DE3605927A1

DE3605927A1 - Digital interpolator

Info

Publication number: DE3605927A1
Application number: DE19863605927
Authority: DE
Inventors: Amar Dr Ali
Original assignee: Standard Elektrik Lorenz AG
Current assignee: Alcatel Lucent Deutschland AG
Priority date: 1986-02-25
Filing date: 1986-02-25
Publication date: 1987-08-27

Abstract

The invention relates to a digital interpolator for changing the sampling rate of a digital signal by the factor M:N (M and N integral numbers). (M-1) pseudo samples having the value zero are added to a sequence of samples in a first sampling circuit (AT1). This new sequence of samples passes through an ideal low-pass filter arrangement (TP) without group delay distortion, consisting of two identical simple low-pass filters with group delay distortion in conjunction with two buffer memories. The buffer memories provide for time-inversion of the signals so that, when the components are suitably interconnected, the group delay distortions of the two filters cancel one another. A second sampling circuit (AT2) following the low-pass filter (TP) then only samples every nth value of the interpolated sequence of samples. The interpolator is suitable, for example, for converting the sampling rates of video or audio signals. <IMAGE>

Description

Die Erfindung betrifft einen digitalen Interpolator mit mindestens einem Tiefpaßfilter.The invention relates to a digital interpolator at least one low pass filter.

Die technische Aufgabe eines solchen Interpolators besteht darin, die Abtastfrequenz einer Folge von Abtastwerten zu verändern. Diese Abtastwerte können z. B. von Bild- oder Tonsignalen stammen.The technical task of such an interpolator is therein the sampling frequency of a sequence of samples to change. These samples can e.g. B. from Picture or sound signals originate.

Üblicherweise werden für diese Zwecke solche Tiefpaßfilter eingesetzt, die eine hohe Flankensteilheit an der Grenzfrequenz haben. Gute Tiefpaßfilter ohne Gruppenlaufzeitverzerrung (d. h. linearer Phasenverlauf) sind teuer, weil man hierfür nur nichtrekursive digitale Filter verwenden kann.Such low-pass filters are usually used for these purposes used with a high slope the cutoff frequency. Good low-pass filters without group delay distortion (i.e. linear phase curve) expensive, because you only need non-recursive digital Can use filters.

Aus der Literaturstelle "Proceedings of the IEEE, Vol. 69, No. 3, März 1981, Seiten 300 bis 330" ist es bekannt, für solche Zwecke digitale nichtrekursive Filter zu verwenden. Der Nachteil dieser dort ausführlich erläuterten Methode besteht in der hohen Ordnung dieser Filter (Anzahl der Multiplizierer, Addierer und Verzögerungseinheiten "delays").From the literature "Proceedings of the IEEE, Vol. 69, No. 3, March 1981, pages 300 to 330 "it is known for such purposes to use digital non-recursive filters. The disadvantage of this method explained in detail there consists in the high order of these filters (number of Multipliers, adders and delay units "delays").

Der digitale Interpolator der eingangs genannten Art ist nach der Erfindung dadurch gekennzeichnet,The digital interpolator of the type mentioned is characterized according to the invention,

a) that between a first sampling circuit and a second Sampling circuit as a digital filter arrangement Low pass filter is inserted, and
b) that this digital filter arrangement consists of the series connection of a first recursive filter, a time slot inverting first buffer, a second recursive filter and a second time slot inverting buffer.

Bei diesem digitalen Interpolator kann man billigere rekursive Filter verwenden und erhält trotzdem ein hochgradig verzerrungsfreies Ausgangssignal mit veränderter Abtastfrequenz.With this digital interpolator you can get cheaper recursive Use filters and still get a high grade distortion-free output signal with changed Sampling frequency.

Nähere Ausgestaltungen des digitalen Interpolators nach der Erfindung für eine ganzzahlige Erhöhung der Abtastfrequenz oder für eine Vervielfachung der Abtastfrequenz um den Faktor M : N (mit M und N ganzzahlig) sind in den Patentansprüchen 2 bzw. 3 gekennzeichnet.Further refinements of the digital interpolator according to the invention for an integer increase in the sampling frequency or for a multiplication of the sampling frequency by the factor M : N (with M and N integer) are characterized in claims 2 and 3, respectively.

Sofern man bei der Ausgestaltung nach Patentanspruch 2 oder 3 wegen der endlichen Verarbeitungsgeschwindigkeit der Schaltkreise im rekursiven Filter in Gebiete nicht realisierbarer Schaltfrequenzen gelangt, so sieht eine Fortbildung des digitalen Interpolators nach der Erfindung eine Verwendung mehrerer paralleler Tiefpaßfilter vor, denen das Eingangssignal in zyklischer Folge zugeführt wird. Dadurch bleibt die Schaltfrequenz für jedes einzelne Tiefpaßfilter in der Größenordnung der Abtastfrequenz des Eingangssignales.If one is in the configuration according to claim 2 or 3 because of the finite processing speed the circuits in the recursive filter in areas not realizable switching frequencies, so one sees Training of the digital interpolator according to the invention a use of several parallel low-pass filters before which the input signal is fed in a cyclic sequence becomes. This keeps the switching frequency for everyone individual low-pass filters in the order of the sampling frequency of the input signal.

Bei Verwendung einfacher rekursiver Filter muß man damit rechnen, daß die Impulsantwort jedes einzelnen Filters auf einen einzelnen Abtastwert am Eingang aus einer Folge von Abtastwerten an seinem Ausgang besteht. Im Patentanspruch 4 ist eine Abwandlung des digitalen Interpolators nach der Erfindung gekennzeichnet, mit der durch Summenbildung eine entsprechende Auswertung der Folgen von Abtastwerten aller Filter ermöglicht wird. When using simple recursive filters you have to calculate that the impulse response of each filter to a single sample at the input from a sequence of samples at its output. In claim 4 is a modification of the digital interpolator characterized according to the invention with which Totaling a corresponding evaluation of the consequences of samples of all filters is made possible.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand der in den beigefügten Zeichnungen dargestellten Ausführungsbeispiele erläutert. Es zeigen:The invention is described below with reference to the attached Exemplary embodiments shown in the drawings explained. Show it:

Fig. 1 ein Blockschaltbild des digitalen Interpolators nach der Erfindung, Fig. 1 is a block diagram of the digital interpolator according to the invention,

Fig. 2a bis 2e Impulsdiagramme zur Erläuterung der Funktionsweise des digitalen Interpolators nach Fig. 1, Fig. 2a to 2e are timing diagrams for explaining the operation of the digital interpolator of FIG. 1,

Fig. 3 Einzelheiten des Tiefpaßfilters TP nach Fig. 1, und Fig. 3 details of the low-pass filter TP of FIG. 1, and

Fig. 4 ein Blockschaltbild eines abgewandelten Interpolators mit K parallelen Filtern. Fig. 4 is a block diagram of a modified interpolator with K parallel filters.

Der digitale Interpolator nach Fig. 1 besteht aus einer Reihenschaltung einer ersten Abtastschaltung AT 1, eines verzerrungsfreien Tiefpaßfilters TP und einer zweiten Abtastschaltung AT 2. Die Funktion des digitalen Interpolators wird anhand der Impulsdiagramme in Fig. 2a bis 2e erläutert. Dem ersten Abtastschalter AT 1 wird gemäß Fig. 2a eine Folge von Abtastwerten mit einer Abtastfrequenz fo zugeführt. Die Aufgabe des Interpolators besteht darin, diese Folge von Abtastwerten durch eine andere Folge zu ersetzen, wobei sich die Abtastfrequenz der zweiten Folge um den Faktor M : N von der Abtastfrequenz der ersten Folge unterscheiden soll (mit M und N als ganzen Zahlen).The digital interpolator according to FIG. 1 consists of a series connection of a first sampling circuit AT 1 , a distortion-free low-pass filter TP and a second sampling circuit AT 2 . The function of the digital interpolator is explained on the basis of the pulse diagrams in FIGS. 2a to 2e. According to FIG. 2a, the first sampling switch AT 1 is supplied with a sequence of sampling values with a sampling frequency fo . The task of the interpolator is to replace this sequence of samples with another sequence, the sampling frequency of the second sequence being to differ by a factor M : N from the sampling frequency of the first sequence (with M and N as integers).

Zunächst werden in der ersten Abtastschaltung AT 1 gemäß Fig. 2b zwischen je zwei benachbarten Abtastwerten der ursprünglichen Folge (M-1) Pseudo-Abtastwerte mit dem Mittelwert Null eingefügt. Damit erhöht sich die Abtastfrequenz f genau um den Faktor M auf den Wert f 1 = M × fo. Diese neue Folge von Abtastwerten gemäß Fig. 2b wird nach Fig. 1 dem Eingang eines verzerrungsfreien also idealen Tiefpaßfilters TP zugeführt, um die als konstante Werte Null eingefügten Zwischenwerte an den durch die ursprünglichen Abtastwerte gekennzeichneten Signalverlauf zu adaptieren.First, in the first sampling circuit AT 1 according to FIG. 2b, pseudo samples with the mean value zero are inserted between two adjacent samples of the original sequence ( M -1). The sampling frequency f thus increases exactly by the factor M to the value f 1 = M × fo . This new sequence of samples according to FIG. 2b is fed to the input of a distortion-free, ie ideal, low-pass filter TP according to FIG. 1, in order to adapt the intermediate values inserted as constant values zero to the signal curve characterized by the original samples.

Am Ausgang A des Tiefpaßfilters TP nach Fig. 1 erscheint dann eine Folge von Abtastwerten gemäß Fig. 2c, wobei in Fig. 2b und 2c das Beispiel M = 4 dargestellt ist. Das Tiefpaßfilter TP muß in bezug auf die angestrebte Abtastfrequenz am Ausgang des Interpolators die zugehörigen Nyquistbedingungen hinsichtlich der Bandbreite erfüllen. A sequence of sample values according to FIG. 2c then appears at the output A of the low-pass filter TP according to FIG. 1, the example M = 4 being shown in FIGS. 2b and 2c. The low pass filter TP must be in relation to the desired sampling frequency at the output of the interpolator meet the associated Nyquist conditions with regard to the bandwidth.

Um von der interpolierten Folge von Abtastwerten gemäß Fig. 2c auf die endgültige Folge zu gelangen, wird mit der zweiten Abtastschaltung AT 2 nach Fig. 1 jeder N-te Abtastwert aus der interpolierten Folge ausgeblendet. Fig. 2d zeigt ein Beispiel für N = 5, Fig. 2e zeigt ein Beispiel für N = 3.To get from the interpolated sequence of samples according to FIG. 2c to the final sequence, the second sampling circuit AT 2 according to FIG. 1 fades out every Nth sample from the interpolated sequence. FIG. 2d shows an example for N = 5, FIG. 2e shows an example for N = 3.

Bei Fig. 2d findet eine Umsetzung der Abtastfrequenz um den Faktor 4/5 (Erniedrigung) und gemäß Fig. 2e findet eine Umsetzung um den Faktor 4/3 (Erhöhung) statt.In Fig. 2d a conversion of the sampling frequency by a factor is 4/5 (reduction), and as shown in Fig. 2e is a reaction by a factor of 4/3 (increase) instead.

Die Interpolation im Tiefpaßfilter TP setzt ein Filter mit vernachlässigbarer Phasenverzerrung voraus. Nach der Erfindung wird dies durch eine digitale Filteranordnung erreicht, die in Fig. 3 dargestellt ist.The interpolation in the low-pass filter TP requires a filter with negligible phase distortion. According to the invention, this is achieved by a digital filter arrangement, which is shown in FIG. 3.

Die digitale Filteranordnung nach Fig. 3 besteht aus einer Reihenschaltung mit zwei rekursiven Filtern F 1, F 2 bekannter Bauart und zwei Zwischenspeichern Z 1, Z 2. Als Filter F 1, F 2 eignen sich z. B. Cauer-, Tschebyscheff- Filter, oder andere Filterarten. Beide Filter sollen die gleiche Übertragungsfunktion H(ω) haben. Dies bedeutet, wenn man ein elektrisches Signal mit beliebigen Frequenzkomponenten, aber mit endlicher Dauer gleichzeitig den Eingängen EF 1 und EF 2 der beiden isolierten Filter F 1, F 2 zuführen würde, dann würde an beiden Ausgängen AF 1, AF 2 der Filter F 1, F 2 ein übereinstimmendes elektrisches Signal auftreten. Die Filter F 1, F 2 können durchaus einfacher Bauart sein, so daß jeweils zwischen Eingangssignal und Ausgangssignal des Filters eine Phasenverzerrung auftritt.The digital filter arrangement according to FIG. 3 consists of a series connection with two recursive filters F 1 , F 2 of known construction and two intermediate stores Z 1 , Z 2 . As filters F 1 , F 2 are, for. B. Cauer, Tschebyscheff filters, or other types of filters. Both filters should have the same transfer function H ( ω ). This means that if an electrical signal with any frequency components but with a finite duration were to be fed simultaneously to the inputs EF 1 and EF 2 of the two isolated filters F 1 , F 2 , then the filter F 1 would be at both outputs AF 1 , AF 2 , F 2 a matching electrical signal occur. The filters F 1 , F 2 can be of a simple design, so that a phase distortion occurs between the input signal and the output signal of the filter.

In der Filteranordnung nach Fig. 3 ist der Ausgang AF 1 des ersten Filters F 1 mit dem Eingang EZ 1 eines ersten Zwischenspeichers Z 1 und der Ausgang AF 2 des zweiten Filters F 2 mit dem Eingang EZ 2 eines zweiten Zwischenspeichers Z 2 verbunden. Die Zwischenspeicher Z 1, Z 2 sollen übereinstimmend folgende Eigenschaften aufweisen. Ein dem Eingang EZ 1 bzw. EZ 2 zugeführtes elektrisches Signal bestimmter Dauer, das aus beliebigen Frequenzkomponenten bestehen kann, wird jeweils so zwischengespeichert, daß der zeitliche Verlauf des Eingangssignals erkennbar, zumindest abgreifbar bleibt. Durch eine interne, hier nicht dargestellte Steuerung wird erreicht, daß das Eingangssignal mit umgekehrter zeitlicher Folge, also gewissermaßen zeitlich gespiegelt am jeweiligen Ausgang AZ 1 bzw. AZ 2 erscheint. Solche Zwischenspeicher sind in verschiedenen Ausführungsformen bekannt. In der Digitaltechnik nennt man solche Zwischenspeicher nach dem zugrundeliegenden Prinzip FILO-Speicher (First In Last Out).In the filter arrangement of FIG. 3, the output AF is the first filter F 1 to the input EZ 1 of a first latch Z 1 and the output AF of the second filter F 2 to the input EZ 2 of a second latch Z 2 are joined 1 2. The intermediate stores Z 1 , Z 2 should have the following properties. An electrical signal of a certain duration which is fed to the input EZ 1 or EZ 2 and which may consist of any frequency components is in each case buffered in such a way that the time course of the input signal remains recognizable, or at least tapped off. An internal control (not shown here) ensures that the input signal appears in reverse chronological order, that is to say to a certain extent mirrored in time, at the respective output AZ 1 or AZ 2 . Such buffers are known in various embodiments. In digital technology, such buffers are called FILO memories (First In Last Out) based on the underlying principle.

In der Filteranordnung nach Fig. 3 ist der Ausgang AZ 1 des ersten Zwischenspeichers Z 1 mit dem Eingang EF 2 des zweiten Filters F 2 verbunden und der Ausgang AZ 2 des zweiten Zwischenspeichers Z 2 ist mit dem Ausgang A der gesamten Filteranordnung verbunden.In the filter arrangement of FIG. 3, the output is AZ 1 of the first latch Z 1 to the input EF 2 of the second filter F 2 and the output AZ 2 of the second latch Z 2 is connected to the output A of the entire filter assembly.

Ein auf den Eingang E gegebenes elektrisches Signal begrenzter Dauer durchläuft also zunächst das erste Filter F 1 und dann nach der Umwandlung im ersten Zwischenspeicher Z 1 gewissermaßen mit invertierter Zeitachse das übereinstimmende zweite Filter F 2, um dann im zweiten Zwischenspeicher Z 2 der gleichen Umwandlung (Invertierung der Zeitachse) unterworfen zu werden.An electrical signal of limited duration given to the input E therefore first passes through the first filter F 1 and then after conversion in the first buffer store Z 1, so to speak, with an inverted time axis, the matching second filter F 2 , and then in the second buffer store Z 2 of the same conversion ( Inversion of the time axis).

Insgesamt hat die Filteranordnung die Übertragungsfunktion H(ω) ², wenn H(ω) die Übertragungsfunktion jedes Filters F 1, F 2 ist. Da das erste zwischengespeicherte Signal nach der Zeitinvertierung im zweiten Filter F 2 eine übereinstimmende Phasenverzerrung erfährt wie das Eingangssignal im ersten Filter F 1, hebt sich insgesamt die Phasenverzerrung der Filter F 1, F 2 auf. Dies bedeutet, daß sich über den gesamten Frequenzbereich zwischen dem Signal am Eingang E und dem Signal am Ausgang A eine konstante Gruppenlaufzeit und ein linearer Phasenverlauf ergibt. Natürlich muß noch erwähnt werden, das das Signal am Ausgang AZ 2 und damit am Ausgang A wegen der erneuten Invertierung der Zeitachse im zweiten Zwischenspeicher Z 2 wieder im ursprünglichen zeitlichen Verlauf erscheint, wie es auf den Eingang E gegeben wurde. Die Speicherkapazität der Zwischenspeicher Z 1, Z 2 muß auf den Anwendungsfall abgestimmt werden, da diese Speicherkapazität die verarbeitbare Eingangssignaldauer bestimmt.Overall, the filter arrangement has the transfer function H ( ω ) ² if H ( ω ) is the transfer function of each filter F 1 , F 2 . Since the first temporarily stored signal experiences a phase distortion in the second filter F 2 after the time inversion, like the input signal in the first filter F 1 , the phase distortion of the filters F 1 , F 2 is canceled out overall. This means that there is a constant group delay and a linear phase curve over the entire frequency range between the signal at input E and the signal at output A. Of course, it must also be mentioned that the signal at output AZ 2 and thus at output A reappears in the original temporal course as it was given to input E because of the renewed inversion of the time axis in the second buffer memory Z 2 . The storage capacity of the buffer stores Z 1 , Z 2 must be matched to the application, since this storage capacity determines the processable input signal duration.

Wenn man ein kontinuierliches Signal längerer Dauer einer solchen Filterung unterziehen will, so kann man z. B. anstelle des einen ersten Zwischenspeichers Z 1 zwei solche parallele Speicher vorsehen, die alternierend mit dem Ausgang AF 1 des ersten Filters F 1 verbunden und deren Ausgänge zeitversetzt alternierend mit dem Eingang EF 2 des zweiten Filters F 2 verbunden werden, so daß insgesamt ein kontinuierliches Signal besteht jedoch aus portionsweise (im Rhythmus der alternierenden Umschaltung der Ein- und Ausgänge der beiden parallelen Speicher) zeitlich invertierten und ineinandergeschachtelten Teilsignalfolgen.If you want to subject such a filter to a continuous signal of longer duration, you can e.g. B. instead of the first buffer Z 1 provide two such parallel memories, which are alternately connected to the output AF 1 of the first filter F 1 and whose outputs are alternately connected to the input EF 2 of the second filter F 2 , so that a total However, a continuous signal consists of portions (in the rhythm of the alternating switching of the inputs and outputs of the two parallel memories) that are time-inverted and nested.

Wenn die Umschaltdauer für die zeitversetzte Anschaltung der beiden parallelen Speicher nicht vernachlässigbar kurz ist, so kann man drei parallele Speicher mit überlappter Steuerung verwenden. Mehr benötigt man sicher nicht, denn man kann davon ausgehen, daß näherungsweise jeweils die Einschreibdauer gleich der Auslesedauer ist.If the switching time for the delayed connection of the two parallel memories is not negligible is short, so you can overlap three parallel memories Use control. You surely need more not, because one can assume that approximately the registration period is the same as the readout period.

Entsprechendes gilt natürlich für den zweiten Zwischenspeicher Z 2, der für eine Verarbeitung kontinuierlicher Eingangssignale in zwei bzw. drei parallele, umschaltbare Speicher aufgeteilt werden kann.The same naturally applies to the second buffer store Z 2 , which can be divided into two or three parallel, switchable memories for processing continuous input signals.

Die Erhöhung der Abtastfrequenz fo um einen Faktor M ≦λτ≦λτ 1 kann mit herkömmlichen Abtastschaltungen auf Probleme stoßen, da die digitalen Schaltkreise z. B. bei breitbandigen Fernsehsignalen mit einer Abtastfrequenz fo = 13,5 MHz in der Nähe der Grenze ihrer maximalen Verarbeitungsgeschwindigkeit liegen. Die Schaltung nach Fig. 4 vermeidet dieses Problem. In dieser Schaltung sind k identische digitale Filter F 21 bis F 2 k parallel angeordnet. Das Eingangssignal ES wird über einen Demultiplexer DEM zyklisch auf die k parallelen Filter F 21 bis F 2 k verteilt, wobei ein bestimmtes Filter einen Abtastwert zum Zeitpunkt Ti und in den folgenden Zeitpunkten Ti + 1, Ti + 2, . . ., Ti + k-1 nur den Pseudowert Null erhält, dann aber zum Zeitpunkt Ti + k wieder einen Abtastwert, usw. In diesem Fall ist f 1 = fo und die Anzahl der Pseudowerte "Null", die ein Filter zwischen zwei Abtastwerten erhält, beträgt (k-1). Man kann die Anzahl der Filter aber auch größer als k wählen, dann erhält man f 1 ≦ωτ fo.The increase in the sampling frequency fo by a factor M ≦ λτ ≦ λτ 1 can encounter problems with conventional sampling circuits, since the digital circuits z. B. in broadband television signals with a sampling frequency fo = 13.5 MHz near the limit of their maximum processing speed. The circuit of Fig. 4 avoids this problem. In this circuit k identical digital filters F 21 to F 2 k are arranged in parallel. The input signal ES is distributed cyclically via a demultiplexer DEM to the k parallel filters F 21 to F 2 k , a specific filter having a sample at time Ti and in the following times Ti + 1, Ti + 2 ,. . ., Ti + k -1 only receives the pseudo value zero, but then again a sample value at the time Ti + k , etc. In this case f 1 = fo and the number of pseudo values "zero" that a filter receives between two sample values , is ( k -1). However, the number of filters can also be chosen to be greater than k , then f 1 ≦ ωτ fo is obtained .

Für die Realisierung der Filter F 21 bis F 2 k werden rekursive Filter verwendet, da sie mit wenig Schaltungsaufwand sehr steile Filteranordnungen zu realisieren gestatten, die bei einer Ausbildung gemäß Fig. 3 frei von Phasenverzerrungen sind.Recursive filters are used for the implementation of the filters F 21 to F 2 k , since they allow very steep filter arrangements to be implemented with little circuit complexity, which are free of phase distortions in an embodiment according to FIG. 3.

Es wird vorausgesetzt, daß die Impulsantwort jedes Filters F 21 bis F 2 k eine endliche Länge von L Werten besitzt, d. h. nach L Werten ist das weitere Ausgangssignal des Filters immer gleich Null. Da die Abtastwerte ESF 21 bis ESF 2 k zyklisch und zeitversetzt den Filtern zugeführt werden, erscheinen die Ausgangssignale ASF 21 bis ASF 2 k in entsprechendem Zyklus an deren Ausgängen. Für L = K = M braucht man lediglich in der zweiten Abtastschaltung AT 2 (Fig. 1) die Summe der Ausgangssignale ASF 21 bis ASF 2 k der Filter F 21 bis F 2 k zu bilden und daraus mit der Abtastfrequenz f 2 jeden N-ten Abtastwert herauszuziehen. So erhält man ohne besondere Anforderungen an die Schaltgeschwindigkeit der Schaltkreise in den digitalen Filtern F 21 bis F 2 k das gewünschte Ausgangssignal AS mit der Abtastfrequenz Löst man sich von dem Sonderfall L = K = M, dann wird die Abtastschaltung AT 2 nach Fig. 1 etwas komplizierter.It is assumed that the impulse response of each filter F 21 to F 2 k has a finite length of L values, ie after L values the further output signal of the filter is always zero. Since the sampled values ESF 21 to ESF 2 k are fed to the filters cyclically and with a time delay, the output signals ASF 21 to ASF 2 k appear at their outputs in a corresponding cycle. For L = K = M , it is only necessary to form the sum of the output signals ASF 21 to ASF 2 k of the filters F 21 to F 2 k in the second sampling circuit AT 2 ( FIG. 1) and to use them for the sampling frequency f 2 every N- to extract the th sample. In this way, the desired output signal AS with the sampling frequency is obtained in the digital filters F 21 to F 2 k without special requirements for the switching speed of the circuits If one gets away from the special case L = K = M , then the sampling circuit AT 2 according to FIG. 1 becomes somewhat more complicated.

Die Ausgangssignale ASF 21 bis ASF 2 k werden in K Schieberegister S 31 bis S 3 k mit je L Speicherplätzen eingeschrieben. Durch geeignete Zusammenfassung (Addition) der zusammengehörigen Teile der Impulsantworten benachbarter Filter ergibt sich ein interpoliertes Zwischensignal mit der Frequenz The output signals ASF 21 to ASF 2 k are written into K shift registers S 31 to S 3 k , each with L memory locations. A suitable combination (addition) of the related parts of the impulse responses of neighboring filters results in an interpolated intermediate signal with the frequency

Folgende allgemeine Formel zeigt die erforderliche Zusammensetzung des Zwischensignals ISi (für alle ganzzahligen i):The following general formula shows the required composition of the intermediate signal ISi (for all integer i ):

ISi = (2-s) × F(r-2), (s + 4) + F(r-1),
(s + 2) + F(r), (s),
mit r = [i/2]
und s = [0,5 × (i + 1)-r]-1. ISi = (2- s ) × F ( r -2), ( s + 4) + F ( r -1),
( s + 2) + F ( r ), ( s ),
with r = [ i / 2]
and s = [0.5 × ( i + 1) - r ] -1.

Dabei soll die eckige Klammer die Rundungsoperation andeuten und F 1,1 ist die erste Komponente der Impulsantwort auf das erste Eingangssignal (die am Ausgang des ersten Filters erscheint).The square bracket should indicate the rounding operation and F 1.1 is the first component of the impulse response to the first input signal (which appears at the output of the first filter).

Zur Beseitigung der Phasenverzerrung des Tiefpaßfilters wird die so gebildete Zwischensignalfolge wie anhand Fig. 3 beschrieben in einem Schieberegister zwischengespeichert, zeitlich rückwärts ausgelesen und in das gleiche (oder ein gleichartiges) Tiefpaßfilter eingespeist. Dann folgt die gleiche Signalverarbeitung wie vorstehend bei der Bildung des Zwischensignals beschrieben (in Fig. 4 nicht dargestellt). Als Ergebnis stehen verzerrungsfreie, gefilterte Signalfolgen mit der Frequenz M × fo zur Verfügung.In order to eliminate the phase distortion of the low-pass filter, the intermediate signal sequence thus formed is temporarily stored in a shift register as described with reference to FIG. 3, read back in time and fed into the same (or a similar) low-pass filter. The same signal processing then follows as described above for the formation of the intermediate signal (not shown in FIG. 4). As a result, distortion-free, filtered signal sequences with the frequency M × fo are available.

Ein Multiplexer MUX tastet über ein Leitungsbündel von K × L Leitungen die Ausgänge der Schieberegister S 31 bis S 3 k ab. Das Ausgangssignal AS entsteht durch Auswahl jedes N-ten Wertes in der Folge der durch Summation über die Ausgänge mehrerer Schieberegister (siehe oben) zu bildenden Signalfolge. A multiplexer MUX scans the outputs of the shift registers S 31 to S 3 k via a line bundle of K × L lines. The output signal AS arises from the selection of every Nth value in the sequence of the signal sequence to be formed by summation via the outputs of several shift registers (see above).

Auch in diesem Fall läßt sich die allgemeine Formel für die Bildung des Ausgangssignals ASi angeben:In this case too, the general formula for the formation of the output signal ASi can be given:

ASi = (2-s) × F(r-2), (s + 4) + F(r-1), (s)
mit r = [1,5 × i-1]
und s = [0,5 × (3i-1)-r] + 1. ASi = (2- s ) × F ( r -2), ( s + 4) + F ( r -1), ( s )
with r = [1.5 × i -1]
and s = [0.5 × (3 i -1) - r ] + 1.

Ein Anwendungsbeispiel betrifft die Übertragung eines Videosignals zwischen zwei Stationen mit reduzierter Bitrate. In diesem Fall genügt es, auf der Sendeseite die Bitrate ohne Phasenkorrektur zu reduzieren und auf der Empfangsseite die Bitrate mit Korrektur der Phasenverzerrung zu erhöhen. Dies setzt allerdings voraus, daß auf der Sendeseite und auf der Empfangsseite die Tiefpaßfilter den gleichen Phasenverlauf haben.An application example concerns the transmission of a Video signal between two stations with reduced bit rate. In this case, it is sufficient to use the Reduce bit rate without phase correction and on the Receiving side the bit rate with correction of the phase distortion to increase. However, this presupposes that the low-pass filters on the transmitting side and on the receiving side have the same phase profile.

Claims

1. Digital interpolator for samples, with at least one low-pass filter ( TP ), characterized in that a digital filter arrangement is inserted as a low-pass filter ( TP ) between a first sampling circuit ( AT 1 ) and a second sampling circuit ( AT 2 ), and that this digital Filter arrangement consists of the series connection of a first recursive filter ( F 1 ), a time-inverting first buffer ( Z 1 ), a second recursive filter ( F 2 ) and a second time-inverting buffer ( Z 2 ).

2. Digital interpolator according to claim 1, characterized in that to increase the sampling frequency by an integer multiple M, the first sampling circuit ( AT 1 ) M -1 inserts pseudo-samples with the value zero between the supplied real sampling signals and passes them on to the digital filter arrangement ( TP ) .

3. Digital interpolator according to claim 1, characterized in that for changing the sampling frequency by the ratio M : N ( M and N integer) the first sampling circuit ( AT 1 ) inserts M -1 pseudo samples with the value zero between the supplied real sampling signals, that the digital filter arrangement ( TP ) is operated at M times the original sampling frequency, and that the second sampling circuit ( AT 2 ) passes on every Nth sample value from the output signal of the digital filter arrangement ( TP ).

4. Digital interpolator according to claim 2 or 3, characterized in that the digital filter arrangement ( TP in Fig. 1) consists of a plurality of parallel low-pass filters ( F 21 , F 22 ... F 2 k in Fig. 4) that the first Sampling circuit ( AT 1 in Fig. 1) is designed as a demultiplexer ( DEM in Fig. 4) which cyclically transfers the samples of the input signal ( ES ) to the parallel low-pass filter ( F 21 , F 22 ... F 2 k in Fig . 4) distributed that the output of each low-pass filter is connected to an L-digit shift register ( S 31 , S 32 ... S 3 k in Fig. 4), and that the second sampling circuit ( AT 2 in Fig. 1) as A multiplexer ( MUX in FIG. 4) is formed which, taking into account multiple impulse responses, adds the associated sample values from the outputs of the shift registers and forwards certain sample values as output signals ( AS ) in a cycle with the changed interpolation frequency.