DE60126413T2

DE60126413T2 - Videoverstärker für einen radarempfänger

Info

Publication number: DE60126413T2
Application number: DE60126413T
Authority: DE
Inventors: T. James Maynard HANSON; Gordon Walter Lincoln WOODINGTON; Joseph Michael Westford DELCHECCOLO; S. Joseph Londonderry PLEVA; E. Mark Westford RUSSELL; Barteld H. Needham VAN REES
Original assignee: Raytheon Co
Current assignee: Raytheon Co
Priority date: 2000-08-16
Filing date: 2001-08-16
Publication date: 2007-10-18
Anticipated expiration: 2021-08-17
Also published as: KR100776868B1; KR20030065464A; EP1309883B1; AU2001288273A1; EP1309883A2; WO2002014900A3; WO2002014900A2; JP2004506909A; US20030210182A1; US6903679B2; DE60126413D1

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Radarsysteme und mehr im Einzelnen einen Radarempfänger, der einen Videoverstärker mit Temperaturkompensation aufweist.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Wie auf dem Gebiet der Technik bekannt enthalten Radarempfänger Schaltungseinrichtungen zum Empfang elektromagnetischer Strahlung, welche durch die Objekte innerhalb eines Blickfeldes des Radarsystems reflektiert wird. Typische Funktionen eines Radarempfängers umfassen die Signalverstärkung bei Hochfrequenzen (RF), die Abwärtsversetzung zur Umwandlung der Hochfrequenz des empfangenen Signals in eine niedrigere Videofrequenz, die Signalfilterung und die Analog-/Digital-Umwandlung zur Erzeugung eines Digitalsignals für die weitere Verarbeitung, beispielsweise durch einen digitalen Signalprozessor (DSP), um ein Objekt innerhalb des Blickfeldes zu detektieren. Typischer Weise ist ein oder sind mehrere Hochfrequenz-Vorverstärker oder einfach Verstärker im Empfangssignalweg vor (d.h. stromauf von) der Abwärtsversetzung vorgesehen. Ein Videoverstärker, der stromab von dem Abwärtsversetzter vorgesehen ist, führt zusätzliche Verstärkung ein und hat im Allgemeinen eine Tiefpasscharakteristik, um Fälschungssignalerzeugung zu reduzieren. Die Fälschungssignalerzeugung ist ein Phänomen, welches auftritt, wenn die Betriebsfrequenz des Analog-/Digital-Umformers geringer als das Zweifache der Frequenz des Eingangssignals ist. Das Ergebnis der Fälschungssignalbildung besteht darin, dass das umgewandelte Signal zweideutige Störreaktionen des Eingangssignals aufweist.
Ein solcher Radarempfänger leidet an schwerwiegenden Konstruktionsbeeinflussungen. In dem Fall eines bistatischen Radarsystems (d.h., eines Radarsystems, das getrennte Sende- und Empfangsantennen aufweist, typischer Weise nahe nebeneinander angeordnet), wird ein Lecksignal, welches einem Teil des von der Sendeantenne aus gesendeten Hochfrequenzsignals entspricht, zu der Empfangsantenne überkoppelt, ohne dass es auf ein Objekt getroffen ist. Da die Empfindlichkeit des Radarsystems durch Störung oder Rauschen begrenzt wird, welches den Teil des gesendeten Signals betrifft, welches in den Empfänger überkoppelt wird, wird ein solches Lecksignal herkömmlicher Weise vor einer Verarbeitung der Echosignale ausgefiltert.
Eine weitere Schwierigkeit bei der Konstruktion eines Radarempfängers ist die Kompensation von temperaturbedingten Verstärkungsänderungen in dem Hochfrequenzverstärker, was bedeutsam insbesondere im Falle eines Galliumarsenidverstärkers (GaAs) sein kann. Eine Möglichkeit der Kompensation von temperaturbedingten Verstärkungsänderungen besteht in der Steuerung der Vorspannung zu dem Hochfrequenzverstärker und damit seines Verstärkungsgewinns mit einer temperaturabhängigen Spannung. Diese Lösung beeinflusst jedoch nachteilig den dynamischen Bereich des Empfängers. Ein anderer Lösungsversuch, der zur Kompensation temperaturbedingter Verstärkungsänderungen in dem Hochfrequenzverstärker verwendet wird, besteht in dem Einsatz eines PIN-Diodendämpfers in dem Hochfrequenzteil des Empfängers, wobei der Verstärkungsgewinn der PIN-Dioden durch ein temperaturempfindliches Gerät gesteuert ist. PIN-Dioden sind jedoch relativ teuer und vermehren in unerwünschter Weise die Kompliziertheit der Schaltung.
Die US-Patentschrift 5,410,745 betrifft einen Detektor und Videoverstärker (BVA) zur Umwandlung eines hochfrequenten mikrowellenmodulierten Signals von einer eingangsseitigen Hochfrequenz auf ein Basisbandsignal, typischer Weise in einem Videobereich oder in einem Audiobereich. Der DVA enthält ein Impedanzanpassungsnetzwerk, einen Detektor, ein Tiefpassfilter und Temperaturkompensationsmittel und eine MMIC-Verstärkungseinrichtung. Das Impedanzanpassungsnetzwerk empfängt ein Hochfrequenzsignal oder mikrowellenmoduliertes Signal und führt dies zu dem Detektor. Der Detektor wandelt das empfangene Signal in das Basisbandsignal in Videobereich um. Das Tiefpassfilter empfängt das Basisbandsignal im Videobereich und erzeugt ein gefiltertes Basisbandsignal. Die Temperaturkompensationseinrichtung ist mit dem Tiefpassfilter gekoppelt und korrigiert Änderungen in der Betriebsweise des Detektors bei Temperaturänderungen. Die Temperaturkompensationseinrichtung enthält einen Differenzialverstärker, dessen erster Eingang mit dem Tiefpassfilter gekoppelt ist und dessen zweiter Eingang über eine Entkopplungsschaltung mit einer Temperaturkompensationsdiode gekoppelt ist. Diese Schaltungsanordnung liefert einen Differenzalverstärkerausgang, der bezüglich Änderungen in der Betriebsweise des Detektors aufgrund von Temperaturänderungen korrigiert ist. Der Ausgang des Differenzialverstärkers ist mit dem MMIC-Verstärker gekoppelt, welcher das Signal auf ein Videoausgangssignal verstärkt. Der Ausgang des MMIC-Verstärkers kann durch ein Tiefpassfilter geführt werden.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die Erfindung wird in den unabhängigen Ansprüchen definiert, auf welche hier Bezug genommen wird. Bevorzugte Merkmale der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen definiert.
Der Dämpfer enthält ein temperaturempfindliches Gerät, beispielsweise einen Thermistor. Diese Schaltungsanordnung liefert eine verhältnismäßig einfache und billige Art zur Kompensation von temperaturbedingten Veränderungen des Verstärkungsgewinns beispielsweise in einem Hochfrequenzverstärker. Dies geschieht deshalb, weil die Temperaturkompensation in den niederfrequenten Videoverstärker eingebaut ist und somit mit einem verhältnismäßig billigen Thermistor erreicht werden kann, der in einem einfachen Spannungsteilernetzwerk gelegen ist. Durch Kompensation von temperatureingeführten Verstärkungsänderungen wird der dynamische Bereich, über welchen hin der Analog-/Digital-Umformer arbeiten muss, reduziert.
In einer Ausführungsform hat jede der ersten und zweiten Filterstufen eine Bandpasscharakteristik, welche durch Hoch- und Tiefpassfilter erzeugt wird. Die Dämpfung des niederfrequenten Signals vermindert vorteilhafter Weise die Lecksignale, welche in bistatischen Radarsystemen auftreten können. Weiter wird in dem hier erläuterten FMCW-Radarsystem die Niederfrequenzabdämpfung eingesetzt, um die Empfindlichkeit des Radarempfängers in Abhängigkeit von der Frequenz und damit der Entfernung in solcher Weise zu ändern, dass das verstärkte Radarecho im Wesentlichen unabhängig von der Entfernung ist.
Es wird auch ein Radarempfänger beschrieben, welcher einen Hochfrequenzempfänger enthält, der ein verstärktes Hochfrequenzsignal erzeugt, der ferner einen Abwärtsumsetzer zur Umwandlung des verstärkten Hochfrequenzsignals zur Lieferung eines tieferfrequenten Signals vornimmt, und der einen Videoverstärker enthält. Der Videoverstärker enthält eine temperaturkompensierende Dämpfung, wie oben beschrieben wurde.
Ein Radarsystem nach der Erfindung enthält eine Sendeantenne zum Aussenden eines ersten Hochfrequenzsignals, eine Empfangsantenne zum Empfang eines zweiten Hochfrequenzsignals und eine Empfängerschaltung zur Verarbeitung des zweiten Hochfrequenzsignals, wobei die Empfängerschaltung einen Videoverstärker gemäß Anspruch 1 enthält. Der Videoverstärker enthält eine Dämpfungseinrichtung mit einem temperaturempfindlichen Gerät, wobei die Dämpfungseinrichtung in Kaskade zwischen erste und zweite Filterstufen geschaltet ist, wie oben beschrieben wurde. Vorzugsweise verändert sich der Verstärkungsgewinn der Dämpfungseinrichtung über einen vorbestimmten Temperaturbereich hin annähernd in dem selben Maße wie der Verstärkungsgewinn eines Hochfrequenzverstärkers, der in der Empfängerschaltung enthalten ist.
Das Radarsystem kann weiter einen Analog-/Digital-Umsetzer enthalten, der auf das Ausgangssignal des Videoverstärkers anspricht, um ein Digitalsignal zu erzeugen, einen Temperatursensor zur Erzeugung eines Signals, welches die Temperatur des Empfängers anzeigt, und einen Digitalsignalprozessor. Der Digitalsignalprozessor reagiert auf das die Temperatur anzeigende Signal zur Veränderung eines Schwellwertes, der zur Verarbeitung des digitalen Signals dient. Mit dieser Schaltungsanordnung kann eine endgültige Temperaturkompensation durch den Digitalsignalprozessor durchgeführt werden, um irgendwelche temperaturbedingten Veränderungen des Verstärkungsgewinns im Hochfrequenzverstärker zu eliminieren, welche nicht durch den Videoverstärker kompensiert worden sind.
Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung haben die erste und die zweite Filterstufe des Videoverstärkers eine Bandpasscharakteristik, welche durch Hoch- und Tiefpassfilter erzeugt wird. Mit dieser Schaltung vermindert der Videoverstärker nicht nur Fälschungsignalbildung aufgrund seiner Abschwächung von Hochfrequenzsignale, sondern vermindert auch die Effekte von Lecksignalen aufgrund der Abdämpfung von niederfrequenten Signalen. Die niederfrequente Abdämpfung dient weiter zur Veränderung der Empfindlichkeit des Radarempfängers in Abhängigkeit von der Frequenz und damit der Entfernung in solcher Weise, dass das verstärkte Radarechosignal im Wesentlichen unabhängig von der Entfernung ist.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die vorstehenden Merkmale der vorliegenden Erfindung sowie diese selbst werden noch umfänglicher aus der folgenden Beschreibung der Zeichnungen verständlich, in welchen:
1 ein Blockschaltbild eines Radarsystems ist;
2 ein detailliertes Blockschaltbild eines beispielsweisen Empfängers des Radarsystems nach 1 mit einem Videovertärker gemäß der Erfindung zeigt;
3 ein Schaltbild des Videoverstärkers von 2 wiedergibt;
4 eine Kurvendarstellung ist, welche die Beziehung der Temperatur in Abhängigkeit vom Verstärkungsgewinn für eine Thermistor-Dämperfschaltung des Videoverstärkers von 3 aufzeigt;
5 eine Kurvendarstellung ist, welche die Beziehung der Temperatur in Abhängigkeit von dem Verstärkungsgewinn im Mittelband für den Videoverstärker von 3 zeigt;
6 eine Kurvendarstellung ist, welche die Beziehung der Frequenz in Abhängigkeit vom Verstärkungsgewinn für den Videoverstärker von 3 für drei verschiedene Temperaturen deutlich macht; und
7 ein Blockschaltbild eines Automobil-Nahobjektdetektierungssystems zeigt, welches das Radarsystem von 1 enthält.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
Es sei auf 1 Bezug genommen. Ein Radarsystem 10 enthält einen Antennenteil 14, einen Mikrowellenteil 20 mit einem Sender 22 sowie einem Empfänger 24, und einen elektronischen Teil 28, der aus einem digitalen Signalprozessor (DSP) 30, Leistungsquellen 32, Steuerschaltungen 34 und einer digitalen Schnittstelleneinheit 36 besteht. Gemäß der Erfindung enthält der Empfänger 24 einen temperaturkompensierten Videoverstärker 58 (2).
Das Radarsystem 10 verwendet eine Radartechnologie zum Detektieren von einem Objekt oder mehreren Objekten oder Zielobjekten in dem Blickfeld des Systems und kann in verschiedenerlei Anwendungen eingesetzt werden. In dem erläuterndem Beispiel ist das Radarsystem 10 ein Modul eines Kraftfahrzeug-Radarsystems (7), beispielsweise eines Seitenobjekt-Erfassungsmoduls oder -systems (SOD), welches dazu ausgebildet ist, auf einem Automobil 40 für den Zweck der Erfassung von Objekten, beispielsweise anderen Fahrzeuge, Bäumen, Verkehrzeichen, Fußgängern usw. eingesetzt zu werden. Wie für Fachleute auf diesem Gebiet offensichtlich ist, ist der Videoverstärker, der sich in dem Empfänger gemäß der vorliegenden Erfindung befinder, dazu geeignet, in Radarempfängern vielerlei unterschiedlicher Arten des Radarsystems in vielerlei Anwendungsfällen eingesetzt zu werden.
Der beispielsweise angegebene Sender 22 arbeitet als frequenzmoduliertes CW-Radar (FMCW), bei welchem die Frequenz des ausgesendeten Dauerstrichsignals linear von einer ersten vorbestimmten Frequenz zu einer zweiten vorbestimmten Frequenz zunimmt. Das FMCW-Radar hat den Vorteil hoher Empfindlichkeit, relativ niedriger maximaler Sendeleistung und guter Entfernungsauflösung. Man erkennt jedoch, dass andere Arten von Sendern verwendet werden können.
Steuersignale werden durch das Fahrzeug 40 an das Radarsystem 10 von 1 über einen Steuersignalbus 42 geliefert. Ein Beispiel für ein Steuersignal ist ein Abschaltsignal zur Wirkungslosschaltung des Radarsystems 10, wie dies beispielsweise wünschenswert sein kann, wenn sich das Fahrzeug im Stillstand befindet. In Abhängigkeit von diesen Steuersignalen und reflektierten Hochfrequenzsignalen, welche durch das Radarsystem empfangen werden, liefert das Radarsystem 10 ein Ausgangssignal oder mehrere Ausgangssignale, welche einem Objekt innerhalb seines Blickfeldes zugeordnet ist bzw. sind, über ein Ausgangssingalbus 46 zu dem Fahrzeug. Zusätzlich zu einem Ausgangssignal, welches das Vorhandensein eines Zielobjektes anzeigt, kann ein weiteres Ausgangssignal die Entfernung des erfassten Zielobjektes anzeigen. Die Ausgangssignale können an eine Steuereinheit des Fahrzeugs 40 für verschiedene Zwecke angekoppelt werden, beispielsweise die Erfassung in dem toten Winkel und die Nahobjekterfassung.
Die Antennenanordnung 14 enthält zwei Antennen, eine Empfangsantenne 16 zum Empfang von Hochfrequenzsignalen und eine Sendeantenne 18 zur Aussendung von Hochfrequenzsignalen. Das Radarsystem 10 kann als ein bistatisches Radarsensorsystem charakterisiert werden, da es getrennte Sende- und Empfangsantennen aufweist, die in Nachbarschaft zueinander angeordnet sind. Aufgrund der Nachbarschaft der Sendeantenne und der Empfangsantenne wird ein Teil des ausgesendeten Hochfrequenzsignales unmittelbar zu der Empfangsantenne überkoppelt, ohne dass es auf ein Objekt getroffen ist. Dieses unmittelbar überkoppelte Signal wird als ein Lecksignal bezeichnet und tritt typischerweise bei verhältnismäßig niedrigen Frequenzen auf. Lecksignale in der beispielsweisen Ausführungsform haben ihr Auftreten bei annähernd 1 kHz gezeigt. Die Antennen 16, 18 sind Antennen mit mehrfachen Strahlungskeulen und werden parallel so gesteuert, dass sie in dieselbe Richtung weisen. Verschiedenerlei Schaltungsanordnungen zur Auswahl des Winkels der jeweiligen Antenne 16, 18 sind verwendbar, einschließlich Vielfach-Positions-Sende- und Empfangsantennenschalter.
Der Empfängerausgang wird durch einen digitalen Signalprozessor (DSP) 30 verarbeitet, um ein Objekt innerhalb des Blickfeldes des Radarsystems zu detektieren, wie nachfolgend beschrieben wird. Die übrigen Teile des Radarsystems 10 sind in Standardausführung vorgesehen, einschließlich einer Leistungsquelle 32, Steuerschaltungen 34 mit einem Systemtaktgeber (kristallgesteuerter Oszillator) für die Frequenzstabilität und einer digitalen Schnittstelle 36.
Fachleute auf diesem Gebiete erkennen, dass die bestimmten Grenzen zwischen den Teilen des Radarsystems 10 einigermaßen willkürlich eingezeichnet sind und nicht als feststehend zu betrachten sind. Beispielsweise kann der Empfänger 24 Teile der elektronischen Steuerschaltungen 34 enthalten oder Teile des Empfängers beispielsweise ein A/D-Umformer (2), können in dem elektronischen Teil 28 des Systems vorgesehen sein. Abhängig von der gewählten Verwirklichung der verschiedenen Komponenten kann ein Teil oder können mehrere Teile des Radarsystems auf einem oder können auf mehreren Hybrid-ASIC's oder integrierten Schaltungen, Modulen oder Unteranordnungen vorgesehen sein.
Unter Bezugnahme auch auf 2 enthält der Empfänger 24 einen temperaturkompensierten Videoverstärker 58 gemäß der Erfindung. Der Empfänger 24 enthält weiter einen Hochfrequenz-Vorverstärker oder einfach einen Verstärker 50, welcher auf die Hochfrequenzsignale von der Empfangsantenne 16 anspricht. Das Ausgangssignal des Hochfrequenzverstärkers wird durch einen Mischer 54 abwärts versetzt, welcher ein Lokaloszillatorsignal 26 von der elektronischen Schaltung 34 (1) her empfängt. Beispielsweise Frequenzen für die Hochfrequenzsignale von dem Verstärker 50 und dem Lokaloszillatorsignal 26 liegen in der Größenordnung von 24 GHz und der beispielsweise angegebene Empfänger 24 ist ein Homodynempfänger für eine unmittelbare Umwandlung. Fachleute auf diesem Gebiete erkennen jedoch, dass die Signalfrequenzen unschwer verändert werden können, um an einen bestimmten Anwendungsfall angepasst zu werden und das andere Empfängertopologien verwendet werden können.
Das resultierende Videosignal, welches durch den Mischer 54 von 2 an den temperaturkompensierten Verstärker 58 geliefert wird, hat eine Frequenz zwischen 1 kHz bis 40 kHz. Der Videoverstärker 58 verstärkt und filtert die empfangenen Videosignale. Zusätzliche Funktionen des Videoverstärkers umfassen die Verminderung signalverfälschender Lecksignale und die Schaffung einer Empfindlichkeitssteuerung basierend auf der Frequenz, wie zu beschreiben ist.
Der Empfänger 24 enthält weiter einen Analog-/Digitalumformer, beispielsweise einen 12-Bit-Umformer, welcher den analogen Ausgang des Videoverstärkers in ein Digitalsignal für die Weiterverarbeitung umformt. Insbesondere werden die Signalproben durch eine schnelle Fouriertransformation (FFT) innerhalb des digitalen Signalprozessors 30 verarbeitet, um den Inhalt verschiedener Frequenzbereiche (d.h. Frequenzfächer) innerhalb des Echosignals zu bestimmen. Die FFT-Ausgänge dienen als Daten für den Rest des Signalprozessors 30, in welchem ein Algorithmus oder mehrere Algorithmen verwirklicht wird oder verwirklicht werden, um Objekte zu detektieren, welche sich innerhalb des Blickfeldes befinden. Der Signalprozessor 30 kann verschiedene Ausgänge an das Fahrzeug über die digitale Schnittstelle 36 und den Ausgangsbus 46 liefern, beispielsweise die Entfernung und die Geschwindigkeit von detektierten Objekten.
Der Videoverstärker 58 liefert eine Temperaturkompensation erster Ordnung zur Verminderung des Einflusses von temperaturbedingten Verstärkungsgewinnänderungen in dem Hochfrequenzverstärker 50. In dieser Weise wird der dynamische Bereich, über welchen hin der A/D-Umformer 62 betrieben werden muss, vermindert. Genauer gesagt, Hochfrequenzverstärker und insbesondere solche, welche Galliumarsenidtransistoren (GaAs) enthalten, leiden an wesentlichen Verstärkungsgradveränderungen über die Temperatur hin. Als typisches Beispiel sei angeführt, dass ein Galliumarsenidverstärker eine Verstärkungsgradänderung von 8 dB bis 9 dB über einen Temperaturbereich von –40°C bis +85°C haben kann. Wie weiter in Verbindung mit dem Videoverstärkerschaltbild von 3 ausgeführt wird, ist der Videoverstärker so ausgebildet, dass er eine thermische Charakteristik (d.h., Verstärkungsgewinn in Abhängigkeit von Temperatur) aufweist, welche im wesentlichen komplementär mit Bezug auf die thermische Charakteristik des Hochfrequenzverstärkers 50 ist, so dass die thermische Charakteristik des Empfängers einschließlich sowohl des Hochfrequenzverstärkers als auch des Videoverstärkers im wesentlichen invariant mit Bezug auf die Temperatur ist. Wenn beispielsweise der Verstärkungsgewinn des Hochfrequenzverstärkers 50 um +8 dB abnimmt, wenn die Temperatur einen Bereich von –40°C bis +85°C hat, dann wird der Videoverstärker so ausgebildet, dass er einen Verstärkungsgewinn hat, der um +8 dB über demselben Temperaturbereich zunimmt. Die thermische Charakteristik des Hochfrequenzverstärkers 50 und des Videoverstärkers 58 sind jedoch im allgemeinen nicht präzise komplementär bei jeder Temperatur über den interessierenden Temperaturbereich. Das bedeutet, die beiden Kurven können einen gemeinsamen Punkt oder mehrere gemeinsame Punkte haben, haben jedoch unterschiedliche Gestalten und/oder Steigungen über Teile des Temperaturbereiches hin. Daher können, selbst bei dem temperaturkompensierten Videoverstärker 58 immer noch gewisse temperaturbedingte Verstärkungsgradänderungen des Hochfrequenzverstärkers 50 vorhanden sein, welche nicht voll kompensiert oder zum Verschwinden gebracht sind.
Der Empfänger 24 enthält weiter einen Temperatursensor 66, wie er in 2 gezeigt ist, wobei dieser ein Signal erzeugt, das die Temperatur für die Ankopplung an den digitalen Signalprozessor 30 anzeigt, um für die Durchführung einer letztlichen Feintemperaturkorrektur verwendet zu werden, um die Temperaturkompensation des Hochfrequenzverstärkers 50 zu vervollständigen. In der beispielsweisen Ausführungsform ist der Temperatursensor 66 ein National Semiconductor LM75; jedoch können auch andere Temperaturfühler eingesetzt werden. Während der Herstellung wird das Radarsystem 10 charakterisiert, um präzise zu bestimmen, wie genau die Temperaturkompensation, welche durch den Videoverstärker 58 eingeführt wird, die tatsächlichen temperaturbedingten Verstärkungsgradänderungen des Hochfrequenzverstärkers 50 kompensiert. Das Ergebnis dieser Charakterisierung ist ein bestimmter Fehler des Empfänger-Verstärkungsgewinns über den Temperaturbereich hin (d.h., eine Fehlercharakteristik).
In Betrieb vergleicht der digitale Signalprozessor 30 die tatsächliche Temperatur, wie sie durch den Temperaturfühler 66 gemessen wird, mit der Fehlercharakteristik, um den Verstärkungsgewinnfehler bei der gemessenen Temperatur zu bestimmen. Der Verstärkungsgewinnfehler wird dann dazu verwendet, um den Schwellwert einzustellen, der für die FFT verwendet wird, um festzustellen, ob der Signalgehalt innerhalb eines Frequenzfaches das Vorhandensein eines Objektes innerhalb des Blickfeldes anzeigt. Als ein Beispiel sei eine Nachschlagtabelle genannt, welche verwendet wird, um einen eingestellten Schwellwert aus dem Verstärkungsgewinnfehler zu ermitteln. Da die Temperatur sich im allgemeinen relativ langsam ändert, kann das Temperatursensor-Ausgangssignal durch den digitalen Signalprozessor 30 wenig oft getastet und verarbeitet werden.
Wie beschrieben wird, hat der Videoverstärker 58 die zusätzlichen Vorteile einer Verminderung der Fälschungssignalbildung, der Filterung von Lecksignalen und der Verwirklichung einer Empfindlichkeitssteuerung basierend auf der Frequenz der Radarechos. Diese Vorteile werden durch Vorsehen des Videoverstärkers mit einer Bandpasscharakteristik erreicht. Die Empfindlichkeitsfrequenzsteuerung ist eine Technik, welche veranlasst, dass sich die Radarempfängerempfindlichkeit mit der Frequenz in solcher Weise verändert, dass die Stärke der verstärkten Radarechos unabhängig von der Entfernung ist. Diese Technik ist analog zu herkömmlichen Techniken der Empfindlichkeits-Zeitsteuerung (STC), welche bei Pulsradarsystemen verwendet wird, bei welchen die Empfängerempfindlichkeit in Abhängigkeit von der Zeit in solcher Weise verändert wird, dass die Stärke der verstärkten Radarechos unabhängig von der Entfernung wird. Durch Bemessung des niederfrequenten Auslaufes werden die Hochfrequenz-Signalechos entsprechend der Entfernung des getroffenen Zielobjektes bewertet, so dass schwache Echos (welche höheren Schwebungsfrequenzen und entfernten Objekten entsprechen) einer größeren Gewichtung unterzogen werden als starke Echos (welche niedrigen Schwebungsfrequenzen und nahen Objekten entsprechen). Weiter bewirkt eine Abdämpfung niedriger Frequenz, dass Lecksignale gefiltert werden. Die hochfrequente Grenze (d.h., der 3 dB-Punkt) wird in Kenntnis der Tastungsrate des A-/D-Umformers 62 gewählt, um die Fälschungssignalbildung zu reduzieren, wie zu beschrieben ist. Das Ergebnis der Bandpassfilterung, welche durch den Videoverstärker durchgeführt wird, ist eine Verminderung im dynamischen Bereich, über welchen hin der A-/D-Umformer 62 arbeitet muss.
Es sei auf 3 Bezug genommen. Der temperaturkompensierende Videoverstärker 58 enthält zwei Filterstufen 70, 74, welche in Kaskade mit dem temperaturkompensierenden Dämpfer 80 geschaltet sind. In der bevorzugten Ausführungsform ist der Dämpfer 80 zwischen die beiden Filterstufen 70 und 74 geschaltet. Obwohl konstruktive Überlegungen, beispielsweise eine Rauschzahl, eine sorgfältige Betrachtung erfordern, ist es möglich, den Dämpfer vor der ersten Filterstufe oder nach der zweiten Filterstufe anzuordnen. Jede der Filterstufen 70 und 74 sind zwei Pole eines aktiven vierpoligen Butterworth-Tiefpassfilters, wobei die Hochpassfilterung durch die Kondensatoren C5 und C6 vorgenommen wird. Obwohl die Filter 70 und 74 dazu verwendet werden, ein Butterworth-Filteransprechen zu erzeugen, erkennen die Fachleute auf diesem Gebiet, dass andere Filteransprechtypen verwendet werden können, beispielsweise ein Gauss'sches Filteransprechen oder ein Chebyshev'sches Filteransprechen. Jede Filterstufe 70, 74 enthält einen Operationsverstärker 72 bzw. 76 und ein Widerstands- und Kondensatornetzwerk in einer zweipoligen Sallen-Key-Topologie, wie dargestellt ist. Wiederum sei bemerkt, dass andere Filtertopologien eingesetzt werden können. In der beispielsweise Ausführungsform liefert jede Filterstufe 70, 74 einen Verstärkungsgewinn von annähernd 18 dB und zusammen ergibt sich eine Hochfrequenzgrenze von annähern 40 kHz für den gesamten Videoverstärker, sowie eine niederfrequente Grenze von annähernd 3500 Hz, was in einer Niederfrequenzgrenze von annähernd 1 kHz für den gesamten Videoverstärker resultiert (siehe 6).
Der Dämpfer 80 in Gestalt eines Spannungsteiler enthält einen temperaturempfindlichen Thermistor 84 parallel zu einem Widerstand 88, wobei die Parallelschaltung mit dem Verbindungspunkt zwischen den Serienwiderständen 92 und 96 in der dargestellten Weise gekoppelt ist. Wie für die Fachleute erkennbar kann das temperaturempfindliche Gerät oder das temperaturdetektierende Gerät 84 als ein Thermistor in der bevorzugten Ausführungsform, ein Widerstands-Temperaturdetektor (RTD), ein Thermoelement, eine Diode oder irgendein anderes Gerät ausgebildet sein, welches einen Widerstand hat, der sich in gesteuerter und definierter Weise über die Temperatur hin ändert.
Der Dämpfer 80 ist so ausgebildet, dass sich eine Kennlinie des Verstärkungsgewinns in Abhängigkeit von der Temperatur ergibt, welche im Wesentlichen komplementär mit Bezug auf den Verstärkungsgewinn in Abhängigkeit von der Temperatur des Hochfrequenzverstärkers 50 ist, so dass die Kennlinie des Verstärkungsgewinns relativ zur Temperatur des gesamten Empfängers im Wesentlichen invariant relativ zur Temperatur ist, oder, anders ausgedrückt, derart, dass die temperaturbedingte Veränderung des Verstärkungsgewinns des Hochfrequenzverstärkers 50 im Wesentlichen beseitigt wird. Zu diesem Zweck wird während der Herstellung der Hochfrequenzverstärker 50 charakterisiert, um seinen Verstärkungsgewinn in Abhängigkeit von der Temperatur bezüglich der Kennlinie festzustellen. In der beispielsweise Ausführungsform hat der GaAs- Hochfrequenzverstärker 50 einen Verstärkungsgewinn, der annähernd 8 dB für eine Temperatur von –40°C auf eine Temperatur von +85°C abnimmt.
Die beispielsweise Dämpfungseinrichtung 80 hat eine Charakteristik des Verstärkungsgewinns in Abhängigkeit von der Temperatur, wie sie in 4 gezeigt ist. Im allgemeinen hat die Dämpfungseinrichtung einen maximalen Dämpfungswert bei niedrigen Temperaturen und eine verminderte Dämpfung bei hohen Temperaturen, um die Verstärkungsgewinnänderungen in dem Hochfrequenzverstärker zu kompensieren. Insbesondere hat die Dämpfungseinrichtung 80 einen Verstärkungsgewinn von annähernd –9,5 dB bei –40°C, einen Verstärkungsgewinn von –4,5 dB bei +25°C und einen Verstärkungsgewinn von 1,5 dB bei +85°C, um die Charakteristik des Verstärkungsgewinns in Abhängigkeit von der Temperatur des Hochfrequenzverstärkers 50 zu kompensieren, welcher 9,5 dB höher als gewünscht bei –40°C, 4,5 dB höher als gewünscht bei 25°C und 1,5 dB höher als gewünscht bei 85°C ist.
Der zur Erläuterung dienende Thermistor 84 ist ein einen negativen Temperaturkoeffizienten aufweisendes Panasonic Gerät ERT-J0EA 101 J mit einem Widerstand von 1074 Ohm bei –40°C, einem Widerstand von 100 Ohm bei +25 C und von 21,2 Ohm bei +85°C. Man erkennt, dass andere Thermistoren mit ähnlichen Charakteristiken ebenfalls geeignet sind. Obwohl die Thermistordämpfung in der Richtung nach rechts (d.h. mehr Dämpfung bei niedrigen Temperaturen als bei hohen Temperaturen) zur Kompensation der temperaturbedingten Verstärkungsgradänderungen des Hochfrequenverstärkers vorgesehen ist, wäre die Dämpfung des Thermistors allein (in eine Spannungsteileranordnung mit einem effektiven Widerstand von 100 Ohm, geschaffen durch die Widerstände 92 und 96 geschaltet), –12,4 dB bei –40°C, –6 dB bei +25°C und –1,67 dB bei 85°C, was in einem zu großen Abdämpfungsbereich resultieren würde. Demzufolge wird ein Parallelwiderstand 88 verwendet, um den Abdämpfungsbereich des Thermistors einzustellen, was die Linearität der Charakteristik des Verstärkungsgewinns in Abhängigkeit von der Temperatur der Dämpfungseinrichtung verbessert.
Der Wert des Widerstandes 88 wird durch einen iterativen Prozess ausgewählt, um im wesentlichen eine komplementäre Ergänzung der thermischen Kennlinienkurve des Hochfrequenzverstärkers zu erreichen. In der beispielsweisen Ausführungsform hat der Widerstand 88 einen Wert von 249 Ohm. Mit dieser Schaltungsanordnung ist bei –40°C der äquivalente Widerstand des Thermistors 84 und des Widerstandes 88 dann 202 Ohm, was in einem Dämpfungsverhältnis von 0,331 oder –9,6 dB resultiert. Bei +25°C haben die parallelen Widerstände des Thermistors 82 und des Widerstandes 88 einen äquivalenten Widerstand von 71,35 Ohm und das Spannungsteilernetzwerk liefert ein Dämpfungsverhältnis von 0,584 oder –4,73 dB. Weiter haben bei +85°C die parallelgeschalteten Widerstände des Thermistors 82 und des Widerstandes 88 einen äquivalenten Widerstand von 19,5 Ohm und das Spannungsteilernetzwerk liefert ein Dämpfungsverhältnis von 0,836 oder –1,6 dB. Die Kennlinie der Dämpfungseinrichtung für den Verstärkungsgewinn in Abhängigkeit von der Temperatur ist in 4 gezeigt.
Fachleute auf dem betreffenden Gebiet der Technik erkennen, dass vielerlei Änderungen an der Dämpfungseinrichtung 80 vorgenommen werden können, ohne dass der Grundgedanke der Erfindung verlassen wird. Beispielsweise kann die Dämpfungseinrichtung unter Verwendung eines Gerätes mit positivem Temperaturkoeffizienten aufgebaut werden und die Topologie der Dämpfungseinrichtungselemente kann gegenüber der dargestellten Spannungsteileranordnung modifiziert werden, während jedenfalls die notwendige Dämpfung erzeugt wird, um im wesentlichen zu der Kennlinie des Verstärkungsgewinns in Abhängigkeit von der Temperatur des Hochfrequenzverstärkers komplementär zu sein.
Die Werte der Widerstände 92 und 96 werden so gewählt, dass der Ausgang des Operationsverstärkers 72 so vorgespannt wird, dass er einen Nominalwert von Vcc/2 oder 2,5 Volt hat, was gleich der Nominalspannung des Ausgangsknotenpunktes 94 der Dämpfungseinrichtung ist. Mit dieser Schaltungsanordnung fliesst nur Gleichstrom durch den Thermistor 84, wodurch eine Erwärmung durch den Gleichstrom vermieden wird, der den Widerstand des Thermistors zu Änderungen veranlassen würde. Der Operationsverstärker 76 wird so vorgespannt, dass er eine nominale Ausgangsspannung in der Größenordnung von 1,5 Volt liefert, was dem Mittelpunkt des Spannungsbereiches des A-/D-Umformers 62 von 2 entspricht.
Es sei 5 betrachtet. Die Kennlinie des Verstärkungsgewinns abhängig von der Temperatur des gesamten Videoverstärkers 58 ist hier gezeigt. Wie deutlich wird, liefert der Videoverstärker bei 25°C einen Verstärkungsgewinn von annähernd 30 dB und variiert um die gewünschten 9 dB über den dargestellten Temperaturbereich.
Es sei auf 6 Bezug genommen. Hier ist das Frequenzansprechen des Videoverstärkers 58 von 3 dargestellt. Wie oben bemerkt sind die Durchlassband-Grenzfrequenzen annähernd 3,5 kHz und 40 kHz, da diese Frequenzen den Frequenzen der Radarechos von Objekten innerhalb eines Entfernungsbereiches von Interesse (d.h. annähernd 1 bis 30 Metern) entsprechen.
Die hochfrequente Grenzfrequenz wird so gewählt, dass die Fälschungssignalbildung reduziert wird. In der dargestellten Ausführungsform tastet der A-/D-Umformer 62 mit einer Tastungsfrequenz in der Größenordnung von 230 kHz bis 250 kHz. Der hochfrequente Grenzfrequenzpunkt von 40 kHz reicht aus, um die Effekte der Fälschungssignalbildung zu reduzieren, da Signale mit Frequenzen von 115 kHz oder darüber wesentlich abgedämpft werden, wodurch sichergestellt ist, dass die Tastungsrate mindestens das zweifache der höchsten Frequenz der getasteten Signale ist.
Die Abdämpfung der niederfrequenten Signale dient zum Ausfiltern von Lecksignalen und zur Verwirklichung einer Empfindlichkeitssteuerung basierend auf der Frequenz und damit auf der Entfernung. Lecksignale in dem beispielsweisen Radarsystem 10 haben, wie gefunden wurde, eine Frequenz in der Größenordnung von 1 kHz. Verschiedene Faktoren bestimmen die Frequenz der Lecksignale, einschließlich der Zeitverzögerung der Lecksignale relativ zu dem Lokaloszillatorsignal des Mischers, ohne hierauf beschränkt zu sein. Die niederfrequente Grenze von 3,5 kHz verursacht, dass solche Lecksignale gedämpft werden. Weiter liefert diese Abdämpfung der niederfrequenten Signale eine Empfindlichkeitsfrequenzsteuerung, da höherfrequente Echos, welche schwächeren Echosignalen von entfernten Objekten entsprechen, stärker gewichtet werden als niederfrequente Echos, welche stärkeren Signalen von kürzer beabstandeten Objekten entsprechen. In dem beispielsweisen Radarsystem 10 liefern Zielobjekte, welche in der Größenordnung von einem Meter von dem Radarsystem gelegen sind, eine Echofrequenz in der Größenordnung von 1 kHz, und solche Echosignale werden durch eine Verminderung des Verstärkungsgewinns in der Größenordnung von 10 dB abgedämpft. Andererseits liefert ein Echosignal desselben Querschnittes, welches zehn Meter von dem Radarsystem entfernt angeordnet ist eine Echofrequenz in der Größenordnung von 12 kHz. Bei dieser Signalabdämpfung wird die Ungleichheit zwischen der Amplitude der beiden Echos reduziert, wodurch der dynamische Bereich über welchen hin der A-/D-Umformer arbeiten muss, reduziert wird.
Die Fachleute auf diesem Gebiet der Technik erkennen, dass die besondere Hochpass-Grenze und die Steigung leicht durch Änderung eines Komponentenwerte oder mehreren Komponentenwerten in den Filterstufen 70, 74 verändert werden können, um eine gewünschte Kennlinie zu erreichen. Im allgemeinen wird die Abwicklungscharakteristik so gewählt, dass Lecksignale abgeschwächt werden und eine Empfindlichkeits-Frequenzsteuerung verwirklicht wird, indem mehr Verstärkungsgewinn den Echos von entfernten Zielobjekten zugeordnet wird als den Echosignalen von nahen Zielobjekten, wobei die Trennlinie zwischen entfernten Zielobjekten und nahen Zielobjekten ein Parameter ist, der für die Anwendungsfälle des Radarsystems charakteristisch ist.
Bezugnehmend auf 7 ist festzustellen, dass eine beispielsweise Anwendung für das Radarsystem von 1 in der Gestalt eines Kraftfahrzeug-Nahobjekt-Detektierungssystems (MOD) 100 gezeigt ist. Das MOD-System 100 ist auf einem Fahrzeug 120 angeordnet, welches etwa ein Kraftfahrzeug, beispielsweise ein Personenfahrzeug, ein Motorrad oder ein Lastkraftwagen oder ein Marinefahrzeug, beispielsweise ein Boot oder ein Unterseeboot oder ein landwirtschaftliches Fahrzeug, beispielsweise ein Erntefahrzeug, sein kann. Bei dieser besonderen Ausführungsform enthält das NOD-System 100 ein vorwärtsblickendes Sensorsystem (FLS) 122, ein elektrooptisches Sensorsystem (EOS) 124, eine Mehrzahl von seitwärtsblickenden Sensorsystemen (SLS) 128 und eine Mehrzahl von rückwärtsblickenden Sensorsystemen (RLS) 130.
Jedes der SLS-Systeme 128 kann als ein Seitenobjektdetektierungssystem (SOD) bezeichnet werden und kann die Form eines Radarsystems 10 gemäß 1 haben und einen Empfänger 24 gemäß 2 enthalten, welcher wiederum den Videoverstärker von 3 enthält. Weiter können Teile oder das gesamte System des Radarsystems 10 in den 1 bis 3 verwendet werden, um die anderen Sensorsysteme zu verwirklichen, beispielsweise die RLS-Systeme. In einem Beispiel kann der Videoverstärker 58 gemäß der vorliegenden Erfindung in eines oder mehrere der FLS-, EOS-, SLS- und RLS-Sensorsysteme des NOD-Systems 100 eingeschlossen sein.
Jedes der FLS-, EOS-, SLS- und SRLS-Systeme ist mit einem Sensorprozessor 134 gekoppelt. Bei dieser besonderen Ausführungsform ist der Sensorprozessor 134 als ein Zentralprozessor dargestellt, mit welchem jedes der FLS-, EOS-, SLS-, und RLS-Systeme über einen Bus oder andere Mittel gekoppelt ist. Es versteht sich dass in einer alternativen Ausführungsform eines oder mehrere der FLS-, EOS-, SLS-, und RLS-Systeme seine eigenen Prozessoren enthalten kann, um die unten beschriebenen Verarbeitungen vorzunehmen, beispielsweise den digitalen Signalprozessor 30 von 1. In diesem Falle ist das NOD-System 100 als ein verteiltes Prozessorsystem vorgesehen.
Unabhängig davon, ob das NOD-System 100 einen einzelnen Prozessor oder mehrfache Prozessoren enthält, wird die Information, welche von jedem der Sensorsysteme eingesammelt wird, aufgeteilt und der Prozessor (oder die Prozessoren im Falle eines verteilten Systems) bewirken eine Entscheidung oder einen Entscheidungsbaum. Das NOD-System 100 kann für eine Anzahl von Funktionen verwendet werden, welche eine Totwinkelerfassung, eine Fahrbahnwechseldetektierung, eine Vorbereitung der Airbags des Fahrzeugs und eine Funktion der Fahrbahnhaltung umfassen, ohne hierauf eine Beschränkung vorzugeben. Beispielsweise kann der Sensorprozessor 134 mit dem Airbagsystem des Fahrzeugs gekoppelt sein. In Abhängigkeit von Signalen von einem oder mehreren der FLS-, EOS-, SLS-, und RLS-Systeme kann der Sensorprozessor bestimmen, dass es angezeigt ist, den Airbag des Fahrzeugs vorzubereiten oder vorzuladen. Andere Beispiele sind ebenfalls möglich.
Das EOS-System enthält einen optischen Sensor oder IR-Sensor oder einen anderen Sensor, welcher eine gute oder hohe Auflösung in der Azimutrichtung des Sensors liefert. Das Paar von RLS-Sensoren kann eine Triangulation verwenden, um Objekte im hinteren Bereich des Fahrzeugs zu erfassen. Der FLS-Sensor ist in dem US-Patent 5,929,802 mit dem Titel AUTOMOTIVE FORWARD LOOKING SENSOR APPLICATION beschrieben, welches am 27. Juli 1999 erteilt wurde und dem Zessionar der vorliegenden Erfindung übertragen wurde und auf das hier Bezug genommen sei. Es sei angemerkt, dass jeder der SLS- und RLS-Sensoren mit demselben Antennensystem versehen werden kann.
Jedes der Sensorsysteme ist auf dem Fahrzeug derart angeordnet, dass eine Mehrzahl von Überdeckungszonen um das Fahrzeug herum existiert. Das Fahrzeug ist somit kokoonartig in Sensorzonen eingeschlossen. Bei der besonderen Konfiguration, welche in 7 gezeigt ist, werden vier Überdeckungszonen verwendet. Jede der Überdeckungszonen verwendet Hochfrequenz-Detektierungssysteme. Das Hochfrequenz-Detektierungssystem benützt ein Antennensystem, welches mehrfache Strahlen in jeder der Überdeckungszonen bildet. In dieser Weise kann die bestimmte Richtung, aus welcher sich ein andere Objekt an das Fahrzeug annähert oder umgekehrt, gefunden werden.
Es sei angemerkt, dass die SLS-, RLS- und FLS-Systeme abnehmbar an dem Fahrzeug angeordnet sein können. Das bedeutet, dass bei bestimmten Ausführungsformen die SLS-, RLS- und FLS-Sensoren außerhalb an dem Fahrzeugkörper angeordnet sein können (d.h., an den außen liegenden Oberflächen des Fahrzeugkörpers), während andere Systeme der SLS-, RLS- und FLS-Systeme in den Stoßstangen oder anderen Teilen des Fahrzeugs (beispielsweise Türen, Verkleidungen, Teilverkleidungen, Vorderseiten des Fahrzeugs und hinteren Bereichen des Fahrzeugs) eingebettet sein können. Es ist auch möglich, ein System zu schaffen, welches sowohl innerhalb des Fahrzeugs (beispielsweise in den Stoßstangen oder anderen Teilen) angeordnet ist, und welches auch entfernbar ist.
Nach Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist es für Fachleute auf diesem Gebiet offenbar, dass andere Ausführungsformen mit demselben Konzept verwendet werden können. Beispielsweise erkennen die Fachleute auf diesem Gebiet, dass Empfängertopologien, welche von denjenigen der dargestellten Topologie mit dem Homodynempfänger gemäß 2 mit direkter Umwandlung verschieden sind, Vorteil durch den beschriebenen Videoverstärker gewinnen. Es sei auch angemerkt, dass der Videoverstärker nach der vorliegenden Erfindung so ausgebildet sein kann, dass er temperaturbedingte Verstärkungsgradänderungen von Schaltungselementen oder Gruppen von Schaltungselementen zusätzlich zu oder anstelle der Einflüsse des Verstärkers 50 kompensiert. Beispielsweise kann die Dämpfungseinrichtung 80 so ausgebildet sein, dass sie temperaturbedingte Verstärkungsgradänderungen des gesamten Empfängers durch Charakterisierung des thermischen Ansprechens des Empfängers kompensiert, indem das thermische Ansprechen des Empfängers bestimmt wird und die Dämpfungeinrichtung so ausgebildet wird, dass sich eine thermische Kennlinie für sie ergibt, welche eine oder mehrere Punkte aufweist, welche komplementär mit Bezug auf einen oder mehrere Punkte der thermischen Kennlinie des Empfängers ist, bzw. sind.

Claims

Radarsystem (10), welches folgendes enthält: eine Sendeantenne (18) zum Aussenden eines ersten Hochfrequenzsignals; eine Empfangsantenne (16) zum Empfangen eines zweiten Hochfrequenzsignals; und eine Empfängerschaltung (24), welche mit der Empfangsantenne (16) gekoppelt ist, um das zweite Hochfrequenzsignal zu verarbeiten, wobei die Empfängerschaltung einen Hochfrequenzverstärker (50) mit einem Verstärkungsgewinn, welcher sich mit einem ersten vorbestimmten Maß abhängig von der Temperatur ändert, weiter einen Abwärtsumsetzer (54) mit einem Eingangsanschluss, welcher an den Ausgangsanschluss des Hochfrequenzverstärkers (50) angekoppelt ist, und einen Ausgangsanschluss enthält, an welchem ein niederfrequentes Signal dargeboten wird, sowie einen Videoverstärker (58), der mit dem Abwärtsumsetzer (54) gekoppelt ist, wobei der Videoverstärker (58) wiederum folgendes enthält: eine erste Filterstufe (70), welche einen Eingangsanschluss, der zur Aufnahme eines Videosignals ausgebildet ist, und einen Ausgangsanschluss aufweist; eine Dämpfungsstufe (80), welche einen mit dem Ausgangsanschluss der ersten Filterstufe (70) gekoppelten Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss aufweist, wobei die Dämpfungsstufe ein temperaturempfindliches Bauteil (84) enthält und einen Verstärkungsgewinn erzeugt, welcher sich um ein zweites vorbestimmtes Maß abhängig von der Temperatur ändert, wobei das erste und das zweite vorbestimmte Maß im wesentlichen komplementär zueinander sind; und eine zweite Filterstufe (74), welche einen mit dem Ausgangsanschluss der Dämpfungsstufe (80) gekoppelten Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss aufweist, an welchem ein Ausgangssignal des Videoverstärkers (58) erzeugt wird.
Radarsystem (10) nach Anspruch 1, bei welchem der Abwärtsumsetzer (54) einen Mischer enthält.
Radarsystem (10) nach Anspruch 1, bei welchem das temperaturempfindliche Bauteil (84) ein Thermistor ist.
Radarsystem (10) nach Anspruch 1, bei welchem sowohl die erste Filterstufe (70) als auch die zweite Filterstufe (74) ein Sallen-Key-Filter enthält.
Radarsystem (10) nach Anspruch 1, bei welchem sowohl die erste Filterstufe (70) als auch die zweite Filterstufe (74) eine Tiefpasscharakteristik haben.
Radarsystem (10) nach Anspruch 1, bei welchem sowohl die erste Filterstufe (70) als auch die zweite Filterstufe (74) eine Bandpasscharakteristik haben.
Radarsystem (10) nach Anspruch 2, bei welchem der Hochfrequenzverstärker (50) mit GaAs-Transistoren gebildet ist.
Radarsystem nach Anspruch 3, bei welchem die Dämpfungsstufe (80) weiter mindestens einen Widerstand enthält, der mit dem Thermistor zur Bildung eines Spannungsteiles gekoppelt ist.
Radarsystem (10) nach Anspruch 6, bei welchem die Bandpasscharakteristik eine niederfrequente Grenzfrequenz hat, welche zur Abdämpfung eines Streusignals gewählt ist.
Radarsystem (10) nach Anspruch 6, bei welchem die Bandpasscharakteristik eine niederfrequente Grenzfrequenz aufweist, welche so gewählt ist, dass ein empfangenes Hochfrequenzsignal, welches durch ein Objekt reflektiert wird, das vor einem vorbestimmten Abstand von dem Hochfrequenzempfänger gelegen ist, abgedämpft wird.
Radarsystem nach Anspruch 6, bei welchem das zweite Hochfrequenzsignal einen Anteil des ersten Hochfrequenzsignals enthält und bei welchem die Bandpasscharakteristik eine niederfrequente Grenzfrequenz hat, welche so gewählt ist, dass der Anteil des ersten Hochfrequenzsignals abgedämpft wird.