DE4208695C2

DE4208695C2 - Leitungsmodulations MOSFET

Info

Publication number: DE4208695C2
Application number: DE4208695A
Authority: DE
Inventors: Ken Ya Sakurai
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 1991-03-20
Filing date: 1992-03-18
Publication date: 2000-12-07
Anticipated expiration: 2012-03-19
Also published as: DE4208695A1; US5221850A; JPH04291767A

Description

Die Erfindung betrifft einen Leitungsmodulations-MOSFET, der als integrale Bestandteile einen bipolaren Sperr schichttransistor (BJT = bipolar junction transistor) und einen MOSFET enthält und bei dem der Basisstrom des BJT vom Kanalstrom des MOSFET geliefert wird.

Leitungsmodulations-MOSFETs werden auch als bipolare Tran sistoren mit isoliertem Gate bezeichnet, deren gebräuchli che Abkürzung IGBT nachfolgend verwendet werden soll. Aus "IEEE Electron Device Letters, Volume EDL-6, No. 2, 1985, S. 74 bis 77, ist ein Leistungsmodulations-MOSFET bekannt, bei dem ein MOSFET parallel zur Basis-Emitter- Strecke eines bipolaren Transistors geschaltet ist. Aufgrund parasitärer Effekte kann parallel zur Basis-Emitter-Strecke des bipolaren Transistors ein weiterer, bipolarer, parasitärer Transistor gebildet sein, wie es im Ersatzschaltbild gemäß Fig. 2 dargestellt ist.

Leistungs-MOSFETs und IGBTs haben im Bereich der Leistungs elektronik im Moment erhebliche Bedeutung. Dies beruht dar auf, daß sich beide durch eine hohe Schaltgeschwindigkeit und einen geringen Leistungsverbrauch auszeichnen, was wichtige Faktoren zur Realisierung kompakter, sehr lei stungsfähiger Leistungselektronikanordnungen sind. Die unbe grenzte Erweiterung und Verbesserung der Leistungsfähigkeit von Leistungselektronikprodukten erfordert jedoch Anordnun gen mit höherem Strom, höherer Spannung und höherer Schalt geschwindigkeit. Einige BJT- oder IGBT-Modulprodukte mit einer Stehspannung von 1200 V und einer Stromkapazität von 400 bis 800 A stehen als Komponenten für Wechselrichter schaltungen zur Motorsteuerung bereits zur Verfügung. Die IGBTs sind dabei im Hinblick auf die Schaltgeschwindigkeit deutlich besser als die BJTs. Diese bewirkt jedoch hohe Spannungsspitzen aufgrund einer allgemein als Hochlei stungslast eingesetzten Induktivität, und zwar aufgrund des großen di/dt in Verbindung mit dieser Last. Eine die Durch bruchsspannung einer Vorrichtung überschreitende Spannungs spitze führt zu einem Durchbruch der Vorrichtung. Selbst wenn aber eine Spannungsspitze die Durchbruchsspannung nicht übersteigt, kann ein durch das gleichzeitige Anlegen einer hohen Spannung und eines hohen Stroms bewirktes star kes elektrisches Feld ein Durchbruchsfeld überschreiten und eine Lawinenmultiplikation hervorrufen, die zu einem Durch bruch der Vorrichtung führen kann. Insbesondere bei anoma len Zuständen, wie einem Kurzschluß einer Last, wird eine Vorrichtung in etwa 10 µs nach Feststellen der Anomalität zwangsweise abgeschaltet. Da dies erfolgt, während ein sehr hoher Kurzschlußstrom fließt und eine sehr hohe Spannung an der Vorrichtung anliegt, wie in den Fig. 2A und 2B ge zeigt, tritt gemäß Darstellung in Fig. 2B eine größere Spannungsspitze an der Vorrichtung auf, die aufgrund des vorerwähnten Mechanismus zu einem Durchbruch der Vorrich tung führt.

Es ist jedoch sehr schwierig für einen IGBT einer hohen Stehspannung, die die Durchbruchsspannung übersteigende En ergie zu absorbieren, um die Vorrichtung zu schützen, wenn eine Anomalität auftritt. Dies beruht darauf, daß in der Vorrichtung ein ungleichmäßiges elektrisches Feld ausgebil det wird. Daher ist es schwierig, IGBTs mit hoher Stehspan nung und hoher Lawinendurchbruchsfestigkeit mit großer Aus beute und Zuverlässigkeit herzustellen.

Deshalb wird ein IGBT gemäß der Darstellung in Fig. 3 einge setzt, die einen IGBT 31, eine Diode 32 und eine Diode 33 zeigt. Die Diode 32 weist eine hohe Lawinendurchbruchsspan nung BV_R auf, die etwas kleiner als die Kollektor-Emitter- Durchbruchsspannung (Basis und Emitter kurzgeschlossen) BV_CES des IGBT 31 ist. Die Diode 33 hat andererseits eine niedrige Stehspannung von etwa 20 bis 30 V, die etwas höher ist als die angelegte Gate-Emitter-Spannung des IGBT 31. Die Dioden 32 und 33 sind in Reihe extern zwischen Gate und Kollektor des IGBT 31 geschaltet. Eine während einer Anoma lität auftretende Überspannung wird die Durchbruchsspannung BV_R der Diode 32 überschreiten, bevor sie die Durchbruchs spannung BV_CES des IGBT 31 übersteigt. Dies führt dazu, daß der IGBT 31 aufgrund eines Stroms eingeschaltet wird, der durch die Dioden 32 und 33 in die Gateelektrode 34 des IGBT 31 fließt und die Gate-Emitter-Kapazität des IGBT 31 auflädt, so daß die Gatespannung die Schwellenspan nung des IGBT übersteigt. Wenn der IGBT 31 eingeschaltet ist, kann er die Überspannungsenergie gleichförmig in dem Chip absorbieren und daher der großen Energie Stand halten.

Die herkömmliche Methode, die Dioden 32 und 33 gemäß der Dar stellung in Fig. 3 anzuschließen, hat jedoch folgende Nach teile:

a) Die Diode 32 mit etwas geringerer Stehspannung als der IGBT 31 muß einzeln ausgesucht werden, was unpraktisch ist.
b) Da die extern angeschlossenen Dioden 32 und 33 eine lange Verdrahtung erfordern, kommt eine zusätzliche induk tive Komponente hinzu.

Eine praktische Möglichkeit zur Überwindung des Problems (a) besteht darin, eine Diode mit einer niedrigeren Steh spannung als der minimalen Stehspannung des IGBT 31 auszu wählen und mit dem IGBT 31 zu verbinden. Berücksichtigt man jedoch die Stehspannungsstreung bei Dioden, muß eine Steh spannung ausgewählt werden, die erheblich geringer als die des IGBT ist. Alternativ muß die Stehspannung des IGBT von vornherein auf einen größeren Wert gesetzt werden. Dies je doch erschwert die Abwägung zwischen der Einschaltspannung und der Schaltzeit des IGBT.

Wenn der IGBT beispielsweise eine Stehspannung von 1250 V aufweist, wird unter Berücksichtigung der Streuung der Stehspannung eine Diode verwendet, deren Stehspannung von 1050 V bis 1200 V reicht. Wenn nicht für einen solchen Fall die an den IGBT bei jedem Zyklus in normalem Betrieb ange legte Spannung unterhalb von 1050 V liegt, tritt mit großer Wahrscheinlichkeit ein Durchbruch als Folge eines erhöhten Schaltverlustes auf. Dies bedeutet, daß bei normalem Be trieb selbst für einen IGBT, dessen Stehspannung 1250 V be trägt, eine Spannungsspitze von höchstens 1050 V akzeptabel ist, die 200 V unter der Stehspannung liegt.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Leitungs modulations-MOSFET zu schaffen, dessen Stehspannung auf einen annähernd vorbestimmten Wert gesetzt werden kann, der um einen kleinen Betrag von beispielsweise 50 bis 100 V größer als die Stehspannung einer Schutzdiode ist, und zwar ohne Notwendigkeit, die Diode auszuwählen, womit die oben genannten Probleme vermieden werden.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch einen Leitungsmo dulations-MOSFET gemäß Patentanspruch 1 gelöst.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Un teransprüchen enthalten.

Gemäß der vorliegenden Erfindung ist ein bipolarer Klemm transistor in die Halbleitervorrichtung (IGBT) integriert, so daß er eine zwischen Kollektor und Gate des IGBT ange legte anomale Spannung ableiten und den IGBT einschalten kann. Die Kollektor-Emitter-Durchbruchsspannung (offene Ba sis) BV_CE0 des Klemmtransistors kann dadurch um einen beab sichtigten Betrag verringert werden, daß die Dicke der Schicht hohen Widerstands unter der Hilfszone geringer als die Dicke der Schicht hohen Widerstands unter der Basiszone gemacht wird. Die Energie einer anomalen Spannung, die größer als BV_CE0 des Klemmtransistors ist, wird durch den eingeschalte ten IGBT absorbiert. Dadurch wird die Abschaltstehspannung des IGBT erhöht und seine Zuverlässigkeit verbessert. Da zusätzlich die Streuung der Differenz zwischen BV_CE0 des Klemmtransistors und BV_CE0 eines bipolaren Transistors als Hauptkörper des IGBT verringert werden kann, kann auch die Differenz verringert werden. Dies erübrigt es, selbst bei einem IGBT mit hoher Stehspannung eine große Toleranz vor zugeben und demzufolge eine hohe Stehspannung einzustellen. Dies erleichtert erheblich die Abwägung bzw. den Kompromiß zwischen der Einschaltspannung und der Schaltgeschwindig keit eines IGBT. Durch integrale Ausbildung des Klemmtran sistors und der mit ihm in Reihe geschalteten Diode in der Vorrichtung kann die Verdrahtungsinduktivität verglichen mit der externen Diodenanschaltung bei der herkömmlichen Vorrichtung deutlich verringert werden.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachfolgend an hand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine Querschnittsansicht der Anordnung einer ersten Ausführungsform eines n-Kanal IGBT gemäß der Erfin dung,

Fig. 2A und 2B Diagramme zur Erläuterung einer Stromwel lenform bzw. einer Spannungswellenform eines her kömmlichen IGBT für den Fall eines Lastkurzschlus ses,

Fig. 3 ein Ersatzschaltbild eines herkömmlichen IGBT mit Schutzschaltung,

Fig. 4 eine Ersatzschaltung des IGBT von Fig. 3 und

Fig. 5 eine Querschnittsansicht der Anordnung einer zwei ten Ausführungsform eines n-Kanal IGBT gemäß der Erfindung.

Fig. 1 zeigt einen n-Kanal IGBT als erste Ausführungsform der Erfindung. Bei dieser Ausführungsform ist auf einem p+ Substrat 1, die als Kollektorschicht dient, über einer n+ Pufferschicht 2 eine n- Schicht 3 hohen spezifischen Wider stands ausgebildet. Eine p Basiszone 4, eine p+ Basiszone 5, deren mittlerer Teil mit dem der p Basiszone 4 überein stimmt, und eine p+ Zone (eine Hilfszone) 6, die von diesen Zonen 4 und 5 getrennt ist, sind selektiv in der Oberfläche der n- Schicht 3 mit hohem spezifischen Widerstand ausge bildet. Die Tiefe der Hilfszone 6 ist auf 12 µm eingestellt und damit 4 µm tiefer als die 8 µm tiefe p+ Basiszone 5. Eine n+ Emitterzone 7 ist selektiv in der Oberfläche der p Zone 4 und der p+ Zone 5 ausgebildet. Ein zwischen der n+ Zone 7 und der n- Schicht 3 eingeschlossener Teil der p Zone 4 bildet eine Kanalzone 4A, auf der über einem Gate oxidfilm 9 eine Gateelektrode 8 aus Polysilicium zum In vertieren des Kanals 4A angeordnet ist. Eine Polysilicium schicht ist auf einem dicken Isolierfilm 10 unmittelbar an grenzend an den Gateoxidfilm 9 abgeschieden, so daß eine Diode 25 von einer p+ Zone 11 und einer n+ Zone 12 auf der Polysiliciumschicht gebildet wird. Eine Emitterelektrode 14 eine Metallgateelektrode 15 und eine Verbindungselektrode 16, die alle aus Aluminium bestehen, sind auf der Oberflä che der n+ Schicht 7 ausgebildet. Die Emitterelektrode 14 ist durch einen Isolierfilm 13 von der Gateelektrode 8 iso liert, steht gemeinsam mit der p+ Basiszone 5 und der n+ Emitterzone 7 in Kontakt und ist mit einem Emitteranschluß E verbunden. Die Metallgeateelektrode 15 kontaktiert die Gateelektrode 8 und die n+ Zone 12 der Diode 25 und ist mit einem Gateanschluß G verbunden. Die Verbindungselektrode 16 kontaktiert die Hilfszone 6 und die p+ Zone 11 der Diode 25. Eine in Fig. 1 nicht gezeigte Kollektorelektrode ist zur Kontaktierung der Oberfläche der p+ Kollektorschicht 1 vorgesehen und mit einem Kollektoranschluß C verbunden.

Bor wird hier als Störstellen für den p Leitungstyp und Phosphor oder Arsen für den n Leitungstyp verwendet. Die Dicke und die Störstellenkonzentration der einzelnen Schichten und Zonen sind in Tabelle 1 wiedergegeben.

Tabelle 1

Fig. 4 zeigt ein Ersatzschaltbild des IGBT mit dem oben be schriebenen Aufbau für den Fall, daß der erste Leitungstyp der p Leitungstyp und der zweite Leitungstyp der n Lei tungstyp ist. Der Hauptkörper des IGBT umfaßt einen pnp Transistor 21, einen npn Transistor 22 und einen MOSFET 23. Der pnp Transistor 21 enthält die Kollektorschicht 1, die n+ Pufferschicht 2 und die n- Schicht 3 sowie die p und die p+ Basiszonen 4 und 5. Der npn Transistor 22 enthält die n+ Pufferschicht 2 und die n- Schicht 3, die p und p+ Basiszo nen 4 und 5 und die n+ Emitterzone 7. Der MOSFET 23 enthält die Kanalzone 4A, die in der Basiszone 4 zwischen der Emit terzone 7 und der n- Schicht 3 gebildet wird, sowie die Ga teelektrode 8, die über dem Isolierfilm 9 auf der Kanalzone 4A ausgebildet ist. Ein Basiswiderstand Rb existiert in der p+ Basiszone 5 unter der Emitterzone 7, und eine Kapazität C_GEexistiert zwischen der Gateelektrode 8 und dem Emitter 7.

Die gemäß der Erfindung ausgebildete Hilfszone 6 stellt zu sammen mit der n+ Pufferschicht 2, der n- Schicht 3 hohen spezifischen Widerstands und der Kollektorschicht 1 einen pnp Transistor 24 dar. Die Diode 25 ist zwischen die Hilfs zone 6 und die Metallgateeletrode 15 geschaltet. Der pnp Transistor 24 teilt sich mit dem pnp Transistor 21 eine ge meinsame Basis (die Schicht 3 hohen spezifischen Wider stands), und zwischen ihnen existiert ein Widerstand R'. Die Tiefe D2 der Schicht 3 hohen spezifischen Widerstands des pnp Transistors 24, das heißt die Dicke D2 der offenen Basis ist geringer als die Dicke D1 der offenen Basis des pnp Transistors 21 des IGBT Hauptkörpers. Als Folge davon ist damit zu rechnen, daß der Transistor 24 eher durch schlägt. Mit anderen Worten, bei ihm tritt bei einer nied rigeren Spannung ein Durchbruch auf.

Die Kollektor-Emitter-Durchbruchsspannung (offene Basis) BV_CE0 der pnp Transistoren 21 und 24 kann also durch die Tiefen D1 und D2 ihrer p+ Zonen (Kollektorzonen) 5 und 6 gesteuert werden. Die Streuung auf dem gleichen Chip ist sehr gering, obwohl die Streuung des spezifischen Wider stands und der Dicke unter verschiedenen Siliciumscheiben groß ist. Daher kann die Differenz von BV_CE0 zwischen dem Transistor 21 und dem Klemmtransistor 24 auf einen annä hernd festen Wert wie etwa 50 V oder 100 V durch Steuerung der Tiefen d₁ und d₂ eingestellt werden. Wenn ein IGBT bei spielsweise im Zustand hohen Stroms und hoher Spannung ab schaltet, tritt aufgrund der ihm eigenen hohen Schaltge schwindigkeit ein hohes di/dt auf. Der IGBT wird also als Folge des hohen di/dt und der Induktivität einer Last einer hohen Spannungsspitze ausgesetzt. Da in einem solchen Fall jedoch die Kollektor-Emitter-Durchbruchsspannung BV_CE0 des pnp Transistors 24 geringer als die des pnp Transistors 21 ist, schlägt der pnp Transistor 24 zuerst durch, und der Durchbruchsstrom fließt durch die Diode 25 und lädt dadurch die Gate-Emitter-Kapazität C_GE. Wenn die Spannung zwischen dem Gate G und dem Emitter E den Schwellenwert des MOSFET 23 erreicht, schaltet der IGBT ein. Wenn der IGBT einschal tet, kann der Strom in der Halbleitervorrichtung gleich mäßiger als im Zustand eines Lawinendurchbruchs absorbiert werden, und somit kann eine größere Energie absorbiert wer den. Zusätzlich tritt, wenn die Energie der Induktivität durch den eingeschalteten IGBT absorbiert wurde, keine Spannungsspitze mehr auf. Der IGBT ist also bei einer rela tiv niedrigen Klemmspannung geschützt. Diese Wirkungen kön nen in ähnlicher Weise bei einem p-Kanal IGBT erreicht wer den, bei dem die Leitungstypen umgekehrt sind.

Fig. 5 zeigt im Querschnitt einen IGBT einer zweiten Aus führungsform der Erfindung. In dieser Figur sind Teile, die solchen von Fig. 1 entsprechen, mit denselben Bezugszahlen bezeichnet. Bei dieser Ausführungsform ist eine Hilfszone 6 für einen Klemmtransistor 24 gleichzeitig mit der p+ Basis zone 5 in gleicher Tiefe über einer n+ Schicht 17 ausgebil det, die dicker ist als die Pufferschicht 2. Eine Verar mungsschicht in der n- Schicht 3 hohen spezifischen Wider stands, die sich von der Hilfszone 6 ausbreitet, durchstößt die n+ Pufferschicht 17 und macht dadurch BV_CE0 des pnp Klemmtransistors 24 niedriger als jene eines pnp Transi stors 21 im aktiven Bereich des IGBT.

Obwohl bei den in den Fig. 1 und 5 gezeigten Ausführungs formen die n+ Pufferschicht 2 zwischen der p+ Kollektor schicht 1 und der n- Schicht 3 hohen spezifischen Wider stands angeordnet ist, kann die Erfindung auch auf einen IGBT ohne eine solche Pufferschicht 2 angewendet werden. In solch einem Fall wird nur die n+ Pufferschicht 17 anstelle der Schichten 2 und 17 in der Vorrichtung von Fig. 5 ausgebil det. Die vorliegende Erfindung kann auch auf einen p-Kanal IGBT durch Umkehren der Leitungstypen aller Schichten und Zonen angewendet werden.

Claims

1. Leitungsmodulations-MOSFET mit einer Kollektor schicht (1) eines ersten Leitungstyps, einer Schicht (3) hohen spezifischen Widerstands eines zweiten Leitungstyps, die unmittelbar angrenzend an die Kollektorschicht oder an grenzend an die Kollektorschicht unter Zwischenlage einer Pufferschicht (2) ausgebildet ist, einer Basiszone (4, 5) des ersten Leitungstyps, die selektiv in einer Oberfläche der Schicht (3) hohen spezifischen Widerstands ausgebildet ist, einer Emitterzone (7) des zweiten Leitungstyps, die selektiv in einer Oberfläche der Basiszone ausgebildet ist, einer Kanalzone (4a), die in der Basiszone zwischen der Schicht (3) hohen spezifischen Widerstands und der Emitter zone (7) ausgebildet ist, einer Gateelektrode (8), die auf der Kanalzone (4A) über einem Isolierfilm (9) ausgebildet ist, einer Emitterelektrode (14), die gemeinsam mit der Ba siszone und der Emitterzone in Kontakt steht, und einer Kollektorelektrode, die mit der Kollektorschicht (1) im Kontakt steht, gekennzeichnet durch
eine Hilfszone (6) des ersten Leitungstyps, die se lektiv in der Oberfläche der Schicht (3) des zweiten Lei tungstyps hohen spezifischen Widerstands in einer solchen Weise ausgebildet ist, daß die Hilfszone von der Basiszone (4, 5) getrennt ist,
eine Hilfselektrode (16), die mit der Hilfszone (6) im Kontakt steht, und
eine Diode (25), die zwischen der Hilfszone (6) und der Gateelektrode (8) in einer solchen Weise angeordnet ist, daß eine Schicht (11) eines ersten Leitungstyps der Diode mit der Hilfselektrode (16) in Kontakt steht und eine Schicht (12) eines zweiten Leitungstyps mit der Gateelek trode,
wobei die Tiefe der Schicht (3) hohen spezifischen Widerstands unter der Hilfszone (6) geringer als die Tiefe der Schicht (3) hohen spezifischen Widerstands unter der Basiszone (4, 5) ist.

2. MOSFET nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß die Schicht (3) des zweiten Leitungs typs hohen spezifischen Widerstands eine im wesentlichen gleichförmige Dicke aufweist und die Dicke der Hilfszone (6) größer ist als die der Basiszone (4, 5).

3. MOSFET nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß die Hilfszone (6) im wesentlichen die gleiche Tiefe wie die Basiszone (4, 5) aufweist und daß eine Pufferschicht (17, 2) des zweiten Leitungstyps niedri gen spezifischen Widerstands zwischen der Schicht (3) des zweiten Leitungstyps hohen spezifischen Widerstands und der Kollektorschicht (1) angeordnet ist, wobei die Dicke der Pufferschicht in dem der Hilfszone (6) zugewandten Ab schnitt (17) größer ist als in dem der Basiszone (4, 5) zu gewandten Abschnitt.

4. MOSFET nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß die Schicht (11) des ersten Leitungs typs und die Schicht (12) des zweiten Leitungstyps der Di ode (25) auf der Oberfläche der Schicht (3) hohen spezifi schen Widerstands über einem Isolierfilm (10) ausgebildet sind, wobei die Oberfläche diejenige ist, in die die Basis zone (4, 5) und die Hilfszone (6) eingebettet sind.