DE4212998C2

DE4212998C2 - Vorrichtung und Verfahren zur Verbesserung der Auflösung einer ermittelten Winkelrateninformation in einem Ringlasergyroskop

Info

Publication number: DE4212998C2
Application number: DE4212998A
Authority: DE
Inventors: John G Mark; Daniel A Tazartes; Robert E Ebner; Neal J Dahlen; Nibir K Datta
Original assignee: Litton Systems Inc
Current assignee: Northrop Grumman Guidance and Electronics Co Inc
Priority date: 1991-04-22
Filing date: 1992-04-21
Publication date: 1998-08-13
Anticipated expiration: 2012-04-22
Also published as: US5485273A; GB9207211D0; ITRM920287A0; JPH0868639A; ITRM920287A1; CA2063165A1; JP2711022B2; DE4212998A1; GB2296812B; GB2296812A; IT1257890B; FR2729754A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Verbesserung der Auflösung einer ermittelten Winkelrateninformation in einem Ringlasergyroskop und Träg heitssystem.

Ringlaser-Winkelratensensoren enthalten üblicherweise einen Ringlaser innerhalb eines nolithischen Festkörperblocks, der eine ringförmige Leitung ausbildet, die einen aktiven Bereich stimulierten Lasergases enthält. Innerhalb des optischen Weges des Gyroskops laufen wenigstens zwei Laserstrahlen in einander gegensinnigen Richtungen um. In den letzten zwanzig Jahren sind planare Ringlasergyroskope mit gasförmigem Medium ent wickelt und als zuverlässige und gegenüber Umgebungseinflüssen relativ unempfindliche Trägheitsrotationssensoren weiterentwickelt worden. Planare Ringlasergyroskope sowohl von dreieckiger als auch von quadratischer Geometrie sind in Trägheitsnavigationssyste men und Flugsteuersystemen sowohl der zivilen als auch der militärischen Luftfahrt in Ein satz gekommen. Der Hauptvorteil des Ringlasergyroskops gegenüber mechanischen Gy roskopen mit drehendem Kreisel ist seine Fähigkeit, relativ starken mechanischen Stößen ohne bleibende Verschlechterung des Betriebsverhaltens zu widerstehen. Wegen dieser und weiterer Merkmale ist die erwartete mittlere Lebensdauer der meisten Ringlasergy roskop-Trägheitsnavigationssysteme ein Mehrfaches von der mechanischer Gyroskop systeme, die von ihnen ersetzt werden.

Das planare Ringlasergyroskop war ein erster Versuch eines nicht-mechanischen, echt vereinfachten Trägheitsnavigationsssystems. Bei niedrigen Drehraten koppelt die Rück streuung von den Spiegeln Energie von einem der schwingenden Strahlen in den sich in entgegengesetzter Richtung ausbreitenden Strahl, was die Schwingfrequenzen miteinander verkoppelt und zu einer Nulldrehungsinformation bei niedrigen Drehgeschwindigkeiten führt. Gegenwärtig arbeitende Ringlasergyroskope mit planarem Aufbau verwenden me chanische Zitterschemata, um den Sensor vorzuspannen, um dieses bekannte Verrie gelungsphänomen zu vermeiden. Mechanisches Zittern ist sehr wirksam bei der Reduzie rung der Verriegelungseffekte und macht das Ringlasergyroskop zu einem zuverlässigen Navigationsgyroskop. Ein wirksam mechanisch zitterndes Ringlasergyroskop fügt jedoch Rauschkomponenten zum Ausgang des Ringlasers hinzu, was letztlich die Genauigkeit be einträchtigt. Das mechanische Zittern entweder der Spiegel oder des Körpers insgesamt steht hingegen dem Ziel einer möglichst einfachen Konstruktion der gesamten Trägheits navigationseinheit im Wege.

Angesichts dieser Probleme sind alternative Vorspanntechniken entwickelt worden, die den nicht-reziproken Faraday-Effekt verwenden entweder durch Anwendung eines magne tischen Feldes an einem magnetischen Spiegel (unter Ausnutzung des Kerr-Effektes) oder auf das Verstärkungsmedium (unter Ausnutzung des Zeeman-Effekts) oder auf ein festes Glaselement, bekannt als Faraday-Rotor, was in Kombination mit dem Magnetfeld eine Fa raday-Effekt-Phasenverschiebung für einen Strahl ergibt, die entgegengesetzt zur Pha senverschiebung des entgegengesetzt gerichteten Strahls ist, wodurch zwei gegensinnig rotierende Strahlen in der Frequenz versetzt werden. Um diese wirklichen Phasenver schiebungen anstelle einer einfachen Plorisationsdrehung zu erzielen, sind zwei Paare ent gegengesetzt zirkular polarisierte Strahlen am besten innerhalb eines einzigen optischen Weges vorhanden, um ein gewünschtes Ergebnis zu erzielen. Ein Beispiel dieser Theorie eines Multioszillator-Ringlasergyroskops ist in dem US-Patent 4 818 087 beschrieben. Der nicht-planare Strahlenweg, der in einem Multioszillator-Ringlasergyroskop erzeugt wird, führt zu zirkular polarisiertem, reziprok geteiltem Licht. Der nicht-planare Strahlungsweg dreht reziprok die Polarisationen um viele Grade, was zu der notwendigen Zirkularpolarisa tion führt. Die nicht-planare reziproke Phasenverschiebung führt auch zu zwei Faraday- Vorspann-Gyroskopen, deren Verstärkungskurve G in Fig. 1B dargestellt ist. Der nicht- planare Strahlenweg teilt das Licht durch seine Geometrie in zwei separate Gyroskope, ei nen links-zirkular polarisierten und einen rechts-zirkular polarisierten. Dieses Aufspalten ist als reziprokes Spalten bekannt und liegt typischerweise im Bereich von einigen 100 MHz. Durch Anordnung eines Farady-Elements in dem Strahlenweg eines nicht-planaren Ringlasergyroskops wird bei Anwendung eines geeigneten Magnetfeldes auf das Faraday- Element eine nicht-reziproke Aufspaltung jedes Gyroskops erreicht. Wenigstens vier Moden werden erzeugt: ein links-zirkular polarisierter, entgegen dem Uhrzeiger umlaufender Strahl (L_a), ein links-zirkular polarisierter, im Uhrzeiger umlaufender Strahl (L_c), ein rechts-zirkular polarisierter, im Uhrzeiger umlaufender Strahl (R_c) und ein rechts-zirkular polarisierter, ent gegen dem Uhrzeiger umlaufender Strahl (R_a). Die Faraday-Aufspaltung zwischen im Uhr zeiger und entgegen dem Uhrzeiger umlaufenden Moden liegt bei etwa 1 MHz. Wenigstens vier Spiegel bilden den Ringresonatorweg, der die zwei Gyroskope enthält, die durch ihre entsprechenden Verstärkungskurven in Fig. 1B symbolisiert sind. Einer der Spiegel ist leicht lichtdurchlässig, um zu ermöglichen, daß Licht den Resonator verläßt und auf einen Foto detektor zur Signalverarbeitung fällt. Wenn die Signale elektronisch verarbeitet werden, um die Faraday-Vorspannung zu entfernen, wird der Abbildungsfaktor des Gyroskops gegen über dem konventionellen Ringlasergyroskop verdoppelt. Das Multioszillator-Ringlasergy roskop mit nicht-planarer Geometrie, das ein Faraday-Element verwendet, wird gegenwärtig unter Verwendung einer Gasentladungspumpe hergestellt, um das aktive Medium zu lie fern, das einen Teil des Lichtstrahlenweges einnimmt.

Das Multioszillatorringlasergyroskop erzeugt zwei Signale, die optisch vorgespannt sind (wegen der Faraday-Zelle). Eine Signalfrequenz ist die Faraday-Frequenz plus eine halbe Drehfrequenz; die andere ist die Faraday-Frequenz minus einer halben Drehfrequenz. Das Gyroskop gibt die Phase (integrierte Frequenz) dieser zwei Signale ab. Ihre Differenz stellt ein Drehwinkelinkrement dar. Die Ausgangssignale sind jedoch auf diskrete Pegel quanti siert, die um 2 p der Gyroskopphase getrennt sind (das heißt ein Interferenzstreifen).

Die zwei Ausgangssignale des Multioszillators werden durch Mischung der gleichpolarisier ten, entgegengesetzt umlaufenden optischen Signalstrahlen erzeugt. Diese Signale werden Überlagerungssignale genannt. Ein oder mehr Überlagerungssignale werden vom linken zirkular polarisierten Gyroskop erzeugt oder ein oder mehr werden vom rechten zirkular polarisierten Gyroskop erzeugt. Dies kann man entweder mit einem optischen Polarisator oder einem anderen Signalverarbeitungsschema bewerkstelligen. Die Überlagerungs signale repräsentieren Intensitätsstreifen. Optische Signalstreifen werden durch die Über lagerungssignale erzeugt und von einem Paar Fotosensoren ermittelt. Die Streifen werden gezählt, und die digitalen Zählungen sind Maße für Winkelinkremente, die vom Multioszillatorringlasersensor ermittelt werden.

Die Inkremente der digitalen Winkelmessung über die Streifen sind durch den Maßstabfak tor des Ringlasersensors bestimmt, und sie liegen typischerweise in der Größenordnung von ein oder zwei Bogensekunden pro Impuls. Die Differenz zwischen dem wahren Winkel und dem, der von den Impulsen angezeigt wird, ist ein Fehler, der als Quantisierungsfehler oder Quantisierungsrauschen bezeichnet wird. Der Ringlasersensor selbst ist jedoch in der Lage, extrem genaue Winkel zu messen, und er ist nur durch den Signalwandler und durch die Elektronik, die das Signalwandlersignal verarbeitet, beschränkt.

Gewöhnlich ist eine Auflösung von einem oder zwei Bogensekunden für Navigationszwecke ausreichend; bei manchen neuen Anwendungen auf dem Gebiet der Zielbestimmung und Zielverfolgung sind jedoch bessere Winkelauflösungen erforderlich. Diese Anwendungsfälle eines Multioszillatorringlasergyroskops erfordern sehr hoch auflösende Ausgaben bis herab zu 0,01 oder sogar 0,001 Bogensekunden. Es gibt sehr viele solcher Anwendungen, wo es wünschenswert ist, mit verbesserter Winkelauflösung zu zielen und zu verfolgen, wie bei spielsweise die Einrichtung eines terrestrischen oder himmelsbezogenen Observatoriums und Teleskops. Verschiedene Techniken zum Verfeinern der Auflösung existieren bereits, speziell in bekannter Digitaltechnik. Solche Techniken beruhen auf Abtastdatensystemen und sind den sogenannten Zweideutigkeitsfehlern unterworfen (der Ausdruck Zweideutig keit dient dazu, die Existenz der Überlappung von periodischen Funktionssignalen zu be zeichnen. Zweideutigkeit ist eine Eigenschaft, die der digitalen Abtastung von kontinuier lichen oder diskreten periodischen Signalen innewohnt. Eine der Hauptkonsequenzen der Zwei- oder Mehrdeutigkeit ist die Unfähigkeit, zwischen zwei periodischen Signalen zu unterscheiden, deren Frequenzen sich in ganzzahligen Vielfachen der Abtastrate unter scheiden. Wenn daher Zweideutigkeit vorhanden ist, dann haben die Abtastdaten gesam melte Falsch- oder übertriebene Information. Damit digitale Filterung arbeiten kann, muß Mehrdeutigkeit beachtlich vermindert oder beseitigt werden).

Früher sind Versuche unternommen worden, die Auflösung von Ringlasergyroskopen zu verbessern (wie beispielsweise beim planaren Zwei-Moden-Zittergyroskop). In der US-PS 4 533 250 ist eine Auslesevorrichtung für einen Ring-Winkeldrehungssensor offenbart. Diese Druckschrift beschreibt eine Technik, die die Zeit zwischen Impulsen mißt und interpoliert, um den Winkel zu spezifischen Zeitpunkten zu bestimmen. Diese Lösung kann Probleme aufgrund übermäßigen Rauschens bereiten. Die US-PS 4 791 460 beschreibt ein Schema, das die gewichtete Summe der analogen Überlagerungswellen dazu verwendet, andere phasenverschobene Wellenformen zu erzeugen, um dadurch mehr Nulldurchgänge pro Zyklus und damit eine bessere Auflösung zu erzeugen. Diese Lösung kann ebenfalls Rauschprobleme aufweisen und ist von der relativ präzisen Gewichtung von Koeffizienten abhängig.

Der Vergangenheit sind andere Techniken für die Verbesserung der Ausgabeauflösung von Kodierern und Gyroskopen vorgeschlagen worden. Diese enthalten die Interpolation unter Verwendung von A/D-Wandlern zum Lesen analoger Überlagerungsspannungen oder von Multiplizierern zum Erzeugen von Harmonischen der Überlagerungssignale. Diese Techniken sind jedoch gegen Rauschen nicht besonders immun und sie sind auf Verstär kungs-, Phasen- und Offset-Änderungen in den Detektoren und der Schaltung sehr empfindlich.

Für Anwendungen, wo eine extrem feine Winkelauflösung gefordert wird, hat man ver schiedene Verfahren zur Überwindung des Ausleseproblems von Ringlasergyroskopen erforscht. Noch immer werden verbesserte Auflösungen von Ringlasergyroskopen benötigt, die Meßergebnisse bis hinab in Bruchteile von Bogensekunden mit relativer Präzision und Genauigkeit liefern.

Es ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Verbesserung der Auflösung einer ermittelten Winkelrateninformation in einem Ringla sergyroskop und Trägheitssystem zu schaffen, das eine verminderte Empfindlichkeit auf Frequenzbeziehungen aufweist und Mehrdeutigkeiten vermeidet.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe gelöst durch eine Vorrichtung gemäß Anspruch 1 und ein Verfahren gemäß Anspruch 12.

Die Verbesserung der Auflösung beruht gemäß der vorliegenden Erfindung auf der digitalen Verarbeitung von abgetasteten Daten. Diese Erfindung lehrt die Verwendung eines schnellen Filters, das über viele Tastwerte mittelt und daher dazu verwendet werden kann, die Ausgabeauflösung zu verbessern. Solche Filter sind in Software ausgeführt worden, um eine schnelle Abschätzung von Gyroskopzufallsschwankungen zu ermög lichen. Die Schnellfilterungsmechanisierung wirft das Problem von Mehrdeutigkeiten ("Aliasing") auf. Um dieses zu vermeiden, kann man die Abtastfrequenz in einer speziellen Beziehung zur Faraday-Frequenz des Gyroskops wählen. Dies wirft jedoch relativ strenge Beschränkungen in bezug auf die Variation der Faraday-Frequenz auf. Eine bessere Lö sung des Mehrdeutigkeitsproblems in Anwesenheit von Rauschen kann darin bestehen, den Quantisierungsfehler zufällig zu wählen. Die Erfindung führt hier den Filterungsprozeß einen Schritt weiter aus. Eine Hardware/Software-Mechanisierung erlaubt die Schnellab tastung (jenseits 2 MHz) und Filterung von Gyroskopdaten, um dadurch eine sehr wir kungsvolle Auflösungsverbesserung zu bieten, ohne wesentliche Zeitverzögerungen zu verursachen. Die Schnellfilterungstechnik mittelt über viele Tastwerte und hat daher eine gute Störfestigkeit. Verstärkung, Phase und Versatz verursachen keine signifikanten Feh ler, da die Mechanisierung zwangsläufig digital ist. Die Faraday-Vorspannung erzeugt einen periodischen Quantisierungsfehler. Aufgrund der Natur des Quantisierungsfehlers (z. B. ein Sägezahn) sind alle Harmonischen der Vorspannfrequenz vorhanden. Es kann gezeigt werden, daß deren Amplitude mit 1/N-fällt. Es muß daher Sorgfalt bei der Auswahl der Schnelltastfrequenz verwendet werden, um sicherzustellen, daß keine der starken Harmonischen in niedrigen Frequenzbändern Mehrdeutigkeiten erzeugt, wo das Schnell filter keinerlei Dämpfung aufweist.

Diese Lösung der Auflösungsverbesserung richtet sich auf die Entwicklung einer Allzweck- Auflösungsverbesserungstechnik, die mit jeder Faraday-Vorspannfrequenz arbeiten kann. Um dieses Ziel zu erreichen, ist eine Tastfrequenzchirp- Technik entwickelt worden, die im wesentlichen Mehrdeutigkeitseffekt beseitigt. Der Chirp basiert auf einer Phasenverriege lungsschleife, die eine Langzeitfrequenzkonstanz erzeugt, dabei aber eine kurzzeitige Fre quenzmodulation erlaubt. Der Chirp-Abtasttakt kann daher in Fällen verwendet werden, wo Änderungen der Faraday-Frequenz erwartet werden und/oder in Fällen, in denen eine ge eignete Frequenzwahl nicht möglich ist.

Um die Auflösung zu verbessern und um Mehrdeutigkeiten zu vermeiden, verwendet die Vorrichtung nach der Erfindung ein schnelles Filter und eine inkonstante ("verchirpte") Ab tastfrequenz für die digitale Abtastung.

Es ist daher ein Merkmal der Erfindung, die Auflösung des Ausgangssignals eines Ringla ser-Winkelgeschwindigkeitssensors zu verbessern.

Spezieller ist es ein Merkmal der Erfindung, die Auflösung des Ausgangssignals von einem Multioszillator-Ringlasergyroskop zu verbessern.

Es ist ein weiteres Merkmal der Erfindung, Mehrdeutigkeiten im Abtastdatensystem zu ver meiden, das ein Ausgangssignal von solchen Winkelgeschwindikgeitssensoren erzeugt.

Andere Ziele der Erfindung gehen aus der nachfolgenden Beschreibung unter Bezug nahme auf die begleitenden Zeichnungen hervor. Es zeigt:

Fig. 1A eine Draufsicht auf ein Ringlasergyroskop, das als Multioszillator verwendet werden kann;

Fig. 1 B eine graphische Darstellung aus dem Stand der Technik des Verstärkungs profils eines nicht-planaren Multioszillator-Ringlasergyroskops, die sowohl die reziproke als auch die Faraday-Spaltung der Multimode-Resonanzfrequenz des Ringlaser-Gyroskops zeigt;

Fig. 2A ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der Multioszillator- Sensorelektronik, eines schnellen Filters und eines Chirp-Steuerers;

Fig. 2B ein digitales Zeitdiagramm der Signalverläufe ausgegebener identifizierter Signale in Fig. 2A;

Fig. 2C ein Blockschaltbild einer alternativen Ausführungsform der Erfindung, die Hardware zeigend, mit der das System von Fig. 2A ausgeführt wird;

Fig. 3 ein Blockschaltbild der Hardware, mit der das System nach Fig. 2A in der be vorzugten Ausführungsform der Erfindung ausgebildet wird;

Fig. 4A eine graphische Darstellung der Ansammlung der Quantisierungsmessung im Vergleich zum echten Drehwinkel des Ringlasergyroskops nach der Erfin dung;

Fig. 4B eine graphische Darstellung des Quantisierungsfehlers für den Ringlaser nach der Erfindung;

Fig. 5 eine graphische Darstellung des Frequenzverhaltens des Auflösungsverbes serungsfilters durch Verwendung ausgewählter Tastschnellfilter;

Fig. 6A das Frequenzspektrum des Quantisierungsfehlers von Fig. 4B;

Fig. 6B das Durchlaßband des schnellen Filters und seiner Abbildungen aufgrund von Mehrdeutigkeiten;

Fig. 7 ein Beispiel gewonnener Daten, die in einem Diagramm "Spektralinhalt über Frequenz" aufgezeichnet sind, um die Wirkung des Betriebs des Frequenz modulators 46 von Fig. 2 zu zeigen,

Fig. 8A eine graphische Darstellung (aufgetragen als Impulse gegenüber Tastwerten) von verbesserten Gyroskop-Ausgangsdaten mit Mehrdeutigkeiten vor dem Tastfrequenzchirp, und

Fig. 8B eine graphische Darstellung, vergleichbar Fig. 8A, die Ausgangsdaten am Gyroskop gemäß der Erfindung, jedoch mit Tastfrequenzchirp, zeigend.

Eine Draufsicht auf das Multioszillator-Gyroskopinstrument 10 ist in Fig. 1A dargestellt. Ein Laserblock 11, beispielsweise ein Quarzblock, der extrem gute Dimensionsstabilität auf weist, findet Verwendung. Eine Leitung innerhalb des Blocks erstreckt sich in einem ge schlossenen optischen Weg (nicht dargestellt) zwischen den Spiegeln 12, 14, 16 und 18. Die gegenläufigen optischen Strahlen innerhalb des Ringlasers werden über einen teil durchlässigen Spiegel 18 in die Heterodynsensoren 20 extrahiert, die das optische Signal erzeugen, das durch diese Erfindung verarbeitet wird.

Das Ringlasergyroskop ist ein Rateintegrierinstrument, das inkrementelle Winkel (DH'S) abgibt. Das Ringlasergyroskop gibt digitale Zählungen ab, die für Winkelschritte repräsen tativ sind. Das Detektionsschema zählt die Anzahl von Interferenzmusterringen, die über einen Photodetektor laufen. Der Ausgang des Gyroskops ist daher eine digitale Zählung und somit quantisiert. Beim ersten Eindruck scheint diese Quantisierung von Daten die Ausgabewinkelauflösung des Ringlasergyroskops zu begrenzen. Diese Inkremente, Schritte oder Stufen sind durch den Maßstabsfaktor des Gyroskops bestimmt und liegen daher typischerweise in der Größenordnung von 1 bis 2 Bogensekunden pro Impuls (1,5 Bogensekunden für ein 18 cm Multioszillator-Ringlasergyroskop). Diese endliche Auflösung führt jedoch zu einem Rauschen. Darüber hinaus ist das Multioszillator-Ringlasergyroskop optisch ein Rateintegrierinstrument, und als solches verfolgt es Winkeländerungen mit im wesentlichen unendlicher Auflösung. Die vorhandene Quantisierung ist daher nur eine Be grenzung im Ausleseschema.

Das Multioszillator-Ringlasergyroskop sammelt den gesamten Drehwinkel an. Da jedoch, wie bereits erwähnt, das Ausleseschema in einem Ringlasergyroskop im wesentlichen in der Digitalisierung der Heterodyn-Detektorausgänge, und dem Zählen von Übergängen über ein festes Zeitintervall besteht, um einen inkrementellen Winkel zu liefern, führt dieser Digitalisierungsvorgang zu einem Quantisierungsschritt, der von dem Gyroskop-Maßstabs faktor abhängt. Als Folge dieser Quantisierung ist die absolute Winkelauflösung begrenzt. Es sei jedoch hervorgehoben, daß der Absolutwinkel stets innerhalb von ± 0,5 Quanten genau ist, da das Gyroskop intern den richtigen Drehwinkel aufrechterhält. Ein gültiges Mo dell des Gyroskop-Auslesevorgangs ist in Fig. 2A dargestellt. Die Winkelrate wird dem Gy roskop eingegeben, das ein Ratenintegrator ist. Der ausgegebene Meßwinkel H wird dann abgetastet (am Abtaster und Quantisierer 30) mit einer vorbestimmten Rate F_s und das elektrooptisch quantisierte Meßsignal wird dann verarbeitet in Übereinstimmung mit der Verzögerungsübertragungsfunktion (1 - z^-1), die bei 28 gezeigt ist, so daß der Ausgang des Gyroskop- und Heterodyndetektorsystems 22 gleich Δθ ist.

In einem Multioszillator-Ringlasergyroskop ist eine starke Faraday-Vorspannung in beiden Gyroskopen vorhanden. Wenn die Raten subtrahiert werden, dann löscht sich die Vor spannung im Gleichtakt, so daß nur die wahre Drehrate verbleibt. Dennoch kann die Fara day-Vorspannung vorteilhaft ausgenutzt werden, solang die Ausgänge der beiden Gy roskope vor der Rekombination quantisiert werden. Die Anwesenheit der Vorspannung stellt sicher, daß eine große Anzahl digitaler Übergänge im Verlauf einer Abtastperiode stattfinden, was es erlaubt, die Schnellfilterungs-Mittelwertwertbildung auszuführen. Wenn die Quantisierer an beiden Gyroskopen (alle Multioszillatoren haben zwei separate Gy roskope, die physikalisch denselben optischen Weg verwenden) als unkorreliert angenom men werden (dies kann durch Einleiten von Rauschen in die Komparatoren sichergestellt werden), dann läßt sich selbst bei Rekombination eine Auflösungsverbesserung erzielen.

Nachdem ein Winkelschritt Δθ am Ausgang des Gyroskopsystems 22 entwickelt ist, wird dieses Signal dann dem Schnellfilter 24 zugeführt. Das Schnellfilter 24 besteht aus einem sehr schnellen laufenden N-Abtast-Mittelwertfilter 32, gefolgt von einem N-Abtastsammler 34, wie in Fig. 2A gezeigt. Nach dem Filtern durch das laufenden Mittelwertfilter 32 werden die Ausgangsdaten vom Filter 32 durch den Datenabtaster 36 abgetastet (mit einer Ab tastrate F_s) zur Verwendung durch den Hochgeschwindigkeitssammler 34. Wenn die Länge des laufenden Mittelwertes gleich der Länge der Ansammlung ist, dann ist eine wirksame Ausführung, die im wesentlichen keine Datenspeicherung erfordert, erzielbar, wie in der bevorzugten Ausführungsform nach Fig. 3 angegeben, die nachfolgend im Detail erläutert ist. Der Ausgang des Schnellfilters 24 ist ein in der Auflösung verbesserter Winkelschritt Δ^{^}θ, den man erhält nachdem das Ausgangssignal vom N-Abtastsammler 34 vom Abtaster 38 mit einer Abtastrate von F_s/N abgetastet worden ist. Da das Schnellfilter 24 linear ist, ist eine weitere Vereinfachung möglich. Die beiden Gyroskopausgänge werden getrennt quantisiert, subtrahiert und dann gefiltert. In diesem Falle ist nur ein einziges Filter erforder lich, jedoch wird dieselbe Auflösungsverbesserung erzielt. Es ist dennoch extrem wichtig, daß der Quantisierungsvorgang vor der Rekombination ausgeführt wird. Wenn die zwei Gyroskopausgänge optisch kombiniert und dann quantisiert werden, dann wird die Schnell filtertechnik ineffektiv, wenn keine hohen Raten ständig am Gyroskop vorhanden sind. Aus diesem Grunde ist es wünschenswert, wenn eine elektronische Technik zur Ermittlung der polarisierten Ausgangssignale des Multioszillator-Ringlasergyroskops verwendet wird.

Es gibt ein gewisses Übersprechen zwischen den zwei Gyroskopausgängen aufgrund der Unfähigkeit, die unerwünschte Polarisation vollständig zu unterdrücken, und aufgrund elek tronischer Kopplung (Erdungen, Kapazitäten usw.). Bei manchen Gyroskopen kann dies irgendwo zwischen 1 und 20% liegen. Wenn die Gyroskopausgabe in Rechteckpulse um gewandelt und gezählt wird, dann führt dies zum Äquivalent von Summen- und Differenz frequenzen. Die Differenzfrequenz kann eine niedrige Frequenz sein und kann nicht gefil tert werden. Eine gute Trennung zwischen den Polarisationen ist daher für eine hohe Auflö sung und niedriges Rauschen wichtig.

Wenn die Quantisierungsgrenzwerte mit ausreichend hoher Rate überschritten werden (aufgrund von Faktoren, wie Rauschen, Bewegung oder Faraday-Vorspannung), dann ist es möglich, die Daten schnell zu filtern. Dies liefert eine Mittelwertbildung über viele Grenz wertüberschreitungen und ergibt eine verbesserte Auflösung. Der gefilterte Ausgang wird, wie in den Fig. 2 C oder 3 beschrieben, rekonstituiert.

Um sicherzustellen, daß die in geeigneter Weise verbesserten Auflösungsdaten von dem Systemprozessor oder -rechner empfangen werden, ist es angebracht, daß der verchirpte Abtasttakt- bzw. Frequenzmodulator 46 langanhaltend mit dem Systemoszillator 60 verrie gelt ist. Wenn dies nicht der Fall ist, dann könnten unzulässige Schwankungen und Abwei chungen in den Gyroskopdaten auftreten. Dies wird, wie in Fig. 2A gezeigt, durch die Pha senverriegelungsschleife (PLL) beim Abtastfrequenzmodulator 46 erzielt.

Die Phasenverriegelungsschleife erzeugt natürlich das gewünschte Abtasttaktchirp-Tast signal am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 52 (F_s) und das durch N teilen den Zählers 54 (F_s/N), wie in Fig. 2A gezeigt. Die Amplitude des Chirp wird einfach durch die Zeitkonstante des PLL-Integrators 51 eingestellt. Bei der Gestaltung und dem Aufbau der Schaltung zur Ausführung der notwendigen Funktionen des Modulators 46 kann ein Spektrum-Analysierer dazu verwendet werden, die Frequenzspreizung des spannungsge steuerten Oszillators (VCO) 52 der Phasenverriegelungsschleife zu messen. Das Spektrum 71 ist in Fig. 7 gezeigt. Das Spektrum 71 gibt an, daß die Frequenz relativ gleichförmig über einen breiten Bereich um die Mittenfrequenz CF, wie gewünscht, moduliert ist. Der span nungsgesteuerte Oszillator 52 kann daher als Quelle für den Abtasttakt 46 verwendet wer den. Unter Bezugnahme auf das Signal-Zeitverlaufs-Diagramm von Fig. 2B und auch von Fig. 2A wird das Taktsignal des Modulatortaktes 46 entwickelt, nachdem die Phasenverrie gelungsschleife mit dem Systemoszillator 60 verriegelt ist (wo die Systemhochfrequenzrate F_s durch den durch N teilenden Zähler 58 verarbeitet wird, um das Signal W_B = F_s/N zu er zeugen), und das geteilte Taktsignal W_B des Oszillators wird multipliziert (am Multiplizie rer/Korrelator 56) mit dem Ausgangssignal W_A des durch N teilenden Zählers 54. (Bezug nehmend auf Fig. 2B ist anzumerken, daß die Signale W_A und W_B gegeneinander um 90° in der Phase verschoben sind.) Das Produkt, der Signalverlauf W_D, aus den Signalverläufen W_A und W_B wird dann an den Eingang des Integrators 51 geliefert. Der abgegebene Signalverlauf W_D) des Integrators 51 ist eine dreieckige Welle, wie in Fig. 2B gezeigt. Dieses Signal W_D wird dann am Summierknoten 50 mit der Bezugsspannungsquelle 48 summiert, welche Quellenspannung so abgestimmt ist, daß sie mit der Frequenz des Systemoszilla tors 60 übereinstimmt. Auf diese Weise erzeugt der Abtastfrequenzmodulator einen ge wünschten Abtastratenstandard, der Mehrdeutigkeiten vermeidet.

Das Durchlaßband des Schnellfilters 24 wird exakt mit jedem Vielfachen der Abtastfrequenz F_s reproduziert, wie in Fig. 6B dargestellt. Die Harmonischen (beispielsweise 1-10) von Fig. 6A sind das Ergebnis der Quantisierung der Faraday-Vorspannung des Multioszillator- Ringlasergyroskops. Mehrdeutigkeit von Quantisierungsrauschen kann daher auftreten, wenn eine Harmonische der Faradayfrequenz in eines der Durchlaßbänder 91 fällt (F_s, 2F_s 3F_s oder 4F_s, siehe Fig. 6B). Nur die Daten innerhalb des Durchlaßbandes 90 des Schnell filters sind erwünscht.

Es ist möglich, um dieses herumzukommen, indem die Abtastfrequenz derart gewählt wird, daß keine der Harmonischen niedriger Ordnung mit niedrigen Frequenzen Mehrdeutigkei ten erzeugt. Wenn Harmonische höherer Ordnung teilnehmen (d. h. 11ter Ordnung und darüber), dann ist die Leistung ausreichend niedrig, daß Mehrdeutigkeiten kein ernstes Problem darstellen.

Diese ausgewählte Abtastfrequenzlösung wirft daher Probleme dahingehend auf, daß die Auflösungsverbesserung abnimmt, wenn Gyroskope unterschiedlicher Faraday-Vorspan nung verwendet werden oder wenn die Faraday-Frequenz driftet (z. B. mit der Temperatur).

Um die Auswirkungen von Mehrdeutigkeiten zu demonstrieren, wurden Simulationen er zeugt, die Mehrdeutigkeitsbedingungen einschlossen. Es wurde beobachtet, daß Mehrdeu tigkeiten den RMS-Rauschpegel (RMS = quadratischer Mittelwert) steigerten und zu sehr starken periodischen Signalen in den Daten führten. Das oben beschriebene Mehrdeutig keitsphänomen kann zu verschlechterten Betriebseigenschaften hinsichtlich Winkel rauschen führen. Der Chirpfrequenzmodulator 46 von Fig. 2A hilft dabei, die mit den Mehr deutigkeiten einhergehenden Probleme zu vermeiden. Die Verwendung des Modulators 46 macht die Auflösungsverbesserungstechnik unempfindlich auf die Größe der Faraday-Fre quenz. Durch kontinuierliches "Chirpen" (d. h. Variieren) der Abtastfrequenz über einen vor bestimmten Bereich werden Mehrdeutigkeiten diskreter Harmonischer wirksam verhindert. Durch Verwendung einer Abtastfrequenz, die mit ± 2% gemäß einer dreieckig verlaufen den Kurve um einen Mittelwert variiert (wie beispielsweise der Signalverlauf W_D), dann er geben sich wesentliche Verringerungen oder vollständige Unterdrückungen von Mehrdeu tigkeitseffekten, wie Simulationsstudien gezeigt haben. Bei Verwendung der Frequenzmo dulationstechnik von Fig. 2A hat sich gezeigt, daß der mittlere quadratische Fehler vermin dert worden ist und daß starke, diskrete Frequenzen, die normalerweise bei Anwesenheit von Mehrdeutigkeiten beobachtet wurden, eliminiert waren.

Um die Wirksamkeit der Taktchirpschaltung 46 von Fig. 2A abzuschätzen, haben die Erfin der ihre Konstruktion geprüft. Zwei Präzisionsfrequenz-Synthesizer wurden verwendet, um die Gyroskopausgänge zu entwickeln (d. h. Faraday-Frequenz + halbe Ratenfrequenz und Faraday-Frequenz - halbe Ratenfrequenz). Dies ermöglichte es den Erfindern, die Faraday- Frequenz in Bänder abzustimmen, in denen Quantisierungsmehrdeutigkeiten eine Rolle spielen können. Nach Ausführung vieler solcher Tests mit einem festen Abtasttakt und an schließender Wiederholung dieser Tests mit dem gechirpten Abtasttakt ergaben sich die in den Fig. 8A und 8B gezeigten Ergebnisse. Fig. 8A zeigt das Auflösungsverbes serungssignal NC vor dem Abtasttaktchirp als unlesbar, während Fig. 8B dieselben Para meter zeigt, die mit dem gechirpten frequenzmodulierten Takt 46 ausgeführt wurden (das Signal CER erzeugend). Wie man erkennen kann, verbessert der Modulator 46 die Daten rauschcharakteristik enorm. Der quadratische Mittelwert wird um eine Größenordnung vermindert, und das sehr starke periodische Signal, das aus Mehrdeutigkeiten resultiert, ist beseitigt. Die Fig. 8A und 8B zeigen die periodischen harmonischen Signale mit (CER) und ohne (NC) Verwendung des Chirpmodulators 46.

Bezug nehmend auf die Fig. 2C und 3 kann das Schnellfilter 24 rein in digitaler Hard ware ausgeführt werden, die relativ unempfindlich auf die Eigenschaften der Gyroskopaus gangssignale ist (d. h. Amplitude und Versätze); und sie arbeitet wirklich besser bei Anwe senheit eines geringen Störumfangs. Ein Schnellfilter (wie 24 in Fig. 2A) wird zum Datenab tasten verwendet. Der Betrieb eines laufenden Mittelwertfilters (oder spezialisierten End lichimpulsanwortfilters FIR) ist bereits beschrieben worden (mit anderer Rate und für andere Zwecke als bei der vorliegenden Erfindung) in der US-PS 4,634,283. Wenn schnell genug ausgeführt (d. h. in Hardware), liefert das Filter eine minimale Zeitverzögerung und große Bandbreite. In der alternativen Ausführungsform von Fig. 2C besteht das Schnellfilter aus einem Filtersammler 85 und einem N-Abtastsammler 87. Das Hochgeschwindigkeitstakt signal F_s, das von Modulatorschaltung 46 von Fig. 2A geliefert wird, betreibt die Hardware- Komponenten 85 und 87. Ein durch N teilender Zähler 69 wird dazu verwendet, ein Tast signal (F_s/N) niedrigerer Frequenz an den N-Abtastsammler 87 zu liefern (wie in Fig. 2A), sowie an die Verriegelung 67 und den Abtaster 77 für die Winkelmessung verbesserter Auflösung. Diese alternative Hardwareausführung liefert Aufwärts- und Abwärtszählungen (U bzw. D) von den Gyroskopheterodyndetektoren an einen Summierknoten 73, was einen Strom von Impulsen (P) in den Formen +1,0 oder -1 mit der Abtastraste F_s ergibt. Die Im pulse (P) werden dem Filtersammler 85 und dem Speicher 97 zugeleitet, wo der laufende Wert des abgetasteten Impulses (P) in den N-Längen-Zirkularpuffer 101 an einer Stelle geladen wird, die durch den Adreßzeiger 99 gezeichnet ist. Der N-te alte Wert von P wird dann vom laufenden Wert P (am Summierpunkt 75) abgezogen und dem Filtersammler 85 zugeleitet. Wie man erkennen kann, erfordert diese alternative Ausführungsform einen großen Umfang an Datenspeicherung im Speicher 97 und seinem Puffer 101. Das Aus gangssignal, das vom Sammler 85 erzeugt wird, ist ein laufendes Mittelwertfilter, und weil das Signal durch den N-Abtastsammler 87 verarbeitet wird, führt der Ausgang am Abtaster 77 zu einem Signal verbesserter Auflösung, wie das in Fig. 8B gezeigte.

Während diese mechanisierte Ausführung normalerweise einen großen Umfang an Daten speicherung verlangt, ist eine Technik entwickelt worden, die die Notwendigkeit für diese Speicherung vermeidet. Diese Technik ist in Fig. 3 dargestellt. Das Schnellfilter kann ein fach durch einen Hochgeschwindigkeitszähler 70 (der bereits in allen Ringlasergy roskopsystemen existiert) und einen Hochgeschwindigkeitsaddierer 72 mit einem Register 74 ausgeführt werden. Der Zähler 70 sammelt die Gyroskopimpulse (U und D), die dem Zähler über die Kantendetektoren 76 und 68 zugeführt werden. Die Kantendetektoren 66 und 68 liefern einen Impuls immer dann, wenn der Zustand des zugehörigen Digitalisierers wechselt. Dies ist in der Tat der Quantisierungsvorgang. (Die Heterodyndetektoren A und B sind empfindlich auf die links- bzw. rechts-zirkular polarisierten Gyroskope. Sie liefern die Signale 61 und 63 an die Digitalisierer 62 und 64. Die Digitalisierer 62 und 64 beliefern dann die Kantendetektoren mit dem digitalen Zustand der Überlagerungssignale. Es ist empfehlenswert, einen kleinen Anteil an Rauschen den Digitalisierern zuzuführen, um die sich wiederholenden Muster aufzubrechen und eine Korrelation zwischen den zwei Digitali sierern zu vermeiden.) Normalerweise ist das innewohnende Elektronenrauschen ausrei chend, so daß eine absichtliche Einführung von Rauschen nicht erforderlich ist. Der Inhalt des Zählers 10 wird dann durch den Addierer 72 zum Register 74 addiert. Bei niedrigen Geschwindigkeiten (F_s/N) werden die Inhalte des Zählers 70 und des Registers 74 verriegelt, d. h. "gelatcht" (an den "Latches" 76A und 78A), und dann gelöscht. Die "gelatchten" Werte werden dann von den "Latches" 76A und 78A abgegeben. Gleichzeitig wird der Systemrechner angewiesen, die "gelatchten" Werte 76A und 78A über die Abtaster 76B und 78B zu lesen und sie zu kombinieren, um einen gefilterten Ausgang über den Summierer 88 zu bilden. Der Hardwareteil des Schnellfilters kann vollständig in einer Gate- Gruppe ausgeführt werden. Der Softwareteil erfordert nur minimale Zykluszeit. Die Gleichungen entsprechend dem Schnellfilter sind wie folgt:

Schleife

Hardware:
Für I = 1 bis N
S = S + Eingabe (Block

70

)
A = A + S (Block

72

)

Nächst I

S1 = S (Block

78

)
A1 =A (Block

76

)
S = O
A = 0
Software:
Ausgang = (A₁

- A₁ _alt

) + N*S₁ _alt

(Blöcke

86

,

92

,

88

)
A₁ _alt

= A₁

(Block

82

)
S₁ _alt

= S₁

(Block

84

)

Ende der Schleife

In der bevorzugten Ausführungsform von Fig. 3 wird die Quantisierungsrauschleistung um einen Faktor von bis zu N im obigen Falle reduziert, was zu einer effektiven Auflösungsver besserung von bis zur Wurzel von N führt. Der durch N teilende Zähler 80 liefert eine Ab tastrate (F_s/N) niedrigerer Frequenz an das in Fig. 3 gezeigte Hardwaresystem. Der Mikro prozessor wird vom Schnellfilter (Zähler 70, Addierer, Register 74 und "Latches" 76A und 78A) mit der notwendigen abgetasteten Zählung (S) und der angesammelten Zählung (A) versorgt, so daß der Mikroprozessor einen verbesserten inkrementellen Ausgangswinkel D^H am Ausgang des Summierers 88 ableiten kann. Die angesammelte Zählung A wird um einen Zyklus 82 verzögert, und das verzögerte A-Signal und das neue A-Signal werden kombiniert (am Summierknoten 86), um ein DA-Signal zu ergeben, das dem Summierkno ten 88 zugeführt wird. Dieses angesammelte A-(D)Signal wird am Knoten 88 mit der abge tasteten Zählung S kombiniert, verzögert um einen Zyklus (durch verzögerte Z-Transforma tion 84) und multipliziert mit der Verstärkung N (92). Damit das Schnellfilter wirksam sein kann, ist es notwendig, daß eine große Anzahl von Quantisierungsgrenzüberschreitungen über die Mittelwertbildungszeit erzeugt werden. In einem zitternden Ringlasergyroskop wird dies durch eine Zitterbewegung hervorgerufen. In einem Multioszillator-Ringlasergyroskop können die Grenzwertüberschreitungen durch die Faradayvorspannung erzeugt werden. Weil jedoch die Faraday-Vorspannung relativ konstant ist, können periodische Quantisie rungsfehlermuster vorhanden sein, die zu Mehrdeutigkeiten führen. Dies bedeutet, daß Quantisierungsfehler niedriger Frequenz (die nicht gefiltert werden können) erzeugt werden könnten. Um dies zu umgehen, kann eine von zwei Lösungen verwendet werden. Die be vorzugte Lösung verwendet sehr schnelle Zähler und Addierer (10 Mhz oder höher). Die Schnellabtastung stellt sicher, daß nur Harmonische höherer Ordnung, die im Quantisie rungsfehler enthalten sind, Mehrdeutigkeiten erzeugen. Die Stärke der Harmonischen fällt mit höherer Ordnung ab, so daß die Fehler aufgrund ihrer Mehrdeutigkeiten nicht signifikant sind. Die Addition der Abtastfrequenzmodulation, die durch die Schaltung 46 erzeugt wird, reduziert Mehrdeutigkeiten, so daß Frequenzen, die niedriger als 10 Mhz sind, akzeptabel sind.

Eine zweite Lösung verwendet einen Ratemultiplizierer, um digital die Abtast- und Addier frequenz derart auszuwählen, daß Mehrdeutigkeit von Harmonischen niedriger Ordnung vermieden wird. Da der Ratemultiplizierer sich selbst wiederholende Muster hat, ist es auch notwendig, den Abtasttakt willkürlich oder pseudowillkürlich zu variieren. Weil eine Hochge schwindigkeitslogik inzwischen zu vernünftigen Kosten zur Verfügung steht, kann man an nehmen, daß die erste Lösung wegen ihrer Einfachheit vorzuziehen ist. Während die Auflö sungsverbesserungstechnik für Ringlaser-Gyroskope und Multioszillator-Ringgyroskope beschrieben worden ist, kann diese Technik auch auf Codierer und andere Vorrichtungen angewendet werden, die quantisierte Ausgänge haben, mit einer großen Anzahl von Grenz wertüberschreitungen, die während der Mittelwertbildungszeit auftreten.

Fig. 4A zeigt das Verhalten von einem der zwei Gyroskopausgänge. Der Zweck der Auflö sungsverbesserung besteht darin, Beobachtung von Winkeln zwischen den Quantisie rungsgrenzen zu ermöglichen.

Auf dem Zeitgebiet macht das Schnellfilter Verwendung von der Tatsache, daß die Fara day-Vorspannung eine große Anzahl von Zählungen im Verlaufe eines typischen Rechner tastintervalls (z. B. 500 ms) erzeugt. Eine Mittelwertbildung über viele solcher Zählungen erlaubt die Auflösung von Zählbruchteilen.

Das Schnellfilter kann auch im Frequenzbereich analysiert werden. Der in Fig. 4 gezeigte Quantisierungsfehlerverlauf kann in seine vorherigen Fourier-Bestandteile zerlegt werden. Im Zeitbereich stellt Fig. 4A den wahren Wert 40 des Drehwinkels des Gyroskops über den quantisierten gemessenen Gyroskopausgang 42 dar. Fig. 4B zeigt die Größe des Quanti sierungsfehlers 44 über der Zeit. Die Faraday-Frequenz und alle ihre Harmonischen er scheinen mit Amplituden, die mit zunehmender Ordnung abnehmen, wie in Fig. 6A gezeigt. Da die Faraday-Frequenz jedoch typischerweise sehr hoch ist (in der Größenordnung von 1 Mhz bis mehreren Mhz) und die erforderliche Datenbandbreite relativ niedrig ist (in der Größenordnung von 1 Khz), ist es möglich, ein sehr wirksames Quantisierungsfilter zu ver wirklichen, wie in den Fig. 6A und 6B dargestellt. Das obenbeschriebene digitale Bewe gungsmittelwertfilter kann diese Funktion ausführen. Dieses Filter ist vom FIR-Typ (Finite Impulse Response = endliches Impulsverhalten), was die gewünschte Eigenschaft aufweist, daß das, was hineingeht (irgendwann) wieder herauskommt. Wenn mit hoher Rate ausge führt, kann es eine wesentliche Dämpfung bei hohen Frequenzen liefern, während ein breites Durchlaßband bei nützlichen Frequenzen bewahrt bleibt. Eine typische Frequenz kurve ist in Fig. 5 dargestellt. Es ist anzumerken, daß Fig. 5 zeigt, daß das Frequenzverhal ten von 500 Proben (94, Ausgangsfrequenz 2000 Hz) schmaler ist als das Verhalten für 1000 Proben (96, Ausgangsfrequenz 10 Khz).

Die Spektren von auflösungsverbesserten Daten, die mit einem chirpenden Abtasttakt ver arbeitet werden, zeigen die Standardquantisierungsrauschprofile.

Es sind verschiedene Optionen für Ringlasergyroskop-Auflösungsverbesserungen disku tiert worden. Die einfachste und zuverlässigste Lösung für Multioszillator-Ringlasergy roskope ist das Schnellfilter.

Während bevorzugte Ausführungsformen gezeigt worden sind, ist klar, daß alternative äquivalente Ausführungsformen der Erfindung möglich sind, die geeignete Alternativen bil den und vergleichbare Funktionen, wie die bevorzugte Ausführungsform, ausführen, wobei die Grundlehren und Prinzipien der hier beschriebenen Erfindung verwendet werden. Bei spielsweise kann jeder Frequenzmodulator eingesetzt werden, der Zufallsausgangscharak teristika wie der Modulator 46 von Fig. 2A zeigt, und der als Quelle für das Signal dient, das notwendig ist, um die Auswirkungen von Mehrdeutigkeiten der digital gefilterten Daten zu unterdrücken. Obgleich der Betrieb der Erfindung hauptsächlich im Zusammenhang mit einem Multioszillator-Ringlasergyroskop diskutiert worden ist, können auch planare, zit ternde Zwei-Moden-Ringlasergyroskope sowie alle anderen Formen von Ringlaserwinkelra tensensoren mit der Erfindung ausgerüstet werden.

Claims

1. Vorrichtung zur Verbesserung der Auflösung einer ermittelten Winkelrateninformation in einem Ringlasergyroskop und Trägheitsleitsystem, enthaltend:
eine Einrichtung zum Ermitteln von Winkelinkrementen, die für eine optisch integrierte Win kelrate repräsentativ sind, in Form von digitalen Zählungen, wobei die Ermittlungseinrich tung bei einer Ausgabeoptik des Ringlasergyroskops angeordnet ist;
eine digitale Filtereinrichtung zum Abtasten und Ansammeln der Winkelinkrementinforma tion als angesammelte digitale Zählungen;
eine frequenzmodulierte Abtasteinrichtung zum Abtasten der angesammelten digitalen Zählungen mit einer vorbestimmten Rate derart, daß Mehrdeutigkeitseffekte der in der digi talen Filtereinrichtung angesammelten digitalen Zählungen minimiert werden,
wodurch eine verbesserte Auflösung der Winkel- und Winkelrateninformation erzielt wird.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der:
die digitale Filtereinrichtung zum Abtasten und Ansammeln der Winkelinkrementinformation weiterhin enthält:
ein rücksetzbares digitales Mittelwertbildungsfilter; und
einen n-Abtastsammler.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, bei der:
das rücksetzbare, digitale Mittelwertbildungsfilter ein laufendes n-Abtast-Mittelwertfilter ist.

4. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der:
die frequenzmodulierte Abtasteinrichtung zum Abtasten der angesammelten digitalen Zäh lungen mit einer vorbestimmten Rate weiterhin enthält:
einen Systemoszillator und einen Bezugsspannungsgenerator;
einen spannungsgesteuerten Oszillator, der von dem Spannungsgenerator und dem Systemoszillator gesteuert wird;
wobei der spannungsgesteuerte Oszillator ein Signal erzeugt, das dazu verwendet werden kann, die vorbestimmte Abtastrate einzurichten, wodurch die Vorrichtung Mehrdeutig keitseffekten begegnen kann, die während der digitalen Filterung abgetasteter Gyroskop daten auftreten.

5. Vorrichtung nach Anspruch 2, bei der:
die digitale Filtereinrichtung zum Abtasten und Ansammeln der Winkelinkrementinformation weiterhin enthält:
einen Filtersammler und einen n-Abtastsammler;
einen Speicher mit einem zirkularen Puffer vorbestimmter Länge;
eine Einrichtung zum Abtasten und Quantisieren der Winkelrateninformation und zum Kombinieren solcher Information mit einem Ausgangssignal von dem Speicher zur Erzeu gung eines ersten summierten Signals;
Mittel zum Anlegen des ersten summierten Signals an den Filtersammler und zum Verarbeiten eines zweiten Signals von dem Filtersammler, das ein laufendes Mittelwert signal ist für den n-Abtastsammler,
wodurch ein laufendes Mittelwertsignal angesammelt wird, um ein Signal verbesserter Auflösung einem Mikrocomputer zur weiteren Verarbeitung zur Verfügung zu stellen.

6. Vorrichtung nach Anspruch 2, bei der:
die digitale Filtereinrichtung zum Abtasten und Ansammeln der Winkelinkrementinformation weiterhin enthält:
eine Einrichtung zum Quantisieren und Zählen der die Winkeldrehung angebenden optischen Ausgangssignale vom Ringlasergyroskop als abgetastete quantisierte Daten;
eine Einrichtung zum Addieren und Ansammeln der abgetasteten quantisierten Daten mit einer vorbestimmten Abtastrate, wobei die Addier- und Ansammlungseinrichtung ein ver bessertes Abtastdatensignal erzeugt;
eine Einrichtung zum Kombinieren der verbesserten Abtastdatensignale mit den abgeta steten quantisierten Daten, um ein in der Auflösung verbessertes Signal zu erhalten, so daß eine hochaufgelöste inkrementelle Winkeländerung gemessen werden kann.

7. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der:
das Ringlasergyroskop ein Multioszillator-Ringlasergyroskop ist, das mehrere optische Be triebsmoden aufweist, wobei wenigstens ein Paar dieser Moden voneinander durch eine Faraday-Frequenzspreizung getrennt ist,
wobei das Multioszillator-Ringlasergyroskop optisch integrierte Winkelratendaten an die Winkelinkrementermittlungseinrichtung liefert, wo die integrierten Winkelratendaten in Pulse quantisiert werden, die feste Winkelinkremente repräsentieren, und wo die quanti sierten Impulse von echten integrierten Winkelratendaten abweichen, die durch einen Satz von Grundfrequenzen und einen begleitenden Satz von harmonischen Frequenzen der selben charakterisiert sind, wobei die harmonischen Frequenzen von den Grundfrequen zen und voneinander durch ein Spektrum getrennt sind, das durch die Faraday-Frequenz des Multioszillator-Ringlasergyroskops bestimmt ist,
wobei die digitale Filterabtasteinrichtung ein laufendes Mittelwertfilterfenster definiert, das ein vorbestimmtes Abtastfenster für die vorgeschlagene Filterung quantisierter Winkelra tendaten aus dem Satz von Grundfrequenzen ist, wobei das vorbestimmte Abtastfenster auch aufgrund seiner Eigenschaften unerwünschte quantisierte Winkelratendaten aus den harmonischen Frequenzen wegen der Mehrdeutigkeit der harmonischen Frequenzen in den Grundfrequenzen ausfiltert;
die frequenzmodulierte Abtasteinrichtung zum Abtasten der angesammelten digitalen Zählungen bei einer vorbestimmten Rate weiterhin wirkungsmäßig der digitalen Filterab tasteinrichtung derart zugeordnet ist, daß die frequenzmodulierte Abtasteinrichtung die Auswirkungen unerwünschter quantisierter Winkelratendaten aufgrund der genannten harmonischen Frequenzen der abgetasteten Daten aus dem Multioszillator-Ringlasergy roskop vermindert, bevor die abgetasteten, angesammelten digitalen Zählungen ausge wertet werden, um einen inkrementellen Wert einer Winkelmessung zu bestimmen,
wodurch eine inkrementelle Winkelmessung verbesserter Auflösung durch die Ringlaser gyroskopvorrichtung erzielt werden kann.

8. Vorrichtung nach Anspruch 7, bei der:
die digitale Filterabtasteinrichtung weiterhin enthält:
einen Aufwärts/Abwärts-Zähler;
einen Hochgeschwindigkeitsaddierer;
einen Sammler, der wirkungsmäßig dem Addierer zugeordnet ist;
einen Mikroprozessor, der derart aufgebaut ist, daß er eine Ausgabe abgetasteter Daten von dem Zähler mit einer Ausgabe angesammelter Daten von dem Addierer und An sammler kombiniert, wodurch das laufende Mittelwertfilterfenster definiert wird.

9. Vorrichtung nach Anspruch 8, bei der:
die frequenzmodulierte Abtasteinrichtung zum Abtasten der angesammelten digitalen Zäh lungen mit vorbestimmter Rate ein Hochfrequenz-Abtastratensignal F_s an den Auf wärts/Abwärts- Zähler und den Addierer liefert; und
die frequenzmodulierte Abtasteinrichtung ein Abtastratensignal F_s/N niedrigerer Frequenz liefert, um den Aufwärts/Abwärts-Zähler und den Sammler rückzusetzen, wobei N eine Zahl ist, die eine vorbestimmte Abtastrate niedriger Frequenz einstellt;
wodurch die Daten von dem laufenden Mittelwertfilterfenster die Auswirkungen von Mehr deutigkeiten und unerwünschten Harmonischen von dem gemessenen Winkelinkrement ausschließen, so daß die gefilterten Daten so interpretiert werden können, daß sie einen inkrementellen Wert einer Winkelmessung bestimmen, der durch eine verbesserte Auflö sung gekennzeichnet ist.

10. Vorrichtung nach Anspruch 9, bei der:
die hochfrequente Abtastrate F_s gleich 10 MHz und der Wert von N = 1000 Abtastungen ist, wobei die niederfrequente Abtastrate F_s/N gleich 10 KHz ist.

11. Vorrichtung nach Anspruch 9, bei der:
die hochfrequente Abtastrate F_s gleich 10 MHz und der Wert N = 5000 Abtastungen ist, wobei die niederfrequente Abtastrate F_s/N gleich 2 KHz ist.

12. Verfahren zur Verbesserung der Auflösung einer ermittelten Winkelrateninformation in einem Ringlasergyroskop und Trägheitsleitsystem, umfassend die folgenden Schritte:
Ermitteln von Winkelinkrementen von heterodynen optischen Signaldetektoren, die längs des optischen Weges des Ringlasergyroskops angeordnet sind, in Form von digitalen Zählungen, die für optisch integrierte Winkelraten repräsentativ sind;
digitales Filtern der digitalen Zählungen durch Abtasten und Ansammeln der Winkelinkre mentinformation als angesammelte digitale Zählungen;
Abtasten der angesammelten digitalen Zählungen mit vorbestimmter Rate durch die Ver wendung von Frequenzmodulation derart, daß die Auswirkungen von Mehrdeutigkeiten der angesammelten digitalen Zählungen in der digitalen Filtereinrichtung minimiert werden,
wodurch eine verbesserte Auflösung der Winkel- und Winkelrateninformation erreicht wird.

13. Verfahren nach Anspruch 12, bei dem:
das digitale Filtern der digitalen Zählungen durch Abtasten und Ansammeln der Winkelin krementinformation als angesammelte digitale Zählungen die Schritte umfaßt:
Filtern der angesammelten digitalen Zählungen durch ein digitales Filterfenster, das durch ein laufendes Mittelwertfilter für eine vorbestimmte endliche Zeitperiode erzeugt wird;
Ansammeln der Summen der angesammelten digitalen Zählungen und Berechnen der Mittelwerte der Summen der angesammelten digitalen Zählungen über die vorbestimmte endliche Zeitperiode.

14. Verfahren nach Anspruch 13, bei dem:
das digitale Filtern der digitalen Zählungen weiterhin die Schritte umfaßt:
Quantisieren und Zählen der optischen Ausgangssignale, die für die Winkeldrehung kenn zeichnend sind, von dem Ringlasergyroskop als abgetastete quantisierte Daten;
Addieren und Ansammeln der abgetasteten quantisierten Daten mit einer vorbestimmten Abtastrate, was ein verbessertes Abtastdatensignal ergibt;
Kombinieren des verbesserten Abtastdatensignals mit den abgetasteten quantisierten Daten, um ein in der Auflösung verbessertes Signal zu erhalten, so daß eine hochaufge löste inkrementelle Winkeländerung gemessen werden kann.

15. Verfahren nach Anspruch 12, bei dem:
der Schritt der Abtastung der angesammelten digitalen Zählungen mit vorbestimmter Rate durch die Verwendung von Frequenzmodulation weiterhin umfaßt:
Zählen der digitalen Zählungen für eine vorbestimmte Zeitdauer mit hochfrequenter Ab tastrate F_s;
Addieren und Ansammeln der Zählungen für eine vorbestimmte Zeitdauer bei dem hoch frequenten Abtastratensignal F_s;
Neubeginn des Zählens der digitalen Zählungen bei einer vorbestimmten niedrigfrequenz modulierten Abtastrate F_s/N;
Verriegeln der addierten und angesammelten Digitalzählungen bei der vorbestimmten, nie derfrequenzmodulierten Abtastfate F_s/N in einem Datenprozessor;
Kombinieren der digitalen Zählungen und der angesammelten digitalen Zählungen in dem Datenprozessor, der eine verbesserte Winkelmessung der Drehung des Ringlasergy roskops ableitet.

16. Verfahren nach Anspruch 15, bei dem:
der Schritt der Abtastung der angesammelten digitalen Zählungen mit der vorbestimmten Rate durch die Verwendung von Frequenzmodulation weiterhin enthält:
Filtern der Daten, um die Auswirkungen von Mehrdeutigkeiten und erwünschten Harmo nischen von der Winkelmessung auszuschließen, so daß die gefilterten Daten derart inter pretiert werden können, daß sie einen geänderten Wert der Winkelmessung, der durch eine verbesserte Auflösung gekennzeichnet ist, bestimmen.

17. Verfahren nach Anspruch 16, bei dem:
der Schritt der Abtastung der angesammelten digitalen Zählungen mit der vorbestimmten Rate durch die Verwendung von Frequenzmodulation weiterhin enthält:
Betreiben einer Phasenverriegelungsschleife, um das niederfrequenzmodulierte Abtast signal F_s/N abzuleiten, so daß Mehrdeutigkeitsauswirkungen auf die gefilterten ange sammelten Daten beseitigt werden können.

18. Verfahren nach Anspruch 17, bei dem:
die hochfrequente Abtastrate F_s gleich 10 MHz und der Wert von N = 1000 Abtastungen ist, wobei die niederfrequente Abtastrate F_s/N gleich 10 KHz ist.

19. Verfahren nach Anspruch 17, bei dem:
die hochfrequente Abtastrate F_s gleich 10 MHz und der Wert von N = 5000 Abtastungen ist, wobei die niederfrequente Abtastrate F_s/N gleich 2 KHz ist.