DE69534067T2

DE69534067T2 - Einstellung eines Referenzunterträgers bei Mehrträgerübertragung

Info

Publication number: DE69534067T2
Application number: DE69534067T
Authority: DE
Inventors: Nobuaki Yamato-shi Takahashi; Susumu Takahashi; Kenji Yokosuka-shi Sugiyama
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1994-05-09
Filing date: 1995-05-08
Publication date: 2006-04-13
Anticipated expiration: 2015-05-09
Also published as: EP0982907A2; EP0982908B1; DE69534067D1; DE69523365D1; EP0682426B1; EP0682426A3; US5732068A; EP0982908A2; EP0982908A3; DE69523365T2; DE69534066D1; EP0982907B1; DE69534066T2; EP0682426A2; EP0982907A3

Description

Hintergrund der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Signalsendevorrichtung unter Verwendung eines Orthogonal-Frequenzmultiplexverfahrens. Die Erfindung betrifft auch eine Signalempfangsvorrichtung unter Verwendung eines Orthogonal-Frequenzmultiplexverfahrens.
Beim Orthogonal-Frequenzmultiplexverfahren (OFDM) werden mehrere Träger verwendet, die entsprechend zu übertragenden Informationen moduliert werden. Die Träger sind orthogonal zueinander. Die Datenübertragung beruhend auf dem OFDM-Verfahren wird symbolweise ausgeführt. Jedes OFDM-Sendesymbolintervall besteht aus einem Schutzintervall und einem effektiven Symbolintervall. Das Schutzintervall wird zur Verringerung von Mehrwegeeffekten verwendet. Das effektive Symbolintervall wird zum Übertragen von Daten verwendet.
Auf einer OFDM-Empfängerseite ist im allgemeinen die Reproduktion der Träger ohne Zeitbasisschwankungen der Phasen erforderlich, um die übertragenen Daten exakt wiederherzustellen. Verschiedene Faktoren verhindern eine gute Reproduktion.
KURZZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Signalsendevorrichtung unter Verwendung von orthogonalem Frequenzmultiplex auszugestalten.
Der Erfindung liegt die weitere Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Signalempfangsvorrichtung unter Verwendung von orthogonalem Frequenzmultiplex auszugestalten.
Diese Aufgaben werden erfindungsgemäß durch eine Signalsendevorrichtung nach Anspruch 1 und eine Signalempfangsvorrichtung nach Anspruch 2 gelöst.
Kurzbeschreibung der Zeichnung
1 zeigt ein Blockschaltbild eines herkömmlichen OFDM-Signalsenders.
2 zeigt ein Blockschaltbild eines herkömmlichen OFDM-Signalempfängers.
3 zeigt ein Blockschaltbild einer Signalsendevorrichtung unter Verwendung eines Orthogonal-Frequenzmultiplexverfahrens (OFDM) gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung.
4 zeigt eine Darstellung eines Symbolintervalls, eines Schutzintervalls und eines effektiven Symbolintervalls.
5 zeigt ein Blockschaltbild einer Signalempfangsvorrichtung unter Verwendung eines Orthogonal-Frequenzmultiplexverfahrens (OFDM) gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung.
6 zeigt ein Blockschaltbild eines Abschnitts einer Signalempfangsvorrichtung unter Verwendung eines Orthogonal-Frequenzmultiplexverfahrens (OFDM) gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung.
7 zeigt ein Blockschaltbild einer Signalsendevorrichtung unter Verwendung eines Orthogonal-Frequenzmultiplexverfahrens (OFDM) gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel der Erfindung.
8 zeigt ein Blockschaltbild einer Signalempfangsvorrichtung unter Verwendung eines Orthogonal-Frequenzmultiplexverfahrens (OFDM) gemäß einem sechsten Ausführungsbeispiel der Erfindung.
9 zeigt ein Blockschaltbild einer Symbol-Sync-Signalerzeugungsschaltung in der Vorrichtung in 8.
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
Vor einer näheren Beschreibung der Erfindung werden herkömmliche Vorrichtungen zum besseren Verständnis der Erfindung beschrieben.
1 zeigt einen herkömmlichen OFDM-Signalsender. Gemäß 1 wird ein digitales Informationssignal einer Seriell-Parallel-(S/P)-Umwandlungsschaltung 70 über einen Eingangsanschluss zugeführt. Zu dem digitalen Informationssignal kann ein Fehlerkorrekturcode hinzugefügt sein.
Ausgangssignale aus der S/P-Umwandlungsschaltung 70 werden einer IFFT-(inversen Fast-Fourier-Transformations-)Schaltung 71 zugeführt. Ausgangssignale der IFFT-Schaltung 71 werden einem D/A-Wandler 73 über eine Schutzintervallschaltung 72 zugeführt. Die Ausgangssignale der IFFT-Schaltung 71 werden durch die Schutzintervallschaltung 72 zur Verringerung von Mehrwegeefffekten verarbeitet. Ausgangssignale der Schutzintervallschaltung 72 werden durch den D/A-Wandler 73 in entsprechende analoge Signale verändert.
Lediglich Komponenten der analogen Signale in einem gewünschten Frequenzband durchlaufen ein LPF (Tiefpassfilter) 74. Ausgegebene analoge Signale aus dem LPF 74, die einem Realteil und einem Imaginärteil (einem I-Signal und einem Q-Signal) entsprechen, werden einem Quadraturmodulator 75 als Basisbandsignal zugeführt, wobei sie in ein IF-OFDM-(Zwischenfrequenz-OFDM)Signal umgewandelt werden. Das IF-OFDM-Signal hat eine Vielzahl von orthogonalen IF-Trägern, die als Anzeichen der ausgegebenen Basisbandsignale der LPF 74 moduliert werden.
Das IF-OFDM-Signal wird durch einen Frequenzumsetzer 76 in ein RF-OFDM-(Hochfrequenz-OFDM)Signal in einem gewünschten Frequenzband zum Übertragen geändert. Das RF-OFDM-Signal hat mehrere orthogonale RF-Träger, die als Anzeichen der ausgegebenen Basisbandsignale des LPF 74 moduliert werden. Das RF-OFDM-Signal wird einem Sendeabschnitt 77 von dem Frequenzumsetzer 76 zugeführt. Das RF-OFDM-Signal wird über einen Linearverstärker und eine Sendeantenne, die den Sendeabschnitt 77 bilden, übertragen.
Ein Ausgangssignal eines lokalen Oszillators 78, das eine gegebene Frequenz hat, wird dem Quadraturmodulator 75 und einer 90°-Phasenverschiebungsschaltung 78a zugeführt. Ein Ausgangssignal der 90°-Phasenverschiebungsschaltung 78a wird dem Quadraturmodulator 75 zugeführt. Auf diese Weise wird dem Quadraturmodulator 75 ein Paar lokaler Oszillatorsignale mit einer Quadraturbeziehung zugeführt. Das Ausgangssignal des lokalen Oszillators 78 wird auch einer Taktsignalerzeugungsschaltung 79 zugeführt. Die Schaltung 79 erzeugt Taktsignale als Antwort auf das Ausgangssignal des lokalen Oszillators 78, und gibt die erzeugten Taktsignale jeweils zu der S/P-Umwandlungsschaltung 70, der IFFT-Schaltung 71, der Schutzintervallschaltung 72 und dem D/A-Wandler 73 als Operationszeitsteuersignale aus.
2 zeigt einen herkömmlichen OFDM-Signalempfänger. Gemäß 2 enthält ein Empfangsabschnitt 80 eine Empfangsantenne, die ein vom OFDM-Signalsender in 1 gesendetes RF-OFDM-Signal abfängt. Das RF-OFDM-Signal hat mehrere orthogonale RF-Träger, die jeweils entsprechend den gesendeten Basisbandsignalen moduliert sind. Der Empfangsabschnitt 80 enthält einen RF-Verstärker, der das eingefangene RF-OFDM-Signal erweitert. Ein ausgegebenes RF-OFDM-Signal von dem RF-Verstärker in dem Empfangsabschnitt 80 wird einem Frequenzumsetzer 81 zugeführt, wobei es in ein entsprechendes IF-OFDM-Signal umgewandelt wird. Das IF-OFDM-Signal hat mehrere orthogonale IF-Träger, die jeweils entsprechend übertragenen Basisbandsignalen moduliert sind. Das IF-OFDM-Signal wird einem Quadraturdemodulator 83 und einer Trägererfassungsschaltung 90 über eine IF-Verstärkungsschaltung 82 von dem Frequenzumsetzer 81 zugeführt.
Ein lokaler Oszillator 89 reproduziert ein lokales Oszillatorsignal als Antwort auf ein Ausgangssignal der Trägererfassungsschaltung 90. Das lokale Oszillatorsignal wird dem Quadraturdemodulator 83 und einer 90°-Phasenverschiebungsschaltung 89a zugeführt. Ein Ausgangssignal der 90°-Phasenverschiebungsschaltung 89a wird dem Quadraturdemodulator 83 zugeführt. Auf diese Weise wird ein Paar reproduzierter lokaler Oszillatorsignale mit einer Quadraturbeziehung dem Quadraturdemodulator 83 zugeführt. Das IF-OFDM-Signal wird durch den Quadraturdemodulator 83 in Basisbandsignale demoduliert, die einem Realteil und einem Imaginärteil (einem I-Signal und einem Q-Signal) entsprechen.
Die Ausgangssignale aus dem Quadraturdemodulator 83 werden einem A/D-Wandler 85 über ein LPF 84 zugeführt, wodurch sie in entsprechende digitale Signale umgewandelt werden. Eines der Ausgangssignale aus dem Quadraturdemodulator 83 wird einer Sync-Signalerzeugungsschaltung 91 zugeführt. Die Schaltung 91 reproduziert und erzeugt Sync-Signale und Taktsignale als Antwort auf das Ausgangssignal des Quadraturdemodulators 83.
Die Ausgangssignale aus dem A/D-Wandler 85 werden einer FFT-QAM-(Fast-Fourier-Transformations-Quadraturamplitudenmodulations-)Decodierschaltung 87 über eine Schutzintervallschaltung 86 zugeführt. Die Schaltung 87 unterzieht die Ausgangssignale der Schutzintervallschaltung 86 einer Verarbeitung, die einer komplexen Fourier-Transformation entspricht. Gemäß der komplexen Fourier-Transformationsverarbeitung leitet die Schaltung 87 die Pegel der Basisbandträger in dem Realteilsignal und dem Imaginärteilsignal her, die aus der Schutzintervallschaltung 86 ausgegeben werden. Somit sind die gesendeten digitalen Informationen wiederhergestellt.
Die Ausgangssignale der FFT-QAM-Decodierschaltung 87 werden einer Parallel-Seriell-(P/S)-Umwandlungsschaltung 88 zugeführt. Ein Ausgangssignal der P/S-Umwandlungsschaltung 88 wird einer (nicht gezeigten) externen Einrichtung als Ausgangssignal des herkömmlichen OFDM-Signalempfängers zugeführt.
Die Sync-Signale und die Taktsignale werden von der Sync-Signalerzeugungsschaltung 91 dem A/D-Wandler 85, der Schutzintervallschaltung 86, der FFT-QAM-Decodierschaltung 87 und der P/S-Umwandlungsschaltung 88 jeweils als Operationszeitsteuersignale zugeführt.
In dem herkömmlichen OFDM-Signalsender in 1 und dem herkömmlichen OFDM-Signalempfänger in 2 können gesendete Daten durch den Empfänger genau wiedergegeben werden, wenn die Frequenzen der Träger im Empfänger exakt gleich den Frequenzen der Träger im Sender sind. Eine Frequenzdifferenz zwischen dem Ausgangssignal eines lokalen Oszillators im Frequenzumsetzer 76 im Sender und dem Ausgangssignal eines lokalen Oszillators im Frequenzumsetzer 81 im Empfänger verursachen eine Unstimmigkeit zwischen den Trägern im Sender und den Trägern im Empfänger. Diese Unstimmigkeit resultiert in der Erhöhung der Symbolfehlerrate bzgl. durch den Empfänger wiederhergestellter Daten.
Gemäß dem herkömmlichen OFDM-Signalsender in 1 und dem herkömmlichen OFDM-Signalempfänger in 2 können gesendete Daten durch den Empfänger genau wiederhergestellt werden, wenn das zu der IFFT-Schaltung 71 im Sender geführte Taktsignal dem zu der FFT-QAM-Decodierschaltung 87 im Empfänger geführten Taktsignal exakt entspricht. Eine Unstimmigkeit zwischen dem zu der IFFT-Schaltung 71 geführten Taktsignal und dem zu der FFT-QAM-Decodierschaltung 87 geführten Taktsignal resultiert in einer erhöhten Symbolfehlerrate bzgl. durch den Empfänger wiederhergestellter Daten.
Erstes Ausführungsbeispiel
3 zeigt eine Signalsendevorrichtung unter Verwendung eines Orthogonal-Frequenzmultiplexverfahrens (OFDM) gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Durch die Signalsendevorrichtung in 3 gesendete digitale Daten entsprechen bspw. einem komprimierten Audiosignal und einem komprimierten Videosignal.
Bei dem OFDM-Verfahren werden eine Vielzahl von Trägern mit orthogonaler Beziehung zueinander verwendet. Bei einer OFDM-Datenübertragung werden unabhängige digitale Informationsstücke unter Verwendung jeweils mehrerer Träger übertragen. Da die Träger orthogonal zueinander sind, heben sich die Pegel der Spektren von Trägern in der Nachbarschaft eines gegebenen Trägers an einem Punkt heraus, der der Frequenz des gegebenen Trägers entspricht.
Eine IFFT-(inverse Fast-Fourier-Transformations-)Schaltung wird zum Ermöglichen der Erzeugung eines Satzes mehrerer orthogonaler Träger verwendet. Ein Basisband-OFDM-Signal kann durch die Ausführung einer inversen diskreten Fourier-Transformation (inversen DFT) unter Verwendung n komplexer Zahlen während eines Zeitintervalls P erzeugt werden. Punkte der inversen DFT entsprechen jeweils Modulationssignalausgaben.
Es folgt eine grundlegende Beschreibung der Signalsendevorrichtung in 3. Die Mittenträgerfrequenz in einem RF-Band beträgt 100 MHz. Die Anzahl der Träger für eine Datenübertragung beträgt 248. Die Modulation ist vom 256-QAM-OFDM-Typ. Die Anzahl verwendeter Träger beträgt 257. Die Übertragungsbandbreite beträgt 100 kHz. Die verwendete Bandbreite beträgt 99 kHz. Die Datenübertragungsrate beträgt 750 kbps. Das Schutzintervall ist gleich 60,6 μsec.
Gemäß 3 wird ein digitales Informationssignal in der Form eines Bitstroms über einen Eingangsanschluss 1 einer Seriell-Parallel-(S/P)Umwandlungsschaltung 2 zugeführt. Das digitale Informationssignal ergibt sich bspw. aus der Komprimierung eines Audioinformationssignals oder eines Videoinformationssignals gemäß einem MPEG-Codiervorgang. Ein Fehlerkorrekturcode kann zu dem digitalen Informationssignal hinzugefügt sein.
Das digitale Informationssignal, d.h., das digitale Eingangssignal, wird durch die S/P-Umwandlungsschaltung 2 in Blöcke unterteilt, die Modulationssignalen für die 256-QAM entsprechen. Die S/P-Umwandlungsschaltung 2 gibt Demodulationssignale aus. Gemäß der 256-QAM sind 16 unterschiedliche Pegel in einer Amplitudenrichtung definiert, während 16 verschiedene Pegel in einer Winkelrichtung definiert sind. Außerdem sind den 256 Pegeln (16 Pegel × 16 Pegel) jeweils 256 unterschiedliche digitale Zustände zugeordnet.
Wie vorstehend beschrieben, werden 248 Träger von 257 Trägern zur Übertragung von Dateninformationen verwendet. Die neun verbleibenden Träger werden zur Übertragung von Kalibrierungssignalen und anderen Hilfssignalen verwendet.
Die S/P-Umwandlungsschaltung 2 gibt digitale 248-Byte-Daten für jedes Ein-Symbol-Intervall aus. Insbesondere gibt die S/P-Umwandlungsschaltung 2 einen ersten Satz 248 paralleler digitaler Signale jeweils mit 4 Bits und einen zweiten Satz 248 paralleler digitaler Signale jeweils mit 4 Bits für jedes Ein-Symbol-Intervall aus. Der erste und der zweite Satz entsprechen jeweils einem Realteil und einem Imaginärteil (einem I-Signal und einem Q-Signal).
Die 248 Ausgangssignale aus der S/P-Umwandlungsschaltung 2 jeweils in dem Realteil und dem Imaginärteil werden einer Kombination 3 aus einer IFFT-(inversen-Fast-Fourier- Transformations-)Schaltung und einer Pilotsignalerzeugungsschaltung zugeführt. Die IFFT- und die Pilotsignalerzeugungsschaltung 3 arbeiten als Antwort auf ein von einer Taktsignalerzeugungsschaltung 10 zugeführtes Taktsignal. Bezüglich des Realteils und des Imaginärteils entspricht der Betrieb der IFFT- und Pilotsignalerzeugungsschaltung 3 dem Unterziehen von 248 Trägern einer 256-QAM jeweils im Ansprechen auf die 248 Ausgangssignale aus der S/P-Umwandlungsschaltung 2. Die IFFT- und Pilotsignalerzeugungsschaltung 3 erzeugt die 248 Modulationsergebnissignale jeweils im Realteil und im Imaginärteil. Die IFFT- und Pilotsignalerzeugungsschaltung 3 kombiniert die 248 Modulationsergebnissignale des Realteils in ein dem Realteil entsprechendes Multiplexergebnissignal. Die IFFT- und Pilotsignalerzeugungsschaltung 3 kombiniert auch die 248 Modulationsergebnissignale des Imaginärteils in ein dem Imaginärteil entsprechendes Multiplexergebnissignal.
In der IFFT- und Pilotsignalerzeugungsschaltung 3 werden den jeweiligen Trägern entsprechende diskrete Frequenzpunkte als Antwort auf das von der Taktsignalerzeugungsschaltung 10 zugeführte Taktsignal erzeugt. Diskrete Frequenzpunktinformationen werden als Nyquist-Frequenzinformationen übertragen, die einen Wert gleich der Hälfte einer Periode N darstellen. Da die Nyquist-Frequenzinformationen mit einer Hälfte der diskreten Frequenzpunktinformationen in der Periode übereinstimmen, kann ein Abtastpositionssignal zum Betreiben einer FFT-(Fast-Fourier-Transformations-)Schaltung auf einer Empfängerseite durch Reproduktion der Nyquist-Frequenzinformationen und Ausführung eines Frequenzmultipliziervorgangs (eines Frequenzdopplungsvorgangs) erzeugt werden.
Die Nyquist-Frequenzinformationen werden durch das Anlegen eines Signals gegebenen Pegels an einen N/2-Realteileingangsanschluss R (und/oder einen N/2-Imaginärteileingangsanschluss I) der IFFT- und Pilotsignalerzeugungsschaltung 3 erzeugt oder addiert. Beispielsweise wird das Signal mit gegebenem Pegel durch einen geeigneten Signalgenerator erzeugt, der in der IFFT- und Pilotsignalerzeugungsschaltung 3 vorgesehen ist.
Die Ausgangssignale der IFFT- und Pilotsignalerzeugungsschaltung 3 werden einer Schutzintervalleinstellschaltung 4 zugeführt, die ein RAM (einen Schreib-Lese-Speicher) 4a enthält. Wie es in 4 gezeigt ist, liefert die Schutzintervalleinstellschaltung 4 ein Schutzintervall "gi" gegebener Länge für jedes Symbol der Ausgangssignale der IFFT- und Pilotsignalerzeugungsschaltung 3. Insbesondere hat jedes Schutzintervall "gi" eine zeitliche Länge von 60,6 μsec. Außerdem besteht jedes Sendesymbolintervall "ta" aus einem Schutzintervall "gi" und einem effektiven Symbolintervall "ts", das dem Schutzintervall "gi" folgt. Jedes Sendesymbolintervall "ta" entspricht 2646,6 μsec, während jedes effektive Symbolintervall "ts" 2586 μsec entspricht. Die Schutzintervalle sind zur Verringerung von Mehrwegeverzerrungen entworfen, die durch eine Übertragungsleitung verursacht werden.
Die Schutzintervalleinstellschaltung 4 arbeitet im Ansprechen auf ein von der Taktsignalerzeugungsschaltung 10 zugeführtes Taktsignal. In der Schutzintervalleinstellschaltung 4 werden endgültige Abschnitte der Ausgangssignale der IFFT- und Pilotsignalerzeugungsschaltung 3 in jedem Fensterintervall (jedem Symbolintervall) kopiert, und die Kopieergebnissignalabschnitte werden an zeitliche Positionen unmittelbar vor den Fensterintervallsignalen (effektiven Symbolintervallsignalen) bewegt.
Zur Implementierung des vorstehend angeführten Vorgangs arbeitet die Schutzintervalleinstellschaltung 4 wie folgt. Die Ausgangssignale der IFFT- und Pilotsignalerzeugungsschaltung 3 werden aufeinanderfolgend, Abtastwert pro Abtastwert im RAM 4a für jedes Fensterintervall (jedes Symbolintervall) gespeichert. Dann werden die endgültig gespeicherten Abschnitte der Ausgangssignale der IFFT- und Pilotsignalerzeugungsschaltung 3 aus dem RAM 4a ausgelesen, so dass die ein Schutzintervall "gi" belegenden Signale erzeugt werden. Daraufhin werden die Ausgangssignale der IFFT- und Pilotsignalerzeugungsschaltung 3 aus dem RAM 4a in einer Folge beginnend von den zuerst gespeicherten Abschnitten dieser ausgelesen, so dass ein effektives Symbolintervall "ts" belegende Signale erzeugt werden.
Die zuvor angezeigten Nyquist-Frequenzinformationen können unter Verwendung nicht nur eines effektiven Symbolintervalls sondern auch eines Schutzintervalls übertragen werden. Bezüglich der Nyquist-Frequenzinformationen ist es zum Aufrechterhalten der Kontinuität vorhergehender und folgender IFFT-Fensterintervallsignale zu bevorzugen, dass das Pilotsignal, das einer Wellenlänge x einer gegebenen ganzen Zahl entspricht, in einem Schutzintervall vorhanden ist. In diesem Fall ist das Pilotsignal in einem Symbolintervall kontinuierlich über ein Schutzintervall und ein effektives Symbolintervall vorhanden. Somit hat ein tatsächlich gesendetes Pilotsignal, d.h., das in einen Sende-RF-Bereich aufwärts gewandelte Pilotsignal ein monochromatisches Frequenzspektrum (ein Frequenzspektrum mit einer einzigen Linie).
In diesem Ausführungsbeispiel hat das Pilotsignal die Nyquist-Frequenz. Es ist anzumerken, dass die Frequenz des Pilotsignals sich von der Nyquistfrequenz unterscheiden kann, solange es eine Frequenzbeziehung zwischen dem Pilotsignal und dem Abtastpositionssignal gibt, die durch ein einfaches Verhältnis zwischen ganzen Zahlen bestimmt wird. Das Pilotsignal kann gesendete Höchstfrequenzinformationen verwenden.
Im Fall einer Periode M der IFFT befindet sich ein Pilotsignal an einer Frequenzposition gleich der Hälfte einer Nyquistfrequenz, was jeweils einer Periode M/4 und einer Periode 3M/4 entspricht. Außerdem verwenden durch das OFDM-Verfahren übertragene Träger die den ersten bis M/4-ten Ausgangssignalen von der IFFT entsprechenden und die den 3M/4-ten bis M-ten Ausgangssignalen von der IFFT entsprechenden Signale. Somit ist es möglich, Signale gleich jenen im Fall von M = 2N erzeugten zu erzeugen.
Demnach kann ein kontinuierliches Pilotsignal durch die Verwendung eines effektiven Symbolintervalls als auch eines Schutzintervalls gesendet werden. Das Abtastpositionssignal kann durch die Wiederherstellung des Pilotsignals und Multiplizieren der Frequenz des wiederhergestellten Pilotsignals mit 4 erzeugt werden.
Im Fall, dass Fensterintervallsignalinformationen der FFT separat wiederhergestellt werden können, können FFT-Berechnungen für ein OFDM-Signal durch Kombinieren der Fensterintervallsignalinformationen und des Abtastinformationssignals implementiert werden. Somit kann in diesem Fall das OFDM-Signal decodiert werden.
Nachstehend wird ein Symbolintervall "ta" bezüglich der Schutzintervalleinstellschaltung 4 beschrieben. Im Fall, dass das verwendete Frequenzband gleich 99 kHz und die Periode N zu N = 256 gegeben ist, sind eine effektive Symbolfrequenz "fs" und eine effektive Symbolperiode "ts" wie folgt ausgedrückt. fs = 99000/256 = 387 Hz ts = 1/fs = 2586 μsec
Wird das Schutzintervall "gi" zur Beseitigung von Mehrwegeeffekten auf sechsmal die Abtastperiode (sechsmal der Kehrwert des verwendeten Frequenzbandes) eingestellt, ist das Schutzintervall "gi" wie folgt gegeben. gi = (1/99000) × 6 = 60,6 μsec
In diesem Fall sind das Symbolintervall "ta" und die Symbolfrequenz "fa" wie folgt gegeben. ta = ts + gi = 2586 + 60,6 = 2646,6 μsec fa = 1/ta = 378 Hz
Die Ausgangssignale der Schutzintervalleinstellschaltung 4 werden einem D/A-Wandler 5 zugeführt, durch den sie in entsprechende analoge Signale umgewandelt werden. Der D/A-Wandler 5 gibt die resultierenden Analogsignale zu einem LPF (Tiefpassfilter) 6 aus. Nur Komponenten der Ausgangssignale des D/A-Wandlers 5 in einem gewünschten Frequenzband gehen durch das LPF 6 hindurch.
Die Ausgangssignale des LPF 6, die dem Realteil und dem Imaginärteil entsprechen, werden einem Quadraturmodulator 7 als Basisbandsignale zugeführt. Ein lokaler Oszillator 9 gibt ein Signal gegebener Frequenz, beispielsweise ein 10,7-MHz-Signal zu dem Quadraturmodulator 7 aus. Die Frequenz des Ausgangssignals des lokalen Oszillators 9 entspricht einer gegebenen Zwischenfrequenz (IF). Der lokale Oszillator 9 gibt das Signal gegebener Frequenz auch zu einer 90°-Phasenverschiebungsschaltung 8 aus. Die Schaltung 8 verschiebt die Phase des Signals gegebener Frequenz um 90°, und gibt das resultierende Phasenverschiebungssignal zu dem Quadraturmodulator 7 aus. Auf diese Weise wird ein Paar von Signalen gegebener Frequenz mit einer Quadraturbeziehung dem Quadraturmodulator 7 zugeführt. Im Quadraturmodulator 7 werden die Quadratursignale gegebener Frequenz entsprechend den aus dem LPF 6 ausgegebenen Basisbandsignalen moduliert, so dass die Basisbandsignale in ein IF-OFDM-(Zwischenfrequenz-OFDM)Signal umgewandelt werden. Das IF-OFDM-Signal hat mehrere orthogonale IF-Träger, die als Anzeichen der ausgegebenen Basisbandsignale des LPF 6 moduliert sind.
Das IF-OFDM-Signal wird durch einen Frequenzumsetzer 11 in ein RF-OFDM-(Hochfrequenz-OFDM)Signal in einem gewünschten Frequenzband zur Übertragung umgewandelt. Das RF-OFDM-Signal hat mehrere orthogonale RF-Träger, die jeweils als Anzeichen der ausgegebenen Basisbandsignale des LPF 6 moduliert sind. Der Frequenzumsetzer 11 enthält einen lokalen Oszillator und einen Mischer. Im Frequenzumsetzer 11 werden das IF-OFDM-Signal und das Ausgangssignal des lokalen Oszillators durch den Mischer gemischt, so dass das IF-OFDM-Signal in das RF-OFDM-Signal umgesetzt wird.
Das RF-OFDM-Signal wird einem Sendeabschnitt 12 von dem Frequenzumsetzer 11 zugeführt. Der Sendeabschnitt 12 enthält einen linearen Leistungsverstärker und eine Sendeantenne. Das RF-OFDM-Signal wird über den linearen Leistungsverstärker der Sendeantenne zugeführt, wo es durch die Sendeantenne auf eine Übertragungsleitung (in die Luft) abgestrahlt wird.
Das Ausgangssignal des lokalen Oszillators 9 wird auch der Taktsignalerzeugungsschaltung 10 zugeführt. Die Schaltung 10 erzeugt Taktsignale im Ansprechen auf das Ausgangssignal des lokalen Oszillators 9 durch Frequenzteilungsvorgänge und gibt die erzeugten Taktsignale zu der S/P-Umwandlungsschaltung 2, der IFFT- und Pilotsignalerzeugungsschaltung 3, der Schutzintervalleinstellschaltung 4 und dem D/A-Wandler 5 jeweils als Operationszeitsteuersignale aus.
Bei diesem Ausführungsbeispiel werden während jeder Ein-Symbol-Periode 248 parallele digitale Datenstücke mit jeweils 8 Bit (4 Bit + 4 Bit) zusammen mit 248 Trägern übertragen. Demnach entspricht die Datenübertragungsrate 248 Byte/Symbolintervall. Somit beträgt die Datenübertragungsrate pro Sekunde näherungsweise 57 kBit.
Zweites Ausführungsbeispiel
5 zeigt eine Signalempfangsvorrichtung unter Verwendung eines Orthogonal-Frequenzmultiplexverfahrens (OFDM) gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Die Signalempfangsvorrichtung in 5 kann ein durch die Signalsendevorrichtung in 3 gesendetes RF-OFDM-Signal entgegennehmen.
Gemäß 5 beinhaltet ein Empfangsabschnitt 20 eine Empfangsantenne, die ein beispielsweise von der Signalsendevorrichtung in 3 gesendetes RF-OFDM-Signal auffängt. Das RF-OFDM-Signal hat mehrere orthogonale RF-Träger, die jeweils entsprechend gesendeten Basisbandsignalen moduliert sind. Der Empfangsabschnitt 20 enthält einen RF-Verstärker, der das aufgefangene RF-OFDM-Signal erhöht.
Ein ausgegebenes RF-OFDM-Signal von dem RF-Verstärker im Empfangsabschnitt 20 wird einem Frequenzumsetzer 21 zugeführt, in dem es in ein entsprechendes IF-OFDM-Signal umgesetzt wird. Das IF-OFDM-Signal hat mehrere orthogonale IF-Träger, die jeweils entsprechend übertragenen Basisbandsignalen moduliert sind. Der Frequenzumsetzer 21 enthält einen lokalen Oszillator und einen Mischer. Im Frequenzumsetzer 21 werden das RF-OFDM-Signal und das Ausgangssignal des lokalen Oszillators durch den Mischer gemischt, so dass das RF-OFDM-Signal in das IF-OFDM-Signal umgesetzt wird.
Das IF-OFDM-Signal wird einer IF-Verstärkungsschaltung 22 von dem Frequenzumsetzer 21 zugeführt, wodurch es auf einen gewünschten Pegel erhöht wird. Das ausgegebene IF-OFDM-Signal von der IF-Verstärkungsschaltung 22 wird einem Quadraturdemodulator 23 und einer Trägererfassungsschaltung 29 zugeführt.
Die Trägererfassungsschaltung 29 enthält eine PLL-(Phasenregelungs-)Schaltung mit einer Kombination aus einem Phasenvergleicher (einem Multiplizierer), einem LPF, einem VCO (spannungsgesteuerten Oszillator) und einem ¼-Frequenzteiler.
Die PLL-Schaltung stellt die Träger im IF-OFDM-Signal wieder her. Ein Ausgangssignal der Trägererfassungsschaltung 29, das den wiederhergestellten Trägern entspricht, wird zu einem lokalen Oszillator 31 geführt. Der lokale Oszillator 31 ist zum Extrahieren des Mittenträgers unter den Trägern in dem IF-OFDM-Signal mit einem vernachlässigbaren Phasenfehler entwickelt. Der lokale Oszillator 31 gibt ein dem extrahierten Mittenträger entsprechendes Signal aus. Somit reproduziert der lokale Oszillator 31 ein auf der Sendeseite verwendetes lokales Oszillatorsignal.
Bei diesem Ausführungsbeispiel beruht das IF-OFDM-Signal (oder das RF-OFDM-Signal) auf den informationsübertragenden Trägern mit Frequenzen, die an Intervallen von 378 Hz gleich der Symbolfrequenz beabstandet sind. Die Frequenzen der Informationsträger in der Nachbarschaft des Mittenträgers sind von der Frequenz des Mittenträgers um lediglich 378 Hz entfernt. Demnach wird bevorzugt, dass die Extraktion des Mittenträgers durch eine Schaltung mit hoher Trennschärfe ausgeführt wird.
Der lokale Oszillator 31 verwendet eine Schaltung mit hoher Trennschärfe. Insbesondere enthält der lokale Oszillator 31 eine PLL-Schaltung zur Extraktion des Mittenträgers aus den durch die Trägererfassungsschaltung 29 ausgegebenen Trägern. Ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) in der PLL-Schaltung in dem lokalen Oszillator 31 verwendet einen spannungsgesteuerten Kristalloszillator (VCXO), der an einer Frequenz oszillieren kann, die in einem gegebenen kleinen Bereich (beispielsweise ±200 Hz) um die Frequenz des Mittenträgers variabel ist. Außerdem hat ein LPF in der PLL-Schaltung eine bezüglich 378 Hz geeignet niedrige Abschneidefrequenz.
Das Ausgangssignal des lokalen Oszillators 31 wird dem Quadraturdemodulator 23 zugeführt. Das Ausgangssignal des lokalen Oszillators 31 wird auch einer 90°- Phasenverschiebungsschaltung 30 zugeführt. Die Schaltung 30 verschiebt die Phase des Ausgangssignals des lokalen Oszillators 31 um 90°. Das Phasenverschiebungsergebnissignal wird von der Schaltung 30 zum Quadraturdemodulator 23 ausgegeben. Auf diese Weise wird dem Quadraturdemodulator 23 ein Paar reproduzierter lokaler Oszillatorsignale mit einer Quadraturbeziehung zugeführt. Als Antwort auf die Quadratursignale wird das IF-OFDM-Signal durch den Quadraturdemodulator 23 in Basisbandsignale demoduliert, die jeweils einem Realteil und einem Imaginärteil (einem I-Signal und einem Q-Signal) entsprechen.
Die Ausgangssignale des Quadraturdemodulators 23 werden einem LPF 24 zugeführt. Lediglich Komponenten der Ausgangssignale des Quadraturdemodulators 23, die ein gewünschtes Frequenzband einnehmen, durchlaufen das LPF 24. Die Ausgangssignale des LPF 24, die analoge Formen haben, werden einem A/D-Wandler 25 zugeführt. Die Ausgangssignale des LPF 24 werden einem Abtastvorgang unterzogen und durch den A/D-Wandler 25 in entsprechende digitale Signale umgewandelt.
Eines der Ausgangssignale des Quadraturdemodulators 23 wird einer Abtast-Sync-Signalerzeugungsschaltung 32 zugeführt. Das Ausgangssignal des lokalen Oszillators 31 wird der Abtast-Sync-Signalerzeugungsschaltung 32 zugeführt. Die Abtast-Sync-Signalerzeugungsschaltung 32 enthält eine bezüglich eines Pilotsignals im Ausgangssignal des Quadraturdemodulators 23 phasengeregelte PLL-Schaltung. Es ist anzumerken, dass das Pilotsignal als kontinuierliches Signal während jedes Symbolintervalls gesendet wird, das ein Schutzintervall enthält. Die Abtast-Sync-Signalerzeugungsschaltung 32 leitet Pilotsignalfrequenzinformationen her und reproduziert das Pilotsignal.
Auf der Senderseite wird die Frequenz des Pilotsignals derart eingestellt, dass sie einem gegebenen Verhältnis zwischen ganzen Zahlen bzgl. der Frequenz des Abtasttaktsignals entspricht. Die Abtast-Sync-Signalerzeugungsschaltung 32 enthält einen Frequenzmultiplizierer, der das reproduzierte Pilotsignal mit einem Multiplikationsfaktor beaufschlagt, der dem vorstehend angeführten Frequenzverhältnis entspricht. Ein Abtasttaktsignal (ein Takt-Sync-Signal) wird durch die Frequenzmultiplikation wiederhergestellt.
Die Ausgangssignale des A/D-Wandlers 25 werden einer Schutzintervallverarbeitungsschaltung 26 zugeführt. Die Schutzintervallverarbeitungsschaltung 26 extrahiert Zeitabschnitte der Ausgangssignale des A/D-Wandlers 25, die jedes effektive Symbolintervall belegen. Die Ausgangssignale der Schutzintervallverarbeitungsschaltung 26 werden einer FFT-QAM-(Fast-Fourier-Transformations-Quadraturamplitudenmodulations-)Decodierschaltung 27 zugeführt.
Eine mit der Abtast-Sync-Signalerzeugungsschaltung 32 verbundene Symbol-Sync-Signalerzeugungsschaltung 33 erfasst ein Symbolintervall im Ansprechen auf das Abtasttaktsignal und erzeugt ein auf das erfasste Symbolintervall bezogenes Symbol-Sync-Signal.
Die FFT-QAM-Decodierschaltung 27 empfängt das Takt-Sync-Signal und das Symbol-Sync-Signal von der Abtast-Sync-Signalerzeugungsschaltung 32 und der Symbol-Sync-Signalerzeugungsschaltung 33. Als Antwort auf das Takt-Sync-Signal und das Abtast-Sync-Signal unterzieht die Schaltung 27 die Ausgangssignale der Schutzintervallverarbeitungsschaltung 26 einer Verarbeitung, die einer komplexen Fourier-Transformation entspricht. Entsprechend der komplexen Fourier-Transformationsverarbeitung leitet die Schaltung 27 die Pegel der Basisbandträger im Realteilsignal und im Imaginärteilsignal her, die aus der Schutzintervallverarbeitungsschaltung 26 ausgegeben werden. In der FFT-QAM-Decodierschaltung 27 werden die erhaltenen Realteilpegel und die erhaltenen Imaginärteilpegel mit Referenzdemodulationsausgangspegeln verglichen, so dass die Zustände der gesendeten digitalen Signale bestimmt werden. Auf diese Weise werden die gesendete digitalen Informationen wiederhergestellt.
Die Ausgangssignale der FFT-QAM-Decodierschaltung 27, die den wiederhergestellten digitalen Signalen entsprechen, werden einer Parallel-Seriell-(P/S)Umwandlungsschaltung 28 zugeführt. Die Ausgangssignale der FFT-QAM-Decodierschaltung 27 werden durch die P/S-Umwandlungsschaltung 28 neu angeordnet und in ein digitales Signale serieller Form kombiniert. Das digitale Signal serieller Form wird von der P/S-Umwandlungsschaltung 28 zu einer (nicht gezeigten) externen Einrichtung über einen Ausgangsanschluss 34 übertragen.
Die Abtast-Sync-Signalerzeugungsschaltung 32 und die Symbol-Sync-Signalerzeugungsschaltung 33 erzeugen Sync-Signale und Taktsignale im Ansprechen auf das Ausgangssignal des Quadraturdemodulators 23 und das Ausgangssignal des lokalen Oszillators 31 und führen die erzeugen Sync-Signale und die erzeugen Taktsignale dem A/D-Wandler 25, der Schutzintervallverarbeitungsschaltung 26, der FFT-QAM-Decodierschaltung 27 und der P/S-Umwandlungsschaltung 28 als Operationszeitsteuersignale zu.
Das Pilotsignal im Ausgangssignal des Quadraturdemodulators 23 ist stetig und frei von Jitter-Komponenten. Daher wird das Pilotsignal ohne Jitter wiederhergestellt, und das Abtasttaktsignal wird als Antwort auf das wiederhergestellte Pilotsignal genau reproduziert. Das der FFT-QAM-Decodierschaltung 27 in der Empfängerseite zugeführte Taktsignal entspricht genau dem zu der IFFT- und Pilotsignalerzeugungsschaltung 3 in der Senderseite zugeführten Taktsignal. Somit kann der FFT-Vorgang in der Empfängerseite genau der inverse zu dem IFFT-Prozess in der Senderseite sein, so dass die gesendeten Daten in der Empfängerseite genau wiederhergestellt werden können.
Drittes Ausführungsbeispiel
6 zeigt einen Abschnitt einer Signalempfangsvorrichtung unter Verwendung eines Orthogonal-Frequenz-Multiplexverfahrens (OFDM) gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Die Signalempfangsvorrichtung in 6 gleicht der Signalempfangsvorrichtung in 5 abgesehen von nachstehend angeführten Entwurfsänderungen.
Die Signalempfangsvorrichtung in 6 enthält die folgenden Schaltungen anstelle des Quadraturdemodulators 23, der Trägererfassungsschaltung 29, der 90°-Phasenverschiebungsschaltung 30, des lokalen Oszillators 31 und der Abtast-Sync-Signalerzeugungsschaltung 32 in 5.
Gemäß 6 bilden ein Multiplizierer 41, ein LPF 42, eine VCO-Schaltung 43 und ein ¼-Frequenzteiler 45 eine PLL-Schaltung, die als Trägerextraktionsschaltung dient. Die VCO-Schaltung 43 ist zum Oszillieren an und um eine Frequenz (42,8 MHz) gleich viermal der Mittenzwischenfrequenz (10,7 MHz) eingerichtet. Die VCO-Schaltung 43 gibt Quadraturoszillationssignale jeweils zu einem ¼-Frequenzteiler 44 und dem ¼-Frequenzteiler 45 aus. Die Einrichtungen 44 und 45 teilen die Frequenzen der Ausgangssignale der VCO-Schaltung 43 jeweils durch 4. Das Ausgangssignal des Frequenzteilers 44 wird einem Multiplizierer 40 zugeführt. Das Ausgangssignal des Frequenzteilers 45 wird dem Multiplizierer 41 zugeführt.
Das aus der IF-Verstärkungsschaltung 22 (siehe 5) ausgegebene IF-OFDM-Signal wird an die Multiplizierer 40 und 41 angelegt. Die Multiplizierer 40 und 41 bilden einen Quadraturdemodulator. Die Multiplizierer 40 und 41 mischen das IF-OFDM-Signal mit den Ausgangssignalen der ¼-Frequenzteiler 44 und 45, so dass das IF-OFDM-Signal in Basisbandsignale demoduliert wird, die jeweils einem Realteil und einem Imaginärteil entsprechen.
Das Ausgangssignal des Multiplizierers 41, das dem Imaginärteil entspricht, wird über das LPF 42 der VCO-Schaltung 43 als Steuersignal zugeführt. Wie es vorstehend beschrieben ist, bilden der Multiplizierer 41, das LPF 42, die VCO-Schaltung 43 und der ¼-Frequenzteiler 45 eine PLL-Schaltung, die bzgl. des Mittenträgers im IF-OFDM-Signal geregelt wird. Die VCO-Schaltung 43 gibt ein Signal mit fester Frequenz (eingerastete Frequenz) gleich viermal der Mittenzwischenfrequenz (10,7 MHz) aus. Das verriegelte Frequenzsignal wird einem variablen Frequenzteiler 50 von der VCO-Schaltung 43 zugeführt.
Der variable Frequenzteiler 50 empfängt das eingerastete Frequenzsignal von der VCO-Schaltung 43. Die Einrichtung 50 teilt die Frequenz des Ausgangssignals der VCO-Schaltung 43 durch einen Wert, der im Bereich von 1/426 bis 1/438 variabel ist. Das Ausgangssignal des variablen Frequenzteilers 50 wird einem ½-Frequenzteiler 51 zugeführt. Der ½-Frequenzteiler 51 halbiert die Frequenz des Ausgangssignals des variablen Frequenzteilers 50. Das Ausgangssignal des ½-Frequenzteilers 51 wird einem Multiplizierer 52 zugeführt. Außerdem wird das Ausgangssignal des Multiplizierers 40, das dem Realteil entspricht, dem Multiplizierer 52 zugeführt.
Der Multiplizierer 52 dient als Phasenvergleicher, der bei den Ausgangssignalen des Multiplizierers 40 und des ½-Frequenzteilers 51 arbeitet. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 52 wird über ein LPF 53 einer Verzögerungsschaltung 45 und einer Additionsschaltung 55 zugeführt. Das LPF 53 dient zum Durchlassen lediglich der Komponenten des Ausgangssignals des Multiplizierers 52, die einem Phasenfehlersignal entsprechen, das bei der Frequenzsteuerung effektiv ist. Die Schaltung 54 verzögert das Ausgangssignal des LPF 53 um eine gegebene Zeit. Die Schaltung 54 gibt das Verzögerungsergebnissignal zu der Additionsschaltung 55 aus. Die Schaltung 55 addiert das Ausgangssignal des LPF 53, d.h., das nichtverzögerte Signal, und das von der Schaltung 54 zugeführte verzögerte Signal. Die Verzögerungsschaltung 54 und die Additionsschaltung 55 bilden ein Filter, das zur Dämpfung benachbarter Trägerkomponenten entworfen ist. Die Frequenzantwortkennlinie des Filters hat einen Neigungspunkt an 387 Hz, was einer Symbolfrequenz entspricht. Das Ausgangssignal der Additionsschaltung 55 wird dem variablen Frequenzteiler 50 als Steuersignal zugeführt. Der variable Frequenzteiler 50 dient als VCO-Schaltung.
Die VCO-Schaltung 50, der ½-Frequenzteiler 51, der Multiplizierer 52, das LPF 53, die Verzögerungsschaltung 54 und die Additionsschaltung 55 bilden eine PLL-Schaltung, die hinsichtlich eines kontinuierlichen Pilotsignals in dem Ausgangssignal des Multiplizierers 40 im Quadraturdemodulator geregelt wird. Somit gibt die VCO-Schaltung 50 ein Abtasttaktsignal im Ansprechen auf das reproduzierte Pilotsignal (das wiederhergestellte Pilotsignal) aus. Das Abtasttaktsignal hat eine Frequenz von 99 kHz.
Viertes Ausführungsbeispiel
Das vierte Ausführungsbeispiel der Erfindung bezieht sich auf eine Modifikation der Signalsendevorrichtung in 3 und eine Modifikation der Signalempfangsvorrichtung in 5 oder 6.
Das vierte Ausführungsbeispiel führt eine IFFT mit einer Periode N gleich 512 aus. Gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel wird eine Pilotsignalfrequenz auf eine gegebene Frequenz hoher Ordnung mit einer voreingestellten Beziehung zu einem Abtastpositionssignal eingestellt, das durch ein einfaches Verhältnis zwischen ganzen Zahlen ausgedrückt wird.
Im Fall einer IFFT mit einer Periode M befindet sich ein Pilotsignal an einer Frequenzposition gleich der Hälfte der Nyquistfrequenz, was jeweils einer Periode M/4 und einer Periode 3M/4 entspricht. Außerdem verwenden durch das OFDM-Verfahren übertragene Träger jene Signale, die den ersten bis M/4-ten Ausgangssignalen aus der IFFT entsprechen, und jene Signale, die den 3M/4-ten bis M-ten Ausgangssignalen aus der IFFT entsprechen. Somit ist es möglich, Signale zu erzeugen, die jenen im Fall von N = 2M erzeugten äquivalent sind.
Demnach kann ein kontinuierliches Pilotsignal unter Verwendung eines effektiven Symbolintervalls sowie eines Schutzintervalls gesendet werden. Das Abtastpositionssignal kann durch Wiederherstellung des Pilotsignals und Multiplizieren der Frequenz des wiederhergestellten Pilotsignals mit 4 erzeugt werden.
Gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel ist die Frequenz eines Abtasttaktsignals zum Steuern der FFT-QAM-Decodierschaltung 27 gleich 198 kHz. Demnach ist der variable Frequenzteiler 50 gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel zum Bereitstellen eines Frequenzteilungsfaktors eingerichtet, der im Bereich von 1/213 bis 1/219 variabel ist, und der Frequenzteiler 50 ist zum Bereitstellen eines Frequenzteilungsfaktors von ¼ eingerichtet.
Fünftes Ausführungsbeispiel
7 zeigt eine Signalsendevorrichtung unter Verwendung eines Orthogonal-Frequenzmultiplexverfahrens (OFDM) gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel der Erfindung. Die durch die Signalsendevorrichtung in 7 gesendeten digitalen Daten entsprechen beispielsweise einem komprimierten Audiosignal und einem komprimierten Videosignal.
Das OFDM-Verfahren verwendet eine Vielzahl von Trägern mit einer orthogonalen Beziehung untereinander. Bei einer OFDM-Datenübertragung werden unabhängige digitale Informationsstücke jeweils unter Verwendung einer Vielzahl von Trägern gesendet. Da die Träger zueinander orthogonal sind, heben sich die Pegel der Spektren von Trägern in der Nachbarschaft eines gegebenen Trägers an einem Punkt heraus, der der Frequenz des gegebenen Trägers entspricht.
Eine IFFT-(Invers-Fast-Fourier-Transformations-)Schaltung wird zum Ermöglichen der Erzeugung eines Satzes mehrerer orthogonaler Träger verwendet. Ein Basisband-OFDM-Signal kann durch die Ausführung einer inversen diskreten Fouriertransformation (inverse DFT) unter Verwendung N komplexer Zahlen während eines Zeitintervalls T erzeugt werden. Punkte der inversen DFT entsprechen jeweils Modulationssignalausgaben.
Es folgt eine grundlegende Beschreibung der Signalsendevorrichtung in 7. Die Mittenträgerfrequenz in einem RF-Band ist gleich 100 MHz. Die Anzahl der Träger zur Datenübertragung ist gleich 248. Die Modulation ist vom 256-QAM-OFDM-Typ. Die Anzahl verwendeter Träger ist gleich 257. Die Übertragungsbandbreite ist gleich 100 kHz. Die verwendete Bandbreite ist gleich 99 kHz. Die Datenübertragungsrate beträgt 750 kbps. Das Schutzintervall ist gleich 60,6 μsec.
Nachstehend wird eine Anordnung der Träger beschrieben. In einem IF-Band wird ein Träger mit einer Frequenz gleich der Mitten-IF-Frequenz (d.h. 10,7 MHz) als nullter Träger bezeichnet. Sich in aufsteigender Frequenzseite erstreckende Träger (nach rechts) des nullten Trägers werden aufeinanderfolgend jeweils als 1. Träger, 2. Träger, 3. Träger, ... und 128. Träger bezeichnet. Sich in absteigender Frequenzseite (nach links) erstreckende Träger vom nullten Träger aus werden jeweils aufeinanderfolgend als –1. Träger, –2. Träger, –3. Träger, und –128. Träger bezeichnet. Auf diese Weise werden den Trägern jeweils die verschiedenen Ordnungszahlen aufeinanderfolgend zugeordnet.
Den Trägern sind Funktionen (Rollen) wie folgt zugeordnet: Der nullte Träger wird als nichtmodulierter Träger verwendet, der eine Referenz für Amplituden und Phasen der anderen Träger liefert. Der 1. Träger wird zum Senden von Systemmodusinformationen verwendet. Der 2. Träger wird zum Übertragen von Informationen verwendet, die mit einem positiven Kalibrierungsträger zu übertragen sind. Der 21. Träger wird zur periodischen Übertragung einer Folge von vier Symbolen verwendet, die einen Referenzwinkelpegel, einen Referenzamplitudenpegel und ein Trägerfehlen darstellen. Der 128. Träger wird als Träger mit positiver Maximalfrequenz verwendet. Der –1. Träger wird zum Übertragen von Informationen der Ordnungszahlen der Träger verwendet, mit denen Kalibrierungsinformationen übertragen werden. Der –2. Träger wird zum Übertragen von Informationen verwendet, die mit einem negativen Kalibrierungsträger zu übertragen sind. Der –21. Träger wird zur periodischen Übertragung einer Folge von vier Symbolen verwendet, die einen Referenzwinkelpegel, einen Referenzamplitudenpegel und ein Trägerfehlen darstellen.
Der –128. Träger wird als Träger mit negativer Maximalfrequenz verwendet. Die anderen Träger abgesehen von den als Kalibrierungsinformationsträgern bezeichneten werden zur Übertragung von Dateninformationssignalen verwendet.
Die Träger sind wie folgt definiert: der nullte Träger entspricht einem nichtmodulierten Träger, der keine Winkelmodulationskomponenten hat. Der 1. Träger definiert einen Sendemodus. Der –1. Träger bezeichnet die positiven und negativen Ordnungszahlen der Träger, die als Kalibrierungsträger verwendet werden.
Bezüglich des –1. Trägers sind die Symbolnummern "0" und "1" der Trägerordnungszahl "X" zugeordnet, die das Fehlen der Bestimmung von Kalibrierungsträgern anzeigt. Die Symbolnummern "2" und "3" sind der Trägerordnungszahl "8" zugeordnet. Die Symbolnummern "4" und "5" sind der Trägerordnungszahl "16" zugeordnet. Die Symbolnummern "6" und "7" sind der Trägerordnungszahl "24" zugeordnet. Die Symbolnummern "8" und "9" sind der Trägerordnungszahl "32" zugeordnet. Gleichermaßen sind höhere Symbolnummern höheren Trägerordnungszahlen zugeordnet.
Einem Ende-Signal und einem gegebenen, als Modusinformationsbits übertragenen Kalibrierungsrahmen folgende Symbole werden aufeinanderfolgend jeweils als erstes Symbol, zweites Symbol, drittes Symbol, ..., und 256.tes Symbol bezeichnet. Auf diese Weise werden den Symbolen jeweils aufeinanderfolgende Nummern (die Symbolnummern) sequentiell gegeben. Die Symbolnummer wird am Punkt des Beginns eines Kalibrierungsrahmens auf 00 (X'00) initialisiert oder rückgesetzt, und wird dann über einen Zählvorgang periodisch inkrementiert, bis sie schließlich 255 (X'FF) annimmt. Im Fall von Trägerordnungszahlen "0" und "21" bleibt der Ersatz für die Trägerkalibrierung unausgeführt.

Die Symbolnummer und der Kalibrierungsträger weisen folgende Beziehung auf:

8-tes Bit (MSB):	Trägeradresse (0 = 0, 1 = +1) an Stelle "1";
7-tes Bit:	Trägeradresse (0 = 0, 1 = +2) an Stelle "2";
6-tes Bit:	Trägeradresse (0 = 0, 1 = +4) an Stelle "4";
5-tes Bit:	Trägeradresse (0 = 0, 1 = +64) an Stelle "64";
4-tes Bit:	Trägeradresse (0 = 0, an 1 = +32) Stelle "32";
3-tes Bit:	Trägeradresse (0 = 0, 1 = +16) an Stelle "16";
2-tes Bit:	Trägeradresse (0 = 0, 1 = +8) an Stelle "8";
1-tes Bit (LSB):	"0" bezeichnet eine erste Hälfte und "1" bezeichnet eine zweite Hälfte

Die Träger sind ferner wie folgt definiert:
Die ±2-ten Träger übertragen Informationen, die mit Informationssendeträgern zu übertragen sind, die in Kalibrierungszustände versetzt sind. Die ±21-ten Träger übertragen Informationen zur Kalibrierung. Sich ändernde Zustände von Signalen werden erfasst und ein Symbol-Sync-Signal wird im Ansprechen auf die Erfassung der sich verändernden Zustände auf der Empfängerseite erfasst. Die ±128-ten Träger übertragen Informationen eines Abtasttaktsignals. Zugehörige Winkelinformationen werden während der Codierung auf "0" gesetzt.
Bezüglich der Übertragung eines Informationssignals werden digitale 248-Byte-Daten in einem Ein-Symbol-Intervall übertragen. Die digitalen Daten sind auf dem dritten Träger bis zum 20. Träger, dem 22. Träger bis zum 127. Träger, dem –3. Träger bis zum –20. Träger und dem –22. Träger bis zum –127. Träger durch die QAM-Modulation gemäß einer Informationsbitzuordnung überlagert.
Nachstehend wird die Kalibrierung jedes Trägers beschrieben. Positive und negative Ordnungszahlträger, die zu kalibrieren sind, werden durch die Trägerordnungszahl bezeichnet, die durch 8 Bits bezüglich des –1. Trägers dargestellt ist. Mit den positiven und negativen Kalibrierungsträgern zu übertragende Datenstücke werden jeweils mit den ±2-ten Trägern übertragen. Somit werden die positiven und negativen Kalibrierungsträger bei der Datenübertragung jeweils durch die ±2-ten Träger ersetzt.
Die Kalibrierungsträger übertragen die folgenden Kalibrierungssignale. Während jedes ungeradzahligen Symbols überträgt der positive Kalibrierungsträger den achten Amplitudenpegel, während der negative Kalibrierungsträger den achten Winkelpegel überträgt. Während jedes geradzahligen Symbols überträgt der positive Kalibrierungsträger den achten Winkelpegel, während der negative Kalibrierungsträger den achten Amplitudenpegel überträgt.
Es ist anzumerken, dass die vorstehend angeführte Trägerersetzung bezüglich der Datenübertragung nicht ausgeführt wird, wenn der nullte Träger (der Mittenträger) und der 21. Träger als Kalibrierungsträger bezeichnet sind.
Nachstehend wird eine Kalibrierungsrahmensynchronisation beschrieben. Ein Kalibrierungsrahmen besteht aus 256 Symbolen. Es ist möglich, das Intervall eines Kalibrierungsrahmens anhand der durch die Informationen bezüglich des -ersten Trägers dargestellten Symbolnummer zu kennen. Hinsichtlich jedes Kalibrierungsträgers ist die Kalibrierung zur Korrektur von Referenzamplituden- und Winkelpegeln und zur Korrektur von Übersprechkomponenten der Amplituden- und Winkelsignale eingerichtet, die durch Quadratur-(Orthogonal-)Winkelfehler verursacht werden.
Diese charakteristischen Korrekturpegel hinsichtlich der Trägerordnungszahlen werden als Kurven erkannt. Selbst während einer Periode, für die die Kalibrierungssignale nicht übertragen werden, werden Korrekturbeträge entsprechend den Charakteristiken durch Berechnung bestimmt. Dadurch kann die inverse Quantisierung bezüglich der 256 QAM während einer langen Periode eines Kalibrierungsrahmens glatt ausgeführt werden. Ein 256-QAM-Decodierprozess wird durch die Verwendung gegebener Korrekturkurven ausgeführt. Ist eine Datenfehlerrate (eine Datenfehlermenge) kleiner als ein gegebener Wert, werden die Korrekturkurven als geeignet erkannt und die Korrekturmengen bzw. Korrekturbeträge werden festgelegt.
Gemäß 7 wird ein digitales Informationssignal in der Form eines Bitstroms einer Seriell-Parallel-(S/P)Umwandlungsschaltung 2 über einen Eingangsanschluss 1 zugeführt. Das digitale Informationssignal ergibt sich beispielsweise aus der Kompression eines Audioinformationssignals oder eines Videoinformationssignals gemäß einem MPEG-Codiervorgang. Ein Fehlerkorrekturcode kann zu dem digitalen Informationssystem hinzugefügt sein.
Das digitale Informationssignal, d.h., das digitale Eingangssignal wird durch die S/P-Umwandlungsschaltung 2 in Blöcke unterteilt, die Modulationssignalen für die 256 QAM entsprechen. Die S/P-Umwandlungsschaltung 2 gibt die Modulationssignale aus. Gemäß der 256 QAM sind 16 verschiedene Pegel bzw. Stufen in einer Amplitudenrichtung definiert, während 16 unterschiedliche Pegel bzw. Stufen in einer Winkelrichtung definiert sind. Außerdem sind 256 verschiedene digitale Zustände jeweils den 256 Pegeln zugeordnet (16 Pegel × 16 Pegel).
Wie vorstehend beschrieben, werden 258 Träger unter den 257 Trägern zur Übertragung von Dateninformationen verwendet. Die neun verbleibenden Träger werden zur Übertragung von Kalibrierungssignalen und anderen Hilfesignalen verwendet.
Die S/P-Umwandlungsschaltung 2 gibt digitale 248-Byte-Daten für jedes Ein-Symbol-Intervall aus. Das heißt, die S/P-Umwandlungsschaltung 2 gibt einen ersten Satz von 248 parallelen digitalen Signalen mit jeweils 4 Bit und einen zweiten Satz von 248 parallelen digitalen Signalen von jeweils 4 Bit für jedes Ein-Symbol-Intervall aus. Der erste und der zweite Satz entsprechen jeweils einem Realteil und einem Imaginärteil (einem I-Signal und einem Q-Signal).
Die 248 Ausgangssignale aus der S/P-Umwandlungsschaltung 2 jeweils im Realteil und im Imaginärteil werden einer Kombination 3 aus einer IFFT-(Invers-Fast-Fourier-Transformations-)Schaltung und einer Pilotsignalerzeugungsschaltung zugeführt. Auch werden die 248 Ausgangssignale aus der S/P-Umwandlungsschaltung 2 jeweils im Realteil und im Imaginärteil einer Symbolintervalleinstellschaltung 3S zugeführt.
Die Symbolintervalleinstellschaltung 3S führt der IFFT- und Pilotsignalerzeugungsschaltung 3 Einstellsignale zur Erzeugung von Symbolintervallinformationen, eines QAM-Demodulationsreferenzamplitudenpegels und eines QAM-Demodulationsreferenzwinkelpegels als Antwort auf einen gemeinsamen Referenzträger zu, während die Eingangssignale zu der IFFT- und Pilotsignalerzeugungsschaltung 3 wechseln. Die Symbolintervalleinstellschaltung 3S arbeitet im Ansprechen auf ein von einer Taktsignalerzeugungsschaltung 10 zugeführtes Taktsignal.
Bezüglich des Referenzträgers werden der Referenzamplitudenpegel und der Referenzwinkelpegel symbolweise verändert. Beispielsweise ist der Referenzträger in einem Schutzintervall vorhanden, der einem ganzzahligen Vielfachen seiner halben Wellenlänge entspricht. Beispielsweise hat die IFFT eine Periode N von 256, und das Schutzintervall wird auf eine Länge entsprechend sechs Taktperioden eingestellt. Außerdem werden beispielsweise die ±21.-ten Träger als Referenzträger verwendet.
Die Phasendifferenz (Veränderung) eines Trägers, die durch ein Schutzintervall verursacht wird, hängt von der Anzahl an Taktabtastperioden, die das Schutzintervall bilden, und der Frequenzordnung ab, die durch die IFFT verwendet wird. Im Fall einer IFFT mit einer Periode N ist die Dauer des Trägers im Schutzintervall zu "2π × p × q/N" gegeben, wobei "p" die Anzahl an das Schutzintervall bildenden Taktperioden und "q" die Frequenzordnung des als Referenzwelle verwendeten Trägers bezeichnet. Ist N = 256 und p = 6, entspricht das Signal mit q = 21 einem Träger, dessen halbe Wellenlänge ungefähr im Schutzintervall vorhanden ist.
Im Fall, dass die IFFT eine Periode N von 256 hat, und das Schutzintervall auf eine Länge von p = 4 Taktperioden eingestellt ist, wird der 32.-te Träger (q = 32) zur Übertragung von Referenzsignalinformationen verwendet.
Nachstehend wird ein Fall beschrieben, in dem die ±21.-ten Träger als Referenzträger verwendet werden. Ein zu übertragendes Symbolsignal wird mit einer Nummer versehen. Das Symbolsignal wird als Modulationssignale in Seitenbändern des Mittenträgers entsprechend einer durch die zwei niedrigeren Bits der Symbolsignalnummer gegebenen Sequenz übertragen. Demodulationssignale bezüglich des 21.-ten Trägers und des –21.-ten Trägers an entgegengesetzten Seiten des Mittenträgers sind wie folgt ausgedrückt. Ist die Symbolsequenz "0", wird der 21.-te Träger auf einen "8"-Amplitudenpegel und einen "0"-Winkelpegel eingestellt, und der –21.-te Träger wird auf einen "0"-Amplitudenpegel und den "0"-Winkelpegel eingestellt. Ist die Symbolsequenz "1", wird der 21.-te Träger auf den "0"-Amplitudenpegel und einen "–8"-Winkelpegel und der –21.-te Träger auf den "0"-Amplitudenpegel und den "0"-Winkelpegel eingestellt. Ist die Symbolsequenz "2", wird der 21.-te Träger auf den "0"-Amplitudenpegel und den "0"-Winkelpegel und der –21.-te Träger auf einen "–8"-Amplitudenpegel und den "0"-Winkelpegel eingestellt. Ist die Symbolsequenz "3", wird der 21.-te Träger auf den "0"-Amplitudenpegel und den "0"-Winkelpegel und der 21.-te Träger auf den "0"-Amplitudenpegel und einen "8"-Winkelpegel eingestellt.
Hier bedeutet der "0"-Amplitudenpegel das Fehlen einer Amplitudenmodulation. Der "8"-Amplitudenpegel bedeutet den Zustand, der bei einem positiven maximalen Amplitudenmodulationsgrad erhalten wird. Der "–8"-Amplitudenpegel bedeutet den Zustand, der bei einem negativen maximalen Amplitudenmodulationsgrad erhalten wird. Der "0"-Winkelpegel bedeutet das Fehlen einer Winkelmodulation. Der "8"-Winkelpegel bedeutet den Zustand, der bei einem positiven maximalen Winkelmodulationsgrad erhalten wird. Der "–8"-Winkelpegel bedeutet den Zustand, der bei einem negativen maximalen Winkelmodulationsgrad erhalten wird.
Hinsichtlich der Einstellung der Pegel im Referenzträger für jedes Symbol wird einer der positiven und negativen Träger einer Modulation in eine Amplitudenrichtung oder eine Winkelrichtung unterzogen. Demnach können auf der Empfängerseite die Pegel der Referenzsignale für die inverse Quantifizierung eines QAM-Signals durch sequentielle Wiederherstellung der Komponenten der Referenzsignale erkannt werden. Außerdem ist es möglich, die Zustände eines Übersprechens zwischen den Trägern bezüglich der Quadraturmodulationssignale und die Zustände des Übersprechens zwischen den positiven und negativen symmetrischen Trägern zu kennen.
Die ±21.-ten Träger dienen als Seitenbänder bezüglich des Mittenträgers. Insbesondere im Fall, dass der 21.-te Träger mit einem bestimmten Pegel in einer positiven Amplitudenrichtung (siehe die vorstehend angeführte Symbolsequenz "0") versehen ist, ist der 21.-te Träger einem positiven Seitenband (einem oberen Seitenband) unter oberen und unteren Seitenbändern äquivalent, was sich aus der Amplitudenmodulation des Mittenträgers mit einem Signal mit einer Frequenz gleich 21mal der Symbolfrequenz ergibt. Demnach rotiert während eines effektiven Symbolintervalls das in Frage kommende Seitenband um den Mittenträger 21mal. Während einer einem Schutzintervall entsprechenden Periode rotiert das in Frage kommende Seitenband um die Hälfte.
Im Fall der nächsten Sequenz (siehe die vorstehend angeführte Symbolsequenz "1"), ist der 21.-te Träger einem positiven Seitenband (einem oberen Seitenband) unter den oberen und unteren Seitenbändern äquivalent, was sich aus der Winkelmodulation des Mittenträgers mit einem negativen Signal ergibt. Im Fall der zweitnächsten Sequenz (siehe die vorstehend angeführte Symbolsequenz "2"), ist der 21.-te Träger einem negativen Seitenband (unterem Seitenband) unter oberen und unteren Seitenbändern äquivalent, was sich aus der Winkelmodulation des Mittenträgers mit einem negativen Signal ergibt. Im Fall der drittnächsten Sequenz oder der letzten Sequenz (siehe die vorstehend angeführte Symbolsequenz "3"), ist der 21.-te Träger einem negativen Seitenband (einem unteren Seitenband) unter oberen und unteren Seitenbändern äquivalent, was sich aus der Winkelmodulation des Mittenträgers mit einem positiven Signal ergibt.
Hinsichtlich der Rotationen des positiven und negativen 21.-ten Trägers sind deren Positionen am Beginn und Ende eines effektiven Symbolintervalls die gleichen. Hinsichtlich der Rotationen des positiven und negativen 21.-ten Trägers in einem Schutzintervall verändern sich ihre Phasen um 90° für jedes Symbolintervall. Demnach kann auf der Empfängerseite die Position eines Symbol-Sync-Signals durch die Erfassung der Signalphasenänderungsbedingungen erfasst werden.
Die IFFT- und Pilotsignalerzeugungsschaltung 3 arbeitet im Ansprechen auf ein von der Taktsignalerzeugungsschaltung 10 zugeführtes Taktsignal. Hinsichtlich jeweils des Realteils und des Imaginärteils entspricht die Arbeitsweise der IFFT- und Pilotsignalerzeugungsschaltung 3 dem Unterziehen von 248 Trägern einer 256 QAM jeweils im Ansprechen auf die 248 Ausgangssignale aus der S/P-Umwandlungsschaltung 2. Die IFFT- und Pilotsignalerzeugungsschaltung 3 erzeugt die 248 Modulationsergebnissignale jeweils im Realteil und im Imaginärteil. Die IFFT- und Pilotsignalerzeugungsschaltung 3 kombiniert die 248 Modulationsergebnissignale des Realteils in ein dem Realteil entsprechendes Multiplexergebnissignal. Die IFFT- und Pilotsignalerzeugungsschaltung 3 kombiniert auch die 248 Modulationsergebnissignale des Imaginärteils in ein dem Imaginärteil entsprechendes Multiplexergebnissignal.
In der IFFT- und Pilotsignalerzeugungsschaltung 3 werden den jeweiligen Trägern entsprechende diskrete Frequenzpunkte im Ansprechen auf das von der Taktsignalerzeugungsschaltung 10 zugeführte Taktsignal erzeugt. Diskrete Frequenzpunktinformationen werden als Nyquistfrequenzinformationen übertragen, die einen Wert gleich der Hälfte der Periode N darstellen. Da die Nyquistfrequenzinformationen mit einer Hälfte der diskreten Frequenzpunktinformationen in der Periode übereinstimmen, kann ein Abtastpositionssignal zum Betreiben einer FFT-(Fast-Fourier-Transformations-)Schaltung auf der Empfängerseite durch Reproduzieren der Nyquistfrequenzinformationen und Ausführen eines Frequenzmultiplikationsvorgangs (eines Frequenzverdopplungsprozesses) erzeugt werden.
Die Nyquistfrequenzinformationen werden durch Anlegen eines Signals gegebenen Pegels an einen N/2-Realteil-Eingangsanschluss R (und/oder einen N/2-Imaginärteil-Eingangsanschluss I) der IFFT- und Pilotsignalerzeugungsschaltung 3 erzeugt oder hinzugefügt. Beispielsweise wird das Signal mit gegebenem Pegel durch einen geeigneten Signalgenerator erzeugt, der in der IFFT- und Pilotsignalerzeugungsschaltung 3 vorgesehen ist.
Die Ausgangssignale der IFFT- und Pilotsignalerzeugungsschaltung 3 werden einer Schutzintervalleinstellschaltung 4 mit einem RAM (Schreib-Lese-Speicher) 4a zugeführt. Wie es in 4 gezeigt ist, liefert die Schutzintervalleinstellschaltung 4 ein Schutzintervall "gi" einer gegebenen Länge für jedes Symbol der Ausgangssignale der IFFT- und Pilotsignalerzeugungsschaltung 3. Insbesondere hat jedes Schutzintervall "gi" eine zeitliche Länge von 60,6 μsec. Außerdem besteht jedes Übertragungssymbolintervall "ta" aus einem Schutzintervall "gi" und einem effektiven Symbolintervall "ts", das dem Schutzintervall "gi" folgt. Jedes Übertragungssymbolintervall bzw. Sendersymbolintervall "ta" entspricht 2646,6 μsec, während jedes effektive Symbolintervall "ts" 2586 μsec entspricht. Die Schutzintervalle sind zur Verringerung von Mehrwegeausbreitungsverzerrungen eingerichtet, die durch eine Übertragungsleitung verursacht werden.
Die Schutzintervalleinstellschaltung 4 arbeitet im Ansprechen auf ein von der Taktsignalerzeugungsschaltung 10 zugeführtes Taktsignal. In der Schutzintervalleinstellschaltung 4 werden endgültige Abschnitte der Ausgangssignale der IFFT- und Pilotsignalerzeugungsschaltung 3 in jedem Fensterintervall (jedem Symbolintervall) kopiert, und die Kopierergebnissignalabschnitte werden an zeitliche Positionen unmittelbar vor den Fensterintervallsignalen (effektiven Symbolintervallsignalen) bewegt.
Zur Implementierung des vorstehend angeführten Prozesses funktioniert die Schutzintervalleinstellschaltung 4 wie folgt. Insbesondere werden die Ausgangssignale der IFFT- und Pilotsignalerzeugungsschaltung 3 aufeinanderfolgend Abtastwert für Abtastwert in dem RAM 4a für jedes Fensterintervall (jedes Symbolintervall) gespeichert. Dann werden die endgültig gespeicherten Abschnitte der Ausgangssignale der IFFT- und Pilotsignalerzeugungsschaltung 3 aus dem RAM 4a ausgelesen, so dass die ein Schutzintervall "gi" einnehmenden Signale erzeugt werden. Danach werden die Ausgangssignale der IFFT- und Pilotsignalerzeugungsschaltung 3 aus dem RAM 4a in einer Reihenfolge beginnend von ihren zuerst gespeicherten Abschnitten ausgelesen, so dass die ein effektives Symbolintervall "ts" einnehmenden Signale erzeugt werden.
Die zuvor angegebenen Nyquistfrequenzinformationen können unter Verwendung nicht nur eines effektiven Symbolintervalls sondern auch eines Schutzintervalls übertragen werden. Hinsichtlich der Nyquistfrequenzinformationen wird zur Aufrechterhaltung der Kontinuität mit vorhergehenden und folgenden IFFT-Fensterintervallsignalen bevorzugt, dass das einer Wellenlänge multipliziert mit einer ganzen Zahl entsprechende Pilotsignal in einem Schutzintervall vorhanden ist. In diesem Fall ist das Pilotsignal in einem Symbolintervall kontinuierlich über ein Schutzintervall und ein effektives Symbolintervall vorhanden. Somit hat ein tatsächlich übertragenes Pilotsignal, d.h., das in einen Sende-RF-Bereich aufwärts gewandelte Pilotsignal, ein monochromatisches Frequenzspektrum (eine einzelne Frequenzspektrumlinie).
Bei diesem Ausführungsbeispiel hat das Pilotsignal die Nyquistfrequenz. Es ist anzumerken, dass die Frequenz des Pilotsignals sich von der Nyquistfrequenz unterscheiden kann, solange eine Beziehung bezüglich der Frequenz zwischen dem Pilotsignal und dem Abtastpositionssignal besteht, die durch ein einfaches Verhältnis zwischen ganzen Zahlen ausgedrückt ist. Das Pilotsignal kann übertragene Höchstfrequenzinformationen verwenden.
Im Fall einer IFFT mit einer Periode M befindet sich ein Pilotsignal an einer Frequenzposition gleich der Hälfte der Nyquistfrequenz, was jeweils einer Periode M/4 und einer Periode 3M/4 entspricht. Außerdem verwenden durch das OFDM-Verfahren übertragene Träger solche den ersten bis M/4-ten Ausgangssignalen aus der IFFT entsprechenden Signale und solche den 3M/4-ten bis M-ten Ausgangssignalen aus der IFFT entsprechenden Signale. Somit ist es möglich, Signale äquivalent jenen zu erzeugen, die im Fall M = 2N erzeugt werden.
Demnach kann ein kontinuierliches Pilotsignal unter Verwendung eines effektiven Symbolintervalls sowie eines Schutzintervalls übertragen werden. Das Abtastpositionssignal kann durch Wiederherstellung des Pilotsignals und Multiplizieren der Frequenz des wiederhergestellten Pilotsignals mit 4 erzeugt werden.
Im Fall, dass Fensterintervallsignalinformationen der FFT separat wiederhergestellt werden können, können die FFT-Berechnungen für ein OFDM-Signal durch Kombinieren der Fensterintervallsignalinformationen und des Abtastpositionssignals implementiert werden. Somit kann in diesem Fall das OFDM-Signal decodiert werden.
Nachstehend wird ein Symbolintervall "ta" bezüglich der Schutzintervalleinstellschaltung 4 beschrieben. Im Fall, dass das verwendete Frequenzband gleich 99 kHz und die Periode N gleich 256 ist, sind eine effektive Symbolfrequenz "fs" und eine effektive Symbolperiode "ts" wie folgt ausgedrückt. fs = 99000/256 = 387 Hz ts = 1/fs = 2586 μsec
Ist das Schutzintervall "gi" zur Beseitigung von Mehrwegeeffekten auf sechsmal die Abtastperiode (sechsmal der Kehrwert des verwendeten Frequenzbandes) eingestellt, ist das Schutzintervall "gi" wie folgt gegeben. gi = (1/99000) × 6 = 60,6 μsec
In diesem Fall sind das Symbolintervall "ta" und die Symbolfrequenz "fa" wie folgt gegeben. ta = ts + gi = 2586 + 60,6 μsec fa = 1/ta = 378 Hz
Ausgangssignale der Schutzintervalleinstellschaltung 4 werden einem D/A-Wandler 5 zugeführt, wo sie in entsprechende analoge Signale gewandelt werden. Der D/A-Wandler 5 arbeitet im Ansprechen auf ein von der Taktsignalerzeugungsschaltung 10 zugeführtes Taktsignal. Der D/A-Wandler 5 gibt die resultierenden analogen Signale zu einem LPF (Tiefpassfilter) 6 aus. Nur Komponenten der Ausgangssignale des D/A-Wandlers 5 in einem gewünschten Frequenzband werden durch das LPF 6 hindurchgelassen.
Ausgangssignale des LPF 6, die einem Realteil und einem Imaginärteil (einer I-Komponente und einer Q-Komponente) entsprechen, werden einem Quadraturmodulator 7 als Basisbandsignale zugeführt. Ein lokaler Oszillator 9 gibt ein Signal gegebener Frequenz, beispielsweise ein 10,7 MHz-Signal zu dem Quadraturmodulator 7 aus. Die Frequenz des Ausgangssignals des lokalen Oszillators 9 stimmt mit der Mitten-Zwischenfrequenz (IF) überein. Der lokale Oszillator 9 gibt das Signal gegebener Frequenz zu einer 90°-Phasenverschiebungsschaltung 8 aus. Die Schaltung 8 verschiebt die Phase des Signals gegebener Frequenz um 90°, und gibt das Phasenverschiebungsergebnissignal zu dem Quadraturmodulator 7 aus. Auf diese Weise wird ein Paar von Signalen gegebener Frequenz mit einer Quadraturbeziehung dem Quadraturmodulator 7 zugeführt. In dem Quadraturmodulator 7 werden die Quadratursignale gegebener Frequenz entsprechend den aus dem LPF 6 ausgegebenen Basisbandsignalen moduliert, so dass die Basisbandsignale in ein IF-OFDM-(Zwischenfrequenz-OFDM)Signal umgewandelt werden. Das IF-OFDM-Signal hat mehrere orthogonale IF-Träger, die als Anzeichen der Ausgangsbasisbandsignale des LPF 6 moduliert sind.
Das IF-OFDM-Signal wird durch einen Frequenzumsetzer 11 in ein RF-OFDM-(Hochfrequenz-OFDM-)Signal in einem gewünschten Frequenzband zur Übertragung umgesetzt. Das RF-OFDM-Signal hat eine Vielzahl orthogonaler RF-Träger, die als Anzeichen der ausgegebenen Basisbandsignale des LPF 6 moduliert sind. Der Frequenzumsetzer 11 enthält einen lokalen Oszillator und einen Mischer. Im Frequenzumsetzer 11 werden das IF-OFDM-Signal und das Ausgangssignal des lokalen Oszillators durch den Mischer gemischt, so dass das IF-OFDM-Signal in das RF-OFDM-Signal umgesetzt wird.
Das RF-OFDM-Signal wird vom Frequenzumsetzer 11 einem Sendeabschnitt 12 zugeführt. Der Sendeabschnitt 12 enthält einen linearen Leistungsverstärker und eine Sendeantenne. Das RF-OFDM-Signal wird der Sendeantenne über den linearen Leistungsverstärker zugeführt, wo es durch die Sendeantenne in eine Übertragungsleitung (in die Luft) abgestrahlt wird.
Das Ausgangssignal des lokalen Oszillators 9 wird auch der Taktsignalerzeugungsschaltung 10 zugeführt. Die Schaltung 10 erzeugt Taktsignale im Ansprechen auf das Ausgangssignal des lokalen Oszillators 9 durch Frequenzteilungsvorgänge, und gibt die erzeugten Taktsignale zu der S/P-Umwandlungsschaltung 2, der Symbolintervalleinstellschaltung 3S, der IFFT- und Pilotsignalerzeugungsschaltung 3, der Schutzintervalleinstellschaltung 4 und dem D/A-Wandler 5 jeweils als Operationszeitsteuersignale aus.
Gemäß diesem Ausführungsbeispiel werden während jeder Ein-Symbol-Periode 248 parallele digitale Datenstücke jeweils mit 8 Bit (4 Bit + 4 Bit) zusammen mit 248 Trägern übertragen. Demnach entspricht die Datenübertragungsrate 248 Bytes/Symbolintervall. Somit ist die Datenübertragungsrate pro Sekunde ungefähr gleich 750 kBit.
Sechstes Ausführungsbeispiel
8 zeigt eine Signalempfangsvorrichtung unter Verwendung eines Orthogonal-Frequenzmultiplexverfahrens (OFDM) gemäß einem sechsten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Die Signalempfangsvorrichtung in 8 kann ein durch die Signalsendevorrichtung in 7 übertragenes RF-OFDM-Signal entgegennehmen.
Die Signalempfangsvorrichtung in 8 ist gleich der Signalempfangsvorrichtung in 5 abgesehen davon, dass eine Symbol-Sync-Signalerzeugungsschaltung 33a anstelle der Symbol-Sync-Signalerzeugungsschaltung 33 in 5 verwendet wird.
Gemäß 8 erfasst die Symbol-Sync-Signalerzeugungsschaltung 33a 90°-Phasenänderungen in gesendeten Referenzträgern und erfasst ein Symbolintervall im Ansprechen auf die erfassten 90°-Phasenänderungen und auch ein durch eine Abtast-Sync-Signalerzeugungsschaltung 32 reproduziertes Abtasttaktsignal. Die Symbol-Sync-Signalerzeugungsschaltung 33a erzeugt ein auf das erfasste Symbolintervall bezogenes Symbol-Sync-Signal.
Wie es in 9 gezeigt ist, enthält die Symbol-Sync-Signalerzeugungsschaltung 33a einen variablen Frequenzteiler 61 und einen Frequenzverdoppler 61a. Der Frequenzverdoppler 61a empfängt das Abtasttaktsignal von der Abtast-Sync-Signalerzeugungsschaltung 32 und verdoppelt die Frequenz des Abtasttaktsignals. Der Frequenzverdoppler 61a gibt ein Signal mit einer Frequenz gleich 198 kHz aus. Das Ausgangssignal des Frequenzverdopplers 61a wird dem variablen Frequenzteiler 61 zugeführt. Die Einrichtung 61 teilt die Frequenz des Ausgangssignals des Frequenzverdopplers 61a durch einen Wert, der im Bereich von 1/23 bis 1/27 variabel ist. Das Ausgangssignal des variablen Frequenzteilers 61 wird einem Multiplizierer 62 zugeführt. Außerdem wird das Ausgangssignal eines Multiplizierers 40 (siehe 6) in einem Quadraturdemodulator, das einem Realteil entspricht, an den Multiplizierer 62 angelegt. Es ist anzumerken, dass das Ausgangssignal eines Multiplizierers 41 (siehe 6) in einem Quadraturdemodulator, das einem Imaginärteil entspricht, anstelle des Ausgangssignals des Multiplizierers 40 (siehe 6) an den Multiplizierer 62 angelegt werden kann.
Die Phase jedes gesendeten Referenzträgers (jedes gesendeten Referenzsignals) ist für jedes Symbolintervall um 90° verschoben. Der im variablen Frequenzteiler 61 verwendete Frequenzteilungsfaktor ist normalerweise auf ungefähr 1/25 eingestellt. Der Frequenzteilungsfaktor ändert sich, wenn sich die Phase des gesendeten Referenzträgers verschiebt.
Der Multiplizierer 62 dient als Phasenvergleicher, der die Ausgangssignale des Multiplizierers 40 (siehe 6) und des variablen Frequenzteilers 61 verarbeitet. Das Ausgangssignal des Multiplizierers 62 wird einer Verzögerungsschaltung 64 und einer Additionsschaltung 65 über ein LPF 63 zugeführt. Das LPF 63 dient zum Durchlassen lediglich der Niederfrequenzkomponenten des Ausgangssignals des Multiplizierers 62, die einem Phasenfehlersignal entsprechen, das bei der Frequenzsteuerung effektiv ist. Die Schaltung 64 verzögert das Ausgangssignal des LPF 63 um eine gegebene Zeit. Die Schaltung 64 gibt das Verzögerungsergebnissignal zu der Additionsschaltung 65 aus. Die Schaltung 65 addiert das Ausgangssignal des LPF 63, d.h. das nichtverzögerte Signal, und das von der Schaltung 64 zugeführte verzögerte Signal. Die Verzögerungsschaltung 64 und die Additionsschaltung 65 bilden ein Filter, das zur Dämpfung ungewollter Signalkomponenten eingerichtet ist. Das Ausgangssignal der Additionsschaltung 65 wird dem variablen Frequenzteiler 61 als Steuersignal zugeführt. Der variable Frequenzteiler 61 dient als VCO-Schaltung.
Eilt die Phase des Ausgangssignals der VCO-Schaltung 61 hinsichtlich der Phase des Ausgangssignals des Multiplizierers 40 (siehe 6) vor, wird der im variablen Frequenzteiler 61 verwendete Frequenzteilungsfaktor zur Verzögerung der Phase des Ausgangssignals der VCO-Schaltung 61 erhöht. Ist die Phase des Ausgangssignals der VCO 61 bezüglich der Phase des Ausgangssignals des Multiplizierers 40 (siehe 6) verzögert, wird der im variablen Frequenzteiler 61 verwendete Frequenzteilungsfaktor zum Vorrücken der Phase des Ausgangssignals der VCO-Schaltung 61 verringert.
Die VCO-Schaltung 61, der Multiplizierer 62, das LPF 63, die Verzögerungsschaltung 64 und die Additionsschaltung 65 bilden eine PLL-Schaltung, die zur Erfassung oder zum Reproduzieren von mit den ±21.-ten Trägern übertragenen Phasenverschiebungsinformationen dient. Die Phase jedes übertragenen Referenzträgers (jedes übertragenen Referenzsignals) ist für jedes Symbolintervall um 90° verschoben, und somit kann die PLL-Schaltung die Phasenerfassung mit optimaler Wirksamkeit implementieren. Die VCO-Schaltung 61 gibt ein Symbol-Sync-Signal aus, das den erfassten Phasenverschiebungsinformationen entspricht.
Gemäß 8 werden die Referenzpegel für die Amplituden- und Winkelmodulationssignale, die mit den ±21.-ten Trägern übertragen werden, durch die FFT-QAM-Decodierschaltung 27 erfasst bzw. wiederhergestellt. Die Decodierung des QAM-Signals wird durch Berechnungsprozesse unter Verwendung von Signalverhältnissen bezüglich der Referenzpegel ausgeführt.
Die mit einer gegebenen Phasendifferenz (einer gegebenen Phasenänderung) für jedes Symbolintervall versehenen Referenzträger verwenden Träger zum Übertragen von Übetragungscharakteristikmessinformationen und QAM-Decodierpegelreferenzen. Ein Träger mit einer Energie, die gleichmäßig über eine Vielzahl von Symbolintervallen verteilt ist, ist für einen derartigen, mit Phasenänderungen versehenen Referenzträger geeignet. Demnach werden die ±21.-ten Träger als mit Phasenänderungen versehene Referenzträger verwendet. Die Referenzinformationen in der Amplitudenrichtung und die Referenzinformationen in der Winkelrichtung werden alternierend übertragen, und so werden die Phasendifferenzen (die Phasenänderungen) entsprechend einer ungeraden Zahl mal 90° dem ±21.-ten Trägern zugeordnet.
Im allgemeinen erzeugt eine Signalerfassungs-PLL-Schaltung ein maximales Ausgangssignal bezüglich eines Signals mit Phasenänderungen, die einer ungeraden Zahl mal 90° entsprechen. Daher kann die PLL-Schaltung in der Symbol-Sync-Signalerzeugungsschaltung 33a das Referenzsignal (die Phasenänderungsinformationen) effektiv erfassen. Somit ist es möglich, das Symbol-Sync-Signal genau wiederzugeben.
Eine Signalsendevorrichtung unter Verwendung eines Orthogonal-Frequenzmultiplexverfahrens beinhaltet eine Invers-Fast-Fourier-Transformationsschaltung zur Umwandlung eines digitalen Informationssignals in ein erstes mehrwertiges QAM-Modulationssignal. Eine Schutzintervalleinstellschaltung ist zur periodischen Erzeugung eines Schutzintervallsignals gleich einem Zeitsegment des ersten mehrwertigen QAM-Modulationssignals und zum Einfügen des Schutzintervallsignals in das erste mehrwertige QAM-Modulationssignal zur Umwandlung des ersten mehrwertigen QAM-Modulationssignal in ein zweites mehrwertiges QAM-Modulationssignal eingerichtet. Eine Taktsignalerzeugungsschaltung ist zur Erzeugung eines ersten Taktsignals, das die Invers-Fast-Fourier-Transformationsschaltung ansteuert, und zur Erzeugung eines zweiten Taktsignals eingerichtet, das die Schutzintervalleinstellschaltung ansteuert. Die Invers-Fast-Fourier-Transformationsschaltung ist zur Erzeugung eines Pilotsignals, das einem Träger gegebener Ordnung entspricht, und zum Hinzufügen des Pilotsignals zu dem ersten mehrwertigen QAM-Modulationssignal eingerichtet. Das Pilotsignal hat eine vorbestimmte Frequenz und eine Winkelmodulationskomponente, die über eine Vielzahl von Symbolperioden konstant bleibt. Das einer gegebenen ganzen Zahl mal seiner Wellenlänge entsprechende Pilotsignal ist in einem Schutzintervall vorhanden, das durch das Schutzintervallsignal im zweiten mehrwertigen QAM-Modulationssignal eingenommen wird. Das Pilotsignal ist über das Schutzintervall und ein anderes Intervall kontinuierlich vorhanden.

Claims

Signalsendevorrichtung, die ein Orthogonal-Frequenzmultiplexverfahren verwendet, mit a) einer Invers-Fast-Fourier-Transformationsschaltung (3) zur Umwandlung eines digitalen Informationssignals in ein erstes mehrwertiges QAM-Modulationssignal, wobei die Invers-Fast-Fourier-Transformationsschaltung (3) eine Einrichtung zur Erzeugung eines Pilotsignals mit einer vorbestimmten Frequenz und zum Hinzufügen des Pilotsignals zu dem ersten mehrwertigen QAM-Modulationssignal aufweist, b) einer Schutzintervall-Einstellschaltung (4) zur periodischen Erzeugung eines Schutzintervallsignals gleich einem Zeitsegment des ersten mehrwertigen QAM-Modulationssignals, und zum Einfügen des Schutzintervallsignals in das erste mehrwertige QAM-Modulationssignal zur Umwandlung des ersten mehrwertigen QAM-Modulationssignals in ein zweites mehrwertiges QAM-Modulationssignal und c) einer Taktiksignal-Erzeugungsschaltung (10) zur Erzeugung eines ersten Taktsignals, das die Invers-Fast-Fourier-Transformationsschaltung ansteuert, dadurch gekennzeichnet, dass d) die Taktsignalerzeugungsschaltung (10) zur Erzeugung eines zweiten Taktsignals eingerichtet ist, das die Schutzintervall-Einstellschaltung (4) ansteuert, so dass das Pilotsignal einem Träger gegebener Ordnung entspricht und eine Winkelmodulationskomponente aufweist, die über eine Vielzahl von Symbolperioden konstant bleibt, wobei eine gegebene ganzzahlige Anzahl von Wellenlängen des Pilotsignals in einem Schutzintervall vorhanden ist, das durch das Schutzintervallsignal in dem zweiten mehrwertigen QAM-Modulationssignal eingenommen wird, und wobei das Pilotsignal über das Schutzintervall und ein effektives Symbolintervall kontinuierlich vorhanden ist und ein monochromatisches Frequenzspektrum aufweist.
Signalempfangsvorrichtung, die ein Orthogonal-Frequenzmultiplexverfahren verwendet und zum Empfangen eines durch eine Signalsendevorrichtung nach Anspruch 1 gesendeten Signals eingerichtet ist, wobei die Signalempfangsvorrichtung umfasst a) eine Fast-Fourier-Transformationsschaltung (27) zur Umwandlung eines mehrwertigen QAM-Modulationssignals in ein digitales Informationssignal, gekennzeichnet durch b) eine erste Einrichtung (23) zur Reproduktion des Pilotsignals durch ein Demodulationsverfahren und c) eine zweite Einrichtung (32) zur Erzeugung eines dritten Taktsignals beruhend auf dem reproduzierten Pilotsignal, wobei die Fast-Fourier-Transformationsschaltung (27) durch das dritte Taktsignal angesteuert wird.
Signalempfangsvorrichtung nach Anspruch 2, wobei die erste Einrichtung (23) zur Reproduktion des Pilotsignals aus dem mehrwertigen QAM-Modulationssignal durch eine Winkeldemodulation eingerichtet ist, und wobei die zweite Einrichtung (32) zur Umwandlung einer Frequenz des reproduzierten Pilotsignals zum Ändern des reproduzierten Pilotsignals in das dritte Taktsignal eingerichtet ist.