DE2925308C2

DE2925308C2 - Induktionserwärmungsvorrichtung

Info

Publication number: DE2925308C2
Application number: DE2925308A
Authority: DE
Inventors: Mitsuyuki Kadoma Osaka Kiuchi
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1978-06-23
Filing date: 1979-06-22
Publication date: 1983-04-07
Also published as: US4277667A; CA1128139A; DE2925308A1; GB2025094B; GB2025094A

Description

Die Erfindung betrifft eine Jnduktionserwärmungsvorrichtung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
Aus der JP-OS 52 % 443 ist eine derartige Induktionserwärmungsvorrichtung bekannt, bei der der mit der Jnduktionsheizspule verbundene Schalttransistor durch Triggerimpulse gesteuert wird, deren Dauer von der Größe des durch die Induktionsheizspule fließenden Stroms abhängt Zur Ermittlung des Induktionsheizspulenstroms ist in den Spulenkreis ein Stromwandler geschaltet, dessen positive und negative Ausgangssignalkomponenten mit zwei unterschiedlichen Schwellwerten verglichen werden, wobei bei Erreichen des jeweiligen Schwellwerts ein die Erregung eines mit dem Schalttransistor verbundenen Impulstransformators steuerndes Flip-Flop gesetzt bzw. rückgesetzt wird. Da sich bei der bekannten Vorrichtung bei unterschiedlicher Belastung der induktionsheizspule jedoch im wesentlichen lediglich die negativen Spulenstromkomponenten in geringem Umfang verändern, ist der zeitliche Variationsbereich hinsichtlich der Steuerung des Impulstransformators und damit der Steuerung der Leitdauer des Schalttransistors relativ gering.

Weiterhin ist aus der DE-OS 25 21941 eine Induktionserwärmungsvorrichtung bekannt, die allerdings mit einem Schaltthyristor anstelle eines Schalttransistors arbeitet. Bei der bekannten Vorrichtung wird die an der durch eine oder mehrere Induktionsheizspulen gebildeten Spulenanordnung auftretende Spannung bzw. der durch die Spulenanordnung hindurchfließende Strom gemessen und in einem Vergleicher mit einer Bezugsspannung verglichen, wobei die Frequenz eines Triggerimpulsgenerators und damit die Schaltfrequenz des Schaltthyristors entsprechend dem Vcrgleichsergebnis gesteuert wird. Da der Schaltthyristor allerdings bei jeder negativen Spulenstromhalbwelle automatisch ausgeschaltet wird, ist die maximal erzielbare Thyristor-Leitdauer verhältnismäßig gering.
Darüber hinaus ist in der US-PS 37 98 531 allgemein eine Spannungsversorgungseinrichtung beschrieben, bei der zur Konstanthaltung der gleichgerichteten Ausgangsspannung bzw. des gleichgerichteten Ausgangsstroms auf einem vorgegebenen Wert ein Wechselspannungsschalter in die eine der beiden den Gleichrichter mit der eingangsseitigen Wechselspannungsquelle verbindenden Verbindungsleitungen geschaltet ist, dessen Schaltzustand durch einen eine dem vorgegebenen Wert entsprechende Bezugsspannung mit einer bei jedem Nulldurchgang der Eingangs-Wechselspannung beginnenden Rampenspannung vergleichenden Vergleicher gesteuert wird. Die Anwendung der bekannten Schaltung auf dem Gebiet der Induktionserwärmungsvorrichtungen ist allerdings weder angesprochen noch

ohne Schwierigkeiten durchführbar.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Induktionserwärmungsvorrichtung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 zu schaffen, bei der die Leitdauer des Schaktransistors in einem großen Bereich veränderbar ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 genannten Mitteln gelöst.

Die Dauer der der Basis des Schalttransistors zugeführten Triggerimpulse ist somit eine Funktion des Unterschieds zwischen der Ausgangsspannung der Bewertungseinrichtung und der Rampenspannr.ng, so daß die der Triggerimpulsdauer entsprechende Leitdauer des Schalttransistors aufgrund des großen Variationsbereichs dieser Spannungen in einem großen Bereich veränderbar ist. Durch die Verknüpfung der Triggerimpulse mit den von der Leistungssteuerschaltung abgegebenen Impulsen ist darüber hinaus eine zusätzliche Veränderung der über eine Vielzahl von Arbeitsperioden gemittelten Leitdauer des Schaltfansistors in weiten Grenzen bei gleichzeitiger Gewährleistung einer dem gewünschten eingestellten Leistungspegel entsprechenden konstanten Leistungsabgabe an die Last ermöglicht

Mit der Weiterbildung der Erfindung gemäß Patentanspruch 2 ist sichergestellt, daß der Sägezahngenerator während der Erzeugung der ansteigenden Rampenspannung nicht erneut auf den Anfangswert der Rampenspannung aufgrund von hochfrequenten Störungssignalen zurückgesetzt wird, die bei der Ansteuerung der Induktionsheizspule entstehen können und vom Nullspannungsdetektor gegebenenfalls Fälschlicherweise als Nullwert der Kollektorspannung interpretiert werden könnten.

Mit der Ausgestaltung der Erfindung gemäß Patentanspruch 3 wird einerseits erreicht, daß die am Schalttransistor auftretende Spannung im wesentlichen konstant ist, und andererseits im unbelasteten Zustand eine Leistungsersparnis erzielt.

Mit der Weiterbildung der Erfindung gemäß Patentanspruch 4 ist sichergestellt, daß die anfängliche Ansteuerung der Induktionsheizspule mit geringer Leistung erfolgt, so daß ein sicherer Betrieb der Wechselrichterschaltung während der Anfangsperiode gewährleistet ist.

Mit der Ausgestaltung der Erfindung gemäß Patentanspruch 5 ist gewährleistet, daß die Ausgangsspannung der Bewertungseinrichtung lediglich zwischen zwei Grenzwerten variieren kann, so daß die Zuführung unzulässig hoher oder niedriger Spannungen zum Vergleicher ausgeschlossen ist. Dem einen Eingang des Differenzverstärkers der Bewertungseinrichtung kann dabei gemäß Patentanspruch 6 nicht nur die gleichgerichtete, geplättete Ausgangsspannung des Stromwandlers, sondern noch zusätzlich die am Kollektor des Schalttransistors auftretende Spannung zugeführt werden, so daß auch bei unterschiedlichen Belastungszuständen das Auftreten einer Überspannung am Kollektor verhindert ist.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels der Induktionserwärmungsvorrichtung,

Fig.2 in detaillierter Darstellung die bei dem in Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel vorgesehene Basisansteuerschaltung,

F i g. 3a bis 3g Kurvenformendiagramme von bei dem in F i g. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel auftretenden Signalverläufen,

F i g. 4 eine abgeänderte Ausführungsform der Schaltung gemäß F i g. 2 und

Fig.5 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Induktionserwärmungsvorrichtung.

Das in F i g. 1 gezeigte Ausführungsbeispiel der Induktionserwärmungsvorrichtung weist eine an Eingangsstromversorgungsleitungen 10 und 11 angeschlossene Filterkondensatorschaltung 12 und einen Vollweggleichrichter 13 auf, der einen von einer Queile 14 erzeugten niederfrequenten Wechselstrom in sinusartige Vollweggleichrichtung-Halbwellenimpulse umsetzt,

die zwischen einer Positiv-Kraftstromleitung 15 und einer geerdeten Negativ-Kraftstromleitung 16 auftreten. Zwischen die Leitungen 15 und 16 ist eine Halbleiter-Schalteinheit aus einer Antiparallelschaltung eines Schalttransistors 17 und einer Diode 18 geschaltet, wobei der Kollektor des Transistors 17 mit der Leitung 15 verbunden ist In die Leitung 15 ist ein Resonanzlastkreis aus einer Parallelschaltung einer Induktionsheizspule 19 und eines Kondensators 20 in Reihe mit einer Filterdrossel 21 und der Halbleiter-Schalteinheit geschaltet. Der Transistor 17 empfängt Leistung von dem Vollweggleichrichter 13 und erzeugt im Ansprechen auf einen von einer als Basisansteuerschaltung dienenden Steuerschaltung 22 zugeführten Triggerimpuls einen Triggerstrom, der über den Lastkreis fließt; dieser wirkt

als Quelle eines Schwingstroms, der während der Ausschaltzeit des Transistors 17 erzeugt wird, wobei die Periode des Schwingstroms eine Funktion der Resonanzfrequenz des Lastkreises ist, die im Ultraschallbereich liegt. Zwischen die Leitungen 15 und 16 ist ein

Filterkondensator 23 geschaltet, der das Umlaufen des hochfrequenten Stroms über die aus dem Lastkreis und

der Schalteinheit gebildete Wechselrichterschaltung ermöglicht.

Die Steuerschaltung 22 erhält über einen Anschluß 22a Strom von der Leitung 15 und gibt durch Erfassung der Spannung an der Schalteinheit über einen Anschluß 22ceinen Triggerimpuls an den Transistor 17 über einen Anschluß 22b im Ansprechen darauf ab, daß sich die hochfrequente Spannung auf einen nahe an Null liegenden Spannungspegel verringert. Zur Festlegung des Intervalls der Triggerimpulse an den Transistor 17 nimmt ferner die Steuerschaltung 22 über Anschlüsse 22c/und 22e Strom aus einem Stromwandler 24 auf, der der Eingangsstromversorgungsleitung 11 zugeordnet ist.

Die Einzelheiten der Steuerschaltung 22 sind in F i g. 2 gezeigt. Die Steuerschaltung 22 enthält eine Gleichspannungsversorgungsschaltung mit einem Spannungsregler 31 und einem Spannungsvergleicher 32, die über den Anschluß 22a Strom erhält, um über sine Diode 34 einen Speicherkondensator 33 zu laden, so daß an diesem eine geglättete Gleichspannung entsteht, die an einer Schaltung aus einem Widerstand 35 und einem zweiten Speicherkondensator 36 anliegt. Die an dem Kondensator 36 entstehende Spannung wird mittels des Spannungsreglers 31 herkömmlicher Bauart auf einem konstanten Pegel gehalten und einem Eingangsanschluß des Vergleichers 32 zum Vergleich mit einer an den zweiten Eingangsanschluß angelegten Bezugsspannung angelegt sowie ferner einem Stromversorgungsanschluß 30a zugeführt. Die Bezugsspannung entspricht einem Betriebsspannungspegel, der dem Vergleicher 32 die Erzeugung eines Schaltsteuerimpulses für ein

Sperrglied 37 ermöglicht, wenn die Spannung an dem Kondensator 36 niedriger als die Bezugsspannung ist; damit wird verhindert, daß die Induktionserwärmungsvorrichtung einen hochfrequenten Strom erzeugt, wenn die Eingangsgleichspannung während der dem Einschalten der Vorrichtung folgenden Anfangsperiode nicht hoch genug ist.

Zur intermittierenden Zufuhr von Triggerimpulsen zu dem Transistor 17 ist eine Leistungssteuerschaltung 38 vorgesehen. Diese Schaltung weist einen Rampen- bzw. Sägezahngenerator 39 und einen Spannungsvergleicher 40 auf, welcher die Sägezahnspannung mit einer vom Benutzer gesteuerten Bezugsspannung aus einem Spannungsteiler 41 vergleicht, um eine Folge von Impulsen konstanter Frequenz zu erzeugen, deren Dauer eine Funktion des vom Benutzer gewählten Einstellpegels ist: dabei ergeben sich unterschiedliche Verhältnisse der Betriebsperiode zu der Ruheperiode in der Weise, daß bei einem erwünschten relativ hohen Leistungswert die Betriebsperiode länger ist als bei einem erwünschten niedrigen Leistungswert. Die Impulse aus der Leistungssteuerschaltung 38 treten mit einer Frequenz auf, die weitaus niedriger als die Ultraschallfrequenz der Wechselrichterschaltung ist; die Impulse dienen als Durchschalt- bzw. Freigabesignal für ein UND-Glied 42, das Triggerimpulse zu einer Impulsverstärkerschaltung 43 und damit zu einem Impulstransformator 44 durchläßt.

Die Triggerimpulse werden von einer Schaltung erzeugt, die einen an den Eingangsanschluß 22c angeschlossenen Nullspannungsdetektor 45, ein Sperrglied 46, einen Sägezahngenerator 47, der bei Fehlen von Triggerimpulsen als freilaufender Oszillator arbeitet, und einen Vergleicher 48 aufweist. Der Nullspannungsdetektor 45 spricht an, wenn die Hochfrequenzspannung an dem Kollektor des Schalttransistors 17 auf nahezu Null abfällt, und führt über das Sperrglied 46 dem Sägezahngenerator 47 einen Triggerimpuls zu, wodurch dieser eine Sägezahnspannung erzeugt, die dann in dem Vergleicher 48 mit einer Bezugsspannung verglichen wird. Diese Bezugsspannung wird von einer durch eine veränderbare Bezugsspannungs-Einstellschaltung gebildete Bewertungseinrichtung 50 abgegeben, die eine zur Stromaufnahme aus dem Stromwandler 24 geschaltete Gleichrichter-Glättungs-Schaltung 51 und einen an diese über eine Diode 53 angeschlossenen Speicherkondensator 52 aufweist, um damit eine Spannung für den invertierenden Eingang eines Differenzverstärkers 54 für einen Vergleich mit einer Bezugsspannung zu bilden, welche entsprechend einem Nennwert der Eingangsleistung mittels eines Spannungsteilers 55 geliefert wird. Ferner ist eine Begrenzungsschaltung 60 vorgesehen, die einen ersten Schaltzweig mit Widerständen 56 und 57, die in Reihe zwischen den Spannungsversorgungsanschluß 30a und Masse geschaltet sind, um an einem Schaltungsknoten eine niedrige SchweHwertspannung V_L zu bilden, und einen zweiten Schaltzweig aus in Reihe geschalteten Widerständen 58 und 59 aufweist, der zur Bildung einer hohen SchweHwertspannung Vh an einem Schaltungsknoten 64 zu dem ersten Schaltzweig parallelgeschaltet ist Ein Transistor 65 ist mit seiner Basis an den Schaltungsknoten 63 der Widerstände 56 und 57 und mit seinem Emitter an den Schaltungsknoten 64 der Widerstände 58 und 59 angeschlossen, wobei der Schaltungsknoten 64 über eine Diode 61 mit dem Ausgang des Differenzverstärkers 54 und ferner über einen Speicherkondensator 62 mit Masse verbunden ist Wenn die Spannung an dem Kondensator 62 niedriger als die niedrige SchweHwertspannung V₁, an dem Schaltungsknoten 63 ist, wird der Transistor 60 leitend und lädt den Kondensator, bis daran eine der SchweHwertspannung V_L gleiche Spannung entsteht, so daß daher die Kondensatorspannung auf die Spannung V_L gezogen wird; wenn die Diode 61 sperrt, wird der Kondensator 62 auf den Spannungspegel Vh an dem Schaltungsknoten 64 geladen.

ίο Wenn der Eingangstrom niedriger als der Sollwert ist, ist das Ausgangssignal des Differenzverstärkers 54 negativ, so daß daher die Diode 61 sperrt, wodurch der Kondensator 62 auf die Spannung V_H geladen wird; wenn der Eingangsstrom höher als der Nennwert ist, wird die Diode 61 leitend, so daß der Kondensator 62 in einem zur Differenzspannung proportionalen Ausmaß entladen wird, so daß an dem Kondensator 62 eine Spannung entsteht, die zum Eingangsstrom umgekehrt proportional ist. Da sich die Stärke des Eingangsstroms als Funktion der an den Lastkreis einschließlich einer über die Arbeitsspule 19 gesetzten induktiven Nutzlast abgegebenen Leistung verändert, ändert sich die Spannung an dem Kondensator 62 als Umkehrfunktion der an die Nutzlast abgegebenen Leistung. Die an dem Kondensator 52 entstehende Spannung wird mittels eines Spannungsvergleichers 68 überwacht, der ein Sperrsignal erzeugt, wenn die überwachte Spannung niedriger als ein vorbestimmter Pegel ist, der durch einen Spannungsteiler 69 bestimmt ist; das Sperrsignal wird dem Sperrglied 37 zugeführt.

Wenn die Spannung an dem Kondensator 52 den normalen Betriebspegel erreicht hat und die Bezugsspannung an dem Kondensator 62 auf gleiche Weise einen geeigneten Pegel hat, so steuert das Ausgangssignal des Sägezahngenerators 47, der anfänglich als freischwingender Oszillator arbeitet, den Vergleicher 48 auf hohen Ausgangspegel. Ein Ausgangsisignal hohen Pegels aus der Leistungssteuerschaltung 38 schaltet das UND-Glied 42 durch, so daß das Ausgangssignal des Vergleichers 48 an den Impulsverstärker 43 und damit an den Impulstransformator 44 angelegt wird.

Der Impulsverstärker 43 weist ein Paar von Transistoren 70 und 71 entgegengesetzter Leitfähigkeitsart auf, deren Emitter gemeinsam über in Reihe geschaltete Widerstände 72,73 und 74 mit dem Ausgang des UND-Glieds 42 sowie über eine Parallelschaltung aus einem Widerstand 76 und einem Kondensator 77 mit der Basis eines Schalt-Leistungstransistors 75 verbunden sind. Die Transistoren 70 und 71 erhalten Strom über den Spannungsversorgungsanschluß 30a und erzeugen Strom im Ansprechen auf an dem Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 73 und 74 auftretende Triggerimnulse. Der Transistor 70 wird im Ansprechen auf einen Triggerimpuls durchgeschaltet, so daß unter Aufladung des Kondensators 77 der Transistor 75 durchgeschaltet wird. Die Gegenvorspannung an dem Kondensator 77 spannt den Transistor 71 in den Durchschaltzustand vor, so daß ein Gegenstrom über den Widerstand 78 erzeugt wird, welcher zwischen die Basis des Transistors 75 und Masse geschaltet ist; dadurch wird der Transistor 75 gesperrt, was einen schnellen Schaltvorgang an dem Transistor 75 ergibt. Dies ergibt einen plötzlichen Anstieg der Spannung in der Primärwicklung des Impulstransformators 44, so daß in der Sekundärwicklung ein Triggerimpuls erzeugt wird der über einen Widerstand 79 an die Basis des SchaJttransistors 17 angelegt wird. Ein Anzapfungspunkt der Sekundärwicklung des Impulstransformators

44 ist mit Masse verbunden, während das dem mit der Basis des Transistors 17 verbundenen Anschluß entgegengesetzte Ende der Sekundärwicklung über eine Diode 80 an den Spannungsversorgungsanschluß 30a angeschlossen ist, um den Kondensator 36 mit einem Teil der Energie zu laden, die in der Sekundärwicklung im Ansprechen auf den Triggerimpuls erzeugt wird. Eine Dämpfungsschaltung in Form einer Reihenschaltung aus einem Kondensator 81 und einem Widerstand 82 ist zwischen den Kollektor des Transistors 75 und Masse geschaltet, um die Auswirkung einer plötzlichen Änderung der Kollektorspannung des Transistors 75 zu dessen erneuten Schalten bei fehlender Basisansteuerung auf ein Mindestmaß herabzusetzen.

Durch den Gegenkopplungsstrom von der Sekundärwicklung des Impulstransformators 44 zu dem Kondensator 36 kann der Ankopplungs-Widerstand 35 auf einem kleinsten Wert gehalten werden, so daß in diesem der Leistungsverlust auf ein Mindestmaß herabgesetzt ist. Ohne diesen Energierückführungsvorgang wäre zur Erzeugung der Gleichspannungsleistung ein Niederfrequenztransformator erforderlich.

Die Wirkungsweise der Schaltung gemäß F i g. 2 wird anhand der in den F i g. 3a bis 3g gezeigten Kurvenformen veranschaulicht. Wenn der Ausgang des Vergleichers 48 anfänglich hohen Spannungspegel hat (F i g. 3g), wird durch die positive bzw. Anstiegsflanke eines Ausgangsimpulses a 1 (F i g. 3a) der Leistungssteuerschaltung 38 ein Triggerimpuls b\ (Fig. 3b) erzeugt, so daß zu dem Zeitpunkt f| der Transistor 17 durchgeschaltet wird, wodurch der Kondensator 20 entladen wird, so daß über den Transistor 17 und den Lastkreis ein positiver Spitzenstrom c 1 und nachfolgend ein Strom c2 (Fi g. 3c) entsteht, und wodurch die Spannung am Kollektor des Transistors 17 nahezu auf Null abfällt (Fig.3d). Von dem Nullspannungsdetektor 45 wird ein Triggerimpuls e 1 erzeugt, wodurch der Sägezahngenerator 47 eine Sägezahnspannung f\ erzeugt (Fig.3f); wenn diese Sägezahnspannung den von dem Kondensator 62 der veränderbaren Bewertungseinrichtung 50 zugeführten Bezugspegel Vr erreicht, wird zu dem Zeitpunkt I₂ der Vcrgieicher48 auf einen Ausgangszustand niedriger Spannung geschaltet (Fig. 3g), womit der Triggerimpuls b\ beendet wird. Dies ergibt in der Sekundärwicklung des Impulstransformators 44 einen ins Negative laufenden Impuls b 2, so daß der Transistor 17 schnell gesperrt wird. Das Sperren des Transistors 17 bewirkt, daß sein Kollektorpotential wieder ansteigt und eine positive Halbwellen-Spannung d 1 (F i g. 3d) erzeugt, die zu dem Zeitpunkt u nahezu auf Null abfällt; zugleich ergibt das Sperren die Erzeugung eines Schwingstroms c3 durch den Lastkreis während des Intervalls von ^ bis U, das hauptsächlich durch die Resonanzfrequenz des Lastkreises bestimmt ist

Beim Abfallen der Spannung d\ auf einen Spannungspegel von nahezu Null zu dem Zeitpunkt f₄ erzeugt der Nullspannungsdetektor 45 einen Triggerimpuls e 2, der den Sägezahngenerator 47 rücksetzt, so daß eine zweite Sägezahnspannung /2 erzeugt wird, die einen zweiten Triggerimpuls 63 hervorbringt Zugleich damit wird aufgrund des Fehlens des positiven hohen Potentials d 1 die Diode 18 zu dem Zeitpunkt U leitend und läßt einen negativen Strom c3 als Strom c4 bis zu dem Zeitpunkt fs durch, woraufhin der Transistor 17 leitend wird und einen positiven Strom c5 ergibt, der über den Transistor 17 und den Lastkreis fließt Dieser Ablauf wiederholt sich, solange der Freigabe- bzw. Schaltimpuls a I vorliegt.

Da die dem Vergleicher 48 zugeführte Vergleichsspannung Vr umgekehrt proportional zu dem Stromfluß in dem Lastkreis ist, wird die Breite des von dem Vergleicher 48 abgegebenen Impulses in Art einer Gegenkopplung im Ansprechen auf die Stärke des Eingangsstroms gesteuert, so daß für eine vorgegebene Last das Intervall zwischen aufeinanderfolgenden Halbwellen-lmpulsen d\ und c/2 im wesentlichen ίο konstant gehalten wird. Das heißt, solange die Bezugsspannung Vr innerhalb des Bereichs zwischen der hohen Schwellwertspannung Vh und der niedrigen Schwellwertspannung Vl liegt, ist die Schwingperiode in Übereinstimmung mit der Belastung veränderbar, so daß die während der Betriebsperiode der Leistungssteuerschaltung 38 der Last zugeführte Leistung konstant gehalten wird.

Damit wird innerhalb von Sicherheitsgrenzen die Spannung an dem Transistor 17 konstant gehalten, wodurch ein sicheres Arbeiten der Wechselrichterschaltung unter veränderbaren Belastungen gewährleistet ist. Bei dieser Gegenkopplungs-Impulsbreitensteuerung steigen die negativen Lastströme c3 und c4 auf einen Maximalwert an, während der Strom c5 durch den Transistor 17 auf einen Minimalwert abnimmt, so daß während des unbelasteten bzw. Leerlaufzustands eine beträchtliche Leistungsersparnis erzielt wird, da der negative Strom eine negative Leistung darstellt und durch die Verringerung des positiven Stroms der

w Leistungsverlust an dem Transistor 17 verringert wird. Die vorstehend beschriebene Gegenkopplungs-Impulsbreitensteuerung wird während der Ruheperiode der Leistungssteuerschaltung 38 dadurch gesperrt, daß mit einem Ladestrom über eine Diode 66a aus einem Inverter 66, der an den Ausgang des Sperrglieds 37 angeschlossen ist, die Spannung an dem Kondensator 52 gesteigert wird. Die hohe Spannung an dem Kondensator 52 ergibt einen negativen Spannungspegel an dem Ausgang des Differenzverstärkers 54, wodurch die Diode 61 leitend wird und den Kondensator 62 entlädt, bis die Spannung an diesem den niedrigen Schwellwertpegel Vl erreicht, der an dem Schaltungsknoten 63 auftritt. Während der Ruheperiode des Oszillators bzw. der Leistungssteuerschaltung 38 hat daher das Ausgangssignal des Vergleichers 48 eine kleinste Impulsdauer, die für eine unmittelbar der positiven bzw. ansteigenden Flanke des Impulses a 1 der Leistungssteuerschaltung 38 folgende bestimmte Zeitdauer besteht, die durch den Zeitkonstantenwert des aus dem Kondensator 52 und dem Widerstand 67 gebildeten Schaltkreises bestimmt ist. Dieser kurze Triggerimpuls ergibt eine Ansteuerung des Transistors 17 mit geringer Leistung unc; stellt einen sicheren Betrieb der Wechselrichterschaltung während der Anfangsperiode des Einschaitens durch die Leistungssteuerschaltung 38 sicher. Die Spannung an dem Kondensator 52 wird nachfolgend durch Ladung mit dem von der Gleichrichter-Glättungs-Schaltung 51 zugeführten Strom gebildet, so daß sie zur Wiederaufnahme der Gegenkopplungs-Impulsbreitensteuerung einen Wert annimmt, der dem Laststrom entspricht

Bei Vorliegen des Ausgangsimpulses aus dem Vergleicher 48 ist das Sperrglied 46 so geschaltet daß der Durchlaß von Triggerimpulsen unterbunden ist, die aufgrund hochfrequenter Störkomponenten des Schwingstroms über die Wechselrichterschaltung auftreten könnten. Die Widerstandswerte der Widerstände 56 und 57 der Bewertungseinrichtung 50 sind so

gewählt, daß die niedrige Schwellwertspannung Vl der dem Transistor 17 eigenen Ausschalt- bzw. Sperrzeit entspricht. Die niedrige Schwellwertspannung Vl bestimmt daher eine obere Grenze der Schwingfrequenz und ergibt eine Sicherung gegen einen Ausschalt-Ausfall des Transistors 17, der auftreten könnte, wenn die Belastung außerordentlich groß ist.

Wenn die Ausmaße einer Last bzw. die Belastung sehr klein sind, wie es beispielsweise bei einer Gabel oder einem Löffel, die unbeabsichtigt über der Arbeitsspule abgelegt worden sind, der Fall ist, fließt ein sehr kleiner Strom in der Eingangsleitung 11, wobei der Vergleicher 68 diesen Zustand durch Erfassung einer an dem Speicher-Kondensator 52 entstehenden kleinen Spannung ermittelt und ein Sperrsignal an das Sperrglied 37 abgibt, um damit die Wechselrichterschaltung außer Betrieb zu setzen.

Der Zeitkonstantenwert des aus dem Speicher-Kondensator 52 und dem Widerstand 67 gebildeten Schaltkreises ist so gewählt, daß die Ladung an dem Kondensator 52 den Mittelwert des über die Eingangsleitung 11 fließenden Eingangsstroms darstellt. Dies ergibt einen Vorteil dahingehend, daß geringe Eingangsstromänderungen aufgrund des Materialunterschieds zwischen unterschiedlichen induktiven Lasten entstehen. Andererseits dient der Kondensator 62 als Dämpfungsschaltung für das Ausfiltern von Übergangsänderungen der Bezugsspannung, die bei einer schnellen Änderung der Last wie beispielsweise beim Austauschen einer Nutzlast oder eines Kochgeschirrs während des Kochvorgangs auftreten konnten.

Da es bekannt ist, daß eine induktive Nutzlast oder ein Kochgeschirr aus nichtmagnetischem rostfreiem Material einen größeren Eingangsstrom und eine kleinere Schwingspannung als eine induktive Last aus Eisenmaterial ergibt, ist es vorteilhaft, zusätzlich zu dem Eingangsstromwert die Spitzenschwingspannung als Gegenkopplungssignal zu verwenden. Dies erfolgt mittels eines Spitzenspannungsdetektors 100 gemäß der Darstellung in Fig.4, dessen Eingang mit dem Anschluß 22c und dessen Ausgang über eine Diode iOl mit dem Differenzverstärker 54 verbunden ist, an den der Kondensator 52 und der Widerstand 67 angeschlossen sind. Mit dem Differenzverstärker 54 ist weiterhin der Ausgang der Gleichrichter-Glättungs-Schaltung 51 über eine Diode 102 verbunden, die zusammen mit der Diode 101 eine Vergleichsschaltung bildet, die dem Kondensator 52 die jeweils höhere Spannung zuführt.

Der Spitzenwertdetektor 100 weist im wesentlichen einen Spannungsteiler aus Widerständen 103 und 104 auf, deren Verbindungspunkt über eine Diode 105 mit einem Kondensator 106 verbunden ist. Der Kondensator 106 wird über die Diode 105 aufgeladen, wenn diese in Durchlaßrichtung vorgespannt ist. Ein Widerstand 107 ist parallel zu dem Kondensator 106 geschaltet, um diesen zu entladen, wenn die Diode 105 in Gegenrichtung vorgespannt ist; üamii stellt die an dein Kondensator 106 entstehende Spannung den Spitzenwert der Spannung an dem Kollektor des Transistors 17 dar. Durch den Gegenkopplungsvorgang werden sowohl der Eingangsstrom als auch die Schwingspannung konstant gehalten, so daß unabhängig von der Größe der zu erwärmenden Last bzw. der Belastung der Leistungswert konstant auf einem vom Benutzer vorgegebenen Einstellwert gehalten wird. Darüber hinaus kann durch das aus dem Spitzenwertdetektor 100 abgeleitete Gegenkopplungssignal wirkungsvoll eine Überspannung an dem Kollektor des Transistors 17 verhindert werden.

Die Schaltung nach Fig. 1 kann zu der in Fig.5 gezeigten Schaltung abgewandelt werden, bei der der Kommutier-Kondensator 20 der Diode 18 parallelgeschaltet ist. Die Parallelschaltung aus der lnduktionsheizspule 19 und dem Kondensator 20 gemäß der Darstellung in F i g. 1 ist jedoch vorzuziehen, da dabei der über den Kondensator 23 fließende Strom verringert wird, so daß für den Kondensator 23 nur ein kleiner Kapazitätswert erforderlich ist.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Induktionserwärmungsvorrichtung, insbesondere für Kochzwecke, die einen Vollweggleichrichter zur Umsetzung von niederfrequentem Wechselstrom in Gleichstrom, einen Festkörper-Wechselrichter mit einem mit seiner Kollektor-Emitter-Strecke an der Gleichspannung liegenden Schalttransistor, der die Energie aus dem Vollweggleichrichter aufnimmt, eine zu dem Schalttransistor gegenpolig parallel geschaltete Diode, einen auf eine Hochfrequenz abgestimmten Resonanzkreis, der eine Induktionsheizspule und einen Kondensator enthält und an dem der Kollektor der mit der Heizspule in Reihe geschalteten Kollektor-Emitter-Strecke des Schalttransistors liegt, sowie eine über einen Stromwandler an den Lastkreis angekoppelte Bewertungseinrichtung aufweist, die Teil einer 3asisansteuerschaltung für den Schalttransistor ist und deren Ausgangsspannung abhängig ist von der Leistung, die von einer an die Heizspule angekoppelten Last aufgenommen ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Basisansteuerschaltung (22) im wesentlichen einen Nullspannungsdetektor (45) zur Ermittlung des Nullwertes der Spannung an dem Kollektor des Schalttransistors (17), einen Sägezahngenerator (47), der im Ansprechen auf den ermittelten Nullspannungswert eine Rampenspannung erzeugt, und einen Vergleicher (48) aufweist, der die Ausgangsspannung der Bewertungseinrichtung (50) mit dem Augenblickswert der Rampenspannung vergleicht, um zum Anlegen an die Basis des Schalttransistors einen Triggerimpuls mit einer Dauer zu erzeugen, die eine Funktion des Unterschieds zwischen den vergüchenen Spannungen ist, wobei die Triggerimpulse nur dann an die Basis des Schalttransistors (17) gelangen, wenn jeweils gleichzeitig ein Impuls aus einer vom Benutzer einstellbaren Leistungssteuerschaltung (38) austritt, dessen Dauer abhängig von der vom Benutzer einstellbaren Leistungsabgabe der Induktionsheizspule (19) ist.

2. Induktionserwärmungsvorrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch ein Sperrglied (46), das zwischen den Nullspannungsdetektor (45) und den Sägezahngenerator (47) geschaltet ist und das Anlegen eines Ausgangssignals des Nullspannungsdetektors (45) an den Sägezahngenerator (47) bei Vorliegen eines Ausgangsimpulses des Vergleichers (48) sperrt.

3. Induktionserwärmungsvorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsspannung der Bewertungseinrichtung (50) sich umgekehrt zu dem vom Stromwandler (24) erfaßten Strom ändert.

4. Induktionserwärmungsvorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Bewertungseinrichtung (50) eine Intervallverminderungseinrichtung (52, 66, 67) zur Verringerung des Intervalls der Triggerimpulse für eine bestimmte Zeitdauer enthält, die unmittelbar dem Beginn des Zeitabschnitts folgt, in welchem Triggerimpulse an den Schalttransistor (17) gebbar sind.

5. Induktionserwärmungsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Bewertungseinrichtung (50) einen Differenzverstärker (54) enthält, an dessen erstem Eingang die gleichgerichtete und geglättete Ausgangsspannung

des Stromwandlers (24) und an dessen zweiten Eingang eine feste Bezugsspannung anliegt und dessen Ausgangsspannung die Ausgangsspannung der Bewertungseinrichtung (50) zwischen zwei Grenzwerten(V_H bzw. V_t)steuert

6. Induktionserwärmungsvorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß am emen Eingang des Differenzverstärkers (54) zusätzlich ein Spitzenspannungsdetektor (100) angeschlossen ist, der die am Kollektor des Schalttransistors (17) anliegende Spannung erfaßt.