DE69233495T2

DE69233495T2 - Verfahren und Gerät zum Verschlüsseln von Videosignalen mit Ausfüllung von Signalkanten

Info

Publication number: DE69233495T2
Application number: DE69233495T
Authority: DE
Inventors: John O. Ryan; Ronald Quan; James R. Holzgrafe; Peter J. Wonfor
Original assignee: Macrovision Corp
Current assignee: Rovi Corp
Priority date: 1991-11-19
Filing date: 1992-11-13
Publication date: 2005-07-28
Anticipated expiration: 2012-11-14
Also published as: CN1159709A; EP1233621A2; AU685199B2; ATE354256T1; CN1035652C; AU1027195A; CN1159710A; EP0543294B1; HK1013384A1; EP1233620A1; JP2000083234A; CN1130912C; US5844988A; US5579390A; AU2721992A; CN1072810A; CN1159708A; JP2823756B2; JP2000083235A; AU1027395A

Description

HINTERGUND DER ERFINDUNG
Sachgebiet der Erfindung
Diese Erfindung bezieht sich auf eine Signalverarbeitung von elektronischen Zeit-Domänen-Signalen, wie beispielsweise Video-Informations-Signalen. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf Verbesserungen beim Vermischen (Scrambling) und Entmischen (Descrambling) solcher Signale, um die nicht autorisierte Verwendung davon zu verhindern, einschließlich verschiedener Verbesserungen in der Sicherheit und in der Geheimhaltung.
Beschreibung des Stands der Technik
Das gemeinsam übertragene US-Patent Nr. 5,058,157 (entsprechend zu EP-A-0 416 894), herausgegeben am 15. Oktober 1991 für John O. Ryan, offenbart ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Verschlüsseln (Vermischen) und Entschlüsseln (Entmischen bzw. Descrambling) von Informationssignalen, die normalerweise als eine Folge aus Zeilen aktiver Informationen angeordnet sind, wobei jede Zeile eine Zeilen-Zeitabstimmungs-Referenz besitzt, wie beispielsweise Farb-Video-(Fernseh)-Signale. Der aktive Videobereich jeder Zeile wird in der Zeit in Bezug auf den horizontalen Synchronisationsbereich dieser Zeile unter Verwendung einer vorbestimmten, langsam variierenden Zeitverschiebungsfunktion verschoben. Die Zeitverschiebungsinformationen werden zu der Entschlüsselungsstelle durch Codieren des momentanen Werts der in der Zeit verschobenen Wellenform für den Beginn jedes Felds in dem vertikalen Austastbereich dieses Felds befördert. Um einen annehmbaren, maximalen Zeitverschiebungsbereich zu erzielen, werden Bereiche der nachlaufenden Kante des aktiven Videos in der vorhergehenden Zeile und Bereiche der voranführenden Kante des aktiven Videos in der momentanen Zeile ausgesondert. Während einer Entschlüsselung werden die originalen Zeilen-Zeitabstimmungs- und Farb-Burst-Signale ausgesondert, und neue Signale werden erzeugt, die dann in der Zeit von dem aktiven Videobereich mit dem originalen Betrag vor einer Verschlüsselung verschoben werden. Dies liefert eine sichere Informations-Verschlüsselungs- und Entschlüsselungs-Technik vom Video-Typ, kompatibel mit allen Videobandformaten und Übertragungssystemen, und das frei von Bildbeeinträchtigungen, verursacht durch eine Wechselwirkung des Verwürfelungsalgorithmus und der Chrominanz-Mittelungssysteme für aufeinanderfolgende Zeilen, verwendet bei der Farb-Heterodyn-Aufzeichnung, ist.
Der Typ einer Zeitverschiebung, der durchgeführt wird, kann irgendeine einer Anzahl von langsam sich variierenden Funktionen haben, wie beispielsweise eine sinusförmige Wellenform oder ein sich linear änderndes, ansteigendes bzw. Rampensignal. Die Rate einer Änderung in dem Signal, d. h. das "Schwanken" ("wobble"), ist relativ langsam, verglichen mit der Zeilenrate der Eingangssignale, die verarbeitet werden sollen. Für Signale vom Video-Typ wird eine sinusförmige Wellenform, die eine Frequenz von nicht mehr als ungefähr 20 Hz besitzt, verwendet. Der absolute Umfang einer Zeitverschiebung, die durchgeführt wird, ist vorzugsweise auf einen maximalen Wert begrenzt, der, in dem Fall von NTSC Videosignalen, nicht insgesamt 4 Mikrosekunden (plus oder minus 2 Mikrosekunden in jeder Richtung) übersteigt.
Der anfängliche Wert der Zeitverschiebungs-Wellenformfunktion zu Beginn jedes Felds wird zusammen mit den Feldinformationen befördert, typischerweise während des vertikalen Austast-Intervalls. Zum Beispiel wird, in Bezug auf eine sinusförmige Zeitverschiebungsfunktion, die beginnende Amplitude der Wellenform während eines gegebenen Felds während des vertikalen Austast-Intervalls als ein einzelnes Byte von Informationen übertragen, die, wenn sie mit einem separat gelieferten Autorisierungs-Schlüssel kombiniert werden, die Entwürfelungsschaltung freigeben, um die verwürfelte Wellenformfunktion zu synthetisieren. Eine Entschlüsselung wird durch Wiederherstellen der ursprünglichen Zeitbeziehung zwischen der horizontalen Synchronisation (Sync)(und Farb-Burst) und dem aktiven Videobereich der entsprechenden Zeile durchgeführt. Dies wird durch Erzeugen von neuen Zeilen-Zeitabstimmungs-Referenzsignalen (horizontales Sync und Farb-Burst) durchgeführt, die dieselbe Zeitbeziehung zu dem aktiven Videobereich tragen, wie dies die ursprünglichen Zeilen-Zeitabstimmungs-Referenzsignale vor der Verschlüsselung tun. Die sich ergebenden, entschlüsselten Signale enthalten Zeitbasisfehler, allerdings liegen diese Fehler innerhalb des Erfassungs- oder Korrekturbereichs des nachfolgenden Fernseh-Montior/Empfängers.
Die 1A und 1B entsprechen hier den 3A und 3B des vorstehend angegebenen US-Patents Nr. 5,058,157, und stellen die Art und Weise dar, in der die verwürfelten Signale an der Empfangsstelle entwürfelt werden, d. h. dem Entwürfler (Descrambler). In 1A sind drei aufeinanderfolgende Zeilen eines NTSC Video dargestellt, die aufeinanderfolgend durch zunehmende Beträge in der Zeit verschoben worden sind. (Die aktiven Videobereiche jeder der Zeilen in den 1A und 1B sind nur teilweise dargestellt.) Die oberste Zeile stellt eine Zeile N dar, die keine Zeitverschiebung zwischen dem aktiven Videobereich und dem Ende einer horizontalen Austastung besitzt, und die Zeit zwischen dem Beginn eines horizontalen Sync-Bereichs und dem aktiven Bereich ist als t₁ bezeichnet. Die nächste Zeile N + 1 ist einer Zeitverschiebung in der Verzögerungsrichtung so unterworfen worden, dass die Zeit zwischen dem Beginn des horizontalen Sync-Bereichs und dem Beginn des aktiven Video-Bereichs t₂ größer als t₁ ist. Zeile N + 2 ist einer noch größeren Zeitverschiebung in der Verzögerungsrichtung durch einen Betrag, bezeichnet mit t₃, der größer als t₂ ist, unterworfen worden. Diese drei aufeinanderfolgenden Zeilen stellen Zeilen von dem oberen Bereich eines Raster-Bilds dar. Der Zeilen-Zeitabstimmungs-Referenzteil jeder der Zeilen N, N + 1 und N + 2 ist temporär in 1A ausgerichtet; die voranführende Kante des horizontalen Sync-Bereichs jeder Zeile ist exakt zu der voranführenden Kante des horizontalen Sync-Bereichs der anderen Zeilen ausgerichtet. Dasselbe gilt für die Stelle der Farb-Burst-Bereiche (schraffierte Bereiche). Die aktiven Video-Bereiche sind allerdings absichtlich in den Zeilen N + 1 und N + 2 in Bezug auf die Zeile N fehlausgerichtet.
1B stellt die Signale für dieselben drei Zeilen nach einem Entwürfeln, d. h. einer Entschlüsselung, dar. Wie in dieser Figur gesehen werden kann, sind die voranführenden Kanten der horizontalen Sync-Bereiche der drei Zeilen nicht länger präzise ausgerichtet, sondern vielmehr gestaffelt bzw. versetzt; allerdings ist der Abstand zwischen der voranführenden Kante des horizontalen Sync-Bereichs und dem Beginn des aktiven Videos derselbe für alle drei Zeilen, d. h. der Wert t₁. Ähnlich sind die Farb-Burst-Bereiche (schraffierte Bereiche) der drei Zeilen nicht länger temporal ausgerichtet, sondern vielmehr in derselben Art und Weise wie die horizontalen Sync-Bereiche gestaffelt bzw. versetzt. Eine relative Positionierung des aktiven Video-Bereichs der drei Zeilen verbleibt dieselbe.
Obwohl die entwürfelten Signale noch relativ fehlausgerichtet sind, stellt eine präzise Zeitabstimmungs-Beziehung t₁ zwischen der voranführenden Kante bzw. Flanke des horizontalen Sync und dem Beginn des aktiven Videos sicher, dass jede Zeile von Informationen, wie sie durch den nachfolgenden Fernsehempfänger oder Monitor verarbeitet sind, geeignet angezeigt werden kann, vorausgesetzt, dass der Zeitabstimmungsfehler in einer gegebenen Zeile nicht den Erfassungsbereich der Fernsehempfänger- oder Monitor- Synchronisations-Schaltung übersteigt. Die Zeitverschiebung, angewandt auf die originalen Signale während einer Verschlüsselung, variiert relativ langsam (20 Hz für NTSC TV), verglichen mit der Video-Zeilen-Rate.
Die 2A und 2B hier sind dieselben wie 4A und 4B des US-Patents Nr. 5,058,157. Diese Figuren stellen in Blockdiagrammform ein Verwürfelungssystem dar, das zum Erzielen der vorstehend beschriebenen Verwürfelung geeignet ist. Wie in den 2A und 2B zu sehen ist, wird das Eingangs-Video, das verwürfelt werden soll, mit einem Eingangsanschluss 11 einer Videoeingangs-Prozessoreinheit 12 verbunden. Der Prozessor 12 arbeitet so, um das ankommende Videosignal relativ zu einer Verstärkung, einem DC-Offset und einer Bandbreite zu normieren, und schafft eine stabile Puffereinheit mit niedriger Impedanz für das Video, das an dem Ausgangsanschluss 13 auftritt. Zusätzlich werden die ankommenden vertikalen und horizontalen Sync-Bereiche von dem Eingangs-Video durch die Prozessoreinheit 12 separiert und als Eingang zu einem Sync/Zeitabstimmungs-Generator und einer phasenverriegelten Schleife 15 zugeführt.
Die Signale von der Prozessoreinheit 12, die an dem Ausgangsanschluss 13 erscheinen, werden mit einem herkömmlichen NTSC-Decodierer und einem Anti-Alias-Filter 16 gekoppelt, in dem die Luminanzkomponente Y und die Chrominanz-Quadratur-Komponenten I, Q für eine Drei-Kanal-Parallel-Verarbeitung in der digitalen Domäne separiert werden. Der Y-Ausgang der Einheit 16 ist mit einem Analog-Digital-Wandler 18 gekoppelt, in dem die Luminanz von einer analogen zu einer digitalen Form unter einer vorab ausgewählten Taktrate mittels eines Eingangs-Abtast-Taktsignals, zugeführt auf einer Takteingangsleitung 19, umgewandelt wird. Der Eingang des Wandlers 18 ist mit einem Eingangsbereich einer Luminanz-Speichereinheit 20 mit doppeltem Eingang gekoppelt. Dies ist dann der Y-Kanal-Speicher, verbunden mit dem Y-Kanal-D/A-Wandler 22. Die Speichereinheit 20 ist als ein Speicher konfiguriert, in dem ein Wort von einem A/D-Wandler 18 in jeden Speicherzyklus hinein geschrieben wird und ein Wort von einer Speichereinheit 20 zu einer Digital-Analog-Wandlereinheit 22 zu jedem Speicherzyklus gelesen wird.
Die Lese/Schreib-Steuersignale und die Multi-Bit-Adressen-Signale werden zu der Luminanz-Speichereinheit 20 von einer Speicher-Steuereinheit 24 zugeführt. Der Ausgang der Luminanz-Kanal-Speichereinheit 20 ist mit dem Eingang eines Digital-Analog-Wandlers 22 gekoppelt, in dem die Multi-Bit-Digital-Worte, ausgegeben von dem Speicher 20, in analoge Abtastungen unter der Taktrate durch Taktsignale, zugeführt von der Einheit 15 auf der Takteingangsleitung 23, umgewandelt werden. Der Ausgang der Wandlereinheit 22 ist mit dem Eingang eines NTSC-Codierers und einer Tiefpassfiltereinheit 25 gekoppelt, in der das Luminanzsignal mit den I- und Q-Chrominanz-Komponenten kombiniert wird und in Bezug auf eine Bandbreite und ein DC-Offset zurücknormiert wird. Die I-, Q-Chrominanz-Quadratur-Komponenten werden in einer im Wesentlichen identischen Art und Weise zu derjenigen, die vorstehend für die Luminanz-Komponente Y beschrieben ist, und zwar in jeweiligen Einheiten 18', 20' und 22' und 18'', 20'' und 22'', verarbeitet, die in derselben Art und Weise jeweils wie die Einheiten 18, 20 und 22 arbeiten.
Die Sync-Zeitabstimmungseinheit 15 erzeugt die Eingangstaktsignale, verwendet dazu, den Abtasttakt für die A/D-Wandlereinheit 18, die Lese- und Schreibtaktsignale von der Speichereinheit 20 und die Taktsignale für die D/A-Wandlereinheit 22 zu liefern. Vorzugsweise ist die Einheit 15 aus einem diskreten Phasen-Detektor, einer Anzahl von Abtastgattern und einem Fehlerverstärker und einem Quarztaktoszillator aufgebaut.
Die vorstehend beschriebenen Einheiten werden mit einer Benutzerschnittstelleneinheit 32, wie beispielsweise einem Tastenfeld-Anschluss, über eine Steuereinheit 34 und eine Mehrzahl von Steuerregistern 36, verbunden.
Die vorstehend beschriebene Vorrichtung und das zugeordnete Verwürfelungsverfahren besitzen verschiedene Nachteile.
Zunächst ist die Vorrichtung relativ teuer und kompliziert dahingehend, dass drei Sätze von A/D-Wandlern und zugeordneten Speichern, einen für jede der Y-, I- und Q-Komponenten, vorhanden sind. Demzufolge sind drei unabhängige Kanäle für eine digitale Verarbeitung vorhanden, wobei jeder Kanal relativ teure Komponenten erfordert, was demzufolge die Kosten und die Komplexität der Verwürfelungsvorrichtung erhöht.
Zweitens besitzt das Verfahren eines Verwürfelns, wie es in den 1A und 1B gezeigt ist, während es annehmbar sicher ist, den potenziellen Nachteil dahingehend, dass, in dem Vorgang eines Bewegens, der aktive Bereich des Videos nach rechts, wie dies in den Zeichnungen dargestellt ist, die voranführende und die nachlaufende Kante des horizontalen Sync-Signals beide auch nach rechts bewegt worden sind. Diese Verschiebung der normalerweise ausreichend bekannten Position des horizontalen Sync innerhalb des horizontalen Austast-Intervalls könnte durch einen cleveren Piraten, d. h. einen nicht autorisierten Benutzer, erfasst werden, um den Umfang eines Schwankens (wobble) (Zeitverschiebung) in jeder Zeile zu bestimmen. Der Pirat würde in der Lage sein, zumindest in der Theorie, das Signal zu entwürfeln, um den Umfang eines Schwankens zu bestimmen und um den Prozess umzukehren, wodurch ein entwürfeltes und sichtbares Signal erhalten wird. Demzufolge fehlt dem Verfahren, wie es anhand der 1A und 1B beschrieben ist, der sehr hohe Grad einer Sicherheit, der für ein kommerzielles Verwürfelungssystem erwünscht ist.
Ein anderer Nachteil des vorstehend beschriebenen Verwürfelungssystems ist derjenige, dass, während eine Sicherheit erzielt wird, d. h. allgemein Verhindern einer nicht autorisierten Benutzung, das verwürfelte Signal, wenn es auf einer normalen Fernsehanlage betrachtet wird, nicht vollständig verdeckt ist. Das bedeutet, dass ein bestimmter Betrachter, der ein Fernsehbild sehen möchte, das tatsächlich horizontal nach hinten und nach vorne springt, noch das Programm sehen kann und zumindest zeitweise verstehen kann, was abläuft. Dies ist zum Übertragen zum Beispiel von Material vom Typ für Erwachsene nicht erwünscht dort, wo gewünscht ist, Kinder davon abzuhalten, das verwürfelte Bild zu sehen. Dies ist besonders problematisch, da durch ein Experiment bestimmt worden ist, dass solches Material, bestimmt für Erwachsene, d. h. Darstellungen von sexuellen Handlungen, besonders einfach auf dem Bild durch einen Betrachter zu verfolgen ist, sogar obwohl das Bild verwürfelt ist. Dies ist eine andere Art und Weise um zu sagen, dass das Verwürfeln, während es relativ sicher ist, nicht ein ausreichendes Niveau einer Geheimhaltung für jedes Programmmaterial liefert.
Ein anderes Problem, das der vorstehend beschriebenen Vorrichtung zugeordnet ist, ist ein solches, das mit NTSC Decodierern vom Comb-Typ gemeinsam ist, bei denen das zusammengesetzte Video einer Ein-Zeilen-Verzögerung unterworfen wird. Ein einfaches Hinzufügen des verzögerten Video zu demselben Video vor der Verzögerung bewirkt, dass sich der Chrominanz-Bereich der zwei Signale aufhebt, was nur Luminanz belässt. Ähnlich und simultan bewirkt eine Subtraktion des verzögerten Signals von dem nicht verzögerten Signal (oder vice versa), dass sich der Luminanz-Bereich aufhebt, was nur Chrominanz belässt. Dieses Problem ist nicht spezifisch für eine Verwürfelungsvorrichtung, wird allerdings typischerweise in Video-Prozessoren vorgefunden, die eine NTSC Decodierung durchführen, und ist die Reduktion des vertikalen Details, was zu verschmierten, vertikalen Kanten in dem Bild führt. Dies erfolgt aufgrund des Zwei-Zeilen-Summations-Prozesses der Y-, I- und Q-Komponenten, in denen feinkörnige Bilddetails dazu tendieren, dass sie verloren gehen, wenn das Komposit-Video digital umgewandelt wird, und dann in der digitalen Domäne eine Luminanz/Chrominanz-Separation durchgeführt wird. Es ist bekannt, dass dieses Problem durch eine komplizierte und teure Schaltung beseitigt werden kann, die das ankommende Komposit-Videosignal in der analogen Domäne, unter Verwendung eines Bandpass- oder Hochpassfilters, um die Chrominanz-Komponente vor einer Separation zu isolieren, nimmt. Das bandpass-gefilterte Signal wird dann verzögert und dem Subtraktions-Prozess unterworfen. Die Bandpassfilterung entfernt die vertikalen Luminanz-Kanten, da sie in ihrer Art von niedriger Frequenz sind. Dann wird die Chrominanz-Separation nur in Bezug auf die hohen Frequenzen durchgeführt, und indem dies so durchgeführt wird, besitzt die sich ergebende, separierte Chrominanz keine Luminanz-Komponente. Schließlich wird das Luminanz-Signal durch Subtrahieren des fertiggestellten Hochfrequenz-Chrominanz-Signals von dem ankommenden Komposit-Video isoliert, so dass dabei kein Verlust im vertikalen Detail vorhanden ist. Dieser Prozess ist effektiv, allerdings erfordert dies, wenn es digital vorgenommen wird, 2 A/D-Umwandlungen: eine für die Band-Pass-(oder Hoch-Pass)-Chrominanz und eine für das Breitband-Komposit-Video. Es wäre wünschenswert, diesen Prozess zu eliminieren oder zu vereinfachen, um die Zahl von Komponenten, die benötigt werden, zu verringern und den Umfang einer Verarbeitung in Bezug auf das Signal zu verringern.
Demzufolge werden das Verfahren und die Vorrichtung, die in dem vorstehend angegebenen Patent offenbart sind, während sie passend sind, noch einer wesentlichen Verbesserung sowohl in der Sicherheit, der Geheimhaltung als auch der Komplexität unterworfen.
Es sollte verständlich werden, dass das vorstehend angegebene Patent gemeinsam mit der vorliegenden Erfindung übertragen ist, und dass die vorstehende Beschreibung nicht dahingehend zu verstehen ist, dass der Gegenstand, der in dem vorstehend angegebenen Patent offenbart und beansprucht ist, notwendiger Stand der Technik in Bezug auf den Gegenstand der vorliegenden Offenbarung und der Ansprüche ist.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Eine Verwürfelungseinrichtung und eine Entwürfelungseinrichtung sind gemäß der Erfindung vorgesehen, um die vorstehend beschriebenen Nachteile des Verfahrens und der Vorrichtung, offenbart in dem vorstehend angegebenen Patent, zu beseitigen, und auch um eine verbesserte Sicherheit und Verdeckung und größere Flexibilität, d. h. zusätzliche Anwendungen, zu schaffen.
Gemäß der Erfindung wird das Problem der einfach erfassten Kante einer horizontalen Austastung in dem verwürfelten Signal durch Füllen des Zwischenraums zwischen der Position, wo ein aktives Video normalerweise beginnen oder enden würde, und dort, wo es tatsächlich beginnt und endet, und zwar aufgrund des Verwürfelungsprozesses der 1A, gelöst. Dieser Zwischenraum wird mit Signalen gefüllt, die, verglichen mit dem erwarteten, aktiven Video, nicht erfassbar sind, was verhindert, dass der Pirat eine Vorrichtung baut, die in der Lage sein würde, elektronisch den Übergang an dem Zwischenraum nachzuvollziehen. Dieser Vorgang eines „Kantenfüllens" erkennt, dass, für vier angrenzende (aufeinanderfolgende) Pixel, die Luminanz allgemein relativ statisch sein wird und die Chrominanz einen vollständigen Zyklus in diesen vier Pixeln beschreiben wird. Demzufolge liefert, falls an der Kante des aktiven Bereichs des Videos, d. h. an der Kante des Bilds, vier angrenzende Pixel in Folge wiederholt werden, dies eine kontinuierliche, nicht unterbrochene Chrominanz-Sinuswelle mit exakt der Phase und der Amplitude dieser vier abgetasteten Pixel und ein Luminanzsignal, das dasjenige der vier Pixel nachahmt, liefert. Dies erzeugt letztendlich ein kontinuierliches Signal, das den einhüllenden Satz der vier Pixel so lange, wie dies erwünscht ist, anpasst, d. h. die Sequenz von vier Pixeln kann so lange wiederholt werden, wie dies erwünscht ist, um den Zwischenraum aufzufüllen. Eine Anzahl von Pixeln, eine andere als vier, kann auch verwendet werden.
Ein Verfahren und ein System gemäß der Erfindung sind in den Ansprüchen angegeben.
Gemäß der Erfindung wird dieses Kantenauffüllen in der digitalen Domäne durch Anhalten der normalen Erhöhung der Adressenzähler für die acht signifikantesten der zehn Bits, die die Stelle jedes Pixels definieren, während die zwei am wenigsten signifikantesten Bits fortfahren, zu laufen, d. h. sich normal erhöhen, erreicht. Demzufolge definieren die acht „eingefrorenen", signifikantesten Bits einen Satz von vier Pixeln, und die zwei laufenden, am wenigsten signifikantesten Bits zyklen durch diese vier hindurch. Demzufolge werden, an der rechten Kante des Bilds, wo das aktive Video nach links aufgrund des Verwürfelungsvorgangs bewegt worden ist (siehe 1A), was einen Zwischenraum an der rechten Kante des aktiven Videos öffnet, falls die Adresse ihre normale Erhöhung durchführt, bis die Kante des aktiven Videos erreicht ist, an diesem Punkt die acht signifikantesten Bits in dem Pixel-Wert gestoppt und den zwei am wenigsten signifikanten Bits wird ermöglicht, zu laufen. Dies erzeugt einen sich wiederholenden Satz aus vier Pixeln, definiert durch das Ändern der zwei am wenigsten signifikantesten Bits. Dieses „pseudo-aktive" Video wird so lange, wie dies erwünscht ist, gedehnt, was das erwünschte, pseudo-aktive Video-Auffüllen an der Kante des Bilds definiert, d. h. an dem Ende des aktiven Videobereichs einer Zeile. Ähnlich werden, an der linken Kante des Bilds, die acht MSB's zu der Adresse der ersten vier Pixel des aktiven Videos eingestellt und den zwei LSB's wird ermöglicht, zu laufen. Dies „sieht" den Videogehalt der linken Kante des Bilds in einer Art und Weise, identisch zu derjenigen, die vorstehend beschrieben ist, „voraus"; wenn der Zwischenraum an der linken Kante gefüllt worden ist, werden die acht MSB's freigegeben oder „eingefroren" und die Adresse erhöht sich normal.
Bei einer Verfeinerung dieses Kantenauffüllvorgangs wird, um zu verhindern, dass ein cleverer Pirat erfasst, dass an der Kantenauffüllung jedes Pixel identisch sein würde, ein Rauschsignal mit niedrigem Pegel und niedriger Frequenz hinzugefügt, d. h. eine Zufalls-Rausch-Überlagerung, um so leicht den Steady- bzw. stabilen Zustand zu stören, was die wiederholten Pixeldaten sind. Dieses Einfügen von dem, was zu Kanten gehört, d. h. eine Variation in diesem Bereich des aktiven Videos, würde einen Piraten davon abhalten, die Kantenauffüllung von dem aktiven Bild durch Beobachtung zu unterscheiden, wo keine Änderung vorhanden ist. Dieses Zufallsrauschen wird bei der Luminanz und auch bei beiden Bereichen der Chrominanz (für Y, I und Q) vorgesehen. Ansonsten könnte ein sehr cleverer Pirat alle drei Signale decodieren und nach einem Steady-Zustand an einem davon nachsehen. Dieses Zufalls-Rauschen ist in entweder der digitalen oder der analogen Domäne in verschiedenen Ausführungsformen der Erfindung vorgesehen.
KURZE BESCHREIBUNG DER FIGUREN
1A und 1B stellen verwürfelte und entwürfelte Signale dar, wie sie in dem US-Patent Nr. 5,058,157 offenbart sind.
2A und 2B stellen ein Blockdiagramm einer Verwürfelungseinheit dar, wie sie in dem US-Patent Nr. 5,058,157 offenbart ist.
3 stellt ein Flussdiagramm des Verwürfelungs-Prozesses gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
4 stellt ein Blockdiagramm einer Verwürfelungsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
5 stellt ein Blockdiagramm einer Zufallsrauschen-Überlagerungs-Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
6 stellt ein Blockdiagramm des Eingangsleiterbereichs der Schaltung der 4 dar.
7A stellt ein Blockdiagramm des Steuerleiterplattenbereichs der Schaltung der 4 dar.
7B stellt den Breitbandoszillatorbereich der Schaltung der 7A dar.
8 stellt ein Blockdiagramm des RAM-Leiterplattenbereichs der Schaltung der 4 dar.
9 stellt ein Blockdiagramm eines Ausgangsleiterplattenbereichs der Schaltung der 4 dar.
10A, 10B, 10C, 10D und 10E stellen Spektren dar, die eine Heterodyn-Funktion, durchgeführt durch die Schaltung der 9, darstellen.
11 stellt in Blockdiagrammform eine andere Version der Heterodyn-Schaltung der 9 dar.
12 stellt ein Flussdiagramm des Entwürfelungsprozesses gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
13 stellt ein Blockdiagramm einer Entwürfelungseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
14A, 14B, 14C zeigen Wellenformen, die sich auf die Entwürfelungseinrichtung der 13 beziehen.
15A, 15B, 15C stellen die Verwendung eines Pre-Burst in der Entwürfelungseinrichtung der 4 dar.
16A, 16B stellen Blockdiagramme von Entwürfelungseinrichtungen unter Verwendung einer digitalen HBI-Synthese und einer Interpolation gemäß der Erfindung dar.
17 stellt ein vertikales Schaukeln, d. h. eine Verwürfelungsfunktion, gemäß der Erfindung dar.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
BETRIEBSWEISE DER VERWÜRFELUNGSEINRICHTUNG
Durch die Beschreibung hinweg, die folgt, beziehen sich spezifizierte Parameter ("acht-bit", "zehn-bit", "0-909 Zähler" usw.) auf die bevorzugte Ausführungsform der Erfin dung in dem bestimmten Fall einer viermal in der Unterträgerfrequenz abgetasteten NTSC-Standardeinheit. Die Prinzipien, die hier beschrieben sind, sind allgemein bei anderen Standards (wie beispielsweise PAL) und andere Abtastraten durch Anwenden von Detailmodifikationen gemäß den Prinzipien, die ausreichend für Fachleute auf dem betreffenden Fachgebiet bekannt sind, anwendbar.
3 zeigt ein Flussdiagramm, das das Verwürfeln gemäß der Erfindung darstellt, wie es in der Verwürfelungsvorrichtung durchgeführt wird. Beginnend am Schritt 42 wird das ankommende, analoge Videosignal digitalisiert und in einen herkömmlichen Random Access Memory hinein geschrieben. Parallel dazu erzeugt der herkömmliche Zufallszahl-Generator eine sich zufällig variierende Zahl im Schritt 44. Dann wird die zufällig erzeugte Zahl in eine analoge Wellenform umgewandelt und die Wellenform wird dazu verwendet, die schaukelnde Zeitbasis zu Zwecken einer Video-Verschlüsselung, im Schritt 46, herzustellen.
Schritt 46 erzeugt eine analoge Wellenform in Verbindung mit der zufällig in der Frequenz modulierten Sinuswelle, die dazu verwendet wird, eine schwankende Zeitbasis zu erzeugen. In einer alternativen Ausführungsform kann die schwankende Zeitbasis digital erzeugt werden, identisch zu dem Prozess, der für die digitale Entwürfelungseinrichtung beschrieben ist (16A). Der 1 : 1880 Zähler 588, auf den Bezug genommen ist, liefert präzise den erwünschten Adressen-Bus. Im Schritt 48 wird, für das digitalisierte Video, das zuvor in den Speicher hineingeschrieben ist, die Luminanz Y von der Chrominanz C durch einen Additions- und Substraktionsprozess separiert und beide Signale Y, C werden von dem Speicher mit derselben, zufälligen, schwankenden Zeitabstimmung ausgelesen. Dies liefert sowohl eine Luminanz als auch eine Chrominanz, die schwankend sind. Da dort eine Zeilenverzögerung in diesem Separationsprozess von Schritt 48 vorhanden ist, wird das Video mit vertikalem Austast-Intervall, das nicht verwürfelt ist, allerdings in der Zeit zu der Luminanz und der Chrominanz passen muss, um eine Zeile im Schritt 50 verzögert, um so dessen Zeitausrichtung zu dem Luminanz- und Chrominanzbereich der Signale beizubehalten.
Dies liefert 3 Signale: Luminanz, Chrominanz und vertikales Intervall. Das Luminanz-Signal ist schwankend, das Chrominanz-Signal ist schwankend und das Signal des vertikalen Intervalls ist im Hinblick auf die Zeit stabil. Es ist dann ein Erfordernis vorhanden, die Phasenstabilität des Chroma-Signals wiederherzustellen, wie dies in dem Hetero dyn-Prozess bzw. Überlagerungs-Prozess von Schritt 52 vorgenommen wird. Dann wird das Komposit-Videosignal im Schritt 60 rekonstruiert, in dem das Chroma zurück auf das Luma gesetzt wird, wieder ausgetastet wird und dann ein Sync erzeugt wird. Demzufolge werden das Wobbeling-Luma und das phasen-stabile, überlagerte Wobbeling-Chroma kombiniert, und in dem vertikalen Intervall wird das Ausgangssignal zu dem Ausgangssignal des stabilen, vertikalen Intervalls von Schritt 54 umgeschaltet. In dem horizontalen Intervall ist ein Erfordernis vorhanden, einen Sync-Impuls zu synthetisieren, der zu Zwecken einer Geheimhaltung bzw. Verschleierung wackelt. Dies wird im Schritt 58 vorgenommen, wo eine Synthese eines in der Position modulierten, horizontalen Sync für eine Geheimhaltungs-Überlagerung vorhanden ist. Dieses synthetisierte Sync wird dann in das Komposit-Videosignal im Schritt 60 hinzuaddiert.
Dabei ist auch ein Erfordernis vorhanden, die Informationen, die zum Entwürfeln benötigt werden, zu der Decodierervorrichtung (nicht dargestellt) zu übertragen. Demzufolge wird die sich zufällig variierende Zahl von Schritt 44 in eine Zeile des vertikalen Austast-Intervalls im Schritt 56 verriegelt. Diese Daten werden formell durch herkömmliche Einrichtungen verschlüsselt, um zu verhindern, dass ein Pirat (eine nicht autorisierte Person) die zufällig sich variierende Zahl extrahiert.
4 stellt ein Blockdiagramm einer Verwürfelungseinrichtung für das Verfahren der 3 dar. Beginnend in dem oberen, linksseitigen Bereich der 4 wird das herkömmliche Eingangs-Videosignal zu einem Frame-Eingangs-Puffer 66 eingegeben. Die herkömmlichen Blockier- und AGC- (automatic gain control) Prozesse werden im Block 72 durchgeführt. Ein herkömmliches Genlock wird in Bezug auf das Eingangs-Videosignal im Block 68 durch Betreiben eines Quarzoszillators bei viermal der Unterträgerfrequenz, die auf das ankommende Farb-Burst-Signal phasen-verriegelt ist, durchgeführt. Der Ausgang der Genlock-Schaltung 68 ist dann das Schreibtaktsignal. Das ankommende Videosignal wird an einen Video-Analog-Digital-Wandler 74 angelegt, was von dem A/D-Wandler 74 ein digitalisiertes Videosignal ausgibt.
Dieses digitalisierte Videosignal wird dann an ein digitales System angelegt, das einen horizontalen Zeilenpuffer 76 umfasst, der eine Ein-Video-Zeilenverzögerung liefert. Sowohl der Eingang als auch der Ausgang des Puffers 76 werden zu einem Addiererblock 78 zugeführt und darin digital aufsummiert. Der Ausgang des Addiererblocks 78 ist das Y-(Luminanz)-Signal. Ähnlich werden der Eingang und der Ausgang des Puffers 76 in einem Subtrahiererblock 80 subtrahiert, wobei der Ausgang davon das C-(Chrominanz)-Signal ist. Demzufolge wird das Eingangs-Videosignal in ein Zwei-Kanal-Signal, d. h. Chrominanz und Luminanz, separiert. Die Ausgänge des Addierers 78 und des Subtrahierers 80 sind noch stabil im Hinblick auf die Zeit. Der Ausgang des Addierers 78 wird zu einem Puffer 82 geliefert, der auch eine Ein-Video-Zeile in der Länge ist. Der Ausgang des Subtrahierers 80 (der das Chrominanz-Signal ist) wird zu einem Puffer 84 zugeführt, der auch eine Ein-Video-Zeile lang ist.
Jeder der Puffer 76, 82 und 84 ist ein sogenannter "Ping-Pong RAM", d. h. dual ausgetasteter Random Access Memory, der eine doppelte Pufferung liefert. Demzufolge umfasst jeder dieser Puffer zwei Random Access Memory Bänke, wobei eine davon in die nächste Videozeile und auf dieser geschrieben wird, wo der zweite hineingeschrieben wird, während der erste davon ausgelesen wird. In alternativen Ausführungsformen kann irgendein geeigneter "Realzeit" Speicher vom FIFO-Typ oder ein Schieberegister verwendet werden.
Der Schreibadressenblock 70 empfängt das Schreibtaktsignal von der Genlock-Schaltung 68. Demzufolge wird der Schreibadressenblock in der Zeit auf das Eingangs-Schreib-Taktsignal verriegelt, und dadurch auf das Eingangs-Videosignal. Dieses Schreib-Taktsignal ist viermal die Unterträgerfrequenz und ist stabil, so dass die Luminanz und die Chrominanz in einer stabilen, synchronen Art und Weise zu den Puffern 82 und 84 jeweils geschrieben werden.
Um zu den Puffern 82 und 84 zu schreiben, werden drei Schritte vorgenommen. Zuerst ist es notwendig, die Signaldaten, in Bezug auf die es erwünscht ist, sie zu schreiben, anzulegen. Als zweites muss man Adressen von der Stelle in den Puffern, zu denen die Daten geschrieben werden sollen, zuführen. Als drittes ist es notwendig, den Puffern mitzuteilen, wann das Schreiben stattfindet. Demzufolge liefert der Schreibadressenblock 70 auch die Schreibzeitabstimmung. Dabei ist ein 10 Bit breiter Adressenbus von dem Schreibadressenblock 10 und auch eine Taktleitung, die den Block 70 mit jedem Puffer 82 und 84 verbindet, vorhanden. Das Schreibadressensystem, d. h. sowohl der Adressenbus als auch der Takt, sind in Bezug auf das Eingangs-Videosignal stabil. Die Leseadresse (die von der Leseadressenschaltung 94 geliefert wird) und deren entsprechendes Taktsignal werden in der Zeit geschaukelt bzw. gewobbelt, wie dies nachfolgend beschrieben ist.
Demzufolge ist, wenn die Inhalte des Luminanzpuffers 82 und des Chrominanzpuffers 84 mit dem schwankenden Adressensignal von dem Leseadressenblock 70 ausgegeben werden, das Ergebnis ein schwankendes Videosignal. An diesem Punkt werden die Luminanz und die Chrominanz von jeweiligen Puffern 82 und 84 zeitweise in der digitalen Domäne einem Schwanken unterworfen. Diese zwei Signale werden jeweils zu einem Digital-Analog-Luma-(D/A)-Wandler 104 und zu einem Digital-Analog-(D/A)-Chroma-Wandler 98 zusammen mit den passenden Taktsignalen und den Adressenbusdaten zugeführt. Demzufolge sind der Ausgang des Chroma-D/A-Wandlers 98 und des Luma-D/A-Wandlers 104 analoge Signale.
Der Chroma-Signalausgang von dem Chroma-D/A-Wandler 98 wird überlagert, um eine Phasenstabilität zu erreichen; diese Funktion wird in dem Überlagerungsblock 100 durchgeführt, wie dies im Detail nachfolgend erläutert ist.
Es wird nun Bezug auf den mittigen, linksseitigen Bereich der 4 genommen, wo eine sich zufällig variierende Zahl durch einen Zufallszahl-Generator 88 variiert wird, der eine in der Frequenz modulierte Sinuswelle in der digitalen Domäne ausgibt. Diese wird einmal pro Videofeld verriegelt und zu einem Digital-Analog-(D/A)-Wandler 90 geliefert, was demzufolge eine abgestufte Approximation der Sinuswelle liefert. Diese abgestufte Approximation der Sinuswelle wird geglättet und steuert eine phasen-verriegelte Schleife (PLL) 92 an, so dass die Frequenz, die von der phasen-verriegelten Schleife 92 heraus geliefert wird, die Sinuswelle führt, d. h. die Phase der phasenverriegelten Schleife führt, um dadurch ein Lesetaktsignal zu erzeugen, das die Schwankung im Hinblick auf die Zeit umfasst. Das gelesene Taktsignal wird dann an einen Zähler in einem Leseadressenblock 94 angelegt. Dieser Leseadressenblock 94 gibt einen laufenden Adressenbus aus, der an die Puffer 82 und 84 angelegt wird, wie dies vorstehend beschrieben ist. Der Leseadressenblock 94 ist im Wesentlichen ein Zähler. Demzufolge ist das gelesene Adressensignal von dem Block 94 ein Schwanken in der Zeit, im Gegensatz zu dem Schreibadressensignal von dem Block 70, was in der Zeit stabil ist. Der Ausgang sowohl des Schreibadressenblocks 70 als auch des Leseadressenblocks 94 sind auf 10 Bit breiten Bussen vorhanden und die Ausgangssignale dieser zwei Zähler 70 und 94 sind abfallend, d. h. abwärts zählend.
Demzufolge werden die Daten gleichzeitig zu sowohl dem Puffer 82 als auch dem Puffer 84 geschrieben, und sowohl der Puffer 82 als auch der Puffer 84 lesen gleichzeitig. Die Schreibadressenbussignale, geliefert von dem Schreibadressenblock 70, sind auf einem 10 Bit breiten Bus vorhanden, und die Daten, d. h. die Adressen, werden von 0 bis 909 aufwärts gezählt, was die digitale Länge ist, die herkömmlich einer Videozeile zugeordnet ist, und zwar in einem NTSC System mit einer 4F_SC Abtastrate. Ähnlich wird die Leseadresse von dem Leseadressenzähler 94 von 0 bis 909 gezählt, allerdings variiert die Zeitabstimmung davon in Bezug auf die Schreibadresse um den Betrag des Schwankens, der typischerweise von +2 bis –2 Mikrosekunden variiert. Demzufolge ist eine andere Art und Weise, das Schwanken zu beschreiben, diejenige, dass dann, wenn man auf den Augenblick sieht, zu dem die Schreibadresse einen Wert von 0F_h besitzt, die Leseadresse zu derselben Zeit einen unterschiedlichen Wert haben würde, und nicht 0F_h erreichen könnte, bis 2 Mikrosekunden später, oder vielleicht 2 Mikrosekunden früher.
Demzufolge werden das analoge Chroma-Signal von dem Block 98 und das analoge Luma-Signal von dem Block 104 in der Zeit schwanken, wenn sie jeweils in einer digitalen Form von Puffern 84 und 82 gelesen werden. Wie vorstehend beschrieben ist, muss das Chroma-Signal von dem Block 98 überlagert werden, um dessen relative Phase beizubehalten. Das bedeutet, dass es erwünscht ist, eine Stabilität der relativen Phase in Bezug auf ein Farb-Burst des Chroma-Signals beizubehalten, allerdings noch zu ermöglichen, dass die Amplituden- und Phasenmodulations-Einhüllenden schwanken. Dies wird so vorgenommen, wie dies weiter im Detail nachfolgend beschrieben wird, unter Verwendung des Lesetaktsignals von der phasenverriegelten Schleife 92, die auch ein Schwanken umfasst, das identisch zu demjenigen des Chroma-Signals ist, und Anlegen des Lesetaktsignals an eine doppelt ausbalancierte Modulatorschaltung in der Überlagerungsschaltung 100. Dann wird, falls die Differenz zwischen den zwei Signalen herangezogen wird, das Schwanken an dem Lesetaktsignal von dem Schwanken an dem Chroma-Signal subtrahiert, was zu einem phasenstabilen Chroma-Signal führt, wobei dessen einhüllendes Schwanken unbeeinflusst ist.
Auch wird der digitalisierte Videoausgang von dem Puffer 76 einer Zeile verzögert, wie dies bei dem vertikalen Austast-Intervall-D/A-Wandler 106 angewandt wird. Die Daten des vertikalen Austast-Intervalls sind nicht schwankend, sondern sind stabil. Demzufolge werden die vertikalen und horizontalen Austast-Intervallsignale in dem Vertikal-Austast-Intervall- und Horizontal-Austast-Intervall-Regenerator 108 regeneriert.
Dann werden alle drei Signale von den Blöcken 100, 104 und 108 zusammen in einem Videoaddierer 102 kombiniert, um ein Komposit-Video mit den Vertikal-Intervalldaten, eingesetzt während der geeigneten Zeit, umzuformen. Auch werden die Verschlüsselungsdaten von dem Verschlüsselungsdatenblock 96 eingesetzt, die typischerweise in den Bereich der Zeile 20 des vertikalen Austast-Intervalls eingesetzt werden. Dann wird der Ausgang des Videoaddierers 102 zu dem Ausgangstreiber 110 zugeführt (der ein herkömmlicher Verstärker ist), was eine Ausgabe eines analogen Videosignals liefert, wie dies dargestellt ist.
Die verschiedenen Blöcke, dargestellt in 4 in der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung in der Verwürfelungsvorrichtung, sind in einer Schaltung ausgeführt, die herkömmlich auf verschiedenen, gedruckten Schaltungsleiterplatten angeordnet sind, die integrierte Schaltungen und diskrete Bauelemente umfassen. In der bevorzugten Ausführungsform umfasst die Verwürfelungsvorrichtung vier solcher gedruckter Schaltungsleiterplatten, wobei die erste davon die Eingangs-Leiterplatte ist, die einen Eingangspuffer 66, eine Genlock-Schaltung 68, eine Klemm-AGC-Schaltung 72 und einen Video-A/D-Wandler 74 umfasst. Die zweite Leiterplatte ist die RAM-(Random Access Memory)-Leiterplatte, die einen Puffer 76, einen Addierer 78, einen Subtrahierer 80, einen Puffer 82 und einen Puffer 84 umfasst. Die dritte Leiterplatte ist die Steuerleiterplatte, die eine Schreibadressenschaltung 70, einen Generator 88 für eine zufällig variierende Zahl, einen Daten-D/A 90, eine phasenverriegelten Schleife 92, eine Leseadressenschaltung 94 und eine Verschlüsselungsschaltung 96 umfasst. Die vierte Leiterplatte ist die Ausgangs-Leiterplatte, die einen Chroma-D/A 98, eine Überlagerungsschaltung 100, einen Video-Addierer 102, einen Luma-D/A 104, eine VBI-D/A 100, eine VBI/-HBI-Regenerierungseinheit 108 und einen Ausgangstreiber 110 umfasst. Jede dieser Leiterplatten wird nachfolgend in weiterem Detail diskutiert.
5 stellt die Erzeugungsschaltung für eine zufällige Rauschüberlagerung dar, wie sie vorstehend diskutiert ist, die die zusätzliche Geheimhaltung bzw. Verschleierung an der Kantenfüllung liefert. Dabei sind vier unterschiedliche Parameter in dem Kantenauftüllbereich vorhanden, die zufällig für eine vollständige Sicherheit gestaltet werden müssen: (1) die Luminanz ("Y"), (2) die In-Phase-Chrominanz-Komponente ("I"), (3) die Quadratur-Chrominanz-Komponente ("Q") und (4) die Einhüllende oder die Zeitabstimmung des eingesetzten Rauschgebildes. Es sollte darauf hingewiesen werden, dass ir gendwelche oder alle davon für eine Vereinfachung, allerdings auch eine weniger sichere Ausführung, weggelassen werden können. Alternativ kann das gesamte System so ausgeführt werden, wie dies dargestellt ist, allerdings unter Verwendung von weniger als vier unabhängigen Rauschgeneratoren (das bedeutet gemeinsam geteilte Rauschquellen), wiederum mit einer verringerten Effektivität.
Wie in 5 dargestellt ist, erzeugen der Zufalls- bzw. Random-Rausch-Generator #1 122 und der 2 MHz LPF 124 eine zufällige Luminanz. Der Random-Rausch-Generator #2 138 und dessen zugeordneter, ausbalancierter Modulator 140 erzeugen zufällige "I" Chroma-Komponenten; der Random-Rausch-Generator #3 128, der 90-Grad-Phasenverschieber 136 und der dazu in Bezug stehende, ausbalancierte Modulator 130 erzeugen eine zufällige "Q" 136 Chroma-Komponente; die zwei werden in der ersten Summierstufe 132 kombiniert und im Bandpass hindurchgeführt, 134, um ein insgesamt zufälliges Chroma-Signal zu bilden. Das zufällige Luma und das zufällige Chroma werden in der zweiten Summierstufe 126 summiert und mit ein und mit aus tormäßig gesteuert, 118, um so allgemein den "Kantenauffüll" Bereich des Frame zu füllen. Der Übergang von einem Kanten- bzw. Flanken-Füll-Rauschen zu einem standardmäßigen Video und wieder zurück, und zwar an der linken und der rechten Seite des Frame, jeweils, müssen ausreichend zufällig in der Zeit sein und in der Amplitude passend sein, um so nicht eine Erfassung zu ermöglichen; hierbei erzeugt der Random-Rausch-Generator #4 112 eine zufällige Zeitabstimmungsfunktion unter Verwendung des Generators 114, die, wenn sie gefiltert ist, 116, an das Rauschgatter 118 angelegt wird. Die Kanten der tormäßig gesteuerten Wellenform werden durch einen 200-Nanosekunden Formungsfilter 116 abgeschwächt, um eine Erfassbarkeit der Gating-Funktion selbst zu vermeiden, und die sich ergebende, tormäßig gesteuerte Komposit-Rauschwellenform wird einfach linear addiert, 120, bei einem geeigneten, niedrigen Pegel, und zwar zu dem wobbelnden bzw. schwankenden Videosignal. Der Ausgang der Schaltung der 5 wird zu der Videoausgangsleiterplatte (siehe nachfolgend, 9) an einem bestimmten, geeigneten Punkt, zum Beispiel in die Luma-Austast-Umschaltstufe 414, zugeführt.
Es ist anzumerken, dass die Filter-Charakteristika, die vorstehend beschrieben sind, nur hinweisend sind; andere Grenzfrequenzen, Bandbreiten und Anstiegszeiten könnten verwendet werden, falls dies die Anwendung verlangt.
VERWÜRFELUNGS-EINGABE-LEITERPLATTE
6 stellt im Detail die Schaltung der Eingangs-Leiterplatte dar, wie sie vorstehend diskutiert ist, die (unter Bezugnahme auf 4), einen Eingangspuffer 66, einen Genlock 68, eine Klemm-AGC-Schaltung 72 und eine Video-A/D-Schaltung 74 umfasst. Jeder der Blöcke, dargestellt auf der Eingangs-Leiterplatten-Schaltung in 6, ist herkömmlich und ausreichend auf dem Video-Sektor bekannt. Die Klemm- und AGC-Schaltung 72 der 4 ist in 6 so dargestellt, dass sie eine herkömmliche AGC-Schaltung 140, einen Verstärker 144, eine Back-Porch-Klemme 146, einen Verstärker 144, eine zweite Back-Porch-Klemme 142 für die AGC-Schaltung 140, eine Sync-Tip-AGC-Schaltung 148, eine Weiß-Peak-AGC-Schaltung 150 und einen 5 MHz LPF 154 umfasst. Das verarbeitete Video wird zu viermal eines Unterträgers zu dem Viermal-Unterträger-Frequenz-A/D-Wandler 74 geliefert, der ein digitales Video zu der RAM-Leiterplatte, die nachfolgend diskutiert ist, ausgibt. Die Genlock-Schaltung umfasst auch den Spannungssteuerquarzoszillator 158, der bei viermal der Unterträgerfrequenz arbeitet. Diese Unterträgerfrequenz von viermal wird dann durch vier in dem Dividierer 160 geteilt und zu einem Unterträger-Phasendetektor 152 geliefert, der die Ausgangsfrequenz von dem Dividierer 160 mit dem Farb-Burst des ankommenden Signals von dem Verstärker 144 vergleicht. Demzufolge stellt dies sicher, dass der Spannungssteuer-Oszillator 158 in exakter Synchronität zu dem ankommenden Farb-Burst arbeitet.
Demzufolge ist der Ausgang des Spannungssteuer-Oszillators 158 die Referenzfrequenz, die viermal der Unterträgerfrequenz ist. Auch ist der Ausgang eines Dividierers 160 das Referenzfrequenz-Unterträgersignal. Auch werden, als Teil der Eingangs-Leiterplatte, herkömmliche, horizontale Zeitabstimmungs-Ein-Shots 164 geliefert, die für verschiedene, interne Zeitabstimmungszwecke dienen.
Der untere Bereich der 6 stellt die digitale Schaltung zum Erzeugen der Zeitabstimmungsimpulse für das horizontale Reset-Signal dar, das zu der RAM-Leiterplatte hin geliefert wird, wie dies nachfolgend beschrieben ist, ebenso wie für eine vertikale Zeitabstimmung für verschiedene, interne Zwecke ("housekeeping").
VERWÜRFELUNGS-STEUER-LEITERPLATTE
7A stellt die Steuerleiterplatte dar, die (unter Bezugnahme auf 4) den Schreibadressenblock 70, den Generator 88 für eine zufällig variierende Zahl, Daten-D/A 90, eine phasen-verriegelte Schleife 92, einen Leseadressenblock 94 und eine Verschlüsselungsschaltung 96 umfasst. Beginnend an dem oberen, linksseitigen Bereich der 7A werden die Referenz der vier-maligen Unterträgerfrequenz und die horizontalen Reset-Signale von der Eingangs-Leiterplattenschaltung der 6 empfangen. Diese Eingangssignale werden dann zu dem Schreib-Zähler 200 zugeführt, der die stabile (nichtschwankende) Schreibadresse auf einem Zehn-Bit-Bus erzeugt, wie dies dargestellt ist. Der Ausgang des Schreib-Zählers wird auch zu dem Schreib-EPROM 202 zugeführt, der, an dem geeigneten Punkt in der Videozeile in Abhängigkeit der Fälle von dem Zähler 200, jeweils Signale zum Erzeugen des Sync-Gatters, des Burst-Gatters und der Gatter-Signale der Zeile 20 ausgibt, und zum Zurücksetzen des Zählers selbst.
Ein Ausgang des Schreib-EPROM 202 wird auch zu dem Lese-Zähler 204 für anfängliche Synchronisierungszwecke zugeführt. Der Lese-Zähler 204 gibt eine Zählung zu dem Lese-PROM 206 aus, der daraufhin dann den Gating-Impuls der phasen-verriegelten Schleife erzeugt. Blöcke 208 bis 230, und auch 258 umfassend, erzeugen die schwankende Leseadresse (RADR), die durch die RAM-Leiterplatte verwendet wird, wie dies nachfolgend beschrieben ist, und zwar zum Zwecke einer Verwürfelung.
Die untere Leitung der Schaltungsblöcke der 7A liefern die Sync-Überlegungs-Verdeckungs-Funktion, d. h. das verwackelte Sync-Signal als ein fixiertes Pseudo-Random-Muster. Der Ausgang CS bezeichnet ein Komposit-Sync. Beginnend an dem linksseitigen Bereich des Bodenteils der 7A ist das Eingangssignal der vertikale Austastintervall-Impuls. Dieses Signal wird dazu verwendet, einen Zeilen-Zähler 262 zurückzusetzen, der durch den Schreib-Beginn eines Zeilen-(WBOL)-Befehls erhöht wird, der von dem WBOL-Komparator 210 kommt.
Der Zeilen-Zähler 262 wird verwendet, da in dieser bestimmten Ausführungsform das Sync-Verwackeln in einem fixierten Pseudo-Random-Muster auf verschiedenen Zeilen jedes Videofelds geliefert wird. Demzufolge lässt man eine Zeilen-Raten-Adressen-Zählung laufen, die zu einem Sync-Muster-EPROM 264 geliefert wird, und Zeile für Zeile beschreibt der Sync-Muster-EPROM das Offset, d. h. den Umfang eines Wackelns, das auf dem horizontalen Sync-Impuls in jeder Zeile geschrieben ist. Dieser Offsetwert von dem EPROM 264 wird an eine Sync/Burst-Logik und einen Shot 266 angelegt, um die tatsächlichen Sync-Impulse zu erzeugen. Die Schaltung 266 wird auch durch zwei Schalter gesteuert, wobei einer davon der Sync-Überlegungs-Schalter ist, der bestimmt, ob das Sync-Überlagern funktioniert oder nicht, und auch durch einen Sync-Breiten-Schalter, der bestimmt, ob die Breite des eingesetzten Sync-Signals geringer als nominal ist. Der Eingang des einen Shot im Block 266 ist das CS-(Komposit-Sync)-Signal, das zu der Ausgangs-Leiterplatte geliefert wird, wie dies beschrieben ist, und das Burst-Gate-Signal, das zu dem Austast-Bereich der blkg/invert Logik geliefert wird, um das Farb-Burst "nicht austastend" ("unblank") zu machen. Der Sync-Breiten-Schalter, verbunden mit der Schaltung 266, ermöglicht auch die Verringerung der Breite in dem horizontalen Sync-Signal, um das Schaukeln des Sync aufzunehmen. Dies ist deshalb ein nicht netzwerk-kompatibles Video, das erfolgreich durch die meiste Video-Ausrüstung ist, umfassend Standard-Fernseh-Anlagen bzw. -Einstellungen, kann allerdings durcheinander oder beeinflusst sein, und zwar durch verschiedene Typen einer Übertragungsausrüstung.
Die Austast- und Invertier-Logik 270 nimmt das Ausgangssignal von der Sync/Burst-Logik One-Shots 266 zu Zwecken einer Durchführung einer Inversion eines Videos für eine weitere Geheimhaltung unter der Steuerung des verbundenen Invertierschalters auf. Demzufolge zeigt die "Invertier" Leitung, die ein Ausgang des Blocks 270 ist, an, dass eine gegebene Video-Zeile invertiert ist oder nicht. CB bezieht sich auf eine Komposit-Austastung, die als eine Steuerzeile zu der Ausgangs-Leiterplatte zum Bestimmen geliefert wird, wann auszutasten ist und wann nicht auszutasten ist. Die Logik für die Video-Inversion, wie dies in Block 270 dargestellt ist, dient dazu, Anhaltspunkte für einen Piraten über das Vorhandensein einer Video-Inversion zu vermeiden, wenn es beim Invertieren erwünscht ist, dass das Farb-Burst nicht invertiert verbleibt. Demzufolge muss die invertierte Zeile in deren nicht invertierter Position während des horizontalen Austast-Intervalls sein. Demzufolge wird der Block 270 durch sowohl ein vertikales Austast-Intervall als auch durch einen horizontalen Austast-Impuls torgesteuert.
Unter Bezugnahme auf die Geheimhaltung durch Verwendung von Überlagerungen werden die Sync/Burst-Logik und One-Shots 266 durch einen Sync-Überlagerungs-Schalter gesteuert, wie dies dargestellt ist. Es ist möglich, diesen Schalter durch einen Zufallszahl-Generator anzusteuern (wie dies vorstehend unter Bezugnahme auf 5 beschrieben ist), um demzufolge eine zufällige Form einer Sync-Geheimhaltung zu liefern. Dieses "Sync-Schaukeln" ist dahingehend befunden worden, dass es gut bei 330 Hz arbeitet. Dies liefert natürlich kein Problem beim Entfernen desselben durch die Entwürfelungseinrichtung, die invariabel ein neues Sync für jedes Austast-Intervall in jedem Fall erzeugt. Auch ist, gemäß der Erfindung, eine weitere Modifikation bei einem "Doppel-Schaukeln" ("doppel-wiggle") des horizontalen Sync unter Verwendung von zwei unglei chen Frequenzen gegeben, um eine weitere Geheimhaltung zu erzielen, wie in 5. Weiterhin ist es auch gleichzeitig möglich, die Stelle der vertikalen Sync-Signale zu variieren, d. h. ein vertikales Sync-Schaukeln, das eine weitere Verschleierung hinzufügen würde.
Die zweite bis letzte Reihe der Schaltungsblöcke in 7A beginnt mit dem Zufalls-Taktgenerator 240, der (in Abhängigkeit von Schreibadressen-Signalen) zufällige Zahlen zu einem frequenz-modulierten Zähler 242 liefert, der dann den Sinus-EPROM 244 dazu bringt, ein 8-Bit-Datenwort zu einer vertikalen Verriegelung 246 auszugeben. Der Sinus-EPROM 244 wird durch einen Schalter PK gesteuert, der den EPROM freigibt oder sperrt, und demzufolge das Basis-Schaukeln "einschaltet" oder "ausschaltet". Das 8-Bit-Datenwort von dem Sinus-EPROM 244 wird auch in einer Verschlüsselungseinrichtung 271 verschlüsselt und zu einem Parallel-Seriell-Wandler 272 zugeführt. Demzufolge werden die 8-Bit-Worte, ausgegeben durch den Sinus-EPROM 244, in eine serielle Form gesetzt und als Daten auf der Leitung 20, oder in ähnlicher Weise, wie es die Anwendung erfordert, des vertikalen Austast-Intervalls jedes Videofelds für eine Übertragung zu der Entwürfelungseinrichtung für Entwürfelungszwecke eingesetzt. Dann entfernt die Entwürfelungseinrichtung (wie dies nachfolgend beschrieben ist) die 8-Bit-Datenworte, entschlüsselt sie und wendet sie bei einer Einstellung einer Schaltung zu Zwecken einer Entwürfelung an.
Der frequenz-modulierte Zähler 242, angewandt bei dem Sinus-EPROM 244, erzeugt einen zufälligen FM'd Sinuswellenausgang, typischerweise in dem Bereich von 3–15 Hz. Der Ausgang einer vertikalen Verriegelung 246 wird dann, wenn er an der Leitung 19 der VBI freigegeben ist, zu einem Digital-Analog-Wandler 248 zugeführt, um ein analoges Signal auszugeben, das dann durch einen konventionellen RC-Tiefpassfilter 250 mit einer Zeitkonstanten in der Größenordnung von 10 Millisekunden geglättet wird und zu einem Komparator 252 zugeführt wird, wobei der zweite Eingang davon mit einem Rampen-Generator 258 verbunden wird, der, in Abhängigkeit zu einer Zeile einer Schreib-Adresse 7, eine Rampen- oder "Sägezahn" Wellenform unter einer Rate von viermal einer horizontalen Frequenz liefert.
Demzufolge erzeugt der Komparator 252 einen Satz von sich bewegenden Kanten, die sich in der Zeit exakt so bewegen, wie dies für das Bild erwünscht ist, um zu schaukeln. Der 4H-Phasendetektor 254 vergleicht diese sich bewegenden Kanten mit einem Gatter-Signal der phasen-verriegelten Schleife (phase lock loop – PLL) von dem EPROM 206, um dadurch den Lesetakt und die Leseadresse auf solche Kanten mittels eines Fehlerverstärkers 256 zu verriegeln. Der Ausgang des Fehlerverstärkers 256 ist der verstärkte Ausgang des Phasendetektors 254, der zu einem spannungs-gesteuerten Quarzoszillator 258 geliefert wird, der als der "Lese"-Oszillator bezeichnet ist und unter viermal der Unterträgerfrequenz (fsc) arbeitet. Der Ausgang des Spannungsoszillators 258 ist der Lesetakt (RDCK). Dieses Lesetaktsignal wird demzufolge geschaukelt, d. h. es arbeitet bei exakt viermal der Unterträgerfrequenz, ist allerdings von seiner nominalen Stelle um bis zu ±2 Mikrosekunden verschoben, wie dies schließlich durch die Wirkung des Zufallszahl-Generators 240 gesteuert wird.
Demzufolge liefert der Lese-Oszillator 258 ein geschaukeltes Lesetaktsignal RDCK, das im Gegensatz zu dem analogen Oszillator 158 ist, der ein stabiles Referenzsignal mit viermal der Unterträgerfrequenz des Referenzsignals liefert. Demzufolge liefern diese zwei Oszillatoren 158 und 258, von denen einer (158) stabil ist und wovon einer (258) schaukelt, Zeitabstimmungssignale, die jeweils an den Schreibzähler 200 und den Lesezähler 204 der 7A angelegt werden. Beide Zähler 200, 204 sind durch 910 teilende Zähler (da 910 Zyklen von viermal des Unterträgers pro NTSC Videozeile vorhanden sind); demzufolge laufen beide Zähler 200 und 204 bei der Videozeilenrate. Dies ist herkömmlich, mit der Ausnahme, dass der Lesezähler 204 schaukelt. Die Ausgänge der Zähler 200, 204 werden jeweils zu dem Schreib-Adressen-Bus WADR, der stabil ist, und dem Lese-Adressen-Bus RADR, der schaukelt bzw. wobbelt, zugeführt. Jeder dieser Busse ist ein 10 Bit breiter Bus, wie dies dargestellt ist.
In Bezug auf den Rest der Schaltung, dargestellt in 7A, wird, wie vorstehend diskutiert ist, wenn der aktive Bereich des Videos an jeder Zeile nach rechts bewegt wird, ein Spalt an der linken Kante entwickelt, der aufgefüllt werden muss; demzufolge sind dort zwei Punkte vorhanden, die in der Zeit von Interesse sind, und zwar an der linken Kante jeder Videozeile. Der erste Punkt, der von Interesse ist, liegt dann vor, wenn benötigt wird, das Video zu haben (zu Beginn des Spalts), und liegt zum zweiten Mal dann vor, wenn das Video verfügbar sein wird (das Ende des Zwischenraums). Zwischen diesen zwei definierten Zeitpunkten ist es notwendig, ein "Kantenauffüll-" Signal zu liefern, das das aktive Video wieder zusammenstellt. Es wird gesehen werden, dass diese zwei Zeiten jeweils dem Beginn der aktiven Zeile für den Zeitzyklus und dem Beginn der aktiven Zeile für den Lesezyklus entsprechen. Es wird gesehen werden, dass eine identische Situation an der rechten Seite des Bilds dann auftritt, wenn das Bild nach links bewegt wird. In diesem Fall liegen die zwei Zeiten, die von Interesse sind, dann vor, (a) wenn das gelesene Video vollgeschrieben worden ist, und (b) wenn das Video nicht länger erforderlich ist. Diese zwei Zeitpunkte entsprechen jeweils dem Ende der aktiven Zeile für den Lesezyklus und dem Ende der aktiven Zeile für den Schreibzyklus.
Das Problem ist dasjenige, dass das Lesesystem und das Schreibsystem asynchron sind, das bedeutet, sie können nicht in der geeigneten Zeitbeziehung zueinander bleiben. Demzufolge ist eine Schnittstelle vorgesehen, in der die Adresse oder die Adressen, die der erwünschte Anfang und das Ende der Zeilen ist bzw. sind, d. h. "BOL" und "EOL", für das Schreibsystem und für das Lesesystem definiert ist bzw. sind. Dann vergleichen das Schreibende eines Zeilen-(WREOL)-Komparators 208, das Leseende eines Zeilen-(RDEOL)-Komparators 209 und der Schreibbeginn eines Zeilen-(WRBOL)-Komparators 210 und der Lesebeginn eines Zeilen-(RDBOL)-Komparators 212 die aktuellen Adressen, die von dem Lesezähler 208 und dem Schreibzähler 200 herauskommen, mit den vorab eingestellten Werten entsprechend zu dem erwünschten Read & Write BOL & EOL. Wenn diese Adressen zu den vorab eingestellten Werten passen, das bedeutet, dass jeder Zähler den Punkt erreicht hat, wo es erwünscht ist, damit zu beginnen, das aktive Video aufzufüllen, oder den Punkt erreicht hat, wo es nicht länger notwendig ist, damit fortzufahren, das Video aufzufüllen, da nun das tatsächliche, aktive Video geliefert wird (an der linken Kante) oder der Beginn eines horizontalen Austast-Intervalls erreicht worden ist (an der rechten Kante).
Block 218 ist das "Auffüll-Ende einer Zeile" ("fill end-of-line") einer One-Shot-Schaltung, und darunter ist "Auffüll-Beginn einer Zeile" ("fill beginning-of-line") einer One-Shot-Schaltung 222. Für die linke Kante definiert der Schreib-Anfang eines Zeilen-Komparators 210 die linke Kante des aktiven Videos, wo es erwünscht ist, den Auffüll-Prozess zu beginnen. Der Lese-Beginn eines Zeilen-Komparators 212 bestimmt, wann es möglich ist, das Auffüllen zu stoppen, d. h. den Kanten-Auffüll-Prozess. Demzufolge werden beide Ausgänge der Komparatoren 210 und 212 zu dem Auffüllbeginn von Zeilen-One-Shots 222 geliefert und der Ausgang von One-Shots 222 ist ein Impuls, der nur dann hoch ist, wenn es nicht notwendig ist, die linke Kante der Zeile aufzufüllen, da das Bild nach links, anstelle nach rechts, bewegt worden ist.
Für die rechte Kante des Bilds wird das Auffüll-Ende der Zeilen-One-Shots 218 ähnlich durch das Schreibende des Zeilen-Komparators 208 und das Leseende des Zeilen-Komparators 209 kontrolliert, und dies liefert ein analoges Ausgangssignal, nach dem Ende jedes Video oder eines aktiven Bereichs suchend. Demzufolge erzeugen die "Auffüll-Ende einer Zeile" One-Shots 218 einen einzelnen Impuls, der hoch ist, wenn es erwünscht ist, das Ende der Zeile aufzufüllen. Der Ausgang von One-Shot-Schaltungen 218 und 222 werden zueinander um die Breite einer horizontalen Austastung verschoben; die inneren Kanten entsprechen der Kante eines formalen Austastens und die äußeren Kanten entsprechen der Kante des sich bewegenden, aktiven Bereichs des Videos.
Der Bereich zwischen den zwei Impulsen ist der Bereich, in dem ein stabiles Farb-Burst erzeugt werden muss, das sich in der Amplitude und der Phase dem sich bewegenden Farb-Burst anpasst, was von dem schaukelnden Lesezyklus resultiert. Das "Auffüll-Burst" Flip-Flop wird durch die nachlaufende Kante des EOL Impulses eingestellt und durch die voranführende Kante des BOL Impulses zurückgesetzt. Der "Ende einer Zeile" Tri-Zustand 228 sieht auf die Adresse, definiert als das Leseende der Zeile (das bedeutet die Adresse, die dazu verwendet werden soll, die rechtsseitige Zwischenraumperiode aufzufüllen), und ähnlich liefert der "Beginn einer Zeile" Tri-Zustand 224 ein analoges Signal für den linksseitigen Zwischenraum. Für den "Auffüll-Burst" Bereich ist die Adresse, die verwendet ist, diejenige der Mitte des Farb-Bursts. Demzufolge wird, unter der Steuerung der Befehls-Signale von den One-Shots 218 und 222, eine Adresse entweder an dem Ende einer Zeile oder die Adresse der Mitte des Farb-Burst oder die Adresse des Beginns der Zeile geliefert, wie sie auf dem Bus geliefert wird, der mit der Lese-Adressen-Auswahl-Schaltung 230 für die acht signifikantesten Bits verbunden ist.
Es ist anzumerken, dass alle Busse in dem zentralen Bereich der 7A nur acht Bits breit sind, da es die zwei signifikantesten Bits des Zehn-Bit-Adressensystems sind, denen erlaubt wird, zu laufen (wie dies vorstehend beschrieben ist). Demzufolge wählt die Auswahl-Schaltung 230 zwischen drei festgelegten Adressen entsprechend dem Ende einer Zeile, dem Farb-Burst und dem Beginn einer Zeile aus. Der Burst-(Farb-Burst)-Tri-Zustand 226 wird, wie dargestellt ist, durch den Ausgang des Auffüll-Burst-Flip-Flops und auch durch die Burst-Adresse kontrolliert. Der Effekt eines Einstellens der acht MSB's des Adressenbusses auf die Adresse entsprechend zu der Mitte des Farb-Bursts ist derjenige, die gesamten Lese-Zyklus-HBI mit einer kontinuierlichen Sinuswelle aufzufüllen, exakt das Eingangs-Farb-Burst anpassend, ungeachtet des Wobble-Zustands. Das erwünschte Ausgangs-Farb-Burst kann einfach tormäßig herausgenommen werden. Demzufolge schaltet die Auswahl-Adresse, vorgesehen auf dem Lese-Adressen-Bus ADR, zwischen der tatsächlichen Laufadressenzählung von dem Lesezähler 204 und den statischen Zuständen um, die der Ausgang der Auswahl-Schaltung 230 sind, die normal während eines aktiven Videos läuft, allerdings am Ende einer Zeile, oder dem Beginn einer Zeile und in der Mitte des Bursts, eingefroren ist. Demzufolge wird die Zehn-Bit-Leseadresse geschaukelt bzw. gewobbelt und hält unter den erwünschten Intervallen an, um den Auffüll-Prozess durchzuführen.
Der mit viermal der Unterträgerfrequenzspannung gesteuerte Kristalloszillator 258 der 7A ist auch in Verbindung mit anderen Ausführungsformen in der parallel anhängigen und in gemeinsamem Besitz befindlichen US-Patentanmeldung Serial No. 07/860,643 mit dem Titel „Wide Frequency Deviation Voltage Controlled Crystal Oscillator", Erfinder Ronald Quan, Attorney Docket No. M-1854, beschrieben. 7B der vorliegenden Offenbarung ist eine Ausführungsform des spannungs-gesteuerten Quarzoszillators mit breiter Frequenzabweichung. In 7B entspricht das Ausgangssignal ("OUT") dem geschaukelten Lese-Takt (RDCK) der 7A und der Spannungssteuereingang (V_CONTROL) entspricht dem Ausgang des Fehler-Verstärkers 256 der 7A.
Wie 7B zeigt, ist der erste Quarz bzw. das Kristall 313 in Reihe mit einem Widerstand 312 verbunden. Die Reihen-Anordnung des Widerstands 312 und des Quarzes 313 wird durch einen ersten Ansteuertransistor 325 angesteuert. Stromzuführungen 327 und 328 verbinden die Emitter der Transistoren 325 und 326 mit einer negativen Versorgungsspannung V_EE und den Kollektor des Transistors 325 mit einer positiven Versorgungsspannung V_CC. Die Phasensteuerschaltung umfasst einen Varactor (spannungsgesteuerter, variabler Kondensator), eine Diode 320 zusammen mit Kondensatoren 321, 322 und 323 und eine Induktanz 324. Die Phase, auferlegt durch die Phasensteuerschaltung, wird durch Einstellen des V_CONTROL variiert, der die Kapazität der Varactordiode 320 ändert. Die Dioden 329, 329' begrenzen die Amplitude der Oszillationen in der Schaltung.
Ein zweiter Transistor 325', ein zweiter Quarz 313' und ein Widerstand 312' sind mit einem üblichen Basisverstärkertransistor 326, einem Emittertransistor 325, einem ersten Quarz 313 und einem ersten Widerstand 312 verbunden. Der Emitter des Transistors 325' ist mit einer Stromquelle 327' mit der negativen Versorgungsspannung V_EE verbunden und ein Kollektor des Transistors 325' ist mit der positiven Versorgungsspannung V_CC verbunden. Kristalle bzw. Quarze 313 und 313' werden in-phase zueinander angesteuert. Die Varactordiode 320 besitzt ein relativ niedriges Verhältnis (d. h. 2 : 1) einer maximalen zu einer minimalen Kapazität.
Die Resonanzfrequenzen der Kristalle 313 und 313' werden jeweils so ausgewählt, dass sie unter einem vorbestimmten Intervall (z. B. 3 KHz) voneinander beabstandet sind. Der Wert der Widerstände 312 und 312' beträgt typischerweise ungefähr 150 bis 300 Ohm. Ein Einheits-Verstärkungs-Puffer 330 liefert das Ausgangssignal.
VERWÜRFELUNGSEINRICHTUNGS-RAM-LEITERPLATTE
8 stellt im Detail die RAM-Leiterplatte dar, die bestimmte Blöcke der 4 umfasst, einschließlich des Puffers 76, des Addierers 78, des Subtrahierers 80, des Y-Puffers 82, und des C-Puffers 84. Wie in 8 dargestellt ist, ist eine Eingangs-Verriegelung 340 (nicht in 4 dargestellt) vorhanden, die das Video von der Eingangs-Leiterplatte aufnimmt und dasselbe zu einem Ping-Pong-RAM-Puffer 342, 344 zuführt. Der Addierer 78 und der Subtrahierer 80, wie sie in 8 dargestellt sind, sind dieselben wie in 4. Der Puffer 82 für den Y-Luminanz-Kanal der 4 in 8 ist als Ping-Pong-RAM dargestellt, umfassend Dual-RAM-Bänke 350 und 352, jeweils von einer horizontalen Zeilen-(1H)-Länge. Ähnlich ist der Puffer 84 für den Chrominanz-Kanal der 4 in 8 so dargestellt, dass er ein Ping-Pong-RAM 360, 362 ist.
Sowohl der Luma- als auch der Chroma-Kanal, in Bezug auf die es erwünscht ist, dass sie schwankend gemacht werden, müssen von dem Schreib-Adressen-System zu dem Lese-Adressen-System umschalten, da die Schreib-Adresse und der Schreib-Takt stabil sind, wenn sie ankommen, d. h. WADR und WRCK, wogegen die Lese-Adresse RADR und der Lese-Takt RDCK beide stabil sind. Die Auswahlschaltungen 354 und 364 lenken die Takte und die Adressen-Busse jeweils für den Luma-Kanal und den Chroma-Kanal so, dass, an irgendeiner gegebenen Video-Zeile, einer der Puffer in jedem Paar von Puffern 350, 352 und 360, 362 schreibt und der andere liest. Das Reset-Signal für das horizontale Austast-Intervall wird zu dem 1H-Flip-Flop 356 für eine Steuerung der Auswahlschaltung 354 so zugeführt, dass die Puffer-Paare alternativ geeignet lesen und schreiben.
VERWÜRFELUNGSEINRICHTUNGS-AUSGANGS-LEITERPLATTE
Der Ausgangs-Leiterplatten-Bereich des Blockdiagramms der 4 umfasst den Chroma-D/A-Wandler 98, den Luma-D/A-Wandler 104, den Vertikal-Austast-Intervall-D/A-Wandler 106, die Überlagerungsschaltung 100, den Video-Addierer 102, den Ausgangstreiber 110, die VBI/HBI-Regenerierungseinrichtung 108.
Wie in 9 gesehen werden kann, die die Ausgangs-Leiterplatte darstellt, sind der Luma-DAC (Digital-Analog-Wandler) 104, der VBI-DAC 106, der Chroma-DAC 98 und der Ausgangs-Treiber 110 dieselben Blöcke wie in 4. Zusätzlich stellt 9 die Daten der Zeile 20 an dem oberen linksseitigen Bereich der Figur dar, die so geliefert werden, wie dies vorstehend diskutiert ist, und zwar von der Steuerleiterplatte der 7A, die zu der Injekt-Schaltung 400 für die Zeile 20 hinläuft, die dann zu einem Luma-Austastschalter 414 geliefert wird. Zusätzlich wird das Video-Invertier-Signal auch so vorgesehen, wie dies in dem unteren, rechtsseitigen Bereich der 7A dargestellt ist, in dem oberen, linksseitigen Bereich der 9 zu dem Luma-DAC 104 zugeführt, der auch das Luma-Digital-Signal von dem RAM-Leiterplatten-Ausgangs-Bus aufnimmt, wie dies dargestellt ist. Zusätzlich wird das digitalisierte, vertikale Austast-Intervallsignal von der RAM-Leiterplatte (die zeitstabil ist) zu dem VBI-DAC 106 geliefert und das digitalisierte Chroma-Signal von dem RAM (das schwankend ist) wird von der RAM-Leiterplatte auch zu dem Chroma-DAC 98 zugeführt; der Chroma-DAC wird durch das Quellen-Video-Invertiersignal wie in dem Luma-DAC gesteuert.
Der VBI-Schalter 406, gesteuert durch das VBI-Signal, schaltet in dem vertikalen Austast-Intervall so, wie es erwünscht ist, in dem geeigneten Bereich des Signals um. Der Ausgang des VBI-Schalters 406 wird dann durch einen herkömmlichen Filter vom inversen Sinus-X/X-Typ gefiltert, um das durch das Abtasten induzierte Hochfrequenz-Roll-off-(Dämpfen) zu kompensieren. Der Ausgang des Filters 410 wird dann zu einem Summierverstärker 412 zugeführt. Der Ausgang des Summierverstärkers 412 wird zu dem Luma-Austastschalter 414 zugeführt. Der "Füll-Burst" Vorgang ersetzt das gesamte HBI-Signal gegen ein kontinuierliches Burst an dem Ausgang der RAM-Leiterplatte. Der Vorgang des Luma-Austastschalters ist derjenige, um die H-Austastung und das H-Sync wieder einzusetzen und das kontinuierliche Burst zu erhalten, μm das erwartete Farb-Burst zu bilden, um dadurch das erwünschte HBI-Format zu regenerieren. Der Ausgang des Luma-Austastschalters 414 wird dann durch einen Tiefpassfilter 416 zum Entfernen der fremden Abtast-Seitenbandfrequenzen oberhalb ungefähr 5 MHz gefiltert. Der Ausgang des Tiefpassfilters 416 wird dann zu dem Ausgangs-Treiberverstärker 110 zugeführt.
Ähnlich wird der Ausgang des Chroma-DAC 98 mit dem Vertikal-Austast-Intervallschalter 420 zum Ausschalten des Chroma-Signals während einer vertikalen Austastung verbunden. Der Ausgang des vertikalen Austastschalters 420 wird dann einem Tiefpassfilter 422 unterworfen, um die Chroma-Frequenzen oberhalb ungefähr 2 MHz zu entfernen, und wird dann auch dem Black-Clipper 412 unterworfen, und folgt demzufolge demselben Pfad, wie dies vorstehend für den Luma-DAC beschrieben ist.
In Bezug auf die Wiederherstellung des vertikalen Details von dem Chroma-Kanalausgang wird dies durch die Ausgangsleiterplattenschaltung der 9 durchgeführt. Wie dargestellt ist, findet dies mit der Ausnahme während der vertikalen Austastung unter Steuerung des vertikalen Austastschalters 420 statt, der ein Chroma während einer vertikalen Austastung ausschaltet. Dieses Chroma-Signal während des aktiven Videobereichs der Zeile wird durch den Tiefpassfilter 422 herausgefiltert und an dem Summierverstärker 412 einem Black-Clipping unterworfen und mit dem Luma rekombiniert, was demzufolge das fehlende, vertikale Detail wiederherstellt. Dies kommt daher, dass das fehlende, vertikale Detail in dem Chroma-Kanal erscheint, so dass ein Tiefpassfiltern den Chroma-Inhalt entfernt, was nur das vertikale Detail belässt, und wobei ein Hinzufügen davon wieder zu dem Luma-Kanal das fehlende, vertikale Detail wieder herstellt. Ein vertikaler Synchronisations-Former 426 und ein Blanking-Former 428 wandeln die Logik-Pegel-CS-(composite-snyc)- und die CB-(composite blanking)-Signale zu analogen Signalen der erforderlichen Pegel um und besitzen die standardmäßigen Anstiegs- und Abfallzeiten, d. h. 140 Mikrosekunden für NTSC.
Der untere Teil der 9 ist die Überlagerungsschaltung 100 der 4. Wie dargestellt ist, werden analoge Chroma-Daten von dem Chroma-DAC 98 zu dem inversen Sinus-X/X-Filter 424 zugeführt, um Verluste in Hochfrequenzen aufgrund einer Abtastung und einem Halten in A/D wieder herzustellen. Dieses gefilterte Chroma-Signal (das in der Zeit schwankt) befindet sich allerdings nicht bei der nominalen Unterträgerfrequenz von 3,58 MHz. Demzufolge wird dieses Signal zu einem Balance-Modulator 438 für eine weitere Verarbeitung zugeführt.
Der in der Unterträgerfrequenz-Spannung kontrollierte Quarzoszillator 450 ist Teil einer Schleife, umfassend einen Unterträgerfrequenz-Phasendetektor 446, der einen Fehlerverstärker 448 ansteuert, der wiederum einen Unterträgerfrequenz-Spannungssteueroszillator 450 ansteuert. Der Ausgang des Frequenzsteueroszillators 450 wird durch zwei durch einen Dividierer 452 dividiert, um eine Frequenz von der Hälfte der Unterträgerfrequenz zu erhalten. Der Ausgang des Dividierers 452 wird zu zwei Bandpassfiltern 436, 454 zugeführt; der erste Filter 436 führt nur die fünfte Harmonische der Hälfte der Unterträgerfrequenz hindurch, d. h. 5/2 F_SC. Der zweite Bandpassfilter 454 lässt nur die dritte Harmonische, d. h. 3/2 F_SC, hindurch. Der Bandpassfilter 454 gibt dann das stabile Trägersignal 3/2 F_SC aus, das an einen Balance-Modulator 456 angelegt wird, der dieses mit dem dividiert durch 4 Lese-Takt-Signal (RDCK) mischt, das dann schwankend gemacht wird und gleich zu (viermal der Unterträgerfrequenz/4) ist.
Dieses RDCK Signal wird durch vier an dem Dividierer 458 geteilt, der demzufolge die schwankend gestaltete Unterträgerfrequenz ausgibt, die an dem Balance-Modulator 456 mit dem 3/2 der Unterträgerfrequenz moduliert wird. Der Ausgang des Balance-Modulators 456 wird dann an einem Bandpassfilter 460 gefiltert, um das 5/2 der Unterträgerfrequenz (oberes Seitenband) auszuwählen, das die schwankend gestaltete Unterträgerfrequenz enthält. In der Figur ist dies mit "schwankend gestalteter Träger" bezeichnet, und wird dann an den Balance-Modulator 442 angelegt.
Der obere Zweig der Überlagerungsschaltung, wie er dargestellt ist, nimmt die fünfte Harmonische der stabilen Unterträgerfrequenz, geteilt durch 2, von dem Bandpassfilter 436 auf und moduliert diese an dem Balance-Modulator 438 mit dem schwankend gestalteten Chroma von dem Filter 424. Der Ausgang des Balance-Modulators 438 wird dann durch den Bandpassfilter 440 gefiltert (der ein Durchlassband einer Breite von ungefähr 3 MHz besitzt), um das 7/2 der Unterträgerfrequenz auszuwählen. Der Ausgang des Bandpassfilters 440 ist dann 7/2 der Unterträgerfrequenz (oberes Seitenband), die ein schwankend gestaltetes Chroma enthält, das, wenn es in den Balance-Modulator 442 mit dem schwankend gestalteten Träger gemischt wird, ein stabiles Chroma-Signal bei 3,58 MHz (zu dem Chroma-Austast-Schalter 430) über den Ausgang für das untere Seitenband des Balance-Modulators 442 liefert.
Die Aufgabe dieser Überlagerungsschaltung ist diejenige, dass der Umfang eines Schwankens (Zitterns) der Videozeile ausreichend über den Master-Takt, über den Lese-Takt (RDCK), bekannt ist. Das bedeutet, dass dieses Signal des Master-Takts tatsächlich auf die Änderungen in der Frequenz in dem Verhältnis zu den Änderungen der verwürfel ten Chroma-Frequenz gelegt wird, d. h. das Schwanken. Demzufolge kann dieses Lese-Taktsignal als eine Form einer Aufhebung verwendet werden, um das Schwanken von dem Chroma-Signal im Hinblick auf die Frequenz zu entfernen. Wie dargestellt ist, ist das Burst-Signal, das dem Kontroll-Unterfrequenz-Phasendetektor 446 hilft, das Farb-Burst-Signal von dem Ausgangs-Video. Das Video-Ausgangs-Farb-Burst passt demzufolge das Eingangs-Video-Quellen-Farb-Burst an.
Die Betriebsweise dieser Überlagerungsschaltung wird unter weiterer Bezugnahme auf die Frequenzspektren der 10A bis 10E dargestellt. In 10A nun ist das Eingangs-Programm-Chroma-Signal (vor einem Verwürfeln) verteilt über ein Spektrum, zentriert bei 3,58 MHz, d. h. der Unterträgerfrequenz, dargestellt. Unter einem Verwürfeln in 10B ist das schaukelnd gestaltete Chroma, das von dem Chroma-DAC 98 zugeführt wird, "zitternd" (schaukelnd) um ΔF dargestellt und besitzt eine Mittenfrequenz von 3,58 MHz ± ΔF. Der Master-Takt "zittert" (schwankt) um exakt denselben Betrag bei viermal der Unterträgerfrequenz gleichzeitig, d. h. zentriert bei 14,34 MHz, mit einem Zittern von viermal ΔF, wie dies in 10C dargestellt ist. Dies kommt daher, da das Schwanken in dem Chroma exakt ein Viertel des Master-Takts ist.
Wie in 10D dargestellt ist, wählt, durch eine Bandpassfilterung, die Überlagerungsschaltung 7/2 der Unterträgerfrequenz, was ein schwankendes Chroma bestätigt, und 5/2 der Unterträgerfrequenz aus, wobei beide davon denselben Umfang eines Schwankens, d. h. ± ΔF, umfassen.
Demzufolge kommt man, durch Subtrahieren (Modulieren und Auswählen des unteren Seitenbands) von 7/2 des Unterträgerfrequenz-Chroma von 5/2 der Unterträgerfrequenz (wobei beide davon das Schwanken um ΔF umfassen), an dem Ausgang des Tiefpassfilters an, der stabil bei 3,58 MHz ist und der das erwünschte, stabile Chroma-Signal ist.
11 stellt eine unterschiedliche Version der Überlagerungsschaltung gemäß der Erfindung dar, wie sie auf das vorstehend beschriebene Verwürfelungssystem angewandt wird. Wie dargestellt ist, variiert der Master-Takt in der Frequenz um ±4-mal ΔF aufgrund des Verwürfelungs-Prozesses, um das erwünschte Schwanken in dem Video, wodurch das Video verwürfelt wird, zu bewirken. Das "Programm In" Video wird durch den A/D-Wandler im Block 470 digitalisiert und ist in den Y- (Luminanz) und C- (Chrominanz) Kanal separiert, wobei jeder davon so verarbeitet wird, um mit dem Master-Takt um ±4 ΔF zu schwanken. Nachdem der Master-Takt sowohl die Y- als auch die C-Komponente variiert, d. h. sie in einer in der Zeit variierenden Art und Weise schwankt, besitzt die C-Chrominanz-Komponente Farbfrequenzen, die in nicht erwünschter Weise instabil sind ("zitternd"). Demzufolge ist die Aufgabe der Überlagerungsschaltung diejenige, die verwürfelt Chrominanz-Komponenten-Frequenz so zu stabilisieren, dass der Fernsehempfänger die Farbe unter Verwendung einer einfachen, kostengünstigen Entwürfelungsvorrichtung sehen kann.
Es ist bekannt, dass der Master-Takt bei 4-mal der Unterträgerfrequenz ±4 ΔF liegt. Wie dargestellt ist, werden, nach der digitalen Verarbeitung, sowohl die Y- als auch die C-Signale zurück zu analogen Signalen durch D/A-Wandler im Block 470 gewandelt, was demzufolge das sogenannte "Y" zitternd (schwankend) gestaltete Signal und das "C" zitternd (schwankend) gestaltete Signal ausgibt, was die nicht erwünschte, instabile Trägerfrequenz ist. Die Überlagerungsschaltung an dem unteren, linksseitigen Bereich der 4 wendet das Master-Taktsignal (das auch als das RDCK Signal bezeichnet ist), das durch 4 an dem Dividierer 474 geteilt ist und das dann stabil 3/2 mal mit der Unterträgerfrequenz durch den Balance-Modulator 476 multipliziert ist, an. Wie angeführt ist, liegt die Unterträgerfrequenz bei 3,58 MHz. Das obere Seitenband des Ausgangs des Balance-Modulators 476 wird dann durch den Bandpassfilter 478 ausgewählt, um 3/2 des Frequenzunterträgers plus der Unterträgerfrequenz ±ΔF zu erhalten. Gleichzeitig wird die C' (schwankend gestaltete Chroma) Komponente, die eine Unterträgerfrequenz ±ΔF ist, an dem Bandpassfilter 482 durch den X/X-Filter 424 mit inversem Vorzeichen der 9 gefiltert. Der Ausgang des Bandpassfilters 482 wird dann durch ein stabiles 5/2- Unterträgerfrequenz-Signal an dem Modulator 484 multipliziert und der Ausgang des Modulators 484 wird an dem Bandpassfilter 486 gefiltert, um das obere Seitenband hindurch zu lassen, um 7/2-mal der Unterträgerfrequenz ±ΔF zu liefern.
Wie vorstehend angeführt ist (siehe 9), werden die stabile 3/2 Unterträgerfrequenz und die 5/2 Unterträgerfrequenz von einem phasenverriegelten, spannungsgesteuerten Oszillator geliefert, der auf eine Farbfrequenz eines ankommenden, stabilen Videos verriegelt ist, d. h. die Referenz-Unterträgerfrequenz. Die Ausgänge der Bandpassfilter 478 und 486 werden durch den Balance-Modulator 480 multipliziert und dann an dem Bandpassfilter 488 gefiltert, so dass der untere Seitenbandausgang ein Chroma-Signal bei einem Frequenzunterträger ist, der frei von dem ±ΔF Schaukeln ist. Wie in 9 darge stellt ist (allerdings nicht in 11), wird das Burst von dem Ausgangs-Tiefpassfilter 432 zurück zu dem Phasendetektor 446 geschickt, um den Unterträgerfrequenz-Spannungssteueroszillator 450 phasenmäßig auf die Farbfrequenz des ankommenden Video zu verriegeln. Wie in 11 dargestellt ist, wird das Ausgangs-Chroma-Signal von dem Bandpassfilter 488 dann durch einen Video-Addierer zu dem geschaukelten Luminanz-Signal Y' hinzugefügt, wobei der Ausgang davon tiefpass-gefiltert wird, und zwar bei 490, um das Ausgangs-Video zu liefern, das das geschaukelte Luminanz-Signal und ein geschaukeltes Chroma-Signal mit einer stabilen Unterträgerfrequenz umfasst.
In herkömmlichen Überlagerungsfarbstabilisierern ist der Master-Takt/4 real das Farb-Burst von dem Eingangs-Video. Dies könnte hier ebenso in einer ähnlichen Art und Weise vorgenommen werden, indem das geschaukelte Farb-Burst von dem Invers-Sin-X/X-Filter 424 vorgenommen wird; allerdings würde die Farb-Chroma-Stabilisierung nicht so effektiv sein, und demzufolge würde das Chroma instabiler sein. Für die beste Chroma-Stabilität wird RDCK (einzigartig für dieses System) so verwendet, wie dies vorstehend beschrieben ist.
In Bezug auf die vorstehend beschriebene Überlagerungsschaltung liegt deren Anwendbarkeit zusätzlich zu der Verwendung in dem Verwürfeln. Zum Beispiel ist sie zur Verwendung in Verbindung mit irgendeiner Art einer Videoverarbeitung geeignet, die auf der Zeit basierende Fehler umfasst.
ENTWÜRFELUNGSEINRICHTUNG
Das verwürfelte Video-Ausgangs-Signal von dem Codierer oder von der Verwürfelungsschaltung der 4 wird herkömmlich über ein Koaxialkabel, einen Satelliten, gesendetes Fernsehen, Kabelfernsehen oder ansonsten zu einer Entwürfelungseinrichtung (Decodierer) übertragen, der typischerweise in einem Haus vorhanden ist, und der entwürfelte Ausgang davon wird mit einem herkömmlichen Fernsehgerät oder einem Monitor in dem Haus verbunden. Eine der Aufgaben der vorliegenden Erfindung ist es, ein System zu schaffen, das hoch sicher ist, eine ausreichende Geheimhaltung bietet, und dennoch mit einem kostengünstigen und zuverlässigen Decodierer kompatibel ist. Dies kommt daher, dass tausende oder zehntausende Decodierer hergestellt sind und verwendet werden, und demzufolge ist es wesentlich, dass sie relativ kostengünstig sind und nur eine geringe Wartung erfordern, da sie zu Hause vorhanden sind. Es ist anzumerken, dass dies nicht in Verbindung mit der Verwürfelungseinrichtung der Fall ist, die typischerweise an dem Kopfende bzw. Anfang angeordnet ist, und von denen relativ wenige (einer pro TV-Kanal) in irgendeinem Fernsehsystem vorhanden sind.
12 zeigt ein Flussdiagramm der Entwürfelungs-Signal-Verarbeitung. Im Schritt 500 wird das verwürfelte Video empfangen und die verschlüsselte Zufallszahl (die der Decodierausgang ist) wird extrahiert. Von dieser extrahierten Zahl wird, im Schritt 502, die Zufallszahl entschlüsselt und zu einer analogen Wellenform umgewandelt. Dann erzeugt, im Schritt 504, diese analoge Wellenform eine schaukelnde Zeitbasis, die das Eingangs-Video führt, d. h. die Informationen umfasst, die notwendig sind, um exakt anzuzeigen, wie das Video zu schaukeln ist. Von diesen Daten ist es möglich, und zwar im Schritt 506, das erforderliche, schaukelnde, horizontale Sync, eine Austastung und das Farb-Burst zu synthetisieren. Im Schritt 508 wird das vollständige, horizontale Austast-Intervall des Eingangs-Signals gegen ein vollständiges, synthetisiertes, schaukelndes, horizontales Austast-Intervall, aufgebaut aus dem synthetisierten Sync, einer Austastung und einem Farb-Burst, was das Video leitet, ersetzt, was demzufolge ermöglicht, dass das Signal auf einem herkömmlichen Fernsehempfänger betrachtet werden kann.
13 stellt in Blockdiagrammform einer Ausführungsform des Decodierers zum Durchführen der Verarbeitung der 12 dar. In dem oberen, linksseitigen Bereich wird das verwürfelte Video-Eingangssignal zu einem Eingangspuffer 520 geliefert. In dem Entwürfelungs-Datenpfad werden die Daten durch den Datenextrahierer 522 extrahiert und dann herkömmlich durch eine Entschlüsselungseinrichtung 524 decodiert. Die Daten sind von einer digitalen zu einer analogen Form in Block 526 umgewandelt worden, durch einen Tiefpassfilter 528 geglättet worden und zu einem Komparatorfeld 530 zugeführt worden.
Dabei wird die phasenverriegelte Schleife 534 auf die Rate der horizontalen Zeile des ankommenden, horizontalen Sync verriegelt, um einen Analog-Ramp-Generator 536 anzusteuern. Das Komparatorfeld 530 vergleicht dann das horizontale Ramp mit dem sich variierenden DC-(Gleichstrom)-Signal, das von dem Tiefpassfilter 528 herauskommt, um eine sich bewegende Kante an dem Punkt zu erzielen, an dem sie kreuzen, d. h. wo der Vergleich vorgenommen wird, von welcher Kante es möglich ist, alle Elemente des horizontalen Austast-Intervalls in der Zeit zu skalieren.
Diese Komparator-Daten werden dann dazu verwendet, ein Burst, ein horizontales Sync und Austast-Impulse zu erzeugen, unter Verwendung des Farb-Burst-Regenerators 542 und des Regenerators 544 für das horizontale Austast-Intervall, die an einen Video-Schalter 548 angelegt werden. Der Video-Schalter 548 schaltet zwischen dem aktiven Video, das (mit einer Ausnahme) nicht durch die Entwürfelungseinrichtung verarbeitet worden ist, und dem horizontalen Austast-Intervall, das durch den unteren Teil der Schaltung der 13 verarbeitet ist, um. Der Video-Schalter 548 wird durch das regenerierte, horizontale Austasten angesteuert.
Das Eingangs-Video von dem Puffer 520 wird durch die Entwürfelungseinrichtung nur in dem Umfang verarbeitet, dass das Video zurückinvertiert wird, wo immer es zuvor durch die Verwürfelungseinrichtung invertiert worden ist, um das originale Bild wiederherzustellen. Dieses nun vollständig nicht-invertierte Video wird zu dem Video-Schalter 548 zugeführt, wobei der Ausgang davon dann zu einem Ausgangs-Treiber 550 für den Video-Ausgang zu dem TV-Empfänger oder -Monitor zugeführt wird.
Der Analog-Ramp-Generator 536 erzeugt eine Reihe von Wellenform-Rampen, wie dies in 14A dargestellt ist, die mit einem horizontalen Sync von der PLL 534 getaktet werden. Wie in 14A dargestellt ist, besitzt jedes Ramp die Dauer, die ausreichend ist, um das gesamte, regenerierte HBI, einschließlich des Schaukelns, abzudecken – – das bedeutet ungefähr 20 Mikrosekunden. Demzufolge vergleicht der Komparator die Ramps mit einer Referenzspannung, die als eine horizontale Zeile in 14A dargestellt ist. Der Komparator liefert als Ausgang die Rechteckimpulse, die in 14B dargestellt sind, wobei jeder davon in der Zeit synchron zu dem Schaukeln, das in dem Eingangs-Video vorhanden ist, schaukelt, wie dies durch die horizontalen Pfeile an der voranführenden Kante jedes horizontalen Impulses in 14B dargestellt ist.
Wie in 14B dargestellt ist, ist ein solcher Rechteckimpulsausgang von dem Komparator für jede Videozeile vorhanden. Demzufolge bewegt sich diese Kante synchron in der Zeit mit dem Schaukeln. Dann ist es, unter Verwendung einer einzelnen, schaukelnden Kante für jede Zeile, wie dies in 14B dargestellt ist, möglich, vollständig das horizontale Austast-Intervall zu rekonstruieren, wie dies in 14C durch die vertikalen Pfeile dargestellt ist, die sechs Kanten bzw. Flanken darstellen, die sind: (1) die voranführende Kante des horizontalen Austastens; (2) die voranführende Kante des horizontalen Sync-Impulses; (3) die nachlaufende Kante des horizontalen Sync-Impulses; (4) die voranführende Kante des Farb-Bursts; (5) die nachlaufende Kante des Farb-Bursts; und (6) das Ende des horizontalen Sync-Impulses. Gemäß einer Ausführungsform der Erfin dung wird dies durch Vorsehen eines Felds aus sechs unterschiedlichen Komparatoren vorgenommen, jeder mit einem Offset zu dem vorhergehenden. Alternativ würde ein einzelner Komparator die erste Kante erzeugen und dann würde eine Folge von zeitabgestimmten One-Shots die anderen fünf Kanten des horizontalen Austast-Intervalls liefern.
Die Hauptaufgabe der Entwürfelungseinrichtung, zusätzlich zu einem Entfernen der Inversion des aktiven Bereichs des Videos, ist diejenige, einen horizontalen Synchronisations-Impuls zu erzeugen, der sich exakt synchron zu dem zeit-induzierten Schaukeln bewegt, und ein Farb-Burst, das sich exakt synchron zu dem zeit-induzierten Schaukeln bewegt. Die Wiederherstellung des Sync-Impulses ist relativ direkt, allerdings ist die Wiederherstellung des Farb-Bursts schwieriger, wie dies unter Bezugnahme auf 1B dargestellt ist. In Zeile N tritt das Farb-Burst in der Zeit vorgeschoben in Bezug auf die Stelle des Farb-Bursts in Zeile N + 1 auf und das Farb-Burst in Zeile N + 2 wird relativ zu der Stelle des Farb-Bursts in Zeile N + 1 verzögert. Demzufolge muss die Entwürfelungseinrichtung eine Sinuswelle liefern, die in der Amplitude und der Phase ein Farb-Burst anpasst, das bis dahin noch nicht für bestimmte, besondere Zeilen aufgetreten ist.
Demzufolge muss die Schaltung die Stelle des Farb-Bursts für bestimmte Zeilen antizipieren. Dies wird in der Entwürfelungseinrichtung in einer Ausführungsform unter Verwendung des Farb-Bursts durchgeführt, um einen Quarzfilter in den Burst-Regenerator 542 der 13 einzubringen, so dass der Filter unter derselben Amplitudenphase für die gesamte Zeile läuft, was demzufolge eine kontinuierliche Welle erzeugt, die dieselbe Amplitude und Phase wie das Farb-Burst besitzt. Dies erfordert typischerweise zwei kaskadierte, oszillierende Kristalle bzw. Quarze, um einen Filter zu schaffen, der gut genug läuft (das bedeutet ein Q hoch genug besitzt), so dass der Ausgang nicht zu Null vor dem Ende der Videozeile abgefallen ist.
Eine Verbesserung gemäß der Erfindung gegenüber einer Verwendung dieser zwei kaskadierten Quarze ist diejenige, eine Nicht-Standard-Form des Farb-Bursts zu schaffen, und zwar durch Teilen des Farb-Bursts in zwei Bereiche (oder mehr) in der Verwürfelungseinrichtung. 15A stellt ein herkömmliches RS-170A horizontales Austast-Intervall mit einem Farb-Burst ("Burst") an dem hinteren Eingang dar. 15B zeigt, gemäß der Erfindung, dass, anstelle eines ersten Bereichs des Bursts, ein Vor-Burst-Bereich vorhanden ist, vorgesehen an dem vorderen Teil des horizontalen Austast-Intervalls jeder Videozeile, wobei der Rest des Farb-Bursts herkömmlich an dem hinteren Teil des HBI angeordnet ist. Demzufolge würde dort kein Erfordernis vorhanden sein, den Quarzfilter für mehr als ungefähr 5 Mikrosekunden laufen zu lassen, d. h. nicht die gesamte Dauer der horizontalen Austastung. Dies hat den Vorteil, dass die Verwendung einer einfacheren und kostengünstigeren Entwürfelungseinrichtung ermöglicht wird, allerdings von einem Nicht-Standard-Format aufgrund des Erfordernisses, dass Pre-Burst vorzusehen. Dies ist deshalb ein nicht netzwerk-transparentes, d. h. nicht NTSC kompatibles, System, geeignet zur Verwendung in Verbindung für einen Fall einer Anwendung in einem Videokino.
Eine alternative Maßnahme (dargestellt in 15C) ist diejenige, ein kontinuierliches "Farb-Burst" auf das gesamte HBI zu überlagern – – das bedeutet Beginnen eines "Burst" an dem Beginn einer Austastung und dieses den gesamten Weg hindurch laufen zu lassen, was den Sync-Impuls linear hinzufügt.
ENTWÜRFELUNGSEINRICHTUNG MIT EINER DIGITALEN SYNTHESE VON HBI
Der vorstehend beschriebene Entwürfelungsvorgang setzt ein synthetisierendes (regenerierendes) horizontales Sync, ein Austasten und ein Farb-Burst ein, das das Video "Schaukeln" führt, und das ankommende Standard-Sync, das Austasten und das Burst damit ersetzt, um ein Videosignal zu bilden, das eine vereinheitlichte Zeit-Basis-Variation (das "Schaukeln") besitzt, das der TV-Empfänger nachvollziehen kann, um ein stabiles, "entwürfeltes" Bild zu präsentieren.
In einer anderen Ausführungsform können solche Sync Austast- und Burst-Signale digital in der Entwürfelungseinrichtung erzeugt werden. Das darauffolgende Einfügen in das analoge Signal, und die gesamte Videosignalverarbeitung (clamping, AGC, inversion, usw.), verbleiben in der analogen Domäne, wie bei der vorstehend beschriebenen "analogen" Ausführungsform der 13.
Die nachfolgende Schaltung ist für NTSC; Pal arbeitet ähnlich, allerdings mit unterschiedlichen, numerischen Werten, wie für Fachleute auf dem betreffenden Fachgebiet ersichtlich werden wird. Das horizontale Offset, erforderlich für jedes horizontale Austast-Intervall (horizontal blanking interval – HBI) jeder Zeile, wird mathematisch basierend auf einem bestimmten, geeigneten Interpolationsalgorithmus von dem Feld-Raten-Daten-Byte, geschickt in dem vertikalen Intervall, berechnet. Dieses Offset wird als Voreinstellung oder Vorbeladung zu einem Zähler "der durch 1820 teilt" ("divide-by-1820"), der bei 8-mal der Unterträgerfrequenz läuft, nominal so organisiert, dass der Zähler die gesamte Zeile auszählt – das bedeutet die Zählung von 1820 benötigt 63,555 Mikrosekunden. Es wird gese hen werden, dass, falls der Zähler vorab für einen Wert von, beispielsweise 10, eingestellt ist, der Zähler mit seiner Zählung bis 1820 in einer Zeit von 349 Nanosekunden früher fertig sein wird, wenn er nicht vorab eingestellt worden wäre. Falls der Zähler tatsächlich so ausgelegt ist, um bis 1880 zu zählen, kann eine Vorsehung für Voreingaben gemacht werden, die von 0 bis 120 reichen, wobei der Netto-Effekt derjenige ist, dass die Zeilen-Zeit, wie sie durch den Zähler eingestellt ist, mit ±2 Mikrosekunden, in Erhöhungen von 35 Nanosekunden, variiert werden kann.
In der Praxis beträgt, mit dem vorliegenden Verwürfelungsprozess, die Variation Zeile zu Zeile der Zeilenlänge mehr als 10 Nanosekunden; demzufolge muss der Zähler nur eine Zählung von 1820 +/– 1, oder 1821 mit einem vorab eingestellten Bereich von 0 bis 2 erreichen. (Es wird gesehen werden, dass die Zeit-Offset-Akkumulation über 240 Zeilen in einem einzelnen Frame, bei 10 Nanosekunden/Zeile, 2,4 Mikrosekunden beträgt).
Dann ist, unter Bezugnahme auf das Blockdiagramm der 16A, die obere Reihe der Blöcke die Analog-Video-Verarbeitung entsprechend zu den ähnlich numerierten Elementen der 13. In der zweiten Reihe wird ein Oszillator 578, der bei 8*F_SC arbeitet, in der Phase auf das ankommende Farb-Burst durch die Unterträger-PLL 576 verriegelt. Deren Ausgang wird durch acht an dem Dividierer 580 geteilt, um ein Signal von 3,58 MHz zu erzeugen, das durch das Burst-Gating 582 tormäßig gesteuert wird, um ein neues Farb-Burst zu bilden, ebenso wie einen Takt für den 1 : 1880 Zähler 588 zu liefern.
In der dritten Reihe wird das Daten-Byte in dem vertikalen Intervall von dem ankommenden Video separiert und in dem Block 584 entschlüsselt und zu dem Zeilen-Offset-Kalkulator 586 (ein Mikroprozessor) zugeführt. Der Kalkulator 586 berechnet in einer Realzeit das Offset Zeile für Zeile, erforderlich dazu, das Vertikal-Raten-Daten-Byte anzupassen, und führt diese Zahl (noch in einer Realzeit) zu dem durch 1880 dividierenden Zähler 588 zu. Der Kalkulator 586 kann einfach sein, da er höchstens eine Zahl mit einer Genauigkeit von acht Bit alle 63,555 Mikrosekunden berechnen muss; weiterhin wird er allgemein mindestens vier Zeilen (oder 245 Mikrosekunden) haben, in denen zu arbeiten ist. In einer alternativen Ausführungsform der 16B (ansonsten ähnlich zu derjenigen der 16A) läuft, um die erforderliche Taktgeschwindigkeit, ohne Verschlechterung der Feinheit in der Zeitauflösung, zu reduzieren, das System bei 4*F_SC, anstelle von 8*F_SC, und der Zähler wird mit nur den 7 signifikantesten Bits des Offset-Worts vorgela den. Dies begrenzt die Verschiebung auf eine minimale Erhöhung von 70 Nanosekunden; das letze Bit (last bit – LSB), das die Verschiebung von 35 Nanosekunden definiert, wird dazu verwendet, den Takt in einem XOR-Gatter 587 umzuwandeln. Die Inversion bewirkt, dass die "nachlaufende Kante" die aktive Kante ist, anstelle der "voranführenden Kante", und zwar in die Verriegelung 589 hinein, und verschiebt dadurch den Verriegelungs-Ausgang um die erwünschten 35 Nanosekunden.
Wie die 16A und 16B zeigen, wird der 11-Bit-Ausgang des Zähler 588 herkömmlich an einem Flanken- bzw. Kanten-Decodierer 590 decodiert, um sechs zeitabstimmende Kanten entsprechend zu den voranführenden und nachlaufende Kanten der erwünschten Sync-, der Austast- und Burst-Gate-Impulse zu liefern; es wird gesehen werden, dass sich diese Kanten bewegen, und zwar gemeinsam, mit dem angegebenen "Schaukeln" ("wobble"), und zwar auf der die Zeilen-Rate variierenden Voreinstellung zu dem Zähler. Die Zeitabstimmungskanten werden herkömmlich an drei R-S-Flip-Flops 592 angelegt, um die tatsächlichen Impulse zu erzeugen. In der Praxis können zusätzliche "Haus-Keeping" Impulse ähnlich decodiert und gebildet werden, so wie dies erforderlich ist.
In der vierten Reihe wird das Sync-Signal an dem Sync-Stripper 594 von dem Video separiert und wird weiterhin in horizontale und vertikale Sync-Impulse an dem Separierungs-Block 596 separiert. Das horizontale Sync wird dazu verwendet, den 1880 Zähler 588 zurückzusetzen; der vertikale Teil wird dazu verwendet, den durch 522 teilenden Zähler 596 zurückzusetzen, der durch ein horizontales Sync getaktet wird und dazu verwendet wird, Zeilen in dem Frame in einem Zeilen-Zahl-Decodier-Block 600 für verschiedene Haus-Keeping-Zwecke zu zählen – – insbesondere dahingehend, den HBI-Regenerierungs-Prozess in dem Block 544 während der 22 Zeilen des vertikalen Intervalls zu unterbinden.
VERTIKAL-SYNC-ZEITVERSCHIEBUNG-VERWÜRFELUNG
Die Aufgabe dieser Ausführungsform ist es, zu bewirken, dass das Bild sowohl in der vertikalen als auch in der horizontalen Richtung schwankt. Die Umsetzung erfordert nur, dass der vorliegende Online-Speicher (RAM), der den Addierer 78 und den Subtrahierer 80 auf der RAM Leiterplatte ansteuert, um etwa 21 Zeilen erweitert wird, mit der Vorsehung, den Ausgang irgendwelcher der 21 Zeilen zufällig auszuwählen. In der Praxis wird dann, verglichen mit dem Video aus dem 11. der 21 Speicherstufen, ein Video von den ersten um 10 Zeilen vorgeschoben, und ein Video von dem letzten wird um 10 Zeilen verzögert; 20 Zeilen Peak zu Peak aus 240 aktiven Zeilen pro Feld steht in direktem Vergleich zu vier Mikrosekunden einer horizontalen Bewegung von 52 Mikrosekunden einer aktiven Bildbreite. Ein zweites, mit zufälliger Frequenz moduliertes, digitales, sinusähnliches Signal (analog zu einem solchen, das die Leseadresse für ein horizontales Schaukeln variiert), wird dazu verwendet, den Ausgang von unterschiedlichen Paaren von 1H Pufferverzögerungen auszuwählen, um an den Addierer und den Subtrahierer für eine Y/C-Separation angelegt zu werden.
Die Zahl von 1H-Speicherpuffern kann für unterschiedliche Anwendungen variiert werden, und irgendeine geeignete Rate einer Variation kann verwendet werden; insbesondere kann die Rate einer Variation zufällig wie bei dem horizontalen Verwürfeln des Systems der 4 kontrolliert werden, wobei in einem solchen Fall ein zweites Byte an Daten zu dem vertikalen Intervall hinzuaddiert werden würde, um die vertikale Variation zu beschreiben, analog zu dem ersten Byte, das dazu verwendet wird, die horizontale Variation zu beschreiben. Das zweite Byte würde natürlich ähnlich dem ersten Byte verschlüsselt werden.
17 stellt ein System mit einer 5-Zeilen-Variation dar und ersetzt insgesamt den Block 76, bezeichnet mit "1H-BUFFER" der 4. 17 stellt Bereiche dar, die der Schaltung der 9 entsprechen, umfassend einen Video-A/D 74, einen Addierer 78 und einen Subtrahierer 80. Fünf 1H-Puffer 602, 604, 606, 608, 610 ersetzen den einzelnen 1H-Puffer 76 der 4. Die Puffer 602, ..., 610 werden entsprechend einer zufällig variierenden Zahl, erzeugt durch einen Zufalls-Zahl-Generator 612, ausgewählt, der, wie vorstehend beschrieben ist, ein frequenzmoduliertes, digitales, sinuswellenähnliches Signal erzeugt, um einen der Puffer 602, ..., 610 für jedes Videofeld auszuwählen, was demzufolge zufällig den Umfang einer vertikalen Zeitverschiebung variiert. In jedem Fall werden, für den ausgewählten Puffer, der Addierer 78 und der Subtrahierer 80 mit dem Eingang und Ausgang des ausgewählten Puffers, analog zu der Schaltung der 4, angesteuert. Demzufolge werden zu allen Zeiten der Addierer 78 und der Subtrahierer 80 mit zwei Videosignalen präsentiert, die um exakt eine Zeile (1H) unterschiedlich sind, und demzufolge schreitet die Y-C-Separation unbehindert fort.
Ein Entwürfeln erfordert einfach, dass das vertikale Sync-Signal so geschaukelt wird, um das Bild anzupassen, analog zu dem vorstehend beschriebenen, horizontalen Schaukeln; TV-Geräte, Monitore oder Projektoren, die vertikale Ablenksysteme mit Zeilenzählung verwenden, würden so modifiziert werden, um eine zeitvariierende Zeilenzählung zu akzeptieren, während die älteren, auf einem Multivibrator basierenden TV-Einheiten keine Modifikation erfordern würden.
Kantenauffüllmaßnahmen, ähnlich zu solchen, die vorstehend beschrieben sind, werden dazu verwendet, den oberen Teil des Frame bzw. Einzelbilds, wenn das Bild nach unten verschoben wird, und den unteren Teil des Frame bzw. Einzelbilds, wenn das Bild nach oben verschoben wird, aufzufüllen; kleine Variationen der vorstehend beschriebenen Kantenauffüllschaltung nehmen dies vor.
Die vorstehende Beschreibung der Erfindung ist erläuternd und nicht einschränkend; weitere Modifikationen werden für Fachleute auf dem betreffenden Fachgebiet im Hinblick auf die Offenbarung und die beigefügten Ansprüche ersichtlich werden.

Claims

Verfahren zum Verdecken des Vorhandenseins der Position der Kante des aktiven Videobereichs, die relativ zu der horizontalen Austastlücke zeitversetzt ist, in jeder Videozeile durch Auffüllen an der Kante, das die Schritte aufweist: Bestimmen der Endpunkte eines Zeitabstands zwischen der zeitversetzten Kante des aktiven Videos und der nicht-zeitversetzten Sollposition; während der Dauer des Zeitabstands, Wiederholen eines ausgewählten Satzes einer vorbestimmten Anzahl von Pixeln von der Kante des aktiven Videobereichs aus, um so eine Signalanpassung des aktiven Videos an die Kante des aktiven Videobereichs zu erzeugen; und Einfügen des erzeugten Signals mit dem wiederholten Satz von Pixeln in das Videosignal während der Dauer des Zeitabstands an der Kante des aktiven Videobereichs.
Verfahren nach Anspruch 1, das weiterhin bei Aufrechterhaltung eines stabilen Farb-Burst-Signals die Schritte aufweist: Erzeugen eines stabilen Farb-Burst-Signals, das dem Farb-Burst des verschlüsselten Videosignals in der Amplitude und in der Phase angepasst ist; und Einfügen des erzeugten, stabilen Farb-Burst-Signals in das verschlüsselte Videosignal.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die vorbestimmte Anzahl von Pixeln vier ist.
Verfahren nach Anspruch 1, das weiterhin ein Zufallsrauschen zum Verdecken des Zeitabstands umfasst, das die Schritte aufweist: Erzeugen eines Zufallsrauschens bei einer bestimmten Frequenz, die einer Komponenten des Videosignals zugeordnet ist; Addieren des Zufallsrauschens zu dem Videosignal während der Dauer des Zeitabstands.
Verfahren nach Anspruch 4, das weiterhin die Schritte aufweist: Erzeugen eines zusätzlichen Zufallsrauschens bei einer bestimmten Frequenz, die einer zweiten Komponenten des Videosignals zugeordnet ist; und Hinzufügen des zusätzlichen Zufallsrauschens zu dem Videosignal während der Dauer des Zeitabstands.
System zum Verdecken des Vorhandenseins der Position der Kante des aktiven Videobereichs, die relativ zu der horizontalen Austastlücke zeitversetzt ist, in einem verschlüsselten Videosignal in jeder Zeile durch Auffüllen an der Kante, das aufweist: mindestens zwei Komparatoren zum Definieren jeweils des Beginns und des Endes eines Zeitabstands zwischen der zeitversetzten Kante des aktiven Videobereichs und einer nicht-zeitversetzten Sollposition; eine logische Schaltung zum Erzeugen von Signalen an dem definierten Beginn und dem Ende des Zeitabstands; eine Auswahlschaltung zum Auswählen einer Reihe einer vorbestimmten Anzahl von Pixeln von der Kante des aktiven Videobereichs an dem Zeitabstand; eine Einrichtung zum Wiederholen der Reihe einer vorbestimmten Anzahl von Pixeln für die Dauer des Zeitabstands; und eine Einrichtung zum Einfügen der wiederholten Reihe von Pixeln während der Dauer des Zeitabstands in das Videosignal.
System nach Anspruch 6, das weiterhin ein Zufallsrauschsystem aufweist, um den Zeitabstand zu verdecken, das aufweist: mindestens einen Rauschgenerator zum Erzeugen eines Rauschens bei einer Frequenz, die einer der Komponenten des Videosignals zugeordnet ist; und eine Einrichtung zum Einfügen des Rauschens in das Videosignal während der Dauer des Zeitabstands.
System nach Anspruch 6, wobei die vorbestimmte Anzahl von Pixeln vier ist.
System nach Anspruch 6, das weiterhin zur Aufrechterhaltung eines stabilen Farb-Burst-Signals aufweist: eine Einrichtung zum Erzeugen eines stabilen Farb-Burst-Signals, das in der Amplitude und der Phase an den Farb-Burst des verschlüsselten Videosignals angepasst ist; und eine Einrichtung zum Einfügen des erzeugten, stabilen Farb-Burst-Signals in das verschüsselte Videosignal.