DE3632624C1

DE3632624C1 - Stoerfeldunempfindlicher Naeherungsschalter

Info

Publication number: DE3632624C1
Application number: DE3632624A
Authority: DE
Inventors: Heinz Kammerer; Reinhard Dr Stumpe
Original assignee: Balluff GmbH
Current assignee: Balluff GmbH
Priority date: 1986-09-25
Filing date: 1986-09-25
Publication date: 1988-03-10
Also published as: EP0283487B1; JPH01501192A; WO1988002579A1; DE3769128D1; US4893027A; EP0283487A1

Description

Die Erfindung betrifft einen störfeldunempfindlichen Näherungsschalter zum Positionsnachweis eines Maschinenelements mit zwei im Abstand zueinander angeordneten Sensoren, von denen ein erster einen kleineren Abstand von dem in einer zu detektierenden Stellung stehenden Maschinenelement aufweist als ein zweiter, und mit einem Schaltkreis zum Umsetzen von einem durch die Sensoren erzeugten ersten und zweiten Signal in ein Ausgangssignal.

Bei einer Vielzahl von Einsatzmöglichkeiten für Näherungsschalter besteht das Problem, daß im Bereich einer für den Näherungsschalter vorgesehenen Stelle Störfelder auftreten, welche bei all den Näherungsschaltern zu Fehlschaltungen führen, die auf der Basis eines Nachweises eines elektrischen oder magnetischen Feldes arbeiten. Beispielsweise können Quellen für derartige Störfelder Stromleitungen zu Schweißzangen von Schweißanlagen sein, welche aufgrund der großen Ströme zu magnetischen Störfeldern mit beachtlichen Feldstärken führen. Es sind aber auch eine Vielzahl anderer Möglichkeiten denkbar, bei denen elektrische, magnetische oder elektromagnetische Störfelder im Bereich eines Näherungsschalters auftreten können.

Aus der DE-OS 34 38 120 ist ein störfeldfester Näherungsschalter bekannt, welcher zwei im Abstand zueinander angeordnete Sensoren aufweist, welche feldabhängige Signale erzeugen. Das Ausgangssignal dieses Näherungsschalters wird durch Differenzbildung der beiden feldabhängigen Signale und Vergleich eines Differenzsignals mit einer Schaltwelle erzeugt.

Diese bekannten Näherungsschalter führen immer dann zu befriedigenden Ergebnissen, wenn die Störfelder am Ort der beiden Sensoren jeweils ungefähr gleich groß sind, oder sich zumindest um einen Betrag unterscheiden, der kleiner ist als eine für ein Überschreiten der Schaltwelle erforderliche Unterschied zwischen der Feldstärke eines durch das Maschinenelement in seiner nachzuweisenden Stellung hervorgerufenen Magnetfeldes am Ort des ersten und des zweiten Sensors. Mit anderen Worten, es war für eine zufriedenstellende Funktion dieses Näherungsschalters erforderlich, daß das Maschinenelement in seiner zu detektierenden Stellung am Ort des ersten Sensors ein größeres Feld erzeugt hat als am Ort des zweiten Sensors und daß diese Differenz stets größer war als die Differenz zwischen dem Störfeld am Ort des zweiten Sensors und dem Störfeld am Ort des ersten Sensors.

Diese Abhängigkeit des für eine einwandfreie Anzeige des Näherungsschalters notwendigen Magnetfeldes von dem Störfeld führt in vielen Anwendungsfällen zu Problemen, vor allem dann, wenn diese Störfelder betragsmäßig sehr groß werden und einen großen Gradient im Bereich der Sensoren aufweisen.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, einen Näherungsschalter der gattungsgemäßen Art derart zu verbessern, daß eine für ein Ansprechen des Näherungsschalters erforderliche Feldstärkedifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Sensor unabhängig von dem vorhandenen Störfeld ist.

Diese Aufgabe wird bei einem Näherungsschalter der eingangs beschriebenen Art erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß das Umsetzen in das Ausgangssignal dadurch erfolgt, daß entweder aus dem vom ersten Sensor erzeugten ersten Signal oder aus dem vom zweiten Sensor erzeugten zweiten Signal eine einer Zeitabhängigkeit des Störfeldes entsprechende Pulsfolge gewonnen und mittels dieser das zweite bzw. das erste Signal abgetastet wird, wobei ein dabei ermittelter Wert dann zu einem das Maschinenelement in seiner nachzuweisenden Stellung anzeigenden Ausgangssignal führt, wenn dieser Wert einen vorwählbaren Mindestwert überschreitet, durch welchen eine für ein Ansprechen des Näherungsschalters erforderliche Mindestmagnetfeldstärke vorwählbar ist.

Aufgrund dieser Lösung kann das für ein Ansprechen des erfindungsgemäßen Näherungsschalters erforderliche Mindestmagnetfeld unabhängig von der Stärke oder auch dem Gradient des Störfeldes gewählt werden, da das Störfeld im Gegensatz zu den bisher bekannten Lösungen nicht durch eine Differenzbildung hinsichtlich bei den beiden Sensoren gemessener Störfeldstärken erfolgt, sondern dadurch, daß die Zeitabhängigkeit des Störfeldes ermittelt wird und dazu ausgenutzt wird, das Störfeld lediglich aufgrund der ermittelten Zeitabhängigkeit zu eliminieren, so daß die Amplitude des Störfeldes als solche bei der Elimination des Störfeldes in erster Linie nicht relevant ist. Somit spielt es auch keine Rolle, wie groß die Absolutwerte des Störfeldes sind oder wie groß der Gradient des Störfeldes zwischen den beiden Orten der Sensoren ist.

Zur Gewinnung einer der Zeitabhängigkeit des Störfeldes entsprechenden Pulsfolge sind mehrere Möglichkeiten denkbar. Besonders einfach ist dies dadurch möglich, daß die ersten Pulse und die zweiten Pulse zu jedem Zeitpunkt generiert werden, zu dem das erste Signal bzw. das zweite Signal einen Referenzwert durchläuft.

Ein Erfassen des abzutastenden Signals kann in vielerlei Art und Weise erfolgen. So ist es z. B. möglich, das abzutastende Signal dadurch zu erfassen, daß über einen Amplitudenwert dieses Signals während einer Pulsdauer integriert wird und das Integral dem ermittelten Wert entspricht. Eine derartige Abtastung ist insbesondere dann in einfacher Weise möglich, wenn die Pulse der Pulsfolge im Bereich von Null- Durchgängen des Störfeldes liegen, da dann in dem Fall, in dem an beiden Sensoren lediglich das zeitabhängige Störfeld anliegt, die Integration über die Amplitude des abzutastenden Signals Null ergibt und nur dann, wenn irgendwelche Konstantenanteile vorliegen, sich positive Signale ergeben. Weit vorteilhafter ist es jedoch, wenn zu jedem Zeitpunkt, zu dem das am ersten Sensor erzeugte erste Signal einen ersten Referenzwert durchläuft, ein erster Puls generiert wird und wenn zu jedem Zeitpunkt, zu dem das am zweiten Sensor erzeugte zweite Signal einen zweiten Referenzwert durchläuft, ein zweiter Puls generiert wird und wenn ein zeitlicher Abstand zwischen dem ersten und dem zweiten Puls dem ermittelten Wert entspricht, wobei der vorwählbare Mindestwert eine vorwählbare Mindestzeit darstellt. Bei dieser Ausführungsform des erfindungsgemäßen Näherungsschalters werden nicht nur die Störfeldanteile aufgrund ihrer Zeitabhängigkeit eliminiert, sondern es wird außerdem ein konstanter Feldanteil am ersten Sensor, hervorgerufen durch das Maschinenelement in seiner zu detektierenden Stellung, in eine ungefähr zu diesem Feldanteil proportionale zeitliche Verschiebung des ersten Pulses umgesetzt, so daß lediglich eine Zeitdifferenz zwischen dem ersten Puls und dem zweiten Puls gemessen werden muß, die mit den bekannten Methoden der Impulstechnik in einfacher Weise möglich ist, und folglich die gesamte weitere Signalverarbeitung mit digitaler Pulstechnik durchgeführt werden kann. Es ist hervorzuheben, daß somit die Feldstärken des zeitabhängigen Störfeldanteils ohne jeglichen Einfluß auf dem zeitlichen Abstand der Pulse sind, so daß bereits kleinen konstanten Feldanteilen am ersten Sensor entsprechende Verschiebungen des ersten Pulses, unabhängig von der Feldstärke des Störfeldes, nachweisbar sind und folglich auch eine einem zeitlichen Mindestabstand der Pulse entsprechende Schaltwelle des Näherungsschalters, unabhängig von den Feldstärken des Störfeldes, wählbar ist und daher auch sehr niedrig liegen kann.

Zur Messung des zeitlichen Abstandes zwischen dem ersten Puls und dem zweiten Puls bestehen vielerlei Möglichkeiten. Mit bekannter Digitaltechnik ist eine einfache Ermittlung des zeitlichen Abstandes dann möglich, wenn zur Ermittlung des zeitlichen Abstandes mindestens ein Pulskoinzidenzen feststellendes Glied vorgesehen ist, da sich Pulskoinzidenzen in einfacher Weise mit NAND- oder NOR-Gattern feststellen lassen.

Die Messung von Pulskoinzidenzen ist immer dann einfach, wenn die Pulse eine endliche Breite haben, so daß es vorteilhaft ist, wenn der erste Puls zeitlich verbreitert ist. Außerdem kann es auch vorteilhaft sein, wenn alternativ oder zusätzlich auch der zweite Puls zeitlich verbreitert ist.

Die Verbreiterung der Pulse kann durch eine Vielzahl möglicher Maßnahmen erfolgen, beispielsweise könnte es denkbar sein, eine Verbreiterung der Pulse durch spezielle Pulsformglieder herbeizuführen. Im vorliegenden Fall liegen jedoch bei der Erzeugung der Pulse zeitlich veränderliche Signale zugrunde, so daß die einfachste Möglichkeit einer Pulsverbreiterung darin besteht, daß diese durch beiderseits des jeweiligen Referenzwertes liegende Schwellwerte erfolgt, wobei ein Puls dann generiert wird, wenn das jeweilige Signal zwischen diesen Schwellwerten liegt. Mit einer derartigen Maßnahme können relativ aufwendige Pulsformglieder vermieden werden.

Besonders vorteilhaft kann es bei der Erzeugung einer Pulsverbreiterung sein, symmetrische Pulse zu erhalten, so daß die Schwellwerte symmetrisch zu dem jeweiligen Referenzwert liegen.

Bei den bisher beschriebenen Ausführungsbeispielen war nicht festgelegt, wie die jeweiligen Referenzwerte liegen sollen und somit auch nicht, an welcher Stelle der zeitabhängigen ersten und zweiten Signale die Generierung eines ersten oder zweiten Pulses erfolgen soll. Damit die Pulse in ihreren Breite bei einer Veränderung der Amplitude des jeweiligen Signals möglichst wenig verändert werden, ist es vorteilhaft, wenn der erste Puls im Bereich eines Null-Durchgangs des ersten Signals generiert wird. Das gleiche gilt für die Generierung des zweiten Pulses, so daß es ebenfalls vorteilhaft ist, wenn der zweite Puls im Bereich eines Null-Durchgangs des zweiten Signals generiert wird.

Für die Bestimmung des zeitlichen Abstandes zwischen dem ersten und dem zweiten Puls mittels des Pulskoinzidenzen feststellenden Gliedes sind für den Fachmann mehrere Variationen denkbar. Beispielsweise wäre es denkbar, mit dem zweiten Puls einen sogenannten Meßpuls zu triggern, dessen Koinzidenz mit dem ersten Puls in einfacher Weise festgestellt werden könnte. Um nun auch diesen Meßpuls nicht erzeugen zu müssen, sondern den zeitlichen Abstand direkt zwischen dem ersten und zweiten Puls ohne einen Zwischenpuls zu messen, wird vorgeschlagen, daß der zeitliche Abstand durch Feststellung einer Koinzidenz des verbreiterten ersten oder zweiten Pulses mit dem zweiten bzw. ersten Puls ermittelt wird. Das heißt also, daß einer der Pulse verbreitert wird, so daß solange eine Koinzidenz zwischen dem ersten und dem zweiten Puls festgestellt wird, bis diese zeitlich so weit gegeneinander verschoben sind, daß der zeitlich verbreiterte Puls nicht mehr mit dem anderen Puls zusammenfällt. Dies stellt eine einfache Möglichkeit dar, über die Verbreiterung eines der Pulse eine vorwählbare Mindestzeit einzustellen, so daß das Überschreiten der Mindestzeit immer dann gegeben ist, wenn eine Koinzidenz zwischen dem verbreiterten Puls und dem anderen Puls nicht mehr vorliegt. Die Mindestzeit entspricht somit ungefähr der halben Pulsbreite des verbreiterten Pulses, wobei dann der andere Puls eine zu vernachlässigende zeitliche Breite haben muß.

Desgleichen ist es auch möglich, mit zwei verbreiterten Pulsen zu arbeiten, so daß der zeitliche Abstand durch Feststellung einer Koinzidenz der verbreiterten ersten mit dem verbreiterten zweiten Pulsen ermittelt wird.

Im Rahmen des vorstehenden Ausführungsbeispiels hat es sich als besonders vorteilhaft erwiesen, wenn der erste Puls um ungefähr einen Faktor vier breiter ist als der zweite Puls.

Zur Feststellung der Koinzidenz des ersten und des zweiten Pulses sind ebenfalls mehrere Logikmöglichkeiten denkbar. Ganz besonders vorteilhaft für einen erfindungsgemäßen Näherungsschalter ist es, wenn als Pulskoinzidenzen feststellendes Glied ein statisch getaktetes D-Flip-Flop mit folgender Wahrheitstafel

verwendet wird.

Dieses Flip-Flop hat die vorteilhafte Eigenschaft, bei einem Übergang von T = 0 nach T = 1 den vorher anliegenden Wert zu halten, so daß, sobald sich der erste und der zweite Puls nicht mehr vollständig überlappen, zumindest über bestimmte Zeiträume ein von Null unterschiedliches Ausgangssignal vorliegt.

Ein derart teilweise sich änderndes Signal ist als Ausgangssignal für einen Näherungsschalter nicht geeignet, denn dieser muß dann, wenn das Maschinenelement in seiner zu detektierenden Stellung steht, stets dasselbe Ausgangssignal zeigen. Das gleiche gilt für den Fall, in welchem das Maschinenelement nicht in seiner zu detektierenden Stellung steht. Aus diesem Grund ist vorgesehen, daß auf einen Ausgang des Pulskoinzidenzen feststellenden Gliedes folgend ein Halteglied vorgesehen ist. Dieses Halteglied sorgt dafür, daß der Näherungsschalter stets ein konstantes Ausgangssignal abgibt.

Da bei teilweiser Überlappung des ersten und zweiten Pulses das Ausgangssignal des statisch getakteten D-Flip-Flops über einen Zeitraum, welcher ungefähr einer halben Periodendauer des Störfeldes entspricht, abfallen kann, ist vorgesehen, daß das Halteglied ein Ausgangssignal des Pulskoinzidenzen feststellenden Gliedes über mindestens eine halbe Periodendauer des Störfeldes hält, so daß in jedem Fall ein konstantes Ausgangssignal vorliegt.

Die einfachste Ausführungsform eines Haltegliedes sieht vor, daß das Halteglied ein R-C-Glied ist.

In besonderen Fällen kann ein zu großer Gradient des Störfeldes über dem Abstand der beiden Sensoren zueinander dazu führen, daß der erfindungsgemäße Näherungsschalter, obwohl das Maschinenelement nicht in seiner zu detektierenden Stellung steht, ein Ausgangssignal abgibt, welches das Maschinenelement in seiner zu detektierenden Stellung anzeigt. Dies ist dann der Fall, wenn die Breite des zweiten Pulses gleich groß ist wie die des ersten Pulses oder diesen übersteigt. Diese Fälle können dadurch vermieden werden, daß der erste Sensor in einem der Gleichung

r = Mindestabstand des ersten Sensors von einer Quelle des Störfeldes d = Sensorabstand k = Verhältnis der Breite des ersten zur Breite des zweiten Pulses

entsprechenden Mindestabstand von einer Quelle des Störfeldes angeordnet ist. Damit ist sichergestellt, daß der Gradient des Störfeldes nur so groß ist, daß der vorstehend beschriebene Fall nicht eintritt. Die angegebene Gleichung demonstriert wiederum in eindrucksvoller Weise, daß die Feldstärke des Störfeldes auf die Funktion des erfindungsgemäßen Näherungsschalters keinen Einfluß hat.

Die in der Regel verwendeten Sensoren für die Messung von Feldern sind so aufgebaut, daß sie hinsichtlich einer Feldmessung eine Vorzugsrichtung aufweisen. Diese Vorzugsrichtung wurde bei den bisher beschriebenen Ausführungsbeispielen nicht festgelegt und konnte somit bei beiden Sensoren beliebig orientiert sein. Um universell einsetzbare Sensoren herzustellen, die keine allzu große oder nur eine gemeinsame definierte Richtungsabhängigkeit für ein zu messendes Feld aufweisen, ist es vorteilhaft, daß die Sensoren eine Vorzugsrichtung aufweisen und so angeordnet sind, daß die Vorzugsrichtungen parallel zueinander stehen.

Bei den bisher erläuterten Ausführungsbeispielen wurde stets offengelassen, ob die Sensoren zum Nachweis elektrischer, magnetischer oder elektromagnetischer Felder geeignet sein sollen. Es ist denkbar, einen erfindungsgemäßen Näherungsschalter aufzubauen, welcher für jeweils eine der genannten Anwendungsmöglichkeiten geeignet ist. In der Regel arbeiten die bisher bekannten Näherungsschalter jedoch nach dem Prinzip, daß entweder das Maschinenelement selbst ein Magnetfeld erzeugt oder daß das Maschinenelement ein Magnetfeld deformiert. Aus diesem Grund ist es vorteilhaft, wenn die Sensoren Magnetfeldsensoren sind.

Vor allem in all den Fällen, in denen es nicht möglich ist, in dem Maschinenelement selbst einen Magneten anzuordnen, das Maschinenelement jedoch aus einem Material besteht, das geeignet ist, ein Magnetfeld zu deformieren, ist es erforderlich, daß dem ersten Sensor ein Permanentmagnet zugeordnet ist, welcher mit seinem Magnetfeld den ersten Sensor in Richtung seiner Vorzugsrichtung durchflutet. Bei einer solchen Ausführungsform des erfindungsgemäßen Näherungsschalters führt die Deformation des Magnetfeldes des Permanentmagneten dazu, daß sich die Durchflutung des ersten Sensors und somit auch dessen konstanter, durch den Permanentmagneten hervorgerufener Signalanteil immer dann geändert wird, wenn das Maschinenelement in seiner zu detektierenden Stellung steht.

Ganz besonders vorteilhaft ist es, wenn die Anordnung so getroffen ist, daß der Permanentmagnet mit einem Nord- oder einem Südpol dem ersten Sensor zugewandt angeordnet ist, da in diesen Fällen der Sensor von einer hohen Flußdichte durchsetzt ist.

Bei all diesen Anwendungen eines Permanentmagneten im Bereich des ersten Sensors ist jedoch bei der Anordnung des ersten Referenzwertes zu berücksichtigen, daß auch dann, wenn das Maschinenelement nicht in seiner zu detektierenden Stellung steht, das erste Signal einen konstanten Anteil aufgrund der ständigen Durchflutung des ersten Sensors aufweist. In diesem Fall ist nur dann ein Nachweis des Maschinenelements in seiner zu detektierenden Stellung in einfacher Weise möglich, wenn der erste Referenzwert einem ersten Signal bei Abwesenheit des Störfeldes und Abwesenheit des Maschinenelements in seiner zu detektierenden Stellung entspricht.

Eine besonders vorteilhafte Anordnung des Permanentmagneten relativ zu den Sensoren und zu dem Maschinenelement liegt dann vor, wenn die Sensoren so angeordnet sind, daß deren Vorzugsrichtungen in Richtung einer Verbindungslinie der Sensoren weisen und daß der Permanentmagnet auf einer dem Maschinenelement in seiner zu detektierenden Stellung abgewandten Seite des ersten Sensors angeordnet ist. In diesem Fall führt das Maschinenelement in seiner zu detektierenden Stellung dazu, daß der erste Sensor stärker durchflutet ist als bei Abwesenheit des Maschinenelements von seiner zu detektierenden Stellung. Eine weitere vorteilhafte Anordnung sieht vor, daß die Sensoren so angeordnet sind, daß ihre Vorzugsrichtungen ungefähr senkrecht auf einer Verbindungslinie der Sensoren stehen, wobei, wie bereits erläutert, in einem solchen Fall der Permanentmagnet auf einer Seite des ersten Sensors liegen soll. In diesen Fällen führt das Maschinenelement in seiner zu detektierenden Stellung zu einer Verzerrung des Magnetfeldes in der Weise, daß die Durchflutung des Sensors relativ zu dem Fall abnimmt, in dem das Maschinenelement nicht in seiner zu detektierenden Stellung steht.

Zum Nachweis von Magnetfeldern ist es besonders günstig, wenn der erste und der zweite Sensor Hallsensoren sind, da diese gegen magnetische Übersteuerungen geschützt sind und somit auch bei sehr hohen Störfeldern bis zu 600 kA/m nicht beschädigt werden können.

Es ist aber auch möglich, daß die Sensoren magnetoresistive Sensoren sind, wobei sich insbesondere Permalloy- Sensoren als geeignete Sensoren anbieten.

Sämtliche der genannten Sensoren werden jedoch bei ihrem Einsatz in allen Ausführungsbeispielen der erfindungsgemäßen Näherungsschalter nicht in dem ganzen möglichen Feldbereich eingesetzt, sondern in der Regel nur in einem Bereich, der ungefähr 10% des ausnutzbaren Feldstärkebereichs dieser Sensoren umfaßt. Aus diesem Grund wirken sich Temperaturdriften, insbesondere der Null- Linie, d. h. des Offsets, der Sensoren sehr stark dahingehend aus, daß die Pulse zeitlichen Schwankungen unterworfen sind und daher die als Schaltschwelle vorgewählte Mindestzeit lediglich aufgrund dieser Temperaturdriften überschritten werden kann. Eine vorteilhafte Möglichkeit, solche Temperaturdriften zu unterdrücken, d. h. ihren prozentualen Anteil geringer zu machen, besteht darin, daß auf einer aktiven Fläche von mindestens einem der Sensoren ein Material mit einer Suszeptibilität von µ < 1 angeordnet ist. Dieses Material hat die Eigenschaft, die magnetischen Feldlinien zu bündeln und somit eine verstärkte magnetische Durchflutung der Sensoren in ihrer Vorzugsrichtung herbeizuführen, so daß diese zum Nachweis der Magnetfelder in einem größeren Feldstärkebereich ausgenutzt werden, so daß folglich auch die ersten und/oder zweiten Signale größer werden und damit die Drift der Null-Linie zu einer geringeren zeitlichen Verschiebung der ersten und/oder zweiten Pulse führt. Dies ist dadurch bedingt, daß das erste oder zweite Signal die Referenz- oder Schwellwerte mit größerer Steigung schneiden und somit ergibt dieselbe Nullpunktsschwankung eine kleinere zeitliche Schwankung der Pulse.

Weitere Merkmale, Vorteile und Eigenschaften des erfindungsgemäßen Näherungsschalters ergeben sich aus der folgenden Beschreibung sowie der zeichnerischen Darstellung einiger Ausführungsbeispiele. In der Zeichnung zeigt

Fig. 1 eine perspektivische, teilweise aufgebrochene Darstellung eines ersten Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Näherungsschalters;

Fig. 2 ein Blockdiagramm einer Funktionsweise des ersten Ausführungsbeispiels;

Fig. 3 eine schematische Darstellung einer Zeitabhängigkeit von in Fig. 2 auftretender Signale;

Fig. 4 eine Schaltungsskizze des ersten Ausführungsbeispiels;

Fig. 5 ein zweites Auführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Näherungsschalters;

Fig. 6 ein drittes Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Näherungsschalters;

Fig. 7 ein viertes Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Näherungsschalters und

Fig. 8 ein Ausführungsbeispiel eines Sensors aus magnetoresistiven Sensoren.

Ein erstes Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Näherungsschalters, in Fig. 1 als Ganzes mit 10 bezeichnet, zum Nachweis eines Maschinenelements 12 in seiner jeweiligen nachzuweisenden Stellung umfaßt ein Gehäuse 14, in welchem in einem dem Maschinenelement 12 zugewandten Gehäuseteil 16 zwei Sensoren S 1 und S 2 so im Abstand voneinander angeordnet sind, daß der Sensor S 1 näher bei dem Maschinenelement 12 in seiner nachzuweisenden Stellung liegt als der Sensor S 2. Die beiden Sensoren S 1 und S 2 haben jeweils durch Pfeile gekennzeichnete Vorzugsrichtungen 18 und 20 und werden bevorzugterweise so angeordnet, daß die Vorzugsrichtungen 18 und 20 parallel zueinander liegen. In einem dem Maschinenelement 12 abgewandten Gehäuseteil 22 ist eine als Ganzes mit 24 bezeichnete Schaltung angeordnet, mittels welcher ein Ausgangssignal A des Näherungsschalters erzeugt wird. Eine Spannungsversorgung des erfindungsgemäßen Näherungsschalters 10 erfolgt über ein in den Gehäuseteil 22 mündendes Zuleitungskabel 26, welches auch eine Leitung zur Übertragung des Ausgangssignals A umfaßt.

Das Maschinenelement 12 ist in einem dem Näherungsschalter zugewandten Bereich 28 mit einer sich durch diesen Bereich 28 erstreckenden Bohrung 30 versehen, in welcher ein Magnet 32 aufgenommen ist. Das von einem Nord- und einem Südpol des Stabmagneten 32 ausgehende Magnetfeld 34 durchsetzt mit seinen Feldlinien 36 zumindest den Gehäuseteil 16 des Näherungsschalters 10 und somit auch die beiden Sensoren S 1 und S 2.

Die parallel zueinander ausgerichteten Vorzugsrichtungen 18 und 20 sind bevorzugterweise so ausgerichtet, daß sie parallel zu den die Sensoren S 1 und S 2 durchdringenden Feldlinien 36 des Magnetfelds 34 verlaufen.

Eine in der Umgebung des Näherungsschalters 10 verlaufende Stromleitung 38 oder eine Schweißelektrode, welche einen hohen Strom, beispielsweise für Schweißvorgänge und ähnliche hohe Ströme benötigende Einrichtungen führt, erzeugt ein Störfeld 40, dessen Störfeldlinien 42 im wesentlichen in radialer Richtung um die Stromleitung 38 verlaufen und ebenfalls den gesamten Näherungsschalter 10 und somit auch die Sensoren S 1 und S 2 - im ungünstigsten Fall parallel zu den Vorzugsrichtungen 18, 20 - durchsetzen.

Somit durchdringen sowohl die Feldlinien 36 des Magnetfelds 34 als auch die Störfeldlinien 42 des Störfelds 40 die Sensoren S 1 und S 2. Erfindungsgemäß wird jedoch der Abstand zwischen den Sensoren S 1 und S 2 so gewählt, daß das mit zunehmendem Abstand von dem Magnet 32 sehr stark abfallende Magnetfeld 34 im Bereich des Sensors S 2 nur zu einem unwesentlichen Beitrag führt und somit in der Regel beim Sensor S 2 vernachlässigt werden kann. Dagegen ist das Störfeld aufgrund der hohen Ströme in der Stromleitung 38 in der Regel so stark, daß es beide Sensoren S 1 und S 2 durchsetzt, wobei die Feldstärke am Ort der Sensoren S 1 und S 2 davon abhängt, wie die Stromleitung 38 relativ zu den Sensoren S 1 und S 2 angeordnet ist.

Bei der in Fig. 1 zeichnerisch dargestellten Anordnung ist die Feldstärke des Störfeldes 40 am Ort des Sensors S 2 größer als am Ort des Sensors S 1.

Ein genereller Unterschied zwischen dem Störfeld 40 und dem Magnetfeld 34 ist darin zu sehen, daß die über die Stromleitung 38 bestriebenen Aggregate in der Regel mit Wechselstrom gespeist werden, so daß das Störfeld 40 entsprechend der Frequenz des Wechselstroms zeitabhängig ist, wohingegen es sich bei dem Magnetfeld 34 stets um ein konstantes, zeitlich nicht veränderbares Feld handelt.

Die Schaltung 24 arbeitet nach dem in Fig. 2 dargestellten Blockschaltbild, dessen Funktionen aus der Darstellung der dabei erzeugten Signale und Pulsfolgen in Fig. 3 zusätzlich erläutert wird.

Der von dem Magnetfeld 34 und dem Störfeld 40 durchflutete Sensor S 1 erzeugt ein durch den Verstärker V 1 verstärktes Signal SI 1, das - wie in Fig. 3 dargestellt - aus einem von dem Störfeld 40 herrührenden oszillierenden Anteil mit einer Amplitude AS 1 und einem von dem Magnetfeld 34 herrührenden konstanten Feldanteil BS zusammengesetzt ist und somit insgesamt ein gegenüber einer Null-Linie verschobenes oszillierendes Signal darstellt. Das Signal SI 1 wird einem Diskriminator DS 1 zugeführt, welcher ermittelt, ob eine Amplitude des zeitabhängigen Signals SI 1 zwischen zwei symmetrisch zu einem Referenzwert R und im vorliegenden Fall auch zur Null-Linie liegenden Schaltschwellen SW 1 und -SW 1 liegt oder nicht. Wenn die Amplitude des Signals SI 1 größer ist als die Schaltschwelle SW 1 und -SW 1, gibt der Diskriminator DS 1 an seinem Ausgang ein Signal NULL ab, wenn die Amplitude des Signals SI 1 kleiner ist als die Schaltschwellen SW 1 und -SW 1, d. h. also zwischen diesen beiden liegt, dann gibt der Diskriminator an seinem Ausgang ein Signal EINS ab. Somit führt jeder Nulldurchgang der Amplitude des Signals SI 1 zu einem Anstieg auf EINS des ansonsten an dem Ausgang des Diskriminators DS 1 anliegenden Signals NULL und somit durch den Anstieg auf EINS zu einem auch als Puls P 1 zu bezeichnenden Signal, wobei eine zeitliche Breite Δ P 1 des Pulses P 1 davon abhängt, wie die Schaltschwellen SW 1 und -SW 1 relativ zur Null-Linie liegen. Liegen die Schaltschwellen SW 1 und -SW 1 weit von der Null-Linie entfernt, d. h. sind sie sehr hoch, so ist auch die zeitliche Breite Δ P 1 des Pulses P 1 sehr groß, während bei niedrig und dicht bei der Null- Linie liegenden Schaltschwellen SW 1 und -SW 1 die zeitliche Breite Δ P 1 des Pulses P 1 klein ist.

Wenn das Signal SI 1 um den Anteil BS in positiver Richtung gegenüber der Null-Linie verschoben ist, erfolgen auch die Nulldurchgänge der Amplitude des Signals SI 1 nicht in gleichen Zeitabständen, sondern es folgen jeweils zwei Pulse P 1 in einem kurzen Zeitabstand Δ T 1, während der darauffolgende Puls P 1 nach einem längeren Zeitabstand Δ T 1′ folgt. Selbstverständlich kann das Signal SI 1 auch um den Anteil BS in negativer Richtung verschoben sein.

Für die Beschreibung des vorliegenden Ausführungsbeispiels sei angenommen, daß der Sensor S 2 lediglich von dem Störfeld 40 durchflutet ist. Somit erzeugt das Störfeld 40 in dem Sensor S 2 ein durch einen Verstärker V 2 verstärktes Signal SI 2, welches, wie bereits erläutert, aufgrund des in der Stromleitung 38 fließenden Wechselstroms ebenfalls die gleiche Zeitabhängigkeit wie das Signal SI 1 aufweist, jedoch lediglich einen Amplitudenanteil AS 2 des Wechselfeldes zeigt und somit symmetrisch zu einer Null-Linie verläuft. Dieses Signal SI 2 wird einem in gleicher Weise wie der Diskriminator DS 1 funktionierenden Diskriminator DS 2 zugeführt, welcher zwei symmetrisch zu einem Referenzwert R 2 und im vorliegenden Fall auch zur Null-Linie liegende Schaltschwellen SW 2 und -SW 2 aufweist. Je nachdem ob die Amplitude AS 2 des Signals SI 2 zwischen den Schaltschwellen SW 2 und -SW 2 liegt oder nicht, wird ein Ausgangssignal 1 des Diskriminators DS 2 auf Null herabgesetzt oder nicht. Somit führt jeder Nulldurchgang der Amplitude AS 2 in Diskriminator DS 1 zu einem Wert von dem Wert 1 auf den Wert Null sich ändernden Puls P 2 mit einer zeitlichen Breite Δ P 2, die ebenfalls von der Lage der symmetrisch zur Null-Linie liegenden Schaltschwellen SW 2 und -SW 2 abhängt, d. h. bei niedrig liegenden Schaltschwellen SW 2 und -SW 2 wird auch die zeitliche Breite Δ P 2 der Pulse P 2 geringer, während sie bei weiter auseinanderliegenden Schaltschwellen SW 2 und -SW 2 größer wird.

Da das Signal SI 2 symmetrisch zur Null-Linie liegt, sind auch die zeitlichen Abstände Δ T 2 zwischen den aufeinanderfolgenden Pulsen P 2 gleich groß, sie ändern sich jedoch immer dann, wenn auch das Signal SI 2 einen Konstantanteil aufweist.

Der Puls P 1 wird nun einem Eingang D eines statisch getakteten D-Flip-Flops F zugeführt und der Puls P 2 dem Eingang T dieses Flip-Flops. Ein statisch getaktetes D-Flip-Flop hat die Eigenschaft, eine logische Variable D in Abhängigkeit des Eingangs T zu speichern, so daß ein invertierter Ausgang Q des statisch getakteten D-Flip- Flops entsprechend folgender Wahrheitstafel gesteuert wird.

Wahrheitstafel des statisch getakteten D-Flip-Flops

Diese Wahrheitstafel zeigt, daß der Ausgang Q des statisch getakteten D-Flip-Flops F jeweils dann die invertierten Werte vom Eingang D zeigt, wenn T=0 ist und daß am Ausgang Q bei T=1 immer die Werte vorliegen, die vor einem Übergang von T=0 nach T=1 am Eingang D anlagen.

Wie am besten aus Fig. 3 zu erkennen ist, wird der Ausgang Q immer dann über eine Periodendauer des Störfeldes gesehen zeitweilig Null, wenn sich die Pulse P 1 und P 2 gegenseitig teilweise überlappen. Ist beispielsweise jedoch der stationäre Anteil BS des Signals SI 1 so groß, daß der zeitliche Abstand Δ T 1 aufeinanderfolgender Pulse P 1 so klein ist, daß diese zwischen zwei Pulsen P 2 in dem Zeitintervall Δ T 2 liegen, so ist das Ausgangssignal Q stets 1. Ferner ist das Signal Q stets dann Null, wenn sich die Pulse P 1 und P 2 vollständig überlappen, d. h. die Pulse P 2 mit ihrer Pulsbreite Δ P 2 innerhalb der Pulse P 1 mit ihrer Pulsbreite Δ P 1 liegen, was immer dann der Fall ist, wenn der stationäre Anteil BS am Signal SI 1 Null ist, d. h. wenn der Sensor S 1 nicht von einem statischen Magnetfeld durchflutet ist.

Aus letzterem ist bereits zu erkennen, daß es vorteilhaft ist, die Breite Δ P 1 des Pulses P 1 stets größer als die Breite Δ P 2 des Pulses P 2 zu wählen, da in einem solchen Fall stets gewährleistet ist, daß der Näherungsschalter nicht aufgrund irgendwelcher geringen Schwankungen eines statischen Magnetfeldes das Maschinenelement 12 in seiner nachzuweisenden Stellung anzeigt und folglich ein sicheres Halten der Anzeige "kein Maschinenelement in seiner nachzuweisenden Stellung" sichergestellt ist.

Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wurde die Breite Δ P 1 so gewählt, daß sie ungefähr viermal so groß ist wie die Breite Δ P 2, was übertragen auf die Schwellwerte SW 1 und SW 2 in erster Näherung zur Folge hat, daß die Schwellwerte SW 1 ungefähr viermal höher liegen als die Schwellwerte SW 2. Dies gilt jedoch nur für den Fall, daß die Amplituden des Störfeldes 40 am Ort der beiden Sensoren S 1 und S 2 ungefähr gleich groß sind. Wird die Amplitude des Störfeldes größer, so führt dies zu einer relativen Verschmälerung der zeitlichen Breite der Pulse Δ P 1 oder Δ P 2.

Wie bereits dargelegt, wechselt immer dann, wenn sich die Pulse P 1 und P 2 teilweise überlappen, das Ausgangssignal Q des statisch getakteten D-Flip-Flops F zwischen Null und 1. In diesem Zustand liegt jedoch bereits eine Verschiebung der Pulse P 1 relativ zu den Pulsen P 2 aufgrund des konstanten Anteils BS beim Signal SI 1 vor, so daß bereits dieser Zustand eine Annäherung des Maschinenelements 12 an seinen nachzuweisenden Zustand an den Näherungsschalter angibt. Folglich sollte auch das Ausgangssignal A des Näherungsschalters keinen zeitlichen Schwankungen unterworfen sein, sondern jeweils ein konstantes, das Maschinenelement 12 in seiner nachzuweisenden Stellung angebendes Signal zeigen. Aus diesem Grund ist dem statisch getakteten D-Flip-Flop F ein Impulshalteglied H nachgeordnet, welches den Zustand 1 am Ausgang Q des Flip-Flops F mindestens über eine halbe Periode des zeitabhängigen Störfeldes hält und somit an seinem Ausgang einer auf dieses Impulshalteglied folgenden Ausgangsstufe AS stets ein von Null verschiedenes Signal zur Verfügung steht, so daß die Ausgangsstufe AS ihrerseits das erforderliche, das Maschinenelement 12 in seiner nachzuweisenden Stellung anzeigende Ausgangssignal A liefert.

Abweichend von dem bisher beschriebenen Fall, in welchem davon ausgegangen wurde, daß der Sensor S 1 sowohl von dem Magnetfeld 34 als auch von dem Störfeld 40 durchsetzt ist, ist in dem Fall, in dem das Maschinenelement 12 nicht in seiner nachzuweisenden Stellung steht, der Sensor S 1 ebenfalls lediglich von dem Störfeld 40 durchsetzt, so daß ein Signal SI 1′ dem Diskriminator DS 1 zugeführt wird, welches lediglich den oszillierenden Amplitudenanteil AS 1 aufweist. In diesem Fall ist das Signal SI 1′ symmetrisch zur Nullinie, so daß infolgedessen auch die Nulldurchgänge und somit auch die Pulse P 1′ stets nach denselben Zeitintervallen auftreten. Eine dem jeweiligen Nulldurchgang der Amplitude AS 1 entsprechende Pulsmitte des Pulses P 1′ liegt somit zeitgleich mit einer dem Nulldurchgang der Amplitude AS 2 entsprechende Pulsmitte des Pulses P 2, so daß sich insgesamt die Pulse P 1′ und P 2 vollständig überlappen. Wie bereits ausgeführt, wird die Pulsbreite Δ P 1′ in der Regel ungefähr viermal so groß gewählt wie die Pulsbreite Δ P 2, so daß das D-Flip-Flop F an seinem Ausgang Q stets den Wert Null anzeigt.

Der erfindungsgemäße Näherungsschalter funktioniert nun folgendermaßen:

Ausgehend vom letztbeschriebenen Zustand, bei welchem der Ausgang Q des Flip-Flops F stets Null anzeigt, liegt auch am Ausgang A des Näherungsschalters der Wert Null vor, welcher dem Zustand entspricht, bei dem das Maschinenelement 12 nicht in seiner nachzuweisenden Stellung steht. Eine Annäherung des Maschinenelements 12 an den Näherungsschalter 10 hat zur Folge, daß der Sensor S 1 in zunehmendem Maße von dem Magnetfeld 34 durchflutet wird und somit der Anteil BS des Signals SI 1 stetig ansteigt und folglich das Signal SI 1 asymmetrisch zur Nullinie wird. Damit verschieben sich auch die Nulldurchgänge der Amplitude des Signals SI 1 und infolgedessen auch die Pulse P 1 im Vergleich mit dem Puls P 1′, die einem lediglich mit dem Störfeld 40 durchsetzten Sensor S 1 entsprechen. Die mit steigendem Anteil BS zunehmende Verschiebung der Pulse P 1 relativ zu den Pulsen P 1′ und somit auch relativ zu dem Impulsen P 2 führt zunächst so lange nicht zu einer Änderung des Ausgangssignals, solange die Impulse P 2 noch vollständig mit den Pulsen P 1 überlappen. In dem Moment, in dem jedoch eine von 0 nach 1 gehende seitliche Flanke der Pulse P 1 innerhalb eines der Pulse P 2 zu liegen kommt, führt dies am Ausgang des D-Flip-Flops F dazu, daß dessen Ausgang Q dann den Zustand 0 annimmt, wenn vor einem Ende eines Pulses P 2 der Puls P 1 angestiegen ist, d. h. sich auf den Wert 1 verändert hat, da nämlich dann bei Änderung am Eingang T von Null nach 1 der zuletzt anliegende, d. h. somit der Wert 1 am Eingang D am Ausgang Q als 0 gehalten wird. Das Signal am Ausgang Q entspricht dem in Fig. 3 dargestellten Signal Q.

In diesem Fall kommt, wie bereits erwähnt, das Impulshalteglied H zum Tragen, das dafür sorgt, daß das in einzelnen Intervallen auf Null abfallende Signal Q nicht in dieser Form am Ausgang anliegt, sondern daß der Wert 1 des Signals Q mindestens über eine halbe Periode des zeitlich oszillierenden Störfeldes gehalten wird und somit ständig am Ausgang A einer Ausgangsstufe AU ein von Null abweichendes und den Näherungsschalter 12 in seiner nachzuweisenden Stellung anzeigendes Signal anliegt.

Die dem Blockdiagramm in Fig. 2 entsprechende Schaltung in Fig. 3 zeigt im einzelnen eine positive Spannungsversorgung (+) sowie eine negative Spannungsversorgung (-), wobei, um eine möglichst konstante Spannung zur Verfügung zu stellen, ein Spannungsregler SP vorgesehen ist, welcher mit einem Eingang 1 an der Spannungsversorgung (+) und mit einem Eingang 2 über eine Diode D 9 und einen Widerstand R 0 mit der negativen Spannungsversorgung in Verbindung steht und an seinem Ausgang 3 eine geregelte negative Spannung für die Schaltung verfügbar hält. Zur Glättung und Störunterdrückung der zu regelnden Spannung ist zwischen dem Eingang 1 des Spannungsreglers SP sowie einem Abgriff zwischen der Diode D 9 und dem Widerstand RO ein Kondensator C 1 vorgesehen. Die am Ausgang 3 des Spannungsreglers SP zur Verfügung gestellte geregelte Spannung wird außerdem noch durch einen Kondensator C 2 geglättet. Der erfindungsgemäßen Schaltung steht somit eine positive Speisespannung (+) und eine negative Speisespannung (-) zur Verfügung.

Der Sensor S 1 ist sowohl an die positive Speisespannung (+) als auch an die negative Speisespannung (-) angeschlossen und wird durch diese versorgt. Entsprechend dem den Sensor S 1 durchflutenden Magnetfeld liegt ein Ausgang a 1 des Sensors S 1 auf einem durch das Magnetfeld veränderlichen Potential. Der Ausgang a 1 des Sensors S 1 ist über einen Widerstand R 1 mit einem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers OP 1 verbunden. Des weiteren liegt zwischen a 1 und R 1 sowie der negativen Speisespannung noch ein Widerstand R 2. Ein nicht invertierender Eingang des Operationsverstärkers OP 1 liegt auf einem Potential, welches durch einen Spannungsteiler umfassend einerseits eine an die positive Speisespannung (+) angeschlossene Diode D 1 mit einer dem selektierten Sensor 1 entsprechenden Temperaturdrift, auf diese folgend einen regelbaren Widerstand R 3 zum Einstellen eines Offset und zusätzlich zu diesem in Reihe geschaltet einen konstanten Widerstand R 4 und andererseits einen mit der negativen Speisespannung (-) verbundenen Widerstand R 5. Ein Ausgang des Operationsverstärkers OP 1 ist zur Rückkopplung noch über einen Widerstand R 6 mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP 1 verbunden. Durch diese Verstärkerschaltung liegt das Signal a 1 des Sensors S 1 am Ausgang des Operationsverstärkers OP 1 als verstärktes Signal SI 1 an.

Der Sensor S 2 wird ebenfalls durch die positive Speisespannung (+) und die negative Speisespannung (-) versorgt, so daß an einem Ausgang a 2 des Sensors S 2 ebenfalls ein dem den Sensor S 2 durchflutenden Magnetfeld entsprechendes Signal a 2 anliegt. Dieses Signal a 2 wird durch eine mit der vorstehend beschriebenen Verstärkerschaltung identischen Verstärkerschaltung, deren Bauteile mit denselben Bezugszeichen versehen sind, zu einem Signal SI 2 verstärkt.

Wie bereits in dem Blockdiagramm in Fig. 2 dargelegt, wird das Signal SI 1 einem Diskriminator DS 1 zugeführt, welcher aus zwei Operationsverstärkern OP 1 und OP 3 aufgebaut ist. Ein nicht invertierender Eingang des Operationsverstärkers OP 2 wird durch einen zwischen der positiven und der negativen Speisespannung (+) und (-) liegenden Spannungsteiler umfassend zwei Widerstände R 7 und R 8 auf einem Potential festgelegt. Desgleichen wird ein invertierender Eingang des Operationsverstärkers OP 3 ebenfalls durch zwischen der positiven und der negativen Speisespannung (+) und (-) liegenden Spannungsteiler umfassend zwei Widerstände R 9 und R 10 auf einem definierten Potential festgelegt.

Dabei stellen das am nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP 2 und das am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP 3 anliegende Potential die beiden Schwellwerte SW 1 und -SW 1 des Diskriminators dar. Das Signal SI 1 wird einem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP 2 und einem nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP 3 zugeführt, wobei vor dem nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers noch ein Widerstands RE liegt. Mittels der Widerstände RE und R 11 sowie der Widerstände R 7 und R 11 werden an den Operationsverstärkern OP 3 bzw. OP 2 Schalthysteresen eingestellt.

Ein Ausgang des Operationsverstärkers OP 2 ist zusätzlich noch über einen Widerstand R 11 auf den nicht invertierenden Eingang rückgekoppelt, desgleichen ein Ausgang des Operationsverstärkers OP 3. Beide Ausgänge der Operationsverstärker OP 2 und OP 3 sind zusammengefaßt und über einen Widerstand R 12 mit der positiven Speisespannung verbunden. An beiden zusammengefaßten Ausgängen der Operationsverstärker OP 2 und OP 3, welche einen Ausgang des Diskriminators DS 1 darstellen, liegt somit ein Puls P 1 an. Der Diskriminator DS 2 ist in ähnlicher Weise wie der Diskriminator DS 1 aus zwei Operationsverstärkern OP 4 und OP 5 aufgebaut. Dabei sind ebenfalls ein nicht invertierender Eingang des Operationsverstärkers OP 5 bezüglich ihres Potentials festgelegt, wobei dies bei dem Diskriminator DS 2 durch einen aus drei zwischen der positiven Speisespannung und der negativen Speisespannung liegenden Widerstand R 13, R 14 und R 15 aufgebauten Spannungsteiler erfolgt.

Das Potential für den nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP 4 wird durch die Widerstände R 13 einerseits und R 14 und R 15 andererseits festgelegt, wohingegen das Potential des invertierenden Eingangs des Operationsverstärkers OP 5 einerseits durch die beiden Widerstände R 13 und R 14 andererseits durch den Widerstand R 15 festgelegt ist.

Das Signal SI 2 wird genau wie beim Diskriminator DS 1 sowohl einem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP 4 als auch einem nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers OP 5 zugeführt. Ausgänge der Operationsverstärker OP 4 und OP 5 sind miteinander verbunden und über einen Widerstand R 16 gegenüber der positiven Speisespannung (+) festgelegt. Ein an den beiden zusammengefaßten Ausgängen der Operationsverstärker OP 4 und OP 5 anliegendes Signal wird einer Basis eines Transistors T 1 zugeführt, welcher mit Kollektor und Emitter zwischen der positiven Speisespannung (+) und der negativen Speisespannung (-) liegt. Der Transistor T 1 invertiert das an den zusammengefaßten Ausgängen der Operationsverstärker OP 4 und OP 5 anliegende Signal. Zwischen dem Kollektor des Transistors T 1 und der positiven Speisespannung liegt noch ein weiterer Widerstand R 17. Der Puls P 2 wird am Ausgang des Diskriminators DS 2 zwischen dem Widerstand R 17 und dem Kollektor des Transistors T 1 abgegriffen.

Wie bereits in dem Blockdiagramm in Fig. 2 erläutert, werden die Pulse P 1 und P 2 dem Eingang D bzw. T eines statisch getakteten D-Flip-Flops F zugeführt. Dieses ist nun, wie aus Fig. 4 ersichtlich, folgendermaßen aufgebaut:

Die Grundeinheit wird gebildet aus zwei NAND-Gattern G 2 und G 3, wobei jeweils ein Eingang eines Gatters mit jeweils einem Ausgang des anderen Gatters verbunden ist. Die beiden freien Eingänge der Gatter G 1 und G 2 sind in üblicher Weise mit den Buchstaben R und S bezeichnet. Vor dem Eingang R ist ein durch gestrichelte Umrahmung gekennzeichnetes Oderglied OR 1 vorgesehen, welches aus zwei parallel zueinander angeordneten Dioden D 2 und D 3 aufgebaut ist, deren Ausgänge an dem Eingang R liegen. Ein Eingang der Diode D 2 ist mit dem Eingang D des statisch getakteten D-Flip-Flops F verbunden, ein Eingang der Diode D 3 ist mit dem Eingang T des statisch getakteten D-Flip-Flops verbunden. In gleicher Weise ist vor dem Eingang S des Flip-Flops ein ebenfalls durch gestrichelte Umrahmung gekennzeichnetes Oderglied OR 2 vorgesehen, welches ebenfalls aus zwei parallel zueinander geschalteten Dioden D 4 und D 5 aufgebaut ist, deren Ausgänge mit dem Eingang S des Flip-Flops verbunden sind. Vor einem Eingang der Diode D 4 ist noch ein als Inverter geschaltetes NAND-Gatter G 1 vorgesehen, dessen Ausgang am Eingang der Diode D 4 liegt. Ein Eingang des als Inverter geschalteten Gatters G 1 ist mit dem Eingang D des statisch getakteten D-Flip-Flops verbunden.

Ein Eingang der Diode D 5 liegt direkt am Eingang T des statisch getakteten D-Flip-Flops F. Der Ausgang des Gatters G 2 stellt den invertierenden Ausgang Q des statisch getakteten D-Flip-Flops F dar. Zusätzlich ist noch zwischen dem Eingang R und dem Eingang S des Flip-Flops und der negativen Speisespannung jeweils ein Widerstand R 18 und R 19 vorgesehen.

An dieses statisch getaktete D-Flip-Flop F mit seinem Ausgangssignal Q schließt sich das in Fig. 2 dargestellte Impulshalteglied H an, welches aus einer auf den Ausgang Q folgenden Diode D 6, einem mit dieser in Reihe geschalteten Widerstand R 20 und einem auf diesen folgenden Zeitglied umfassend einen Widerstand R 21 und einen parallel dazu geschalteten Kondensator C 3 aufgebaut ist, wobei das Zeitglied einerseits auf der negativen Speisespannung (-) liegt. Sobald am Ausgang Q des statisch getakteten D-Flip-Flops F eine 1 anliegt, läßt die Diode D 6 durch und lädt somit den Kondensator C 3, während die Diode D 6 dann blockiert, wenn am Ausgang Q eine Null anliegt, so daß sich der Kondensator C 3 nur langsam über den Widerstand R 21 entladen kann. Zwischen dem Widerstand R 20 und dem Zeitglied, umfassend den Widerstand R 21 und dem Kondensator C 3, wird ein durch das Zeitglied geglättetes Signal Q abgegriffen und einem Eingang eines als Inverter geschalteten NAND-Gatters G 4 zugeführt, welches mit seinem Ausgang über einen Widerstand R 22 die Basis eines Ausgangstransistors T 2 steuert, der mit seinem Emitter an der positiven Speisespannung (+) liegt und mit seinem Kollektor einmal über einen Kurzschlußschutz K das Ausgangssignal A liefert und außerdem eine Leuchtdiode L ansteuert. Die Leuchtdiode L ist durch eine weitere Diode D 7 und einem mit diesem in Reihe geschalteten Widerstand R 23 mit der negativen Speisespannung verbunden, wobei die Diode D 7 lediglich als Polschutz vorgesehen ist, um einen Durchbruch der Leuchtdiode L zu verhindern. Sobald nun der Ausgangstransistor T 2 den Ausgang A ansteuert, leuchtet gleichzeitig die in der Regel am Schalter angeordnete Leuchtdiode L auf. Als zusätzlicher Polschutz ist noch zwischen dem Kurzschlußschutz K und dem Kollektor des Ausgangstransistors T 2 eine Anzapfung vorgesehen, welche mit einem Eingang einer Diode D 8 verbunden ist, deren Ausgang an der positiven Speisespannung (+) liegt.

Ein zweites Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Näherungsschalters ist in Fig. 5 schematisch dargestellt. Die bei diesem zweiten Ausführungsbeispiel verwendeten Sensoren S 1′ und S 2′ sind im Prinzip die gleichen wie die Sensoren S 1 und S 2 des ersten Ausführungsbeispiels, im Gegensatz zum ersten Ausführungsbeispiel trägt jedoch das Maschinenelement 12 selbst keinen Stabmagneten 32. Die Sensoren S 1′ und S 2′ sind ebenfalls wieder so angeordnet, daß ihre Vorzugsrichtungen 18′ und 20′ parallel zueinander liegen, jedoch in Richtung des Abstandes zwischen den Sensoren S 1′ und S 2′ ausgerichtet sind.

Zur Erzeugung des notwendigen Magnetfeldes zum Nachweis des Maschinenelements 12 ist auf einer dem Maschinenelement 12 in seiner nachzuweisenden Stellung entgegengesetzten Seite des Sensors S 1′ ein Permanentmagnet PM angeordnet, welcher ein den Sensor S 1′ durchflutendes, in Richtung des Maschinenelements 12 verlaufendes und von dort längs einer ellipsoidförmigen Bahn auf eine dem Sensor S 1′ abgewandte Seite des Permanentmagnets 12 zurücklaufendes Magnetfeld 34′ besitzt. Sobald nun das Maschinenelement 12 in seiner nachzuweisenden Stellung, wie in Fig. 5 dargestellt, ist, wird das Magnetfeld 34′ in Richtung des Maschinenelements 12 gezogen und derart deformiert, daß der Sensor S 1′ in seiner Vorzugsrichtung stärker durchflutet ist, während die Durchflutung des Sensors S 1′ dann geringer ist, wenn das Maschinenelement 12 aus seiner nachzuweisenden Stellung entfernt ist.

Somit führt eine Annäherung des Maschinenelements 12 in seine nachzuweisende Stellung auch beim zweiten Ausführungsbeispiel dazu, daß der Sensor S 1 einen zusätzlichen Anteil eines konstanten Magnetfeldes detektiert. Allerdings ist auch dann, wenn das Maschinenelement 12 nicht in seiner nachzuweisenden Stellung steht, ein konstanter Feldanteil im Bereich des Sensors S 1 vorhanden, so daß das Signal S 1 stets einen konstanten Feldanteil aufweist. Um dieselbe Funktion wie beim ersten Ausführungsbeispiel zu gewährleisten, ist es daher notwendig, die Schwellen SW 1 und -SW 1 nicht symmetrisch zur Nullinie des Signals SI 1 anzuordnen, sondern den Referenzwert R 1 symmetrisch zu dem konstanten Signalanteil zu legen, welcher auch dann vorhanden ist, wenn das Maschinenelement 12 nicht in seiner nachzuweisenden Stellung steht.

Ein drittes Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Näherungsschalters ist in Fig. 6 dargestellt. Bei diesem besitzt ebenfalls das Maschinenelement 12 selbst keinen Stabmagnet 32, sondern es ist ebenfalls ein Permanentmagnet PM′ dem Sensor S 1′′ zugeordnet. Die Sensoren S 1′′ und S 2′′ sind im Prinzip so angeordnet wie beim ersten Ausführungsbeispiel, d. h. ihre beiden Vorzugsrichtungen 18 und 20 stehen parallel zueinander und im wesentlichen senkrecht auf einer Verbindungslinie zwischen den beiden Sensoren S 1′′ und S 2′′. Der Permanentmagnet PM′ ist dabei so auf einer Seite des Sensors S 1′′ angeordnet, daß dieser durch das Magnetfeld 34′′ des Permanentmagnets PM′ im wesentlichen in Richtung seiner Vorzugsrichtung 18 durchflutet wird.

Sobald das Maschinenelement 12 in seiner nachzuweisenden Stellung steht, wird das Magnetfeld 34′′ in Richtung des Maschinenelements 12 deformiert und somit insgesamt die Durchflutung des Sensors S 1′′ verringert, so daß bei dem Maschinenelement 12 in seiner nachzuweisenden Stellung der konstante Anteil BS des Signals SI 1 verändert ist. Die Schaltung funktioniert im Prinzip genau wie beim ersten Ausführungsbeispiel, jedoch ist, genau wie beim zweiten Ausführungsbeispiel dafür Sorge zu tragen, daß die Schwellwerte SW 1 und -SW 1 nicht symmetrisch zur Null- Linie des Signals SI 1 liegen, sondern symmetrisch zu dem Konstantanteil, welcher den Sensor S 1′′ dann durchflutet, wenn das Maschinenelement 12 nicht in seiner nachzuweisenden Stellung ist.

Fig. 7 zeigt ein viertes Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Näherungsschalters, welches dem ersten Ausführungsbeispiel im gesamten Aufbau sowie auch in seiner Funktion entspricht, bei dem lediglich die Sensoren S 1 und S 2 einseitig oder beidseitig mit einem Material MP mit einer magnetischen Suszeptibilität µ<1 beschichtet sind. Dieses Material bewirkt eine Bündelung der Magnetfelder und führt somit dazu, daß die die Sensoren S 1 und S 2 durchflutenden Magnetfelder verstärkt werden. Eine derartige Verstärkung der Magnetfelder ist deshalb notwendig, weil die beispielsweise verwendeten Hallsensoren für einen Feldstärkebereich von ungefähr 0 bis zu über 100 kA/m geeignet sind, jedoch bei einem Aufbau gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel nur in einem Feldstärkebereich von 0 bis ungefähr 7 oder 8 kA/m ausgenutzt werden. Bei einer derart geringen Ausnutzung des zur Verfügung stehenden Meßbereichs wirken sich Temperaturdriften sehr stark aus. Eine Verringerung der Auswirkung der Temperaturdriften ist dann möglich, wenn durch das Material MP das die Sensoren S 1 und S 2 durchflutende Magnetfeld verstärkt wird, so daß eine größere Ausnützung des zur Verfügung stehenden Feldstärkebereichs möglich ist und daher sich die Temperaturdriften prozentual geringer auswirken und somit nahezu unterdrückt werden können.

Die vorstehend beschriebenen Hallsensoren sind als komplette Baueinheit zu beziehen. Es ist aber ebenfalls im Rahmen der vorliegenden Erfindung möglich, die Hallsensoren durch Permalloy-Sensoren zu ersetzen, welche jeweils vier als Wheatstone-Brücke zusammengeschaltete Widerstände aus Permalloy umfassen. Diese Widerstände sind im allgemeinen als mäanderförmige Schichten auf einem gemeinsamen Trägersubstrat, beispielsweise einem Siliziumchip, aufgedampft. Hierbei handelt es sich um handelsübliche Permalloy-Sensoren, die z. B. über die Firmen Valvo, Sony oder Siemens bezogen werden können. Jeder der Sensoren 5 besitzt vier Anschlüsse a, b, c, d (Fig. 8), wobei die Anschlüsse a und b sowie c und d jeweils einander gegenüberliegenden Abgriffen der Wheatstone entsprechen.

Ein derartiger Sensor S wird, wie Fig. 8 zeigt, mit seinen Anschlüssen a und b an die negative bzw. positive Speisespannung für die Sensoren angelegt, wohingegen die einander gegenüberliegenden Mittelanschlüsse c und d der Wheatstone-Brückenschaltung mit einem invertierenden und einem nichtinvertierenden Eingang eines Operationsverstärkers OP verbunden werden, an dessen Ausgang das Ausgangssignal a des Sensors zur Verfügung steht. Somit kann der Permalloysensor S zusammen mit dem Operationsverstärker OP anstelle der vorstehend beschriebenen Hallsensoren in der Schaltung gemäß Fig. 4 Verwendung finden.

Bei einem besonders vorteilhaften Ausführungsbeispiel werden in der Schaltung gemäß Fig. 4 folgende Bauteile verwendet.

C 1 220 nF C 2 6,8 µF C 3 100 nF R 0 56 Ω R 1 10 kΩ R 2 1,8 kΩ R 3 3,3 kΩ R 4 10 kΩ R 5 18 kΩ R 6 180 kΩ R 7 15 kΩ R 8 27 kΩ R 9 100 kΩ R 10 33 kΩ R 11 470 kΩ R 12 6,8 kΩ R 13 47 kΩ R 14 6,8 kΩ R 15 33 kΩ R 16 100 kΩ R 17 6,8 kΩ R 18 100 kΩ R 19 100 kΩ R 20 10 kΩ R 21 820 kΩ R 22 3,9 kΩ R 23 560 kΩ

Claims

1. Störfeldunempfindlicher Näherungsschalter zum Positionsnachweis eines Maschinenelements mit zwei im Abstand zueinander angeordneten Sensoren, von denen ein erster einen kleineren Abstand von dem in einer zu detektierenden Stellung stehenden Maschinenelement aufweist als ein zweiter, und mit einem Schaltkreis zum Umsetzen von einem durch die Sensoren erzeugten ersten und zweiten Signal in ein Ausgangssignal, dadurch gekennzeichnet, daß das Umsetzen in das Ausgangssignal (A) dadurch erfolgt, daß entweder aus dem vom ersten Sensor (S 1) erzeugten ersten Signal (SI 1) oder aus dem vom zweiten Sensor (S 2) erzeugten zweiten Signal (SI 2) eine einer Zeitabhängigkeit des Störfeldes (40) entsprechende Pulsfolge von ersten Pulsen (P 1) bzw. von zweiten Pulsen (P 2) gewonnen und mittels dieser das zweite (SI 2) bzw. das erste Signal (SI 1) abgetastet wird, wobei ein dabei ermittelter Wert dann zu einem das Maschinenelement (12) in seiner nachzuweisenden Stellung anzeigenden Ausgangssignal (A) führt, wenn dieser Wert einen vorwählbaren Mindestwert überschreitet, durch welchen eine für ein Ansprechen des Näherungsschalters erforderliche Mindestfeldstärke vorwählbar ist.

2. Störfeldunempfindlicher Näherungsschalter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten Pulse (P 1) oder die zweiten Pulse (P 2) zu jedem Zeitpunkt generiert werden, zu dem das erste Signal (SI 1) bzw. das zweite Signal (SI 2) einen Referenzwert (R 1) bzw. (R 2) durchläuft.

3. Störfeldunempfindlicher Näherungsschalter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zu jedem Zeitpunkt, zu dem das am ersten Sensor (S 1) erzeugte erste Signal (SI 1) einen ersten Referenzwert (R 1) durchläuft, ein erster Puls (P 1) generiert wird, daß zu jedem Zeitpunkt, zu dem das am zweiten Sensor (S 2) erzeugte zweite Signal (SI 2) einen zweiten Referenzwert (R 2) durchläuft, ein zweiter Puls (P 2) generiert wird und daß ein zeitlicher Abstand zwischen dem ersten und dem zweiten Puls dem ermittelten Wert entspricht, wobei der vorwählbare Mindestwert eine vorwählbare Mindestzeit darstellt.

4. Störfeldunempfindlicher Näherungsschalter nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß zur Ermittlung des zeitlichen Abstandes mindestens ein Pulskoinzidenzen feststellendes Glied (F) vorgesehen ist.

5. Störfeldunempfindlicher Näherungsschalter nach Anspruch 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Puls (P 1) zeitlich verbreitert ist.

6. Störfeldunempfindlicher Näherungsschalter nach Anspruch 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Puls (P 2) zeitlich verbreitert ist.

7. Störfeldunempfindlicher Näherungsschalter nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß eine Verbreiterung durch beiderseits des jeweiligen Referenzwerts (R 1, R 2) liegende Schwellwerte (SW 1, -SW 1; SW 2, -SW 2) erfolgt, wobei ein Puls (P 1, P 2) dann generiert wird, wenn das jeweilige Signal (SI 1, SI 2) zwischen diesen Schwellwerten (SW 1, -SW 1; SW 2, -SW 2) liegt.

8. Störfeldunempfindlicher Näherungsschalter nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellwerte (SW 1, -SW 1; SW 2, -SW 2) symmetrisch zu dem jeweiligen Referenzwert (R 1, R 2) liegen.

9. Störfeldunempfindlicher Näherungsschalter nach einem der voranstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Puls (P 1) im Bereich eines Null-Durchgangs des ersten Signals (SI 1) generiert wird.

10. Störfeldunempfindlicher Näherungsschalter nach einem der voranstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Puls (P 2) im Bereich eines Null-Durchgangs des zweiten Signals (SI 2) generiert wird.

11. Störfeldunempfindlicher Näherungsschalter nach einem der Ansprüche 5 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß der zeitliche Abstand durch Feststellung einer Koinzidenz des verbreiterten ersten (P 1) oder zweiten Pulses (P 2) mit dem zweiten (P 2) bzw. ersten Puls (P 1) ermittelt wird.

12. Störfeldunempfindlicher Näherungsschalter nach einem der Ansprüche 4 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß der zeitliche Abstand durch Feststellung einer Koinzidenz des verbreiterten ersten (P 1) mit dem verbreiterten zweiten Puls (P 2) ermittelt wird.

13. Störfeldunempfindlicher Näherungsschalter nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Puls (P 1) um ungefähr einen Faktor vier breiter ist als der zweite Puls (P 2).

14. Störfeldunempfindlicher Näherungsschalter nach einem der Ansprüche 4 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß als Pulskoinzidenzen feststellendes Glied ein statisch getaktetes D-Flip-Flop (F) mit folgender Wahrheitstafel verwendet wird.

15. Störfeldunempfindlicher Näherungsschalter nach einem der Ansprüche 3 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß auf einen Ausgang (Q) des Pulskoinzidenzen feststellenden Gliedes (F) folgend ein Halteglied (H) vorgesehen ist.

16. Störfeldunempfindlicher Näherungsschalter nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß daß Halteglied (H) ein Ausgangssignal des Pulskoinzidenzen feststellenden Gliedes (F) über mindestens eine halbe Periodendauer des Störfeldes (40) hält.

17. Störfeldunempfindlicher Näherungsschalter nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß das Halteglied (H) ein R-C-Glied ist.

18. Störfeldunempfindlicher Näherungsschalter nach einem der Ansprüche 1 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Sensor (S 1) in einem der Gleichung r= Mindestabstand des ersten Sensors von einer Quelle des Störfeldesd= Sensorabstandk= Verhältnis der Breite des ersten zur Breite des zweiten Pulsesentsprechenden Mindestabstand von einer Quelle des Störfeldes (40) angeordnet ist.

19. Störfeldunempfindlicher Näherungsschalter nach einem der voranstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensoren (S 1, S 2) eine Vorzugsrichtung (18, 20) aufweisen und so angeordnet sind, daß die Vorzugsrichtungen (18, 20) parallel zueinander stehen.

20. Störfeldunempfindlicher Näherungsschalter nach einem der voranstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensoren (S 1, S 2) Magnetfeldsensoren sind.

21. Störfeldunempfindlicher Näherungsschalter nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß dem ersten Sensor (S 1) ein Permanentmagnet (PM) zugeordnet ist, welcher mit seinem Magnetfeld den ersten Sensor (S 1) in Richtung seiner Vorzugsrichtung (18) durchflutet.

22. Störfeldunempfindlicher Näherungsschalter nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß der Permanentmagnet (PM) mit einem Nord- oder einem Südpol dem ersten Sensor (S 1) zugewandt angeordnet ist.

23. Störfeldunempfindlicher Näherungsschalter nach Anspruch 21 oder 22, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Referenzwert (R 1) einem ersten Signal (SI 1) bei Abwesenheit des Störfeldes (40) und bei Abwesenheit des Maschinenelements (12) in seiner zu detektierenden Stellung entspricht.

24. Störfeldunempfindlicher Näherungsschalter nach einem der voranstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensoren (S 1, S 2) so angeordnet sind, daß deren Vorzugsrichtungen (18, 20) in Richtung einer Verbindungslinie der Sensoren (S 1, S 1) weisen und daß der Permanentmagnet (PM) auf einer dem Maschinenelement (12) in seiner zu detektierenden Stellung abgewandten Seite des ersten Sensors (S 1) angeordnet ist.

25. Störfeldunempfindlicher Näherungsschalter nach einem der Ansprüche 21 bis 23, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensoren (S 1, S 2) so angeordnet sind, daß ihre Vorzugsrichtungen (18, 20) ungefähr senkrecht auf einer Verbindungslinie der Sensoren (S 1, S 2) stehen.

26. Störfeldunempfindlicher Näherungsschalter nach einem der voranstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Sensor (S 1, S 2) Hallsensoren sind.

27. Störfeldunempfindlicher Näherungsschalter nach einem der Ansprüche 1 bis 25, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensoren (S 1, S 2) magnetoresistive Sensoren sind.

28. Störfeldunempfindlicher Näherungsschalter nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, daß die Sensoren (S 1, S 2) Permalloy-Sensoren sind.

29. Störfeldunempfindlicher Näherungsschalter nach einem der voranstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß auf einer aktiven Fläche von mindestens einem der Sensoren (S 1, S 2) ein Material mit einer Suszeptibilität µ < 1 angeordnet ist.

30. Störfeldunempfindlicher Näherungsschalter nach Anspruch 29, dadurch gekennzeichnet, daß das Material mit einer Suszeptibilität µ < 1 auf beiden Sensoren (S 1, S 2) angeordnet ist.