DE69333819T2

DE69333819T2 - RAKE-Empfänger mit selektiver Kombination von Signalstrahlen

Info

Publication number: DE69333819T2
Application number: DE69333819T
Authority: DE
Inventors: Gregory E. Bottomley
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1992-03-25
Filing date: 1993-03-24
Publication date: 2006-03-23
Anticipated expiration: 2013-03-25
Also published as: TW231388B; AU3936793A; FI114517B; WO1993019552A1; SG43307A1; JP3337217B2; BR9305450A; FI935223A; US5237586A; EP0563020A2; AU659309B2; JPH06510411A; HK1014311A1; DE69333819D1; CA2109947C; NZ251619A; ES2242953T3; KR100290490B1; MX9301649A; EP0563020A3

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft die Verwendung von Codemultiplex-Mehrfachzugriff (CDMA-)Kommunikationsmethoden in zellularen Funktelefon-Kommunikationssystemen und insbesondere ein RAKE-Empfängerprinzip zum Korrelieren einer Entspreizungs-Codesequenz mit den empfangenen Signalabtastwerten, um die empfangenen Datensequenzen zu bestimmen.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
CDMA- oder Spreizspektrum-Kommunikation existiert seit den Tagen des Zweiten Weltkriegs. Erste Anwendungen waren vorwiegend militärisch ausgerichtet. Heute besteht jedoch ein zunehmendes Interesse an der Verwendung von Spreizspektrum-Systemen in kommerziellen Anwendungen. Einige Beispiele sind unter anderem digitaler zellularer Funk, Land-Mobilfunk sowie personenbezogene gebäudeinterne und Freiland-Kommunikationsnetzwerke.
Die Mobiltelefon-Industrie hat phänomenale Fortschritte im kommerziellen Betrieb in den Vereinigten Staaten wie auch im Rest der Welt gemacht. Das Wachstum in großstädtischen Gebieten hat die Erwartungen bei weitem übertroffen und übersteigt die Systemkapazität. Wenn diese Entwicklung weitergeht, werden die Auswirkungen des rasanten Wachstums bald selbst die kleinsten Märkte erreichen. Innovative Lösungen sind erforderlich, um diesen zunehmenden Kapazitätsbedürfnissen zu entsprechen sowie den Betrieb hoher Qualität aufrechtzuerhalten und steigende Preise zu vermeiden.
In der ganzen Welt ist es ein wichtiger Schritt in zellularen Systemen, von analoger zu digitaler Übertragung zu wechseln. Gleichermaßen wichtig ist die Wahl eines effektiven digitalen Übertragungsprinzips, um die nächste Generation zellularer Technologie einzuführen. Ferner wird weithin angenommen, dass die erste Generation von personenbezogenen Kommunikationsnetzwerken (PCNs), die preisgünstige, drahtlose Telefone im Taschenformat nutzt, die bequem transportiert und dazu verwendet werden können, Anrufe zu Hause, im Büro, auf der Straße, im Auto und so weiter auszulösen oder zu empfangen, von Mobilfunkbetreibern unter Verwendung der Infrastruktur der nächsten Generation und der Mobilfunkfrequenzen bereitgestellt werden wird. Das in diesen neuen Systemen geforderte Hauptmerkmal ist erhöhte Verkehrskapazität.
Gegenwärtig wird Kanalzugriff unter Verwendung von Frequenzmultiplex-Mehrfachzugriff(FDMA-) und Zeitmultiplex-Mehrfachzugriff(TDMA-)Verfahren erreicht. Bei FDMA ist ein Kommunikationskanal ein einzelnes Funkfrequenzband, in dem die Sendeleistung eines Signals konzentriert ist. Gegenseitige Störung von Nachbarkanälen wird durch die Verwendung von Bandpassfiltern begrenzt, die nur Signalenergie innerhalb des festgelegten Frequenzbandes durchlassen. Somit wird mit jedem Kanal, dem eine andere Frequenz zugewiesen wird, die Systemkapazität durch die verfügbaren Frequenzen wie auch durch Begrenzungen, die durch Kanal-Wiederverwendung erzwungen werden, begrenzt. Bei TDMA-Systemen besteht ein Kanal aus einem Zeitschlitz in einer periodischen Folge von Zeitintervallen auf der gleichen Frequenz. Jede Periode von Zeitschlitzen wird als ein Frame bezeichnet. Die Energie eines gegebenen Signals ist auf diese Zeitschlitze beschränkt. Nachbarkanal-Störung wird durch die Verwendung eines Zeitgatters oder eines anderen Synchronisierungselements begrenzt, das nur zur richtigen Zeit empfangene Signalenergie durchlässt. Somit wird das Problem der Störung durch verschiedene relative Signalstärkepegeln verringert.
Die Kapazität in einem TDMA-System wird erhöht, indem das Übertragungssignal in einen kürzeren Zeitschlitz komprimiert wird. Infolgedessen muss die Information mit einer entsprechend höheren Impulsrate übertragen werden, was die Breite des belegten Spektrums proportional erhöht.
Bei FDMA- oder TDMA-Systemen oder gemischten FDMA-/TDMA-Systemen besteht das Ziel darin, sicherzustellen, dass zwei potentiell gegenseitig störende Signale die gleiche Frequenz nicht zur gleichen Zeit belegen. Im Gegensatz dazu erlaubt Codemultiplex-Mehrfachzugriff (CDMA), dass sich Signale sowohl in der Zeit als auch in der Frequenz überlagern. Somit teilen sich alle CDMA-Signale das gleiche Frequenzspektrum. Im Frequenz- oder im Zeitbereich scheinen die Mehrfachzugriff Signale übereinander zu liegen.
Es ist eine Reihe von Vorteilen mit CDMA-Kommunikationsmethoden verbunden. Es ist geplant, dass die Kapazitätsgrenzen auf CDMA beruhender zellularer Systeme aufgrund der Eigenschaften eines Breitband-CDMA-Systems, wie etwa verbesserte Codierungsgewinn-/Modulationsdichte, Sprachaktivitätssteuerung, Sektorisierung und Wiederverwendung des gleichen Spektrums in jeder Zelle, bis zum Zwanzigfachen der vorhandenen analogen Technologie betragen werden. CDMA-Übertragung von Sprache durch einen Decoder mit hoher Bitrate stellt sehr hohe, echte Sprachqualität sicher. CDMA sorgt außerdem für variable Datenraten, was es ermöglicht, viele verschiedene Grade der Sprachqualität anzubieten. Das verwürfelte Signalformat von CDMA beseitigt Nebensprechen vollständig und macht es sehr schwierig und kostspielig, Gespräche mitzuhören oder aufzuspüren, was Anrufern einen größeren Schutz der Privatsphäre und bessere Sicherung gegen Betrug durch Dienstanbieter bietet.
Im Prinzip wird bei einem CDMA-System der zu übertragende Informationsdatenstrom einem Datenstrom von weit höherer Rate, der als Signatursequenz bekannt ist, aufgeprägt. Normalerweise sind die Signatursequenz-Daten binär, wodurch sie einen Bitstrom bilden. Eine Möglichkeit, diese Signatursequenz zu erzeugen, besteht darin, einen Pseudo-Rausch-(PN-)Prozess anzuwenden, der zufällig erscheint, aber durch einen autorisierten Empfänger wiederhergestellt werden kann. Der Informationsdatenstrom und der Signatursequenz-Strom hoher Rate werden kombiniert, indem die beiden Bitströme miteinander multipliziert werden, wobei angenommen wird, dass die binären Werte der beiden Bitströme durch +1 oder –1 dargestellt werden. Diese Kombination des Signals höherer Bitrate mit dem Datenstrom niedrigerer Bitrate wird als Codierung oder Spreizung des Informationsdatenstroms bezeichnet. Jedem Informationsdatenstrom oder Kanal wird ein einzigartiger Spreizcode zugeordnet.
Eine Vielzahl codierter Informationssignale moduliert einen Funkfrequenzträger, zum Beispiel durch Quadratur-Phasenumtastung (QPSK), und wird in einem Empfänger vereint als ein Signalgemisch empfangen. Jedes der codierten Signale überlappt alle anderen codierten Signale ebenso wie rauschartige Signale sowohl in der Frequenz als auch in der Zeit. Wenn der Empfänger autorisiert ist, dann wird das Signalgemisch mit einem der einzigartigen Codes korreliert, und das zugehörige Informationssignal kann herausgelöst und decodiert werden.
Eine CDMA-Methode, die als "herkömmliches CDMA mit direkter Spreizung" bezeichnet wird, verwendet eine Signatursequenz, um ein Informationsbit darzustellen. Werden die übertragene Sequenz oder ihr Komplement (die übertragenen binären Sequenzwerte) empfangen, kennzeichnet dies, ob das Informationsbit eine "0" oder "1" ist. Die Signatursequenz umfasst normalerweise N Bits, und jedes Bit wird als ein "Chip" bezeichnet. Die ganze N-Chip-Sequenz oder ihr Komplement wird als ein übertragenes Symbol bezeichnet. Der Empfänger korreliert das empfangene Signal mit der bekannten Signatursequenz seines eigenen Signatursequenz-Generators, um einen normierten Wert im Bereich von –1 bis +1 zu erzeugen. Wenn eine große positive Korrelation entsteht, wird eine "0" detektiert; wenn eine große negative Korrelation entsteht, wird eine "1" detektiert.
Eine andere CDMA-Methode, die als "verbessertes CDMA mit direkter Spreizung" bezeichnet wird, ermöglicht, dass jede übertragene Sequenz mehr als ein Bit an Information darstellt. Eine Menge von Codewörtern, normalerweise orthogonale Codewörter oder bi-orthogonale Codewörter, wird verwendet, um eine Gruppe von Informationsbits zu einer viel längeren Codesequenz oder einem Codesymbol zu gruppieren. Eine Signatursequenz oder Verwürfelungsmaske wird vor der Übertragung zu der binären Codesequenz Modulo-2-addiert. Im Empfänger wird die bekannte Verwürfelungsmaske verwendet, um das empfangene Signal zu decodieren, welches dann mit allen möglichen Codewörtern korreliert wird. Das Codewort mit dem höchsten Korrelationswert kennzeichnet, welches Codewort höchstwahrscheinlich gesendet wurde, was kennzeichnet, welche Informationsbits höchstwahrscheinlich gesendet wurden. Ein geläufiger orthogonaler Code ist der Walsh-Hadamard-(WH-)Code.
Sowohl bei herkömmlichem als auch bei verbessertem CDMA können die oben erwähnten "Informationsbits" auch codierte Bits sein, wobei der verwendete Code ein Block- oder Faltungscode ist. Ein oder mehrere Informationsbits können ein Datensymbol bilden. Außerdem kann die Signatursequenz oder Verwürfelungsmaske viel länger als eine einzelne Codesequenz sein, in welchem Fall eine Untersequenz der Signatursequenz oder Verwürfelungsmaske zur Codesequenz hinzugefügt wird.
Bei vielen Funk-Kommunikationssystemen weist das empfangene Signal zwei Komponenten auf, eine I-(In-Phase-) und eine Q-(Quadraturphase-)Komponente. Dies ergibt sich daraus, dass das übertragene Signal zwei Komponenten hat und/oder der dazwischenkommende Kanal bzw. das Fehlen einer kohärenten Trägerreferenz bewirkt, dass das übertragene Signal in I- und Q-Komponenten geteilt wird. In einem typischen Empfänger, der digitale Signalverarbeitung verwendet, werden die empfangenen I- und Q-Komponenten alle T_c Sekunden abgetastet, wobei T_c die Dauer eines Chips ist, und gespeichert. Ein solches System ist im US-Patent 4683069 von Roeder offenbart. Das Roeder-Patent offenbart ein Spreizspektrum-Kommunikationssystem mit einem Korrelationsempfänger zum Decodieren eines entlang mehrerer Wege an einen Empfänger übertragenen Informationssignals. Die Korrelationsverarbeitung wird mit dem empfangenen Signal durchgeführt, nachdem es auf eine Basisband-Ebene konvertiert worden ist, wobei jedes Basisbandsignal durch zwei Komponenten (in Phase und Quadratur) dargestellt wird, die in getrennten und unabhängigen Kanälen verarbeitet werden. Korrelationen werden kontinuierlich auf die empfangenen Komponenten ausgeübt, bis ein Korrelations-Ausgangssignal erzielt wird, das einen vorbestimmten Schwellwert überschreitet.
Ein Fünfwege-RAKE-Empfänger zur Bekämpfung von Schwundeffekten und zur Verarbeitung von Zeit-Diversity durch Verwendung von Mehrwege-Signalempfang ist im IEEE-Journal on Selected Areas in Communications Bd. 8 (1990), Nr. 5, "Microcellular Direct Sequence Spread Spectrum Radio System Using N-path RAKE Receiver", beschrieben. Dieser RAKE-Empfänger empfängt Mehrwege-Signale, und jeder Empfängerweg wird unabhängig demoduliert. Dieser RAKE-Empfänger verarbeitet jedoch die I- und Q-Abgriffe von unterschiedlichen Strahlen nicht gleichzeitig.
Bei mobilen Kommunikationssystemen erleiden zwischen Basis- und Mobilstationen übertragene Signale normalerweise Echoverzerrung oder Zeitdispersion, die zum Beispiel durch Signalreflexionen an großen Gebäuden oder nahegelegenen Berghängen verursacht wird. Mehrwege-Dispersion tritt auf, wenn sich ein Signal nicht nur entlang eines, sondern mehrerer Wege zum Empfänger ausbreitet, so dass der Empfänger viele Echos mit unterschiedlichen und zufällig variierenden Verzögerungen und Amplituden hört. Ein System, das sich mit der Mehrwege-Dispersion befasst, ist im US-Patent 4694467 von Mui dargestellt. Das System von Mui besteht sowohl aus einem Sender als auch einem Empfänger, wobei der Sender zusätzlich zum Senden von Datensignalen auch ein Präambel-Signal sendet, das vom Empfänger dafür genutzt wird, Frequenzverschiebungen abzuschätzen, die dann verwendet werden, um die Frequenz der Basisbandsignal-Abtastwerte zu verschieben, um die Frequenzverschiebungen der empfangenen Signal-Abtastwerte zu minimieren.
Wenn in einem CDMA-System Zeitdispersion auftritt, empfängt der Empfänger ein Signalgemisch aus mehreren Versionen des übertragenen Symbols, die sich entlang unterschiedlicher (als "Strahlen" bezeichneter) Wege mit relativen Zeitverzögerungen von weniger als einer Symbolperiode ausgebreitet haben. Jeder unterscheidbare "Strahl" hat eine bestimmte relative Ankunftszeit von k·T_c Sekunden und überstreicht N der I- und Q-Chip-Abtastwerte, da jedes Signalbild eine N-Chip-Sequenz ist. Als ein Ergebnis der Mehrwege-Zeitdispersion gibt der Korrelator mehrere kleinere Signalspitzen statt einer großen Signalspitze aus. Jeder Strahl, der nach der Symbolperiode empfangen wird (das heißt, wenn die durch eine Reflexion verursachte Zeitverzögerung eine Symbolperiode überschreitet) erscheint als ein unkorreliertes störendes Signal, das die Gesamtkapazität des Kommunikationssystems verringert. Um die übertragenen Symbole (Bits) optimal zu detektieren, müssen die empfangenen Signalspitzen kombiniert werden. Normalerweise wird dies durch einen RAKE-Empfänger getan, der so genannt wird, weil er alle Mehrwege-Beiträge zusammen-"harkt".
Ein RAKE-Empfänger verwendet eine Form des Diversity-Kombinierens, um die Signalenergie aus den verschiedenen Empfangssignalwegen, das heißt, den verschiedenen Signalstrahlen, zu sammeln. Diversity sorgt für redundante Kommunikationskanäle, so dass, wenn einige Kanäle schwinden, noch Kommunikation über nicht schwindende Kanäle möglich ist. Ein CDMA-RAKE-Empfänger bekämpft Schwund, indem er die Echosignale unter Verwendung eines Korrelationsverfahrens einzeln detektiert und sie algebraisch (mit dem gleichen Vorzeichen) addiert. Ferner werden, um Intersymbol-Interferenz zu vermeiden, geeignete Zeitverzögerungen zwischen die jeweiligen empfangenen Echos eingefügt, so dass sie wieder in Takt kommen.
Bei einer Form eines RAKE-Empfängers werden Korrelationswerte der Signatursequenz mit den empfangenen Signalen bei verschiedenen Zeitverzögerungen durch eine Verzögerungsleitung geleitet, die bei erwarteten Zeitverzögerungen (dt), der erwarteten Zeit zwischen dem Empfang von Echos, abgegriffen werden. Die Ausgangssignale an den RAKE-Abgriffen werden dann mit geeigneten Wichtungsfaktoren oder Gewichten kombiniert. Ein solcher Empfänger sucht nach dem frühesten Strahl, indem er einen Abgriff bei T₀ legt, und nach einem um dt verzögerten Strahl, indem er einen Abgriff bei T₀ + dt legt, und so weiter. Die Ausgangssignale der RAKE-Abgriffe mit signifikanter Energie werden entsprechend gewichtet und kombiniert, um das Verhältnis von empfangenem Signal zu Rauschen und Interferenz zu maximieren.
Somit bestimmt die Gesamt-Zeitverzögerung der Verzögerungsleitung den Betrag der Ankunftszeit-Verzögerung, der gesucht werden kann.
Ein Schaltbild eines herkömmlichen RAKE-Empfängers, der kohärentes Kombinieren unterschiedlicher Strahlen nach dem Korrelator verwendet, ist in 1 dargestellt. Ein empfangenes Funksignal wird demoduliert, indem es zum Beispiel mit Cosinus- und Sinus-Wellenformen gemischt und das Signal in einem RF-Empfänger 1 gefiltert wird, was I- und Q-Chip-Abtastwerte ergibt. Diese Chip-Abtastwerte werden in einem Zwischenspeicher zwischengespeichert, der aus zwei Zwischenspeichern zusammengesetzt ist, einem für die I-(In-Phase-)Abtastwerte 2a und einem für die um Q-(Quadraturphase-)Abtastwerte 2b. Der unterste Teil jedes Zwischenspeichers 2a und 2b enthält die zeitlich zuletzt empfangenen Chip-Abtastwerte.
Ein Multiplexer 3 empfängt die zwischengespeicherten Chip-Abtastwerte und sendet einen Bereich von I-Chip-Abtastwerten sowie den gleichen Bereich von Q-Chip-Abtastwerten an komplexe Korrelatoren 4a und 4b. Der ausgewählte Bereich weist N Abtastwerte entsprechend der zu einer bestimmten Zeit eintreffenden N-Chip-Sequenz auf. Wenn die I- und Q-Zwischenspeicher 2a bzw. 2b zum Beispiel 159 Chip-Abtastwerte (0 bis 158) enthalten und N gleich 128 ist, dann würde der Multiplexer 3 Chip-Abtastwerte von i bis (i + 127) aus dem I-Zwischenspeicher 2a und Chip-Abtastwerte von i bis (i + 127) aus dem Q-Zwischenspeicher 2b an den Korrelator 4a senden, wobei i der diskrete Zeitindex der Signalstrahlen von dem Moment an ist, wo die Zwischenspeicher zuerst gefüllt wurden.
Ein komplexer Korrelationswert wird durch jeden komplexen Korrelator 4a und 4b gebildet, die zwei Mengen von Signal-Abtastwerten, I und Q, mit der bekannten Signatursequenz (Code) korrelieren. Unterschiedliche komplexe Korrelatoren entsprechen unterschiedlichen empfangenen Abtastwert-Bereichen und somit unterschiedlichen Signalstrahlen. Der Multiplexer 3 kann die empfangenen Abtastwerte entweder seriell oder parallel bereitstellen.
Im allgemeinen korreliert ein komplexer Korrelator einen komplexen Eingangsstrom (I + jQ-Abtastwerte) in eine komplexe bekannte Sequenz, wodurch er einen komplexen Korrelationswert erzeugt. Wenn die Signatursequenz nicht komplex ist, kann jeder komplexe Korrelator als zwei parallelgeschaltete skalare Korrelatoren ausgeführt werden, was als "halb-komplexer" Korrelator definiert wird. Wenn die Signatursequenz komplex ist, korrelieren die komplexen Korrelatoren ein komplexes Eingangssignal mit einer komplexen Sequenz, was "voll-komplexe" Korrelatoren ergibt. Es ist verständlich, dass der Begriff "komplexer Korrelator" hier verwendet wird, um jedes der oben erwähnten Szenarien zu bezeichnen.
Im Anschluss an die Korrelation werden die komplexen Korrelationswerte an den Multiplizierer 5 übertragen, wo sie mit einem komplexen Wichtungsfaktor multipliziert werden, der als komplexer RAKE-Abgriff bezeichnet wird. Jeder RAKE-Abgriff ist eine komplexe Zahl, die aus einem Realteil und einem Imaginärteil besteht. Der komplexe Korrelator 4a korreliert eine Datenmenge mit einer bekannten Signatursequenz. Normalerweise wird nur der Realteil des Produkts aus den komplexen Korrelationswerten und den RAKE-Abgriffswerten an den Akkumulator 6 gesendet. Der Akkumulator 6 summiert die gewichteten Korrelationsergebnisse für all jene Signalstrahlen, die verarbeitet wurden, und sendet das akkumulierte Ergebnis an eine Schwellwertvorrichtung 7. Die Schwellwertvorrichtung detektiert eine binäre "0", wenn das Eingangssignal größer als ein Schwellwert ist, oder eine binäre "1", wenn das Eingangssignal kleiner als der Schwellwert ist.
Mathematisch ausgedrückt: Angenommen, X(n) = I(n) + jQ(n) seien die vom Empfänger empfangenen Chip-Abtastwerte, wobei I(n) die I-Komponenten-Abtastwerte sind, jQ(n) die Q-Komponenten-Abtastwerte sind und n der Chip-Abtastwert-Index ist, der einer entsprechenden diskreten Zeit entspricht. In 1 werden die I(n) in 2a gespeichert und die Q(n) werden in 2b gespeichert. Der Multiplexer 3 wählt einen Bereich von I-Abtastwerten und einen Bereich von Q-Abtastwerten aus, die dem gleichen Strahl entsprechen. Wenn M(k, n) = M_I(k, n) + jM_Q(k, n) das Multiplexer-Ausgangssignal für Strahl k ist, was N Abtastwerte (n = 0, ..., N – 1) ergibt, dann gilt M(k, n) = X(n + k) und M_I(k, n) = I(n + k) sowie M_Q(k, n) = Q(n + k).
Der komplexe Korrelator 4a korreliert den Bereich von Daten-Abtastwerten vom Multiplexer 3 mit einer bekannten Codesequenz. Man betrachte die Daten-Abtastwerte X(k), X(k + 1), ..., X(k + N – 1), die Abtastwerte der empfangenen Daten zu diskreten Zeiten sind. Wenn der Empfänger versucht, eine Codesequenz C(0), C(1), ..., C(N – 1) zu detektieren, die aus N Werten (normalerweise ±1-Werte) besteht, korreliert der Korrelator eine bestimmte Menge von N Datenwerten mit den N Codesequenzwerten wie folgt:
wobei der Index k anzeigt, wo in der Datensequenz zu beginnen ist. Dies entspricht einer relativen Ankunftszeit des Signals. Unterschiedliche Ankunftszeiten entsprechen unterschiedlichen Signalstrahlen.
Somit entspricht Strahl k einem Bereich von benötigten Datenwerten: {X(k), X(k + 1), ..., X(k + N – 1)}. Wenn N groß ist, dann entsprechen die Strahlen k und k + 1 Bereichen, die sich im wesentlichen überlappen.
Die Berechnung von R(k) kann durchgeführt werden, indem parallel oder seriell auf die Eingangsdaten zugegriffen wird. 2 stellt einen parallelen Lösungsansatz dar. Ein Daten-Zwischenspeicher 53 speichert zeitlich aufeinanderfolgende Abtastwerte des empfangenen Signals X(n).
Multiplexer 54 wählt einen Bereich von N Datenwerten {X(k), X(k + 1), ..., X(k + N – 1)} aus, die an den Korrelator 55 gesendet werden. Ein Multiplizierer 56, der jeweils einem Eingang des Korrelators entspricht, multipliziert jeden Eingangswert mit einem entsprechenden Codiersequenzwert. Die Produkte werden im Addierer 57 summiert, um den Korrelationswert R(k) zu bilden.
3 stellt das serielle Zugreifen auf den Eingangsbereich dar, um R(k) zu berechnen. Der Eingangs-Zwischenspeicher 58 speichert die empfangenen Daten-Abtastwerte. Der Zwischenspeicher muss nur einen Abtastwert lang sein, da nur ein Abtastwert zur gleichen Zeit korreliert wird. Wenn der Zwischenspeicher mehr als einen Abtastwert lang ist, dann wird ein Multiplexer 59 benötigt, um einen bestimmten Abtastwert X(k + i) auszuwählen, wobei i durch den Steuerprozessor 60 bestimmt wird. Der ausgewählte Wert wird an den Korrelator 61 gesendet. Der Korrelator 61 berechnet zuerst das Produkt aus dem Eingangssignal X(k + i) mit einem Element der Codesequenz C(i) unter Verwendung des Multiplizierers 62. Dieses Produkt wird dann zu einem Akkumulator 64 addiert, der frühere Produkte speichert.
Akkumulator 64 ist ursprünglich nullgesetzt; dann wird i von 0 bis N – 1 durchlaufen, was die Akkumulation von N Produkten ermöglicht. Nachdem N Produkte akkumuliert worden sind, werden sie vom Korrelator ausgegeben, was den Korrelationswert R(k) ergibt. Ganz gleich, ob die Korrelation nun parallel oder seriell durchgeführt wird, besteht jeder Datenwert X(n) aus b Bits. Die Bits können alle auf einmal verarbeitet und verwendet werden (parallele Berechnung) oder eines nach dem anderen (bitserieller Ansatz).
Ungeachtet des verwendeten Korrelationsansatzes korreliert der Korrelator 4a für Strahl k das Multiplexer-Ausgangssignal M(k, n) mit der realen Codesequenz C(n), wodurch er einen komplexen Korrelationswert R(k) = R_I(k) + jR_Q(k) erzeugt, wobei:
und
Der RAKE-Kombinierer verwendet RAKE-Abgriffe W(k) = W_I(k) + jW_Q(k), um die Korrelationswerte zu multiplizieren und das Ergebnis in die Entscheidungsstatistik Z zu akkumulieren,
Die Menge Z wird dann in der Schwellwertvorrichtung 7 einer Schwellwertprüfung unterzogen, um zu bestimmen, ob eine "0" oder "1" gesendet wurde.
Der Aufbau des herkömmlichen RAKE-Empfängers beruht auf der Annahme, dass bei einem gegebenen Signalstrahl Signalenergie sowohl im I- als auch im Q-Kanal enthalten ist. In der Praxis ist dies nicht immer der Fall. Wenn alle oder die meiste Energie für einen gegebenen Signalstrahl auf dem I-Kanal ist, ist es ineffizient, sowohl den I- als auch den Q-Kanal zu korrelieren. Dies führt zu ineffizienter Verwendung von Verarbeitungszeit, die besser anderswo im Empfänger verwendet werden könnte. Für ein gefordertes Niveau der Leistungsfähigkeit erfordert der herkömmliche RAKE-Empfänger mehr Verarbeitungszeit als nötig. Wenn die Verarbeitungszeit beschränkt ist, dann führt dies zu einem Verlust an genutzter Empfangssignalleistung, was einen Verlust an Leistungsfähigkeit ergibt, das heißt, zunehmende Detektionsfehler.
Das folgende Beispiel zeigt, wie der herkömmliche RAKE-Empfänger in zwei unterschiedlichen Szenarien funktioniert. Angenommen, es gibt vier Signalstrahlen, einen Strahl in Sichtverbindung und drei Echos, die mit den in Tabelle 1 gegebenen komplexen Wichtungsfaktoren (als RAKE-Abgriffe bezeichnet) kombiniert werden.
TABELLE 1 BEISPIEL FÜR RAKE-EMPFÄNGER
Die Amplitude und der Winkel stellen die polare Form der RAKE-Abgriffe dar, und die I- und Q-Abgriffe stellen die kartesische Form bereit, die verwendet wird, um I bzw. Q zu multiplizieren. Die Energie in jedem Signalstrahl ist durch die quadrierte Amplitude oder durch die Summe aus dem quadrierten I-RAKE-Abgriff und dem quadrierten Q-RAKE-Abgriff gegeben. Die Amplituden sind so normiert worden, dass die gesamte Signalleistung (Summe aus den quadrierten Amplituden) eins ergibt.
Im ersten Szenarium wird angenommen, dass der RAKE-Empfänger auf zwei RAKE-Abgriffe beschränkt ist, die verwendet würden, um die zwei stärksten Strahlen, die Strahlen 0 und 1, zu kombinieren. Die Energie in den Strahlen 2 und 3 würde im Detektionsprozess nicht verwendet werden. Die gesamte Signalleistung, die "eingescheffelt" (im RAKE-Verfahren zusammengeführt) würde, wäre 0,625² + 0,5² = 0,214² + 0,587² + 0,433² + 0,250² = 0,64 oder 64% der gesamten Signalleistung. Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, die im Detektionsprozess verwendete Signalleistung zu erhöhen, was zu einer Erhöhung der Leistungsfähigkeit des Systems führt.
In einem zweiten Szenarium wird angenommen, dass der RAKE-Empfänger eine bestimmte Leistungsfähigkeit bereitstellen muss, das dem "Einscheffeln" eines bestimmten Prozentsatzes der Signalenergie, zum Beispiel 75%, während der Detektion entspricht. Bei einem herkömmlichen RAKE-Empfänger ist es erforderlich, drei der vier Strahlen zu verarbeiten. Das erfordert einen bestimmten Rechenaufwand, was entweder einem bestimmten Hardwareaufwand (drei komplexe Korrelatoren) oder einem bestimmten Aufwand an Verarbeitungszeit (ein komplexer Korrelator, der dreimal verwendet wird) entspricht. Eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, das gleiche Niveau der System-Leistungsfähigkeit mit weniger Rechenaufwand zu erzielen, was entweder weniger Hardware oder weniger Verarbeitungszeit entspricht, was hier später beschrieben wird.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung löst die oben erwähnten Probleme, indem sie eine modifizierte Form des RAKE-Empfängers verwendet, die hier als WRAKE-Empfänger bezeichnet wird, wobei die I- und Q-Komponenten unabhängig voneinander behandelt werden und die I- und Q-Abgriffe von verschiedenen Strahlen gleichzeitig verarbeitet werden.
Die Erfindung ist durch das Merkmal der beigefügten Ansprüche 1 und 25 definiert. Weitere Ausführungsformen sind in den abhängigen Ansprüchen definiert.
Eine weitere Ausführungsform nach Anspruch 16 wendet den RAKE-Empfänger in einem subtraktiven CDMA-System an. Ein Entwürfler wird verwendet, um jeden Abtastwert zu entwürfeln, und dann korreliert die Korrelationseinrichtung die entwürfelten Abtastwerte mit den Codesequenzen. Eine Detektionseinrichtung detektiert die empfangene Codesequenz. Das detektierte Signal wird dann vom Signalgemisch subtrahiert, wobei ein Rest-Signalgemisch übrigbleibt, das, wenn es im Korrelationsbereich subtrahiert wird, invers korreliert und erneut verwürfelt wird, um das ursprüngliche Signalgemisch ohne das detektierte Signal zu erzeugen. Das Rest-Signalgemisch wird dann rekursiv decodiert, bis alle Informationssignale aus dem Signalgemisch extrahiert worden sind.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Merkmale und Vorteile der Erfindung werden durch die Lektüre der folgenden ausführlichen Beschreibung in Verbindung mit den Zeichnungen deutlich; dabei zeigen:
1 ist ein Funktionsschaltbild eines herkömmlichen RAKE-Empfängers;
2 ist ein Funktionsschaltbild eines beispielhaften parallelen Korrelators;
3 ist ein Funktionsschaltbild eines beispielhaften seriellen Korrelators;
4 ist ein Funktionsschaltbild einer Ausführungsform eines WRAKE-Empfängers gemäß der vorliegenden Erfindung;
5 ist ein Funktionsschaltbild einer Ausführungsform der Multiplexer-Operation gemäß der vorliegenden Erfindung;
6 ist ein Funktionsschaltbild einer weiteren Ausführungsform der Multiplexer-Operation gemäß der vorliegenden Erfindung;
7 ist ein Funktionsschaltbild einer weiteren Ausführungsform eines WRAKE-Empfängers gemäß der vorliegenden Erfindung;
8 ist ein Funktionsschaltbild einer weiteren Ausführungsform der Multiplexer-Operation gemäß der vorliegenden Erfindung;
9 ist ein Funktionsschaltbild eines herkömmlichen RAKE-Empfängers mit Vorfilterung;
10 ist ein Funktionsschaltbild einer Ausführungsform eines WRAKE-Empfängers mit Vorfilterung gemäß der vorliegenden Erfindung;
11 ist ein Funktionsschaltbild einer weiteren Ausführungsform eines WRAKE-Empfängers gemäß der vorliegenden Erfindung; und
12 ist ein Funktionsschaltbild, das weitere Elemente der Ausführungsform von 11 aufweist.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Wenngleich die folgende Beschreibung im Kontext zellularer Kommunikationssysteme steht, die transportable oder Mobil-Funktelefone und oder personenbezogene Kommunikationsnetzwerke betreffen, ist es für den Fachmann verständlich, dass die vorliegende Erfindung auf andere Kommunikationsanwendungen angewendet werden kann.
Die vorliegende Erfindung, die als WRAKE-Empfänger bezeichnet wird, kombiniert Signalenergie auf eine andere Weise als herkömmliche RAKE-Empfänger. Statt die Komponenten der Signalenergie als Signalstrahlen mit I- und Q-Komponenten zu behandeln, behandelt der WRAKE-Empfänger die Komponenten auf einer niedrigeren Ebene, die als "Wellen" bezeichnet wird, wobei jede Welle eine Signalstrahl-Nummer und eine Kanalkennzeichnung (I oder Q) hat.
Zum Beispiel ist die stärkste Welle im oben erwähnten Beispiel von Tabelle 1 auf dem Signalstrahl 0, dem Q-Kanal (mit dem Wichtungsfaktor 0,587). In Tabelle 2 sind die Wellen für das Beispiel in Tabelle 1 in der Reihenfolge abnehmender Energie dargestellt.
TABELLE 2 WRAKE-ANSICHT DER SIGNALKOMPONENTEN
Wenn die Komponenten der Signalenergie auf der Wellenebene kombiniert werden, besteht eine Strategie darin, Wellen zu kombinieren, die die meiste Signalenergie enthalten. Da es doppelt so viele Wellen wie Strahlen gibt, mag dieser Ansatz ineffizient erscheinen. Da ein komplexer Korrelator jedoch zwei Korrelationen parallel durchführen kann, können zwei Wellen gemeinsam im gleichen komplexen Korrelator verarbeitet werden. Anders als beim herkömmlichen RAKE-Empfänger aus 1 müssen diese Wellen nicht aus dem gleichen Signalstrahl kommen (das heißt, die zusammen verarbeiteten Wellen können zu verschiedenen Zeiten ankommen), und diese Wellen müssen nicht aus zwei verschiedenen Kanälen kommen (das heißt, sie können beide entweder aus dem I- oder dem Q-Kanal kommen). Ein vom gleichen komplexen Korrelator verarbeitetes Paar von Wellen wird als "W-Strahl" definiert.
Die vorliegende Erfindung verarbeitet die Wellen, die die meiste Signalenergie enthalten. Zum Beispiel kann die stärkste Welle mit der nächststärksten Welle im gleichen komplexen Korrelator verarbeitet werden und so weiter. Dieses besondere Verfahren der WRAKE-Paarbildung muss nicht verwendet werden, solange die stärksten Wellen verarbeitet werden. Tabelle 3 stellt das oben erwähnte Verfahren der Paarbildung dar, wobei die stärkste Welle mit der nächststärksten Welle verarbeitet wird. Jedes Paar wird als ein "W Strahl" definiert.
TABELLE 3 WRAKE-PAARBILDUNG
In dem verwendeten Beispiel verarbeitete der herkömmliche, auf zwei komplexe Korrelationen beschränkte RAKE 64% der Signalenergie. Der ebenfalls auf zwei komplexe Korrelationen beschränkte WRAKE-Empfänger würde die "W Strahlen" 0 und 1 verarbeiten. Somit wäre die einbezogene Gesamt-Signalenergie (siehe Tabellen 2 und 3) 0,587² + 0,433² + 0,369² + 0,358² = 0,796 oder 79,6% der gesamten Signalleistung. Somit ist bei diesem Beispiel der Zuwachs an gesammelter Signalenergie gegenüber dem herkömmlichen System 15,6% der gesamten verfügbaren Energie. Es gibt andere Beispiele, die konstruiert werden können, wo der Zuwachs an gesammelter Signalenergie sogar noch größer ist. Somit sammelt der WRAKE-Empfänger, wenn die Anzahl der durchgeführten komplexen Korrelationen beschränkt ist, einen größeren Teil der Signalenergie, wodurch er eine bessere Empfänger-Leistungsfähigkeit aufweist.
Bei dem gleichen Beispiel wird angenommen, dass eine Anforderung an die Leistungsfähigkeit die Anzahl der durchgeführten komplexen Korrelationen bestimmt. Wenn die Anforderungen an die Leistungsfähigkeit des Systems zu der Anforderung führen, dass 75% der Signalenergie zu sammeln sind, wird das Kriterium der Leistungsfähigkeit mit lediglich zwei komplexen Korrelationen erfüllt. Tatsächlich sammelt der WRAKE-Empfänger in diesem Beispiel 79% der Energie mit lediglich zwei komplexen Korrelationen. Im Ergebnis gibt es entweder eine Verringerung der Hardware oder der Verarbeitungszeit gegenüber dem herkömmlichen RAKE-Empfänger, der drei komplexe Korrelationen benötigt, um das Leistungsfähigkeits-Kriterium zu erfüllen.
Der mathematische Wert der Entscheidungsstatistik Z aus der Beschreibung des herkömmlichen RAKE-Empfängers kann benutzt werden, um den herkömmlichen RAKE und den erfindungsgemäßen WRAKE zu unterscheiden. Vom herkömmlichen RAKE:
Der Ausdruck ist äquivalent mit:
Einige der Komponenten-Abgriffe in jeder Summierung können null oder zu null quantisiert sein, da W(k) ≠ 0 + j0 zwar bedeutet, dass mindestens eine Komponente von W(k) ungleich null ist, aber nicht unbedingt beide. Den entsprechenden Korrelationswert zu berechnen, wäre eine Verschwendung von Rechenleistung, da er dann mit null multipliziert werden würde. Folglich werden beim WRAKE-Empfänger nur Komponentenkorrelationen berechnet, die mit Komponenten-Abgriffswerten ungleich Null multipliziert werden. Wenn der RAKE-Empfänger auf eine bestimmte Anzahl von RAKE-Abgriffen L beschränkt ist, gibt es eine Beschränkung der Anzahl von Strahlen, die im herkömmlichen RAKE kombiniert werden können. Um die Leistungsfähigkeit zu optimieren, werden die L Strahlen mit den höchsten Beträgen oder quadrierten Beträgen der RAKE-Abgriffe verwendet. Wenn die kⁱ, wobei i = 0, ..., L – 1, diesen Strahlen entsprechen, dann ist Z für einen herkömmlichen RAKE:
Der WRAKE-Empfänger kombiniert mehr Signalenergie auf zweierlei Weise. Erstens muss nicht der gleiche Strahl für jede parallel kombinierte Komponente verwendet werden, und zweitens müssen nicht verschiedene Komponenten (I und Q) parallel kombiniert werden. Wenn zum Beispiel in der vorigen Summe i = 1 ist, kann der WRAKE-Empfänger die I-Komponente von Strahl 1 mit der I-Komponente von Strahl 2 kombinieren. Mathematisch bildet der der WRAKE-Empfänger:
wobei c₁ ⁱ und c₂ ⁱ darstellen, welche Komponente, I oder Q, k₁ ⁱ und k₂ ⁱ darstellen, welcher Strahl, und i kennzeichnet, welcher "W Strahl". Anders als beim herkömmlichen RAKE müssen c₁ ⁱ und c₂ ⁱ nicht verschieden sein, und k₁ ⁱ und k₂ ⁱ müssen nicht gleich sein. Beim herkömmlichen RAKE bestand Z aus einer Summe von Strahlbeiträgen, die einem bestimmten Strahlindex k und einem Paar von verschiedenen Komponenten I und Q entsprachen. Der WRAKE hingegen kombiniert "W-Strahlen", die jeweils aus zwei Komponenten c₁ ⁱ und c₂i, die nicht unbedingt verschieden sind, und zugehörigen Strahlen k₁ ⁱ und k₂ ⁱ, die nicht unbedingt gleich sind, bestehen.
Die vorliegende Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf ein in 4 dargestelltes Blockschaltbild beschrieben. Wie beim herkömmlichen RAKE-Empfänger wird ein Funksignal durch einen Empfänger 11 empfangen und abgetastet, wodurch Chip-Abtastwerte I(n) und Q(n) erzeugt werden. Diese Chip-Abtastwerte werden in einem Zwischenspeicher zwischengespeichert, der als zwei Zwischenspeicher angesehen werden kann, einer für I(n)-Abtastwerte 12a und einer für Q(n)-Abtastwerte 12b.
Die zwischengespeicherten Chip-Abtastwerte werden an einen Multiplexer 13 übergeben. Der Multiplexer 13 wählt zwei unabhängige Bereiche von Chip-Abtastwerten aus. Die ausgewählten Chip-Abtastwerte können aus dem gleichen oder aus verschiedenen Kanälen stammen. Es sei M(k₁, c₁, k₂, c₂, n) das Ausgangssignal des Multiplexers 13 für einen "W Strahl", das aus zwei Abtastwert-Bereichen besteht, einem aus der Komponente c₁ und einem aus der Komponente c₂, wobei c₁ entweder I oder Q ist und c₂ entweder I oder Q ist. Alle vier Kombinationen (I, I), (I, Q), (Q, I) und (Q, Q) von c₁ und c₂ sind möglich. Jedoch sind manche Kombinationen unsinnig. Wenn zum Beispiel c₁ = c₂ ist, hat das für k₁ = k₂ keinen Sinn, weil dieses Ergebnis einem zweimaligen "Einscheffeln" der gleichen Signalenergie entspräche. Der Bereich der Abtastwerte aus Komponente c₁ entspricht Strahl k₁, und der Bereich der Abtastwerte aus Komponente c₂ entspricht Strahl k₂, Die Werte von k₁ und k₂ sind nicht unbedingt gleich. Das Ausgangssignal des Multiplexers ist gegeben durch: M(k1 i, c1 i, k2 i, c2 i, n) = c1 i(n + k1 i) + jc2 i(n + k2 i)
Die Multiplexer-Ausgangssignale werden in komplexen Korrelatoren 14a und 14b mit einer bekannten Sequenz korreliert. Für einen "W Strahl" i ist das Ausgangssignal des Korrelators 14a:
Die Ausgangssignale der Korrelatoren 14a und 14b werden in Multiplizierern 15 mit komplexen Wichtungsfaktoren multipliziert. Normalerweise wird nur der Realteil des Produkts benötigt, der durch zwei skalare Multiplizierer und einen Addierer gewonnen werden kann. Dies wird als "halb-komplexer" Multiplizierer bezeichnet. Es gibt jedoch Fälle, in denen ein echter Multiplizierer, der als "voll-komplexer" Multiplizierer bezeichnet wird, benötigt wird. Wenn zum Beispiel zwei Signale auf Trägem mit einer Phasendifferenz von neunzig Grad gesendet werden, können sie zusammen demoduliert werden, wenn ein voll-komplexer Multiplizierer verwendet wird. Es ist verständlich, dass der Begriff "komplexe Multiplizierer", wenn er hier verwendet wird, sich entweder auf halb-komplexe oder voll-komplexe Multiplizierer bezieht. Eine andere Möglichkeit besteht darin, dass die Codesequenz komplex ist, was dem Fall entspricht, in dem die I-Kanal-Signatursequenz und die Q-Kanal-Signatursequenz verschieden sind. In diesem Fall sollte C*(n) in der obigen Gleichung für das Korrelator-Ausgangssignal verwendet werden.
Als nächstes werden die Produkte an einen Akkumulator 16 gesendet, wo sie akkumuliert werden. Das akkumulierte Ergebnis ist:
oder
Die Entscheidungsstatistik Z wird an eine Schwellwert-Entscheidungseinrichtung 17 übergeben, die das empfangene binäre Informationsbit bestimmt, indem sie das akkumulierte Ergebnis mit einem vorbestimmten Schwellwert vergleicht.
Im allgemeinen können die Korrelationen alle parallel (wie in 4 dargestellt) oder der Reihe nach durchgeführt werden, wobei die gleichen Korrelatoren mehr als einmal verwendet werden. Die Anzahl und der Typ (komplex oder skalar) der verfügbaren Korrelatoren bestimmt die Anzahl der empfangenen Abtastwert-Bereiche, die der Multiplexer bereitstellen muss (eine Menge pro korrelierter "Welle"). Somit muss der Multiplexer des WRAKE-Empfänger dem/den Korrelatoren) einen Bereich von Datenwerten (ein einzelner skalarer Korrelator), zwei Bereiche von Datenwerten (ein einzelner komplexer Korrelator oder zwei skalare Korrelatoren) oder mehr (mehr als zwei skalare Korrelatoren oder mehr als ein komplexer Korrelator) Bereiche von Datenwerten aus dem Daten-Zwischenspeicher bereitstellen. Eine Zunahme der parallel verarbeiteten Bereiche geht einher mit einer Zunahme der für den Multiplexer benötigten Schaltungstechnik.
Wenn nur ein Bereich erforderlich ist, zum Beispiel wenn ein einzelner skalarer Korrelator verwendet wird, dann ist der Multiplexer einfach. Ein einfaches Beispiel dieser Ausführungsform ist in 5 dargestellt, wo jeder Kanal-Zwischenspeicher drei Abtastwerte lang ist und der Bereich der erforderlichen Abtastwerte (das heißt, die Länge der Informationssequenz, mit der die Daten korreliert werden) zwei ist. Wenn die drei komplexen Abtastwerte durch I(n) + jQ(n) dargestellt werden, wobei n der diskrete Zeitindex ist, gibt es vier mögliche Bereiche von Datenwerten: I(1) bis I(2), I(2) bis I(3), Q(1) bis Q(2) und Q(2) bis Q(3). Diese Werte werden kanalweise in Zwischenspeichern 43a und 43b gespeichert. Einer der vier möglichen Bereiche wird durch den Multiplexer 44 ausgewählt, wobei Steuerbits c₁ und c₂ die Startzeit bzw. den Kanal auswählen. Der ausgewählte Bereich wird dann an den skalaren Korrelator 45 gesendet.
Es gibt mehrere Möglichkeiten, um mehr als einen Bereich bereitzustellen, nicht unbedingt aus verschiedenen Kanälen. Wenn zum Beispiel alle Multiplexer-Ausgangssignale parallel bereitgestellt werden, dann besteht eine "Brechstangenmethode" zur Bereitstellung mehr als eines Bereichs darin, den Multiplexer von 5 zu duplizieren, wie in 6 gezeigt wird. Die Daten-Zwischenspeicher 46a und 46b werden mit dem Multiplexer 47 verbunden, der Multiplexer 48a und 48b aufweist, die jeweils einen anderen Bereich von möglicherweise überlappenden Datenwerten bereitstellen. Die beiden Bereiche von Datenwerten werden an zwei unterschiedliche skalare Korrelatoren 50a und 50b gesendet.
Die Gesamtzahl durchgeführter Korrelationen hängt von der Anzahl von "W-Strahlen" ab, die wiederum mit der Anzahl der Echos verbunden ist. Während sich der Empfänger in Bezug auf den Sender fortbewegt, ändert sich die Anzahl der Wellen, und somit ändert sich die Anzahl der tatsächlich durchgeführten Korrelationen mit der Zeit. Zum Beispiel könnte während eines Zeitabschnitts eine einzige Welle verarbeitet werden, während innerhalb eines anderen Zeitabschnitts mehrere Wellen verarbeitet werden können.
Der WRAKE-Empfänger kann an andere Formen der Kanal-Diversity angepasst werden. Wenn zum Beispiel Antennen-Diversity vorliegt, dann gibt es mehrere I- und Q-Kanäle. Der WRAKE würde weiterhin die stärksten Wellen verarbeiten, unabhängig vom Signalstrahl, dem I-/Q-Kanal und der Antenne, von der die Wellen ausgingen. Außerdem kann der WRAKE-Empfänger durch Verwendung voll-komplexer Multiplizierer anstelle halb-komplexer Multiplizierer zwei Signale parallel demodulieren, deren Träger um 90° versetzt sind. Andere Formen von Kanal-Diversity schließen Frequenz-Diversity (Senden derselben Nachricht auf verschiedenen Frequenzkanälen), Zeit-Diversity (Senden derselben Nachricht zu verschiedenen Zeiten), ausdrückliche Weg- oder Raum-Diversity (absichtliches Senden der Nachricht auf verschiedenen Wegen, normalerweise unter Verwendung verschiedener Sende- und/oder Empfangsantennen) und Polarisations-Diversity ein, ohne darauf beschränkt zu sein.
Eine alternative bevorzugte Ausführungsform ersetzt die in 4 dargestellten mehreren Korrelatoren durch einen komplexen Korrelator. In dieser Konfiguration wird der gleiche komplexe Korrelator mehrere Male verwendet, und die Ergebnisse werden akkumuliert. Verglichen mit einem herkömmlichen Empfänger verarbeitet der komplexe Korrelator des WRAKE, wenn der einzelne komplexe Korrelator genauso oft verwendet wird, mehr Signalenergie als der herkömmliche RAKE. Somit verwendet der WRAKE für ein gegebenes Niveau der Leistungsfähigkeit den einzelnen komplexen Korrelator weniger oft, was Verarbeitungszeit spart.
In der obigen Beschreibung ist der WRAKE-Empfänger dafür konfiguriert, Paare von Bereichen entweder parallel oder der Reihe nach zu verarbeiten. Wenn skalare Korrelatoren verwendet werden (skalare abtastwertweise arbeitende Multiplizierer im Fall von WRAKE mit Vorfilterung), dann werden die Bereiche tatsächlich alle auf einmal verarbeitet, so dass die Gesamtzahl der verarbeiteten Bereiche entweder gerade oder ungerade sein kann. Somit ist, wenn die Zahl der verarbeiteten Wellen ungerade ist, die Anzahl der verarbeiteten Bereiche genau gleich der Anzahl der Wellen. Wenn der WRAKE-Empfänger dafür konfiguriert ist, Paare von Bereichen zu verarbeiten, und die Anzahl der Wellen ungerade ist, dann könnte die letzte Welle mit einem beliebigen Bereich gepaart werden, um einen "W-Strahl" zu vervollständigen, und der dem beliebigen Bereich zugeordnete Wichtungsfaktor würde nullgesetzt werden. Im Allgemeinen kann der WRAKE-Empfänger dafür konfiguriert werden, J Bereiche von Daten parallel zu verarbeiten, was möglicherweise ermöglicht, Ergebnisse aus mehreren Mengen von J Bereichen zu akkumulieren. Wenn die Anzahl der Wellen kein Vielfaches von J ist, dann werden an überzählige Verarbeitungselemente entweder Nullen übergeben, oder es werden beliebige Bereiche an sie übergeben, deren Ergebnisse mit Null gewichtet werden.
BESCHRÄNKTES WRAKE
Eine andere bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die als beschränkter WRAKE-Empfänger bezeichnet wird, ist in 7 dargestellt. Gleichartige Elemente in 7 funktionieren genauso wie die Elemente in 4, außer wie unten erwähnt. Der beschränkte WRAKE-Empfänger unterscheidet sich von einem normalen WRAKE-Empfänger, weil der komplexe Korrelator eines beschränkten WRAKE-Empfängers einen Bereich von I-Werten und einen Bereich von Q-Werten empfangen muss. Die Bereiche sind weiterhin unabhängig, aber im Gegensatz zum WRAKE-Empfänger müssen die zwei Bereiche in einem beschränkten WRAKE-Empfänger aus unterschiedlichen Kanälen kommen. Der Multiplexer 13 wählt weiterhin unabhängige Bereiche aus den I- und Q-Kanälen aus, wie in 7 dargestellt.
Der beschränkte WRAKE-Empfänger verarbeitet die stärksten I-Wellen und die stärksten Q-Wellen, aber die I-Wellen müssen mit Q-Wellen gepaart sein. Anschließend an das oben beschriebene Beispiel stellt Tabelle 4 die Ergebnisse der Paarbildung der stärksten I-Welle mit der stärksten Q-Welle und so weiter dar.
TABELLE 4 BESCHRÄNKTE WRAKE-PAARBILDUNG
Die Verarbeitung der zwei stärksten "W-Strahlen" ergibt 0,433² + 0,587² + 0,369² + 0,301² = 0,759 oder 75,9% der gesamten Signalenergie. In diesem Beispiel stellt der beschränkte WRAKE-Empfänger 11,9% mehr Signalenergie als der herkömmliche RAKE-Empfänger bereit. Außerdem erfordert die vom beschränkten WRAKE-Empfänger verarbeitete Signalenergie nur zwei komplexe Korrelationen, um ein Leistungsfähigkeits-Kriterium von 75% zu erfüllen. Somit stellt der beschränkte WRAKE-Empfänger immer noch eine Verbesserung gegenüber dem herkömmlichen RAKE-Empfänger dar.
Einer der Beweggründe für den beschränkten WRAKE-Ansatz besteht darin, dass die Multiplexer einfacher werden, vor allem wenn nur ein komplexer Korrelator, das heißt, zwei skalare Korrelatoren, verwendet wird. In diesem Fall sind zwei Standard-Multiplexer erforderlich, einer für den I-Kanal und einer für den Q-Kanal. Die Steuerung eines jeden erfolgt unabhängig, was ermöglicht, dass unabhängige Bereiche von Werten ausgewählt werden.
Ein anderes Multiplex-Verfahren, das vor allem beim beschränkten WRAKE-Ansatz nützlich ist, verwendet den Eingangs-Zwischenspeicher, um Bereichsauswahl zu ermöglichen, wie in 8 dargestellt. Die I- und Q-Daten-Zwischenspeicher sind unabhängige Schieberegister, die die Daten durch eine Menge von Verbindungen zu einem festgelegten Bereich von Daten-Zwischenspeicherstellen in Zugriffsposition verschieben. Die I- und Q-Zwischenspeicher 51a und 51b sind solche Schieberegister. Wenn eine einzelne Aufwärts-Verschiebung angewiesen wird, bewegt sich der Inhalt von Stelle D zu Stelle C, der Inhalt von Stelle C bewegt sich zu Stelle B und so weiter. Bei dem in 8 dargestellten Inhalt wird der Bereich I(1) bis I(2) zur Korrelation ausgewählt, wie auch der Bereich Q(1) bis Q(2). Um andere Bereiche auszuwählen, sagen wir, I(2) bis I(3) und Q(1) bis Q(2), würde der I-Zwischenspeicher einmal aufwärts verschoben und der Q-Zwischenspeicher würde unverändert bleiben.
WRAKE MIT VORFILTERUNG
Die Reihenfolge der Verarbeitung des empfangenen Signals im RAKE-Empfänger kann abgeändert werden. 9 stellt einen herkömmlichen RAKE-Empfänger dar, bei dem die Chip-Abtastwerte unter Verwendung der RAKE-Abgriffe gefiltert und dann mit einer bekannten Sequenz korreliert werden. In einer solchen Ausführung wird nur ein skalarer Korrelator benötigt.
Eine andere bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist ein WRAKE mit Vorfilterung, wie in 10 dargestellt. Ein Funksignal wird durch den Empfänger 21 empfangen, der quantisierte Chip-Abtastwerte für die I- und Q-Kanäle erzeugt. Diese Abtastwerte werden in einem Zwischenspeicher zwischengespeichert, der zwei Zwischenspeicher aufweisen kann, einen für I-Abtastwerte 22a und einen für Q-Abtastwerte 22b.
Die zwischengespeicherten Chip-Abtastwerte werden an einen Multiplexer 23 übergeben. Beim herkömmlichen RAKE-Empfänger mit Vorfilterung von 9 beliefert der Multiplexer 23 den abtastwertweise arbeitenden Multiplizierer 24 mit einem Bereich von I-Werten und dem gleichen Bereich von Q-Werten. Der Multiplizierer 24 kann eine Reihe von abtastwertweise arbeitenden Multiplizierern aufweisen, wie in 9 dargestellt, oder einfach einen einzelnen abtastwertweise arbeitenden Multiplizierer, der mehrmals verwendet wird. Der Multiplizierer 24 nimmt jeden Abtastwert I + jQ entgegen und multipliziert ihn mit einem komplexen Wichtungsfaktor, wobei er nur den Realteil des Produkts berechnet. Wenn die Eingabe in den Multiplizierer aus N I-Abtastwerten und N Q-Abtastwerten besteht, besteht die Ausgabe somit aus N skalaren Abtastwerten.
Bei dem in 10 dargestellten WRAKE-Empfänger übergibt der Multiplexer 23 einen Bereich von I- oder Q-Werten und einen weiteren Bereich von I- oder Q-Werten an den abtastwertweise arbeitenden Multiplizierer 24. Der Multiplizierer multipliziert jeden Chip-Abtastwert mit einem komplexen Wichtungsfaktor, wobei er entweder das voll-komplexe Produkt oder nur den Realteil des Produkts berechnet. Wenn nur der Realteil des Produkts erforderlich ist, dann kann der komplexe abtastwertweise arbeitende Multiplizierer als zwei skalare abtastwertweise arbeitende Multiplizierer, gefolgt von einem Akkumulator, ausgeführt werden. Wenn nur ein skalarer abtastwertweise arbeitender Multiplizierer verfügbar ist, dann kann er zweimal verwendet werden, um das Produkt zu erzeugen. Die Akkumulatorfunktion kann durch den Addierer 25 bereitgestellt werden.
Der abtastwertweise arbeitende Addierer 25 addiert die Ergebnisse von mehreren abtastwertweise arbeitenden Multiplizierern des Multiplizierers 24 und übergibt das Ergebnis an den skalaren Korrelator 26. Wenn ein einzelner abtastwertweise arbeitender Multiplizierer mehrmals verwendet wird, dann akkumuliert der abtastwertweise arbeitende Addierer die Ergebnisse, bevor er sie an den skalaren Korrelator 26 übergibt. Der skalare Korrelator korreliert das Ergebnis mit einer bekannten Signatursequenz. Das Korrelationsergebnis wird an eine Schwellwert-Entscheidungsvorrichtung 27 gesendet. Die Schwellwert-Entscheidungsvorrichtung 27 vergleicht das korrelierte Ergebnis mit einem Schwellwert, um die gesendeten Daten zu bestimmen. Wenn die komplexen abtastwertweise arbeitenden Multiplizierer 24a und 24b komplexe Ausgangssignale erzeugen, dann ist 26 ein komplexer Korrelator, der die realen Abtastwerte mit einer Sequenz und die imaginären Abtastwerte mit einer anderen Sequenz korreliert (zum Beispiel zur gleichzeitigen Erkennung von zwei Signalen, wobei die beiden Signale auf um 90° versetzten Trägern gesendet wurden).
Mehrere Vorteile werden durch den vorgefilterten WRAKE-Empfänger der vorliegenden Erfindung realisiert. Zum Beispiel sammelt der WRAKE bei einer feststehenden Anzahl von komplexen abtastwertweise arbeitenden Multiplizierern mehr Signalenergie als der herkömmliche RAKE. Außerdem erfordert der WRAKE bei einem feststehenden Leistungsfähigkeits-Niveau weniger komplexe abtastwertweise arbeitende Multiplizierer. Wenn ein einzelner abtastwertweise arbeitender Multiplizierer mehrmals verwendet wird, verwendet der WRAKE-Empfänger somit den komplexen Multiplizierer weniger oft, was die Verarbeitungszeit verringert.
WRAKE-EMPFÄNGER IN EINEM SUBTRAKTIVEN CDMA-SYSTEM
In einer anderen bevorzugten Ausführungsform der vorliegende Erfindung wird ein WRAKE-Empfänger in einem subtraktiven CDMA-System des Typs verwendet, der im US-Patent 5151919 mit dem Titel "CDMA Subtractive Demodulation" von Paul W. Dent und in der entsprechenden US-Teilfortführungsanmeldung 739446 beschrieben ist. Ein Blockschaltbild des vorliegenden in einem subtraktiven CDMA-System verwendeten WRAKE-Empfängers ist in 11 dargestellt.
Ähnlich wie beim WRAKE-Empfänger von 4 wird ein Signalgemisch von einem Empfänger 31 empfangen und abgetastet, wodurch I- und Q-Chip-Abtastwerte erzeugt werden. Die Abtastwerte werden in einem Zwischenspeicher zwischengespeichert, der zwei Zwischenspeicher 32a, 32b für I-Abtastwerte bzw. Q-Abtastwerte aufweist. Unter Verwendung des normalen WRAKE-Ansatzes wählt der Multiplexer 33 zwei Bereiche von Abtastwerten aus, die nicht unbedingt unterschiedlichen Komponenten (I und Q) entsprechen. Unter Verwendung des beschränkten WRAKE-Ansatzes wählt der Multiplexer 33 einen Bereich von I-Abtastwerten und einen Bereich von Q-Abtastwerten aus. In beiden Fällen sind die ausgewählten Abtastwert-Bereiche unabhängig voneinander.
Ein Entwürfler 34 entfernt einen Verwürfelungscode aus den Abtastwerten, indem er jeden Chip-Abtastwert entweder invertiert oder nicht, abhängig von der Bit-Polarität des Verwürfelungscodes. Als nächstes werden die Abtastwerte parallel an einen einzelnen Korrelator 35 übermittelt, der die Abtastwerte gleichzeitig mit mehreren bekannten Codesequenzen korreliert, indem er einen Algorithmus für Schnelle Walsh-Transformation verwendet. Jedes Ergebnis einer Sequenzkorrelation wird dann im Multiplizierer 36 mit einem komplexen Wichtungsfaktor multipliziert, und die Ergebnisse werden im Akkumulator 37 einzeln akkuumuliert.
Um mehrere "W-Strahlen" zu akkumulieren, werden die Multiplexerfenster verschoben, und die Korrelations-, Wichtungs- und Akkumulierungsvorgänge werden wiederholt. Schließlich bestimmt eine Entscheidungsvorrichtung 38 das größte akkumulierte Ergebnis. Der Index des größten akkumulierten Ergebnisses zeigt an, welche Sequenz detektiert wurde, und somit das decodierte Signal.
Als nächstes erfolgt die Subtraktion des codierten Signals, das gerade detektiert worden ist; der Vorgang ist in den 11 und 12 dargestellt. Ähnlich dem Detektionsprozess wählt der Multiplexer einen Bereich von I-Abtastwerten und einen Bereich von Q-Abtastwerten aus, wo Signalenergie vorhanden ist. Diese Bereiche werden beide in 34 entwürfelt und durch den Korrelator 35 geschickt. Statt die Korrelator-Ausgangssignale wie in 11 an die komplexen Multiplizierer zu senden, werden die Korrelator-Ausgangssignale an eine Durchschaltvorrichtung 39 gesendet, wie in 12 dargestellt. Beruhend auf dem vorher durchgeführten Detektierungsvorgang bestimmt das Ausgangssignal der Entscheidungsvorrichtung 38, welcher komplexe Korrelationswert nullgesetzt wird, indem der entsprechende Schalter in der Austastvorrichtung 39 geöffnet wird. Die Durchschaltvorrichtung 39 lässt alle Werte durch, außer für die Leitung, die dem vorher detektierten Index entspricht. Dies geschieht, indem alle Schalter bis auf einen geschlossen werden. Die nicht geschlossene Leitung lässt effektiv einen Wert null durch. Somit wird die Leitung, die dem größten Korrelationswert entspricht, wie durch die Entscheidungsvorrichtung 38 bestimmt wurde, nullgesetzt, indem der entsprechende Schalter in 39 geöffnet wird. Auf diese Weise wird ein Bild des decodierten Signals vom Signalgemisch subtrahiert. Wie in 12 dargestellt, wird das verbleibende Spektrum des Signalgemischs, bei dem eine Komponente entfernt worden ist, in einer Schaltung für inverse Schnelle Walsh-Transformation 40 verarbeitet und durch einen Wiederverwürfler 41 erneut mit dem gleichen Verwürfelungscode verwürfelt, um die ursprünglichen Signal-Abtastwerte minus das gerade subtrahierte Signalbild zu rekonstruieren. Das Ausgangssignal des Verwürflers 41 wird verwendet, um die ursprünglichen Daten in den I- und Q-Daten-Zwischenspeichern 32 zu überschreiben. Der Vorgang wird für andere Bereiche von I- und Q-Abtastwerten wiederholt, bis alle oder die meiste Signalenergie entfernt wurde. Somit wird jedes Informationssignal aus dem Signalgemisch entfernt, nachdem es decodiert worden ist.
Die Korrelationswerte, die von der Durchschaltvorrichtung 39 nicht durchgelassen wurden, werden stattdessen an den Sortierprozessor 42 gesendet, der diese Werte aus unterschiedlichen Echos kombiniert, um einen Schätzwert der Signalstärke zu bilden. Der Sortierprozessor 42 ordnet dann die Signalstärken und zugehörigen Verwürfelungscodes vom Stärksten zum Schwächsten. Der Code, der der größten Stärke entspricht, wird als erster zur Signaldemodulation an den Entwürfler 34 übertragen. Dieses Verfahren des Anordnens wird gegenüber anderen Verfahren bevorzugt, weil Störungen minimiert werden, indem das stärkste Signal decodiert und dann jenes Signal vom Signalgemisch subtrahiert wird. Sobald das stärkste Signal aus dem Signalgemisch entfernt wurde, kann das nächststärkste Signal einfach detektiert werden, ohne dass die Störung des stärksten Signals berücksichtigt werden muss.
Das Rest-Signalgemisch, bei dem ein erstes Signal gemäß der subtraktiven Demodulationsmethode entfernt wurde, wird durch den Entwürfler 34 unter Verwendung des Entwürfelungscodes des zweiten zu decodierenden Signals erneut entwürfelt und an den Korrelator 35 übergeben, um durch eine zweite Schnelle Walsh-Transformation korreliert zu werden, und so weiter. Die Reihenfolge, in der Signale decodiert und subtrahiert werden, wird durch die Reihenfolge bestimmt, in der die Entwürfelungscodes verwendet werden, die in einer bevorzugten Ausführungsform in abnehmender Reihenfolge der Signalstärken stehen.
Der Beitrag unerwünschter (zum Beispiel störender) Signale kann weiter minimiert werden, wenn die digitalen Spreizcodes orthogonal sind. Zwei Codes sind orthogonal, wenn genau eine Hälfte ihrer Bits verschieden ist. Außerdem können bi-orthogonale Codes, bei denen die Codewörter und ihre Komplemente verwendet werden, als digitale Spreizcodes verwendet werden, so dass pro Codewort ein zusätzliches Informationsbit übermittelt werden kann. Es ist verständlich, dass für eine feststehende Wortlänge nur eine bestimmte Anzahl orthogonaler Codewörter existiert und dass Orthogonalität nur beibehalten werden kann, wenn die relative zeitliche Ausrichtung zwischen zwei Signalen strikt beibehalten wird. Die Schnelle Walsh-Transformation, bei der alle Spreizcodes gleichzeitig korreliert werden können, verwendet orthogonale Block-Codewörter effektiv.
Die Implementierung der in den 4, 7, 10 und 11 dargestellten WRAKE-Filteroperationen kann auf verschiedene Weise erfolgen. Die Operationen können unter Verwendung von VLSI-Technologie direkt in Hardware ausgeführt werden. Eine Alternative besteht darin, einige oder alle der Operationen in einem programmierbaren Mehrzweckprozessor, wie etwa einem Mikroprozessor oder einem Digitalen Signalprozessor (DSP) auszuführen. In dieser Ausführungsform wird aus dem Multiplexieren ein Zugreifen auf den Speicher mit bestimmten Adressen. Korrelieren und Multiplikation kann in der arithmetisch-logischen Einheit (ALU) des Prozessors durchgeführt werden, wobei Register oder andere Speicher verwendet werden, um Ergebnisse zu akkumulieren.
Wenngleich bestimmte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung beschrieben und dargestellt worden sind, versteht es sich, dass die Erfindung nicht darauf beschränkt ist, da für den Fachmann Modifikationen möglich sind.

Claims

Empfänger in einem Codemultiplexvielfachzugriffsystem, das Datensymbole überträgt, wobei der Empfänger aufweist: eine Einrichtung (11) zum Empfangen mindestens zweier Strahlen des Datensignals, wobei die Empfangseinrichtung In-Phase(I-) und Quadraturphase-(Q-)Komponenten für jeden Strahl erzeugt, eine Einrichtung (11) zum Abtasten der I- und Q-Komponenten, um mindestens einen I-Abtastwert und mindestens einen Q-Abtastwert für jeden Strahl zu erzeugen, eine Einrichtung (13) zum Wählen mindestens zweier Paare der Abtastwerte, wobei jedes Paar der Abtastwerte aus einem I-Abtastwert und einem Q-Abtastwert des gleichen Strahls oder aus I-Abtastwertepaaren verschiedener Strahlen oder Q-Abtastwertepaaren verschiedener Strahlen besteht, eine Einrichtung (16) zum Kombinieren der Abtastwerte in jedem der gewählten Paare der Abtastwerte, um das übertragene Datensignal wiederherzustellen, wobei der Empfänger dadurch gekennzeichnet ist, dass: die Wähleinrichtung (13) auch in der Lage ist, Paare von Abtastwerten zu wählen, die aus einem I-Abtastwert eines ersten Strahls und einem Q-Abtastwert eines zweiten Strahls bestehen, wobei sich der zweite Strahl von dem ersten Strahl unterscheidet.
Empfänger nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (14) zum Korrelieren der Abtastwerte in jedem der gewählten Paare der Abtastwerte mit einer bekannten Codesequenz und Erzeugen von Korrelationswerten, wobei die Einrichtung (15, 16) zum Kombinieren der Abtastwerte die Korrelationswerte kombiniert, um einen kombinierten Wert zu erzeugen; und eine Einrichtung (17) zum Vergleichen des kombinierten Wertes mit einem Schwellwert, um jedes Datensymbol entsprechend jedem übertragenen Symbol zu bestimmen.
Empfänger nach Anspruch 1 bis 2, wobei die Wähleinrichtung (13) die Abtastwerte aus zwei verschiedenen Paaren der Abtastwerte wählt, wobei ein erstes Paar I-Abtastwerte von einem der Strahlen und ein zweites Paar Q-Abtastwerte von einem der Strahlen aufweist.
Empfänger nach Anspruch 2, wobei die Kombiniereinrichtung aufweist: eine Einrichtung (15) zum Multiplizieren jedes Korrelationswertes mit einem entsprechenden Gewicht, um eine Vielzahl von gewichteten Werten zu erzeugen; und eine Einrichtung (16) zum Summieren der gewichteten Werte, um den kombinierten Wert zu erzeugen.
Empfänger nach Anspruch 2, wobei die Korrelationseinrichtung einen einzelnen komplexen Korrelator (14) zum Korrelieren jedes gewählten Paares der Abtastwerte mit der bekannten Codesequenz aufweist.
Empfänger nach Anspruch 2, wobei die Korrelationseinrichtung einen einzelnen skalaren Korrelator (45) zum Korrelieren jedes gewählten Paares der Abtastwerte mit der bekannten Codesequenz aufweist.
Empfänger nach Anspruch 2, wobei die Korrelationseinrichtung eine Vielzahl von komplexen Korrelatoren (14a und 14b) zum Korrelieren jedes gewählten Paares der Abtastwerte mit der bekannten Codesequenz aufweist.
Empfänger nach Anspruch 2, wobei die Korrelationseinrichtung eine Vielzahl von skalaren Korrelatoren (50a und 50b) zum Korrelieren jedes Paares der Abtastwerte mit der bekannten Codesequenz aufweist.
Empfänger nach Anspruch 1, ferner gekennzeichnet durch: die Einrichtung (16) zum Kombinieren der Abtastwerte in jedem der gewählten Paare der Abtastwerte, um Gruppen von kombinierten Abtastwerten zu erzeugen; eine Einrichtung (14) zum Korrelieren der Gruppen von kombinierten Abtastwerten mit einer bekannten Codesequenz und Erzeugen eines Korrelationswertes; und eine Einrichtung (17) zum Vergleichen der Korrelationswerte mit einem Schwellwert, um jedes Datensymbol entsprechend jedem übertragenen Symbol zu bestimmen.
Empfänger nach Anspruch 9, wobei die Wähleinrichtung die Abtastwerte aus zwei verschiedenen Paaren der Abtastwerte wählt, wobei ein erstes Paar I-Abtastwerte von einem der Strahlen und ein zweites Paar Q-Abtastwerte von einem der Strahlen aufweist.
Empfänger nach Anspruch 9, wobei die Kombiniereinrichtung aufweist: eine Einrichtung (15) zum Multiplizieren jedes Abtastwertes mit einem entsprechenden Gewicht, um eine Vielzahl von gewichteten Werten zu erzeugen; und eine Einrichtung (16) zum Summieren der gewichteten Werte, um die Gruppen von kombinierten Abtastwerten zu erzeugen.
Empfänger nach Anspruch 11, wobei die Multipliziereinrichtung einen einzelnen komplexen Einzelabtastwertmultiplizierer (24) zum Multiplizieren jedes Abtastwertes mit dem entsprechenden Gewicht aufweist.
Empfänger nach Anspruch 11, wobei die Multipliziereinrichtung einen einzelnen skalaren Einzelabtastwertmultiplizierer (24) zum Multiplizieren jedes Abtastwertes mit dem entsprechenden Gewicht aufweist.
Empfänger nach Anspruch 11, wobei die Multipliziereinrichtung eine Vielzahl von komplexen Einzelabtastwertmultiplizierern (24a und 24b) zum Multiplizieren jedes Abtastwertes mit dem entsprechenden Gewicht aufweist.
Empfänger nach Anspruch 11, wobei die Multipliziereinrichtung eine Vielzahl von skalaren Einzelabtastwertmultiplizierern (24a und 24b) zum Multiplizieren jedes Abtastwertes mit dem entsprechenden Gewicht aufweist.
Empfänger nach Anspruch 1, wobei die Einrichtung (11, 31) geeignet ist zum Empfangen eines Signalgemischs aus überlappenden modulierten Trägersignalen, das mindestens zwei Strahlen aufweist, und zum Demodulieren des Signalgemischs, um übertragene verwürfelte Codesymbole in jedem Strahl wiederherzustellen, wobei die Empfangs- und Demodulationseinrichtung In-Phase-(I-) und Quadratur-(Q-)Komponenten für jeden Strahl erzeugt, wobei jedes übertragene verwürfelte Codesymbol ein Codesymbol umfasst, das mit einer Verwürfelungsbitsequenz kombiniert ist; wobei der Empfänger ferner umfasst: eine Einrichtung (34) zum aufeinanderfolgenden Entwürfeln jedes Paares von Abtastwerten mit der Verwürfelungsbitsequenz; eine Einrichtung (35) zum aufeinanderfolgenden Korrelieren der entwürfelten Abtastwerte in den gewählten Paaren der Abtastwerte mit einer Menge von bekannten Codesequenzen und Erzeugen von Korrelationswerten; eine Einrichtung (38) zum aufeinanderfolgenden Kombinieren der Korrelationswerte, um kombinierte Werte zu erzeugen; und eine Einrichtung (41) zum aufeinanderfolgenden Vergleichen der kombinierten Werte miteinander, um jedes übertragene verwürfelte Codesymbol zu ermitteln, wobei die ermittelten verwürfelten Codesymbole dem Strom von Datensymbolen entsprechen.
Empfänger nach Anspruch 16, wobei die Wähleinrichtung nacheinander Abtastwerte aus zwei verschiedenen Paaren der Abtastwerte wählt, wobei ein erstes Paar I-Abtastwerte von einem der Strahlen und ein zweites Paar Q-Abtastwerte von einem der Strahlen aufweist.
Empfänger nach Anspruch 16, ferner mit: einer Einrichtung (34) zum aufeinanderfolgenden Entfernen eines gewählten der Codesymbole entsprechend dem ermittelten der Codesymbole aus dem Signalgemisch, um ein Restsignalgemisch zu erzeugen; und einer Einrichtung (35) zum aufeinanderfolgenden Rekonstruieren der ursprünglichen Signalgemischabtastwerte abzüglich des gewählten Codesymbols aus dem Restsignalgemisch und Übertragen der Abtastwerte an die Wähleinrichtung.
Empfänger nach Anspruch 18, wobei die Rekonstruktionseinrichtung ferner aufweist: eine Einrichtung (40) zum inversen Korrelieren des Restsignalgemischs; und eine Einrichtung (41) zum Rückverwürfeln des Restsignalgemischs, um das ursprüngliche Signalgemisch ohne das Codesymbol entsprechend dem ermittelten Codesymbol unter Verwendung der Verwürfelungsbitsequenz zu rekonstruieren.
Empfänger nach Anspruch 19, wobei die Korrelationseinrichtung eine Einrichtung (35) zum Berechnen einer schnellen Walsh-Transformation aufweist, um die Abtastwerte mit bekannten Walsh-Hadamard-Sequenzen zu korrelieren, und die inverse Korreliereinrichtung eine Einrichtung (40) zum Berechnen einer inversen schnellen Walsh-Transformation aufweist, um Abtastwerte des Restsignalgemischs zu rekonstruieren.
Empfänger nach Anspruch 18, wobei die Vergleichseinrichtung (41) bestimmt, welcher kombinierte Wert der größte ist, und die Entfernungseinrichtung (34) das Codesymbol, das dem größten Korrelationswert entspricht, aus dem Signalgemisch entfernt, um ein Restsignalgemisch zu bilden.
Empfänger nach Anspruch 16, wobei die Korrelationseinrichtung eine Einrichtung (35) zum Berechnen einer schnellen Walsh-Transformation aufweist, um die Abtastwerte mit bekannten Walsh-Hadamard-Sequenzen zu korrelieren.
Empfänger nach Anspruch 16, wobei die Menge der bekannten Codesequenzen Codewörter aus einem orthogonalen Blockcode sind.
Empfänger nach Anspruch 16, wobei die Menge der bekannten Codesequenzen Codewörter aus einem biorthogonalen Blockcode sind.
Verfahren in einem Codemultiplexvielfachzugriffsystem zum Empfangen eines Signalgemischs aus überlappenden, übertragenen Datensignalen; wobei das Verfahren die folgenden Schritte aufweist: Erzeugen von In-Phase-(I-) und Quadratur-(Q-)Komponenten für jedes übertragene Datensignal; Abtasten der I- und Q-Komponenten der übertragenen Datensignale, um mindestens einen I-Abtastwert und mindestens einen Q-Abtastwert für jedes übertragene Datensignal zu erzeugen; Empfangen des Signalgemischs aus überlappenden modulierten Trägersignalen, das mindestens zwei Strahlen aufweist; Demodulieren des Signalgemischs, um die übertragenen Symbole in jedem Strahl wiederherzustellen, wobei die In-Phase-(I-) und Quadratur-(Q-)Komponenten für jeden Strahl entstehen; Abtasten der I- und Q-Komponenten, um den mindestens einen I-Abtastwert und den mindestens einen Q-Abtastwert für jedes übertragene Symbol zu erzeugen; Wählen mindestens zweier Paare der Abtastwerte, wobei jedes Paar der Abtastwerte besteht aus: einem I-Abtastwert und einem Q-Abtastwert des gleichen Strahls oder I-Abtastwertepaaren verschiedener Strahlen oder Q-Abtastwertepaaren verschiedener Strahlen; Korrelieren der Abtastwerte in jedem der gewählten Paare der Abtastwerte mit einer bekannten Codesequenz und Erzeugen von Korrelationswerten; Kombinieren der Korrelationswerte, um einen kombinierten Wert zu erzeugen; und Vergleichen des kombinierten Wertes mit einem Schwellwert, um jedes Datensymbol entsprechend jedem übertragenen Symbol zu bestimmen, wobei das Verfahren dadurch gekennzeichnet ist, dass: der Wählschritt die Möglichkeit aufweist, Paare von Abtastwerten zu wählen, die aus einem I-Abtastwert eines ersten Strahls und einem Q-Abtastwert eines zweiten Strahls bestehen, wobei sich der zweite Strahl von dem ersten Strahl unterscheidet.
Verfahren nach Anspruch 25, wobei der Schritt des Wählens den folgenden Schritt aufweist: Wählen der Abtastwerte aus zwei verschiedenen Paaren der Abtastwerte, wobei ein erstes Paar I-Abtastwerte von einem der Strahlen und ein zweites Paar Q-Abtastwerte von einem der Strahlen aufweist.
Verfahren nach Anspruch 25, wobei der Schritt des Kombinierens ferner die folgenden Schritte aufweist: Multiplizieren jedes Korrelationswertes mit einem entsprechenden Gewicht, um eine Vielzahl von gewichteten Werten zu erzeugen; und Summieren der gewichteten Werte, um den kombinierten Wert zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 25, wobei der Schritt des Korrelierens den folgenden Schritt aufweist: Korrelieren jedes gewählten Paares der Abtastwerte mit der bekannten Codesequenz unter Verwendung eines einzelnen komplexen Korrelators (14).
Verfahren nach Anspruch 25, wobei der Schritt des Korrelierens den folgenden Schritt aufweist: Korrelieren jedes gewählten Paares der Abtastwerte mit der bekannten Codesequenz unter Verwendung eines einzelnen skalaren Korrelators (45).
Verfahren nach Anspruch 25, wobei der Schritt des Korrelierens den folgenden Schritt aufweist: Korrelieren jedes gewählten Paares der Abtastwerte mit der bekannten Codesequenz unter Verwendung einer Vielzahl von komplexen Korrelatoren (14a und 14b).
Verfahren nach Anspruch 25, wobei der Schritt des Korrelierens den folgenden Schritt aufweist: Korrelieren jedes gewählten Paares der Abtastwerte mit der bekannten Codesequenz unter Verwendung einer Vielzahl von skalaren Korrelatoren (50a und 50b).
Verfahren nach Anspruch 25, das insofern modifiziert ist, als die letzten drei Schritte ersetzt werden durch: Kombinieren der Paare von Abtastwerten, um Gruppen von kombinierten Abtastwerten zu erzeugen; Korrelieren der Gruppen von kombinierten Abtastwerten mit einer bekannten Codesequenz und Erzeugen eines Korrelationswertes; und Vergleichen des Korrelationswertes mit einem Schwellwert, um jedes Datensymbol entsprechend jedem übertragenen Symbol zu bestimmen.
Verfahren nach Anspruch 32, wobei der Schritt des Wählens den folgenden Schritt aufweist: Wählen der Abtastwerte aus zwei verschiedenen Paaren der Abtastwerte, wobei ein erstes Paar I-Abtastwerte von einem der Strahlen und ein zweites Paar Q-Abtastwerte von einem der Strahlen aufweist.
Verfahren nach Anspruch 32, wobei der Schritt des Kombinierens ferner die folgenden Schritte aufweist: Multiplizieren jedes Abtastwertes mit einem entsprechenden Gewicht, um eine Vielzahl von gewichteten Werten zu erzeugen; und Summieren der gewichteten Werte, um die Gruppen von kombinierten Abtastwerten zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 34, wobei der Schritt des Multiplizierens den folgenden Schritt aufweist: Multiplizieren jedes Abtastwertes mit dem entsprechenden Gewicht unter Verwendung eines einzelnen komplexen Einzelabtastwertmultiplizierers (24).
Verfahren nach Anspruch 34, wobei der Schritt des Multiplizierens den folgenden Schritt aufweist: Multiplizieren jedes Abtastwertes mit dem entsprechenden Gewicht unter Verwendung eines einzelnen skalaren Einzelabtastwertmultiplizierers (24).
Verfahren nach Anspruch 34, wobei der Schritt des Multiplizierens den folgenden Schritt aufweist: Multiplizieren jedes Abtastwertes mit dem entsprechenden Gewicht unter Verwendung einer Vielzahl von komplexen Einzelabtastwertmultiplizierern (24a und 24b).
Verfahren nach Anspruch 34, wobei der Schritt des Multiplizierens den folgenden Schritt aufweist: Multiplizieren jedes Abtastwertes mit dem entsprechenden Gewicht unter Verwendung einer Vielzahl von skalaren Einzelabtastwertmultiplizierern (24a und 24b).
Verfahren nach Anspruch 25, wobei das Signalgemisch verwürfelte Codesymbole in jedem Strahl aufweist und wobei jedes übertragene verwürfelte Codesymbol ein Codesymbol umfasst, das mit einer Verwürfelungsbitsequenz kombiniert ist; gekennzeichnet durch die folgenden Schritte: aufeinanderfolgendes Entwürfeln jedes Paares von Abtastwerten mit der Verwürfelungsbitsequenz; aufeinanderfolgendes Korrelieren der entwürfelten Abtastwerte in den gewählten Paaren von Abtastwerten mit einer Menge von bekannten Codesequenzen und Erzeugen von Korrelationswerten; aufeinanderfolgendes Kombinieren der Korrelationswerte, um kombinierte Werte zu erzeugen; und aufeinanderfolgendes Vergleichen der kombinierten Werte miteinander, um jedes übertragene verwürfelte Codesymbol zu ermitteln, wobei die ermittelten verwürfelten Codesymbole dem Strom von Datensymbolen entsprechen.
Verfahren nach Anspruch 39, wobei der Schritt des aufeinanderfolgenden Wählens den folgenden Schritt aufweist: aufeinanderfolgendes Wählen der Abtastwerte aus zwei verschiedenen Paaren der Abtastwerte, wobei ein erstes Paar I-Abtastwerte von einem der Strahlen und ein zweites Paar Q-Abtastwerte von einem der Strahlen aufweist.
Verfahren nach Anspruch 39, ferner mit den folgenden Schritten: aufeinanderfolgendes Entfernen eines gewählten der Codesymbole entsprechend dem gewählten der Codesymbole aus dem Signalgemisch, um ein Restsignalgemisch zu erzeugen; und aufeinanderfolgendes Rekonstruieren der ursprünglichen Signalgemischabtastwerte abzüglich des gewählten Codesymbols aus dem Restsignalgemisch und Übertragen der Abtastwerte an die Wähleinrichtung.
Verfahren nach Anspruch 41, wobei der Schritt des Rekonstruierens ferner die folgenden Schritte aufweist: inverses Korrelieren des Restsignalgemischs; und Rückverwürfeln des Restsignalgemischs, um das ursprüngliche Signalgemisch ohne das Codesymbol entsprechend dem ermittelten Codesymbol unter Verwendung der Verwürfelungsbitsequenz zu rekonstruieren.
Verfahren nach Anspruch 42, wobei der Schritt des Korrelierens den folgenden Schritt aufweist: Berechnen einer schnellen Walsh-Transformation, um die Abtastwerte mit bekannten Walsh-Hadamard-Sequenzen zu korrelieren, und der Schritt des inversen Korrelierens den folgenden Schritt aufweist: Berechnen einer inversen schnellen Walsh-Transformation, um Abtastwerte des Restsignalgemischs zu rekonstruieren.
Verfahren nach Anspruch 41, wobei der Schritt des Vergleichens bestimmt, welcher kombinierte Wert der größte ist, und der Schritt des Entfernens das Codesymbol entsprechend dem größten Korrelationswert aus dem Signalgemisch entfernt, um das Restsignalgemisch zu bilden.
Verfahren nach Anspruch 39, wobei die Menge der bekannten Codesequenzen Codewörter aus einem orthogonalen Blockcode sind.
Verfahren nach Anspruch 39, wobei die Menge der bekannten Codesequenzen Codewörter aus einem biorthogonalen Blockcode sind.
Verfahren nach Anspruch 39, wobei der Schritt des Korrelierens den folgenden Schritt aufweist: Berechnen einer schnellen Walsh-Transformation, um die Abtastwerte mit bekannten Walsh-Hadamard-Sequenzen zu korrelieren.