DE69334067T2

DE69334067T2 - Entscheidungsrückgekoppelter Entzerrer mit als vorwärtsgekoppeltes Filter funktionierendem adaptivem Filter

Info

Publication number: DE69334067T2
Application number: DE69334067T
Authority: DE
Inventors: c/o NEC CORPORATION Ichiro Minato-ku Tsujimoto
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1992-12-28
Filing date: 1993-12-27
Publication date: 2007-05-03
Anticipated expiration: 2013-12-28
Also published as: EP0604956A3; JP2663820B2; DE69334067D1; EP0604956B1; EP0604956A2; JPH06204902A; US5689528A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Funkempfänger für digitale Funkkommunikationssysteme und insbesondere Funkempfänger mit adaptiven Filtern, die mit einem Antennenarray verbunden sind, um sowohl Mehrwege-Intersymbolinterferenz als auch Jamming-Signale zu unterdrücken.
Ein Array adaptiver Antennen wird bekanntermaßen in Kombination mit einem entscheidungsrückgekoppelten Entzerrer verwendet. Das Antennenarray weist ein mit einem Array von Antennen verbundenes adaptives Filter-Array, eine Referenzsignalquelle und einen Fehlerdetektor zum Erfassen eines Fehlers zwischen dem Ausgangssignal des Filter-Arrays und dem Referenzsignal auf und steuert das Filter-Array gemäß einem LMS- (Least Mean Square) Algorithmus adaptiv, so dass der mittlere quadratische Fehlerwert minimiert wird. Durch diese adaptive Steuerung wird die Hauptkeule der Antennen in die Ankunftsrichtung eines Nutzsignals ausgerichtet, um den Empfang des Nutzsignals mit einem maximalen Antennengewinn zu ermöglichen. Der entscheidungsrückgekoppelte Entzerrer weist ein mit dem Ausgang des Filter-Arrays verbundenes Feedforward-Filter, ein Feedback-Filter, einen Kombinierer zum Summieren der Ausgangssignale des Feedforward-Filters und des Feedback-Filters und eine Entscheidungsschaltung zum Ausführen einer Entscheidungsoperation bezüglich des Ausgangssignals des Kombinierers und zum Zuführen eines Entscheidungssymbols zum Feedback-Filter auf. Ein Fehlerdetektor zum Erfassen eines Entscheidungsfehlers ist quer über die Entscheidungsschaltung verbunden. Sowohl das Feedforward- als auch das Feedback-Filter ist ein Transversalfilter, das eine Abgriff- oder Tap-Verzögerungsleitung und mehrere mit den Abgriffen oder Taps der Verzögerungsleitung verbundene Multiplizierer zum Multiplizieren der Abgriffsignale mit Abgriffgewichtskoeffizienten gebildet wird. Die Abgriffgewichtskoeffizienten beider Filter werden hergeleitet durch Korrelieren des Entscheidungsfehlers mit ihren Abgriffsignalen und Aktualisieren der Korrelation durch Subtrahieren der Korrelation von einem vorherigen Wert derart, dass der quadratische Mittelwert des Entscheidungsfehlers minimiert wird. Wenn der quadratische Mittelwert des Entscheidungsfehlers auf ein Minimum eingestellt wird, wird durch Mehrwege-Signalschwund oder Fading verursachte Intersymbolinterferenz unterdrückt. Daher wird die adaptive LMS-Steuerung durch das adaptive Filter-Array und den entscheidungsrückgekoppelten Entzerrer unabhängig ausgeführt.
Bei Vorhandensein eines starken Jamming-Signals wird im Richtdiagramm der Antennen ein Nullstelle gebildet, um das Jamming-Signal zu unterdrücken oder auszulöschen. Durch diesen Unterdrückungseffekt wird jedoch veranlasst, dass die Hauptkeule des Antennenarrays von der Ankunftsrichtung des Nutzsignals leicht versetzt ist, so dass es unmöglich ist, die Hauptkeule exakt in die Ankunftsrichtung des Nutzsignals auszurichten. Die ungünstigste Situation kann auftreten, wenn ein Jamming-Signal in der gleichen Richtung eintrifft wie das Nutzsignal.
Andererseits arbeitet, wenn die Abgriff-Verzögerungsleitung des Feedforward-Filters eine Einheitsverzögerungszeit aufweist, die dem halben Symbolintervall entspricht, das Feedforward-Filter nicht nur als Unterdrücker zum Entfernen von aufgrund von Mehrwege-Fading zeitlich gestreuten Komponenten des Nutzsignals, sondern auch als angepasstes Filter zum Kombinieren der Komponenten des Nutzsignals, die zum Referenzzeitpunkt erscheinen, durch Maximum-Ratio-Combining, so dass der Rauschabstand bzw. das Signal-zu-Rausch-Verhältnis (S/N) maximiert wird.
Das adaptive Filter-Array arbeitet jedoch durch Unterdrücken aller Mehrwegekomponenten des Nutzsignals. Daher erzeugt das Feedforward-Filter des entscheidungsrückgekoppelten Entzerrers nicht mehr den angepaßten Filtereffekt.
In IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, Bd. 40, Nr. 5, 1. Mai 1992, Seiten 885–894, Balaban P. et al., "OPTIMUM DIVERSITY COMBINING AND EQUALIZATION IN DIGITAL DATA TRANSMISSION WITH APPLICATIONS TO CELLULAR MOBILE RADIO – PART I: THEORETICAL CONSIDERATIONS" ist ein Diversity-Empfänger mit mehreren Matrixfiltern beschrieben, insbesondere ein Satz angepaßter Filter, deren Ausgangssignale zunächst summiert und abgetastet werden. Diese angepassten Filter arbeiten unabhängig voneinander, um Signalenergien zu kombinieren, die in den jeweiligen Mehrwege-Fading-Kanälen dispergiert sind.
Proakis, John G., "Digital Communications", Second Edition, McGraw Hill International Editions, 1989, Seiten 593–600 offenbart einen entscheidungsrückgekoppelten Entzerrer mit einem Feedforward-Filter und einem Feedback-Filter.
Daher ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Funkempfänger mit einem adaptiven Antennenarray bereitzustellen, der dazu geeignet ist, sowohl eine Mehrwege-Fading-Verzerrung als auch Jamming-Signale zu unterdrücken.
Diese Aufgabe wird durch die Merkmale von Patentanspruch 1 gelöst.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung wird gelöst durch Betreiben des adaptiven Array-Filters als Feedforward-Filter des entscheidungsrückgekoppelten Entzerrers und Steuern des Feedforward-Filters und des Feedback-Filters des Entzerrers derart, dass der quadratische Mittelwert des Ent scheidungsfehlers des Entzerrers minimiert wird, so dass das Richtdiagramm des Antennenarrays und die adaptive Entzerrung des entscheidungsrückgekoppelten Entzerrers gleichzeitig optimiert werden.
Gemäß einem breiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein entscheidungsrückgekoppelter Entzerrer für einen Funkempfänger bereitgestellt, wobei ein Array von Antennensystemen zum Empfangen eines modulierten Trägers und zum Wiedergewinnen einer Folge von Symbolen von jedem Antennensystem bereitgestellt wird. Der entscheidungsrückgekoppelte Entzerrer weist ein erstes und ein zweites Filter auf. Das erste Filter ist mit den Antennensystemen verbunden, um jeweils Symbole von den Antennensystemen mit ersten Gewichtskoeffizienten zu multiplizieren und die multiplizierten Symbole einem Kombinierer zuzuführen, in dem sie mit zweiten Symbolen kombiniert werden, um ein kombiniertes Symbol zu erzeugen. Eine Entscheidungsschaltung führt eine Entscheidungsoperation bezüglich des kombinierten Symbols aus und erzeugt ein Entscheidungssymbol. Durch die Entscheidungsschaltung aufeinanderfolgend erzeugte Entscheidungssymbole werden dem zweiten Filter zugeführt, wo sie jeweils mit zweiten Gewichtskoeffizienten multipliziert und dem Kombinierer als die zweiten Symbole zugeführt werden. Eine Differenz zwischen dem Entscheidungssymbol und dem kombinierten Symbol wird erfasst, um einen Entscheidungsfehler zu erzeugen. Jeder der ersten Gewichtskoeffizienten wird gemäß dem Entscheidungsfehler und dem Symbol von jedem der Antennensysteme aktualisiert, und jeder der zweiten Gewichtskoeffizienten wird gemäß dem Entscheidungsfehler und jedem der von der Entscheidungsschaltung aufeinanderfolgend zugeführten Entscheidungssymbole aktualisiert, so dass der quadratische Mittelwert des Entscheidungsfehlers minimiert wird.
Gemäß einem ersten spezifischen Aspekt der vorliegenden Erfindung weist das erste Filter mehrere Multiplizierer zum Multiplizieren von Symbolen von den Antennensystemen mit den ersten Gewichtskoeffizienten und zum Zuführen der multiplizierten Symbole zum Kombinierer auf.
Gemäß einem zweiten spezifischen Aspekt der vorliegenden Erfindung weist das erste Filter mehrere Abgriff-Verzögerungsleitungen auf, die jeweils mit den Antennensystemen verbunden sind, und mehrere Gruppen von Multiplizierern, die den jeweiligen Abgriff-Verzögerungsleitungen zugeordnet sind. Die Multiplizierer jeder Gruppe sind jeweils mit aufeinanderfolgenden Abgriffen der entsprechenden Abgriff-Verzögerungsleitungen verbunden, um Symbole an den aufeinanderfolgenden Abgriffen mit den ersten Gewichtskoeffizienten zu multiplizieren und die multiplizierten Symbole dem Kombinierer zuzuführen.
Gemäß einem dritten spezifischen Aspekt weist das erste Filter mehrere Gruppen von Multiplizierern auf, die Symbole von den Antennensystemen mit den ersten Gewichtskoeffizienten multiplizieren. Es werden mehrere Summierer bereitgestellt, die den Multiplizierergruppen zugeordnet sind, um die multiplizierten Symbole der entsprechenden Multiplizierergruppe zu summieren und mehrere summierte Symbole zu erzeugen. Es werden mehrere Verzögerungselemente bereitgestellt, die die summierten Symbole gemäß den Verarbeitungszeiten der jeweiligen Summierer in verschiedenem Maß verzögern und die verzögerten summierten Symbole dem Kombinierer zuführen.
Insbesondere weist das zweite Filter eine Abgriff-Verzögerungsleitung auf, die mit der Entscheidungsschaltung verbunden ist, um eine Folge von Entscheidungssymbolen zu erzeugen, und mehrere Multiplizierer, die mit aufeinanderfolgenden Abgriffen der Verzögerungsleitung verbunden sind, um die Entscheidungssymbole an den aufeinanderfolgenden Abgriffen mit den zweiten Gewichtskoeffizienten zu multiplizieren und die multiplizierten Entscheidungssymbole dem Kombinierer zuzuführen.
Die vorliegende Erfindung wird nachstehend unter Bezug auf die beigefügten Zeichnungen ausführlicher beschrieben.
1 zeigt ein Blockdiagramm einer ersten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen digitalen Funkempfängers;
2 zeigt ein Blockdiagramm eines vereinfachten Modells der ersten Ausführungsform für eine Simulation;
3A zeigt eine grafische Darstellung des Ergebnisses einer Computersimulation für das Vier-Antennen-Modell von 2; und 3B zeigt eine grafische Darstellung des Ergebnisses einer Computersimulation des Ergebnisses einer Computersimulation für ein herkömmliches Vierelemement-Antennenarray;
4 zeigt ein Blockdiagramm einer zweiten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen digitalen Funkempfängers; und 4a zeigt ein Schaltungsdiagramm zum Darstellen von Details jeder der Aktualisierungsschaltungen von 4;
5 zeigt ein Blockdiagramm eines vereinfachten Modells der zweiten Ausführungsform für eine Computersimulation unter Verwendung eines einzelnen hypothetischen Interferers;
6A, 6B und 6C zeigen grafische Darstellungen der Ergebnisse einer Computersimulation für das Modell von 5, wobei die Frequenz des Jamming-Signals konstant gehalten wird;
7A, 7B und 7C zeigen grafische Darstellungen der Ergebnisse einer Computersimulation für das Einzel-Interferer-Modell von 5, wobei die Frequenz des Jamming-Signals verändert wird;
8 zeigt ein Blockdiagramm eines vereinfachten Modells der zweiten Ausführungsform für eine Computersimulation unter Verwendung von zwei hypothetischen Interferern;
9A und 9B zeigen grafische Darstellungen der Ergebnisse einer Computersimulation für das Zwei-Interferer-Modell von 8, wobei die Ankunftsrichtung des Jamming-Signals konstant gehalten wird;
10A, 10B und 10C zeigen grafische Darstellungen der Ergebnisse einer Computersimulation für das Zwei-Interferer-Modell von 8, wobei die Ankunftsrichtung des Jamming-Signals verändert wird; und
11 zeigt ein Blockdiagramm einer Modifikation der zweiten Ausführungsform des erfindungsgemäßen digitalen Funkempfängers.
1 zeigt einen erfindungsgemäßen Empfänger für ein digitales Funkkommunikationssystem. An der Sendeseite des Systems wird eine Symbolfolge {..., a_–1, a₀, a₊₁...} in einem Format, wie beispielsweise durch Quadratur-Phasenumtastung, orthogonal auf einen Träger moduliert und übertragen. Der erfindungsgemäße Empfänger weist ein Array von Antennen 10₁ –10_N auf, die in Intervallen beabstandet sind, die einer halben Wellenlänge (=λ/2) des übertragenen Trägers entsprechen, um ein sich über Mehrwege-Fading-Kanäle ausbreitendes Signal zu empfangen. Die Ausgänge der Antennen 10₁ –10_N sind mit jeweiligen Empfängern (RCVR) 11₁ –11_N verbunden, wo die Ausgangssignale der Antennen demoduliert werden, um komplexe Basisbandsignale x₁, x₂, ... x_N wiederzugewinnen, die jeweiligen komplexen Multiplizierern 13₁ –13_N eines adaptiven Array-Filters 12 zugeführt werden, wo sie mit Gewichtskoeffizienten c₁, c₂, ... c_N multipliziert werden, die von Koeffizientenaktualisierungsschaltungen 14₁ –14_N zugeführt werden, um Precursor oder Vorläufer (zukünftige Symbole) der durch Mehrwege-Fading verursachten Intersymbolinterferenz zu un terdrücken. Die gewichteten komplexen Signale werden durch einen Kombinierer 15 aufsummiert, um ein komplexes Summensignal "y" zu erzeugen.
Das Ausgangssignal des Kombinierers 15 wird einer Entscheidungsschaltung 16 zugeführt, wo es mit Entscheidungsschwellenwerten verglichen wird, und es wird in Abhängigkeit vom Vergleichsergebnis eine Entscheidung zugunsten einer logischen "1" oder einer logischen "0" getroffen, um eine Folge geschätzter Symbole {a_i} zu erzeugen.
Ein Fehlerdetektor 17 ist quer über den Eingang und den Ausgang der Entscheidungsschaltung 16 verbunden, um einen Entscheidungsfehler ε zu erfassen. Der Entscheidungsfehler ε wird Aktualisierungsschaltungen 14₁ –14_N zugeführt, um die Gewichtskoeffizienten c₁, c₂, ... c_N herzuleiten und zu aktualisieren. Insbesondere weist jede Aktualisierungsschaltung 14i (wobei i = 1, 2, ... N ist) auf: einen komplexen Korrelator 30 zum Multiplizieren des Entscheidungsfehlers ε mit einem Korrekturfaktor μ und zum Korrelieren des korrigierten Entscheidungsfehlers με mit dem konjugiert Komplexen des ankommenden Symbols "x_i" (wobei () das konjugiert Komplexe darstellt) und einen Subtrahierer 31 zum Subtrahieren des Ausgangssignals des komplexen Korrelators 30 vom Ausgangssignal eines Verzögerungselements 32, das das Ausgangssignal des Subtrahierers 31 um das Symbolintervall T verzögert, um einen Gewichtskoeffizient c_i vom Ausgangssignal des Subtrahierers 32 zu erzeugen. Die Verarbeitung jeder Aktualisierungsschaltung 14 wird derart ausgeführt, dass der LMS- (Least Mean Square) Algorithmus c_i ⁿ = c_i ^n-1 - μx_i*ε erfüllt ist (wobei n eine Zeitanzeige ist), so dass der quadratische Mittelwert des Entscheidungsfehlers ε minimiert wird.
Das Ausgangssignal der Entscheidungsschaltung 16 wird einem Feedback-Filter 18 zugeführt, in dem Postcursor oder Nachläufer (vorangehende Symbole) einer Intersymbolinterferenz unterdrückt werden. Das Feedback-Filter 18 weist eine Abgriff-Verzögerungsleitung 20 auf, die durch Verzögerungselemente 20₁ –20_M gebildet wird, die jeweils eine einem Symbolintervall T entsprechende Verzögerungszeit für aufeinanderfolgende Ausgangssignale der Entscheidungsschaltung 16 bereitstellen, um eine Folge komplexer Abgriffsignale a_-1, a_-2, ..., a_-M entlang den Abgriffen der Verzögerungsleitung zu erzeugen, die die früheren Versionen des Symbols a₀ am Ausgangssignal der Entscheidungsschaltung 16 darstellen. Diese Abgriffsignale werden durch komplexe Multiplizierer 21₁ –21_M mit jeweiligen Abgriffgewichtskoeffizienten d₁, d₂, ..., d_M multipliziert, die von Koeffizientenaktualisierungsschaltungen 22₁ –22_M zugeführt werden. Die gewichteten Abgriffsignale werden durch einen Summierer 23 aufsummiert, um ein Summensignal zu erzeugen, das dem Kombinierer 15 zugeführt wird, um eine Nachläufer-Intersymbolinterferenz zu unterdrücken. Jede Aktualisierungsschaltung 22_j (wobei j = 1, 2, ..., M ist) weist einen komplexen Korrelator 33 zum Multiplizieren des Entscheidungsfehlers ε mit dem Korrekturfaktor μ und zum Korrelieren des multiplizierten Entscheidungsfehlers με mit dem konjugiert Komplexen des Entscheidungssymbols "a_–1*" und einen Subtrahierer 34 zum Subtrahieren des Ausgangssignals des komplexen Korrelators 33 vom Ausgangssignal eines Verzögerungselements 35 auf, das das Ausgangssignal des Subtrahierers 34 um ein Symbolintervall T verzögert. Die Verarbeitung jeder der Aktualisierungsschaltungen 22 wird derart ausgeführt, dass der LMS- (Least Mean Square) Algorithmus d_j ⁿ = d_j ^n-1 – μa_–1*ε erfüllt, so dass der quadratische Mittelwert des Entscheidungsfehlers ε minimiert wird.
Nachstehend wird eine mathematische Analyse der ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dargestellt, um darzustellen, dass die Arbeitsweise des adaptiven Array-Filters 12 und des Feedback-Filters 18 durch simultane lineare Gleichungen dargestellt werden kann, und dass das adaptive Array-Filter 12 als Feedforward-Filter arbeitet, das Teil des entscheidungsrückgekoppelten Entzerrers ist, der die Entscheidungsschaltung 16, die Fehlerschaltung 17 und das Feedback-Filter 18 aufweist.
Die Gewichtskoeffizienten c_i und d_j, die den quadratischen Mittelwert des Entscheidungsausgangssignals ε minimieren, werden durch eine Normalgleichung (Wiener-Hoph-Gleichung) unter Verwendung eines Orthogonalitätsprinzips bestimmt. Die Normalgleichung kann basierend auf den folgenden Beziehungen unter Verwendung linearer Gewichtskoeffizienten als unbekannte Variablen hergeleitet werden. E[ε·xi*] = 0 (1) E[ε·aj*] = 0 (2)wobei E den Erwartungswert darstellt, ε = y - a₀ ist und y gegeben ist durch:
2 zeigt eine vereinfachte Version der Ausführungsform von 1 zum Herleiten der Normalgleichung unter Verwendung eines vereinfachten dispersiven Ausbreitungsmodells. Es wird vorausgesetzt, dass h_j die Impulsantwort eines Ausbreitungsweges ist, wobei h₀ eine Referenzimpulsantwort für das Symbol von Interesse darstellt. Die Impulsantworten h_-1 und h_+i stellen den Vorläufer bzw. den Nachläufer dar. Die empfangenen Signale werden durch Entfalten der übertragenen Symbolfolge {a_i} und der Impulsantworten h_i dargestellt. Die durch jede Antenne empfangene Hauptsignalkomponente S_i ist gegeben durch h₀a₀, und eine durch die Antenne empfangene Mehrwegekomponente ist gegeben durch h_ia_0-i.
Aufgrund des λ/2 entsprechenden Antennenabstands ist die durch die Antenne 10_i empfangene Hauptsignalkomponente S_i bezüglich der durch die erste Antenne 10₁ empfangenen Hauptsignalkomponente S₁ um exp{-j(i-1)ϕ₀} verzögert, wobei ϕ₀ den Ankunftswinkel des Hauptsignals S_i zur Achse jeder Antenne bezeichnet und durch ϕ₀ = πsinθ₀ dargestellt wird. Daher werden die Basisbandsignale x_i folgendermaßen dargestellt:
wobei n_i das im Ausgangssignal der Antenne 10_i enthaltene Rauschsignal und ϕ_n den Ankunftswinkel einer Mehrwegesignalkomponente darstellt, die der n-ten Impulsantwort des dispersiven Ausbreitungsmodells entspricht und durch ϕ_n = πsinθ_n gegeben ist. Anhand der Gleichungen (3) und (4) ist die Normalgleichung folgendermaßen gegeben:
wobei C und D gegeben sind durch:
wobei ψ_pq die N × N-Korrelationsmatrix der durch die Antennen 10₁ –10_N empfangenen Signale darstellt, wobei die Elemente dieser Matrix gegeben sind durch:
wobei p, q = 1, 2, ..., N, σ² die Rauschsignalleistung, δ_pq das Kronecker-Delta, das gleich 1 ist, wenn p = q ist, oder 0, wenn p ≠ 0 ist, H die durch Gleichung (8) gegebene N × M-Korrelationsmatrix des Feedback-Filters 18 und S einen Korrelationsvektor darstellen, der den Symbolvektor (x₁, x₂, ..., x_n) mit dem durch Gleichung (9) gegebenen Entscheidungsausgangssymbol korreliert.
Gleichung (5) zeigt an, dass die Operation des adaptiven Array-Filters 12 und des Feedback-Filters 18 durch simultane lineare Gleichungen dargestellt wird, und dass das adaptive Array-Filter 12 als Feedforward-Filter des entscheidungsrückgekoppelten Entzerrers arbeitet. Daher ist die vorliegende Erfindung nicht einfach eine Summe, sondern eine integrierte Kombination aus einem adaptiven Array-Filter und einem entscheidungsrückgekoppelten Entzerrer.
Es wurde eine Computersimulation zum Bewerten der vorliegenden Erfindung hinsichtlich des Richtdiagramms des Antennenarrays ausgeführt, das gegeben ist durch:
wobei T ein DC-Signal-Einheitsvektor ist, von dem vorausgesetzt wird, dass er an den Antennen 10₁ –10_N unter einem Winkel θ eintrifft, und der gegeben ist durch: TT = 1·[1exp{-jϕ(θ)}exp{-j2ϕ(θ)}...exp{-j(N-1)ϕ(θ)}] (12) wobei φ(q) = πsinθ ist.
In der Computersimulation wurden ein Vierelement-Antennenarray (wobei jedes Element ein Signal-zu-Rausch-Verhältnis von 10 dB aufwies) und ein Feedback-Filter mit einem einzelnen Verzögerungsabgriff für ein Dreiwellen-Mehrwege-Fading-Modell verwendet, wobei ein Hauptsignal durch h₀a₀, eine Mehrwegekomponente mit vorwärtsverschobener Phase durch h_-1a₊₁ und eine Mehrwegekomponente mit verzögerter Phase durch h₊₁a_-1 bezeichnet werden, und wobei die Amplitude der Impulsantworten auf einen Einheitwert gesetzt wurden (d.h. |h_-1| = |h₀| = |h₊₁| = 1, was die schlechteste Situation darstellt, bei der der frequenzselektive Signalschwund unendlich ist), und der Ankunftswinkel des Hauptsignals (θ₀), der Mehrwegekomponenten mit vorwärtsverschobener Phase und mit verzögerter Phase (θ_-1) und (θ₊₁) auf θ₀ = 20°, θ_-1 = 45° bzw. θ₊₁ = 20° gesetzt wurden. Für Vergleichszwecke wurde außerdem eine Simulation bezüglich eines herkömmlichen adaptiven Vierelement-Array-Empfängers (ohne Feedback-Filter), unter Verwendung der vorstehend beschriebenen Betriebsparameter durchgeführt. Die Ergebnisse der Computersimulationen sind in den 3A und 3B dargestellt.
Das in 3A dargestellte Richtdiagramm ist das Ergebnis der gemäß dem Vierelement-Modell von 2 erhaltenen Simulation. Es ist ersichtlich, dass die Hauptkeule in die Ankunftsrichtung (θ = 20°) des Hauptsignals ausgerichtet ist, und ein Nullstelle (ein Punkt mit einem Antennengewinn von null) in der Ankunftsrichtung der Mehrwegekomponente mit vorwärtsverschobener Phase gebildet wird. Während die phasenverzögerte Mehrwegekomponente h₊₁a_-1 mit dem Hauptsignal summiert wird, wird sie durch eines vom ersten Abgriff der Verzögerungsleitung des Feedback-Filters erhaltenen Schätzwert des Symbols a_-1 unterdrückt. Daher ist ersichtlich, dass unabhängig vom Vorhandensein der Mehrwegekomponenten eines Nutzsignals das Richtdiagramm des Antennenarrays permanent in die Ankunftsrichtung der Hauptkomponente des Nutzsignals ausgerichtet ist, so dass sie mit einem maximalen Signal-zu-Rausch-Verhältnis empfangen wird. Andererseits ist das in 3B dargestellte Richtdiagramm das Ergebnis einer Simulation, die für den herkömmlichen adaptiven Array-Empfänger ausgeführt wird. Weil der herkömmliche Empfänger kein Feedback-Filter aufweist, sondern stattdessen eine Unterdrückung durch Bilden von Nullstellen im Antennenrichtdiagramm bereitstellt, ist es unmöglich, die phasenverzögerte Mehrwegekomponente h₊₁a_-1 von der Hauptkomponente zu entfernen, mit der sie mit dem gleichen Antennengewinn empfangen wird. Durch Vermindern der phasenverzögerten Mehrwegekomponente würde veranlasst, dass der Antennengewinn zu Lasten des Hauptsignals abnimmt.
Obwohl vorstehend Vierelement-Antennenarrays erwähnt worden sind, ist es nützlich, die Merkmale von Zweielement-Arrays zu beschreiben, die in zellularen Mobileinheiten Anwendung finden. Wenn ein herkömmlicher adaptiver Zweielement-Empfänger verwendet wird, müssen im Richtdiagramm zwei Nullstellen gebildet werden, um die Mehrwegekomponente mit vorwärtsverschobener Phase und die phasenverzögerte Mehrwegekomponente zu unterdrücken. Diese Anforderung geht jedoch über die Fähigkeiten des Zweielement-Arrays hinaus. Andererseits kann mit dem erfindungsgemäßen Zweielement-Array die phasenverzögerte Mehrwegekomponente durch das Feedback-Filter unterdrückt werden, so dass das Antennenarray lediglich eine Nullstelle in der Ankunftsrichtung der Mehrwegekomponente mit der vorwärtsverschobenen Phase bilden muss.
4 zeigt eine zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Ein Merkmal der zweiten Ausführungsform ist, dass sie in der Lage ist, sowohl eine Jamming-Signal unterdrückung als auch eine adaptive Intersymbolinterferenz(ISI)entzerrung auszuführen. Wie dargestellt ist, werden an Stelle des adaptiven Array-Filters 12 der ersten Ausführungsform mehrere identisch konfigurierte adaptive Filter 40₁ –40₁ , mit Abgriff-Verzögerungsleitungen (TDL-Filter) für die Antennen 10₁ –10_N bereitgestellt. Jedes adaptive TDL-Filter 40_i (wobei i = 1, 2, ..., N ist) weist N Abgriff-Verzögerungsleitungselemente 41_i auf, die verbunden sind, um ein Basisbandsymbol x_i vom zugeordneten Empfänger 11_i zu empfangen. Die Verzögerungsleitungselemente 41_i stellen jeweils eine Verzögerungszeit bereit, die typischerweise einem halben Symbolintervall T entspricht, um Abgriffsignale x_ik zu erzeugen (wobei k = 0, 1, ... L-1 ist) und mehrere komplexe Multiplizierer 42_i , die mit aufeinanderfolgenden Abgriffen der Verzögerungsleitung verbunden sind, um Abgriffsignale x_i0-x_i(L-1) mit Abgriffgewichtskoeffizienten c_i0-c_i(L-1) zu multiplizieren, die von entsprechenden Abgriffgewichtaktualisierungsschaltungen 43_i zugeführt werden. Wie in 4a dargestellt ist, weist jede Aktualisierungsschaltung 43i einen komplexen Korrelator 50 zum Multiplizieren des Entscheidungsfehlers ε mit einem Korrekturfaktor μ und zum Korrelieren des korrigierten Entscheidungsfehlers με mit dem konjugiert Komplexen des entsprechenden Abgriffsignals "x_ik" und einen Subtrahierer 51 zum Subtrahieren des Ausgangssignals des komplexen Korrelators 50 vom Ausgangssignal des Verzögerungselements 52 auf, das das Ausgangssignal des Subtrahierers 51 um das Intervall τ verzögert, um einen Abgriffkoeffizienten c_ik am Ausgang des Subtrahierers 51 zu erzeugen. Die Verarbeitung jeder Aktualisierungsschaltung 43i wird derart ausgeführt, dass der LMS-Algorithmus c_ik ⁿ = c_ik ^n-1 – μx_ik*ε erfüllt ist, so dass der quadratische Mittelwert des Entscheidungsfehlers ε minimiert wird.
Die gewichteten Abgriffsignale jedes adaptiven Filters 40i werden durch einen Summierer 44i summiert, um ein Summensignal zu erzeugen, das dem Kombinierer 15 zugeführt wird.
Auf ähnliche Weise wie in der ersten Ausführungsform wird eine Normalgleichung folgendermaßen erhalten:
wobei die N × N-Untermatrix ψ_pq eine hermitische Matrix ist und gegeben ist durch:
und dem transponierten konjugiert Komplexen ψ_qp ^T* gleicht. Die N × M-Korrelationsmatrix H, der Korrelationsvektor S_k und die Abgriffkoeffizientvektoren C_k und D sind gegeben durch:
Weil die adaptiven TDL-Filter ein lineares System bilden, wird das Superpositionsprinzip angewendet, um sie als einzelnes adaptives TDL-Filter zu behandeln, so das dieser in Kombination mit dem Feedpack-Filter 18 einen entschei dungsrückgekoppelten Entzerrer bildet. Das Superpositionsprinzip wird zunächst auf die ersten (am weitesten links angeordneten) Abgriffe aller TDL-Filter angewendet, indem die ersten Abgriffsignale aller adaptiven TDL-Filter summiert werden, um eine Abgriffsignalsumme "x_1(L-1) + x_2(L-1) ... + x_N(L-1)" zu erhalten, woraufhin die zweiten Abgriffsignale summiert werden. Die Verarbeitung wird wiederholt, bis alle Signale am letzten (am weitesten rechts angeordneten) Abgriff summiert werden, wodurch eine Summe "x₁₀ + x₂₀ ... + x_N0" erzeugt wird. Eine ähnliche Verarbeitung wird, beginnend mit dem ersten Abgriffgewicht, für alle Abgriffgewichte durchgeführt. Durch Setzen eines Referenzabgriffs auf den 0-ten Abgriff jedes adaptiven Filters werden Vorläufer- und Nachläufer-Verzerrungen jeweils durch das entsprechende einzelne adaptive TDL-Filter und das Feedback-Filter 18 unterdrückt. Ein wichtiges Merkmal des entscheidungsrückgekoppelten Entzerrers ist, dass, anders als bei einem herkömmlichen entscheidungsrückgekoppelten Entzerrer, das Antennenarray ein Richtdiagramm aufweist, dessen Hauptkeule in die Ankunftsrichtung des Nutzsignals ausgerichtet ist, so dass das Signal-zu-Rausch-Verhältnis maximal wird. Unter Verweneung des Superpositionsprinzips wird die Hauptkeule P₀(θ) des Richtdiagramms von Antennen 10₁ –10_N durch die Summe der Referenzabgriffe aller adaptiven TDL-Filter erhalten, wie durch die nachstehende Gleichung (19a) dargestellt ist, und die Nebenkeulen P_m(θ) des Musters werden durch die Summe aller von den Referenzabgriffen verschiedenen Abgriffe erhalten, wie durch Gleichung (19b) dargestellt ist.
wobei m = 1, 2, ..., L-1 ist.
In der vorstehenden Ausführungsform wird eine Nullstelle in der Ankunftsrichtung eines Mehrwegesignals mit vorwärtsverschobener Phase nur dann gebildet, wenn ein derartiges Mehrwegesignal mit vorwärtsverschobener Phase existiert. Es werden jedoch mehr als eine Nullstelle gebildet, wenn mehr als ein Mehrwegesignal mit vorwärtsverschobener Phase empfangen wird. In der zweiten Ausführungsform wird die adaptive Arraysteuerung dagegen derart ausgeführt, dass keine jeweiligen Nullstellen für die einzelnen Mehrwegesignale mit vorwärtsverschobener Phase erzeugt werden, sondern lediglich die Hauptkeule konstant in die Ankunftsrichtung des Hauptsignals ausgerichtet gehalten wird. Die durch Gleichung (17b) gegebenen Nebenkeulen der Antennen fangen Mehrwegesignale mit vorwärtsverschobener Phase ein. Diese Signale werden mit einem Mehrwegesignal mit vorwärtsverschobener Phase kombiniert, das durch die durch Gleichung (17a) gegebene Hauptkeule eingefangen wird, und im Kombinierer 15 unterdrückt. Ein durch die Hauptkeule eingefangenes phasenverzögertes Mehrwegesignal wird wie in der ersten Ausführungsform im Kombinierer 15 durch ein durch das Feedback-Filter 18 erzeugtes Signal unterdrückt. Indem die Verzögerungszeiteinheit τ auf T/2 gesetzt wird, sind die adaptiven TDL-Filter 40₁ –40_L nicht nur in der Lage, Vorläufer-Verzerrungen zu unterdrücken, sondern auch in der Lage, als angepasstes Filter zu arbeiten, um die dispergierten Nutzsignalenergien zu einem Signal mit hohem Signal-zu-Rausch-Verhältnis (d.h. einem hohem impliziten Diversitätsgewinn) zu kombinieren. Wenn die Verzögerungszeiteinheit τ auf einen von T/2 verschiedenen Bruchwert gesetzt wird, werden die adaptiven TDL-Filter 40₁ –40_L in der Lage sein, eine durch eine Fehlanpassung des Empfängertaktes bezüglich des Sendetaktes verursachte Faltungsverzerrung zu unterdrücken.
Ein anderes wichtiges Merkmal der Ausführungsform von 4 ist die Fähigkeit zum Unterdrücken von Jamming-Signalen mit kontinuierlichen Wellenformen (CW). Für eine vereinfachte Version der Ausführungsform von 4 wurde eine Computersimulation unter Verwendung zweier TDL-Array-Filter ausgeführt, die jeweils zwei Verzögerungsabgriffe und ein Feedback-Filter mit nur einem Verzögerungsabgriff aufweisen, wie in 5 dargestellt ist. Der Ankunftswinkel des Nutzsignals und des Jamming-Signals wurde auf 45° gesetzt, das D/U- und das S/N-Verhältnis wurden auf 0 dB bzw. 20 dB gesetzt, und die Mittenfrequenz des Jamming-Signals wurde als Null (Ω = 0) festgelegt. Referenzabgriffgewichte c₁₀ und c₂₀ werden mit späteren Symbolen multipliziert, und Abgriffgewichte c₁₁ und c₂₁ werden mit früheren Symbolen multipliziert. Das Symbolintervall T wird als Verzögerungszeiteinheit für die beiden adaptiven TDL-Filter verwendet.
Für die Computersimulation wird ein Ausbreitungsmodell verwendet, gemäß vorausgesetzt wird, dass ein CW-Interferenzsignal von einer einzelnen Jamming-Quelle ankommt und ein Nutzsignal keine Mehrwegekomponente aufweist. In 5 ist das Nutzsignal durch ein moduliertes Symbol a_i dargestellt, das unter einem Winkel θ_a eintrifft, und das Jamming-Signal durch √Jexp(jΩt), wobei das Jamming-Signal unter einem Winkel θ_j eintrifft. Zwischen den Nutzsignalkomponenten, die jeweils an den beiden Antennen eintreffen, tritt eine Phasendifferenz exp(-jϕ_a) auf. Ähnlicherweise tritt zwischen den an diesen Antennen eintreffenden Jamming-Signalkomponenten eine Phasendifferenz exp(-jϕ_j) auf (wobei ϕ_a = πsinθ_a, ϕ_j = πsinθ_j ist).
Es wird die folgende Normalgleichung erhalten:
wobei ψ₂₂ = ψ₁₁ und ψ₂₁ = ψ₁₂ ^T* ist und ψ₁₁ und ψ₁₂ gegeben sind durch:

ξ bezeichnet den Reziprokwert des D/U-Verhältnisses (Verhältnisses des Nutzsignal zum ungewünschten Signal), und ρ bezeichnet den Reziprokwert des Signal-zu-Rausch-Verhältnisses.

Ergebnisse der Computersimulation für die Normalengleichung (20) sind in den 6A, 6B und 6C dargestellt. Unter Verwendung des Superpositionsprinzips wird das Zweielement-Filtermodell von 5 in zwei Abschnitte geteilt, d.h. in einen Abschnitt mit den Referenzabgriffgewichten c₁₀ und c₂₀ und in einen anderen Abschnitt mit den zweiten Abgriffgewichten c₁₁ und c₂₁, und Simulationen wurden jeweils für die getrennten Abschnitte ausgeführt. Das in 6A dargestellte Muster in Form einer Acht "8" ist das Ergebnis der Simulation für einen Abschnitt des Zweielement-Filtermodells, der die Referenzabgriffgewichte c₁₀ und c₂₀ enthält, wobei die Gleichungen (19a) und (20) verwendet werden. Das in 6B dargestellte Richtdiagramm ist das Ergebnis der Simulation für einen Abschnitt des Modells, das durch die Abgriffgewichte c₁₁ und c₂₁ gebildet wird, wobei die Gleichungen (19b) und (20) verwendet werden.
Es ist ersichtlich, dass die Hauptkeule in der Ankunftsrichtung des Nutzsignals ausgerichtet ist. Beim herkömmlichen adaptiven Array werden Nullstellen in der Ankunftsrichtung von Jamming-Signalen gebildet, um diese Jamming-Signale zu unterdrücken. In der vorliegenden Erfindung wird dagegen eine CW-Interferenzunterdrückung durch lineare Superposition zweier Signale mit entgegengesetzten Phasen folgendermaßen ausgeführt. Durch Superposition der Ausgangssignale der Multiplizierer 41₁₀ und 41₂₀ mit den Ausgangssignalen der Multiplizierer 41₁₁ und 41₂₁ durch den Kombinierer 15 werden eine Jamming-Signalkomponente
und eine Jamming-Signalkomponente
gegenseitig ausgelöscht. Obwohl das vorangehende Symbol a_i-1 mit dem gewünschten Symbol a_i kombiniert wird, wodurch eine Intersymbolinterferenz eingeführt wird, wird diese unerwünschte Komponente durch einen Schätzwert des Symbols a_i-1 durch das Feedback-Filter 18 unterdrückt. Daher wird das Nutzsignal durch den Prozess zum Unterdrücken der Jamming-Signale nicht beeinflusst.
Während die Richtdiagramm der 6A und 6B die Antennengewinne des TDL-Antennenarrays im Raumbereich darstellen, wird der Antennengewinn des TDL-Antennenarrays im Frequenzbereich wie nachstehend beschrieben bewertet, wobei vorausgesetzt wird, dass das Nutzsignal exp(jωt) eine Einheits amplitude aufweist und das Ausgangssignal des Kombinierers 15 folgendermaßen gegeben ist: H(ω) = {c10 + c20exp(–jϕj)} + {c11 + c21exp(-jϕj)}jωt) (23)
Die in 6C dargestellte Kurve stellt die Frequenzantwort des Zwei-Antennenarrays in Richtung des Jamming-Signals dar. Die horizontale Achse von 6C stellt die Modulationsgeschwindigkeit f_S im Bereich zwischen -f_S/2 und +f_S/2 dar, und die vertikale Achse stellt den Antennengewinn in 10 dB-Intervallen dar. Bei der Mittenfrequenz (f = 0) wird eine tiefe Kerbe beobachtet. Aufgrund des Vorhandenseins dieser tiefen Kerbe wird die CW-Interferenz minimiert. Obwohl es scheint, dass das Vorhandensein einer derartigen tiefen Kerbe das Nutzsignal beeinflussen würde, unterdrückt das Feedback-Filter 18 die durch den Notch- oder Kerbfilterungseffekt verursachte Intersymbolinterferenz. Die Frequenzantwort der tiefen Kerbe hat tatsächlich keinen nachteiligen Einfluss auf die Wiedergewinnung des Nutzsignals.
Es wurden weitere Simulationsergebnisse vom Einzel-Interferer-Modell von 5 hergeleitet, wie in den 7A, 7B und 7C dargestellt ist, indem ausschließlich die Frequenz des hypothetischen Jamming-Signals von f = 0 auf f = -0,25f_S verschoben wurde. Das in 7A dargestellte Richtdiagramm zeigt ein von den Referenzabgriffgewichten c₁₀ und c₂₀ erhaltenes Ergebnis. Es ist ersichtlich, dass das Nutzsignal mit einem maximalen Antennengewinn empfangen werden kann. Das in 7B dargestellte Richtdiagramm zeigt ein von den Abgriffgewichten c₁₁ und c₂₁ erhaltenes Ergebnis. Die Frequenzantwort des Zweielement-Antennenarrays von 5 ist in 7C dargestellt, die anzeigt, dass im Bereich zwischen -0,25f_S und +0,25f_S eine tiefe Kerbe zum Unterdrücken des CW-Jamming-Signals auftritt.
Obwohl vorstehend ein Einzel-Interferer-Modell erwähnt worden ist, hat die Ausführungsform von 4 die Fähigkeit, Interferenzsignale zu unterdrücken, die von mehr als einer Jamming-Quelle ankommen, wenn jeder der adaptiven TDL-Filter 40 mindestens drei Verzögerungsleitungsabgriffe und das Feedback-Filter 18 mindestens zwei Verzögerungsleitungsabgriffe aufweist, wie in 8 dargestellt ist.
Für die Computersimulation wird ein Ausbreitungsmodell verwendet, gemäß dem vorausgesetzt wird, dass CW-Jamming-Signale bei Frequenzen Ω₁ und Ω₂ unter Winkeln θ₁ bzw. θ₂ ankommen und ein Nutzsignal keine Mehrwegekomponente aufweist. Die Normalengleichung (20) wird auf das Zwei-Interferer-Modell angewendet, wobei Untermatrizen ψ₁₁ ψ₁₂ gegeben sind durch:

wobei ϕ_a = πsinθ_a, ϕ₁ = πsinθ₁, ϕ₂ = πsinθ₂ ist.
Es wurde eine Computersimulation für ein Zwei-Interferer-Modell unter der Voraussetzung ausgeführt, dass das Nutzsignal S und Jamming-Signale J₁ und J₂ alle mit einem 0-dB-D/U-Verhältnis unter einem Winkel von 60° eintreffen und die Frequenzen Ω₁ und Ω₂ der Jamming-Signale J₁ und J₂ 0 bzw. -0,25fs × 2π betragen. Das Signal-Rausch-Verhältnis wurde auf 60 dB festgesetzt.
Das in 9A dargestellte Muster in Form einer "8" ist das Ergebnis der Computersimulation für einen Abschnitt des Zwei-Interferer-Modells von 8, der Referenzabgriffgewichte c₁₀ und c₂₀ aufweist. Es ist ersichtlich, dass die Hauptkeule des Musters unter 60° ausgerichtet ist.
Durch Lösen der folgenden Gleichung, die allgemein die Frequenzantwort der Ausführungsform von 4 darstellt, unter Verwendung der vorstehend angegebenen Parameter
wurde eine in 9B dargestellte Frequenzantwort mit Zwei-Kerbfiltereffekten für das Zwei-Interferer-Modell von 8 erhalten. Obwohl das Nutzsignal und die Jamming-Signale in der gleichen Richtung ankommen, werden die Jamming-Signale durch die Kerbfiltereffekte der beiden adaptiven TDL-Filter unterdrückt. Intersymbolinterferenzen, die dem Nutzsignal durch die Kerbfiltereffekte hinzugefügt werden, werden wie im Einzel-Interferer-Modell durch das Feedback-Filter 18 unterdrückt.
Es wurden, wie in den 10A, 10B und 10C dargestellt, weitere Simulationsergebnisse vom Zwei-Interferer-Modell von 8 durch Verschieben der Ankunftsrichtung des Jamming-Signals J₂ von 60° auf 20° erhalten. Das in 10A dargestellte Richtdiagramm ist ein von den Referenzabgriffgewichten c₁₀ und c₂₀ hergeleitetes Ergebnis. Die Frequenzantwort des Zwei-Interferer-Modells für das Jamming-Signal J₁ (Ankunftswinkel 60°) ist in 10B dargestellt. Es ist ersichtlich, dass das Jamming-Signal J₁ durch einen bei eine Frequenz von 0 auftretende tiefe Kerbe minimiert wird. Die Frequenzantwort des Zwei-Interferer-Modells für das Jamming-Signal J₂ (Ankunftswinkel 20°) ist in 10C dargestellt, wobei ersichtlich ist, dass das Jamming-Signal J₂ durch eine bei einer Frequenz von -0,25f_S auftretende tiefe Kerbe minimiert wird.
Anhand der vorstehenden Beschreibung ist ersichtlich, dass durch Setzen des Referenzabgriffs auf die Mitte der Verzögerungsleitung jedes adaptiven TDL-Filters eine optimale Entzerrung und Intersymbolinterferenzunterdrückung realisiert werden kann. Indem der Referenzabgriff jedes TDL-Filters auf den Mittelpunkt der Verzögerungsleitung gesetzt wird, wird die Hauptkeule der Antenne für einen Empfang mit maximalem Antennengewinn in die Ankunftsrichtung des Nutzsignals ausgerichtet, wobei die dem Referenzabgriff vorangehenden Abgriffe jedes Filters und die dem Referenzabgriff folgenden Abgriffe ein angepasstes Filter zum Beseitigen gestreuter Komponenten des Nutzsignals bilden, so dass ein impliziter Diversitätsgewinn erhalten wird, und Jamming-Signale werden durch lineare Superposition eines Satzes vorangehender gewichteter Abgriffsignale und eines Satzes nachfolgender gewichteter Abgriffsignale unterdrückt. Außerdem werden Vorläufer-Verzerrungen durch die adaptiven TDL-Filter und Nachläufer-Verzerrungen durch das Feedback-Filter entfernt.
11 zeigt eine modifizierte Ausführungsform des in 4 dargestellten adaptiven N-Element-Filterarrays. Das modifizierte adaptive N-Element-Filterarray weist L Gruppen aus N Multiplizierern 60_ik auf (wobei i = 1, 2, ..., L und j = 1, 2, ..., N ist). Die Multiplizierer 60 jeder Gruppe sind derart geschaltet, dass sie Basisbandsignale x₁–x_N von den jeweiligen Empfängern 11₁ –11_N empfangen. L Gruppen aus N Aktualisierungsschaltungen 61_ik sind mit zugeordneten der N Multiplizierer 60 der entsprechenden Gruppen verbunden, um den Multiplizierern der entsprechenden Gruppen Abgriffgewichtskoeffizienten c_ik zuzuführen, und L Summierer 62₁ –62_L , die den Gruppen der Multiplizierer 60 zugeordnet sind, sind mit den Ausgängen der Multiplizierer der entsprechenden Gruppen verbunden. Der Ausgang des Summierers 62₁ ist direkt mit dem Summierer 15 verbunden, und der Ausgang des Summierers 62₂ ist über ein Symbolintervallverzögerungselement 63₁ (Symbolintervallverzögerung T) mit dem Summierer 15 verbunden. Der Ausgang des Summierers 62_L ist über eine Serie von Symbolintervallverzögerungselementen 63_(L-1)1 –63_(L-1)(L-1) mit dem Summierer 15 verbunden, so dass das Ausgangssignal des Summierers 62_L bezüglich des Ausgangssignals des Summierers 62₁ um (L-1) Symbolintervalle verzögert wird.
In jeder Aktualisierungsschaltung 61k jeder Gruppe i wird der Gewichtskoeffizient c_ik durch einen komplexen Korrelator 70 hergeleitet, in dem der Entscheidungsfehler ε mit einem Korrekturkoeffizient μ multipliziert wird, um einen korrigierten Fehler με zu erzeugen, der dann mit einem konjugiert Komplexen eines entsprechenden Basisbandsignals x_k korreliert wird, um ein Aktualisierungssignal zu erzeugen. Das Aktualisierungssignal wird in einem Subtrahierer 71 vom Ausgangssignal eines Symbolintervallverzögerungselements 72 subtrahiert, um einen Gewichtskoeffizienten c_ik am Ausgang des Subtrahierers 71 zu erzeugen. Wenn jedes der TDL-Filter in 4 mit drei Verzögerungsabgriffen versehen wäre, wären diese Filter dem Empfänger von 11 mit drei Summierern 62₁ , 62₂ und 62_L=3 äquivalent, wobei dem Ausgangssignal des Summierers 62₃ zwei Symbolverzögerungen aufgeprägt werden und im Feedback-Filter 18 zwei Verzögerungsabgriffe bereitgestellt werden.

Claims

Funkempfänger mit: einem adaptiven Array aus mehreren Antennen (10₁ –10_N ) zum Empfangen verschiedener Pfadkomponenten eines modulierten Trägers und mehreren Empfängern (11₁ –11_N ) zum jeweiligen Empfangen der verschiedenen Pfadkomponenten des modulierten Trägers von den Antennen und zum daraus Wiedergewinnen mehrerer Datensymbole (x₁–x_N), und einem adaptiven Array-Filter (12) mit mehreren Multiplizierern (13₁ –13_N ) zum jeweiligen Gewichten der Datensymbole (x₁–x_N) mit ersten Gewichtskoeffizienten (c₁–c_N) und mehreren LMS- (Least Mean Square) Algorithmus-Aktualisierungseinrichtungen (14₁ –14_N ) zum Aktualisieren der ersten Gewichtskoeffizienten (c₁–c_N) gemäß Korrelationen zwischen einem Entscheidungsfehler (ε) und den Datensymbolen (x₁–x_N), wobei die Antennen in Intervallen angeordnet sind, die der halben Wellenlänge des modulierten Trägers entsprechen; einer Kombiniereinrichtung (15) zum Kombinieren der gewichteten Datensymbole und eines Feedback-Unterdrückungssignals zum Erzeugen eines kombinierten Symbols (y), so dass ein Vorläufer einer Intersymbolinterferenz unterdrückt und die Hauptkeule der Antennen in die Ankunftsrichtung des Nutzsignals ausgerichtet wird; einer Entscheidungseinrichtung (16) zum aufeinanderfolgenden Erzeugen eines Entscheidungssymbols (a_i) vom kombinierten Symbol (y); einer Fehlererfassungseinrichtung (17) zum Erzeugen des Entscheidungsfehlers (ε) des Entscheidungssymbols (a_i) vom kombinierten Symbol (y); und einem adaptiven Feedback-Filter (18) mit einer Abgriff-Verzögerungsleitung (20₁ –20_M ) zum aufeinanderfolgenden Verzögern des Entscheidungssymbols (a_i) um ein Symbolintervall (T), mehreren Multiplizierern (21₁ –21_M ) zum jeweiligen Gewichten der aufeinanderfolgend verzögerten Entscheidungssymbole (a_i) mit zweiten Gewichtskoeffizienten (d₁–d_M), mehreren LMS-Algorithmus-Aktualisierungseinrichtungen (22₁ –22_M ) zum Aktualisieren der zweiten Gewichtskoeffizienten (d₁–d_M) gemäß Korrelationen zwischen dem Entscheidungsfehler (ε) und den verzögerten Entscheidungssymbolen (a_-1–a_-M) und einer Summiereinrichtung (23) zum Erzeugen des Feedback-Unterdrückungssignals durch Summieren der gewichteten Entscheidungssymbole, so dass ein Nachläufer der Intersymbolinterferenz in der Kombiniereinrichtung (15) unterdrückt wird.
Funkempfänger nach Anspruch 1, wobei die erste Aktualisierungseinrichtung (14₁ –14_N ) mehrere Aktualisierungsschaltungen aufweist, die entsprechenden der Antennen (10₁ –10_N ) zugeordnet sind, wobei jede der Aktualisierungsschaltungen einen Gewichtskoeffizienten vom Entscheidungsfehler und vom Symbol von der entsprechenden Antenne herleitet, und wobei die erste Filtereinrichtung (12) mehrere Multiplizierer (13₁ –13_N ) aufweist, die entsprechenden der Antennen (10₁ –10_N ) und der Aktualisierungsschaltungen zugeordnet sind, um jeweils Symbole von der entsprechenden Antenne mit den Gewichtskoeffizienten von der entsprechenden Aktualisierungsschaltung zu multiplizieren.
Funkempfänger nach Anspruch 1, wobei die erste Aktualisierungseinrichtung (14₁ –14_N ) mehrere Gruppen von Aktualisierungsschaltungen aufweist, wobei die Aktualisierungsschaltungsgruppen entsprechenden der Antennen (10₁ –10_N ) zugeordnet sind, wobei jede der Aktualisierungsschaltungen jeder Gruppe einen Gewichtskoeffizienten vom Entscheidungsfehler und einem einer Folge von Symbolen herleitet, die von der entsprechenden Antenne zugeführt wird; wobei die erste Filtereinrichtung (40) aufweist: mehrere Abgriff-Verzögerungsleitungen (41₁ –41_N ), die mit jeweiligen der Antennen (10₁ –10_N ) verbunden sind; und mehrere Gruppen von Multiplizierern (42), wobei die Multiplizierergruppen den jeweiligen Abgriff-Verzögerungsleitungen und Aktualisierungsschaltungen zugeordnet sind, wobei die Multiplizierer jeder Gruppe jeweils mit aufeinanderfolgenden Abgriffen der entsprechenden Abgriff-Verzögerungsleitung verbunden sind, um jeweils Symbole an aufeinanderfolgenden Abgriffen mit Gewichtskoeffizienten zu multiplizieren, die von den Aktualisierungsschaltungen der entsprechenden Gruppe zugeführt werden, und die multiplizierten Symbole der Kombiniereinrichtung (15) zuzuführen.
Funkempfänger nach Anspruch 1, wobei die erste Aktualisierungseinrichtung (14₁ –14_N ) mehrere Gruppen von Aktualisierungsschaltungen (61_ik ) aufweist, wobei die Aktualisierungsschaltungen jeder Gruppe jeweiligen der Antennen (10₁ –10_N ) zugeordnet sind, wobei jede der Aktualisierungsschaltungen der Gruppe einen Gewichtskoef fizienten vom Entscheidungsfehler und einem von der entsprechenden Antenne zugeführten Symbol herleitet; wobei die erste Filtereinrichtung (12) aufweist: mehrere Gruppen von Multiplizierern (60_ik ), wobei die Multiplizierergruppen entsprechenden der Aktualisierungsschaltungsgruppen zugeordnet sind, wobei die Multiplizierer jeder Gruppe mit entsprechenden der Antennen (10₁ –10_N ) verbunden sind, um jeweils Symbole von den Antennen mit Gewichtskoeffizienten zu multiplizieren, die von den Aktualisierungsschaltungen der entsprechenden Gruppe zugeführt werden; und mehrere Summierer (62₁ –62_L ), die entsprechenden der Multiplizierergruppen zugeordnet sind, zum Summieren der multiplizierten Symbole der entsprechenden Multiplizierergruppe und zum Erzeugen mehrerer summierter Symbole davon; mehrere Verzögerungseinrichtungen (63) zum jeweiligen Verzögern der summierten Symbole um verschiedene Werte, die den jeweiligen Summierern zugeordnet sind, und zum Zuführen der verzögerten summierten Symbole zur Kombiniereinrichtung (15).
Funkempfänger nach Anspruch 2, wobei jede der Aktualisierungsschaltungen eine Einrichtung (30) zum Korrelieren des Entscheidungsfehlers mit dem Symbol von der entsprechenden Antenne aufweist, um ein Korrelationssignal zu erzeugen, und eine Einrichtung (31) zum Subtrahieren des Korrelationssignals von einer verzögerten Version des Korrelationssignals, um den Gewichtskoeffizienten zu erzeugen.
Funkempfänger nach Anspruch 3, wobei jede der Aktualisierungsschaltungen eine Einrichtung (50) zum Korrelie ren des Entscheidungsfehlers mit einem Symbol aufweist, das von einem entsprechenden der aufeinanderfolgenden Abgriffe einer entsprechenden der Abgriff-Verzögerungsleitungen zugeführt wird, um ein Korrelationssignal zu erzeugen, und eine Einrichtung (51) zum Subtrahieren des Korrelationssignals von einer verzögerten Version des Korrelationssignals, um den Gewichtskoeffizienten zu erzeugen.
Funkempfänger nach Anspruch 4, wobei jede der Aktualisierungsschaltungen eine Einrichtung (70) zum Korrelieren des Entscheidungsfehlers mit einem Symbol aufweist, das von der entsprechenden Antenne zugeführt wird, um ein Korrelationssignal zu erzeugen, und eine Einrichtung (71) zum Subtrahieren des Korrelationssignals von einer verzögerten Version des Korrelationssignals, um den Gewichtskoeffizienten zu erzeugen.
Funkempfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei die zweite Filtereinrichtung (18) aufweist: eine mit der Entscheidungseinrichtung (16) verbundene Abgriff-Verzögerungsleitung (20₁ –20_M ) zum Erzeugen einer Folge von Entscheidungssymbolen an aufeinanderfolgenden Abgriffen der Abgriff-Verzögerungsleitung; und mehrere Multiplizierer (21₁ –21_M ), die jeweils mit aufeinanderfolgenden Abgriffen der Abgriff-Verzögerungsleitung (20₁ –20_M ) verbunden sind, zum jeweiligen Multiplizieren der Entscheidungssymbole an den aufeinanderfolgenden Abgriffen mit den zweiten Gewichtskoeffizienten und zum Zuführen der multiplizierten Entscheidungssymbole zur Kombiniereinrichtung (15); wobei die zweite Aktualisierungseinrichtung (22₁ –22_M ) mehrere Aktualisierungsschaltungen aufweist, die jeweils den aufeinanderfolgenden Abgriffen der Abgriff-Verzögerungsleitung (20₁ –20_M ) der zweiten Filtereinrichtung (18) zugeordnet sind, um die zweiten Gewichtskoeffizienten vom Entscheidungsfehler und den Entscheidungssymbolen von den entsprechenden Abgriffen herzuleiten.
Funkempfänger nach Anspruch 8, wobei jede der Aktualisierungsschaltungen der zweiten Aktualisierungseinrichtung (21₁ –21_M ) eine Einrichtung (33) zum Korrelieren des Entscheidungsfehlers mit einem Entscheidungssymbol vom entsprechenden Abgriff der Abgriff-Verzögerungsleitung aufweist, um ein Korrelationssignal zu erzeugen, und eine Einrichtung (34) zum Subtrahieren des Korrelationssignals von einer verzögerten Version des Korrelationssignals, um den zweiten Gewichtskoeffizienten zu erzeugen.