DE4112907C1

DE4112907C1 - Mains-connected power supply circuit - has voltage doubler formed in two symmetrical circuit halves, and input voltage changeover switch for 115 or 230 volt operation

Info

Publication number: DE4112907C1
Application number: DE4112907A
Authority: DE
Inventors: Helmut 8934 Grossaitingen De Rettenmaier
Original assignee: Wincor Nixdorf International GmbH
Current assignee: Wincor Nixdorf International GmbH
Priority date: 1991-04-19
Filing date: 1991-04-19
Publication date: 1992-04-30
Anticipated expiration: 2011-04-20

Abstract

The power supply circuit operates with an a.c. input of either 115 or 230 volts and a switch (5) is used to effect changeover. The circuit has an input stage in the form of full wave diode (D1-D4) rectifier bridge. The bridge is coupled via inductors (L1, L2) to a symmetrical output circuit with switching transistors (HS1, HS2), diodes (V1,V2) and capacitors (C1,C2). The transistors are pulsed at a rate to fix the output frequency and the voltage (UA) is changed by a factor of two by switch (5) operation. ADVANTAGE - Improved design avoiding large components.

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung einer an 115/230 Volt-Wechselspannungsnetzen anschließbaren Stromversor gungseinrichtung mit sinusförmiger Stromaufnahme gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.The invention relates to a circuit arrangement Power supply that can be connected to 115/230 volt AC networks supply device with sinusoidal current consumption according to Preamble of claim 1.

Aus der DE-Z Siemens Components 24, 1986, Heft 1, Seiten 9 bis 13, insbesondere Bild 3, ist ein aktives Oberwellenfilter für Netzgleichrichter höherer Ausgangsleistung mit sinusförmiger Stromaufnahme bekannt, das einen Hochsetzsteller mit den Schlüsselbauelementen Halbleiterschalter, Freilaufdiode, Glät tungsdrossel und Glättungskondensator im Anschluß an einen Vollwegnetzgleichrichter aufweist. Ist der Hochsetzsteller der art ausgebildet, daß er unabhängig von der Eingangsnetzwechsel spannung eine vorgegebene Maximalausgangsleistung liefert, fließt gegenüber einer 230 Volt Eingangsnetzwechselspannung bei der halben Eingangsnetzwechselspannung, also bei 115 Volt, ein doppelt so hoher Eingangsnetzwechselstrom. Das hat zur Folge, daß die Glättungsdrossel dem doppelten Strom und der vierfachen elektrischen Energie standhalten muß. Der Halbleiterschalter muß einem doppelten Strom und einer vierfachen Verlustleistung standhalten. Die angesprochenen Bauteile müssen deshalb ent sprechend groß dimensioniert werden, um beiden Betriebsfällen gerecht zu werden. Das bedeutet aber zumindest für den ersten Betriebsfall eine starke Überdimensionierung der angesprochenen Bauteile.From DE-Z Siemens Components 24, 1986, Issue 1, pages 9 to 13, in particular Figure 3, is an active harmonic filter for Mains rectifier with higher output power with sinusoidal Current consumption known that a step-up converter with the Key components semiconductor switch, freewheeling diode, smoothing tion choke and smoothing capacitor following one Has full-wave rectifier. Is the boost converter the art trained that he is independent of the input network change voltage provides a predetermined maximum output power, flows against a 230 volt AC input voltage half of the AC input voltage, i.e. at 115 volts input AC alternating current twice as high. As a result, that the smoothing choke is twice the current and four times must withstand electrical energy. The semiconductor switch must have twice the current and four times the power loss withstand. The components mentioned must therefore be removed be dimensioned large enough to accommodate both operating cases to meet. But that means at least for the first one Operating case a large oversizing of the addressed Components.

Aufgabe der Erfindung ist es nun, eine Schaltungsanordnung einer an 115/230 Volt-Wechselspannungsnetzen anschließbaren Stromversorgungseinrichtung mit sinusförmiger Stromaufnahme der eingangs genannten Art derart zu verbessern, daß eine Überdi mensionierung der betreffenden Bauteile vermieden wird. The object of the invention is now a circuit arrangement one can be connected to 115/230 volt AC networks Power supply device with sinusoidal current consumption to improve the type mentioned in such a way that an overdi dimensioning of the components concerned is avoided.

Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 gekennzeichneten Merkmale gelöst.This object is characterized by those in claim 1 Features solved.

Die Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung hat den Vorteil, daß die Gesamtbelastung der Glättungsdrosseln und Halbleiter schalter in jedem Betriebsfall gleich ist, weshalb eine Über dimensionierung der betreffenden Bauelemente vermieden wird. Da in beiden Betriebsfällen die gleiche Energie in den Glättungs drosseln gespeichert wird, kann ein gemeinsamer Drosselkern optimal dimensioniert werden. Für die Halbleiterschalter wird eine Reduzierung der Verlustleistung erzielt, was den Vorteil hat, daß entsprechende Halbleiterschalter, insbesondere wenn es sich um sogenannte MOS-Feldeffekttransistoren handelt, im Han del leichter erhältlich sind.The circuit arrangement according to the invention has the advantage that the total load of smoothing chokes and semiconductors switch is the same in every operating case, which is why an over Dimensioning of the components concerned is avoided. There the same energy in the smoothing in both operating cases throttles can be saved, a common throttle core be optimally dimensioned. For the semiconductor switch achieved a reduction in power loss, which is the advantage has that appropriate semiconductor switch, especially if it are so-called MOS field-effect transistors, in Han del are more readily available.

Erreicht werden diese Vorteile durch doppeltes Vorsehen eines Hochsetzstellers in einer Anordnung als zwischen den Eingangs netzwechselspannungsbereichen umschaltbare Spannungsverdoppe lungsschaltung, weil dadurch quasi eine Glättungsdrossel und ein Halbleiterschalter je nach Betriebsfall wahlweise aufge teilt oder zusammengefaßt werden können, wodurch jeweils eine günstige Belastungsaufteilung erzielt wird.These advantages are achieved by double provision of one Booster in an arrangement as between the input AC voltage ranges switchable voltage doubles tion circuit, because quasi a smoothing choke and a semiconductor switch optionally depending on the operating case divides or can be summarized, whereby one favorable burden sharing is achieved.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteran sprüchen gekennzeichnet. Nachfolgend wird ein Ausführungsbei spiel der Erfindung anhand einer Zeichnung näher erläutert. Da rin zeigen:Advantageous embodiments of the invention are in the Unteran sayings marked. The following is an execution example game of the invention explained with reference to a drawing. There rin show:

Fig. 1 eine Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung und Fig. 1 shows a circuit arrangement according to the invention and

Fig. 2 eine der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 zugrundegelegte Spannungsverdoppelungsschaltung mit Umschaltemöglichkeit auf verschiedene Eingangsnetzwechselspannungsbereiche. FIG. 2 shows a voltage doubling circuit on which the circuit arrangement according to FIG. 1 is based, with the possibility of switching over to different input mains alternating voltage ranges.

Bevor auf die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 eingegangen wird, sei kurz die Schaltungsanordnung nach Fig. 2 beschrieben, die eine zwischen zwei Eingangsnetzwechselspannungen umschaltbare Spannungsverdoppelungsschaltung zeigt. Sie ist an sich bekannt. Die Schaltungsanordnung weist zwei symmetrische Schaltungshälf ten auf. Sie besteht aus einem Vollwegnetzgleichrichter VGL, der vier für die Vollwegleichrichtung in üblicher Weise ange ordnete Dioden D1 bis D4 umfaßt. Über seine Wechselspannungs eingänge wird eine Eingangsnetzwechselspannung UE zugeführt, die beispielsweise 230 Volt oder 115 Volt betragen kann. Zwi schen seinen Gleichspannungsausgängen sind zwei zueinander in Reihe geschaltete Glättungskondensatoren C1 und C2 angeschlos sen. Diese wiederum weisen zwischen sich einen Anschlußpunkt auf, der mit der einen Seite eines Eingangsnetzwechselspan nungsumschalters S verbunden ist. Der Eingangsnetzwechselspan nungsumschalter S ist mit seiner anderen Seite mit demjenigen Wechselspannungseingang des Vollwegnetzgleichrichters VGL ver bunden, über den die Netzphase zurückgeführt wird.Before going into the circuit arrangement according to FIG. 1, the circuit arrangement according to FIG. 2 is briefly described, which shows a voltage doubling circuit which can be switched between two input mains alternating voltages. It is known per se. The circuit arrangement has two symmetrical circuit halves. It consists of a full-wave rectifier VGL, which comprises four diodes D 1 to D 4 arranged for full-wave rectification in the usual way. Via its alternating voltage inputs, an input mains alternating voltage UE is supplied, which can be, for example, 230 volts or 115 volts. Between his DC voltage outputs two smoothing capacitors C 1 and C 2 connected in series to each other are ruled out. These in turn have a connection point between them, which is connected to one side of an input mains voltage changeover switch S. The other side of the input line AC voltage changeover switch S is connected to that AC voltage input of the full-wave line rectifier VGL via which the line phase is fed back.

Mit dem Eingangsnetzwechselspannungsumschalter S können zwei Betriebszustände der Spannungsverdoppelungsschaltung einge stellt werden. Ist der Eingangsnetzwechselspannungsumschalter S geöffnet, ist der Betrieb an einem 230 Volt-Wechselspannungs netz möglich. Die dann 230 Volt betragende Eingangsnetzwechsel spannung UE wird zunächst vollweggleichgerichtet. Anschließend werden die beiden zueinander in Serie geschalteten Glättungs kondensatoren C1 und C2 mit der gleichgerichteten Eingangsnetz wechselspannung UE von ca. 300 V geladen. Durch die Serienschal tung der Glättungskondensatoren C1 und C2 stellen diese einen Spannungsteiler dar. Die Glättungskondensatoren C1 und C2 wer den jeweils mit der halb so großen gleichgerichteten Eingangs netzwechselspannung UE, also jeweils mit 150 Volt, geladen. An den Glättungskondensatoren C1 und C2 liegen die Kondensator spannungen U1 und U2 an, die gleich groß sind und jeweils den 150 Volt entsprechen.With the input mains alternating voltage switch S two operating states of the voltage doubling circuit can be set. If the input mains alternating voltage switch S is open, operation on a 230 volt alternating voltage mains is possible. The input network alternating voltage UE, which is then 230 volts, is initially fully rectified. Then the two smoothing capacitors C 1 and C 2 , which are connected to one another in series, are charged with the rectified input network alternating voltage UE of approximately 300 V. Through the series circuit device of the smoothing capacitors C 1 and C 2 , these represent a voltage divider. The smoothing capacitors C 1 and C 2 are each charged with half the rectified input mains AC voltage UE, that is, each with 150 volts. At the smoothing capacitors C 1 and C 2 , the capacitor voltages U 1 and U 2 are applied , which are of the same size and each correspond to 150 volts.

Ist der Eingangsnetzwechselspannungsumschalter S geschlossen, kann die Schaltungsanordnung gegenüber vorhin an eine halb so große Eingangsnetzwechselspannung UE, also an 115 Volt, ange schlossen werden und es steht trotzdem wieder die gleiche Ausgangsspannung UA in Höhe von 300 Volt zur Verfügung. Dies deshalb weil nun eine Spannungsverdoppelung durchgeführt wird. Das geschieht dadurch, daß während der positiven Halbwelle der Eingangsnetzwechselspannung UE die Diode D1 des Vollwegnetz gleichrichters VGL leitend geschaltet und nur der Glättungskon densator C1 mit der gleichgerichteten Eingangsnetzwechselspan nung UE, also mit ca. 150 Volt, geladen wird. Bei der negativen Halbwelle ist die Diode D3 des Vollwegnetzgleichrichters VGL leitend geschaltet und es wird nur der Glättungskondensator C2 mit 150 Volt geladen. Die Vorgänge entsprechen der Einweggleich richtung in positiver und negativer Richtung. Die Trennung der beiden Glättungskondensatoren C1 und C2 und damit der beiden Schaltungshälften wird durch den Vollwegnetzgleichrichter VGL bewerkstelligt. Die nicht erwähnten Dioden D2 und D4 des Voll wegnetzgleichrichters VGL sind in diesem Betriebsfall immer ge sperrt geschaltet. Die Glättungskondensatoren C1 und C2 weisen wie im vorigen Fall die Kondensatorspannungen U1 und U2 von jeweils 150 Volt auf. Da die Kondensatorspannungen U1 und U2 gleichgerichtet sind, addieren sie sich wieder zur Ausgangs spannung UA von 300 Volt.If the input line AC voltage changeover switch S is closed, the circuit arrangement can be connected to a half as large input line AC voltage UE, that is to 115 volts, and the same output voltage UA of 300 volts is still available. This is because the voltage is now doubled. This is done in that during the positive half-wave of the AC input voltage UE, the diode D 1 of the full-wave network rectifier VGL is turned on and only the smoothing capacitor C 1 is loaded with the rectified input AC voltage UE, that is to say with approximately 150 volts. During the negative half-wave, the diode D 3 of the full-wave rectifier VGL is turned on and only the smoothing capacitor C 2 is charged with 150 volts. The processes correspond to the one-way rectification in positive and negative directions. The full-wave network rectifier VGL separates the two smoothing capacitors C 1 and C 2 and thus the two circuit halves. The diodes D 2 and D 4, not mentioned, of the full path rectifier VGL are always blocked in this operating case. As in the previous case, the smoothing capacitors C 1 and C 2 each have the capacitor voltages U 1 and U 2 of 150 volts. Since the capacitor voltages U 1 and U 2 are rectified, they add up again to the output voltage UA of 300 volts.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 unterscheidet sich von der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 dadurch, daß in der oberen bzw. ersten und in der unteren bzw. zweiten Schaltungshälfte der Schaltungsanordnung zusätzlich jeweils ein Hochsetzsteller ein gebaut ist. Der Hochsetzsteller in der ersten Schaltungshälfte weist eine erste Glättungsdrossel L1 mit der Windungszahl N1, einen ersten Halbleiterschalter HS1, einen ersten Widerstand R1 und eine erste Freilaufdiode V1 auf. Bei den Bauelementen des zweiten Hochsetzstellers in der zweiten Schaltungshälfte han delt es sich um eine zweite Glättungsdrossel L2 mit der Win dungszahl N2, einen zweiten Halbleiterschalter HS2, einen zwei ten Widerstand R2 und eine zweite Freilaufdiode V2. Angemerkt sei, daß die Glättungskondensatoren C1 und C2 entsprechend ih rer Zuordnung zur ersten bzw. zweiten Schaltungshälfte nachfol gend auch mit erster und zweiter Glättungskondensator C1 bzw. C2 bezeichnet werden. The circuit arrangement according to FIG. 1 differs from the circuit arrangement according to FIG. 2 in that in each case a step-up converter is additionally built in the upper or first and in the lower or second circuit half of the circuit arrangement. The step-up converter in the first circuit half has a first smoothing choke L 1 with the number of turns N 1 , a first semiconductor switch HS 1 , a first resistor R 1 and a first free-wheeling diode V 1 . The components of the second step-up converter in the second circuit half are a second smoothing inductor L 2 with the number of windings N 2 , a second semiconductor switch HS 2 , a second resistor R 2 and a second freewheeling diode V 2 . It should be noted that the smoothing capacitors C 1 and C 2 are referenced correspondingly nachfol quietly ih rer assignment to the first and second circuit half with first and second smoothing capacitor C 1 and C, respectively. 2

Die beiden Hochsetzsteller sind zueinander im wesentlichen spiegelsymmetrisch aufgebaut, wobei als Spiegelachse die Ver bindung zwischen dem zwischen den beiden Glättungskondensatoren C1 und C2 angeordneten Anschlußpunkt und der einen Anschlußsei te des Eingangsnetzwechselspannungsumschalters S zugrundegelegt ist. Die beiden Glättungsdrosseln L1 und L2 sind auf einem ge meinsamen Kern montiert. Die Anzahl der Windungen N1 und N2 sind gleich. Auch im übrigen sind die Glättungsdrosseln gleich, so daß sie eine gleiche Induktivität aufweisen. Der Windungssinn der Drosseln ist auf dem Kern ebenfalls gleich. Die Freilauf dioden V1 und V2 sind entgegen der Spiegelvorschrift zueinander entgegengesetzt angeordnet. Die erste Freilaufdiode V1 ist da bei derart angeordnet, daß die Durchlaßrichtung zum ersten Glättungskondensator C1 hinweist, während die zweite Freilauf diode derart angeordnet ist, daß die Durchlaßrichtung vom zwei ten Glättungskondensator C2 wegweist.The two step-up converters are essentially mirror-symmetrical to one another, with the connection between the connection point arranged between the two smoothing capacitors C 1 and C 2 and the one connection side of the input mains AC voltage changeover switch S being used as the mirror axis. The two smoothing chokes L 1 and L 2 are mounted on a common core. The number of turns N 1 and N 2 are the same. Otherwise, the smoothing chokes are the same, so that they have the same inductance. The winding direction of the chokes is also the same on the core. The freewheeling diodes V 1 and V 2 are arranged opposite to each other contrary to the mirror specification. The first free-wheeling diode V 1 is arranged in such a way that the forward direction points to the first smoothing capacitor C 1 , while the second free-wheeling diode is arranged in such a way that the forward direction points away from the two-th smoothing capacitor C 2 .

Die beiden Halbleiterschalter HS1 und HS2 sind bezüglich der gesteuerten Strecken jeweils mit einem Widerstand R1 und R2 in Reihe geschaltet. Die Widerstände R1 und R2 sind dabei jeweils auf die als Spiegelachse angesehene Verbindung zwischen dem Eingangsnetzwechselspannungsumschalter S und dem Anschlußpunkt zwischen den Glättungskondensatoren C1 und C2 geschaltet. Die beiden Widerstände R1 und R2 sind gleich groß. Zwischen den Wi derständen R1 und R2 und den jeweils zugehörigen Halbleiter schaltern HS1 und HS2 sind Anschlußpunkte angeordnet, zwischen denen eine Spannung UI abgreifbar ist. Diese Spannung dient zur Stromüberwachung. Der erste Halbleiterschalter HS1 ist als N- Kanal-leitender und der zweite als P-Kanal-leitender Halblei terschalter ausgebildet. Eine Schaltungsanordnung, bei der auch der zweite Halbleiterschalter als N-Kanal-leitender Halbleiter schalter ausgebildet ist, ist jedoch auch denkbar. Für die An steuerung der beiden Halbleiterschalter ist dann aber ein An steuerübertrager notwendig.The two semiconductor switches HS 1 and HS 2 are each connected in series with a resistor R 1 and R 2 with respect to the controlled paths. The resistors R 1 and R 2 are each connected to the connection between the input mains alternating voltage switch S and the connection point between the smoothing capacitors C 1 and C 2 , which is regarded as the mirror axis. The two resistors R 1 and R 2 are the same size. Between the Wi resistors R 1 and R 2 and the associated semiconductor switches HS 1 and HS 2 , connection points are arranged between which a voltage UI can be tapped. This voltage is used for current monitoring. The first semiconductor switch HS 1 is designed as an N-channel-conducting and the second as a P-channel-conducting semiconductor switch. A circuit arrangement in which the second semiconductor switch is designed as an N-channel conductive semiconductor switch is also conceivable. For the control of the two semiconductor switches, however, a control transformer is then necessary.

Im Betriebsfall für ein 230 Volt-Wechselspannungsnetz, bei ge öffnetem Eingangsnetzwechselspannungsumschalter S also, arbei ten die erste und zweite Schaltungshälfte synchron und symme trisch zueinander, d. h., die Halbleiterschalter HS1 und HS2 schließen und öffnen gleichzeitig. Alle Ströme und Spannungen, die in der ersten Schaltungshälfte auftreten, treten genauso in der zweiten Schaltungshälfte auf. Der Eingangsnetzwechselstrom IE fließt durch die Glättungsdrosseln L1 und L2 gleichzeitig, wobei es sich um einen vollweg gleichgerichteten Strom handelt. Hierbei fließt bei jeder Eingangsnetzspannungshalbwelle ein Strom. Die Glättungsdrosseln L1 und L2 sind in Reihe geschal tet. Zusammen weisen sie eine viermal so große Induktivität auf, in der eine entsprechende Energiemenge gespeichert wird. Die gespeicherte Gesamtenergiemenge teilt sich dabei auf beide Glättungsdrosseln L1 und L2 gleichmäßig auf.In the operating case for a 230 volt AC voltage network, with the input AC voltage changeover switch S open, the first and second circuit halves work synchronously and symmetrically to one another, ie the semiconductor switches HS 1 and HS 2 close and open simultaneously. All currents and voltages that occur in the first half of the circuit also occur in the second half of the circuit. The input AC alternating current IE flows through the smoothing chokes L 1 and L 2 simultaneously, which is a fully rectified current. Here, a current flows with each input mains voltage half-wave. The smoothing chokes L 1 and L 2 are switched in series. Together they have four times the inductance in which a corresponding amount of energy is stored. The total amount of energy stored is divided equally between the two smoothing chokes L 1 and L 2 .

Wegen der Hochsetzsteller beträgt die Ausgangsspannung UA bei spielsweise 400 Volt und betragen die Kondensatorspannungen U1 und U2 jeweils 200 Volt. Es genügt deshalb, wenn die Halbleiter schalter HS1 und HS2 jeweils eine Spannungsfestigkeit von bei spielsweise 250 Volt aufweisen.Because of the step-up converter, the output voltage UA is, for example, 400 volts and the capacitor voltages U 1 and U 2 are each 200 volts. It is therefore sufficient if the semiconductor switches HS 1 and HS 2 each have a dielectric strength of, for example, 250 volts.

Das für die Stromüberwachung dienende Signal UI ist proportio nal zur Summe der Widerstände R1 und R2 multipliziert mit dem durch die 230 Volt-Eingangsnetzwechselspannung hervorgerufenen Strom.The signal used for current monitoring UI is proportional to the sum of the resistances R 1 and R 2 multiplied by the current caused by the 230 volt AC input voltage.

Im Betriebsfall für ein 115 Volt-Wechselspannungsnetz, bei ge schlossenem Eingangsnetzwechselspannungsumschalter S also, ar beitet die erste Schaltungshälfte nur bei einer positiven und die zweite nur bei einer negativen Netzspannungshalbwelle. Die Halbleiterschalter HS1 und HS2 können wieder synchron angesteu ert werden. Der Eingangsnetzwechselstrom IE fließt jetzt entwe der über die Glättungsdrosseln L1 oder L2. Dieser ist jetzt zwar doppelt so groß wie in dem ersten Betriebsfall, doch fließt der Strom jetzt nur jede zweite Halbwelle gemäß einer Einweggleichrichtung. Die effektive Induktivität der Glättungs drossel L1 und L2 wird zahlenmäßig durch die Größe einer ein zelnen Glättungsdrossel festgelegt. Der Zahlenwert der effekti ven Induktivität beträgt gegenüber dem ersten Betriebsfall zwar nur ein Viertel, da aber der Eingangsnetzwechselstrom IE in diesem Betriebsfall doppelt so groß ist, wird insgesamt wieder die gleiche Energiemenge wie vorher gespeichert. Die gespeicher te Gesamtenergiemenge teilt sich dabei ebenfalls wieder auf beide Glättungsdrosseln L1 und L2 gleichmäßig auf. Die Gesamt belastung der beiden Glättungsdrosseln L1 und L2 zusammengenom men ist gegenüber dem ersten Betriebsfall unverändert. Dies er möglicht eine optimale Dimensionierung des gemeinsamen Drossel kerns. Die Ausgangsspannung UA beträgt auch in diesem Fall wie der 400 Volt und betragen die Kondensatorspannungen U1 und U2 jeweils 200 Volt. Für die Halbleiterschalter HS1 und HS2 genügt wieder eine Spannungsfestigkeit von 250 Volt. Sie leiten zwar abwechselnd den doppelten Strom, sind aber gegenüber dem vori gen Betriebsfall nur für die doppelte, nicht aber für die vier fache Verlustleistung zu dimensionieren.In the case of operation for a 115 volt AC voltage network, with the input AC voltage changeover switch S closed, the first half of the circuit only works with a positive and the second with a negative mains voltage half-wave. The semiconductor switches HS 1 and HS 2 can be controlled synchronously again. The input mains alternating current IE now flows either through the smoothing chokes L 1 or L 2 . Although this is now twice as large as in the first operating case, the current now only flows every second half-wave according to a one-way rectification. The effective inductance of the smoothing inductor L 1 and L 2 is determined numerically by the size of an individual smoothing inductor. The numerical value of the effective inductance is only a quarter compared to the first operating case, but since the input mains alternating current IE is twice as large in this operating case, the same amount of energy is stored again as before. The stored total amount of energy is also divided equally between the two smoothing chokes L 1 and L 2 . The total load on the two smoothing chokes L 1 and L 2 taken together is unchanged compared to the first operating case. This enables an optimal dimensioning of the common choke core. In this case, the output voltage UA is the same as that of 400 volts and the capacitor voltages U 1 and U 2 are each 200 volts. For the semiconductor switches HS 1 and HS 2 , a dielectric strength of 250 volts is again sufficient. Although they alternately conduct twice the current, they can only be dimensioned for double, but not for four times the power loss compared to the previous operating case.

Da immer nur einer der Widerstände R1 oder R2 wirksam ist, über den jeweils der doppelte Strom fließt, bleibt das für die Stromüberwachung dienende Signal UI gegenüber dem ersten Be triebsfall gleich. Dies ermöglicht eine genaue Leistungsbegren zung bei einangsseitiger Überlast. Außerdem besteht nie die Ge fahr einer Spulensättigung.Since only one of the resistors R 1 or R 2 is effective, through which twice the current flows, the signal UI used for current monitoring remains the same as in the first operating case. This enables precise power limitation in the event of an overload on the input side. In addition, there is never a risk of coil saturation.

Das Tastverhältnis und die Schaltfrequenz der Halbleiterschal ter HS1 und HS2 sind für beide Betriebszustände gleich.The pulse duty factor and the switching frequency of the semiconductor scarf ter HS 1 and HS 2 are the same for both operating states.

Claims

1. Circuit arrangement of a power supply device which can be connected to 115/230 volt AC voltages and has a sinusoidal current consumption using a full-wave rectifier and at least one step-up converter connected to it with a semiconductor switch, a freewheeling diode, a smoothing choke and a smoothing capacitor, characterized by two symmetrical circuit halves having voltage doubling circuit with switching option formed by an input mains alternating voltage switch (S) between two different input mains alternating voltages (UE) different by a factor of 2 and two mutually substantially mirror-symmetrically designed step-up converters, each of which are arranged in one of the two symmetrical circuit halves of the voltage doubling circuit.

2. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the smoothing chokes (L 1 , L 2 ) of the step-up converter are magnetically coupled.

3. Circuit arrangement according to claim 1 or 2, characterized in that the smoothing chokes (L 1 , L 2 ) are wound in the same direction to each other.

4. Circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that the free-wheeling diodes (V 1 , V 2 ) are arranged pointing in opposite directions against the mirroring rule.

5. Circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that the controlled routes of the semiconductor switches (HS 1 , HS 2 ) with resistors (R 1 , R 2 ) related to the common mirror axis are connected in series.

6. Circuit arrangement according to one of the preceding claims, characterized in that one of the step-up converter has an N-channel and the other a P-channel-conducting semiconductor switch (HS 1 , HS 2 ).

7. Circuit arrangement according to one of claims 1 to 5, characterized in that the two step-up converters have an N-channel-conducting semiconductor switch (HS 1 , HS 2 ).