DE60219834T2 - Vereinfachter Block-Linearer Entzerrer mit Raum-Zeit Sende-Diversität - Google Patents

Description

• Hintergrund
• Die vorliegende Erfindung betrifft Kommunikationssysteme, die Codemultiplex-Vielfachzugriffsverfahren (CDMA-Verfahren) verwenden. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung ein Sende-Diversitätsmodell, das auf eine CDMA-Kommunikation angewendet werden kann.
• Raumdiversität wurde für die Unterstützung von Benutzern mit sehr hoher Datenrate in den Breitband-Codemultiplex-Vielfachzugriffssystemen der dritten Generation vorgeschlagen. Unter Verwendung mehrerer Antennen erzielen die Systeme bessere Verstärkungen und Verbindungsqualität, was zu einer erhöhten Systemkapazität führt. Klassisch wurde Diversität durch die Verwendung der Keulenschwenkung oder durch Diversitätskombinieren ausgenutzt.
• In jüngster Zeit wurde erkannt, daß die koordinierte Verwendung der Diversität durch die Verwendung von Raum-Zeit-Codes erreicht werden kann. Derartige Systeme können theoretisch die Kapazität um bis zu einen Faktor gleich der Anzahl von Sende- und Empfangsantennen in der Anordnung erhöhen. Raum-Zeit-Codes wirken auf einen Block von Eingangssymbolen, wobei über die Antennen und die Zeit eine Matrixausgabe erzeugt wird.
• In der Vergangenheit haben Raum-Zeit-Diversitätssysteme aufeinanderfolgende Symbole gleichzeitig mit ihren komplex Konjugierten gesendet. Diese Art von System kann jedoch am Empfangsende zu einer Symbolüberlappung führen. Der Betrag der Überlappung ist abhängig von der Länge der Impulsantwort des Ausbreitungskanals. In dem Zeitteilungsduplexmodus (TDD-Modus) muß diese Symbolüberlappung in dem Joint-Detection-Empfänger berücksichtigt werden. Der Joint-Detector muß die überlappenden gesendeten Symbole und ihre Konjugierten schätzen, was zu einer Erhöhung der Komplexität der Joint-Detection führt.
• Um diese Erhöhung der Joint-Detection-Komplexität zu verringern, wurden Systeme erzeugt, die zwei ähnliche, aber unterschiedliche Datenfelder senden. Das erste Datenfeld mit einem ersten Abschnitt D₁ und einem zweiten Abschnitt D₂ wird von der ersten Antenne gesendet. Ein zweites Datenfeld wird durch Modifizieren des ersten Datenfelds erzeugt. Die Negation der Konjugierten von D₂, -D₂*, ist der erste Abschnitt des zweiten Datenfelds und die Konjugierte von D₁, -D₁*, ist der zweite Abschnitt. Das zweite Datenfeld wird gleichzeitig von der zweiten Antenne gesendet.
• Obwohl dieses Diversitätsübertragungsmodell die Empfängerkomplexität verringert, sind Empfänger für dieses Modell immer noch sehr komplex. Derartige Empfänger verwenden zwei Joint-Detection-Vorrichtungen. Jede Joint-Detection-Vorrichtung gewinnt das von einer der Antennen gesendete Datenfeld einzeln zurück. Eine derartige Implementierung behandelt Fremdinterferenz zwischen den zwei gesendeten Datenfeldern, indem sie die Sendung jeder Antenne getrennt behandelt. Als ein Ergebnis behandelt jede Joint-Detection-Vorrichtung die Sendung der anderen Antenne als Rauschen. Die von jeder Joint-Detection-Vorrichtung wiedergewonnen Symbole werden unter Verwendung eines Decoders kombiniert, um d₁ und d₂ zu bestimmen. Ein Blockschaltbild dieses Systems ist in 1 dargestellt. Der Empfänger in einem derartigen System hat aufgrund der Verwendung von zwei Joint-Detectors eine hohe Komplexität, was zu einem höheren Empfängeraufwand führt.
• Folglich besteht ein Bedarf an alternativen Empfängerimplementierungen.
• EP-A-1069707 offenbart ein Raum-Zeit-Sende-Diversitätsmodell unter Verwendung von zwei Antennen, wobei ein Datenblock mit Symbolen gleichzeitig mit einem komplex Konjugierten eines anderen Blocks gesendet wird.
• "Efficient multi-rate multi-user detection for the asynchronous WCDMA uplink", H.R. Karimi, 1999, ISBN 0-7803-5436-2, offenbart einen Vergleich zwischen zwei Ansätzen zur Verringerung der Komplexität der Mehrbenutzer-Joint-Detection-Verfahren, eines basierend auf einer genäherten Cholesky-Faktorenzerlegung und eines basierend auf iterativen Schemas, wie etwa dem Verfahren konjugierter Gradienten oder dem Jacobi-Algorithmus und seinen Ableitungen.
• "A novel efficient solution to block-based joint detection using approximate Cholesky factorization", H.R. Karimi et al., 1998, ISBN 0-7803-4872-9, offenbart ein Verfahren für die Cholesky-Faktorenzerlegung einer dünnbesiedelten, aber großen Korrelationsmatrix, wobei die Pseudo-Block-Toeplitz-Faktorzerlegung ausgenutzt wird.
• Zusammenfassung
• Die vorliegende Erfindung ist ein Verfahren und ein System zum Empfangen von Daten, die unter Verwendung von Block-Raum-Zeit-Sendediversity (BSTTD) in einem Codemultiplex-Vielfachzugriff-Kommunikationssystem (CDMA-Kommunikationssystem) übertragen werden. Das System weist einen Sender zum Senden eines ersten Datenfelds unter Verwendung einer ersten Antenne und eines zweiten Datenfelds unter Verwendung einer zweiten Antenne und einen Empfänger auf. Der Empfänger umfaßt eine Antenne zum Empfangen der ersten und zweiten übertragenen Datenfelder und einen BSTTD-Joint-Detector, der unter Verwendung eines linearen Block-entzerrermodells mit kleinstem mittleren Quadratfehler und einer genäherten Cholesky-Zerlegung des Modells Symbole der ersten und zweiten übertragenen Datenfelder bestimmt.
• Kurze Beschreibung der Zeichnungen
• 1 ist ein Blockschaltbild eines Kommunikationssystems des bisherigen Stands der Technik, das Raum-Zeit-Sende-Diversität verwendet.
• 2 ist ein Blockschaltbild eines Empfängers gemäß der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
• 3 ist eine Darstellung von Matrixstrukturen zur Näherung der Block-Raum-Zeit-Sende-Diversität (BSTTD) gemäß der bevorzugten Ausführungsform.
• 4 ist ein Flußdiagramm des Block-Raum-Zeit-Sende-Diversitäts-Joint-Detection-Verfahrens gemäß der bevorzugten Ausführungsform.
• Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
• 2 ist ein Blockschaltbild eines Empfängers 10, der sich bevorzugt in einem Benutzergerät (UE) befindet, in einem CDMA-Kommunikationssystem gemäß der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Obwohl bevorzugt wird, daß sich der Empfänger bei dem UE befindet, kann der Empfänger 10 an der Basisstation angeordnet werden und auf Kommunikationen der Aufwärtsstrecke wirken. Der Empfänger 10 weist eine BSTTD-Joint-Detection-Vorrichtung (BSTTD-JD) 12, eine Kanalschätzvorrichtung 13 und eine Antenne 16 auf. Die Antenne 16 des UE empfängt verschiedene HF-Signale einschließlich eines ersten und zweiten Kommunikationsbursts von einem Sender.
• Die ersten und zweiten Kommunikationsbursts weisen, wie weiter oben beschrieben, jeweils erste und zweite Datenfelder auf. Das erste Datenfeld umfaßt den ersten Abschnitt D1 und den zweiten Abschnitt D2; das zweite Datenfeld umfaßt die negativ Konjugierte von D2, -D2*, und die Konjugierte von D1, D1*. In einem typischen Kommunikationsburst sind die zwei Abschnitte der Datenfelder durch eine Midamble getrennt. Der Burst hat auch eine Schutzzeit an seinem Ende, um verschiedenen Ankunftszeiten zwischen Bursts Rechnung zu tragen. Jedes Datenfeld eines Kommunikationsbursts wird wie das erste Datenfeld, D1, D2, kodiert. Jedes Datenfeld des anderen Kommunikationsbursts wird wie das zweite Datenfeld, -D2*, D1*, kodiert. Die jeweiligen Datenfelder werden gespreizt und eine Midamble aufgenommen, um jeweils die ersten und zweiten Kommunikationsbursts zu erzeugen. Jeder der Kommunikationsbursts wird von einer jeweiligen ersten und zweiten Antenne in einem HF-Signal an den Empfänger 10 gesendet.
• Das empfangene HF-Kommunikationssignal, das die ersten und zweiten Kommunikationsbursts enthält, wird demoduliert und an die Kanalschätzvorrichtung 13 und den BSTTD-JD 12 weitergeleitet. Die Kanalschätzvorrichtung 13 verarbeitet das demodulierte Signal und leitet die Kanalinformationen an den BSTTD-JD 12 weiter.
• Der BSTTD-JD 12 empfängt des demodulierte Signal mit den ersten und zweiten Kommunikationsbursts und den Kanalinformationen von der Kanalschätzvorrichtung 13. Unter Verwendung der Kanalinformationen und der Spreizcodes des Senders schätzt der BSTTD-JD 12 die Datensymbole der ersten und zweiten Datenfelder jedes Kommunikationsbursts D1, D2, -D2*, -D1 und kombiniert D1, D2, -D2*, -D1, um das ursprüngliche Datenfeld D wiederherzustellen.
• Gemäß der bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung schätzt der BSTTD-JD 12 die Datensymbole jedes der empfangenen Datenfelder unter Verwendung eines Detektors, der auf einem vereinfachten linearen Blockentzerrer mit kleinstem mittleren Quadratfehler (MMSE-BLE) basiert. Der BSTTD-JD 12 der vorliegenden Erfindung arbeitet wie folgt. A und B sind jeweils Blockbandversionen der Ausbreitungsmatrizen des zu der Antenne 1 gehörenden Kanals 1 und des zu der Antenne 2 gehörenden Kanals. Sie werden wie folgt als eine 2x2-Blockmatrix umgeschrieben:

  
• Entsprechend wird das Empfangssignalmodell für Block-Raum-Zeit-Sende-Diversität als Gleichung 1 ausgedrückt.
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• Da die Länge der Blöcke viel länger als die Kanalverzögerungsstreubreite ist, kann die Interferenz zwischen benachbarten Blöcken, A₂₁ und B₂₁, außer Acht gelassen werden, und das Empfangssignalmodell kann zu Gleichung 2 vereinfacht werden:

  
• Um die Datenblöcke zu schätzen, kann ein MMSE-BLE-Algorithmus für BSTTD verwendet werden. Unter Verwendung von angepaßtem Analysefiltern (whitening matched filtering; abgekürzt wmf) können die Datenblöcke durch die Gleichungen 3 und 4 weiter unten dargestellt werden.
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• Die MMSE-BLE-Ausgabe wird als Gleichung 5 dargestellt.

  

  E ist in Gleichung 2 gezeigt. σ² ist die mittlere Rauschabweichung und I ist die Einheitsmatrix.
• Bei der Einantennen-BLE liegt die Hauptkomplexität der Block-STTD an der Matrixinversion, die vorzugsweise mit einer genäherten Cholesky-Zerlegung implementiert wird. Die Blockmatrixdarstellung der Korrelationsmatrix für die Cholesky-Zerlegung wird als Gleichung 6 geschrieben.

  

  D₁₁, D₂₂ und D₂₁ sind jeweils gemäß Gleichungen 7, 8 und 9. D11 = A11 HA11 + (B22 HB22)* + σ2I Gleichung 7 D22 = B11 HB11 + (A22 HA22)* + σ2I Gleichung 8 D21 = (A22 HB22)* – B11 HA11 Gleichung 9
• Die untere Dreiecksmatrix für die Cholesky-Zerlegung D = GG^H wird gemäß Gleichung 10 geschrieben.
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• Die Gleichungen 11, 12 und 13 sind Beziehungen zwischen G₁₁, G₂₁, G₂₂, D₁₁, D₂₁ und D₂₂. G11G11 H = D11 Gleichung 11 G21G11 H = D21 Gleichung 12 G22G22 H = D22 – G21G21 H Gleichung 13
• Die geschätzte Symbolfolge kann erhalten werden, indem die folgenden Dreiecksysteme gemäß Gleichung 14, 15, 16 und 17 gelöst werden.
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• In einem Einantennensystem ist eine Cholesky-Zerlegung erforderlich. Die Verwendung einer Diversitätsantenne erhöht die Komplexität der Decodierung der Symbole, indem sie zwei Cholesky-Zerlegungen (Gleichungen 11 und 13) und eine Vorwärtssubstitution (Gleichung 12) erfordert. Dies erhöht die Komplexität eines BSTTD-Systems gegenüber einem Eintantennensystem um mehr als das Zweifache. Außerdem löscht der BSTTD-Decoder dieses Systems die Interferenzen des ersten Teilblocks mit dem zweiten Teilblock nicht, was mehr Fehler in der Detektion ergibt.
• Das Folgende beschreibt die weitere Verringerung der Komplexität. Aus der Struktur der Übertragungsmatrix können A₂₂ und B₂₂ durch die Blockmatrixformen A₁₁ und B₁₁ wie folgt dargestellt werden.
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• Die Gleichungen 18, 19 und 20 sind Beziehungen zwischen A₁₁, A₂₂, B₁₁ und B₂₂.
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• Fachleute auf dem Gebiet werden erkennen, daß A H / 22A₂₂, B H / 22B₂₂ und A H / 22B₂₂ die Block-Toeplitz-Matrizen sind, aber A H / 11A₁₁ B H / 11B₁₁ und A H / 11B₁₁ aufgrund der unteren rechten Teilblöcke in den letzten Termen der Gleichungen 18, 19 und 20 nicht.
• Durch Ersetzen von Gleichung 18 wird Gleichung 4 zu Gleichung 21.
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• Die Gleichung 21 ist blockhermitesch. Die Lösung der Gleichung 7 kann durch die wiederholte Ausführung der Cholesky-Zerlegung unter Ignorierung des letzten Terms, d.h. der Gleichung 22, genähert werden.

  

  D₁₁ ist gemäß Gleichung 23. D ^11 = AH22 A22 + (BH22 B22)* + σ2I Gleichung 23
• Die Gleichung 22 ist die Block-Toeplitz-Matrixnäherung. Ihre Komplexität ist äquivalent zu der genäherten Zerlegung in dem Einantennenfall. Fachleute auf dem Gebiet werden erkennen, daß die obigen Gleichungen eine Näherung für G₁₁ ergeben, welche die Komplexität des BSTTD-JD 12 verringert.
• Eine weitere Verringerung der Komplexität des BSTTD-JD 12 ist in der Näherung von G₂₂ zu finden. Mit den Gleichungen 11 und 12 wird Gleichung 13 zu Gleichung 24. G22G22 H = D22 – D21D11 –1D21 H Gleichung 24
• Mit der Annahme, daß norm(D₂₂) » norm(D₂₁D₁₁ ^–1D₂₁ ^H), wird Gleichung 24 zu Gleichung 25. G22G22 H ≈ D22
• Außerdem ergibt sich aus den Gleichungen 8, 19 und 22 die Gleichung 26.
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• Ähnlich der Näherung von G₁₁ weiter oben, kann die obige Lösung an die wiederholte Ausführung der Cholesky-Zerlegung angenähert werden, indem der letzte Term außer Acht gelassen wird, was zu Gleichung 27 führt.
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• Durch diese Näherung brauchen G₂₂ und folglich D₂₂ (Gleichungen 8 und 13) nicht explizit berechnet werden. Daher wird die Komplexität der Cholesky-Zerlegung mit der BSTTD gleich wie in dem Einantennensystem.
• Die Hauptkomplexität der BSTTD gegenüber der einzelnen Antenne hängt mit der Matrix G₂₁ in den Gleichungen 12, 15 und 17 zusammen. Die Anzahl komplexer Operationen in den Gleichungen 15 und 17 ist gleich wie die Anzahl der Elemente von G₂₁ ungleich null. Je weniger Elemente ungleich null, desto stär ker wird die Komplexität der Gleichungen 15 und 17 verringert. Ein Ansatz zur Verringerung der Komplexität ist, G ^₂₁ = 0 anzunehmen. Diese Näherung schleppt jedoch einen Fehler in die Lösung ein, was typischerweise unerwünscht ist.
• Daher ist ein anderer Ansatz zur Verringerung der Komplexität, G ^₂₁ gemäß dem Folgenden zu nähern. Aus den Gleichungen 9 und 12 ergibt sich Gleichung 28. G ^21G ^11H = D ^21 Gleichung 28D ^₂₂ lautet gemäß Gleichung 29: D ^21 = (AH22 B22)* – BH22 A22 Gleichung 29
• Gleichung 29 ergibt eine Block-Toeplitz-Matrix. Ihre allgemeine Lösung ist aufgrund ihrer vielen dreieckigen Vorwärts-Systemlösungen jedoch zu komplex, um ohne weiteres implementiert zu werden. Sie kann aber unter Verwendung der folgenden Eigenschaften vereinfacht werden.
• Eigenschaft 1: Die Matrix D ^₂₁ ist eine schiefsymmetrische Block-Toeplitz-Matrix, d.h. D ^₂₁ = –D ^₂₁ ^T. Die Diagonalterme von D ^₂₁ sind immer Nullen.
• Eigenschaft 2: Alle Elemente von D ^₂₁, abgesehen von den Elementen in der letzten Spalte oder in der letzten Reihe der Teilblockmatrix sind Nullen (siehe 3(a)).
• Eigenschaft 3: Die Matrix G ^₂₁ hat eine Block-Toeplitz-Struktur.
• Eigenschaft 4: Die Matrix G ^₂₁ ist eine untere Block-Bandmatrix, wobei ihre Bandbreite gleich (L·K_a – 1) (siehe 3). L ist die Anzahl der Blöcke ungleich null in der ersten Reihe oder dem ersten Spaltenblock. Sie ist äquivalent zu der Länge der Intersymbolinterferenz plus 1, d.h. L = L_isi + 1, wobei L_isi = ceil(W/SF), W ist die Kanallänge und ceil(x) bezeichnet die kleinste ganze Zahl, die größer als x ist. Ka ist die Gesamtzahl aktiver Codes (physikalischer Kanal), z.B. Ka = K + 1 mit K dedizierten Kanälen in dem Rundrufkanal-Zeitschlitz.
• Die Komplexität wird unter Verwendung der obigen Eigenschaften und der Näherung an die Blockbandmatrix mit der glei chen Teilblockstruktur wie in der Eigenschaft 2 für D ^₂₁ drastisch verringert. Diese genäherte Struktur ist in 3(c) gezeigt. 3(d) zeigt das exakte G ^₂₁ mit einem anderen Bandumfang als 3(b). Die Berechnung von G ^₂₁ wird durch die obigen Eigenschaften ebenso wie die folgenden Näherungen vereinfacht:
  Näherung 1: G ^₂₁ ist eine obere und untere Blockbandmatrix mit ihrer Bandbreite (L·K_a – 1).
  Näherung 2: G ^₂₁ hat die gleiche Struktur wie D ^₂₁.
• Mit Näherung 1 kann das vereinfachte G ^₂₁ dargestellt werden durch:

  
• Die Blockmatrixdarstellungen der Korrelationsmatrix D ^₂₁ und der unteren Dreiecksmatrix G ^₂₁ werden als Gleichungen 30 und 31 geschrieben.

  

  

  d₁₁ ist gleich – d T / 11 ; d_ij und f_ij haben gemäß der Gleichung 1 und der Näherung 2 die folgende Struktur.
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• Die Lösung von

  

  wird durch Berechnen des ersten Blocks und des ersten Reihenblocks gemäß den Gleichungen 32 und 33 erhalten. fn1gH11 = –dT1n = 1, 2, ..., L Gleichung32

  
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  mit der obigen Matrixstruktur und die untere Dreiecksmatrix

  

  erfüllen die Matrixgleichung AG^H = D. K_d ist die Anzahl dedizierter Kanäle (DCH) und K_a = K_d + 1 ist die Gesamtanzahl physikalischer Kanäle in dem Rundrufkanal-(BCH-) Zeitschlitz. Das erste K_d-Element in dem letzten Spaltenvektor wird durch die Division der komplexen Zahl durch die reale Zahl gemäß Gleichung 34 erhalten.
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• Der letzte Zeilenvektor der Matrix A13 wird durch eine Vorwärtssubstitution der Größe K_a erhalten, was durch Gleichung 35 dargestellt wird.
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• Außerdem enthält die rechte Seite der Gleichung 33 Matrixmultiplikationen. Jede Matrixmultiplikation kann aufgrund der Null-Elemente als K_d + (K_d + 1)² komplexe Faktoren betrachtet werden.
• Der BSTTD-Algorithmus wird unter Verwendung der obigen Näherung wie folgt vereinfacht:

  
• Die bevorzugte Ausführungsform wird in Verbindung mit dem Flußdiagramm von 4 beschrieben. Das Empfangssignal wird modelliert, indem die Interferenz zwischen Datenblöcken, wie etwa gemäß Gleichung 2, außer Acht gelassen wird (Schritt 401). Der Empfangsvektor wird, wie etwa gemäß den Gleichungen 3 und 4, angepaßt analysegefiltert (Schritt 402). Für eine MMSE-BLE-Lösung wird ein Cholesky-Faktor der Form von Gleichung 10 bestimmt (Schritt 403). Eine Teilmatrix von G, G₁₁, wird dann durch Berechnen eines Cholesky-Faktors einer Teilmatrix von D, D₁₁ (von Gleichung 7), gemäß Gleichung 22 berechnet (Schritt 404). Eine andere Näherung einer Teilmatrix von G, G₂₂, wird unter Verwendung der komplex Konjugierten von G11, G11* gemäß Gleichung 26 berechnet (Schritt 405). Eine andere Teilmatrix von G, G21, wird unter Verwendung der Gleichungen 31 und 32 als eine obere und untere Blockbandmatrix genähert (Schritt 406). Die Symbole der zwei Datenfelder d_mmse1 und d_mmse2 werden unter Verwendung der Vorwärts- und Rückwärtssubstitution gemäß den Gleichungen 35, 36, 37 und 38 gelöst (Schritt 407). Die ursprünglich gesendeten Daten werden dann durch Decodieren von d_mmse1 und d_mmse2 unter Verwendung des Decoders 15 bestimmt (Schritt 408).
• Während die vorliegende Erfindung im Hinblick auf die bevorzugte Ausführungsform beschrieben wurde, werden für Fachleute auf dem Gebiet andere Änderungen deutlich, die innerhalb des Schutzbereichs der Erfindung, wie in den Patentansprüchen weiter unten abgegrenzt, liegen.

Claims (9)

1. Verfahren zum Empfangen von Datenfeldern, die unter Verwendung von Block-Raum-Zeit-Sendediversität BSTTD in einem Codemultiplex-Vielfachzugriff- CDMA-Kommunikationssystem gesendet werden, wobei die Übertragung durchgeführt wird, indem ein erstes Datenfeld (d ➝₁d ➝₂) unter Verwendung einer ersten Antenne und ein zweites Datenfeld (–d ➝*₂d ➝*₁) unter Verwendung einer zweiten Antenne gesendet wird, wobei * eine Konjugierte bezeichnet, wobei das Verfahren die folgenden Schritte aufweist: Empfangen des ersten Datenfelds und des zweiten Datenfelds; gekennzeichnet durch: Erzeugen (401) eines Interferenz zwischen den Datenblöcken ignorierenden Empfangssignalmodells gemäß:

   

   wobei A und B Blockbandversionen der jeweils zu der ersten und zweiten Antenne gehörenden Ausbreitungsmatrizen sind; und Bestimmen übertragener Datensymbole des ersten Datenfelds und des zweiten Datenfelds unter Verwendung linearer Blockentzerrung mit minimalem mittleren Quadratfehler, genäherter Cholesky-Zerlegung (403) und Vorwärts- und Rückwärtssubstitution (407), wobei ein in der genäherten Cholesky-Zerlegung verwendeter Cholesky-Faktor vier Blockmatrizen aufweist, wobei ein erster Block der vier Blockmatrizen als eine komplex Konjugierte eines zweiten Blocks der vier Blockmatrizen genähert wird (405).
2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei die empfangenen Datenfelder durch ein angepaßtes Analysefilter (Whitening-Filter) verarbeitet werden.
3. Verfahren nach Anspruch 2, wobei die empfangenen Datenfelder durch eine Kanalschätzvorrichtung verarbeitet werden, welche Kanalinformationen erzeugt, die zur Bestimmung von übertragenen Datensymbolen verwendet werden sollen.
4. Empfänger zum Wiedergewinnen von Datenfeldern, die von einem Block-Raum-Zeit-Sendediversitäts-BSTTD-Sender gesendet werden, der ein erstes Datenfeld (d ➝₁d ➝₂) unter Verwendung einer ersten Antenne und ein zweites Datenfeld (–d ➝*₂d ➝*₁) unter Verwendung einer zweiten Antenne sendet, wobei das zweite Datenfeld durch Umordnen von Blöcken des ersten Datenfelds erzeugt wird, wobei der Empfänger aufweist: eine Antenne zum Empfangen eines Vektors, der sowohl das erste Datenfeld als auch das zweite Datenfeld aufweist; und gekennzeichnet durch: einen BSTTD-Joint-Detector zum Bestimmen übertragener Symbole des ersten Datenfelds und des zweiten Datenfelds unter Verwendung linearer Blockentzerrung mit minimalem mittleren Quadratfehler, genäherter Cholesky-Zerlegung (403) und Vorwärts- und Rückwärtssubstitution (407), wobei ein Empfangssignalmodell (401), das Interferenz zwischen den Datenblöcken ignoriert, verwendet wird, gemäß:

   

   wobei A und B Blockbandversionen der jeweils zu der ersten und zweiten Antenne gehörenden Ausbreitungsmatrizen sind, und wobei ein in der genäherten Cholesky-Zerlegung verwendeter Cholesky-Faktor vier Blockmatrizen umfaßt, wobei ein erster Block der vier Blockmatrizen als eine komplex Konjugierte eines zweiten Blocks der vier Blockmatrizen genähert wird (405).
5. Empfänger nach Anspruch 4, der ferner ein angepaßtes Analysefilter (Whitening-Filter) zum Verarbeiten der empfangenen Datenfelder aufweist.
6. Empfänger nach Anspruch 5, der ferner eine Kanalschätzvorrichtung zum Erzeugen von Kanalinformationen aufweist.
7. CDMA-Kommunikationssystem zum Wiedergewinnen von Datenfeldern, die unter Verwendung von Block-Raum-Zeit-Sendediversität BSTTD gesendet werden, wobei das System aufweist: einen Sender, der ein erstes Datenfeld (d ➝₁d ➝₂) unter Verwendung einer ersten Antenne und ein zweites Datenfeld (–d ➝*₂d ➝*₁) unter Verwendung einer zweiten Antenne sendet; und einen Empfänger zum Empfangen von Datenfeldern, die unter Verwendung der BSTTD gesendet wurden, der aufweist: eine Antenne zum Empfangen eines Vektors, der sowohl das erste Datenfeld als auch das zweite Datenfeld aufweist; und gekennzeichnet durch: einen BSTTD-Joint-Detector, der lineare Blockentzerrung mit minimalem mittleren Quadratfehler, genäherte Cholesky-Zerlegung (403) und Vorwärts- und Rückwärtssubstitution (407) verwendet, um Symbole des ersten Datenfelds und des zweiten Datenfelds zu bestimmen, wobei er ein Empfangssignalmodell verwendet, das Interferenz zwischen den Datenblöcken ignoriert, gemäß:

   

   wobei A und B Blockbandversionen der jeweils zu der ersten und zweiten Antenne gehörenden Ausbreitungsmatrizen sind, und wobei ein in der genäherten Cholesky-Zerlegung verwendeter Cholesky-Faktor vier Blockmatrizen umfaßt, wobei ein erster Block der vier Blockmatrizen als eine komplex Konjugierte eines zweiten Blocks der vier Blockmatrizen genähert wird (405).
8. System nach Anspruch 7, das ferner ein angepaßtes Analysefilter (Whitening-Filter) zum Verarbeiten der empfangenen Datenfelder aufweist.
9. System nach Anspruch 8, das ferner eine Kanalschätzvorrichtung zum Erzeugen von Kanalinformationen aufweist.