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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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GEBIET DER ERFINDUNG
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Die vorliegende Erfindung bezieht
sich auf ein mobiles Kommunikationssystem und im Einzelnen auf einen
Empfänger,
ein mobiles Endgerät,
eine Basisstation und ein dafür
einzusetzendes Synchronisations-Steuerverfahren.
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BESCHREIBUNG
DES STANDES DER TECHNIK
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Eine Codemultiplex-Vielfachzugriff-Schaltung
(CDMA) ist eine Schaltung, bei der eine Vielzahl von Kommunikationskanälen im Multiplexbetrieb
benutzt und für
einen mehrfachen Zugriff verwendet wird, wobei ein Spektrum-Spreizcode
eingesetzt wird, und die daher als eine Schaltung, welche die Effizienz
der Frequenzausnutzung deutlich zu steigern vermag, die Aufmerksamkeit
auf sich lenkt. Bei einem System, das eine CDMA einsetzt, multiplext eine
Sendeseite Signale auf für
die Kommunikation erforderlichen Kanälen wie einem Perch-Kanal,
einem allgemeinen Organisationskanal und einem zugewiesenen Organisationskanal
sowie einem zugewiesenen Verkehrskanal unter Anwendung einer Spektrumspreizmodulation
mit jeweils verschiedenen Spreizcodes für die Kanäle und sendet die gespreizten
Signale aus. Beim Empfangen der gespreizten Signale entspreizt eine
Empfangsseite die Signale mit dem auf der Sendeseite verwendeten Spreizcode,
um eines von den gemultiplexten Signalen auf dem gewünschten
Kanal zu demodulieren. Die bei der Spektrumspreizmodulation auf
der Sendeseite modulierten Signale können auf der Empfangsseite
nur demoduliert werden, wenn beide Seiten denselben Spreizcode und
dieselbe Codephase verwenden. Demzufolge werden ein Verfahren zum Aufbauen
der Synchronisation und ein Verfahren zur Folgeregelung der Synchronisation
auf der Empfangsseite als grundlegend wichtige Techniken für die Einführung des
CDMA-Systems erachtet. In der Beschreibung bezeichnet das „Verfahren
zum Aufbauen der Synchronisation" die Ermittlung der Codephase eines
Spreizcodes, der auf der Sendeseite verwendet wird, und unter der „Folgeregelung
der Synchronisation" ist zu verstehen, dass die aufgebaute Codephase
erhalten wird.
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In der Phase, in der die Synchronisation
aufgebaut wird, führt
ein mobiles Endgerät
die Suche nach Trägerkanälen durch,
welche die Basisstationen um das Endgerät herum unterstützen. Der Perch-Kanal
beinhaltet die Informationen über
den von der Basisstation verwendeten Spreizcode und die Informationen,
die für
die Leistungssteuerung nötig
sind, um sie zum mobilen Endgerät
zu übertragen. Der Perch-Kanal
wird von allen Basisstationen beinahe ständig zum Senden von Signalen
verwendet. Ein konkretes Verfahren zum Aufbauen der Synchronisation
ist auf den Seiten 57 bis 63 der Abhandlung „Schneller Zellensuchalgorithmus
unter Verwendung der Langcode-Maskierung im DS-CDMA-Asynchronzellensystem"
von Kenichi Higuchi, Kyoei Sawa und Bunkoh Adachi im IEICE Technical
Report, RCS96-122, 1997-01, beschrieben.
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Der Grund, weshalb das Aufbauen der
Synchronisation und die Folgeregelung der Synchronisation als wichtig
angesehen werden, liegt in der folgenden Schwierigkeit bei der Umsetzung
dieser Verfahren. Auf dem betreffenden Ausbreitungsweg tritt eine im
Verhältnis
zur Länge
des Weges stehende Verzögerung
der Ausbreitung ein. Daher muss die Codephase des auf der Empfangsseite
verwendeten Spreizcodes auf einen Wert eingestellt werden, der durch
Hinzurechnen des mit der Verzögerung
der Ausbreitung verbundenen Phasensprungs zur Codephase auf der
Sendeseite erhalten wird. Außerdem entstehen
dadurch, dass die Funkwellen von vielen Stellen reflektiert werden,
bevor sie über
verschiedene Wege bei der Empfangsseite eintreffen, eine Vielzahl
verzögerter
Wellen. Dieses Phänomen
wird allgemein als „Multipath"
bezeichnet. Da der Multipath zu einer Vielzahl empfangener Signalkomponenten mit
unterschiedlichen Phasen auf der Empfangsseite führt, ist das Vertahren zum
Aufbauen der Synchronisation und zur Folgeregelung der Synchronisation schwierig.
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Beim CDMA-Kommunikationssystem wird eine
Rake-Empfangstechnik angewandt, um den Multipath in den Griff zu
bekommen. Bei der Rake-Empfangstechnik werden die verzögerten Wellen getrennt
mit Codephasen je nach der entsprechenden zeitlichen Verzögerung der
Wellen demoduliert und die sich ergebenden Signale miteinander kombiniert,
um den Diversity-Effekt und die Gesamtverstärkung zu erhalten. Um den Rake-Empfang
durchzuführen,
ist es erforderlich, die empfangenen Signalkomponenten mit unterschiedlichen
Phasen gleichzeitig zu entspreizen. Eine Lösung nach dem Stand der Technik
zur Umsetzung des oben beschriebenen Verfahrens besteht in der Erfindung
eines signalangepassten Filters, wie es unter JP-A-9-321664 mit der
Bezeichnung „Spread
Spectrum, Rake Receiver Using Time Window Control Loop" beschrieben
ist. Bei dieser Erfindung erfolgt die Entspreizung einer Vielzahl
von Signalen gleichzeitig einer Vielzahl von Spreizcodes, die um
einen festen Phasensprung gegeneinander verschoben sind. Im signalangepassten Filter
geschieht die Entspreizung in einem vorgegebenen Phasenbereich,
der mit einer im Voraus gesetzten Codephase beginnt. Eine dem vorgegebenen
Phasenbereich entsprechende Zeitspanne wird als das „Zeitfenster"
des unten beschriebenen signalangepassten Filters bezeichnet.
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14 zeigt
das Konfigurationsdiagramm eines Empfängers mit gespreiztem Spektrum
in der erwähnten
Ausführung.
Bei der erwähnten
Technik werden für
ein Signal, das von einem Funkempfänger 902 empfangen
wurde, die Ergebnisse des Entspreizvorgangs entsprechend einer Vielzahl
von Codephasen, die von den signalangepassten Filtern 903 und 904 festgestellt
wurden, in einen Hüllkurvendetektor 906 und
einen differenziellen Detektor 905 eingegeben. Für die Ausgabe
aus dem Hüllkurvendetektor 906 bestimmt
ein Maximalverhältnis-Kombinationskoeffizient-Controller 907 die
Intensität
der Ergebnisse des Entspreizungsvorgangs. Der Empfangsstärke entsprechend
werden die vom differenziellen Detektor 905 festgestellten
Signale im Rake-Kombinator 910 miteinander kombiniert,
um auf diese Art und Weise den Rake-Empfang zu ermöglichen.
Andererseits steuern je nach dem vom Hüllkurvendetektor 906 ausgegebenen
Ergebnis ein Zeitfenster-Controller 908 und ein Synchronisatonsfolgeregler 909 die
Lage eines Zeitfensters der signalangepassten Filter 903 und 904 dergestalt,
dass der Maximum-Spitzen-Ort einer Hüllkurve mit der Mittellage
des Zeitfensters der signalangepassten Filter 903 und 904 zusammenfällt. Unter
Verwendung eines Ausgangs des Rake-Kombinators 910 reproduziert
eine Datenreproduziereinheit 911 die Daten.
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Bei der beschriebenen Technik wird,
wenn es eine Vielzahl verzögerter
Wellen gibt und mehrere, den jeweiligen Wellen entsprechende Korrelationswerte
auftreten, die Synchronisation nach einer der verzögerten Wellen,
die einen größtmöglichen
Korrelationswert besitzt, ausgerichtet. Es ist bei der beschriebenen
Technik daher davon auszugehen, dass die Folgeregelung der Synchronisation
nur angemessen durchgeführt
werden kann, wenn unter den verzögerten
Welle eine verzögerte
Welle mit dominanter Stärke
in einem stabilen Zustand existiert. Jedoch gibt es bei einer wirklichen
Umgebung, zum Beispiel in Stadtgebieten, viele verzögerte Wellen,
und die jeweiligen verzögerten
Wellen unterscheiden sich in vielen Fällen bezüglich ihrer Stärke nicht
deutlich voneinander. Außerdem
kommt es durch die Ortsveränderung
des mobilen Endgeräts
zu Schwund und die Stärke
der jeweiligen verzögerten
Wellen verändert
sich von Fall zu Fall erheblich. Folglich wechselt die verzögerte Welle
mit dem größten Korrelationswert
häufig.
Daraus ergibt sich, dass es bei der beschriebenen Technik schwierig
ist, eine geeignete, für
die Folgeregelung der Synchronisation zu verwendende Codephase zu
bestimmen.
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Bei einer derartigen Umgebung verteilt
sich die empfangene Leistung auf die jeweiligen verzögerten Wellen,
und die Leistung pro verzögerte
Welle verringert sich dadurch. Wenn irgendeiner) der verzögerten Wellen
(Wege) für
die Folgeregelung der Synchronisation ausgewählt wird, kann die insgesamt
empfangene Leistung nur teilweise für die Folgeregelung der Synchronisation
genutzt und daher keine zufriedenstellende Stabilität erreicht
werden.
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US-5,590,160 zeigt eine Synchronisierungstechnik,
bei der eine Vielzahl von Verbindungskanälen verwendet wird, um jeweils
die Synchronisierung auf ein Signal, das über einen anderen Weg mit einer anderen
Verzögerung
empfangen wird, vorzunehmen. US-4,538,281 zeigt ein Verfahren zur
Synchronisierung auf den größten Korrelationswert,
d. h. auf das stärkste
von mehreren über
verschiedene Wege empfangenen Signalen. US-4,122,393 bezieht sich auf
ein Verfahren zur Synchronisierung auf ein empfangenes Signal unter
Beachtung nur eines einzelnen Wegs.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Ziel der Erfindung ist es, ein Verfahren
zur Steuerung der Synchronisation, einen Empfänger, eine Basisstation und
ein mobiles Endgerät
insbesondere zur Verwendung für
die mobile CDMA-Kommunikation mit einer verbesserten Synchronisation
in einer Multipath-Umgebung bereitzustellen.
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Dieses Ziel wird erreicht durch ein
mobiles Endgerät
nach Anspruch 1, eine Basisstation nach Anspruch 3, ein Verfahren
zur Steuerung der Synchronisation nach Anspruch 8 und einen Empfänger nach
Anspruch 18. Die Unteransprüche
sind auf vorbereitete Ausführungsbeispiele
der Erfindung gerichtet.
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Ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung
vermag die Synchronisation auf einen stabilen Zustand selbst in
einer städtischen
Umgebung mit Multipath einzuregeln und es reduziert folglich die Wahrscheinlichkeit
eines Trennens der Verbindung während
des Sprechens..
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Außerdem erlaubt ein weiteres
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung ein schnelles Aufnehmen der Synchronisation
in der Synchronisations-Aufbauphase und minimiert das durch Störung bedingte
Jitter nach der Beendigung des Synchronisationsaufbaus, um die Folgeregelung
der Synchronisation zu stabilisieren.
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Noch ein weiteres Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung minimiert die Zeitspanne vom Zeitpunkt,
zu dem das Endgerät
eingeschaltet wird, bis zum Zeitpunkt, zu dem das Endgerät gesprächsbereit
ist, und es reduziert die durch Phasenschwankungen bedingte Verschlechterung
der Sprachqualität.
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Um das oben genannte Problem im Rahmen der
vorliegenden Erfindung zu lösen,
wird die Lage des Zeitfensters des signalangepassten Filters nicht auf
einen einzelnen Weg ausgerichtet. Es wird nämlich ein Steuervorgang dergestalt
durchgeführt,
dass die Lage des Zeitfensters des signalangepassten Filters auf
einen Repräsentativwert
ausgerichtet wird, der dis Codephasen repräsentiert, die einer Vielzahl von
Wegen, für
welche gültige
Korrelationswerte ermittelt wurden, entsprechen, und der die Spreizcodephasen
einer Vielzahl von Wegen, die gemäß den jeweiligen Korrelationswerten
ermittelt wurden, repräsentiert.
Als Repräsentativwert
kann beispielsweise günstig
der Mittelpunkt der Wegleistung verwendet werden.
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Beim ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung ist ein Verfahren zur Steuerung der Synchronisation vorgesehen,
das Schritte enthält, bei
denen entsprechend einer Korrelation zwischen einem empfangenen
Spreizspektrumsignal und einem eingegebenen Spreizcode ein Verzögerungsprofil
erhalten wird, das als Bestandteile die jeweiligen Korrelationswerte
einer Vielzahl von Codephasen enthält, das eine Rake-Kombination
für die entspreizten
Signale entsprechend dem erhaltenen Verzögerungsprofil durchführt und
ein decodiertes Signal erzeugt, einen Repräsentativwert berechnet, der
entsprechend mehreren Korrelationswerten und Spreizcodephasen, die
aus dem Verzögerungsprofil gewonnen
werden, Spreizcodephasen mehrerer Wege des empfangenen Signals repräsentiert,
und einen Steuervorgang für
die Folgeregelung der Synchronisation zwischen dem empfangenen Signal
und dem Spreizcode entsprechend dem berechneten Repräsentativwert
durchführt.
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Beim zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden
Erfindung ist ein Empfänger
vorgesehen mit einer Eingabeeinheit zum Erzeugen eines entspreizten
Signals entsprechend einer Korrelation zwischen einem empfangenen
Spreizspektrumsignal und einem eingegebenen Spreizcode, mit einem
Verzögerungsprofil-Detektor zum Erzeugen
eines Verzögerungsprofils
für das
entspreizte Signal von der Eingabeeinheit, einem Datensymbol-Demodulator
zur Durchführung
einer Rake-Kombination
für das entspreizte
Signal von der Eingabeeinheit entsprechend dem vom Profildetektor
erzeugten Verzögerungsprofil,
um dadurch ein decodiertes Signal zu erzeugen, einer Repräsentativwert-Berechnungseinheit
zur Berechnung des Repräsentativwerts
der Spreizcodephasen mehrerer Wege des empfangenen Signals unter
Verwendung mehrerer diesbezüglicher
Korrelationswerte und Codephasen, die aus dem vom Profildetektor
erzeugten Verzögerungsprofil
gewonnen werden, und einer Taktsteuerung zur Durchführung eines
Steuervorgangs, um entsprechend dem Repräsentativwert von der Repräsentativwert-Berechnungseinheit
die Synchronisation zwischen dem empfangenen Signal, das in die
Eingabeeinheit eingegeben wurde, und dem Spreizcode, zu steuern.
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Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung sind eine Basisstation und ein mobiles
Endgerät
jeweils mit dem oben beschriebenen Empfänger vorgesehen.
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KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Der Zweck und die Merkmale der vorliegenden
Erfindung gehen deutlicher aus der folgenden, ausführlichen
Beschreibung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen hervor, wobei:
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1 das
Blockdiagramm der Konfiguration eines mobilen CDMA-Kommunikationssystems
gemäß der vorliegenden
Erfindung ist;
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2 ein
Blockdiagramm ist, das die Konfiguration einer Basisstation zeigt; 3 ein Blockdiagramm ist,
das die Konfiguration einer mobilen Station zeigt;
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4 ein
Blockdiagramm ist, das die Konfiguration eines Empfangsmoduls (Empfängers) gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt;
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5 ein
Blockdiagramm ist, das die Konfiguration des signalangepassten Filters 101 zeigt;
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6 ein
Blockdiagramm ist, das die Konfiguration des Profildetektors 102 zeigt;
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7 ein
Diagramm ist, das den Aufbau eines empfangenen Signals zeigt; 8 eine Graphik ist, die
ein Verzögerungsprofil
erläutert;
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9 ein
Blockdiagramm ist, das die Konfiguration des Datensymbol-Demodulators 104 zeigt;
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10 ein
Blockdiagramm ist, das die Konfiguration der Gewichtungsfunktionseinheit 105 zeigt;
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11 ein
Blockdiagramm ist, das die Konfiguration des Schleifenfilters 106 und
der Taktsteuerung 107 zeigt;
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12 eine
Graphik ist, welche die Steuerung der Schleifenfilterkoeffizienten
erläutert;
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13 ein
Blockdiagramm ist, das eine weitere Konfiguration der Gewichtungsfunktionseinheit 105 zeigt,
und
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14 ein
Blockdiagramm ist, das die Konfiguration eines Empfängers mit
gespreiztem Spektrum nach dem Stand der Technik zeigt.
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BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
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1 zeigt
das Blockdiagramm der Konfiguration eines mobilen CDMA-Kommunikationssystems
gemäß der vorliegenden
Erfindung. Bei diesem System sind die Basisstationen 1 und 2 jeweils
in einem festen Versorgungsbereich angeordnet und die mobilen Endgeräte 3 bis 5 kommunizieren
in diesen Versorgungsbereichen über
Signale mit gespreiztem Spektrum mit der nächstgelegenen Station 1 oder 2. Die
Basisstationen 1 und 2 sind mit einem Basisstation-Controller 6 verbunden.
Die Station 6 ist ihrerseits mit einem Festnetz 7 und
dergleichen verbunden. Das Festnetz 7 wiederum ist mit
einem weiteren Festnetz, mit einem Funknetz und dergleichen gekoppelt.
Folglich kann das mobile Endgerät
im Versorgungsbereich mit einem mobilen Endgerät unter der Überdeckung
derselben Basisstation, mit einem Endgerät unter der Überdeckung
einer weiteren Basisstation sowie einem Endgerät, das mit einem Festnetz oder
dergleichen verbunden ist, kommunizieren.
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2 zeigt
den Aufbau einer Basisstation in Form eines Blockdiagramms. Die
Basisstation besteht aus einer Antenne 10, einer RF-Einheit
(Hochfrequenz) 11, einem Mehrkanalsender 12, einem Mehrkanalempfänger 13,
einem die Stationen verbindenden Interface14 und einem Basisstation-Controller 15.
Eine von einem mobilen Endgerät
gesendete bzw. empfangene Funkwelle passiert die Antenne 1 und
die RF-Einheit 11, so dass in einem Basisband abwechselnd
eine Signalumsetzung zwischen der Welle und den Sende- bzw. Empfangssignalen
stattfindet. Sender 12 moduliert die Basisband-Sendesignale
mehrerer Kanäle.
Auf der anderen Seite demoduliert Empfänger 13 die empfangenen
Basisbandsignale mehrerer Kanäle.
Interface 14 tauscht mit dem Basisstation-Controller verschiedene
Signale aus, und zwar ein Signal, das von Sender 12 gesendet wird,
ein Signal, das von Empfänger 13 demoduliert wird,
sowie diverse Steuersignale. Der Basisstation-Controller 15 steuert jede
Einheit der Basisstation.
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3 zeigt
den Aufbau eines mobilen Endgeräts
in Form eines Blockdiagramms. Das mobile Endgerät besteht aus einer Antenne 20,
einer RF-Einheit 21, einem Sender 22, einem Empfänger 23,
einem Sprach-CoderlDecoder (CODEC) 24, einem Lautsprecher 25,
einem Mikrofon 26 und einem Endgeräte-Controller 27.
Eine zur Basisstation gesendete und von ihr empfangene Funkwelle
passiert die Antenne 20 und die RF-Einheit 21,
so dass in einem Basisband abwechselnd eine Signalumsetzung zwischen
der Welle und den. Sende- bzw. Empfangssignalen stattfindet.
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Der Sender 22 moduliert
die Basisband-Sendesignale. Der Empfänger 23 demoduliert
die Basisband-Empfangssignale. Der Sprach-CODEC 24 verschlüsselt die
vom Mikrofon 26 kommenden Sprachsignale, um diese zum Sender 22 weiterzuleiten,
und entschlüsselt
die vom Empfänger 23 demodulierten Signale,
um entsprechende Signale auf den Lautsprecher 25 auszugeben.
Der Endgeräte-Controller 27 steuert
jede Systemeinheit des mobilen Endgeräts.
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4 zeigt
die Konfiguration einer Empfangseinheit (eines Empfängers) gemäß der vorliegenden
Erfindung in Form eines Blockdiagramms.
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Die Einheit besteht aus einem signalangepassten
Filter mit ladbarem Koeffizienten (Eingabeeinheit, Entspreizungseinheit) 101,
einem Verzögerungsprofildetektor 102,
einer Einheit 103 zum Bilden des Mittelwerts des Verzögerungsprofils,
einem Datensymbol-Demodulator 104, einer Gewichtungs- bzw.
Bewertungsfunktionseinheit (Einheit für die Zeitberechnung des repräsentativen
Wegs) 105, einem Schleifenfilter 106, einer Taktsteuerung 107 und
einem Pseudorauschgenerator (Spreizcodegenerator) (PNG) 108.
Bei dieser Schaltung ist es möglich,
als Einheit 101 eine geeignete Entspreizeinheit, die ein Entspreizsignal
gemäß der Korrelation
zwischen einem empfangenen spektrumgespreizten Signal und einem
eingegebenen Spreizcode erzeugt, zu verwenden. Bei der vorliegenden
Erfindung enthält
der in 3 dargestellte
Empfänger 23 des
mobilen Endgeräts
das in 4 gezeigte Empfangsmodul.
Der in 2 gezeigte Mehrkanalempfänger 13 der
Basisstation enthält
mehrere in 4 gezeigte
Empfangsmodule.
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Das empfangene Signal wird zum signalangepassten
Filter 101 geleitet, in dem bereits ein Code vom Spreizcodegenerator 108 eingestellt
ist, so dass eine Korrelation zwischen dem Spreizcode und dem empfangenen
Signal zum Erzeugen eines entspreizten Signals berechnet werden
kann. Für
das entspreizte Signal erzeugt der Profildetektor 102 ein Verzögerungsprofil.
Das Verzögerungsprofil
zeigt eine Folge von Korrelationswerten (Entspreizungsergebnissen),
die für
mehrere Codephasen erhalten wurden, an. Es wird angenommen, dass
ein Korrelationswert für
die Codephase n als a(n) ausgedrückt wird.
Wenn für
die Codephase n eine verzögerte
Welle existiert, gibt n einen Wert an,. der eine Wegelage in einem
Zeitfenster des signalangepassten Filters darstellt. Diese Wegelage
ist eine Lage, in der ein Korrelationswert einer verzögerten Welle
im Zeitfenster des signalangepassten Filters, und zwar der eine Codephase
anzeigende Wert, erhalten wird.
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Genauer: Wenn man annimmt, dass das Fenster
des signalangepassten Filters eine Breite von 2w besitzt und das
Codephasenintervall d ist, dann genügt n – w < n < w
und n = j·d
(j ist eine ganze Zahl). Außerdem
nimmt n in der Fenstermitte den Wert 0 an. Wenn das Intervall d
durch eine Chiplänge des
Spreizcodes wiedergegeben wird, dann kann d für einen oder einen halben Chip
stehen. Es ist jedoch angebracht, das Intervall d in Anbetracht
der Demodulationscharakteristika auf einen viertel Chip einzustellen.
Das Profil wird bezüglich
der Zeit von der Mittelungseinheit 103 gemittelt, um Ave(|a(n)|2) zu erhalten. Für den Durchschnitt kann ein
weiterer Mittelwert wie Ave(|a(n)|) oder Ave(|a(n)|"}, wobei N eine
reelle Zahl ist, verwendet werden. Der Datensymbol-Demodulator 104 führt die
Demodulation und Rake-Kombination für das entspreizte Signal unter Verwendung
des Verzögerungsprofils
(einer Folge von a(n)) und des zeitgemittelten Verzögerungsprofils
(einer Folge von Ave(|a(n)|2)) zum Erzeugen
des Demodulationssignais durch.
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Andererseits werden das Verzögerungsprofil und
das zeitgemittelte Verzögerungsprofil
ebenfalls in Einheit 105 eingegeben, um Repräsentativwerte wie
den Mittelpunkt der Wegleistung zu berechnen. Der Repräsentativwert
wird beispielsweise folgendermaßen
berechnet:
Σn(|a(n)|2·n)/(ΣnAve|a(n)|2) Anstelle von a(n) kann auch ein anderer
geeignete Ausdruck wie |a(n)|N eingesetzt
werden.
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Der Repräsentativwert kann allgemeiner auch
wie folgt erhalten werden: Eine Auswertegröße f(n,a(n)), die für eine Codephase
n als Funktion der Codephase n und eines Korrelationswertes a(n)
erhalten wurde, wird für
mehrere Codephasen n ausgerechnet, für die gültige Korrelationswerte ermittelt wurden,
und die erhaltenen Auswertungsgrößen werden
miteinander kombiniert. Die gültigen
Korrelationswerte stellen Werte dar, die den Wegen (verzögerten Wellen)
entsprechen, in der Lage sind, die Synchronisation zu steuern und
zum Beispiel als Korrelationswerte definiert werden können, deren
Intensität
einen vorgegebenen Schwellenwert überschreitet.
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Allerdings können, was einfacher ist, auch alle
Korrelationswerte als gültige
Korrelationswerte angesehen werden. Für die Funktion f(n,a(n)) der
Codephase n und des Korrelationswerfes a(n) ist es wünschenswert,
dass ein stärkerer
Weg mehr zur Steuerung der Synchronisationsfolgeregelung beiträgt und die
Richtung für
ein Verschieben der Wegelage feststellbar ist. Es ist daher wünschenswert, dass
f(n,a(n)) eine Funktion ist, die sich einheitlich mit dem Wechsel
der Größe |a(n)|
des Korrelationswertes a(n) verändert,
und außerdem
eine ungerade Funktion ist, die für die Codephase n die Mitte
des Zeitfensters als Symmetrieachse aufweist. Die Funktion beschränkt sich
jedoch nicht auf diese Beispiele, sondern kann innerhalb eines Bereichs,
in dem das Steuerungssystem stabil bleibt, beliebig ausgewählt werden.
In der Beschreibung bedeutet die Formulierung „die sich einheitlich mit
dem Wechsel der Größe |a(n)|
des Korrelationswertes a(n) verändert",
dass der Wert der Funktion f(n,a(n)) zunimmt oder unverändert bleibt
bzw. dass der Wert der Funktion f(n,a(n)) abnimmt oder unverändert bleibt,
wenn der Korrelationswert a(n) zunimmt. Außerdem besagt „eine ungerade
Funktion ist, die für
die Codephase n die Mitte des Zeitfensters als Symmetrieachse aufweist", dass,
wenn die Funktion einen positiven Wert für eine bestimmte Codephase
besitzt, die Funktion einen negativen Wert mit demselben absoluten
Wert für
eine symmetrische Codephase hinsichtlich der Mitte des Zeitfensters
annimmt. Zum Beispiel wird angenommen, dass die Codephase 0 an
einer Stelle ist, welche der Mitte des Zeitfensters des signalangepassten
Filters entspricht, dass die Codephase –32 und 32 an beiden Enden
des Zeitfensters ist und dass der Korrelationswert, welcher der
Codephase n entspricht, a(n) ist. Die Funktion f(n,a(n)) kann ausgedrückt werden
als n·a(n)2 oder eine geeignete Funktion sein wie f(n,a(n))
= n·a|n|,
f(n,a(n)) = sgn(n)·a(n), f(n,a(n))
= sgn(n)·a(n)2 oder f(n,a(n)) = n3·a(n)2, wobei sgn(n) eine Funktion ist, die ein
Vorzeichen von n darstellt. In einer äußerst einfachen Situation kann zum
Beispiel eine Funktion angewandt werden, die –1 und +1 für Wege, die früher bzw.
später
als die Mitte des Zeitfensters des signalangepassten Filters verlaufen,
hervorbringt.
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Der Repräsentativwert wird in das Schieifenfilter 106 eingegeben.
Filter 106 glättet
dann die durch Störung
oder dergleichen verursachten momentanen Schwankungen der Wegelagen
entsprechend dem Repräsentativwert,
um ein Taktsteuersignal zu erzeugen. Das Steuersignal wird zur Taktsteuerung 107 geleitet.
Die Steuerung 107 steuert daraufhin ein Taktsignal, das
an den Spreizcode-Generator 108 geliefert wird. Folglich
wird der zum signalangepassten Filter 101 geleitete
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Spreizcode durch einen Rückführregelvorgang
zur Synchronisation mit dem empfangenen Eingangssignal gebracht.
Das heißt,
wenn eine Taktverschiebung zwischen dem an Filter 101 gelieferten Spreizcode
und dem empfangenen Eingangssignal stattfindet, erzeugt Einheit 105 den
Repräsentativwert
je nach der Größe der Taktverschiebung.
Außerdem
steuert das Schleifenfilter 106 je nach dem Repräsentativwert
die Taktsteuerung 107 in die entgegengesetzte Richtung
der Taktverschiebung. Durch diesen Steuerungsvorgang wird die Codephase
des empfangenen Eingangssignals an diejenige des zum Entspreizen
zu verwendenden Spreizcodes angepasst. Infolgedessen wird die Codephase
dazwischen synchron gehalten.
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Im Folgenden wird ausführlich jeder
Bestandteil des Empfangsmoduls (Empfängers) beschrieben. 5 zeigt das Konfigurationsbeispiel
der Entspreizeinheit (101). Die Einheit 101 beinhaltet
die Schieberegister 601 und 602, ein Spreizcode-Halteregister 603 und
eine Korrelations-Berechnungseinheit 604.
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Ein empfangenes Signal wird in das
Schieberegister 601 eingegeben, um dort über einen
vorgegebenen Zeitraum gehalten zu werden. Andererseits wird ein
Spreizcode vom Spreizcode-Generator 108 an das Schieberegister 602 geliefert,
um dort über
einen vorgegebenen Zeitraum gehalten zu werden, und daraufhin zum
Register 603 weitergeleitet.
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Das empfangene Signal, das über den
vorgegebenen Zeitraum in Register 601 gehalten wurde, wird
in die Korrelations-Berechnungseinheit 604 eingegeben.
Einheit 604 berechnet die Korrelation zwischen dem empfangenen
Signal und dem Spreizcode der im Register 603 gespeicherten
vorgegebenen Haltezeit. Im Betrieb wird ein hoher Korrelationswert
erreicht, wenn die Zeit des in Register 601 gehaltenen
empfangenen Signals übereinstimmt
mit dem in Register 603 gespeicherten Spreizcode. In einer
Umgebung, in der eine Vielzahl verzögerter Wege vorliegen, erhält man Korrelationswerte
für viele
Zeitpunkte.
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6 zeigt
das Beispiel der Konfiguration eines Profildetektors 102,
Fig. 7 zeigt-ein Beispiel des Formataufbaus eines empfangenen Signals,
während 8 das Beispiel eines Verzögerungsprofils graphisch
darstellt. Der Profildetektor 102 beinhaltet einen Pilotsymbol-Separator 201 und
ein Pilotsymbol-Summierglied 202. Das empfangene Signal
setzt sich zum Beispiel zusammen aus Zeitschlitzen in gemultiplexter
Konfiguration. Jeder Zeitschlitz enthält ein Pilotsymbol 801 als
Referenzsignal und ein Datensymbol 802, wie in 7 dargestellt. Der Separator 201 von 6 entnimmt nur ein entspreiztes
Ergebnis gemäß Zeichen 801 aus 7.
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Das Summierglied 202 addiert
die enispreizten Ergebnisse für
mehrere Pilotsymbolintervalle, um das Verzögerungsprofil a(n) zu berechnen. 8 zeigt das Verzögerungsprofil
a(n), das als zeitlicher Durchschnitt eines (1) Steuerblocks erhalten
wurde. Die zeitliche Mittelung ist nicht auf einen einzelnen Steuerblock
begrenzt, sondern kann für
den Zeitraum einer geeigneten Zahl von Blöcken durchgeführt werden. 8 zeigt ein Beispiel, bei
dem für
die Codephasen –4, –2, 0 und
2 im Fenster des signalangepassten Filters 101 4 Wege existieren,
denen die Korrelationswerte a(–4),
a(–2),
a(0) und a(2) mit jeweils entsprechender Intensität zugeordnet
sind.
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9 zeigt
ein Beispiel des Datensymbol-Demodulators 104 in Form eines
Konfigurationsdiagramms. Der Demodulator 104 beinhaltet
den Datensymbol-Separator 301,
den Vergleicher 302, den Selektor 303, den Vervielfacher 304 und
das Summierglied 305. Der Vergleicher 302 vergleicht
eine Folge von Korrelationswerten Ave(|a(n)|2),
die bezüglich
der Zeit von der Mittelungseinheit 103 gemittelt wurde,
mit einem vorgegebenen Schwellenwert. Den Schwellenwert erhält man zum
Beispiel, indem man den Wert, den man durch Mitteln von Ave(|a(n)|2) in Bezug auf n erhalten hat, mit einer
Konstanten multipliziert. Je nach dem Ergebnis des Vergleichsvorgangs
erfolgt durch den Selektor 303 die Auswahl und die Ausgabe
des Korrelationswertes a(n) aus dem Verzögerungsprofil, das mit Hilfe
des Detektors 102 erhalten wurde, wenn Ave(|a(n)|2) gleich groß wie oder größer als
der Schwellenwert ist. Umgekehrt, wenn Ave(|a(n)|2)
kleiner als der Schwellenwert ist, wählt der Selektor 303 daraus
0 aus und gibt diesen Wert aus. Der Separator 301 trennt
zum Beispiel das Datensymbol 802 vom empfangenen Signal nach 7. Beim Demodulieren wird
das Symbol 802, komplex dargestellt, im Vervielfachet 304 mit
einer konjugierten Matrix der Ausgabe des Selektors 303 multipliziert.
Durch den oben beschriebenen Vorgang werden die demodulierten Daten
nur für
eine Codephase n, für
die ein Weg mit im Durchschnitt hoher Intensität besteht, erhalten. 0 erhält man bei
anderen Codephasen n. Das Summierglied 305 addiert die
ermittelten Ergebnisse für
den Zeitraum der Breite des Zeitfensters des signalangepassten Filters, um
ein decodiertes Ergebnis zu erhalten, in dem die Signale der jeweiligen
Wege miteinander kombiniert sind.
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10 zeigt
das Konfigurationsbeispiel der Gewichtungsfunktionseinheit 105 (für die Repräsentativwertberechnung).
in diesem Diagramm ist ein Konfigurationsbeispiel gezeigt, bei dem
der Mittelpunkt der Wegleistung als Repräsentativwert ein gesetzt wird.
Die Einheit 105 setzt sich zusammen aus dem Quadrierglied 401,
dem Vergleichen 402, den Selektoren 403 und 406,
dem Vervielfacher 404, den Summiergliedern 405 und 407 sowie
dem Dividieren 408. Das vom Detektor 102 erzeugte
Verzögerungsprofil
(eine Folge von a(n)) wird in das Quadrierglied 401 eingegeben.
Das Quadrierglied 401 quadriert einen absoluten Wert des
Verzögerungsprofils,
um ein der Leistung nach geordnetes Verzögerungsprofil zu erzeugen (eine
Folge von |a(n)|2). Der Vergleichen 402 vergleicht
das Verzögerungsprofil
(eine Folge von Ave(|a(n)|2), das bezüglich der
Zeit von der Mittelungseinheit 103 gemittelt wurde, mit
einem vorgegebenen Schwellenwert. Der Schwellenwert ist z. B. ein Wert,
der durch Multiplizieren eines Wertes, der seinerseits durch Ermitteln
des Durchschnittswertes von Ave(|a(n)|2)
im Hinblick auf n erhalten wurde, mit einer Konstanten erhalten
wird. Der Selektor 403 wählt und gibt, davon ausgehend,
(|a(n)|2) aus, das vom Quadrierglied 401 erhalten
wurde, wenn Ave(Ja(n)J2) gleich oder größer ist
als der Schwellenwert. Wenn Ave(|a(n)|2)
kleiner als der Schwellenwert ist, wählt und gibt der Selektor 403,
davon ausgehend, 0 aus. Die vom Selektor 403 ausgewählten Signale
werden im Vervielfacher 404 mit den Werten n, die den jeweiligen
Wegelagen entsprechen, multipliziert, um die nach der Wegeintensität gewichteten
Wegelageninformationen zu generieren. Die Informationen werden daraufhin
im Summierglieder 405 akkumuliert.
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Der Selektor 406 wählt und
gibt als Antwort auf das vom Vergleicher 402 gelieferte
Vergleichsergebnis, davon ausgehend, Ave(|a(n)|2)
aus, wenn Ave(|a(n)|2) gleich groß wie oder
größer als
der Schwellenwert ist. Wenn Ave(|a(n)|2)
kleiner als der Schwellenwert ist, wählt und gibt der Selektor 406, davon
ausgehend, 0 aus. Die vom Selektor 406 ausgewählten Signale
werden vom Summierglied 407 addiert, um die Gesamtleistung
aller Wege auszurechnen. Auf der anderen Seite wird das im Summierglied 405 akkumulierte
Signal im Dividierer 408 durch die vom Summierglied 407 errechnete
Gesamtleistung geteilt, um den Leistungsmittelpunkt aller Wege zu
bilden. Bei diesem Beispiel wird der als Divisor im Dividierer 408 eingesetzte
Gesamtleistungswert dadurch erhalten, dass die Gesamtsumme der in
Bezug auf n Bemittelten Verzögerungsprofile (Folge
von Ave(|a(n)|2)) verwendet wird, ohne die
Gesamtsumme der der Leistung nach geordneten Verzögerungsprofile
(Folge von |a(n)|2) zu verwenden. Es ist
daher möglich,
den Einfluss von Phaseninformationen geringerer Verlässlichkeit
zu reduzieren, wenn die Intensität
aller Wege unverzüglich
minimiert wird.
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Wenngleich der Demodulator 104 aus 9 und die Einheit 105 aus 10 die in den jeweiligen Wegelagen
n gemittelte Leistung einsetzen, um einen Weg zu ermitteln, der
im Durchschnitt eine hohe Intensität besitzt, ist es auch möglich, einen
anderen Index wie z. B. der Störabstand
(SIR) zu verwenden.
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11 zeigt
ein Beispiel für
den Aufbau eines Schleifenfilters 106 und einer Taktsteuerung 107. Das
Filter 106 besteht aus den Vervielfachern 501,502, 503 und 507,
den Addierern 504 und 508, dem Begrenzer 505 und
der Verzögerungseinheit 506.
Ein von Einheit 105 ausgegebener Repräsentativwert wird im Vervielfachen 501 mit
einem ersten Koeffizienten g multipliziert. Die Ausgabe des Vervielfachers 501 wird
wiederum mit dem ersten Koeffizienten g im Vervielfachen 502 multipliziert.
Die Ausgabe des Vervielfachers 502 wird dann mit dem zweiten Koeffizienten
b im Vervielfachen 503 multipliziert. Die Ausgabe des Vervielfachers 503 wird
daraufhin durch ein Integrierglied, das aus dem Addierer 504 und
den Einheiten 505 und 506 besteht, integriert. Der
Begrenzer 505 begrenzt den integrierten Wert innerhalb
eines vorgegebenen Wertebereichs. Die Ausgabe des Vervielfachers 501 wird
auch in den Vervielfacher 507 eingegeben, um mit einem
dritten Koeffizienten a multipliziert zu werden. Die Ausgabe des
Vervielfachers 507 wird von Addierer 508 zur Ausgabe
des Integrators, der aus dem Addierer 504 und den Einheiten 505 und 506 besteht,
addiert, um ein Taktsteuersignal zu erzeugen.
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Die Taktsteuerung 107 besteht
aus dem Begrenzer 509, einem Digital-Analog-Umsetzer (D/A) 510 und
einem spannungsgesteuerten Oszillator 511. In der Taktsteuerung
107 wird das Taktsteuerungssignal vom Schleifenfilter 106 durch
die Einheit 509 auf einen Wert innerhalb eines vordefinierten Wertebereichs
begrenzt und dann vom D/A-Umsetzer 510 in eine Frequenznachsteuerungsspannung umgewandelt.
Die Steuerspannung wird auf Oszillator 511 angewandt. In
Abhängigkeit
von der Steuerspannung gibt der Oszillator 511 ein Signal
mit einer entsprechenden Schwingfrequenz aus.
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Im Folgenden wird die Steuerung des
Schleifenfilterköeffizienten
in Schleifenfilter 106 beschrieben. 12 enthält eine grafische Darstellung
der Steuerung des Schleifenfilterkoeffizienten. Wie oben beschrieben,
kann das Schleifenfilter 106 kon= tinuierlich die Schleifenbandbreite
der Steuerungssystems verändern,
während
es die Stabilität
des Steuerungssystems durch Verändern
des ersten Koeffizienten g erhält.
Grundsätzlich
nimmt, wenn die Schleifenbandbreite größer wird, die Folgeregelungsgeschwindigkeit
zu, die Stabilität
gegenüber
Störung
jedoch verringert sich.
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Umgekehrt nimmt, wenn die Schleifenbandbreite
kleiner wird, die Stabilität
gegenüber
Störung zu,
jedoch die Folgeregelungsgeschwindigkeit verringert sich. Folglich
werden, wenn,das Schleifenfilter 106 konfiguriert wird,
wie z. B. in 11 dargestellt, und
ein Steuerungsvorgang dergestalt durchgeführt wird, dass der Wert von
g zu Beginn der Folgeregelung der Synchronisation erhöht und während der Kommunikation
nach Erreichen der Synchronisation gesenkt wird, sowohl ein schnelles
anfängliches
Erreichen als auch eine stabile Folgeregelung der Synchronisation
gewährleistet.
Wenn jedoch zuerst der Koeffizient g abrupt gesenkt wird, dauert
es lange, bis der im Integrierglied mit dem Addieren 504 und
den Einheiten 505 und 506 akkumulierte Rauscheinfluss gedämpft werden
kann, und in manchen Fällen
bleibt der Einfluss der Störung über längere Zeit
erhalten. Es ist daher wünschenswert,
zuerst den Koeffizienten g sacht abzusenken. Zu diesem Zweck wird,
wie in 12 beispielhaft
dargestellt, der Wert von g in der Aufbauphase auf g1 gesetzt und
dann exponentiell in Richtung g2 abgesenkt.
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Wie oben beschrieben, kann bei der
vorliegenden Erfindung sogar in einer instabilen Ausbreitungsumgebung,
in der eine Vielzahl von verzögerten Wellen
in Bezug auf ihren Pegel häufig
variieren und solche Wellen wiederholt auftauchen und verschwinden,
die Leistung aller verzögerten
Wellen innerhalb der Fensterbreite des signalangepassten Filters 101 immer
für die
Folgeregelung der Synchronisation genutzt werden, und es ist daher
möglich,
die Folgeregelung der Synchronisation in einem stabilen Zustand
zu halten.
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Die bezeichnete Technik ist auf eine
Basisstation und ein mobiles Endgerät anwendbar. Bei einem mobilen
Endgerät
können
die Einheit 105, das Filter 106, die Taktsteuerung 107 und
dergleichen in jedem Demodulator untergebracht werden oder diese
Schaltkreise können
in geeigneter Form zusammen im gemeinsamen Gehäuse eingesetzt werden. Bei
der Basisstation können
die Taktsteuerung 107 und dergleichen in jedem Demodulator
einzeln untergebracht werden oder diese Schaltkreise können in geeigneter
Form von den Demodulatoren zusammen benutzt werden. Anstelle der
in 5 gezeigten Taktsteuerung 107 können auch
eine Taktquelle und ein verstellbarer Frequenzteiler mit einem regelbaren Frequenzdivisor
verwendet werden, um an den Generator 108 ein geteiltes
Taktsignal zusenden. Bei dieser Konfiguration kann der Takt für jeden
Demodulator unter Verwendung einer Taktquelle, die für die gesamte
Einrichtung gemeinsam genutzt wird, gesteuert werden.
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Beim obigen Ausführungsbeispiel kann es in einer
Umgebung, in der eine Abweichung der Verzögerungen auftritt, die größer als
die Breite des Fensters des signalangepassten Filters ist, zur Asynchronität kommen.
Nehmen wir an, dass es zum Beispiel zwei Wege mit etwa gleicher
Empfangsstärke
gibt. Wenn die Verzögerung
zwischen diesen Wegen allmählich
zunimmt, erreichen diese Wege möglicherweise
das jeweilige Ende des Fensters, um dieses letztendlich zu verlassen,
was zur Asynchronität führt. Eine
erste Methode, dies zu vermeiden, besteht darin, denjenigen Weg
festzustellen, der eine minimierte Fensterbreite beansprucht. Wenn
das Verhältnis
der Leistung der Wege im vorhandenen minimierten Fenster zur Leistung
der Wege im ursprünglichen Fenster
einen vorgegebenen Wert unterschreitet oder gleich groß ist wie
dieser, dann wird festgestellt, dass eine Gegenmessung erforderlich
ist, um den Zustand der Asynchronität zu vermeiden. Wenn sich ergibt,
dass eine Gegenmessung notwendig ist, wird die Folgeregelung der
Synchronisation eines der beiden Wege, d. h. des Weges am Ende des
Fensters bzw. des Weges in der Nähe
des Fensterendes, eingestellt. Es wird also die Folgeregelung der
Synchronisation für
nur einen Weg durchgeführt,
um auf diese Art und Weise eine Asynchronität zu vermeiden. Eine zweite
Methode besteht darin, dass die Abweichung der Verzögerung zusätzlich zum
Mittelpunkt der Wegleistung ermittelt wird. Wenn die Abweichung der
Verzögerung
einen vorgegebenen Wert überschreitet;
wird festgestellt, dass eine Gegenmessung erforderlich ist, um den
Zustand der Asynchronität
zu vermeiden. Auch in diesem Fall wird die Folgeregelung der Synchronisation
eines der beiden Wege eingestellt, wie oben beschrieben, um diese
für nur
einen Weg durchzuführen
und auf diese Art und Weise eine Asynchronität zu vermeiden.
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Die erste wie auch die zweite Methode
kann z. B. mit Hilfe der in 13 dargestellten
Konfiguration umgesetzt werden. Die Funktion der Bauelemente 401 bis 408 ist
im Grunde dieselbe wie in 10. Der
Zeitfenster-Controller 409 des signalangepassten Filters überprüft, indem
er das in der Zeit gemittelte Verzögerungsprofil (eine Folge von
Ave(|a(n)|2)) verwendet, ob eine Gegenmessung
erforderlich ist, um den Zustand der Asynchronität zu vermeiden. Je nach dem
Ergebnis der Überprüfung, gibt
der Controller 409 eine Codephase n des Spreizcodes oder einen
Phasenwert des Mittelpunktes der Zeitbreite (z. B. 0 bei n = –32 bis
32) aus.
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Bei der ersten Methode ermittelt
der Controller 409 den Ausgangswert nach Algorithmus 409a (SaF-Zeitfenster-Controller
(Typ 1) in 13).
Bei der zweiten Methode ermittelt der Controller 409 den Ausgangswert
nach Algorithmus 409b (SaF-Zeitfenster-Controller (Typ 2)
in 13). Zum Beispiel sind
bei n = –32
bis 32 die einseitig minimierte Fensterbreite p, die Leistungsverhältnis-Schwelle
r und die Verzögerungs-Abweichungsschwelle σ2 Konstanten
im Bereich der Werte 0 < p < 32, 1 < r bzw. 0 < σ < 32.
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Bei der vorliegenden Erfindung kann
selbst in einem Umfeld wie einer städtischen Umgebung, in der es
infolge zahlreicher reflektierter Wellen zu Multipath kommt, die
Synchronisation auf einen stabilen Zustand eingeregelt und folglich
die Wahrscheinlichkeit eines Trennens der Verbindung während des Sprechens
reduziert werden. Außerdem
wird bei dieser Erfindung die Synchronisation in der Synchronisations-Aufbauphase
schnell aufgenommen. Nach Beendigung des Synchronisationsaufbaus
wird das durch Rauschen bedingte Jitter minimiert, um die Folgeregelung
der Synchronisation zu stabilisieren. Folglich kann bei der vorliegenden
Erfindung die Zeitspanne vom Zeitpunkt, zu dem ein Endgerät eingeschaltet
wird, bis zum Zeitpunkt, zu dem ein Endgerät gesprächsbereit ist, minimiert werden.
Des weiteren kann die durch Phasenschwankungen bedingte Verschlechterung
der Sprachqualität
reduziert werden. Wenn die vorliegende Erfindung auch unter Bezugnahme
auf die einzelnen veranschaulichten Ausführungsbeispiele beschrieben
wurde, so beschränkt
sie sich nicht auf diese Ausführungsbeispiele,
sondern lediglich auf die beigefügten
Patentansprüche.