DE60118715T2

DE60118715T2 - Korrelationsfilter für den rückkanal in einem drahtlosen cdma system mit mehreren bit-raten

Info

Publication number: DE60118715T2
Application number: DE60118715T
Authority: DE
Inventors: J. Antoine Escondido ROUPHAEL; E. John Indialantic HOFFMANN; Rodney George Merritt Island NELSON; K. Samir Melbourne Beach PATEL; A. James PROCTOR; Daniel L. Blue Bell RILEY
Original assignee: IPR Licensing Inc
Current assignee: IPR Licensing Inc
Priority date: 2000-02-23
Filing date: 2001-02-23
Publication date: 2007-04-19
Anticipated expiration: 2021-02-24
Also published as: JP2004500768A; AU2001238632A1; WO2001063778A3; US6801564B2; EP2088683A1; EP1686697B1; DE60138496D1; CA2400934C; DK1269646T3; WO2001063778A9; KR100845479B1; KR100983849B1; DE60118715D1; US20010030990A1; CN1227828C; KR20020086576A; US20080075150A1; CA2400934A1; EP1686697A2; KR20080047626A

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Code Division Multiple Access(CDMA)-Kommunikationssystem und insbesondere einen Empfänger, der ein Korrelationsfilter in einem solchen CDMA-Kommunikationssystem hat.
BESCHREIBUNG DES ALLGEMEINEN STANDS DER TECHNIK
Die Code Division Multiple Access(CDMA)-Modulation, die gemäß dem Stand der Technik bekannt ist, ist ein Multi-User-Zugriff-Übertragungssystem, in dem Signale von verschiedenen Benutzern sich sowohl in Frequenz als auch zeitlich überlappen. Das ist das Gegenteil zum Frequency Division Multiple Access (FDMA), ebenfalls gemäß dem Stand der Technik bekannt, bei dem sich die Benutzersignale zeitlich überlappen, jedoch eine einzelne Frequenz zugewiesen haben, und Time Division Multiple Access (TDMA), bei dem sich die Benutzersignale in der Frequenz überlappen, ihnen jedoch einzelne Zeitfenster zugewiesen sind. Das CDMA-Signalisieren wird häufig in Mobilkommunikationssystemen zwischen einer Basisstation (BS) innerhalb einer Zelle und einer Vielzahl mobiler Stationen (MS) im Besitz der Benutzer innerhalb der Zelle verwendet. Das CDMA-übertragene Signal für jeden Benutzer, das von der mobilen Station (MS) des Benutzers gesendet wird, wird über eine breite Bandbreite gespreizt, die größer ist als die ursprüngliche Benutzer-Informationsbandbreite. Das Signal jedes Benutzers wird durch einen unterschiedlichen Spreizcode gespreizt, um ein Breitbandspreizen zu schaffen. Alle der von den verschiedenen Benutzern gesendeten gespreizten Breitbandsignale werden von der Basisstation (BS) empfangen und bilden ein empfangenes Signalgemisch. Der Empfänger an der Basisstation (BS) unterscheidet verschiedene Benutzer durch Einsatz einer lokalen Kopie (oder lokalen Referenz) des Spreizcodes, der sowohl für die mobilen Stationen als auch für die Basisstation in dem CDMA-System verfügbar ist. Ein solches Verfahren wird Kanalaufteilung genannt. In einem beispielhaften CDMA-System gemäß dem Standard IS-95, der gemäß dem Stand der Technik gut bekannt ist, erfolgt die Kanalaufteilung in dem Reverse Link, das heißt, wenn eine mobile Station (MS) zu der Basisstation (BS) in dem System sendet, anhand eines Breitbandcodes, der ein Pseudorandom(PN)-Code, der gemäß dem Stand der Technik ebenfalls bekannt ist, genannt wird. Der Empfänger an der Basisstation (BS) holt das gewünschte Signal von einem spezifischen Benutzer aus dem Signalgemisch, indem er korreliert, das heißt unter Einsatz eines Korrelationsfilters (CF) auf dem Signalgemisch mit dem Originalbreitbandcode. Alle anderen Signale, die Codes haben, die dem Code für den gewünschten Benutzercode nicht entsprechen, werden zurückgewiesen.
Ein beispielhaftes drahtloses CDMA-System umfasst eine Vielzahl von Datenkanälen, zum Beispiel Zugriffs- und Verkehrskanäle (und weitere Kanäle, die von dem Konzept des CDMA-Systems abhängen). In dem Reverse Link wird der Verkehrskanal verwendet, um Benutzerdaten und Sprache zu übertragen sowie Signalisierungsmeldungen. Der Zugriffskanal wird von der mobilen Station (MS) verwendet, zum Beispiel von einem Mobiltelefon, um Steuerinformation mit der Basisstation (BS) in dem drahtlosen System zu kommunizieren, wenn das MS keinen zugewiesenen Verkehrskanal hat. Insbesondere verwendet das MS den Zugriffskanal, um Rufursprungsbestimmungen auszuführen und auf Personenrufe und Befehle zu antworten. Diese Datenkanäle in dem CDMA-System haben unterschiedliche Funktionen und Datenraten. Ein Empfänger in dem MS, der konzipiert ist, um Datenübertragungen in den verschiedenen Kanälen auszuführen, erfordert unterschiedliche Typen von Korrelationsfiltern (CF) und digitaler Signalverarbeitungskonzepte (DSP) für verschiedene Datenraten. Solche Forderungen tragen zur Komplexheit bei und steigern die Kosten für die Empfängerkonzeption.
EP 1 039 653 , das nur für Neuheitszwecke relevant ist, offenbart ein Gerät und ein Verfahren zum Empfangen und Entspreizen von DS-CDMA-Signalen. Das Gerät erzielt ein entspreiztes Signal des Empfangssignals mit einem hohen Spreizungsfaktor, indem es eine Korrelationsberechnung unter Verwenden von Codes mit einem relativ niedrigen Spreizfaktor ausführt und dann Multiplikationen/Additionen durchführt und dadurch das Erfordernis für einen Großkorrelationsschaltkreis eliminiert, auch wenn ein relativ hoher Spreizfaktor in einem DS-CDMA-System verwendet wird. Dieses Dokument geht jedoch davon aus, dass der lokale Spreizcode immer mit dem angewandten Spreizcode des empfangenen Signals synchronisiert ist. Ist diese Annahme falsch, kann das empfangene Signal nicht richtig entspreizt werden, weil der angewandte und der Referenzspreizcode nicht synchronisiert sind.
US-5 946 344 offenbart eine Mehrraten-Architektur mit direkter Sequenz, die eine festgelegte Chiprate und unterschiedliche Spreizcodelängen verwendet. Das System umfasst einen Empfänger, der digitale Multibit-Signale entspreizen kann, die mit einer gleich bleibenden Chiprate gesendet werden, die zwei oder mehrere verschiedene Spreizcodelängen verwendet. Daher kann ein längerer Spreizcode verwendet werden, um mit einer niedrigeren Datenrate unter Bedingungen zu senden, in welchen Störfestigkeit kritischer ist, wie zum Beispiel über größere Entfernungen, und ein kürzerer Spreizcode kann verwendet werden, um mit einer höheren Datenrate unter Bedingungen zu übertragen, unter welchen die Störfestigkeit weniger kritisch ist, wie zum Beispiel über kürzere Entfernungen. Der Empfänger umfasst ferner ein digitales entsprechendes Filter, das zu den zwei verschiedenen Spreizcodes korrelieren kann. Das digital angepasste Filter weist eine digitale Verzögerungsleitung auf, die eine Vielzahl aufeinander folgender Verzögerungsstufen hat, die das empfangene digitale Signal dadurch mit einer gleich bleibenden Rate ausbreiten, die der Chiprate des digitalen Signals entspricht. Ein erster Korrelator vergleicht das digitale Signal mit einem ersten Spreizcode, der eine Länge M hat, und ein zweiter Korrelator vergleicht das digitale Signal mit einem zweiten Spreizcode, der eine Länge N hat, wobei N kleiner ist als M. Ein Multiplexer kann eine Ausgabe von einem der zwei Korrelatoren auswählen.
Es besteht daher im Allgemeinen ein Bedarf im Stand der Technik für ein drahtloses System mit einem anpassungsfähigen, nicht komplexen Empfängerkonzept. Ein drahtloses System ist insbesondere erforderlich, das ein einzelnes Korrelationsfilter (CF) in dem Empfänger bereitstellt, das beim Empfangen von Daten in allen Datenkanälen verwendet werden kann. Ferner besteht ein Bedarf an einem Empfängerkonzept mit einem Korrelationsfilter, das für alle Datenkanäle dient und auch DSP-programmierbar ist, was die Anpassungsfähigkeit des Systems erhöht.
KURZDARSTELLUNG DER ERFINDUNG
Wie unten beansprucht betrifft die Erfindung einen Reverse Link-Emfänger in einem drahtlosen System und ein Korrelationsfilter dafür. Ein Sender und ein Empfänger werden in dem Reverse Link eines drahtlosen Systems bereitgestellt. Der Empfänger umfasst (1) ein Field Programmable Gate Array (FPGA), das einen Pseudorandom Noise(PN)-Codeerzeuger umfasst, (2) einen Pilotpostprozessor, (3) einen Datenpostprozessor (4) ein Korrelationsfilter (CF) und (5) einen extern programmierbaren Prozessor, wie zum Beispiel einen digitalen Signalprozessor (DSP). Das feldprogrammierbare Gatterfeld (FPGA) und das Korrelationsfilter (CF) sind gemeinsam mit dem digitalen Signalprozessor (DSP) in dem Empfänger enthalten, um die Originaldaten, die von dem Sender übertragen werden, wiederherzustellen. Das Korrelationsfilter (CF) umfasst einen Korrelationsfilterkern (CF) zum Verarbeiten von Daten in den drei Kanälen, nämlich dem Zugriffs-, dem Wartungs- und dem Verkehrskanal. Der externe programmierbare Prozessor wird zum Steuern und Postverarbeiten der Ausgaben des feldprogrammierbaren Gatterfelds FPGA verwendet. Ein Mode-Controller in dem externen programmierbaren Prozessor steuert die Kanalauswahl (aus dem Zugriffs-, Wartungs- und Verkehrskanal), und den Kanalsymbolbetrieb (Daten und/oder Pilot). Der Pilotpostprozessor und der Datenpostprozessor in dem FPGA stellen gemeinsam mit dem externen programmierbaren Prozessor pilotsymbolunterstützte QPSK-Demodulation von bis zu drei Mehrwegen, die an dem Empfänger empfangen werden, bereit. Die QPSK-Modulation ist eine Modulationstechnik, die das Übertragen von zwei Bits Daten in jedem Symbolzeitraum erlaubt. Die QPSK-Modulation verwendet die Quadraturkomponente Q zusätzlich zu der In-Phasenkomponente I eines Symbols in dem Rahmen, der von dem Sender zu dem Empfänger übertragen wird. Die I- und die Q-Komponente werden typisch als der reale und der imaginäre Teil eines komplexen Signals betrachtet, das in den Kanälen des CDMA-Systems übertragen wird. Bei QPSK können die In-Phasen-Komponente I und die Quadraturkomponente Q ohne gegenseitige Störung kombiniert werden (das heißt, dass sie zueinander orthogonal sind), was die Bandbreiteneffizienz im Vergleich zum einfachen Übertragen eines Bits von Information in einem Symbolzeitraum verdoppelt. Durch Zeitmultiplexen stellt der CF-Kern Pilotsymbolkorrelation mit den drei Daten- oder Chipraten (Etagen 1, 2 und 3) bereit. Ein Chip ist eine Zeiteinheit, die dem Ausgangsintervall des PN-Spreizcodes entspricht. Die Chipzeit bestimmt die Bandbreite der CDMA-Wellenform, und die Chipzeit geteilt durch die Benutzersymbolzeit bestimmt den Spreizfaktor des Systems. Die Abtastperiode für einen Chip im CDMA-Standard IS-95, der gemäß dem Stand der Technik bekannt ist, beträgt
Sekunde. Das Pilotpostverarbeiten und Datenpostverarbeiten in dem FPGA stellen gemeinsam mit dem Datenpostprozessor und dem Pilotpostprozessor in dem externen programmierbaren Prozessor (wie zum Beispiel einem DSP) QPSK-Demodulation und Wieder herstellen der Originaldaten bereit, die von dem Sender für alle drei Kanäle gesendet wurden, das heißt dem Zugriffs-, Wartungs- und Verkehrskanal. Der erfindungsgemäße CF-Kern führt komplexe 8-Chip(das heißt Rate Etage 1 oder die Basisentspreizrate)-Korrelation mit 64 Korrelationsverzögerungen durch und erlaubt dabei keinen Datenverlust, während 64 Korrelationsverzögerungen verarbeitet werden, wobei eine Verzögerung ein Zeitaugenblick ist, für welchen der PN-Code (oder orthogonale Code, Walsh-Code) konstant gehalten wird, so dass die Ausgaben erzeugt werden können. Die Basisentspreizungsrate kann auch vier Chips je Symbol sein. Das wird vorteilhafterweise mit einer einzelnen zeitgemultiplexten 8-Chip-Korrelatormaschine verwirklicht (das heißt CF-Kern). Der CF-Kern, der eine 8-Chip-Korrelationsmaschine ist, ist zeitgemultiplext, um das Ausführen mehrerer 8-Chip-Korrelationen mit der gleichen Korrelationsmaschine zu erlauben. Ferner stellt die Erfindung vorteilhafterweise die Möglichkeit bereit, ganzzahlige Vielfache der 8-Chip-Korrelation für größere Korrelationslängen zu erzeugen, zum Beispiel 32 Chips (Etage 2) oder 128 Chips (Etage 3). Das erfindungsgemäße CF-Konzept stellt gemeinsam mit dem DSP zeitliche Diversität der Datensignale durch Kombinieren von CF-Ausgaben bereit. Räumliche Diversität wird ebenfalls durch Bereitstellen einer Vielzahl von Korrelationsfiltern gemäß dem erfindungsgemäßen CF-Konzept verwirklicht. Die Diversität ist eine Technik, die verwendet wird, um negative Auswirkungen von Schwinden und Interferenz vermeiden oder zu lindern. Diversität bezeichnet im Allgemeinen die Fähigkeit eines Kommunikationssystems, Daten oder Information über mehrere unabhängig schwindende Kanäle zu empfangen. Im Allgemeinen verbessert die Diversität die Fähigkeit eines Empfängers, Datensignale, die von diesen unabhängig schwindenden Kanälen ankommen, zu kombinieren oder auszuwählen (oder beides), wobei das Extrahieren der Datenkanäle ermöglicht (oder erleichtert) wird. Ein besonderer Typ von Diversität ist zeitliche oder Zeitdiversität, wobei die gleichen Datensignale, die in verschiedenen Mehrwegen übertragen und in verschiedenen Zeitpunkten am Empfänger empfangen werden, die Diversität bereitstellen, die für das Kombinieren oder Auswählen der Datensignale erforderlich ist. Eine beispielhafte Diversitätstechnik ist Maximum Ration Combining oder MRC, gemäß dem Stand der Technik. MRC stellt Sequenzen von Gewichtungen in der Vielzahl von Datenkanälen in dem Kommunikationssystem bereit. Eine Sequenz getrennter Gewichtungen wird Segmenten eines Datensignals, das übertragen wird, zugewiesen. Kopien des Datensignals werden für die Antennen erzeugt, die zum Übertragen des Datensignals verwendet werden. Das ergibt zeitliche Diversität am Empfänger, wenn Kopien des Datensignals empfangen werden. Mit einem einzelnen gemeinsamen Korrelationsfilterkonzept stellt die Erfindung vorteilhaft zeitliche Diversität für alle Datenkanäle und Modi ohne die Notwendigkeit bereit, verschiedene Korrelationsfilter für verschiedene Modi oder Kanäle verwenden zu müssen. Zeitliche Diversität wird verwirklicht, indem drei Ausgaben von den verschiedenen Mehrwegen bereitgestellt werden und durch Kombinieren der drei Ausgaben in eine, zum Beispiel unter Einsatz von MRC.
Gemäß einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens wird ein einzelnes gemeinsames Korrelationsfilter(CF)-Konzept in einem drahtlosen System unter Einsatz von CDMA bereitgestellt. Eine Vielzahl von Kanälen mit unterschiedlichen Datenraten wird in dem drahtlosen System bereitgestellt. Die Kanäle, die in dem drahtlosen System bereitgestellt werden, umfassen den Zugriffskanal, den Wartungskanal und den Verkehrskanal, in welchen Information (zum Beispiel Pilot- oder Datensymbole oder beide mit den Raten Etage 1 (die Basisentspreizungsrate), Etage 2 und Etage 3 übertragen wird. Die Datenrate zum Übertragen der Information kann durch den externen programmierbaren Prozessor programmiert werden. Ein benutzereigener Code, wie zum Beispiel ein PN-Code (oder orthogonaler Code, Walsh-Code) wird auf die Information angewandt, die in den Kanä len des drahtlosen Systems übertragen wird. Die Information wird QPSK-moduliert und in einem der Kanäle mit einer beliebigen Datenrate übertragen. Die übertragene Information wird mit der Basisentspreizungsrate (das heißt der Rate Etage 1) unter Verwenden von Zeitmultiplexen in dem Korrelationsfilter (CF) des drahtlosen Systems korreliert. Die Basisentspreizungsrate kann 4 oder 8 Chips je Symbol sein. Die korrelierte Information wird dann gedemultiplext und QPSK-demoduliert. Die demodulierte Information wird mit dem entsprechenden Ganzzahlvielfachen der Rate Etage 1 (die Basisentspreizungsrate) summiert, um bei Bedarf die Raten Etage 2 und Etage 3 zu erzielen. Eine oder mehrere Signalkomponenten (hinsichtlich der empfangenen Leistung, des Signal-Rausch-Abstands oder der Mehrwegebreite) werden in einem Fenster oder einer Zeitperiode für optimale Informationswiederherstellung ausgewählt. Der Auswählschritt kann auch gemäß einem vorprogrammierten Zeitabgleich implementiert werden. Ferner können drei Ausgaben von der demodulierten Information bereitgestellt und für zeitliche Diversität kombiniert werden. Räumliche Diversität wird durch Bereitstellen des einzelnen, gemeinsamen Korrelationsfilterkonzepts in einer Vielzahl von Empfängern in dem drahtlosen System verwirklicht. Alle hier beschriebenen erfindungsgemäßen Prozessschritte werden vorteilhafterweise unter Einsatz eines einzelnen, gemeinsamen Korrelationsfilter(CF)-Konzepts verwirklicht, das das Erfordernis für zusätzliche Korrelatoren oder Korrelationsfilter zum Verarbeiten der empfangenen Information mit vielfachen Datenraten eliminiert.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Diese und weitere Merkmale, Aspekte und Vorteile der Erfindung ergeben sich besser aus der folgenden detaillierten Beschreibung einer derzeit bevorzugten aber trotzdem veranschaulichenden Ausführungsform in Zusammenhang mit den begleitenden Zeichnungen. In den begleitenden Zeichnungen:
ist 1 ein Diagramm, das allgemein einen Sender und einen Empfänger in dem erfindungsgemäßen Reverse Link veranschaulicht,
ist 2 ein Diagramm, das die Struktur eines Rahmens von Daten-/Pilotsymbolen veranschaulicht, die in verschiedenen Kanälen in einer erfindungsgemäßen Ausführungsform der Erfindung übertragen werden,
ist 3 ein Diagramm, das einen Empfänger mit einem feldprogrammierbaren Gatterfeld (FPGA) veranschaulicht, das das erfindungsgemäße Korrelationsfilter (CF) bildet,
ist 4 ein Diagramm, das ein beispielhaftes feldprogrammierbares Feldgatter, einen Korrelationsfilter(CF)-Kern für alle Kanäle in dem erfindungsgemäßen drahtlosen System bildet, veranschaulicht,
ist 5 ein Diagramm, das eine beispielhafte 8-Chip-Korrelation mit einem erfindungsgemäßen Pseudorandom Noise(PN)-Code veranschaulicht,
ist 6 ein Diagramm, das das Pilotpostverarbeiten aller Kanäle bei einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen drahtlosen Systems veranschaulicht,
zeigen 6A und 6B Diagramme, die das Verstärkungskoeffizienteinstellen eines Accumulating Filtering Random Access Memory (AFRAM) und eines Magnitude Accumulating Filtering Random Access Memory (MAFRAM) für drei verschiedene Datenraten bei einer erfindungsgemäßen Ausführungsform zeigen,
ist 6C ein Diagramm, das die Basisstruktur einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen AFRAM und MAFRAM veranschaulicht,
ist 7 ein Diagramm, das ein Mehrwegesuchverarbeiten der Mehrwegeantwortspitzen gemäß der Erfindung veranschaulicht,
ist 7A ein Flussdiagramm, das eine Ausführungsform des Verfahrens des Mehrwegesuchverarbeitens von Mehrwegeantwortspitzen gemäß der Erfindung veranschaulicht,
ist 8 ein Diagramm, das das Datenpostverarbeiten in den Kanälen des erfindungsgemäßen drahtlosen Systems veranschaulicht, und
ist 9 ein Flussdiagramm, das eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen QPSK-Modulationsverfahrens veranschaulicht.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Unter Bezugnahme auf 1 kommunizieren ein Sender 10 und ein Empfänger 20 über den Reverse Link in einem beispielhaften erfindungsgemäßen drahtlosen System. In 1 gehört der Sender 10, Tx 1, zu einer mobilen Station (MS) oder einem Mobiltelefon, das mit dem Empfänger 20, Rx 2, der zu der Basisstation (BS) gehört, kommuniziert. Digitale Information mit einer Basisdatenrate wird codiert oder gespreizt zu einer Übertragungsdatenrate (oder Chiprate) am Sender 10. Ein benutzereigener digitaler Code (die Signatur der Spreizsequenz) wird an die digitale Information, die übertragen wird, angewandt, was die Bandbreite steigert. Das Anwenden des digitalen Codes, wie zum Beispiel eines Pseudorandom Noise(PN)-Codes umfasst typisch das Multiplizieren oder logische XODER(exklusiv-oder)-Operationen an der digitalen Information, mit dem PN-Code (oder orthogonalen Code, Walsh-Code) die übertragen wird. Die resultierenden übertragenen Datensequenzen oder Chips werden dann am Sender 10 QPSK-moduliert, um ein Ausgangssignal zu erzeugen. Das Ausgangssignal wird zu anderen ähnlich verarbeiteten Ausgangssignalen für die Mehrkanalübertragung zu dem Empfänger 20 über ein Kommunikationsmedium addiert. Die Ausgangssignale der mehreren Benutzer haben vorteilhafterweise eine einzelne Übertragungskommunikationsfrequenz, wobei die mehreren Signale übereinander liegend oder sowohl im Frequenzbereich als auch im Zeitbereich erscheinen. Da die angewandten digitalen Codes orthogonal und benutzereigen sind, ist jedes Ausgangssignal, das über die gemeinsame Kommunikationsfrequenz übertragen wird, ähnlich einzigartig und kann von den anderen durch Anwenden der entsprechenden Verarbeitungstechniken am Empfänger 20 unterschieden werden.
Der Empfänger 20 umfasst ein Korrelationsfilter CF 3, das aus einem feldprogrammierbaren Gatterfeld FPGA 5 und aus einem digitalen Signalprozessor DSP 4 besteht. Im Empfänger 20 werden die empfangenen Signale QPSK-demoduliert, und der entsprechende digitale Code für den betreffenden Benutzer wird angewandt (das heißt multipliziert) mit dem Signal, das zu entspreizen ist, und das Codieren wird von dem erwünschten übertragenen Signal entfernt, um es auf seine Basisdatenrate zurückzubringen. Wenn der digitale Code (das heißt der PN-Code, orthogonale Code oder Walsh-Code) an andere übertragene und empfangene Signale angewandt wird, erfolgt kein Entspreizen, weil die Signale ihre Chipraten behalten.
Die Entspreizungsoperation umfasst effektiv einen Korrelationsvorgang, der das empfangene Signal mit dem entsprechenden digitalen Code vergleicht. Gemäß QPSK umfassen die übertragenen Datensequenzen oder Chips eine In-Phasen-Komponente (I) und eine Quadraturphasenkomponente (Q), die reale und imaginäre Teile eines komplexen Signals sind. Der Entspreizungsvorgang, der von dem Empfänger 20 ausgeführt wird, korreliert die I- und die Q-Komponente des empfangenen komplexen Signals zu dem entsprechenden digitalen Code oder der Signatursequenz. Das wird unter Einsatz eines einzelnen Korrelationsfilterkonzepts (zum Beispiel CF 3) für alle Datenraten in den Kanälen des drahtlosen Systems verwirklicht.
Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung stellt das beispielhafte drahtlose System einen Zugriffskanal 11, einen Wartungskanal 12 und einen Verkehrskanal 13 in dem Reverse Link bereit. Das Korrelationsfilter CF 3 ist DSP-programmierbar (das heißt gesteuert von DSP 4) und kann konfiguriert werden, um das digitale Signalverarbeiten auszuführen, das beim Empfangen von Daten von jedem der Kanäle 11, 12 und 13 und mit allen Benutzerdatenraten erforderlich ist. Nach dem Verarbeiten in dem Korrelationsfilter CF 3 und dem digitalen Signalprozessor 4, werden die Originaldaten von dem Empfänger wiederhergestellt. Das System und die verschiedenen erfindungsgemäßen Ausführungsformen werden unten detaillierter beschrieben.
2 veranschaulicht die Struktur eines Rahmens von Daten-/Pilotsymbolen, die in dem Zugriffs-, Wartungs- und Verkehrskanal bei einer erfindungsgemäßen Ausführungsform übertragen werden. Bei dieser besonderen Ausführungsform wird der Zugriffskanal (zum Beispiel Zugriffskanal 11 der 1) von dem Empfänger 20 verwendet, um mit dem Sender 10 zu kommunizieren, wenn kein Verkehrskanal zugewiesen ist. Der Zugriffskanal stellt dem Benutzer einen geteilten Datenkanal zum Anfordern des Zugriffs auf das CDMA-System bereit. Der Wartungskanal (zum Beispiel Wartungskanal 12 der 1) wartet das Timing des Senders und des Empfängers in dem Reverse Link unter Einsatz von Pilotsymbolen. In dem Wartungskanal werden keine Datensymbole übertragen. Der Wartungskanal stellt einem Benutzer die Möglichkeit bereit, die Synchronisation mit dem CDMA-System während Untätigkeitsperioden aufrechtzuerhalten. Die Benutzerdaten und Signalisierungsmeldungen (das heißt Pilotsymbole) von dem Sender werden zu dem Empfänger RX 2 in dem Verkehrskanal (zum Beispiel Verkehrskanal 13 der 1) übertragen.
Das erfindungsgemäße drahtlose System stellt drei Etagen von Datenraten bereit, das heißt Etage 1 (die Basisentspreizungsrate), Etage 2 und Etage 3 für den Gebrauch durch die Kanäle (Zugriffskanal 11, Wartungskanal 12 und Verkehrskanal 13). Bei Etage 1 überträgt der Sender 8 Chips je Symbol zu dem Empfänger. Bei Etage 2 überträgt der Sender 32 Chips je Symbol zu dem Empfänger in dem Reverse Link. Bei Etage 3 überträgt der Sender 128 Chips je Symbol in dem Reverse Link des beispielhaften erfindungsgemäßen drahtlosen Systems. Das Übertragen von Daten in dem Zugriffs-, Wartungs- und Verkehrskanal ist unten detaillierter beschrieben.
Beim Übertragen eines Rahmens von Daten- und/oder Pilotsymbolen in dem Reverse Link unter Gebrauch des Zugriffskanals umfasst der Rahmen eine Präambel, auf die Daten, eine weitere Präambel und Daten (2) folgen. Der Rahmen wird mit QPSK (Quadraturphasenumtastung) die gemäß dem Stand der Technik bekannt ist, moduliert und unter Einsatz eines einzigen digitalen Codes, wie zum Beispiel eines Pseudorandom Noise(PN)-Codes, der gemäß dem Stand der Technik bekannt ist, kanalisiert (gespreizt).
Beim Übertragen des modulierten Rahmens in dem Zugriffskanal werden drei Zugriffsmodi des Betriebs für den Zugriffskanal bereitgestellt, nämlich der Präambelmodus, der Pilotmodus und der Datenmodus. Ein PN-Zeitraum kennzeichnet das Ende eines Rahmens und den Anfang eines anderen Rahmens. Eine Präambel eines Rahmens in dem Zugriffskanal umfasst eine Vielzahl von Pilotsymbolen, die mit der Rate Etage 2 übertragen werden (das heißt 32 Chips je Symbol in dem Rahmen). In dem Präambelmodus werden nur Pilotsymbole und keine Datensymbole übertragen.
Daten, die auf die Präambel in dem Rahmen, der in dem Zugriffskanal übertragen wird, folgen, umfassen eine Vielzahl von Datensymbolen und Pilotsymbolen verschachtelt mit der Rate Etage 2 (das heißt 32 Chips je Symbol). Ein Mode-Controller in DSP 4 steuert den Betriebsmodus des Zugriffskanals und schaltet zwischen Präambel-, Pilot- und Datenmodus um.
Beim Übertragen eines Rahmens in dem Wartungskanal umfasst der Rahmen Information für mehrere Benutzer mit der Bezeichnung P1, P2, P3, ..., P128 und keine Daten, die Time Division-gemultiplext (TDM) sind mit zwei Pilotsymbolen pro Benutzer. Die Datenrate ist Etage 3 mit 128 Chips je Symbol (2). Nur ein Betriebsmodus wird in dem Wartungskanal bereitgestellt, nämlich der Pilotmodus.
Beim Übertragen eines Rahmens in dem Reverse Link Des Verkehrskanals werden zwei Übertragungsmodi bereitgestellt, nämlich Pilotmodus und Datenmodus. Ein Rahmen umfasst Pilot- und Datensymbole, wobei die Pilotsymbole in periodischen Intervallen zwischen den Datensymbolen angeordnet sind. Die Daten- und Pilotsymbole können mit jeder beliebigen Datenrate übertragen werden; Übertragung mit der Rate Etage 1 (das heißt 8 Chips je Symbol), Etage 2 (32 Chips je Symbol) und Etage 3 (128 Chips je Symbol). Die Datensymbole werden mit der gleichen Rate übertragen wie die der Pilotsymbole. Ähnlich steuert ein Mode-Controller DSP 4 den Betriebsmodus des Verkehrskanals und schaltet zwischen dem Pilotmodus und dem Datenmodus um.
3 ist ein Diagramm, das einen Empfänger mit feldprogrammierbarem Gatterfeld (FPGA 5) veranschaulicht, und gesteuert von einem erfindungsgemäßen digitalen Signalprozessor (DSP) 4. Das FPGA 5 umfasst einen FPGA-Pilotpostprozessor 33, einen FPGA-Datenpostprozessor 35, einen Pseudorandom Noise(PN)-Codegenerator 46 und ein Korrelationsfilter CF 3 mit einem CF-Kern 31. Das feldprogrammierbare Gatterfeld FPGA 5 mit dem Korrelationsfilter CF 3 und der digitale Signalprozessor DSP 4 sind in dem Empfänger 20 enthalten, um Originaldaten wiederherzustellen, die von dem Sender 10 gesendet werden. Der CF-Kern 31 wird zum Entspreizen empfangener Daten in die drei Kanäle (Zugriff, Wartung und Verkehr) 11, 12 und 13 verwendet. Der Digitalsignalprozessor DSP 4 wird zum Steuern und Postverarbeiten der Ausgaben des feldprogrammierbaren Gatterfelds FPGA 5 verwendet.
DSP 4 umfasst einen Mode-Controller 41, der die Kanalauswahl (aus Zugriffs-, Wartungs- und Verkehrskanal) zum Übertragen von Daten- und/oder Pilotsymbolen anzeigt. DSP 4 enthält auch einen DSP-Pilotpostprozessor 34 und einen DSP-Datenpostprozessor 36, die pilotsymbol-unterstützte QPSK-Demodulation der Mehrwege bereitstellen, die an dem Empfänger 20 empfangen werden. Pilotsymbol-unterstützte Demodulation ist in der gleichzeitig anhängigen US Patent-Anmeldung Nr. 09/497 440 mit dem Titel PILOT SYMBOL ASSISTED MODULATION AND DEMODULATION IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEMS beschrieben.
4 ist ein Diagramm, das ein beispielhaftes feldprogrammierbares Gatterfeld (FPGA) 5 mit einem Korrelationsfilter(CF)-Kern 31 für alle Kanäle in dem erfindungsgemäßen drahtlosen System veranschaulicht. Der erfindungsgemäße CF-Kern führt komplexe 8-Chip-Korrelation mit 64 Korrelationsverzögerungen durch, und erlaubt gleichzeitig keinen Datenverlust, während die 64 Korrelationsverzögerungen verarbeitet werden. Eine Korrelationsverzögerung ist ein Zeitaugenblick, während dem der PN-Code (oder orthogonale Code, Walsh-Code) konstant gehalten wird, so dass die empfangenen Daten in dem Empfänger 20 auf dem PN-Code (oder orthogonalen Code, Walsh-Code) basierend korreliert und entsprechend Ausgaben erzeugt werden. Korrelationsverzögerungen werden unabhängig von Kanaltyp und Datenrate berechnet. Das erfolgt vorteilhafterweise mit einer einzelnen zeitgemultiplexten 8-Chip-Korrelatormaschine (das heißt mit einem CF-Kern 31), die das Durchführen mehrfacher 8-Chip-Korrelationen mit der gleichen Korrelationsmaschine erlaubt. Ferner stellt die Erfindung vorteilhafterweise die Möglichkeit bereit, Ganzzahlvielfache der 8-Chip-Korrelation (zum Beispiel 32 oder 128 Chips) für größere Korrelationslängen zu erzeugen. Das Funktionieren des erfindungsgemäßen CF-Kerns ist unten detaillierter beschrieben.
Wie in 4 sichtbar, umfasst das feldprogrammierbare Gatterfeld 5 ein Korrelationsfilter CF 3 mit einem CF-Kern 31, einem PN(Pseudorandom Noise)-Codegenerator 46 mit Korrelationsmusterpufferspeichern 401 bis 408, einen Multiplexer (MUX) 44, einen Fensterprozessor 43, einen Demultiplexer (DEMUX) 45 und Symbolprozessoren 411 bis 418. Der Cf-Kern 31 (der unter Bezugnahme auf 5 genauer beschrieben ist) ist eine Korrelationsmaschine, die ein einzelnes 8-Chip-Korrelationsmodul ist, das das Entspreizen für alle Kanäle bereitstellt (das heißt Zugriffs-, Wartungs- und Verkehrskanal 11, 12 und 13). Der CF-Kern 31 ist eine Basiskorrelationsmaschine, die verwendet werden kann, um eine beliebige x-Chip-Korrelation zu erzielen, wobei x der Faktor 8 des QPSK-modulierten Rahmens von Daten- und/oder Pilotsymbolen ist, die von dem Sender 10 her empfangen werden.
Der PN-Code-Generator 46 in dem Empfänger 20 (Rx 2) erzeugt die lokale PN-Referenz des PN-Codes (oder orthogonalen Codes, Walsh-Codes), die der Sender 10 (Tx 1) verwendet. Der PN-Code-Generator 46 ist DSP-programmierbar und wird von DSP 4 gesteuert (3), um die entsprechende PN-Code)-Phase zu erzeugen. Die PN-Code (oder Orthogonalcode, Walsh-Code-Phase, die jeder Benutzer verwendet, wird während des Aufbauens der Verbindung Sender-Empfänger erstellt und bleibt während der Dauer des Anrufs des Benutzers unverändert, das heißt, während der Verbindungszeit mit dem drahtlosen System.
Die PN-Code-Phasen von dem PN-Code-Generator 46 werden an jeweilige Korrelatormuster 401 bis 408 angewandt. Die Ausgaben oder Korrelatormuster werden selektiv, zum Beispiel sequenziell im CF-Kern 31 über den MUX 44 verarbeitet. Die Länge jedes Korrelatormusters beträgt 8 Chips. Insbesondere lädt der MUX 44 8 Chips PN-Referenzdaten des PN-Codes (oder orthogonalen Codes, Walsh-Codes) von einem der Korrelatormuster in einen Pufferspeicher, so dass die PN-Referenz von dem zeitgemultiplexten CF-Kern 31 im entsprechenden Zeitpunkt verwendet werden kann. Die 8 Chips des PN-Codes (jeweils von den Korrelatormustern 401 bis 408) werden in dem Pufferspeicher während einer Zeitspanne von 64 Chips gehalten und verwendet, um die empfangenen Daten von dem Sender 10 zu entspreizen. Der CF-Kern 31 erzeugt einen Korrelationswert für jede Verschiebung der empfangenen Wellenform von MUX 44, während er die PN-Referenz weitergibt. Der zeitgemultiplexte CF-Kern 31 erlaubt das Erzeugen vielfacher Korrelationsverzögerungen mit einer einzigen Korrelationsmaschine.
Angenommen, dass der modulierte Rahmen, der von dem Sender 10 her empfangen wird, vier Mal die normale Abtastrate, die für das System eingestellt ist, oversampled wird, werden in der 64-Chip-Periode 256 Korrelationsverzögerungen bereitgestellt. Ferner erlaubt es das Zeitmultiplexen einer einzelnen 8-Chip-Korrelatormaschine (zum Beispiel CF-Kern 31), mehrere Korrelationsverzögerungen ohne Datenverlust bereitzustellen. Dieser Prozess wird während der nächsten 8 Chips des PN-Codes (oder orthogonalen Codes, Walsh-Codes) wiederholt.
Der Korrelationskern 31 führt eine komplexe Korrelation aus. Das heißt, jeder der CF-Kerne 31 gibt einen von vier realen Korrelationswerten aus. Die Korrelationswerte sind das Ergebnis einer komplexen 8-Chip-Korrelation, die in vier reale 8-Chip-Korrelationen in der Korrelationsmaschine aufgegliedert werden. Das Ergebnis der vier realen Korrelationen stellt vier reale Multiplikationen in einer komplexen Multiplikation wie folgt dar: (a + jb)·(c + jd) = ac – bd + jbc + jad (Gl. 1)wobei ac = II, bd = QQ, bc = QI und ad = IQ.
Die komplexe 8-Chip-Korrelation entspricht dem kleinsten Entspreizungsfaktor, der in dem erfindungsgemäßen drahtlosen System verwendet wird, das heißt 8 Chips für eine Rate Etage 1 (die Basisentspreizungsrate). Alle anderen Daten in dem drahtlosen System sind Vielfache von 8 und können daher durch Summieren mehrfacher 8-Chip-Korrelationsausgaben erzeugt werden. Wenn die Anzahl von Korrelationsverzögerungen größer sein soll als 8 Chips (das heißt, der PN-Code (oder orthogonale Code, Walsh-Code) wird während mehr als 8 Chips konstant gehalten, ist die nächste 8-Chip-Zeitperiode vorbei, und die Korrelation an den folgenden Daten wird nicht richtig berechnet. Das bedeutet, dass ein Muster mehr erforderlich ist, und dass die Anzahl der Korrelatoren von der Anzahl erforderlicher Korrelationsverzögerungen abhängt.
5 ist ein Zeitdiagramm, das eine beispielhafte zeitgemultiplexte komplexe 8-Chip-Korrelation mit einem erfindungsgemäßen Pseudorandom Noise(PN)-Code veranschaulicht. Da die Anzahl an Korrelationsverzögerungen in dem erfindungsgemäßen drahtlosen System auf 64 Chips erstellt ist, wird eine Methodik zum Ausführen von Korrelationen parallel mit dem Zeitverschieben bereitgestellt, um die nächsten 56 Chips richtig zu korrelieren. Daher sind 8-Chip-zeitgemultiplexte Korrelationen zeitlich zu 8 Chips gestaffelt. Das heißt, dass alle 8 Chips eine neue Korrelation beginnt, während die vorhergehende Korrelation noch ausgeführt wird. Wenn die Korrelationsausgabe der komplexen 8-Chip-Korrelation im CF-Kern 31 daher 64 Korrelationsverzögerungen haben soll, werden acht unterschiedliche 8-Chip-Korrelatormuster (zum Beispiel 401 bis 408 der 4) verarbeitet, jeweils beabstandet durch 8 Chips, so dass keine Daten übergangen werden, wie in 5 gezeigt. Jede der acht Phasen des Korrelatormusters (zum Beispiel Corr Phase 1 bis 8) wird um 8 Chips verschoben, was durch die Lastnotierung LD in 5 gezeigt ist. Sobald die 8 Chips des PN-Codes (zum Beispiel vom PN-Code-Generator 46) geladen wurden, erzeugt jede Phase des Korrelatormusters 64 Chips Korrelationsverzögerung für diesen Satz von 8 PN Chips in einem in 5 mit ST bezeichneten Speichervorgang. Um das Übergehen der nächsten 56 Chips-Daten zu vermeiden, werden 7 weitere Phasen des Korrelatormusters mit den nächsten 56 Chips des PN-Codes eingerichtet und 64 Chips der Korrelationsverzögerungen für die 8 Chips des PN-Codes berechnet. Während jeder Korrelationsphase (zum Beispiel Corr Phase 1 bis 8) erzeugt der CF-Kern 31 Korrelationsverzögerung für ein Symbol Etage 1. Jede Phase der 64 Korrelationsverzögerungen gültiger Daten wird zeitverschoben, wie in 5 angegeben, zum Beispiel Daten Phase 1 potenziell gültig, Daten Phase 2 potenziell gültig. Die 8 Chip-zeitgemultiplexte Korrelationsmaschine (zum Beispiel CF-Kern 31) erzeugt die 4 realen Komponenten einer komplexen Korrelation für ein Symbol Etage 1, wobei jede 64 Chips Korrelationsverzögerung hat. Der Zeitmultiplexzyklus für den CF-Kern 31 beträgt 8 Symbole in Länge, wobei 8 Symbole der Daten Etage 1 pro Zyklus erzeugt werden.
Der Fensterprozessor 43 der 4, der Demultiplexer (DEMUX) 45 und die Symbolprozessoren 411 bis 418 gemeinsam demodulieren die von dem Sender 10 her empfangenen Daten unter Einsatz von QPSK-Demodulation. Eine beispielhafte QPSK-Demodulation ist hier und in der gleichzeitig anhängigen US Patentanmeldung Nr. 09/497 440, eingereicht am 3. Februar 2000 mit dem Titel PILOT SYMBOL ASSISTED MODULATION AND DEMODULATION IN WIRELESS COMMUNICATION SYSTEMS beschrieben. Der Fensterprozessor 43 führt eine Phasenderotation des empfangenen Signals mit einer Kanalschätzung von dem Pilotpostverarbeiten (3) durch. Insbesondere führt der Fensterprozessor 43 eine komplexe Multiplikation der Korrelationswerte aus, die jedem Symbol Etage 1 von dem CF-Kern entsprechen, und gibt das Pilotpostprozessorsignal aus, das den Kanal schätzt.
Der DEMUX 45 nimmt die Ausgabe des zeitgemultiplexten CF-Kerns 31 und Fensterprozessors 43 und erzeugt 64 Chips Korrelationsverzögerung für jedes Symbol Etage 1 und routet sie zu ihren jeweiligen Symbolprozessoren (411 bis 418). Es gibt acht Symbolprozessoren (411 bis 418), einen für jedes Symbol Etage 1, das von dem CF-Kern 31 während der acht Phasen der komplexen 8-Chip-Korrelation erzeugt wird. Die Symbolprozessoren (411 bis 418) werden von dem DSP 4 programmiert, um die entsprechenden Mehrwege aus der Ausgabe des Fensterprozessors 43 auszuwählen. Die Symbolprozessoren nehmen die DSP-programmierbare Anzahl von Korrelationsverzögerungen, verbunden mit bis zu drei Mehrwegen, und summieren die Korrelationsverzögerungen, um drei Ausgaben (3 und 4) zu bilden. Die Ausgaben von den Symbolprozessoren haben immer die Rate Etage 1 (die Basisentspreizungsrate), aus welcher der DSP 4 die Ausgaben akkumulieren kann, um die Raten Etage 2 und Etage 3 zu verwirklichen. Für die Rate Etage 2 (32 Chips) werden zusätzlich vier Ausgaben von den Symbolprozessoren mit der Rate Etage 1 (die die Basisentspreizungsrate ist) summiert. Für die Rate Etage 3 (128 Chips) werden 16 Ausgaben von den Symbolprozessoren mit der Rate Etage 1 summiert.
6 ist ein Diagramm, das das Pilotpostverarbeiten jedes beliebigen Kanals des erfindungsgemäßen drahtlosen Systems veranschaulicht, insbesondere des Zugriffskanals, Verkehrskanals und Wartungskanals. In jedem der drei Kanaltypen umfasst ein Abschnitt der Information, die übertragen wird, Pilotsymbole. Ein Pilotsymbol ist als ein konstanter Wert bekannt, welchen der Empfänger 20 verwendet, um die Kanalbedingungen für jeden empfangenen Mehrweg zu schätzen. Wenn der Mode-Controller 41 des DSP 4 (3) das Pilotverarbeiten in dem Zugriffs-, Verkehrs- oder Wartungskanal anzeigt, beginnt der Pilotpostprozessor 33 im FPGA 5 des Empfängers 20 (Rx 2) das Verarbeiten der Pilotsymbole, die in dem Kanal übertragen werden. Zwei Accumulating Filtering Random Access Memories (AFRAM) 61 und 63 (in 6 ge zeigt), die einen einpoligen Infinite Impulse Response(IIR)-Filter haben, sind in dem Pilotpostverarbeiten 33 zur Integration der Pilotsymbole, die in dem Kanal übertragen werden, bereitgestellt. Auf der Grundlage der Pilotsymbole und deren IIR-Filtern wird eine Schätzung des Kanals für das Vervollständigen der pilotsymbolunterstützten QPSK-Demodulation erzielt. Jeder AFRAM enthält 64 Korrelationsverzögerungen IIR-gefilterter Pilotsymbole mit vier Mustern/Chips. Das erlaubt es dem Empfänger 20, 64 Chips Verzögerungsspreizbereich zum Suchen der empfangenen Mehrwege mit einer Auflösung von ¼ einer Chipzeit zu haben.
AFRAM 61 (und ähnlich AFRAM 63) können als einpolige IIR-Filter mit den Koeffizienten α und β funktionieren. Ein IIR-Filter gemäß dem Stand der Technik ist ein digitales Filter, das abgetastete Daten rekursiv linear verarbeitet. Das heißt, dass ein IIR-Filter ständig Datensignale mit einer gleich bleibenden Periodizität abtastet und die Muster linear manipuliert und umformt. Das einpolige IIR-Filter hat zwei Koeffizienten, α und β, die die Funktion des AFRAM steuern. Die Koeffizienten (α und β) sind DSP-programmierbar und werden vom DSP 4 gesteuert. Auf der Grundlage der Auswahl von Koeffizienten kann der AFRAM (61 oder 63) drei Funktionen erfüllen, nämlich Speichern (oder insbesondere Random Access Memory oder RAM), Akkumulieren und Filtern. Als RAM speichert der AFRAM 256 Korrelationsverzögerungen von Daten für ein Pilotsymbol Etage 1. Als Akkumulator akkumuliert der AFRAM Korrelationsdaten über mehrere Pilotsymbole Etage 1, um Daten Etage 2 oder Etage 3 zu erzeugen. Als ein Filter ist der AFRAM ein einpoliges IIR-Filter, das Daten mit den Datenraten Etage 1, 2 oder 3 für die Pilotsymbolschätzung bei Gegenwart von Rauschen und Interferenz in dem Kanal filtert. Wenn der β-Koeffizient für das IIR-Filter gleich Null ist, erfolgt kein rekursives Feedback in dem IIR-Filter, das heißt kein Filtern, und der AFRAM 61 (und ähnlich der AFRAM 63) funktioniert als ein Muster-RAM (6) zum Speichern der Eingaben von dem Summierer 621 (oder Summierer 623 für den AFRAM 63). Wenn der β-Koeffizient gleich Eins ist, funktioniert der AFRAM 61 (und ähnlich der AFRAM 63) als ein einfacher Akkumulator zum Akkumulieren der Eingaben des Summierers 621 (oder Summierers 623 für AFRAM 63). Liegt der β-Koeffizient zwischen Null und Eins, funktioniert der AFRAM 61 (und ähnlich der AFRAM 63) als ein Filter. Durch Steuern der Koeffizienten (zum Beispiel über den DSP 4) kann der AFRAM 61 (und ähnlich der AFRAM 63) nämlich als einfacher RAM zum Speichern von Daten, als Akkumulator zum Akkumulieren von Dateneingaben oder als Filter zum Filtern von Datensignalen funktionieren. Das erlaubt es dem System, Dateneingaben mit jeder der Raten Etage 1, Etage 2 und Etage 3 zu verarbeiten und die Pilotsignale über eine Zeitspanne zu integrieren, die von dem DSP 4 angegeben wird, das heißt Mehrfach-Etagen-Pilotsymbole mit Etage 1, Etage 2 oder Etage 3.
6 enthält auch einen MAFRAM 65, das heißt einen Magnitude Accumulating Filtering Random Access Memory (MAFRAM 65). Der MAFRAM 65 enthält auch ein einpoliges IIR-Filter mit 64 Korrelationsverzögerungen IIR-gefilterter Pilotsymbole. Ähnlich wie AFRAM 61 und AFRAM 63, hat MAFRAM 65 Koeffizienten α und β und funktioniert als ein Speicher, Akkumulator und Filter. Die Koeffizienten sind DSP-programmierbar und werden vom DSP 4 gesteuert. Der MAFRAM 65 erfüllt die drei Funktionen ähnlich wie der AFRAM (61 oder 63) jedoch an den stärkenquadrierten Daten des AFRAM. Als ein RAM speichert der MAFRAM 65 256 Korrelationsverzögerungen von Daten für ein Pilotsymbol.
Als ein Beispiel werden in 6 in dem Wartungskanal die Pilotsymbole nur mit der Rate Etage 3 übertragen. Der TDM-Wartungskanal umfasst zwei Pilotsymbole mit 128 Chips je Symbol. Die vier realen Korrelationsausgaben, die In-Phase- und die Quadraturphasekomponente (I und Q) der zwei Pilotsymbole jedes Benutzers werden gespeichert, akkumuliert und gefiltert vom AFRAM 61 und AFRAM 63. Die vier realen Korre lationsausgaben werden IrxIref, QrxIref, IrxQref und QrxQref genannt. Der AFRAM 61 und der AFRAM 63 verarbeiten jeweils die zwei I und Q der zwei Symbole (mit 128 Chips je Symbol) mit der Rate Etage 3. Da die Pilotsymbole in dem Wartungskanal mit einer Rate übertragen werden, die größer ist als die Rate Etage 1 (welche die Basisentspreizungsrate ist), akkumulieren der AFRAM 61 (und ähnlich AFRAM 63) insbesondere Pilotsymbole mit Filtern. Das Akkumulieren erfolgt durch Setzen des β-Koeffizienten des AFRAM 61 (und ähnlich des AFRAM 63) auf Eins. Das Filtern erfolgt durch Setzen des α- und β-Koeffizienten des AFRAM 61 (und ähnlich des AFRAM 63) auf einen Wert zwischen Null und Eins. Sobald der Rahmen verarbeitet ist, überschreibt der AFRAM 61 (und ähnlich AFRAM 63) die alten Daten und speichert/akkumuliert die Pilotsymbole des nächsten Benutzers, die in dem Wartungskanal übertragen werden.
Nach dem Verarbeiten im AFRAM 61 und 63 werden die gefilterten I und Q (jeweils Pcos und Psin genannt) an den Quadrierern 625 und 627 jeweils quadriert. Die quadrierten AFRAM-gefilterten I- und Q-Komponenten werden am Summierer 629 summiert und zu dem MAFRAM 65 weitergegeben, dessen Ausgang das Postverarbeitungssignal ist.
Die 6A und 6B veranschaulichen die α- und β-Koeffizienteneinstellungen des MAFRAM 61 und 63 für Datenraten Etage 1, 2 und 3. Die Pilotsymbole (bezeichnet mit P in der Reihe Datentyp) sind neben den Datensymbolen (D genannt) mit entsprechenden AFRAM- und MAFRAM-Koeffizienteneinstellungen gezeigt. Die α- und β-Koeffizienteneinstellungen zeigen veranschaulichend den Einsatz der AFRAMs als ein RAM, Akkumulator und Filter, und der MAFRAMs nur als RAM.
6C ist ein Diagramm niedrigeren Niveaus, das eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen AFRAM oder MAFRAM veranschaulicht, zum Beispiel AFRAM 61, 63 oder MAFRAM 65 der 6, der ein grundlegendes IIR-Filter ist. Informa tion wird in einen Multiplikator 631 eingegeben, wo sie mit dem α-Koeffizienten multipliziert wird. Der RAM 635 ist ein Random Access Memory, der 256 Informationselemente speichert. Die von dem RAM 635 gespeicherte Information wird mit dem β-Koeffizienten als Multiplikator 637 multipliziert. Die mit den Verstärkungskoeffizienten α und β multiplizierten Daten werden am Summierer 633 summiert und dann an den RAM 635 zum Speichern und Ausgeben weitergegeben.
Unter Bezugnahme auf 6 stellen AFRAM 61, AFRAM 63, MAFRAM 65 gemeinsam mit der zeitgemultiplexten Korrelationsmaschine (zum Beispiel CF-Kern 31) die Fähigkeit bereit, über ein 64-Chip-Fenster nach Pilotsymbolen zu suchen. Die Pilotsymbolsuche ist ein DSP-programmierbares Verfahren zum Suchen einer oder mehrerer Signalkomponenten (hinsichtlich der empfangenen Leistung, des Signal-Rausch-Abstands oder der Mehrwegebreite) in dem empfangenen Mehrwege-Leistungsprofil, das in dem MAFRAM gespeichert ist. Das Suchen kann auch gemäß einem vorprogrammierten Zeitabgleich erfolgen. Die AFRAM-gefilterten I- und Q-Werte werden quadriert und summiert für das Mehrwegesuchverarbeiten 67 zum Auswählen einer oder mehrerer Signalkomponenten (hinsichtlich der empfangenen Leistung, des Signal-Rausch-Abstands oder der Mehrwegebreite), wie hier und in 7 und 7A beschrieben. Der Auswählschritt kann auch gemäß einem vorprogrammierten Zeitabgleich implementiert werden. Der Pilotpostprozessor 34 des DSP 4 bestimmt, welche Mehrwege für maximale Verhältniskombination nützlich sind, um Diversität zu erzielen, was unten genauer beschrieben ist. Der DSP 4 gibt die besten Mehrwege zu den Symbolprozessoren 411 bis 418 (4) in der Datenpostverarbeitungsschaltung 35 (3) für die pilotsymbolunterstützte QPSK-Demodulation und Wiederherstellung der Datensymbole weiter.
7 ist ein Diagramm, das die Suchverarbeitung des erfindungsgemäßen Mehrwege-Leistungsprofils veranschau licht. Die Spitzen 1, 2 und 3 werden aus dem 64-Chip-Suchfenster zur Demodulation ausgewählt. Die eine oder mehreren Signalkomponenten (hinsichtlich der empfangenen Leistung des Signal-Rausch-Abstands oder der Mehrwegebreite) werden durch Verarbeiten einer Abfolge von Durchgängen durch die MAFRAM-Daten ausgewählt. Der Auswählschritt kann auch gemäß einem vorprogrammierten Zeitabgleich implementiert werden. Der Auswahlprozess erlaubt es dem DSP 4, die Mehrwegeantworten für den Einsatz in der Demodulation und Wiederherstellung der Datensymbole zu identifizieren. Bei einem solchen Auswahlprozess wird die stärkste Spitze (oder die erstrebenswerteste Komponente) in der Mehrwegeantwort der demodulierten Wellenform für die Daten, die von dem Sender her empfangen werden, ausgewählt, und ein Fenster (hinsichtlich der Zeit oder einer Zeitspanne) wird dem zugewiesen. Die Mehrwegeantwort wird wieder geprüft, wobei das Fenster für die stärkste Spitze (Spitze 1) oder erstrebenswerteste Signalkomponente gesperrt wird, und die zweitstärkste Spitze) oder die zweite erstrebenswerteste Signalkomponente wird ausgewählt, und dem wird ein Fenster zugewiesen. Die Mehrwegeantwort wird noch einmal geprüft, wobei die Fenster für die stärkste Spitze (Spitze 1 oder erstrebenswerteste Komponente) gesperrt wird)) und die zweitstärkste Spitze (Spitze 2) oder zweite erstrebenswerteste Komponente)), und die drittstärkste Spitze (Spitze 3) oder dritte erstrebenswerteste Komponente)) wird ausgewählt und ihr wird ein Fenster zugewiesen. Die gleichen Verfahrensschritte können wiederholt werden, bis die N. erstrebenswerteste Signalkomponente ausgewählt ist. Nach dem Vollenden des Auswahlprozesses werden die drei Spitzen 1, 2, 3 (und/oder bis N) zu dem digitalen Signalverarbeiten DSP 4 geliefert.
7A ist ein Flussdiagramm, das eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen Mehrwegesuchverarbeitens der Mehrwegeantwortspitzen veranschaulicht. Die summierten Quadrate der AFRAM-gefilterten I und Q sind in dem MAFRAM 65 (6) gespeichert. Die in dem MAFRAM 65 gespeicherte Information wird für das Mehrwegesuchverarbeiten in einem 64-Chip-Fenster wie in 7 gezeigt verwendet. Im Schritt 71 der 7A wird die stärkste Spitze (oder erstrebenswerteste Signalkomponente) hinsichtlich der empfangenen Leistung der Mehrwegeantwort als Index 1 gespeichert und ihre Stärke wird als max_power 1 gespeichert. In Schritt 2 wird ein Austastbereich 1 gesetzt. Der Austastbereich wird während der nächsten Prüfung der Mehrwegeantwort ignoriert. Insbesondere wird der Austastbereich definiert durch eine Untergrenze 1 und eine Obergrenze 1, wie folgt: Untergrenze 1 = Index 1 – Fenster (Gl. 2) Obergrenze 1 = Index 1 + Fenster (Gl. 3)wobei Fenster die Länge der Mehrwegeantwort bezeichnet, die bei dem nächsten Durchgang nicht durchsucht werden soll. In Schritt 73 wird die stärkste Spitze (oder die erstrebenswerteste Signalkomponente) in der Mehrwegeantwort durch Prüfen der Mehrwegeantwort ausgewählt, während der Austastbereich 1 ignoriert wird. Die zweitstärkste Spitze (oder zweite wünschenswerteste Signalkomponente) in der ganzen Mehrwegeantwort wird nämlich ausgewählt, als Index 2 gespeichert, und ihre Stärke wird als max_power 2 gespeichert. In Schritt 74 wird ein anderer Austastbereich 2 mit einer Untergrenze 2 und einer Obergrenze 2 wie folgt gesetzt: Untergrenze 2 = Index 2 – Fenster (Gl. 4) Obergrenze 2 = Index 2 + Fenster (Gl. 5)
In Schritt 75 wird die stärkste Spitze (oder erstrebenswerteste Signalkomponente) (hinsichtlich der empfangenen Leistung des Signal-Rausch-Abstands oder der Mehrwegebreite) in der Mehrwegeantwort durch Prüfen der Mehrwegeantwort ausge wählt, während die Austastbereiche 1 und 2 ignoriert werden. Der Auswahlschritt kann auch gemäß einem vorprogrammierten Zeitabgleich implementiert werden. Die drittstärkste Spitze (oder dritte erstrebenswerteste Signalkomponente) in der ganzen Mehrwegeantwort wird ausgewählt, als Index 3 gespeichert und ihre Stärke wird als max_power 3 gespeichert. In Schritt 76 wird ein zusätzlicher Austastbereich 3 mit einer Untergrenze 3 und einer Obergrenze 3 wie folgt gesetzt: Untergrenze 3 = Index 3 – Fenster (Gl. 6) Obergrenze 3 = Index 3 + Fenster (Gl. 7)
In Schritt 77 wird die Rauschleistung der Mehrwegeantwort gespeichert. Die Rauschleistung ist die Summe aller restlichen Leistung in der Mehrwegeantwort. Insbesondere wird die Rauschleistung durch Summieren aller Leistungselemente der Mehrwegeantwort in dem Fenster unter Ignorieren der Austastbereiche 1, 2 und 3 erzielt. Die Rauschleistung wird dann zu dem DSP 4 berichtet.
Die stärksten Spitzen (oder erstrebenswertesten Signalkomponenten) (hinsichtlich der empfangenen Leistung des Signal-Rausch-Abstands oder der Mehrwegebreite) in der Mehrwegeantwort und der Rauschleistungsinformation in dem MAFRAM 65 sind für den DSP 4 verfügbar, nachdem jedes Pilotsymbol verarbeitet wurde. Mit solcher Information 5 der Pilotpostprozessor 34 des DSP 4, welche Mehrwege für die Maximalverhältniskombination nützlich sind, um Diversität zu erzielen, wie unten detaillierter beschrieben. Der DSP 4 gibt dann die besten Mehrwege zu den Symbolprozessoren 411 bis 418 (6) in dem Datenpostprozessor 35 (3) für pilotsymbolunterstützte QPSK-Demodulation und Wiederherstellung der Datensymbole weiter.
8 ist ein Diagramm, das das Datenpostverarbeiten in den Kanälen des erfindungsgemäßen drahtlosen Systems veranschaulicht und insbesondere das Datenpostverarbeiten in dem Zugriffskanal und dem Verkehrskanal. In dem Datenmodus des Zugriffskanals oder des Verkehrskanals werden Datensymbole dann mit der Datenrate Etage 1, die die Basisentspreizungsrate ist, verarbeitet. Die Basisentspreizungsrate kann 4 oder 8 Chips je Symbol sein. In dem Wartungskanal werden keine Datensymbole übertragen.
Während der Mode-Controller 41 des DSP 4 (3) den Datenmodus in dem Zugriffskanal anzeigt, werden Datensymbole mit der Rate Etage 1 verarbeitet. Die vier PN-referenzierten Korrelationswerte, nämlich IrxIref, QrxIref, QrxQref und IrxIref werden jeweils in den Fensterprozessor 43 (8 und 4), der die Multiplikatoren 811, 812, 813 und 814 aufweist, eingegeben. Der Fensterprozessor 43 führt eine komplexe Derotation oder Multiplikation der empfangenen Korrelationswerte IrxIref, QrxIref, QrxQref und IrxQref mit den Pilotsymbolschätzungen des AFRAM 61, 63 und Pilotpostprozessors 33 aus. IrxIref und QrxQref werden mit der AFRAM-gefilterten In-Phasen-Komponente I multipliziert (zum Beispiel Ausgabe Pcos 81 von dem AFRAM 61), und QrxIref und IrxIref werden mit der AFRAM-gefilterten Quadraturphasenkomponente Q multipliziert (zum Beispiel Ausgabe Psin 83 von AFRAM 63). Nach Derotation oder Multiplikation der Komponenten werden die Resultate in die Fensterauswahleinheiten 801, 802, 803 und 804 jeweils für die Mehrwegeauswahl basierend auf der Pilotsuchverarbeitung in einem 64-Chip-Fenster wie hier und in 7 und 7A beschrieben eingegeben. Der pilotsymbolunterstützte Demodulationsprozess erzeugt QPSK-Ausgaben, die zu einer QPSK-Signalkonstellation rotiert werden. Das Gatterfeld mit dem Fensterprozessor empfängt die Ausgabe des Korrelationsfilterkerns und erzeugt eine phasenkompensierte Ausgabe unter Einsatz eines komplexen Multiplikators für alle Korrelationsverzögerungen jedes 8-Chip-Symbols.
Aufgrund der zeitgemultiplexten Struktur des Korrelationskerns sind die 64 Chips der Korrelationswerte, die mit jedem Datensymbol Etage 1 verbunden sind, nicht in der richtigen Reihenfolge und erfordern ein Zeitdemultiplexen, um Datensymbole in der richtigen Reihenfolge zu ergeben. Nach dem Vollenden der Fensterauswahl in den Schaltungen 801, 802, 803 und 804 werden die vier realen Korrelationen in I und Q in den Summierern 821 und 823 kombiniert und in dem DEMUX 45 gedemultiplext.
Nach dem Demultiplexen gibt der DEMUX 45 die 64-Chips-Korrelationsverzögerung für jedes Datensymbol Etage 1 zu den entsprechenden Symbolprozessoren in den Schaltungen 831 und 833 aus. Es gibt acht Symbolprozessoren (401 bis 418 in den Schaltungen 831, 833), einen für jedes Datensymbol Etage 1, das von dem CF-Kern 31 während der acht Phasen des 8-Chip-Korrelationsprozesses erzeugt werden, der unten und in den 4 und 5 beschrieben ist. Die Symbolprozessoren (411 bis 418) einer Einheit 833 nehmen die DSP-programmierbare Anzahl von Korrelationsverzögerungen, die mit bis zu drei Multiwegen verbunden sind, und summieren die Korrelationsverzögerungen, um drei Ausgaben zu bilden. Der untere Index (Untergrenzen 1, 2 und/oder 3) und der hohe Index (Obergrenzen 1, 2 und/oder 3) für alle drei Mehrwege bestimmen, welche Korrelationsverzögerungen beim Bilden der drei Ausgaben verwendet werden. Der DSP 4 führt ferner die Integration der Datensymbole Etage 1 aus, um Datensymbole Etage 2 und Etage 3 bereitzustellen. Das wird durch Summieren von vier Datensymbolen Etage 1 verwirklicht, um ein Datensymbol Etage 2 zu ergeben und durch Summieren von sechzehn Datensymbolen Etage 1, um ein Datensymbol Etage 3 zu erzielen. Der DSP 4 verwendet dann die drei Ausgaben, um in eine einzelne Ausgabe für Signaldiversität zu kombinieren.
Unter weiterer Bezugnahme auf 8 stellt der DSP 4 ferner das Postverarbeiten der Datensymbole (in dem Datenpostprozessor 36) zum Normalisieren der Ausgaben der Symbolprozessoren bereit, indem die Quadratwurzel des Absolutwerts genommen wird, um Spannungssignale zu ergeben. Diese Normalisierung ist erforderlich, weil komplexe Derotation oder Multiplikation auf der Grundlage der empfangenen Leistung (oder des Signal-Rausch-Abstands, der Mehrwegebreite) der Pilotsymbole in Einheiten der Signalleistung ausgeführt wurden. Um entsprechende Diversität durch Kombinieren gemäß der Maximalverhältniskombination (MRC) der drei Ausgaben zu erzeugen, ist die Normalisierung erforderlich, um Spannungssignale zu ergeben. Die Absolutwerte, die die Stärken der empfangenen Leistung darstellen, werden an den Schaltungen 841 und 843 abgenommen. Dann wird die Quadratwurzel der Signale der Absolutwertschaltungen 841, 843 in den Quadratwurzelschaltungsschritten 851 und 853 erzeugt. Danach wird die Ausgabe der Quadratwurzelschaltungen 851, 853 an dem Teiler 861 und dem Teiler 863 jeweils skaliert. Unter Einsatz von MRC wie hier beschrieben, werden die drei Ausgaben dann in den Summierschaltungen 871 und 873 kombiniert, um eine Ausgabe für jede I- und Q-Komponente zu erzielen.
Ein anderer Typ von Diversität ist räumliche Diversität, wobei mehrere Antennen in dem Sender oder Empfänger zum Übertragen der gleichen Datensignale bereitgestellt werden, die die Diversität bereitstellen, die zum Kombinieren oder Auswählen der Datensignale erforderlich ist. Räumliche Diversität wird durch Bereitstellen des gleichen Korrelationsfilterkonzepts gemäß der Erfindung in jedem Antennenempfänger in dem drahtlosen System erzielt.
9 ist ein Flussdiagramm, das eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens veranschaulicht. Dieses Verfahren wird in einem drahtlosen CDMA-System unter Einsatz eines einzelnen, gemeinsamen Korrelationsfilters (CF) ausgeführt. Das System hat eine Vielzahl von Kanälen mit verschiedenen Datenraten, und sie umfassen den Zugriffskanal, den Wartungskanal und den Verkehrskanal, in dem Information (zum Beispiel Pilot- oder Datensymbole oder beide) mit Raten Etage 1, Etage 2 und Etage 3 wie hier in Zusammenhang mit 2 beschrieben übertragen werden. Die Datenrate zum Übertragen der Information kann durch digitale Signalverarbeitung (DSP) programmiert werden. Um das Verfahren zu starten, wird ein benutzereigener Code, wie zum Beispiel ein PN-Code (oder orthogonaler Code, Walsh-Code) an die Information, die in den Kanälen des drahtlosen Systems übertragen wird (Schritt 93), angewandt. In Schritt 94 wird die Information QPSK-moduliert und in einem beliebigen der Kanäle übertragen. Die übertragene Information wird mit der Basisentspreizungsrate (das heißt der Rate Etage 1) unter Einsatz von Zeitmultiplexen in dem Korrelationsfilter (CF) des drahtlosen Systems korreliert (Schritt 95). Die Basisentspreizungsrate kann 4 oder 8 Chips je Symbol sein. Die korrelierte Information wird dann gedemultiplext (Schritt 96) und QPSK-demoduliert (Schritt 97). Die demodulierte Information wird mit dem entsprechenden Mehrzahlvielfachen der Rate Etage 1 summiert (Schritt 98), um die Raten Etage 2 und Etage 3 zu erzielen, wie hier in Zusammenhang mit 4 beschrieben. Die eine oder mehreren Signalkomponenten (hinsichtlich der empfangenen Leistung des Signal-Rausch-Abstands oder der Mehrwegbreite) der Mehrwegeantwort der Information wird/werden in einem Fenster oder einer Zeitspanne für optimale Informationswiederherstellung wie hier in Zusammenhang mit 7 und 7A beschrieben ausgewählt. Der Auswahlschritt kann auch gemäß einem vorprogrammierten Zeitabgleich implementiert werden. Ferner können in Schritt 99 drei Ausgaben der demodulierten Information für zeitliche Diversität, wie hier in Zusammenhang mit 8 beschrieben, bereitgestellt und kombiniert werden. Alle hier beschriebenen erfindungsgemäßen Verfahrensschritte werden vorteilhafterweise unter Einsatz eines einzelnen, gemeinsamen Korrelationsfilters (CF) verwirk licht, das die Notwendigkeit zusätzlicher Korrelatoren oder Korrelationsfilter zum Verarbeiten empfangener Information, die mehrere Datenraten hat, eliminiert.
Obwohl die Erfindung teilweise gezeigt und detailliert unter Bezugnahme auf ihre bevorzugten Ausführungsformen beschrieben wurde, können diese Ausführungsformen nicht als erschöpfend ausgelegt werden oder die Erfindung auf die hier offenbarten präzisen Ausführungsformen einschränken. Für den Fachmann ist klar, dass viele Änderungen in Form und Detail ohne Abweichen von dem Geltungsbereich der Erfindung vorgenommen werden können. Ähnlich können alle Prozessschritte, die hier beschrieben sind, durch andere Schritte ersetzt werden, um im Wesentlichen das gleiche Ergebnis zu erzielen. Alle solchen Erfindungen fallen in den Geltungsbereich der Erfindung, der in den folgenden Ansprüchen und ihren Entsprechungen definiert ist.

Claims

In einem Code-Division-Multiple-Access(CDMA)-Kommunikationssystem mit einer Mehrzahl von Kanälen mit verschiedenen Datenraten, ein Verfahren, welches folgende Schritte umfasst: Empfangen (20) modulierter Informationen, welche mit einer Ausgangsspreizungsrate über einen Kanal übertragen werden: Korrelieren (3) der übertragenen Informationen in einem einzelnen Korrelationsfilter gegen eine Mehrzahl von zeitgemultiplexten Korrelationsmustern mit einem Basisspreizungsfaktor, um Korrelationswerte über einem Korrelationsfenster zu generieren; Demultiplexen der korrelierten Informationen; Demodulieren der Korrelationswerte, derart, dass: (i) falls die korrelierten Werte korrelierte Pilotsegmente umfassen, das Generieren eines Mehrwege-Leistungsprofils (33) aus den korrelierten Pilotsegmenten erfolgt; (ii) falls die korrelierten Werte korrelierte Datensegmente umfassen, das Auswählen eines oder mehrerer der korrelierten Datensegmente (35), welche Spitzen des Mehrwege-Leistungsprofils entsprechen, und das Kombinieren der ausgewählten Datensegmente, um ein resultierendes Datensegment zu generieren, erfolgt; und Summieren (4) eines oder mehrerer resultierender Datensegmente, um die übertragenen Informationen mit einer Rate, die größer gleich der Basisentspreizungs rate ist, wiederherzustellen, um andere Datenraten der verschiedenen Datenraten zu erhalten.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Modulier- und der Demodulierschritt mittels QPSK (Quadraturphasenumtastung) durchgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die Informationen in einem beliebigen aus der Mehrzahl von Kanälen Pilotsymbole und Datensymbole umfassen, die in einer spezifizierten und bekannten Reihenfolge verschachtelt sind.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das eine oder die mehreren korrelierten Datensegmente im Hinblick auf die empfangene Leistung basierend auf einer Kanalschätzung aus Pilotsymbolen, welche in eine Wellenform der übertragenen Informationen eingefügt werden, ausgewählt wird/werden.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das eine oder die mehreren korrelierten Datensegmente im Hinblick auf den Signal-Rausch-Abstand basierend auf einer Kanalschätzung aus Pilotsymbolen, welche in eine Wellenform der übertragenen Informationen eingefügt werden, ausgewählt wird/werden.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das eine oder die mehreren korrelierten Datensegmente im Hinblick auf die Mehrwegebreite basierend auf einer Kanalschätzung aus Pilotsymbolen, welche in eine Wellenform der übertragenen Informationen eingefügt werden, ausgewählt wird/werden.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das eine oder die mehreren korrelierten Datensegmente gemäß einem programmierten Zeitabgleich ausgewählt werden.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei die ausgewählten Datensegmente mittels Maximum Ratio Combining (MRC) zu dem resultierenden Datensegment kombiniert werden.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei ein beliebiger der Schritte aus der Gruppe umfassend den Korrelierschritt (3), den Demodulierschritt und den Summierschritt (4) durch einen externen programmierbaren Prozessor programmierbar ist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei ein beliebiger der Schritte aus der Gruppe umfassend den Korrelierschritt (3), den Demodulierschritt und den Summierschritt (4) in einem Verkehrskanal (13) ausgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei ein beliebiger der Schritte aus der Gruppe umfassend den Korrelierschritt (3), den Demodulierschritt und den Summierschritt (4) in einem Zugriffskanal (11) ausgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei ein beliebiger der Schritte aus der Gruppe umfassend den Korrelierschritt (3), den Demodulierschritt und den Summierschritt (4) in einem Wartungskanal (12) ausgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei räumliche Diversität durch Bereitstellen mehrerer Antennen, mehrerer Empfänger (20) an einem Ort und durch Bereitstellen desselben einzelnen Korrelationsfilters (3) bei jedem der Mehrzahl von Empfängern (20) des Systems vorgesehen wird.
Verfahren nach Anspruch 1, ferner umfassend folgende Schritte: (a) Auswählen einer erstrebenswertesten Signalkomponente im Hinblick auf die empfangene Leistung einer Mehrwegeantwort in einem Zeitraum; (b) Speichern einer Größe der erstrebenswertesten Signalkomponente; (c) Einstellen eines ersten Austastbereichs der erstrebenswertesten Signalkomponente, welcher durch eine erste Obergrenze und eine erste Untergrenze definiert wird; (d) Auswählen einer zweiten erstrebenswertesten Signalkomponente der Mehrwegeantwort in dem Zeitraum durch Ignorieren des ersten Austastbereichs; (e) Einstellen eines zweiten Austastbereichs der zweiten erstrebenswertesten Signalkomponente, welcher durch eine zweite Obergrenze und eine zweite Untergrenze definiert wird; und Wiederholen der Schritte (a), (b), (c), (d) und (e), bis die n-te erstrebenswerteste Signalkomponente ausgewählt ist.
Verfahren nach Anspruch 14, wobei das Auswählen in Schritt (a) und (d) im Hinblick auf den Signal-Rausch-Abstand basierend auf einer Kanalschätzung aus Pilotsymbolen, die in eine Wellenform der übertragenen Informationen eingefügt werden, durchgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 14, wobei das Auswählen in Schritt (a) und (d) im Hinblick auf die Mehrwegebreite basierend auf einer Kanalschätzung aus Pilotsymbolen, die in eine Wellenform der übertragenen Informationen eingefügt werden, durchgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 14, wobei das Auswählen in Schritt (a) und (d) gemäß einem vorprogrammierten Zeitabgleich durchgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 14, ferner umfassend folgende Schritte: Einstellen von I durch N Austastbereichen, welche durch I durch N Obergrenzen bzw. I durch N Untergrenzen definiert werden; und Summieren aller Leistungselemente der Mehrwegeantwort in dem Zeitraum zur Rauschleistungsschätzung, wobei alle Austastbereiche ignoriert werden.
Verfahren nach Anspruch 14, wobei die Unter- und die Obergrenze jeder Signalkomponente durch einen externen programmierbaren Prozessor programmiert werden.
Code-Division-Multiple-Access(CDMA)-Kommunikationssystem mit einer Mehrzahl von Kanälen (11, 12, 13) mit verschiedenen Datenraten, wobei das System umfasst: einen Empfänger (20), welcher modulierte Informationen empfängt, die mit einer Ausgangsspreizungsrate über einen Kanal übertragen werden; einen Code-Generator (46), der eine Mehrzahl von phasenverzögerten Korrelationsmustern mit einem Basisspreizungsfaktor generiert; ein Korrelationsfilter (3) mit einem einzelnen, gemeinsamen Korrelationsfilterkern (31), der mit allen Kanälen mit verschiedenen Datenraten betrieben werden kann, wobei der Korrelationsfilterkern die übertragenen Informationen mit einer Basisentspreizungsrate gegen die Mehrzahl von phasenverzögerten Korrelations mustern (401–408) aus dem Code-Generator korreliert, um Korrelationswerte über einem Korrelationsfenster zu generieren; einen Multiplexer (44) zum Hinlenken der Mehrzahl von phasenverzögerten Korrelationsmustern zu dem Korrelationsfilter (3) auf einer zeitgemultiplexten Basis; einen Pilotpostprozessor (33), wobei, falls die korrelierten Werte korrelierte Pilotsegmente umfassen, der Pilotpostprozessor ein Mehrwege-Leistungsprofil aus den korrelierten Pilotsegmenten erzeugt; einen Datenpostprozessor (35), wobei, falls die korrelierten Werte korrelierte Datensegmente umfassen, der Datenpostprozessor ein oder mehrere der korrelierten Datensegmente auswählt, welche Spitzen des Mehrwege-Leistungsprofils entsprechen; und einen digitalen Signalprozessor (4), welcher die ausgewählten Datensegmente kombiniert, um ein resultierendes Datensegment mit der Basisspreizungsrate zu generieren, und ein oder mehrere resultierende Datensegmente summiert, um die übertragenen Informationen mit einem Mehrfachen der Basisentspreizungsrate wiederherzustellen, um Informationen mit anderen Datenraten der verschiedenen Datenraten zu erhalten.
Verfahren nach Anspruch 1 oder System nach Anspruch 20, wobei jedes aus der Mehrzahl von phasenverzögerten Korrelationsmustern Pseudorandom-Noise-Code (PN-Code) ist.
Verfahren nach Anspruch 1 oder System nach Anspruch 20, wobei jedes aus der Mehrzahl von phasenverzögerten Korrelationsmustern ein orthogonaler Code ist.
Verfahren nach Anspruch 1 oder System nach Anspruch 20, wobei jedes aus der Mehrzahl von phasenverzögerten Korrelationsmustern ein Walsh-Code ist.
System nach Anspruch 20, wobei die Informationen in einem beliebigen der Kanäle (11, 12, 13) Pilotsymbole und Datensymbole umfassen, die in einer spezifizierten und bekannten Reihenfolge verschachtelt sind.
System nach Anspruch 20, wobei das eine oder die mehreren Datensegmente im Hinblick auf die empfangene Leistung ausgewählt werden.
System nach Anspruch 20, wobei zeitliche Diversität dadurch erzielt wird, dass der digitale Signalprozessor die ausgewählten Datensegmente mittels Maximum Ratio Combining (MRC) kombiniert.
Verfahren nach Anspruch 1 oder System nach Anspruch 20, wobei die Kanäle (11, 12, 13) einen Zugriffskanal (11), einen Wartungskanal (12) und einen Verkehrskanal (13) umfassen.
Verfahren nach Anspruch 1 oder System nach Anspruch 20, wobei der Basisspreizungsfaktor 8 Chips je Symbol beträgt.
System nach Anspruch 20, wobei der Basisspreizungsfaktor 4 Chips je Symbol beträgt.
System nach Anspruch 20, wobei der Kern (31) des Korrelationsfilters (CF) (3) durch einen Mode-Controller (41) programmierbar ist.
System nach Anspruch 20, wobei die Korrelation der übertragenen Informationen durch den digitalen Signalprozessor (4) programmierbar ist.
System nach Anspruch 20, wobei räumliche Diversität durch Bereitstellen mehrerer Antennen, mehrerer Empfänger (20) an einem Ort und durch Bereitstellen desselben einzelnen, gemeinsamen Korrelationsfilters (3) bei jeder aus der Mehrzahl von Antennen der Empfänger (20) in dem System erzielt wird.
System nach Anspruch 20, wobei der Empfänger (20) ferner einen Zeitmultiplexer (44) zum Hinlenken der Mehrzahl von Korrelationsmustern zu dem Korrelationsfilterkern (31) und einen Zeitdemultiplexer (45) zum Empfangen der korrelierten Datensegmente des Korrelationsfilterkerns umfasst.
System nach Anspruch 20, wobei der Korrelationsfilterkern (31) eine komplexe 8-Chip-Korrelationsmaschine ist, welche jene Basisspreizungsrate von 8 Chips je Symbol produziert.
System nach Anspruch 20, wobei der Korrelationsfilterkern (31) eine komplexe 4-Chip-Korrelationsmaschine ist, welche jene Basisausbreitungsrate von 4 Chips je Symbol produziert.
System nach Anspruch 35, wobei der Empfänger (20) ferner einen Fensterprozessor (43) umfasst, welcher die Ausgabe des Korrelationsfilterkerns (31) empfängt und eine phasenkompensierte Ausgabe erzeugt, unter Verwendung eines komplexen Multiplikators für alle Korrelationsverzögerungen für jedes 4-Chip-Symbol.
System nach Anspruch 34, wobei der Empfänger (20) ferner einen Fensterprozessor (43) umfasst, welcher die Ausgabe des Korrelationsfilterkerns (31) empfängt und eine phasenkompensierte Ausgabe erzeugt, unter Verwendung eines komplexen Multiplikators für alle Korrelationsverzögerungen für jedes 8-Chip-Symbol.
System nach Anspruch 20, wobei der Pilotpostprozessor (33) ferner zwei Accumulating Filter Random Access Memories (AFRAMs) (61, 63) umfasst, die ein Infinite Impulse Response(IIR)-Filter aufweisen, wobei die AFRAMs ihrer Funktion nach als Speicher, Akkumulator und Filter dienen.
System nach Anspruch 20, wobei der Pilotpostprozessor (33) ferner ein Magnitude Accumulating Filter Random Access Memory (MAFRAM) (65) umfasst, das als Speicher, Akkumulator und Filter für quadrierte Daten von den Accumulating Filter Random Access Memories (AFRAMs) (61, 63) dient.
System nach Anspruch 20, wobei der Pilotpostprozessor (33) ferner einen Mehrwege-Suchprozess (67) umfasst, der nach der einen oder den mehreren Signalkomponenten im Hinblick auf die empfangene Leistung in einem Zeitraum sucht.
System nach Anspruch 20, wobei der Pilotpostprozessor (33) ferner einen Mehrwege-Suchprozess (67) umfasst, der nach der einen oder den mehreren Signalkomponenten im Hinblick auf den Signal-Rausch-Abstand in einem Zeitraum sucht.
System nach Anspruch 20, wobei der Pilotpostprozessor (33) ferner einen Mehrwege-Suchprozess (67) umfasst, der nach der einen oder den mehreren Signalkomponenten im Hinblick auf die Mehrwegebreite in einem Zeitraum sucht.
System nach Anspruch 20, wobei der Pilotpostprozessor (33) ferner einen Mehrwege-Suchprozess (67) umfasst, der nach der einen oder den mehreren Signalkomponenten gemäß einem vorprogrammierten Zeitabgleich sucht.
System nach Anspruch 37, wobei der Datenpostprozessor (33) ferner Symbolprozessoren (411–418) umfasst, welche programmierbare Abschnitte von Korrelationsverzögerung summieren und zwei oder mehrere Ausgaben bilden, wobei der externe programmierbare Prozessor die Ausgaben zu einer Ausgabe kombiniert, um zeitliche Diversität zu erzielen.