DE19843145A1

DE19843145A1 - Verfahren zur Sequenzerfassung und Sequenz-Ausgleicheinrichtung

Info

Publication number: DE19843145A1
Application number: DE19843145A
Authority: DE
Inventors: Sreen A Raghavan
Original assignee: National Semiconductor Corp
Current assignee: National Semiconductor Corp
Priority date: 1997-11-20
Filing date: 1998-09-21
Publication date: 1999-06-02
Anticipated expiration: 2018-09-22
Also published as: JP3459879B2; KR19990044821A; US6038269A; KR100278215B1; DE19843145B4; JPH11196137A

Description

Die Erfindung betrifft die Verbesserung des Signal-Rauschverhältnisses eines digitalen Über tragungssystems, das unter einer Intersymbol-Interferenz (einer Störung durch gegenseitige Beeinflussung der Symbole) leidet.

Die dramatische Zunahme der Rechenleistung von Tischgeräten, die durch netzinterne (Intra net)-Operationen angesteuert werden, und die erhöhte Nachfrage nach zeitkritischen Daten übergaben zwischen den Nutzern hat die Entwicklung von Hochgeschwindigkeits-Ether net-LANs angespornt. Das Ethernet 100BASE-TX, das vorhandene Kupferdrähte der Kategorie 5 verwendet, und das sich neu entwickelnde Ethernet 1000BASE-T für die Übertragung von Daten im Bereich von Gigabit/s über eine Kupferleitung der Kategorie 5 erfordern neue Techniken für die Hochgeschwindigkeits-Symbolverarbeitung. Zusätzlich wird die Hochge schwindigkeitsverarbeitung von Daten bei bestehenden Schaltfeldern benötigt, die heute Da ten mit einer Geschwindigkeit von 1000 Mb/s pro Anschluß verarbeiten können müssen. Die Übertragung im Bereich von Gigabit/s kann erreicht werden, indem man vier verdrillte Dop pelleitungen verwendet und eine Übertragungsrate von 125 Mega-Symbole/s auf jedem Paar realisiert, wobei jedes Symbol zwei Bits entspricht.

Physisch werden Daten mit mehreren (einem Satz) Spannungen übertragen, wobei jede Span nung ein oder mehrere Datenbits darstellt. Jede Spannung in dem Satz wird als ein Symbol bezeichnet, und der gesamte Spannungssatz wird als ein Symbol-Alphabet bezeichnet.

Ein System zum Übertragen von Daten mit hohen Geschwindigkeiten ist die NRZ-Signalbildung (NRZ = Non Return to Zero; Aufzeichnungsverfahren in Wechselschrift). Bei der NRZ-Signalbildung ist das Symbol-Alphabet {A} gleich {-1, +1}. Eine logische "1" wird als eine positive Spannung übertragen, während eine logische "0" als eine negative Spannung übertragen wird. Bei 125 Mega-Symbolen/s beträgt die Impulsbreite jedes Symbols (die posi tive oder negative Spannung) 8 ns.

Ein anderes Modulationsverfahren für die Hochgeschwindigkeits-Symbolübertragung ist MLT3, bei dem es sich um ein dreistufiges System handelt. (Siehe American National Stan dard Information System, Fibre Distributed Data Interface (FDDI) - Part: Token Ring Twi sted Pair Physical Layer Medium Dependent (TP-PMD), ANSI X3.263 : 199X) Das Symbolal phabet ist bei MLT3 gleich {A} = {-1, 0, +1}. Bei der MLT3-Übertragung wird eine logische 1 entweder durch +1 oder -1 übertragen, während eine logische 0 als 0 übertragen wird. Bei Übertragung von zwei aufeinanderfolgenden logischen "1"en muß das System nicht durch 0 gehen. Eine Übertragung der logischen Folge ("1", "0", "1") würde zu einer Übertragung der Symbole (+1, 0, -1) oder (-1, 0, +1) führen, abhängig davon, welche Symbole vor dieser Fol ge übertragen wurden. Wenn das unmittelbar vor der Folge übertragene Symbol +1 war, dann werden die Symbole (+1, 0, -1) übertragen. Wenn das unmittelbar vor der Folge übertragene Symbol -1 war, werden die Symbole (-1, 0, +1) übertragen. Wenn das unmittelbar vor dieser Folge übertragene Symbol 0 war, wird das erste Symbol der übertragenen Folge +1 sein, wenn die vorhergehende logische "1" als -1 übertragen wurde, und es wird -1 sein, wenn die vorhergehende logische "1" als +1 übertragen wurde.

Das Erfassungssystem muß bei der MLT3-Norm jedoch zwischen 3 Ebenen unterscheiden, anstelle der zwei Ebenen in einem üblicheren zweistufigen System. Das Signal-Rausch-Ver hältnis, das benötigt wird, um eine bestimmte Bitfehlerrate zu erreichen, ist bei der MLT3-Signalbildung größer als bei zweistufigen Systemen. Der Vorteil des MLT3-Systems besteht jedoch darin, daß das Energiespektrum der ausgesendeten Strahlung bei dem MLT3-System auf niedrigere Frequenzen konzentriert ist und daher leichter die FCC-Strah lungsemissionsnormen für die Übertragung mittels verdrillter Doppelleitungen erfüllt. Andere Übertragungssysteme können ein Symbol-Alphabet mit mehr als zwei Spannungspe geln in der physischen Schicht verwenden, um mit jedem einzelnen Symbol mehrere Daten bits zu übertragen.

Ein Blockdiagramm eines üblichen Datenübertragungssystems ist in Fig. 1A gezeigt. In Fig. 1A sind die übertragenen Daten durch die Symbolfolge {a_k} dargestellt. Die übertragenen Symbole in der Folge {a_k} sind Elemente des Symbol-Alphabets {A}. In dem Fall der zwei stufigen NRZ-Signalbildung ist das Symbol-Alphabet {A} gegeben durch {-1, +1}. Der Index k bezeichnet den Zeitindex für dieses Symbol, d. h. die Abtastzeit k, wobei das übertragene Symbol gegeben ist durch a_k. Die Kanalantwort wird durch die Kanalfunktion f(z) dargestellt. Das Signal x_k wird mit dem Rausch-Abtastwert n_k summiert, um das Zufallsrauschen auf der Übertragungsleitung darzustellen. Das Signal, das sowohl unter der Kanalverzerrung als auch dem Zufallsrauschen leidet, wird in den Detektor eingegeben.

Der Einfachheit halber wird ein Basisband-Übertragungssystem angenommen, obwohl die gezeigten Techniken leicht auf Durchlaßband-Übertragungssysteme erweitert werden können. (Siehe E. A. LEE und D. G. MESSERSCHMITT, DIGITAL COMMNNICATIONS (1988)) Es wird auch angenommen, daß das Kanalmodell den Effekt der Sende- und Empfangsfilterung umfaßt. Zusätzlich wird angenommen, daß der Übertragungskanal linear ist, so daß sich zwei überlappende Signale einfach als eine lineare Überlagerung addieren. Die Kanalfunktion kann daher als Polynom wie folgt definiert werden:

f(Z) = f₀ + f₁Z^-1 + f₂Z^-2 + . . . + f_NZ^-N (1),

wobei f₀, . . ., f_j, . . ., f_N Polynomkoeffizienten sind, welche die verteilten Komponenten des (k-j)-ten Symbols darstellen, das in dem a_k-ten Symbol vorhanden ist, und N ist eine ganz zahlige Abbruchzahl, die so gewählt wird, daß f_j für j<N vernachlässigbar ist. Das Polynom f(Z) stellt die Z-Transformation der Frequenzantwort des Übertragungskanals dar. (Z^-1 ent spricht einer Verzögerung von einer Periode.) Siehe A. V. OPPENHEIM und R. W. SCHAFER, DISCRETE-TIME SIGNAL PROCESSING 1989.
Das nicht rauschbehaftete Ausgangssignal des Kanals zur Abtastzeit k ist dann gegeben durch:

x_k = f₀.a_k + f₁.a_k-1 + . . . + f_N.a_k-N, (2)

wobei, ohne Verlust der Allgemeingültigkeit, f₀ als 1 angenommen werden kann. Das Kanal ausgangssignal zur Zeit k hängt somit nicht nur von den übertragenen Daten zur Zeit k, son dern auch von vergangenen Werten der übertragenen Daten ab. Dieser Effekt ist als "Inter symbolinterferenz" (ISI) bekannt; siehe LEE und MESSERSCHMITT, a. a. O.

Die Intersymbolinterferenz ist ein Resultat der verteilten Natur des Überträgungskanals. Die IEEE-Normen für LANs (lokale Netze) fordern, daß die Systeme Daten über ein wenigstens 100 Meter langes Kabel senden und empfangen können. Fig. 1C zeigt einen Übertragungs bitstrom einschließlich der Effekte der Verteilung. Fig. 1D zeigt das Leistungsspektrum des verteilten Impulses über der Frequenz. Bei einem 100 Meter langen Kabel wird die Signal stärke bei der Nyquistfrequenz von 62,5 MHz am Empfangsende des Kabels um beinahe 20 dB reduziert. Bei dieser Verteilung kann ein einzelnes Symbol auf der gesamten Leitung an dere Symbole beeinflussen.

Das Rauschelement des Signals wird durch die Folge {n_k} dargestellt. Das verrauschte Aus gangssignal des Kanals ist somit gegeben durch:

y_k = x_k + n_k (3),

wobei angenommen wird, daß die Abtastwerte des Rauschens {n_k} unabhängige und identisch verteilte Gaussche Zufallsvariablen (siehe LEE und MESSERSCHMITT, i. a. O.) mit einer Varianz von σ² sind.

Die meisten Übertragungssysteme des Standes der Technik verwenden zwei Arten von De tektoren zum Bekämpfen der durch Gleichung (2) beschriebenen ISI. Diese zwei Detektoren, der lineare Entzerrer und der Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrer, sind in Fig. 1B gezeigt.

Ein linearer Entzerrer, oder lineare Ausgleicheinrichtung (Equalizer), mit (m+1) Multiplikato ren ist in Fig. 2 gezeigt. In Fig. 2 wird das Symbol y_k in eine Verzögerungsanordnung 10 ein gegeben, welche Verzögerungselemente (D₁ bis D_m) aufweist, die bei jeder Stufe das Sym bol um eine Zeitperiode verzögern. Ein Satz Multiplizierer 20, der die Multiplizierer M₀ bis M_m umfaßt, multipliziert jedes der m+1 Symbole, die von der Anordnung aus Verzögerungs elementen D₁ bis D_m kommen, mit einem entsprechenden Koeffizienten C₀ bis C_m. Der Ad dierer 30 addiert die Ausgänge der Multiplizierer M₀-M_m, um das Ergebnissignal zu erhalten.

a_k = C₀y_k + C₁y_k-1 + . . . + C_my_k-m (4).

Das Signal a_k, das von dem linearen Entzerrer kommt, wird in eine Entscheidungsstufe 40 eingegeben, die über das Ausgangssymbol â_k entscheidet. Das Ausgangssymbol â_k ist das Symbol aus dem Symbol-Alphabet {A}, welches das Eingangssignal a_k' am besten annähert.

Die Multipliziererkoeffizienten C₀ bis C_m definieren eine Übertragungsfunktion T, die gegeben ist durch:

T = C₀ + C₁Z^-1 + . . . + C_mZ^-m (5).

Die Koeffizienten C₀ bis C_m können von einem intelligenten Algorithmus in einem adaptiven Chip gewählt werden, um die Arbeitsweise des Entzerrers zu optimieren. Ein linearer Entzerrer, der null erzwingt, (ZFLE; Zero-Forcing Linear Equalizer) hat eine Übertragungsfunktion T, die durch die Inverse der Frequenzantwort des Kanals gegeben ist. Ein linearer Entzerrer, der auf der Basis des minimalen mittleren quadrati schen Fehlers arbeitet, (MMSE-LE; Minimum Mean Squared Error Based Linear Equalizer) optimiert den mittleren quadratischen Fehler zwischen den gesendeten Da ten und den erfaßten Daten und findet somit einen Kompromiß zwischen der nicht ausgeglichenen ISI am Ausgangsanschluß des Entzerrers und der Varianz des Rau schens.

Der Hauptnachteil eines linearen Entzerrers besteht darin, daß er zwar die ISI aufgrund des Kanals beseitigen kann, jedoch auch eine Verstärkung des Rauschens bewirkt. Dies gilt insbesondere bei einem Kanal wie der verdrillten Kupfer-Doppelleitung, bei der die Frequenzantwort des Kanals über der übertragenen Signalbandbreite eine er hebliche Dämpfung erfährt. Bei Kanälen mit verdrillter Doppelleitung (die in Anwen dungen wie dem 10/100/1000BASE-TX-Ethernet und digitalen Teilnehmerschleifen häufig verwendet werden) wird somit das Rauschen {n_k} durch den linearen Entzer rerdetektor verstärkt, und die Unempfindlichkeit gegen Rauschen wird verringert.

Fig. 3 zeigt einen Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrer (DFE; Decision Feedback Equalizer) mit N_ff Multiplizierern in dem Mitkopplungsfilter und N_fb-Multiplizierern in dem Rückkopplungsfilter. Das Eingangssignal y_k wird in das Mitkopplungsfilter 100 eingegeben. Das resultierende Signal wird zu dem resultierenden Signal aus dem Rückkopplungsfilter 200 im Addierer 300 addiert. Das addierte Signal wird in die Schaltung 400 eingegeben, die das Ausgangssymbol â_k des Entzerrers ermittelt.

In dem Mitkopplungsfilter 100 wird das Eingangssignal y_k in eine Mitkopplungs-Ver zögerungsanordnung eingegeben, welche die Verzögerungselemente D₁ ^ff bis D_ff-1 ^ff aufweist. Jedes Verzögerungselement verzögert das Signal um eine Periode, so daß die Verzögerungsanordnung 101 N_ff-1 vergangene Eingangssignal speichert. Jedes der gespeicherten Signale wird mit einem entsprechenden Koeffizienten C₀ bis C_Nff-1 von den Multiplizierern M₀ ^ff bis M_Nff-1 ^ff multipliziert. Die Ergebnisse jedes der Multiplizie rer M₀ ^ff bis M_Nff-1 ^ff werden in einem Addierer 103 miteinander addiert, so daß das in den Addierer 300 auf der Leitung 301 eingegebene Signal gegeben ist durch

a_k' = C₀y_k + C₁y_k-1 + . . . + C_Nff-1y_k-Nff+1 (6).

Das Rückkopplungsfilter 200 gibt das Ausgangssymbol â_k in eine Rückkopplungs-Ver zögerungsanordnung 201 ein, weiche Verzögerungselemente D₀ ^fb bis D_Nfb-1 ^fb auf weist. Die Rückkopplungs-Verzögerungsanordnung 201 speichert N_fb-1 vergangene ermittelte Symbole â_kNfb+1 bis â_k-1. Die Ausgangssymbole der Rückkopplungs-Ver zögerungsanordnung 201 werden in Multiplizierer 202, M₀ ^fb bis M_Nfb-1 ^fb, eingege ben. Die resultierenden Signale von den Multiplizierern 202 werden in einem Addierer 203 addiert, so daß das Eingangssignal des Addierers 300 auf der Leitung 302 gegeben ist durch:

a_k'' = b₀â_k-1 + b₁â_k-2 + b_Nfb-1â_k-Nfb+1 (7).

Der Addierer 300 addiert das Eingangssignal auf der Leitung 301 mit dem invertierten Eingangssignal auf der Leitung 302, um a_k' - a_k'' zu erhalten, das an das Entschei dungselement 400 weitergegeben wird. Das Entscheidungselement 400 entscheidet über das Ausgangssymbol â_k. Das Ausgangssymbol â_k, das von dem Entscheidungs element 400 abgeleitet wird, ist das Symbol in dem Symbol-Alphabet {A}, welches das Signal a_k' - a_k'' am Eingangsanschluß des Entscheidungselementes 400 am besten annähert.

Der DFE arbeitet nach dem Grundsatz, daß dann, wenn die vergangenen, übertragenen Daten richtig erfaßt wurden, die ISI-Wirkung dieser vergangenen Datensymbole aus den aktuellen, empfangenen Signalen vor deren Erfassung eliminiert werden kann. Bei einem DFE, der null erzwingt (ZF-DFE; Zero-Forcing-DFE) wird die Übertragungs funktion des Mitkopplungsfilters mit endlicher Impulsantwort (FF-FIR; Feed-Forward Finite Impulse Response Filter) auf 1 eingestellt (d. h. C₀ = 1 und C₁ bis C_m sind 0), und die Übertragungsfunktion des Rückkopplungs-FIR (FB-FIR; Feedback-FIR) ist gegeben durch [f(z)-1], wobei f(z) die Kanalübertragungsfunktion oder Kanalfunktion ist.

Da die vergangenen, erfaßten Datenabtastwerte kein Rauschen enthalten, entsteht bei dem DFE keine Vergrößerung des Rauschens. Der DFE leidet jedoch unter einer Feh lerfortpflanzung. Wenn eines der vergangenen, erfaßten Symbole falsch ist, leitet sich die Wirkung dieses Fehlers in der Zukunft auf weitere Symbolentscheidungen aus.

Zusätzlich hat der DFE den Nachteil, daß die Abtastleistung, die sich aus dem Streu ungsvermögen des Kanals ergibt und durch die ISI-Koeffizienten dargestellt wird, vor der Erfassung des aktuellen Symbols verworfen und somit verschwendet wird. Genau er gesagt verfügt das System über Informationen in bezug auf die aktuellen übertrage nen Datensymbolen, die bereits in den zuvor empfangenen Symbolen enthalten ist, welche der DFE nicht verwendet.

Da der Entzerrer ein Rückkopplungsentzerrer ist, ist ferner die Pipeline-Verarbeitung des Rückkopplungs-Filterbetriebs nicht möglich, anders als bei einem linearen Entzer rer, der im Pipeline-Betrieb (durch fortlaufende Wiederholungen von Operationen) arbeiten kann. Ein weiterer Nachteil des DFE im Vergleich zu einem linearen Entzer rer besteht darin, daß der lineare Entzerrer nur mit vergangenen Eingangssignalen des Detektors arbeitet, während der Betrieb des DFE abhangig von vergangenen Aus gangssymbolen ist.

Die vorliegende Erfindung sieht ein neues Erfassungsverfahren mit den Verfahrens schritten von Anspruch 1 sowie einen neuen Sequenzdetektor mit den Merkmalen von Anspruch 8 vor. Der Sequenzdetektor schätzt eine gesamte Sequenz oder Folge aus übertragenen Daten ab und verwendet den gesamten oder fast den gesamten Abtastge halt in den ISI-Symbolen. Dies führt zu einer erheblichen Verbesserung im Leistungs vermögen des Detektors. Der Detektor, der hier vorgestellt wird, kann ebenso auf NRZ- wie auf MLT3-Normen sowie alle anderen Normen angewendet werden, die für die Übertragung von Symbolen noch entwickelt werden können.

Viele Systeme verwenden analoge Signalverarbeitungstechniken, um die ISI aus dem System zu entfernen. Bei der vorliegenden Erfindung wird ein digitaler Signalprozes sor (DSP) verwendet. Der größte Teil des Rauschens stammt daher von dem Fehler in dem Analog-Digital-Signalwandler. In diesem Fall wird der Rauschterm n_k zu dem Eingangssignal x_k am Empfängerende des Übertragungsdrahtes addiert. Die digitale Verarbeitung hat den Vorteil, daß digitale Chips weniger Leistung erfordern und sta biler sind als analoge Chips.

Ein Algorithmus, der Viterbi-Algorithmus (siehe B. SKLAR, DIGITAL COMMUNICATIONS, FUNDAMENTALS AND APPLICATIONS (1988)), wird in dem Sequenzdetektor dazu verwendet, die Größe der ISI aufgrund der vorhergehenden Symbole, die in dem Signal auftritt, welches momentan erfaßt wird, zu verfolgen. Eine Minimierungsprozedur wird eingesetzt, welche die wahrscheinlichste Gruppe aus Symbolen berechnet, aufgrund derer das momentan beobachtete Signal entstanden sein kann.

Bei einer anderen Ausführungsform wird der Kanal linear entzerrt, um eine verkürzte Impulsantwort g(Z) der Länge L≦N zu erhalten. Der Detektor mit verkürzter Sequenz (reduzierter Sequenzdetektor) führt eine Sequenzerfassung unter der Annahme durch, daß der gesamte entzerrte Kanal durch g(Z) wiedergegeben wird. Bei noch einer ande ren Ausführungsform werden dem Detektorsystem eine lineare Entzerrung und eine DFE-Filterung hinzugefügt, um die Realisierung zu vereinfachen.

Die Erfindung ist im folgenden anhand bevorzugter Ausführungsformen mit Bezug auf die Zeichnung näher erläutert. In den Figuren zeigt:

Fig. 1A ein übliches digitales Datenübertragungssystem;

Fig. 1B zwei übliche Erfassungssysteme zur Bekämpfung der ISI;

Fig. 1C die Verteilung über dem Übertragungskanal für einen Impuls;

Fig. 2 einen linearen Entzerrer mit einem FIR-Filter;

Fig. 3 einen Entscheidungs-Rückkopplungsentzerrer;

Fig. 4 ein Blockdiagramm des Sequenzdetektor für ein Beispiel eines ISI-Kanals;

Fig. 5 ein Gitterdiagramm für den beispielhaften ISI-Kanal der Fig. 4;

Fig. 6 einen reduzierten Sequenzdetektor mit einem linearen Entzerrer;

Fig. 7 einen reduzierten Sequenzdetektor mit einem linearen Entzerrer und ei nem Entscheidungsrückkopplungs-Sequenzentzerrer;

Fig. 8 ein Blockdiagramm eines Detektors für den ISI-Kanal 1 + g₁z^-1 + g₂z^-2;

Fig. 9 ein Gitterdiagramm für N = 1, das sich für eine Anwendung mit einer dreistufigen Signalbildung eignet;

Fig. 10 ein Blockdiagramm eines Sequenzentzerrers für N = 1 und eine dreistufi ge Signalbildung;

Fig. 11 ein Gitterdiagramm für N = 1 und eine fünfstufige Signalbildung; und

Fig. 12 ein Blockdiagramm eines Sequenzentzerrers für N-1 und eine fünfstufige Signalbildung.

Fig. 4 zeigt ein Blockdiagramm eines Sequenzdetektors für den Fall {A} = {-1, +1} und N = 1 gemäß der vorliegenden Erfindung, obwohl dieses System auch für größere Alphabete und eine stärkere ISI-Störung (A < 2 und N < 1) verallgemeinerbar ist. Der Detektor umfaßt eine Verzweigungsmaß-Erzeugungseinheit 10, eine Additions- Vergleichs-Auswahleinheit (ACS; Add-Compare-Select) 12, eine Rückverfolgungs schaltung 14, einen LIFO-Puffer (Last-In-First-Out) 16 und eine Anfangszu stands-Ermittlungseinheit 18.

Die ISI (Intersymbol-Interferenz) in dem Sequenzdetektor oder Sequenzentzerrer, der in Fig. 4 gezeigt ist, wird von nur einem zuvor übertragenen Symbol verursacht. So mit gilt:

y_k = a_k + f₁a_k-1 + n_k (8).

Der Sequenzdetektor schätzt die übertragene Datensequenz oder -folge {a_k} aus der Folge der empfangenen Signale {y_k} ab.

Der Zustand des Detektors S_k wird als die Schätzwerte der vergangenen Datensymbole definiert. Im allgemeinen hat ein System mit einem Symbolalphabet, das A Symbole umfaßt, und dessen Intersymbol-Interferenz von N vorgehenden Symbolen beeinflußt wird, A^N mögliche Zustände. Jeder Zustand entspricht einem möglichen Weg durch die N vorhergehenden Symbole. Für System mit zwei Symbolen {A} = (+1, -1} und N = 2 wird es zum Beispiel vier mögliche Sequenzzustände des Systems geben: das Symbol +1 zur Zeit k-2 und das Symbol +1 zur Zeit k-1; das Symbol +1 zur Zeit k-2 und das Symbol -1 zur Zeit k-1; das Symbol -1 zur Zeit k-2 und das Symbol +1 zur Zeit k-1; und das Symbol -1 zur Zeit k-2 und das Symbol -1 zur Zeit k-1. Der Se quenzdetektor für das in Fig. 4 gezeigte Beispiel umfaßt zwei Zustände, +1 und -1, die den zwei Symbolen in dem Alphabet {A} entsprechen.

Das Gitterdiagramm, welches die Zustandübergänge von der Zeit (k-1) zur Zeit k bei dem in Fig. 4 gezeigten Beispiel wiedergibt, ist in Fig. 5 dargestellt. Ein Gitterdia gramm bietet ein graphisches Mittel, um vorauszusagen, welches Ausgangssignal sich in dem Kanal bei Übergängen von einem Zustand zur Zeit k-1 zu einem anderen Zu stand zur Zeit k ergäbe. Aus dem Gifterdiagramm der Fig. 5 ergibt sich, daß ein Übergang vom Zustand +1 zur Zeit k-1 zu einem Zustand +1 zur Zeit k zu einem vor ausgesagten Ausgangssignal von 1 + f₁ (ohne Rauschen) führen würde. Ein Übergang vom Zustand -1 zur Zeit k-1 zum Zustand -1 zur Zeit k würde zu einem vorausgesag ten Ausgangssignal von -1 - f₁ führen. Ein Übergang vom Zustand -1 zur Zeit k-1 zum Zustand +1 zur Zeit k führt zu einem vorausgesagten Ausgangssignal von 1 - f₁, und ein Übergang vom Zustand +1 zur Zeit k-1 auf einen Zustand -1 zur Zeit k führt zu einem vorausgesagten Ausgangssignal von -1 + f₁.

Bei dem in Fig. 4 gezeigten Detektor erzeugt die Verzweigungsmaßeinheit 10 vier Abstandsmaße, welchen den vier Zweigkennungen in dem Gitterdiagramm der Fig. 5 entsprechen. Bei dem bevorzugten Ausführungsformen sind die Abstandsmaße durch die euklidischen Abstände gegeben:

M_k(0) = [y_k - 1-f₁]²,
M_k(1) = [y_k + 1-f₁]²,
M_k(2) = [y_k - 1 + f₁]²und
M_k(3) = [y_k + 1 +f₁]² (9).

Es können andere Maße als Abstandsmaße verwendet werden, welche die Differenz zwischen dem Eingangssymbol und den vorausgesagten Symbolen unter Annahme wiedergeben, daß alle möglichen Zustandsübergänge verwendet werden können. Im allgemeinen wird es ein Verzweigungsmaß für Übergänge von einem Zustand S' zu einer Zeit k-1 auf einen Zustand S zu einer Zeit k geben, wobei in einem System mit A Symbolen und N in die Schätzung einfließenden Symbolen A^2N Übergänge möglich sind, wenn alle Übergänge zulässig sind.

Die Additions-Vergleichs-Auswahl-Schaltung (ACS) der Fig. 4 aktualisiert das Zu standsmaß für jeden möglichen Zustand des Systems, das in diesem Beispiel mit p_k(⁺¹) und p_k(^-1) bezeichnet ist, in jedem Zeitschritt k. Bei einem zwei-symboligen System, wie dem von Fig. 4, sind die Zustandsmaße gegeben durch:

p_k(+1) = min[p_k-1(+1) + M_k(0), p_k-1(-1) + M_k(2)] und

p_k(-1) = min[p_k-1(+1) + M_k(1), p_k-1(-1) + M_k(3) (10).

Im allgemeinen stellen die Zustandsmaße die akkumulierten Abstandsmaße der ver gangenen Zustände entlang der Übergangswege dar, bei denen das akkumulierte Ab standsmaß minimiert wird. Das Übergangsmaß für den Zustand S in der Zeitperiode k, p_k(S), ist das akkumulierte Abstandsmaß für die vorausgehenden Zustände entlang ei nes Übergangsweges, der in der Zeitperiode k bei dem Zustand S endet, wobei der Zu stand S einer der möglichen Zustände des Systems ist. Zur Zeit k-1 kann der Zustand des Systems irgendeiner der Zustände S' in der Gruppe aus möglichen Zuständen des Systems sein. p_k(S) ist daher gleich dem minimalen p_k-1(S') plus dem Abstandsmaß für den Übergang von S' auf S. Ein mathematischer Beweis, das diese Technik zum klein sten Erfassungsfehler führt, ist am Ende dieser Beschreibung angefügt.

Bei dem Beispiel der Fig. 4 werden die Vergleichsergebnisse d_k(+1) und d_k(-1) der Rückverfolgungsschaltung 14 für jeden der beiden Zustände gespeichert. Die Ver gleichsergebnisse geben den Zustand für die Zeitperiode k-1 an, der zu dem Zu standsmaß p_k(S) für den Zustand S in der Zeitperiode k führt. Bei dem Beispiel der Fig. 4 mit zwei Symbolen und N = 1 wird dann, wenn

p_k-1(+1) + M_k(0) ≦ p_k-1(-1) + M_k(2) (11),

ein Datenwert von "+1" für die Zeit k in dem Speicher gespeichert, der dem Zustand +1 in der Rückverfolgungsschaltung zugewiesen ist, d_k(+1). Andernfalls wird für die Zeit k eine "-1" in dem Speicher gespeichert, der dem Zustand +1 in der Rückverfol gungsschaltung zugewiesen ist. Ähnliche Ergebnisse werden in dem Speicher gespei chert, die dem Zustand -1 in der Rückverfolgungsschaltung zugewiesen ist. Allgemei ner gesprochen weist d_k(S) auf den Zustand S' zur Zeit k-1, aus dem sich das niedrig ste Zustandsmaß ergibt, mit dem man zu dem Zustand S zur Zeit k kommt.

Wenn dekodiert werden soll, verfolgt die Rückverfolgungsschaltung die Übergänge von dem besten möglichen aktuellen Zustand (dem Zustand mit dem kleinsten Zu standsmaß) zurück und holt die Daten aus dem Rückverfolgungsspeicher. Wenn die Rückverfolgungstiefe 2.TB ist, kann erwartet werden, daß alle TB/2 Abtastzeiten eine Rückverfolgung von TB Werten erfolgt und die Rückverfolgungsschaltung TB/2 Da tensymbole ausgibt. (TB ist eine gerade, ganze Zahl). Eine größere Rückverfol gungstiefe führt zu einem geringeren Fehler bei der Ermittlung der endgültigen Sym bolfolge, wobei hierfür jedoch auf dem Chip mehr Speicher vorgesehen werden muß. Übliche Rückverfolgungstiefen sind 8 oder 16 Werte.

Während der Rückverfolgungsprozedur wählt die Anfangszustands-Be stimmungseinheit 18 den Anfangszustand gestützt darauf, welches Zustandsmaß geringer ist. Die Rückverfolgungsschaltung 14 verfolgt die Sequenz zurück durch die gespeicherten Vergleichsergebnisse. Die frühesten Symbole, die sich bei den frühesten Zuständen ergeben, die frühesten TB/2 Symbole bei den Beispielen mit A = 2 und N = 1, werden in den LIFO-Puffer 16 geschrieben. Bei den bevorzugten Ausführungs formen werden neue Vergleichsergebnisse bei den Speicherstellen gespeichert, die von den zuvor ausgegebenen Ergebnissen besetzt waren.

Die Rückverfolgungsschaltung 14 ermittelt die optimale Symbolfolge gestützt auf die Zustandsmaße, die in der Anfangszustands-Bestimmungseinheit 18 gespeichert sind. Die Anfangszustands-Bestimmungseinheit löst auch die Rückverfolgungsprozedur durch Einstellen einer Anfangssequenz aus.

Die LIFO-Schaltung 16 kehrt einfach die aus dem Rückverfolgungsspeicher kommen den Daten zeitlich um, weil die Rückverfolgung in Richtung von der aktuellen Zeit zur vorhergehenden Zeit ausgeführt wird.

Sequenzerfassung mit linearer Entzerrung

Wenn die ISI-Länge N des Kanals groß ist, oder wenn die Größe des übertragenen Symbolalphabets A groß ist, wird das obige Verfahren der vollständigen Sequenzab schätzung bei hohen Symbolraten unpraktikabel. Eine vollständige Sequenzabschät zung erfordert die Realisierung von A^N Zuständen in dem Detektor. Die bevorzugte Ausführungsform der Erfindung, die in Fig. 6 gezeigt ist, verwendet daher einen li nearen Entzerrer (Equalizer) zum Reduzieren der Anzahl der ISI-Symbole, welche zu dem Sequenzdetektor gelangen.

Bei diesem Beispiel wird angenommen, daß die Größe des in den Kanal eingegebenen Alphabets 2 ist, d. h. A = {-1, +1}, und daß die reduzierte ISI-Länge (die der Sequenz detektor sieht) gleich L = 1 ist. Wie zuvor erwähnt, ist diese Technik auch auf größere Alphabete anwendbar, und die reduzierte Länge kann mehr als ein interferierendes Symbol umfassen.

Das Ausgangssignal des linearen Entzerrers 20 ist bei A = 2 und L = 1 gegeben durch:

r_k = a_k + g₁.a_k-1 + h_k (12),

wobei g₁ der ausgeglichene oder entzerrte ISI-Koeffizient ist, und h_k ist die Rausch-Kom ponente des Ausgangssignals des linearen Entzerrers 20. Die Übertragungsfunk tion des linearen Entzerrers (in Z-Transformationsnotation, siehe A. V. OPPENHEIM und R. W. SCHÄFTER DISCRETE-TIME SIGNAL PROCESSING, (1989)) ist ge geben durch:

E(z) = (1 + g₁z^-1/f(z) (13).

Der Koeffizient g₁ wird so gewählt, daß die Varianz des Rauschens am Ausgang des Entzerrers 20 minimiert wird.

Bei der bevorzugten Ausführungsform wird die reduzierte Sequenzentzerrung adaptiv realisiert. Eine Architektur, die für diese adaptive Realisierung verwendet werden kann, ist ein linearer Entzerrer mit einer Übertragungsfunktion C(Z) = 1/f(Z), dem ein (1+g₁z^-1)-Filter adaptiv folgt. Durch adaptives Realisieren beider Entzerrer kann bei jeder Kabellänge eine optimale Leistung erreicht werden. Der lineare Entzerrer C(Z) kann mit Hilfe des Algorithmus der kleinsten mittleren Quadrate (LMS; least mean squares) (siehe E. A. LEE und D. G. MESSERSCHMITT, DIGITAL COMMUNICATIONS (1988)) und ein Filter mit endlicher Impulsantwort (FIR-Fil ter), wie in Fig. 2 gezeigt, adaptiv realisiert werden.

Der Koeffizient g₁ wird in dem Sequenzdetektor 22 adaptiv gewählt, indem die Fre quenzantwort des linearen Entzerrers C(Z) beachtet wird. Aus dem linearen Entzerrer wird die Kanalfrequenzantwort abgeleitet, und g₁ wird aus einer Nachschlagetabelle ausgewählt. Bei einer besonderen Ausführungsform werden zwei mögliche Werte für g₁ (0 und 1/2) verwendet. Einer der zwei möglichen Koeffizienten wird für g₁ gewählt, indem die beiden größten Koeffizienten des linearen Entzerrers C(Z) beobachtet bzw. berücksichtigt werden.

Die Vorteile der Kombination der linearen Entzerrung mit der Sequenzerfassung 22 sind unter anderem (a) eine verringerte Komplexität des Sequenzdetektors 20, insbe sondere bei großen N, und (b) eine verringerte Rauschzunahme bei der linearen Ent zerrung.

Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Fig. 6 wird die Anzahl der Zustände in der Abschätzung der Symbolfolge von 2^N auf 2 reduziert. Diese Sequenz-Ab schätzeinrichtung, die mit einer geringeren Anzahl Zustände arbeitet, kann mit Hil fe des Viterbi-Algorithmus realisiert werden, der in Verbindung mit der vorhergehen den Ausführungsform beschrieben wurde, wobei f₁ durch g₁ ersetzt wird, um den li nearen Entzerrer anzupassen, und bei den Maßberechnungen der Gleichung 5 wird y_k durch r_k ersetzt.

Sequenzerfassung mit linearer Entzerrung und Entscheidungsrückkopplung

Fig. 7 zeigt eine Ausführungsform einer Sequenzabschätzung mit reduzierten Zustän den, die mit einer linearen Entzerrung und einer Entscheidungsrückkopplung arbeitet. Bei dieser Ausführungsform gleicht der lineare Entzerrer 24 den Kanal auf ein vorge gebenes ISI-Polynom G(z) der Länge M < N aus. In Fig. 7 wird angenommen, daß M gleich 2 ist; G(z) ist dann gegeben durch:

G(z) = 1 + g₁z^-1 + g₂z^-2 (14)

und die lineare Übertragungsfunktion des Entzerrers ist gegeben durch:

E(z) = G(z)/f(z) (15).

Die Erfassungstechnik kann im allgemeinen für jede Kombination aus M und N ver wendet werden, solange M < N. Obwohl diese Technik mit Alphabeten jeder Größe realisiert werden kann, ist die Alphabetgröße bei dem in Fig. 8 gezeigten Beispiel A = 2. Bei der bevorzugten Ausführungsform werden die Koeffizienten g₁ und g₂ wie der adaptiv gewählt.

Um eine Sequenzabschätzung mit Hilfe des oben erläuterten Viterbi-Algorithmus aus zuführen, muß der Sequenzdetektor vier Zustände realisieren (wenn die Datensymbole binäre Werte haben). Eine Sequenzabschätzung mit verringerten Zuständen verwendet dagegen nur zwei Zustände, wie in Fig. 8 gezeigt ist. Die Verzweigungsmaßberech nung in dem Gitterdiagramm berücksichtigt nun die Intersymbolinterferenz aufgrund von Symbolen, die zwei Abtastwerte zuvor übertragen wurden. Bei dem in Fig. 8 ge zeigten Blockdiagramm sind die Verzweigungsmaße wie folgt gegeben:

M_k(0) = [r_k - g₂d_k-1(+1) - 1 - g₁]²,
M_k(1) = [r_k - g₂d_k-1(+1) + 1 - g₁]², (16)
M_k(2) = [r_k - g₂d_k-1(-1) - 1 + g₁]², und
M_k(3) = [r_k - g₂d_k-1(-1) + 1 + g₁]².

Auf diese Weise wird die ISI aufgrund des übertragenen Symbols zur Zeit (k-2) aus dem empfangenen Abtastwert r_k entfernt, bevor das Verzweigungsmaß des Sequenz detektors berechnet wird, das die ISI aufgrund des übertragenen Symbols zur Zeit (k-1) berücksichtigt. Nach dieser Berechnung wird die zuvor beschriebene Berechnung durchgeführt, um die ISI aufgrund des (k-1)-ten übertragenen Symbols zu entfernen.

Anwendung im schnellen 100Base-TX-Ethernet

Eine Ausführungsform dieser Erfindung, die sich für Anwendungen im schnellen 100Base-TX-Ethernet eignet (siehe Institute of Electrical and Electronics Engineers, New York, IEEE Standard 802.3u-1995 CSMA/CD Access Method, Type 100Base-T (1995); American National Standard Information Systems, Fibre Distributed Data In terface (FDDI) - Part: Token ring twisted pair physical layer medium dependent (TPPMD), ANSI X3.263:199X) umfaßt eine dreistufige Signalbildung. Das heißt die binären Daten werden physisch mit Hilfe des MLT3-Modulationsverfahrens übertragen. Eine Abbildung einer binären Folge für die dreistufige Übertragung wird durch die folgende Tabelle wiedergegeben:

Bei der obigen Abbildung ist klar, daß eine Übertragungsfolge von {-1, +1} (Symbol -1 zur Zeit k-1 auf Symbol +1 zur Zeit k) ungültig ist, ebenso wie die Folgen (+1, 0, +1} und {-1, 0, -1}.

Ein Gitterdiagramm für ein Symbolalphabet {-1, 0, +1} und N = 1, welches die obigen Beschränkungen für zulässige Folgen berücksichtigt, ist in Fig. 9 gezeigt. In Fig. 9 ist die Kanalfunktion gegeben durch 1+g₁z^-1.

Ein Blockdiagramm eines Sequenzdetektors zum Ausgleichen des ISI-Kanals mit f(z) = 1 + f₁z^-1 ist in Fig. 10 gezeigt. In Fig. 10 wird von der Verzweigungsmaß-Er zeugungseinheit 12 ein Eingangssymbol y_k empfangen. Die Verzweigungsmaß-Er zeugungseinheit erzeugt sieben Verzweigungsmaße, welche den sieben zulässigen Übergängen entsprechen, die in dem Gitterdiagramm der Fig. 9 gezeigt sind. Die Ver zweigungsmaße werden in eine Additions-Vergleichs-Auswahl-Schaltung (ACS) 14 eingegeben, welche die Zustandsmaße P_k und die vorausgesagten Ergebnisse D_k be rechnet. Die Zustandsmaße P_k werden in die Anfangspunkt-Bestimmungseinheit 20 eingegeben, und die vorausgesagten Ergebnisse D_k werden in die Rückverfolgungs schaltung 18 eingegeben.

Bei diesem Beispiel sind die sieben Verzweigungsmaße gegeben durch:

M_k(0) = [y_k - 1 - f₁]²;
M_k(1) = [y_k - 1]²;
M_k(2) = [y_k - f₁]²;
M_k(3) = [y_k]²;
M_k(4) = [y_k + f₁]²;
M_k(5) = [y_k + 1]²; und
M_k(6) = [y_k + 1 + f₁]² (17).

Wenn der Sequenzdetektor mit einem linearen Entzerrer 20 kombiniert wird, wie in Fig. 6 gezeigt, wird das in den Sequenzdetektor der Fig. 10 eingegebene Symbol y_k durch das Ausgangssignal des linearen Entzerrers r_k = y_k + g₁y_k-1 gemäß Gleichung 12 (unter Vernachlässigung des Rauschens), ersetzt, und der Sequenzdetektor wird an den linearen Entzerrer angepaßt, indem g₁ = f₁ eingestellt wird.

Die in der ACS-Schaltung 14 berechneten drei Zustandsmaße sind dann:

p_k(+1) = min{p_k-1(+1) + M_k(0), p_k-1(0) + M_k(1)};
p_k(0) = min{p_k-1(+1) + M_k(2), p_k-1(0) + M_k(3), P_k-1(-1) + M_k(4)}; und
p_k(+1) = min{p_k-1(0) + M_k(5), p_k-1(-1) + M_k(6)} (18).

Die Ergebnisse der ACS-Schaltung 14 sind gegeben durch:

Diese Zustände und Zustandsmaße werden in dem Speicher der Rückverfolgungs schaltung 16 gespeichert.

Wie oben beschrieben geht die Rückverfolgungsschaltung 16 von dem besten mögli chen aktuellen Zustand (dem Zustand mit dem kleinsten Zustandsmaß) zurück und holt die Daten aus dem Rückverfolgungsspeicher. Das Symbol mit dem niedrigsten Zustandsmaß wird an den LIFO-Puffer 18 ausgegeben, der seine zuletzt eingegebenen Daten zuerst ausgibt, weil das am frühesten empfangene Eingangssymbol das Symbol ist, über das zuletzt entschieden wird.

Der oben beschriebene Sequenzdetektor, der sich für das schnelle 100Base-TX-Ether net eignet, kann zusätzlich mit einem linearen Entzerrer 20 kombiniert werden, wie er im Zusammenhang mit Fig. 6 beschrieben wurde, oder mit einer Kombination aus einem linearen Entzerrer 24 und einer Entscheidungs-Rückkopplungseinheit ge mäß Fig. 7.

Anwendung bei einem 1000Base-T-Weitverkehrs-Kupfernetz

Das von der Normenkommission IEEE 802.3 ab gewählte Modulationsformat für das Giga bit-Ethernet für Kupferkabel der Kategorie 5 verwendet eine fünfstufige NRZ-Signalbildung, die durch das Symbolalphabet A = {+2, +1, 0, -1, -2} dargestellt wird. (Siehe IEEE 802.3 ab, GIGABIT LONG HAUL COPPER PHYSICAL LAYER STANDARDS COMMITTEE, 1997).

Ein Gitterdiagramm für diese Anwendung ist in Fig. 11 gezeigt, wobei angenommen wird, daß N = 1 und die Kanalfunktion f(z) = 1 + f₁z^-1. Ein Blockdiagramm des Sequenzdetektors ist in Fig. 12 gezeigt. In Fig. 12 wird das Eingangssignal y_k von der Verzweigungsmaß-Er zeugungseinheit 10 empfangen. Die Verzweigungsmaß-Erzeugungseinheit 10 berechnet die 25 Verzweigungsmaße M_k, die in die ACS-Schaltung 12 eingegeben werden. Die ACS-Schaltung 12 berechnet die fünf Zustandsmaße P_k und die fünf Vergleichsentscheidungen D_k, die in die Anfangszustands-Ermittlungseinheit 18 bzw. die Rückverfolgungsschaltung 14 ein gegeben werden. Die Rückverfolgungsschaltung, die ein Eingangssignal von der Anfangszu stands-Ermittlungseinheit erhält, gibt die beste Symbolsequenz {â_k} für die Ausgabe an den LIFO-Puffer 16 aus.

Die Verzweigungsmaße sind für N = 1 und 1(z) = 1+f₁z^-1 gemäß diesem Beispiel gegeben durch:

M_k(0) = [y_k - 2 - 2f₁]²
M_k(1) = [y_k - 2 - f₁]²
M_k(2) = [y_k - 2]²
M_k(3) = [y_k - 2 + f₁]²
M_k(4) = [y_k - 2 + 2f₁]²
M_k(5) = [y_k - 1 - 2f₁]²
M_k(6) = [y_k - 1 - f₁]²
M_k(7) = [y_k - 1]²
M_k(8) = [y_k - 1 + f₁]²
M_k(9) = [y_k - 1 + 2f₁]²
M_k(10) = [y_k - 2f₁]²
M_k(11) = [y_k - f₁]²
M_k(12) = [y_k]²
M_k(13) = [y_k + f₁]²
M_k(14) = [y_k + 2f₁]²
M_k(15) = [y_k + 1 - 2f₁]
M_k(16) = [y_k + 1 - f₁]²
M_k(17) = [y_k + 1]²
M_k(18) = [y_k + 1 + f₁]²
M_k(19) = [y_k + 1 + 2f₁]²
M_k(20) = [y_k + 2 - 2f₁]²
M_k(21) = [y_k + 2 - f₁]²
M_k(22) = [y_k + 2]²
M_k(23) = [y_k + 2 + f₁]²
M_k(24) = [y_k + 2 + 2f₁]² (20).

Die Zustandsmaße werden in der ACS-Schaltung 12 wie folgt aktualisiert:

p_k(i) = min_{j = {-2,-1,0,1,2}}{p_k-1(j) + M_k(2 + j +5i)}; für
i={2, 1,0, -1, -2} (21).

Die ACS-Ergebnisse für jeden der fünf Zustände sind gegeben durch:

D_k(i) = j wenn p_k(+1) = p_k-1(j) + M_k(2 + j + 5i);
für i = {2, 1, 0, -1, -2}; j = {2, 1, 0, -1, -2} (22).

Der oben beschriebene Sequenzentzerrer für die fünf Zustände oder Stufen kann in Verbindung mit dem in Bezug auf Fig. 6 beschriebenen linearen Entzerrer verwendet werden. Bei dieser Anwendung wird das Eingangssignal y_k durch das Ausgangssignal des linearen Entzerrers r_k = y_k + g₁.a_k-1 ersetzt, wie bei der Gleichung 12 oben (unter Vernachlässigung des Rauschens). Die Kanalfunktion des Sequenzentzerrers ist dann gegeben durch f₁ = g₁, um den linearen Entzerrer anzupassen. Zusätzlich kann auch eine Entscheidungsrückkopplungs-Entzerrung eingesetzt werden, wie sie in Verbin dung mit Fig. 8 beschrieben wurde.

Die obigen Beispiele dienen lediglich der Erläuterung und sollten in keiner Weise so verstanden werden, daß sie den Bereich der Erfindung beschränken. Der Bereich der Erfindung wird lediglich durch die folgenden Ansprüche bestimmt.

Für den oben durch Gleichung 8 beschriebenen ISI-Kanal erhält man eine Abschätzung der Folge der übertragenen Datensequenz {b_k} der Länge N durch:

Es sei definiert, daß:

Dann gilt:

Die obige Rekursion ist die Basis für die Aktualisierungsgleichung, d. h. Gleichung 10, oben.

Claims

1. Verfahren zur Erfassung der Sequenz eines Datenübertragungskanals mit einem Sym bolalphabet, das A Symbole umfaßt, und mit einer Kanalfunktion f(z), mit folgenden Verfahrenschritten:
Empfangen eines Eingangssymbols in einem k-ten Zeitschritt, wobei das Eingangs symbol ein Symbol aus einer Eingangssymbolsequenz ist;
Berechnen einer Reihe von Verzweigungsmaßen für das Eingangssymbol, wobei jedes Verzweigungsmaß in der Reihe der Verzweigungsmaße ein Maß der Differenz zwi schen dem Eingangssymbol und einer Reihe von vorausgesagten Eingangsymbolen ist;
Berechnen eines Zustandsmaßes für jedes der A Symbole in dem Symbolalphabet für den k-ten Zeitschritt, wobei das Zustandsmaß abhängig ist von dem Zustandsmaß für den (k-1)-ten Zeitschritt und der Reihe der Verzweigungsmaße;
Ermitteln eines Vergleichsergebnisses für jedes der A Symbole in dem Symbolalpha bet abhängig von dem Zustandsmaß für jedes der A Symbole in dem Symbolalphabet und Speichern des Vergleichsergebnisses für jedes der A Symbole für den k-ten Zeit schritt in einem Rückverfolgungsspeicher;
wenn der k-te Zeitschritt ein Rückverfolgungs-Zeitschritt ist, Rückverfolgen und Aus geben einer besten Symbolsequenz gestützt auf die Vergleichsergebnisse, die im Rückverfolgungsspeicher gespeichert sind.

2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem A = 2 und das Symbolalphabet ein erstes Symbol und ein zweites Symbol umfaßt.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem
die Kanalfunktion gleich f(z) = 1 + f₁z^-1 ist;
die Reihe der vorausgesagten Eingangssymbole eine zweite zweite Voraussage von 1 + f₁, eine erste zweite Voraussage von 1 - f₁, eine zweite erste Voraussage von -1 + f₁ und eine erste erste Voraussage von -1 - f₁ umfaßt;
das Berechnen der Reihe der Verzweigungsmaße die Berechnung der quadratischen Differenz zwischen dem Eingangssymbol und einem entsprechenden Symbol aus der Reihe der vorausgesagten Eingangssymbole umfaßt, wobei die Reihe der Verzwei gungsmaße ein zweites zweites Verzweigungsmaß, ein erstes zweites Verzweigungs maß, ein zweites erstes Verzweigungsmaß und ein erstes erstes Verzweigungsmaß um faßt;
das Berechnen des Zustandmaßes für das erste Symbol und das zweite Symbol für den k-ten Zeitschritt folgende Schritte umfaßt, wobei das Zustandsmaß für jedes der zwei Symbole ein erstes Zustandsmaß und ein zweites Zustandsmaß aufweist:
für das Zustandsmaß des ersten Symbols wird die kleinere Größe aus folgenden Größen ausgewählt: das Zustandsmaß des zweiten Symbols für den (k-1)-ten Zeit schritt plus das zweite erste Verzweigungsmaß und das Zustandsmaß des ersten Symbols für den (k-1)-ten Zeitschritt plus das erste erste Verzweigungsmaß; und
für das Zustandsmaß des zweiten Symbols wird die kleinere Größe aus folgenden Größen ausgewählt: das Zustandsmaß des zweiten Symbols für den (k-1)-ten Zeit schritt plus das zweite zweite Verzweigungsmaß und das Zustandsmaß des ersten Symbols für den (k-1)-ten Zeitschritts plus das erste zweite Zustandsmaß; und
das Vergleichsergebnis für das erste Symbol und das zweite Symbol für den k-ten Zeitschritt wie folgt ermittelt wird:
das Vergleichsergebnis für das erste Symbol ist das erste Symbol, wenn das Zu standsmaß des ersten Symbols gleich dem Zustandsmaß des ersten Symbols für den (k-1)-ten Zeitschritt plus das erste erste Verzweigungsmaß ist;
das Vergleichsergebnis für das erste Symbol ist das zweite Symbol, wenn das Zu standsmaß des ersten Symbols gleich dem Zustandsmaß des zweiten Symbols für den (k-1)-ten Zeitschritt plus das zweite erste Verzweigungsmaß ist;
das Vergleichsergebnis für das zweite Symbol ist das zweite Symbol, wenn das Zustandsmaß des zweiten Symbols gleich dem Zustandsmaß des zweiten Symbols für den (k-1)-ten Zeitschritt plus das zweite zweite Verzweigungsmaß ist;
das Vergleichsergebnis für das zweite Symbol ist das erste Symbol, wenn das Zu standsmaß des zweiten Symbols gleich dem Zustandsmaß des ersten Symbols für den (k-1)-ten Zeitschritt plus das erste zweite Verzweigungsmaß ist.

4. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem A = 3 und bei dem das Symbolalphabet ein erstes Symbol, ein zweites Symbol und ein drittes Symbol umfaßt.

5. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem A = 5 und bei dem das Symbolalphabet ein erstes Symbol, ein zweites Symbol, ein drittes Symbol, ein viertes Symbol und ein fünftes Symbol umfaßt.

6. Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, bei dem die Kanalfunktion gleich f(z) = 1 + f₁z^-1 ist.

7. Sequenzdetektor für einen Datenübertragungskanal mit einem Symbolalphabet mit A Symbolen und mit einer Kanalfunktion f(z) mit folgenden Merkmalen:
ein Verzweigungsmaßerzeuger, der eine Reihe von Verzweigungsmaßen abhängig von einem Eingangssymbol, das in einem k-ten Zeitschritt empfangen wird, und der Kanalfunktion f(z) berechnet;
eine Additions-Vergleichs-Auswahlschaltung, die mit dem Verzweigungsmaßer zeuger gekoppelt ist, um die Reihe der Verzweigungsmaße zu erzeugen, und eine Gruppe von Zustandsmaßen für den k-ten Schritt sowie eine Gruppe von Ver gleichsergebnissen für den k-ten Schritt abhängig von der Gruppe der Zustands maße für den (k-1)-ten Zeitschritt und der Reihe der Verzweigungsmaße berech net;
ein Anfangszustandsermittler, der mit der Additions-Vergleichs-Aus wahlschaltung gekoppelt ist, um die Gruppe der Zustandsmaße zu empfangen, und einen Anfangsrückverfolgungszustand abhängig von der Gruppe der Zu standsmaße berechnet;
eine Rückverfolgungsschaltung, die mit der Additions-Vergleichs-Aus wahlschaltung gekoppelt ist, um die Gruppe der Vergleichsergebnisse für den k-ten Zeitschritt zu empfangen, und mit dem Anfangszustandsermittler gekoppelt ist, um den Anfangsrückverfolgungszustand zu empfangen, wobei die Rückver folgungsschaltung die Ergebnisse für den (k-M)-ten Zeitschritt bis zum k-ten Zeit schritt speichert, wobei M eine Rückverfolgungstiefe ist, und eine beste Symbol sequenz für das Zeitintervall vom (k-M)-ten Zeitschritt bis zum (k - M + L)-ten Zeit schritt für jeden L-ten Zeitschritt voraussagt, wobei L kleiner ist als M; und
ein LIFO-Puffer, der mit der Rückverfolgungsschaltung gekoppelt ist, um die be ste Symbolsequenz für den (k-M)-ten Zeitschritt bis zum (k - M + L)-ten Zeitschritt zu empfangen und die beste Symbolsequenz in richtiger zeitlicher Reihenfolge auszugeben.

8. Sequenzdetektor nach Anspruch 7, bei dem A = 2 und bei dem das Symbolalphabet ein erstes Symbol und ein zweites Symbol umfaßt.

9. Sequenzdetektor nach Anspruch 7, bei dem A = 3 und bei dem das Symbolalphabet ein erstes Symbol, ein zweites Symbol und ein drittes Symbol umfaßt.

10. Sequenzdetektor nach Anspruch 7, bei dem A = 5 und bei dem das Symbolalphabet ein erstes Symbol, ein zweites Symbol, ein drittes Symbol, ein viertes Symbol und ein fünftes Symbol umfaßt.

11. Sequenzdetektor nach einem der Ansprüche 7 bis 10, bei dem
die Kanalfunktion gleich f(z) = 1 + f₁z^-1 ist;
die Reihe der vorausgesagten Eingangssymbole eine zweite zweite Voraussage von 1 + f₁, eine erste zweite Voraussage von 1 - f₁, eine zweite erste Voraussage von -1 + f₁ und eine erste erste Voraussage von -1 - f₁ umfaßt;
die Reihe der Verzweigungsmaße die quadratischen Differenz zwischen dem Ein gangssymbol und einem entsprechenden Symbol aus der Reihe der vorausgesagten Eingangssymbole umfaßt, wobei die Reihe der Verzweigungsmaße ein zweites zwei tes Verzweigungsmaß, ein erstes zweites Verzweigungsmaß, ein zweites erstes Ver zweigungsmaß und ein erstes erstes Verzweigungsmaß umfaßt;
das Zustandsmaß für jedes der zwei Symbole ein erstes Zustandsmaß und ein zweites Zustandsmaß aufweist, wobei:
das Zustandsmaß des ersten Symbols gleich der kleineren Größe aus folgenden Größen ist: das Zustandsmaß des zweiten Symbols für den (k-1)-ten Zeitschritt plus das zweite erste Verzweigungsmaß und das Zustandsmaß des ersten Symbols für den (k-1)-ten Zeitschritt plus das erste erste Verzweigungsmaß; und
das Zustandsmaß des zweiten Symbols gleich der kleineren Größe aus folgenden Größen ist: das Zustandsmaß des zweiten Symbols für den (k-1)-ten Zeitschritt plus das zweite zweite Verzweigungsmaß und das Zustandsmaß des ersten Sym bols für den (k-1)ten Zeitschritts plus das erste zweite Zustandsmaß; und
das Vergleichsergebnis für das erste Symbol das erste Symbol ist, wenn das Zu standsmaß des ersten Symbols gleich dem Zustandsmaß des ersten Symbols für den (k-1)-ten Zeitschritt plus das erste erste Verzweigungsmaß ist;
das Vergleichsergebnis für das erste Symbol das zweite Symbol ist, wenn das Zu standsmaß des ersten Symbols gleich dem Zustandsmaß des zweiten Symbols für den (k-1)-ten Zeitschritt plus das zweite erste Verzweigungsmaß ist;
das Vergleichsergebnis für das zweite Symbol das zweite Symbol ist, wenn das Zustandsmaß des zweiten Symbols gleich dem Zustandsmaß des zweiten Symbols für den (k-1)-ten Zeitschritt plus das zweite zweite Verzweigungsmaß ist; und
das Vergleichsergebnis für das zweite Symbol das erste Symbol ist, wenn das Zu standsmaß des zweiten Symbols gleich dem Zustandsmaß des ersten Symbols für den (k-1)-ten Zeitschritt plus das erste zweite Verzweigungsmaß ist.

12. Sequenzdetektor nach einem der Ansprüche 7 bis 11, bei dem die Rückverfolgungstie fe M gleich 8 und L gleich 2 ist.

13. Sequenzdetektor nach einem der Ansprüche 7 bis 11, bei dem die Rückverfolgungstie fe M gleich 16 und L gleich 4 ist.

14. Sequenzdetektor nach einem der Ansprüche 7 bis 13, bei dem L gleich M/4 ist.

15. Sequenzdetektor nach einem der Ansprüche 7 bis 14, bei dem die Kanalfunktion gleich f(z) = 1 + f₁z^-1 ist.

16. Sequenzdetektor nach einem der Ansprüche 7 bis 15 mit einem linearen Entzerrer, der einen Eingang und einen Ausgang aufweist, wobei der Ausgang des linearen Entzer rers mit dem Eingang des Verzweigungsmaßerzeugers verbunden ist.

17. Sequenzdetektor nach Anspruch 16 mit einem Entscheidungsrückkopplungsentzerrer, wobei der Entscheidungsrückkopplungsentzerrer zwischen dem zweiten Ausgang der Additions-Vergleichs-Auswahlschaltung und einem zweiten Eingang des Verzwei gungsmaßerzeugers verbunden ist, wobei die Reihe der Verzweigungsmaße, die von dem Verzweigungsmaßerzeuger berechnet wird, auch von dem Ausgang des Entschei dungsrückkopplungsentzerrers abhängig ist.