DE2917921A1

DE2917921A1 - Elektronische multiplizierschaltung

Info

Publication number: DE2917921A1
Application number: DE19792917921
Authority: DE
Inventors: Eric Metcalf
Original assignee: Enertec SA
Current assignee: Safran Data Systems SAS
Priority date: 1978-05-06
Filing date: 1979-05-03
Publication date: 1979-11-15
Also published as: US4242634A; FR2425116A1; FR2425116B1; DE2917921C2; IT1113949B; JPH0350313B2; IT7922384A0; JPS55997A

Description

~ 5 -Patentanwälte

Dipl.-lng. Dipl.-Chem. Dipl.-lng. 2917921

E. Prinz - Dr. G. Hauser - G. Leiser

Ernstaergerstrasse 19

8 München 60

Unser Zeichen; E 953 2.Mai 1979

ENERTEC

12 Place des Etats Unis

92120 MONTROUGE, Frankreich

Elektronische Multiplizierschaltung

Die Erfindung bezieht sich auf eine elektronische Multiplizierschaltung und insbesondere auf eine mit einer Steilheitsmultipliziereinheit ausgestatteten elektronischen Multiplizierschaltung, sowie auf deren Anwendung in einem elektronischen Wattstundenzähler.

In der Patentanmeldung P 28 21 225.1 ist ein elektronischer Wattstundenzähler beschrieben, der an ein elektrisches Energieverteilungsnetz angeschlossen werden kann, das aus einem unter Spannung stehenden Leiter (heißer Leiter) und einem neutralen Leiter (Nulleiter) besteht; der Zähler macht von einer Steilheitsmultipliziereinheit Gebrauch. Die Multipliziereinheit ist so angeschlossen, daß sie ein erstes, den im heißen Draht fliessenden Strom repräsentierendes Eingangssignal empfängt und mit einem zweiten, die Spannung zwischen den Drähten repräsentierenden Signal multipliziert, so daß ein Signal erzeugt wird, das vom

909846/0719

Produkt der zwei Signale abhängt; die Multipliziereinheit bildet dabei einen Teil einer integrierten Schaltung, die unter Verwendung des Großintegrationsverfahrens (LSI-Verfahren) ausgeführt ist. Das von der Multipliziereinheit erzeugte produktabhängige Signal wird digitalisiert, und die auf diese Weise erzeugten digitalen Signale werden zur Erzeugung des Zählerausgangssignals akkumuliert.

Zur Abschwächung der auf Drift- und Offset-Signale zurückzuführenden Probleme, die normalerweise bei Steilheitsmultiplizierern auftreten, werden die effektive Polarität eines der Eingangssignale und die Polarität, mit der die digitalen Signale akkumuliert werden, periodisch und gleichzeitig umgekehrt. r

Mit Hilfe der Erfindung soll eine elektronische Multiplizierschaltung geschaffen werden, in der die erwähnte Polaritätsumkehr eines der Eingangssignale besonders zweckmässig und vorteilhaft bewirkt wird; die Multiplizierschaltung soll dabei für eine Verwirklichung mittels des LSI-Verfahrens geeignet sein.

Nach der Erfindung ist eine elektronische Multiplizierschaltung zum Multiplizieren eines ersten Eingangssignals und eines zweiten Eingangssignals mit einer Multiplizierstufe, die einen ersten Eingang für den Empfang des ersten Eingangssignals, einen zweiten Eingang und einen Ausgang ^aufweist, gekennzeichnet durch ein emittergekoppeltes Transistorpaar, bei dem der Kollektor wenigstens eines Transistors mit dem zweiten

909848/0719

Eingang der Mültiplizierstufe verbunden ist, und eine Halbleiter-Schalteinheit mit einem Eingang zum Empfang des zweiten Eingangssignals und mit ersten und zweiten Ausgängen, die jeweils mit den Basisanschlüssen der Transistoren verbunden sind, wobei die Schalteinheit zwischen zwei Zuständen umschalten kann, in denen der Eingang der Schalteinheit abwechselnd mit den jeweiligen Basisanschlüssen der Transistoren verbunden wird, so daß im Betriebszustand die Größe des von dem emittergekoppelten Transistorpaar an den zweiten Eingang der Multiplizierstufe angelegten Signals sich abhängig vom Produkt des ersten und des zweiten Signals änderndes Ausgangssignal erzeugt wird, wobei sich die Richtung der jeweiligen Änderungen mit den Umschaltungen der Schalteinheit zwischen dem ersten und dem zweiten Zustand umkehrt.

Die Erfindung wird nun an Hand der Zeichnung beispielshalber erläutert. Es zeigen:

Fig.iA und 1B ein vereinfachtes Schaltbild eines elektronischen Wattstundenzählers, der auf der Grundlage einer in großem Maßstab integrierten Schaltung aufgebaut ist, die eine Steilheitsmultipliziereinheit gemäß der Erfindung enthält, und

Fig.2 den Verlauf einiger Signale, die in der integrierten Schaltung von Fig.1 vorkommen.

In Flg.1 ist der elektronische Wattstundenzähler allgemein mit 10 bezeichnet, während die integrierte Schaltung, auf deren Grundlage der Zähler 10 aufgebaut ist, allgemein bei 12 angegeben ist. Der Wattstundenzähler 10 ist an ein zweiadriges elektrisches Energieverteilungsnetz angeschlossen,

909846/0719

das aus einem spannungsführenden, heißen Leiter L und einem neutralen Leiter, dem Nulleiter N besteht. Der Wattstundenzähler 10 enthält ein (nicht dargestelltes ) Kunststoffgehäuse mit zwei Stromklemmen 14, 16, die in Serie zum heißen Leiter L geschaltet sind; ferner ist an dem Gehäuse eine dritte Klemme 18 vorgesehen, die mit dem Nulleiter N verbunden ist. Ein Strommeßwiderstand (Shunt) liegt in Serie zwischen den Stromklemmen 14, 16, so daß an diesen Klemmen 14, 16 eine Spannung V erzeugt wird, deren Momentanwert gleich dem Momentanwert des in der heißen Leitung L fliessenden Stroms I ist. Die Klemme steht über einen relativ niedErohmigen Widerstand R1 mit einer Klemme 18' in Verbindung, die stoßspannungsgeschützt ist, indem sie über einen Stoßspannungsbegrenzungs-Varistor 22 des ZnO-Typs mit der Klemme 16 verbunden ist. Die Klemme 18' ist auch über einen Spannungsteiler aus zwei weiteren Widerständen R2 und R3 mit der Klemme 16 verbunden, so daß am Verbindungspunkt 23 der Widerstände R2 und R3 eine Spannung V erzeugt wird, die der Spannung V zwischen den Leitern L und N proportional ist.

Die integrierte Schaltung 12 enthält einen Steilheitsmultiplizierer 24, der so ausgebildet ist, daß er eine Ausgangsspannung erzeugt, deren Momentanwert vom Produkt der Momentanwerte der Spannungen V_xV abhängt; ferner

enthält ^₆ integrierte Schaltung einen Spannungs-Frequenz-Ums&tzer 26, der diese produktabhängige Spannung in eine Impulsfolge umwandelt, deren Momentanfrequenz sich mit der produktabhängigen Spannung ändert, sowie einen umkehrbaren Zähler 28, der die Impulse der Impulsfolge zählen kann.

909846/0719

Die integrierte Schaltung 12 weist zwei Eingänge 30, 32 auf, die für den Empfang der Spannung V direkt mit der Klemme 14 bzw. über einen sehr niederohmigen Widerstand R4 mit der Klemme 16 verbunden sind; ein dritter Eingang 34, der über einen veränderlichen Widerstand RV1 mit dem Verbindungspunkt 23 der Widerstände R2 und R3 in Verbindung steht, empfängt ein der Spannung V proportionales Signal. Ein weiterer Widerstand R5 liegt zwischen den Anschlüssen 32 und 34. Der Zweck der Widerstände R4 und R5 wird noch erkennbar werden.

Außerdem weist die integrierte Schaltung 12 einen Versorgungsspannungseingang 38 und einen Versorgungsspannungseingang 42 auf; der Eingang 38 empfängt eine gegenüber der Spannung am mit der Klemme 16 verbundenen O-Volt-Versorgungsspannungseingang 40 positive Gleichspannung, während der Eingang 42 eine gegenüber der Spannung am Eingang 40 negative Spannung empfängt; wie diese Versorgungsspannungen erzeugt werden, ist in der oben erwähnten Patentanmeldung P 28 21 225.1 näher erläutert.

Der Steilheitsmultiplizierer 24 enthält zwei emittergekoppelte NPN-Transistorpaare TR1, TR2 und TR3, TR4. Die Basisanschlüsse der Transistoren TR1, TR3 sind miteinander und mit dem Eingang 30 der integrierten Schaltung 12 verbunden, während die Basisanschlüsse der Transistoren TR2, TR4 miteinander und mit dem Eingang 32 verbunden sind.

Der Steilheitsmultiplizierer 24 enthält auch eine Transistorschalteinheit (Chopper) mit vier NPN-Transistoren TR5 bis TR8, deren Kollektoranschlüsse jeweils mit dem Null-Versorgungsspannungseingang 40 verbunden sind. Die Basisanschlüsse der Transistoren TR5, TR7 sind jeweils über Widerstände R6

909846/0719

bzw. R7 mit einem gemeinsamensteuereingangspunkt 44 verbunden; die Basisanschlüsse der Transistoren TR6 , TR8 sind jeweils über Widerstände R8 bzw. R9 mit einem gemeinsamen Steuereingangspunkt 46 verbunden. Die Eingangspurikte 44, 46 empfangen gegenphasige Rechtecksteuersignale mit einer Frequenz von 8 Hz, wie noch zu erkennen sein wird. Die Emitteranschlüsse der Transistoren TR5, TR8 sind über gleiche Widerstände R10 bzw. R11 mit dem Eingang 34 der integrierten Schaltung 12 und über zwei weitere Widerstände R12 bzw. R13, deren Werte gleich den Werten der Widerstände R10, R11 sind, mit den zugehörigen Chopper-Ausgangspunkten 48, 50 verbunden. Die Emitteranschlüsse der Transistoren TR6, TR7 sind über gleiche Widerstände R14 bzw. R15, deren Werte 1,5 mal größer als die Werte der Widerstände R10 bis R13 sind, an die Punkte 48 bzw. 50 angeschlossen.

Die Chopper-Ausgangspunkte 48, 50 sind mit den Basisanschlüssen zugehöriger NPN-Transistoren TR9 , TR10 verbunden, deren Kollektoranschlüsse mit dem positiven Versorgungsspannungsexngang 38 verbunden sind, und deren Emitteranschlüsse mit den Basisanschlüssen von NPN-Transistoren TR11 bzw. TR12 verbunden sind. Die Transistoren TR9, TR11, bilden auf diese Weise ebenfalls wie die Transistoren TR10, TR12 Jeweils ein hochverstärkendes Transistorpaar. Die Kollektoranschlüsse der Transistoren TR11, TR12 sind an die miteinander verbundenen Emitteranschlüsse der Transistoren TR1, TR2 bzw. an die miteinander verbundenen Emitteranschlüsse der Transistoren TR3, TR4 angeschlossen, während ihre Emitter über Widerstände RT6, R17, deren Werte gleich den Werten der

909846/0719

Widerstände R10 bis R13 sind, mit dem Kollektoranschluß eines NPN-Transistors TR13 in Verbindung stehen. Der Emitter des Transistors TR13 ist an eine negative Bezugsspannungsquelle 51 angeschlossen; er ist so angeordnet, daß er als Konstantstromquelle arbeitet, was mittels eines zwischen seinem Basisanschluß und dem Versorgungsspannungseingang 40 liegenden Widerstandes R18 und eines als Diode (d.h. mit verbundenen Kollektor- und Basisanschlüssen) geschalteten NPN-Transistors TR14 zwischen dem Basisanschluß und dem Emitteranschluß des Transistors TR13 erreicht wird.

Die Kollektoranschlüsse der Transistoren TR1, TR4 sind am Punkt 52 miteinander verbunden, und die Kollektoranschlüsse der Transistoren TR2, TR3 sind am Punkt miteinander verbunden. Die Punkte 52, 54 sind über gleiche Widerstände R19, R20 an den positiven Versorgungsspannungseingang 38 und über gleiche Widerstände R21, R22 an den Null-Volt-Versorgungsspannungseingang 40 angeschlossen. Die Punkte 52, 54 bilden auch den Ausgang des Multiplizierers 24.

Die Punkte 52, 54 sind mit dem invertierenden bzw. dem nichtinvertierenden Eingang eines Differenzverstärkers 56 verbunden; diese Eingänge bilden den Eingang des Spannungs-Frequenz-Umsetzers 26. Der Ausgang des Verstärkers 56 ist in einer Gegenkopplungsschleife mittels eines Kondensators C1 zur Bildung eines Integrationsgliedes zum invertierenden Eingang zurückgeführt; außerdem ist der Ausgang über einen Widerstand R23 zum Eingang eines Spannungswertdetektors 58 geführt. Der Eingang des Detektors 58 steht über einen

909846/0719

Kondensator C2 mit dem negativen Versorgungsspannungseingang 42 in Verbindung, während der Ausgang des Detektors 58 mit dem Setzeingang einer bistabilen Schaltung 60 verbunden ist. Der Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 60 ist mit dem Setzeingang einer getakteten bistabilen Schaltung 62 verbunden, deren Q-Ausgang mit einem Eingang eines zwei Eingänge aufweisenden UND-Glieds 64 verbunden ist. Der Takteingang der bistabilen Schaltung 62 und der Rücksetzeingang der bistabilen Schaltung 60 empfangen Taktsignale CL1 bzw.CL2, die von einem Taktimpulsgenerator 66 erzeugt werden. Der andere Eingang des UND-Glieds 64 empfängt das Taktsignal CL1 über zwei hintereinandergeschaltete Negatoren 68, 69. Der Taktimpulsgenerator enthält einen (nicht dargestellten) quarzgesteuerten Oszillator, mit einer typischen Betriebsfrequenz von 32768 Hz, (nicht dargestellte) bistabile Frequenzteilerschaltungen und Schaltglieder, die in herkömmlicher Weise so angeordnet sind, daß die Taktsignale CL1 und CL2 mit gemeinsamer Frequenz von typischerweise 8192 Hz mit dem in Fig.2 bei A und B dargestellten Verlauf erzeugt werden.

Das Ausgangssignal des UND-Glieds 64 ist mit dem Basisanschluß eines NPN-Transistors TR15 verbunden, der zwischen der negativen Bezugsspannungsquelle 51 und einem Ende eines Widerstandes R24 liegt. Das andere Ende des Widerstandes R24 ist mit der Basis eines NPN-Transistors TR16 verbunden, und es steht über einen Widerstand R25 mit dem Null-Volt-Versorgung ssp annungs eingang 40 in Verbindung. Der Emitter des Transistors TR16 ist mit dem Emitter eines NPN-Transistors TR17 verbunden, so daß ein weiteres emittergekoppeltes Transistorpaar entsteht, deseen verbundene Emitteranschlüsse über einen Präzisionswiderstand R26

909846/0719

mit der negativen Bezugsspa^nungsquelle 51 in Verbindung stehen. Der Basisanschluß des Transistors TR17 steht über einen Widerstand R27 mit dem Versorgungsspannungseingang in Verbindung; außerdem liegt zwischen dem Basisanschluß und der negativen Bezugsspannungsquelle 51 eine Serienschaltung aus einem Widerstand R28 und einem einstellbaren Widerstand RV2. Der Kollektoranschluß des Transistors TR16 ist mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers 56 verbunden, und der Kollektor des Transistors TR17 ist mit dem nicht invertierenden Eingang dieses Verstärkers 56 verbunden.

Die Bezugsspannungsquelle 51 ist eine bekannte Bandabstand-Bezugsquelle; eine geeignete Ausführung einer solchen Quelle ist in der GB-Patentschrift 15 27 718 beschrieben.

Der Ausgang des UND-Glieds 64 bildet den Ausgang des Spannungs-Frequenz-Umsetzers 26; dieser Ausgang ist über einen Pufferverstärker 70 am Zähleingang 72 eines umkehrbarenZählers 28 angeschlossen. Der Zähler 28 ist ein voreinstellbarer Binärzähler mit der Kapazität von 12 Bits; er enthält einen Aufwärts/Abwärts-Steuereingang 74, einen Voreinstelleingang 76 sowie eine Gruppe von Eingängen 78, an die ein digitales Signal ständig angelegt ist, das einen gewünschten voreinstellbaren Zählerstand repräsentiert. Außerdem weist der Zähler 28 eine Gruppe von Zählausgängen 80 auf, die an einen Decodierer 82 angeschlossen sind, der einen Ausgangsimpuls erzeugt, wenn der Zähler einen vorbestimmten Zählerstand erreicht. Der Ausgang des

909846/0719

Decodierers 82 ist mit dem Setzeingang einer bistabilen Schaltung 84 verbunden, deren Rücksetzeingang so angeschlossen ist, daß er das Taktsignal CL1 aus dem Negator 68 in invertierter Form empfängt. Der Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 84 ist mit dem Voreinstelleingang 76 des Zählers und über einen Pufferverstärker 86 mit einer den Ausgang der integrierten Schaltung 12 bildenden Klemme 90 verbunden.

Die erwähnten gegenphasigen 8Hz-Rechtecksteuersignale, die an die Eingangspunkte 44, 46 des Multiplizierers 24 angelegt werden, werden vom Taktsignal CL1 mit Hilfe einer durch 512 teilenden Frequenzteilerschaltung 92 abgeleitet, deren Ausgang mit dem Takteingang einer getakteten bistabilen Schaltung 94 verbunden ist. Der Q-Ausgang der bistabilen Schaltung 94 ist mit dem Eingangspunkt 44 und mit dem Aufwärts/Abwärts-Steuereingang 74 des Zählers 28 verbunden, der Q-Ausgang dieser bistabilen Schaltung ist mit ihrem eigenen Setzeingang und mit dem Eingangspunkt 46 verbunden»

Zur Vervollständigung des Wattstundenzählers 10 ist die Ausgangsklemme 90 mit einem Ende einer Magnetspule 96 eines herkömmlichen, elektromagnetbetätigten Summierzählers 98 verbunden, wie er in einigen Fernsprechgebühren-Aufzeichnungsgeräten benutzt wird; das andere Ende der Magnetspule 96 ist mit dem positiven Versorgungsspannungseingang 38 der integrierten Schaltung 12 verbunden.

Im Betriebszustand gelangt die vom Strommeßwiderstand erzeugte Spannung V„ an die Eingänge 30, 32 des Multiplizierers 24, zwischen die jeweiligen Basisanschlüsse der

909846/0719

Transistorsn TR1, TR2 und zwischen die Jeweiligen Basisanschlüsse der Transistoren TR3, TR4. Außerdem wird die Spannung V an den Eingang 34 des Multiplizierers über den veränderlichen Widerstand RV1 angelegt.

Die Frequenz von 8192 Hz des Taktsignals CL1, das vom Taktimpulsgenerator 66 erzeugt wird, wird in der Frequenzteilerschaltung 92 durch 512 geteilt, so daß ein Taktsignal mit einer Frequenz von 16 Hz entsteht, dessen Frequenz erneut mittels der bistabilen Schaltung 94 durch 2 geteilt wird, damit an den Q- und Q-Ausgängen der bistabilen Schaltung die zuvor erwähnten gegenphasigen Rechtecksteuersignale mit der Frequenz von 8 Hz erzeugt werden. Diese zwei gegenphasigen Steuersignale werden an die Eingangspunkte 44, des Multiplizierers 24 angelegt, wobei das eine die Transistoren TR5, TR7 abwechselnd gemeinsam leitend und dann gemeinsam nichtleitend macht, während das andere die Transistoren TR6, TR8 gegenphasig zu den Transistoren TR5, TR7 abwechselnd gemeinsam leitend und dann gemeinsam nichtleitend macht. Als Folge davon erscheinen an den Chopper-Ausgangspunkten 48 und 50 des Multiplizierers 24 abwechselnd in gleicher Weise abgeschwächte Nachbildungen der Spannung V, die an die hochverstärkenden Transistorpaare TR9, TR11 bzw.TRIO, TR12 angelegt werden.

Es ist zu erkennen, daß die zuletzt erwähnten Transistoren zusammen einen Differenzverstärker bilden, der während einer Halbperiode des gegenphasigen 8 Hz-Steuersignals den durch die verbundenen Emitter der Transistoren TR1, TR2 fliessenden Strom vergrößert, während gleichzeitig der durch die verbundenen Emitter der Transistoren TR3» TR4 fliessende Strom herabgesetzt wird; während der anderen Halbperiode der gegenphasigen 8Hz-Steuersignale reduziert

909846/0719

der Differenzverstärker den durch die verbundenen Emitter der Transistoren TR1, TR2 fliessenden Strom, während er in entsprechender Weise den in den verbundenen Emittern der Transistoren TR3, TRA fliessenden Strom vergrößert. Die Werte der Zunahmen und der Abnahmen sind dabei in jedem Fall im wesentlichen gleich; sie hängen von der Größe der Spannung V ab. Diese Stromänderungen in den Transistorpaaren TR1, TR2 und TR3, TR4 bewirken eine Änderung der jeweiligen Steilheit der Transistoren, so daß sie zur Folge haben, daß zwischen den verbundenen Kollektoranschlüssen (d.h. zwischen den Punkten 52, 54) eine Ausgangsspannung V erzeugen, die dem Produkt V V . und somit dem Produkt V · ι proportional ist; die Polarität der Spannung V ändert sich jedoch am Ende jeder Halbperiode der gegenphasigen 8 Hz-Steuersignale .

Die Spannung V₀ wird an den Punkten 52, 54 algebraisch zu einer Offset-Spannung addiert, die von den Transistoren TR16, TR17 im Spannungs-Frequenz-Umsetzer 26 erzeugt wird, wenn der Transistor TR15 gesperrt ist. Diese Offset-Spannung wird mit Hilfe des veränderlichen Widerstands RV2 so eingestellt, daß sie negativ und größer als der normale volle positive Skalenwert der Spannung V ist, so daß die an den vom Verstärker 56 gebildeten Integrator,(d.h. an den Eingang des Umsetzers 26)angelegte Differenzspannung stets negativ ist, wenn der Transistor TR15 gesperrt ist. Diese Differenzspannung bewirkt daher einen positiven Anstieg der Ausgangsspannung des Verstärkers 56 mit einer von ihrer Größe abhängigen Geschwindigkeit zur Auslösung des Detektors 58.

Der Detektor 58 setzt im ausgelösten Zustand die bistabile

909846/0719

Schaltung 60, die ihrerseits die bistabile Schaltung in einen solchen Zustand versetzt, daß diese von der nächsten ansteigenden Flanke des Taktsignals CL1 (beispielsweise bei A in Fig.2) gesetzt wird. Die bistabile Schaltung 62 gibt das UND-Glied 64 frei, so daß der Transistor TR15 von der gleichen ansteigenden Flanke des Taktsignals CL1 in den leitenden Zustand versetzt wird. Die inFig.2 bei B angegebene nächste ansteigende Flanke des Taktsignals CL2 bewirkt die Rückstellung der bistabilen Schaltung 60, so daß die bistabile Schaltung 62 für die Rückstellung durch die nächste ansteigende Flanke des Taktsignals CL1 vorbereitet wird. Das Rückstellen der bistabilen Schaltung 62 sperrt das UND-Glied 64, so daß der Transistor TR15 wieder gesperrt wird. Der Transistor TR15 wird daher für die Dauer einer exakt festgelegten Zeitperiode, die gleich einer halben Periodendauer des Taktsignals CL1 ist, in den leitenden Zustand versetzt.

Wenn der Transistor TR15 in den leitenden Zustand versetzt ist, ändert er die zuvor erwähnte Offset-Spannung, die von den Transistoren TR16, TR17 erzeugt wird, um einen genau definierten Wert, der ausreicht, die oben erwähnte Differenzspannung positiv zu machen, was zur Folge hat, daß das Ausgangssignal des Verstärkers 56 in negativer Richtung zu einem Wert unterhalb des Auslösepegels des Detektors 58 abfällt. Sobald der Transistor TR15 wieder gesperrt wird, wird die soeben beschriebene Folge von Ereignissen wiederholt.

Es ist zu erkennen, daß die maximale Frequenz, mit der der Transistor TR15 leitend gemacht werden kann, d.h.

909846/0719

die maximale Ausgangsfrequenz des Umsetzers 26, 8192 Hz beträgt. Der veränderliche Widerstand RV2 ist so eingestellt, daß dann,wenn im Strommeßwiderstand 20 kein Strom fließt, die Ausgangsfrequenz des Umsetzers etwa gleich der Hälfte der Maximalfrequenz, d.h. gleich 4096 Hz ist. Wenn der im Strommeßwiderstand fliessende Strom nicht den Wert 0 hat, ändert die von den Transistoren TR1, TR2 erzeugte resultierende Spannung V die zuvor erwähnte Differenzspannung um einen entsprechenden Wert, so daß die Betriebsfrequenz des Transistors TR15 vom Frequenzwert 4096 Hz aus in Abhängigkeit davon, ob die Spannung V₀ negativ oder positiv ist, zunimmt oder abnimmt, wobei die Zunahme oder Abnahme von der Größe des Produkts V-I abhängt.

Die Impulse des vom Umsetzer 26 erzeugten impulsförmigen Signals werden an den umkehrbaren Zähler 28 angelegt und von diesem gezählt. Es sei daran erinnert, daß das an den Eingangspunkt 44 des Multiplizierers 24 angelegte rechteckförmige 8 Hz-Steuersignal auch die Zählrichtung des Zählers 28 steuert, so daß der Zähler aufwärtszählt, wenn die Transistoren TR5, TR7 leitend sind, während er abwärtszählt, wenn die Transistoren TR6, TR8 leitend sind. Da die gegenphasigen 8 Hz-Steuersignale auch diePolarität des Verhältnisses V /V ändern, ergibt sich die Anzahl N der beginnend mit dem Zeitpunkt t>. während einer Periode des 8 Hz-Steuersignals an den Zähler 28 angelegten Impulse durch die folgende Gleichung:

+ T/2 τ r ' Jt₁ +T V.I.dtU

τ r ' Jt₁ +T -j

tU- f_o-k V.I.dt?

JL ^t₁ + τ/2 J

909846/0719

Diese Gleichung vereinfacht sich zu :

N = ψ- J ' V.l. dt ; (2)

•^ t

darin sind: £ die Folgefrequenz der Impulse bei I=O; T die Periode der 8-Hz-Rechtecksignale; k eine Proportionalitätskonstante.

Die Anzahl der vom Zähler 28 gezählten Impulse ist also dem Zeitintegral des Produkts V-I proportional.

12 Der maximale Zählerstand des Zählers 28 beträgt 10 oder

4096. Jedesmal dann, wenn der Zähler 28 einen vorbestimmten Zählerstand erreicht, der typischerweise etwa 7/8 des vollen Zählerstandes beträgt,(d.h. gleich dem Zählerstand 3584 ist), erzeugt der Decodierer 82 jedoch einen Ausgangsimpuls, der den Zähler über die bistabile Schaltung 84 auf seinen voreinstellbaren Stand zurückstellt, der typischerweise so gewählt ist, daß er etwa 1/8 des maximalen Zählerstandes beträgt (d.h. gleich dem Zählerstand 512 ist). Obgleich der Zähler 28 also sowohl aufwärts als auch abwärts zählen kann, kann er in Aufwärtsrichtung nur bis zu einem bestimmten Stand zählen, der über den Decodierer 82 und die bistabile Schaltung 84 zur Abgabe eines Ausgangsimpulses an der Ausgangsklemme 90 führt; dies bedeutet, daß der Zähler 28 bis zum Zählerstand 3584 aufwärts zählt und einen Ausgangsimpuls erzeugt, worauf er in Abwärtsrichtung weiterzählt, wobei das Abwärtszählen vor dem voreinstellbaren Zählerstand von 512 aus beginnt.Die Erzeugung von Störausgangsimpulsen am Ausgang 90 wird daher vermieden.

Die am Ausgang 90 erscheinenden Impulse werden von dem elektromagnetbetätigten Summierzähler 98 gezählt, und

909846/0719

die akkumulierte Gesamtsumme repräsentiert die Gesamtmenge der über die Leiter L und N gelieferte! elektrischen Energie.

Der Steilheitsmultiplizierer 24 der integrierten Schaltung 12 hat zusätzlich zu den Vorteilen der integrierten Schaltung 12 selbst eine Anzahl weiterer Vorteile, beispielsweise die Aufhebung der thermischen Luft- und Offset-Erscheinungen, die im Multiplizierer 24 der Patentanmeldung P 28 21 225.1 auftreten. Durch die Auswahl der Werte der Widerstände R10 bis R17 kann sichergestellt werden, daß

(a) die Eingangsimpedanz R_1n am Eingang 34 des Multiplizierers 24 für Jede mögliche Kombination der Schaltzustände der Transistoren TR5 bis TR8 im wesentlichen gleich ist und

(b) was wichtiger ist, daß die Ausgangsimpedanz R₀UT' ^{die an} den Chopper-Ausgängen 48, 50 für die entsprechenden Basisanschlüsse der Transistoren TR9, TR10 vorhanden ist, ebenfalls für alle möglichen Kombinationen von Zuständen der Transistoren TR5 bis TR8 im wesentlichen gleich ist.

Wenn die Widerstände R10 bis R13, R16 und R7 den Wert r haben, so daß die Widerstände R14-, R15 den Wert 1,5 r haben, dann ergibt sich die Eingangsimpedanz R_1n bei leitenden Transistoren TR5, TR7 durch :

1/R_1n = 1/R10 + 1/(R11 + R13 + R15) = 1/r + 1/3,5r ;

909846/0719

bei leitenden Transistoren TR6, TR8 ergibt sich die Eingangsimpedanz R_1n aus;

1/R_IN = 1/R11 + 1/(RIO + R12 + R14) = 1/r + 1/3,5r .

Die Ausgangsimpedanz R₀TJm am Chopper-Aus gang 48 ergibt sich bei leitenden Transistoren TR5» TR7 aus

^ROUT = ^R12 = ^r ;

bei leitenden Transistoren TR6, TR8 ergibt sich die Ausgangsimpedanz durch

1/R_0UT = 1/R14 + 1(R10 + R11 + R12)

= 1/1,5r + 1/3r = 1/r, daraus folgt:Rq_UT = r

Ein weiterer Vorteil des Multiplizierers 24 besteht darin, daß unerwünschte Gleichtaktsignale beträchtlich reduziert werden, indem nicht nur zwei emittergekoppelte Transistorpaare TR1,',TR2 und TR3, TR4 mit kreuzweise gekoppelten Kollektoranschlüssen verwendet werden, sondern auch die Chopper-Schaltung mit den Transistoren TR5 bis TR8 und der Differenzverstärker aus den Transistoren TR9 bis TR12 verwendet werden, damit die jeweiligen Emitterströme der Transistorpaare TR1, TR2 und TR3, TR4 in entgegengesetzten Sinn abwechselnd verändert werden.

909846/0719

Die Widerstände R4 und R5 dienen lediglich dazu, die den Strom repräsentierende Eingangsspannung V_v geringfügig zu verschieben, so daß dann, wenn über die Leitungen L und N keine Energie zugeführt wird, die Schaltung 12 Eingangssignale empfängt, die einen sehr niedrigen negativen oder umgekehrten Leistungspegel anzeigender Zähler 28 zeigt dabei die Neigung, sehr langsam abwärts zu zählen. Wenn der Stand des Zählers 28 einen vorbestimmten niedrigen Wert, beispielsweise den Wert 2, erreicht, erzeugt der Decodierer 82 ein weiteres Ausgangssignal an einem (nicht dargestellten) Hilfsausgang, das auch die Rückstellung des Zählers 28 auf seinen Voreinstellstand (ohne Beeinflussung der bistabilen Schältung 84) bewirkt. Diese Anordnung stellt sicher, daß auch dann, wenn über längere Zeitperioden keine Leistung mittels der Leiter L und N geliefert wird, die Schaltung 12 keinen Ausgangsimpuls zur Erhöhung des Standes des Summierzählers 98 erzeugen kann.

Die integrierte Schaltung 12 des Zählers 10 kann in mehrfacher Hinsicht modifiziert werden. Beispielsweise muß die Betriebsfrequenz der Chopper-Schaltung aus den Transistoren TR5 bis TR8 nicht 8 Hz betragen. Auch die Widerstände R16, R17 müssen nicht die gleichen Werte wie die Widerstände R10 bis R13 haben; sie können Werte haben, die lediglich in der gleichen Größenordnung liegen, da dies normalerweise zur Erzielung einer guten Anpassung der Temperatureigenschaften ausreicht. Die Chopper-Schaltung aus den Transistoren TR5 bis TR8 und der Differenzverstärker aus den Transistoren TR9 bis TR12 können so ausgebildet sein, daß sie das andere Eingangssignal,(d.h. V) des Steilheitsmultiplizierers

.λ.

9098Λ6/0719

aus den Transistoren TR1 bis TR4 beispielsweise durch Anlegen einer verstärkten Nachbildung der Spannung V an den Eingang 34 umkehren, während zwischen die Basisanschlüsse der Transistoren TR1, TR2 und TR3, TR4 eine von der Spannung V abgeleitete Spannung angelegt wird. Außerdem kann der Steilheitsmultiplizierer aus den Transistoren TR1 bis TR4 durch einen anderen Multiplizierertyp, beispielsweise einen Impulsdauer-Multiplizierer (mark-space multiplier) ersetzt werden.

909846/0719

Claims

Patentanwälte

Dipl.-Ing. Dipl.-Chem. Dipl.-Ing. 2917921

E. Prinz - Dr. G. Hauser - G. Leiser

Ernsbergerstrasse 19

8 München 60

Unser Zeichen: E 953 2.Mai 1979

ENERTEC

12 Place des Etats Unis,

92120 MONTROUGE, Frankreich

Patentansprüche

,1. Elektronische Multiplizierschaltung zum Multiplizieren eines ersten Eingangssignals und eines zweiten Eingangssignals mit einer Multiplizierstufe, die einen ersten Eingang für den Empfang des ersten Eingangssignals, einen zweiten Eingang und einen Ausgang aufweist, gekennzeichnet durch ein emittergekoppeltes Transistorpaar (TR11, TR12), bei dem der Kollektor wenigstens eines Transistors (TR11) mit dem zweiten Eingang der Multiplizierstufe (TR1 bis TRA) verbunden ist, und eine Halbleiter-Schalteinheit (TR5 bis TR8) mit einem Eingang(34)zum Empfang des zweiten Eingangssignals und mit ersten und zweiten Ausgängen (48, 50), die jeweils mit den Basisanschlüssen der Transistoren verbunden sind, wobei die Schalteinheit zwischen zwei Zuständen umschalten kann, in denen der Eingang der Schalteinheit abwechselnd mit den jeweiligen Basisanschlüssen der Transistoren verbunden wird, so daß im Betriebszustand die Größe des von dem emittergekoppelten Transistorpaar an den zweiten Eingang der Multiplizierstufe angelegten Signals sich abhängig von dem zweiten Signal ändert und am Ausgang der Multiplizierstufe ein sich abhängig vom Produkt des ersten und des zweiten Signals

909846/0719

I·—

ORIGINAL INSPECTED

änderndes Ausgangssignal erzeugt wird, wobei sich die Richtung der jeweiligen Änderungen mit den Umschaltungen der Schalteinheit zwischen dem ersten und dem zweiten Zustand umkehrt.
2. Multiplizierschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Multiplizierstufe eine Steilheitsmultipliziereinheit (TR1 bis TR4) enthält.

3. Multiplizierschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Multiplizierstufe ein zweites emittergekoppeltes Transistorpaar (TR1, TR2) enthält, das so angeordnet ist, daß es zwischen den Basisanschlüssen der Transistoren das erste Signal empfängt, und daß der Kollektor des einen Transistors (TR11) des zuerst erwähnten emittergekoppelten Transistorpaars mit den verbundenen Emitteranschlüssen der Transistoren des zweiten Paars verbunden ist.

4. Multiplizierschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Multiplizierstufe e±n drittes emittergekoppeltes Transistorpaar(TR3# TR4) enthält, dessen Basisanschlüsse mit den Basisanschlüssen der Transistoren des zweiten Paars (TR1, TR2) verbunden sind und dessen KollektoranschlUsse kreuzweise mit den Kollektoranschlüssen der Transistoren des zweiten Paars verbunden sind, und daß der Kollektor des anderen Transistors (TR12) des zuerst erwähnten Transistorpaars mit den verbundenen Emitteranschlüssen des dritten Paars verbunden ist, so daß sich im Betriebszustand der Gesamtemitterstrom der Transistoren des dritten Paars gegenphasig zur Änderung des Gesamtemitterstroms der Transistoren des zweiten Paars ändert.

909846/0719

Multiplizierschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Halbleiter-Schalteinheit folgende Bauteile enthält: einen ersten Schalttransistor (TR5), einen zweiten Schalttransistor (TR6), einen dritten Schalttransistor (TR8), einen > vierten Schalttransistor (TR7), einen ersten Widerstand (R10) und einen zweiten Widerstand (R12) in Serie zwischen dem Eingang (34) und dem ersten Ausgang (48), wobei der Verbindungspunkt des ersten Widerstandes und des zweiten Widerstandes über den ersten Schalttransistor (TR5) mit einem gemeinsamen niederohmigen Punkt (40) in Verbindung steht, einen dritten Widerstand (R14) in Serie zum zweiten Schalttransistor (TR6) zwischen dem ersten Ausgang (48) und dem gemeinsamen Punkt (40), einen vierten Widerstand (R11) und einen fünften Widerstand (R13) in Serie zwischen dem Eingang (34) und dem zweiten Ausgang (50), wobei der Verbindungspunkt des vierten Widerstandes und des fünften Widerstandes über den dritten Schalttransistor (TR8) mit dem gemeinsamen Punkt (40) in Verbindung steht, einen sechsten Widerstand (R15) in Serie zum vierten Schalttransistor (TR7) zwischen dem zweiten Ausgang (50) und dem gemeinsamen Punkt (40), einen ersten Steuereingang (44) über den der ersten Schalttransistor (TR5) und der vierte Schalttransistor (TR7) gemeinsam in den leitenden Zustand schaltbar sind, einen zweiten Steuereingang (46), über den der zweite Schalttransistor (TR6) und der dritte Schalttransistor (TR8) gemeinsam in den leitenden Zustand schaltbar sind, wobei die Werte der Widerstände so gewählt sind, daß dann, wenn der erste Schalttransistor und der vierte Schalttransistor abwechselnd gemeinsam leitend und dann gemeinsam nichtleitend gegenphasig

909848/0719

ORIGINAL INSPECTED

zum zweiten Schalttransistor und zum dritten Schalttransistor gemacht werden, in gleicher Weise abgeschwächte Nachbildungen des zweiten Eingangssignals abwechselnd am ersten Ausgang und am zweiten Ausgang erscheinen.

6. Multiplizierschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Werte des ersten, zweiten, vierten und fünften Widerstandes (R10, R12, R11, R13) gleich sind, daß die Werte des dritten und sechsten Widerstandes (R14, R15) gleich sind und daß die gleichen Werte des dritten und sechsten Widerstandes im wesentlichen 1,5 mal so groß wie die gleichen Werte des ersten, zweiten, vierten und fünften Widerstandes sind.

7. Multiplizierschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die jeweiligen Emitteranschlüsse der Transistoren des zuerst erwähnten Transistorpaars (TR11, TR12) über einen siebten Widerstand (R16) und einen achten Widerstand (R17) miteinander in Verbindung stehen, deren Werte gleich sind und in der gleichen Größenordnung liegen, wie die Werte des ersten, zweiten, vierten und fünften Widerstandes (R10, R12, R11, R13).

8. Multiplizierschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Konstantstromquelle (TR13, TR14), die so angeschlossen ist, daß sie den Gesamtemitterstrom der Transistoren des zuerst erwähnten Paars (TR11, TR12) im wesentlichen konstant hält.

9. Multiplizierschaltung nach den Ansprüchen 7 und 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Konstantstromquelle (TR13, TR14) einen Konstantstromtransistor (TR13) enthält, dessen

909846/0719

Kollektor am Verbindungspunkt des siebten Widerstandes (R16) und des achten Widerstandes (R17) angeschlossen ist.

10. Multiplizierschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Ausgänge (48, 50) der Halbleiter-Schalteinheit (TR5 bis TR8) an die jeweiligen Basisanschlüsse der Transistoren des zuerst erwähnten Transistorpaars (TR11, TR12) über zugehörige Emitterfolger-Transistoren (TR9, TR10) angeschlossen sind, wobei ^eder Emitterfolgertransistor und der ihm zugeordnete Transistor des zuerst erwähnten Paars zusammen ein hochverstärkendes Transistorpaar bilden.

11. Multiplizierschaltung nach einem der vorhergehgenden Ansprüche, gekennzeichnet durch ihre Verwendung in einem elektronischen Wattstundenzähler zum Anschluß an ein mehradriges elektrisches Energieverteilungsnetz für die Erzeugung eines mit der über das Verteilungsnetz gelieferten elektrischen Energie in Beziehung stehenden Signals, mit einer Vorrichtung (20) zur Erzeugung eines Signals, das den durch eine Ader des Verteilungsnetzes fliessenden Strom repräsentiert, wobei diese Vorrichtung dieses den Strom repräsentierende Signal an die Multiplizierschaltung als eines der beiden Eingangssignale anlegt, und mit Vorrichtungen (R2, R3, RV1) zur Erzeugung eines die Spannung zwischen der einen Ader und einer anderen Ader des Verteilungsnetzes repräsentierenden Signals und zum Anlegen dieses die Spannung repräsentierenden Signals an die Multiplizierschaltung als das andere der beiden Eingangssignale.

909846/0719