteln (39, 37) zum Erzeugen eines ersten Taktsignals mit einer vorgegebenen ersten Taktperiode und eines zweiten Taktsignals mit einer zweiten Taktperiode, die N-mal länger als die erste Taktperiode ist, wobei N größer als 1 aber kleiner als 8 ist und die zweite Taktperiode länger als eine vorgegebene Verzögerungszeit eines Ausbreitungsweges gesetzt ist; einem Mehrweg-Trennteil (30), das eine vorgegebene Zahl von Entspreizteilen umfasst, die jeweils entsprechend einer aus einer Mehrzahl von Mehrwegkomponenten, darunter einer Direktwegkomponente und wenigstens einer verzögerten Wegkomponente, vorgesehen sind, zum Entspreizen des gespreizten Basisbandempfangssignals von dem Empfangsteil mit einem Paar aus einem kurzen Code mit einer ersten Chipzahl und einem langen Code mit einer größeren Chipzahl in Synchronisation mit dem ersten und zweiten Taktsignal mit einer einem einzelnen Mehrfachweg entsprechenden Zeitlage und zum Ausgeben eines dieser einen aus der Mehrzahl von Mehrwegkomponenten entsprechenden entspreizten Signals; und einem Diversitydetektierteil (40) zum Diversitydetektieren von entspreizten Signalen aus der vorgegebenen Anzahl von Entspreizteilen, um ein digitales Signal zu detektieren.
Empfänger nach Anspruch 6, bei dem das Mehrweg-Trennteil eine Verzögerungsschaltung umfasst, durch die eine der Verzögerungszeit eines hinter den direkten Weg verzögerten Weges entsprechende Zeitdifferenz zwischen Zeitlagen für die Entspreizung des gespreizten Basisbandempfangssignals durch das Paar von kurzem und langem Code in der Mehrzahl von Entspreizteilen gesetzt wird.
Empfänger nach Anspruch 7, bei dem das Mehrweg-Trennteil einen Langcodegenerator zum wiederholten Erzeugen des langes Codes in Synchronisation mit dem zweiten Taktsignal für jeden Chip umfasst.
Empfänger nach Anspruch 8, ferner mit einem Kurzcodegenerator zum wiederholten Erzeugen des kurzen Codes in Synchronisation mit dem ersten Taktsignal für jeden Chip.
Empfänger nach Anspruch 9, bei dem die vorgegebene Zahl von Entspreizteilen jeweils einen Multiplizierer zum Multiplizieren des gespreizten Basisbandempfangssignals mit dem Paar von kurzem und langem Code umfasst.
Empfänger nach Anspruch 10, bei dem die Verzögerungsschaltung vorgesehen ist, um die Zeitdifferenz in einem Paar aus kurzem und langem Code herbeizuführen, das an den Multiplizierer des dem verzögerten Weg entsprechenden Entspreizteils angelegt wird.
Empfänger nach Anspruch 10, bei dem die Verzögerungsschaltung vorgesehen ist, um die Zeitdifferenz in dem gespreizten Basisbandempfangssignal herbeizuführen, das an den Multiplizierer des dem direkten Weg entsprechenden Entspreizteils angelegt wird.
Empfänger nach Anspruch 11 oder 12, bei dem das Mehrweg-Trennteil eine Exklusiv-Oder-Schaltung zum Bilden der Exlusiv-Oder-Verknüpfung der kurzen und langen Codes aus Kurz- und Langcodegenerator als das Paar von kurzem und langem Code umfasst.
Empfänger nach Anspruch 8, bei dem das Mehrweg-Trennteil ein Kurzcode-Einstellteil zum Halten des kurzen Codes umfasst, bei dem die Entspreizteile jeweils einen Multiplizierer zum Multiplizieren des gespreizten Basisbandempfangssignals mit dem langen Code und einen Korrelator zum Gewinnen der Korrelation zwischen dem Ergebnis dieser Multiplikation und dem in dem Kurzcode-Einstellteil eingestellten kurzen Code und zum Ausgeben der Korrelation als das entspreizte Signal umfassen, und bei dem die Verzögerungsschaltung vorgesehen ist, um die Zeitdifferenz in dem gespreizten Basisbandempfangssignal herbeizuführen, das an den Multiplizierer des dem direkten Weg entsprechenden Entspreizteils angelegt wird.
Empfänger nach Anspruch 14, bei dem der Korrelator in besagtem jedem Entspreizteil ein Transversalfilter ist, das mit dem Chip des kurzen Codes als Filterkoeffizient versorgt wird.
Empfänger nach Anspruch 9, bei dem der Kurzcodegenerator selektive Codeerzeugungsmittel zum wiederholten Erzeugen eines gewünschten aus einer Mehrzahl von kurzen Codes mit vorgegebenen unterschiedlichen Wiederkehrperioden in Synchronisation zu dem ersten Taktsignal für jeden Chip umfasst, und bei dem das Mehrweg-Trennteil einen Auswahlsignalgenerator zum Liefern eines Auswahlsignals an die selektiven Kurzcodeerzeugungsmittel umfasst, um sie so zu steuern, dass sie einen kurzen Code mit einer Wiederkehrperiode auswählen, die mit der Symbolperiode des modulierten Basisbandsignals übereinstimmt.
Empfänger nach Anspruch 16, bei dem die selektiven Codeerzeugungsmittel des Kurzcodegenerators ein durch das erste Taktsignal getriebenes Schieberegister, eine selektive Exklusiv-Oder-Schaltung zum selektiven Liefern der Exklusiv-Oder-Verknüpfungen verschiedener Sätze von Verschiebestufen des Schieberegisters und einen auf das Auswahlsignal von dem Auswahlsignalgenerator reagierenden Schalter zum Auswählen und Eingeben einer der Exklusiv-Oder-Verknüpfungen der verschiedenen Sätze von Verschiebestufen in das Schieberegister umfassen, wobei der Kurzcodegenerator ein Eingangssignal an eine vorgegebene Verschiebestufe des Schieberegisters als den kurzen Code ausgibt.
Empfänger nach Anspruch 6, bei dem das Diversitydetektierteil eine vorgegebene Zahl von Interferenzunterdrückern zum Unterdrücken von Interferenzsignalkomponenten, die durch andere kurze Codes in jeweiligen entspreizten Signalen aus der vorgegebenen Anzahl von Entspreizteilen verursacht sind, und einen Diversitydetektor zum Diversitydetektieren der entspreizten Signale aus der vorgegebenen Zahl von Interferenzunterdrückern und zum Liefern der diversitydetektierten Ausgabe als das detektierte digitale Signal umfasst.
Empfänger nach Anspruch 18, bei dem die vorgegebene Anzahl von Interferenzunterdrückern jeweils umfasst: eine Mehrzahl von Anpassungsfiltern zum erneuten Spreizen der entspreizten Signale aus der vorgegebenen Anzahl von Entspreizteilen mit einem kurzen Code eines gewünschten Signals und zum Erhalten der Korrelationen zwischen den erneut gespreizten Signalen und den dem besagten gewünschten Signal entsprechenden kurzen Codes und Interferenzsignalen; eine Mehrzahl von Gewichtungsmultiplizierern zum Multiplizieren der Korrelationsausgaben aus den Anpassungsfiltern mit jeweiligen Gewichtungsfaktoren; einen Addierer zum Zusammenaddieren der multiplizierten Ausgaben aus den Gewich tungsmultiplizierern zu einem zusammengesetzten Signal als Ausgabe aus jedem Interferenzunterdrücker; und ein Gewichtungsfaktorsteuerteil zum Berechnen der Gewichtungsfaktoren für jeden der Gewichtungsmultiplizierer, so dass Interferenzsignalkomponenten in den Ausgaben aus den Anpassungsfiltern, die den gewünschten Signalen entsprechen, unterdrückt werden.
Empfänger nach Anspruch 18, bei dem die vorgegebene Zahl von Interterenzunterdrückern jeweils umfasst: eine Mehrzahl von Anpassungsfiltern zum erneuten Spreizen der entspreizten Signale aus der vorgegebenen Anzahl von Entspreizteilen mit einem kurzen Code eines gewünschten Signals und zum Erhalten der Korrelationen zwischen den erneut gespreizten Signalen und einem dem gewünschten Signal entsprechenden kurzen Code und einem zu diesem dem gewünschten Signal entsprechenden kurzen Code orthogonalen kurzen Code; einer Mehrzahl von Gewichtungsmultiplizierern zum Multiplizieren der Korrelationsausgaben aus den Anpassungsfiltern mit jeweiligen Gewichtungsfaktoren; einen Addierer zum Zusammenaddieren der multiplizierten Ausgaben aus den Gewichtungsmultiplizierern zu einem zusammengesetzten Signal als die Ausgabe aus jedem Interferenzunterdrücker; und einem Gewichtungsfaktorsteuerteil zum Berechnen der Gewichtungsfaktoren für die Gewichtungsmultiplizierer so, dass die Interferenzsignalkomponenten in den Ausgaben aus den Anpassungsfiltern, die den gewünschten Signalen entsprechen, unterdrückt werden.
Empfänger nach Anspruch 6, bei dem das Diversitydetektierteil umfasst: eine vorgegebene Zahl von Differenzdetektionsschaltungen zum Differenzdetektieren der jeweils dem Mehrfachweg entsprechenden Entspreizsignale; einen Addierer zum Zusammenaddieren der differenzdetektierten Ausgaben aus den Differenzdetektionsschaltungen; und ein Entscheidungsteil zum Treffen einer harten Entscheidung über die addierte Ausgabe und zum Ausgeben des Entscheidungsergebnisses als das detektierte digitale Signal.
Empfänger nach Anspruch 6, bei dem das Diversitydetektierteil umfasst: kohärente Detektoren zum kohärenten Detektieren der dem Mehrfachweg entsprechenden Entspreizsignale mit einem jeweiligen einer Mehrzahl von Synchronisationssignalen; einen Addierer zum Zusammenaddieren der kohärenten detektierten Ausgaben aus den kohärenten Detektoren; ein Entscheidungsteil zum Treffen einer harten Entscheidung über die addierte Ausgabe und zum Ausgeben des Entscheidungsergebnisses als das detektierte digitale Signal; einen Subtrahierer zum Erhalten eines Fehlers zwischen der Eingabe in das und der Ausgabe aus dem Entscheidungsteil; und eine Steuerschaltung zum Steuern der Synchronisationssignale, so dass das Quadrat des Fehlers minimiert wird.
Empfänger nach Anspruch 6, bei dem das Diversitydetektierteil umfasst: eine Mehrzahl von Zweigmetrik-Erzeugungsteilen zum Berechnen der Likelihoods eines gemeinsamen Symbolsequenzkandidaten für die dem Mehrfachweg entsprechenden entspreizten Signale; einen Addierer zum Zusammenaddieren der Likelihoods aus der Mehrzahl von Zweigmetrik-Erzeugungsteilen; und einen Maximum-Likelihood-Sequenzschätzer zum Auswählen eines Symbolsequenzkandidaten einer Maximum-Likelihood-Funktion auf der Grundlage der Ausgabe aus dem Addierer und zum Ausgeben des Entscheidungsergebnisses über den ausgewählten Symbolsequenzkandidaten als das detektierte digitale Signal.
Empfänger nach Anspruch 15, bei dem jedes der Entspreizteile des Mehrweg-Trennteils eine Signalentscheidungseinheit zum Treffen einer harten Entscheidung über das von dem Korrelator ausgegebene Ausgangssignal und einen Subtrahierer zum Erhalten der Differenz zwischen dem Entscheidungsergebnis der Signalentscheidungseinheit und dem Ausgabesignal des Korrelators als einen Fehler umfasst, und bei dem das Kurzcode-Einstellteil iterativ die Filterkoeffizienten aktualisiert, so dass das mittlere Quadrat des Fehlers minimiert wird.
Empfänger nach Anspruch 15, bei dem das Kurzcode-Einstellteil des Mehrweg-Trennteils die Filterkoeffizienten so schätzt, dass die durchschnittliche Leistung der Ausgabe aus dem Korrelator unter der Randbedingung minimiert wird, dass das Skalarprodukt eines in dem Korrelator besagten jeden Entspreizteiles eingestellten Filterkoeffizientenvektors und des kurzen Codes als einem Steuervektor konstant ist.
Empfänger nach Anspruch 8, bei dem jedes besagte Entspreizteil einen Multiplizierer zum Multiplizieren des gespreizten Basisbandempfangssignals mit dem langen Code, ein Kurzcode-Einstellteil zum Halten einer Mehrzahl von vorgegebenen kurzen Codes einschließlich des einem gewünschten Signal entsprechenden kurzen Codes, eine Mehrzahl von Korrelatoren zum Ausgeben der Korrelationen zwischen der mit dem langen Code multiplizierten Ausgabe aus dem Multiplizierer und der Mehrzahl von kurzen Codes aus dem Kurzcode-Einstellteil und einen Gewichtungskombinierer zum gewichteten Kombinieren der Korrelationsausgaben aus der Mehrzahl von Korrelatoren zu dem entspreizten Signal umfasst, und bei dem die Verzögerungsschaltung vorgesehen ist, um die Zeitdifferenz in dem gespreizten Basisbandempfangssignal herbeizuführen, das an den Multiplizierer des dem direkten Weg entsprechenden Entspreizteils angelegt wird.
Empfänger nach Anspruch 6, bei dem das Mehrweg-Trennteil und das Diversitydetektierteil jeweils in einer vorgegebenen Zahl größer als 2 vorgesehen sind und das gespreizte Basisbandempfangssignal von dem Empfangsteil jedem aus der Mehrzahl von Mehrweg-Trennteilen zugeführt wird, und der ferner einen Multiplexer zum selektiven Koppeln der detektierten digitalen Signale von dem vorgegebenen Diversitydetektierteil in wiederkehrender zyklischer Reihenfolge für jeden Chip zu einer Sequenz von detektierten digitalen Signalen und einen Auswahlsignalgenerator zum Versorgen des Multiplexers mit einem Auswahlsignal zum Bezeichnen desjenigen der Diversitydetektierteile, das von dem Multiplexer entsprechend der Bitrate des übertragenen Signals ausgewählt werden soll, umfasst; und bei dem die in der vorgegebenen Zahl von Mehrweg-Trennteilen verwendeten kurzen Codes die gleiche Chipzahl haben, aber voneinander verschieden sind.
Empfänger nach Anspruch 6, bei dem das Empfangsteil und das Mehrweg-Trennteil jeweils in einer vorgegebenen Zahl größer als 2 entsprechend einer vorgegebenen Zahl von Antennen größer als 2 vorgesehen sind, und bei dem das Diversitydetektierteil entspreizte Ausgaben diversitydetektiert, die jeweiligen Mehrwegkomponenten entsprechen, die darin von der vorgegebenen Zahl von Mehrweg-Trennteilen eingespeist werden, und das das detektierte digitale Signal ausgibt.
Empfänger nach Anspruch 27 oder 28, bei dem jedes der Mehrweg-Trennteile eine Verzögerungsschaltung zum Einstellen einer Verzögerungszeit entsprechend der Verzögerungszeit eines relativ zum direkten Weg verzögerten Weges zwischen Zeitlagen zum Entspreizen des gespreizten Basisbandsignals mit dem Paar aus kurzem und langem Code in der vorgegebenen Anzahl von Entspreizteilen umfasst.
Empfänger nach Anspruch 27 oder 28, ferner mit einem Langcodegenerator zum wiederholten Erzeugen des langen Codes in Synchronisation mit dem zweiten Taktsignal für jeden Chip und zum Anlegen des langen Codes an jedes der Mehrweg-Trennteile.