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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf elektronische Schieblehren
(Meßschieber)
und insbesondere auf elektronische Schieblehren, die mit induktiv
gekoppelten Wandlerelementen arbeiten.
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Stand der
Technik
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Elektronische
Schieblehren werden in Fabrikationsbetrieben häufig zum Messen der Dicke oder
anderer physikalischer Abmessungen eines Objekts eingesetzt. Die
hauptsächliche
Komponente dieser elektronischen Schieblehren ist fast durchgängig ein
kapazitiver Positionswandler.
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Kapazitive
Wandler benötigen
sehr geringen Strom und sind daher für den Einsatz in batteriebetriebenen
Meßwerkzeugen
wie etwa bei elektronischen Schieblehren gut geeignet. Kapazitive
Wandler arbeiten nach dem Prinzip eines Kondensators mit parallelen
Platten, wobei in dem kapazitiven Wandler eine Sendeelektrode und
eine Empfängerelektrode
an oder in einem Schlitten (Schieber) angebracht sind. Die Sendeelektrode
ist mit einer geeigneten Signalerzeugungsschaltung verbunden, während die
Empfängerelektrode
an eine entsprechende Lese-Schaltung angeschlossen ist.
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Der
Schlitten bewegt sich entlang einer stationären Skala bzw. entlang eines
stationären
Lineals, die bzw. das eine Mehrzahl von mit gegenseitigem Abstand
angeordneten Signalelektroden enthält, die sich entlang der Längsrichtung
der Skala erstrecken. Wenn sich der Schlitten relativ zu der Skala
bewegt, werden die Sende- und die Empfängerelektrode an dem Schlitten
kapazitiv mit den Signalelektroden an der Skala gekoppelt. Die Leseschaltung
ermittelt die Bewegung oder die Position des Schlittens relativ
zu der Skala durch Vergleich der Phase von mindestens einem Signal,
das auf eine Empfängerelektrode
eingekoppelt wird, mit der Phase von mindestens einem Signal, das
an eine Sendeelektrode angelegt ist.
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Der
kapazitive Positionswandler kann ein inkremental ausgelegter bzw.
arbeitender Wandler oder aber ein absolut arbeitender Positionswandler
sein. Bei dem inkrementalen, kapazitiven Positionswandler stellt
die Leseschaltung lediglich eine Anzeige der relativen Bewegung
mit Bezug zu einem bekannten Punkt bereit. Bei einem kapazitiven
Positionswandler mit absoluter Positionserfassung stellt die Leseschaltung
eine Anzeige für die
absolute Position zwischen dem Schlitten und der Skala bereit. Inkrementale
Positionswandler und mit Absolutpositionserfassung arbeitende Positionswandler
sind in der US-PS 4,420,754 und der US-PS 4,879,508 beschrieben.
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Diese
kapazitiven Positionswandler sind für den Einsatz in einer trockenen,
relativ sauberen Umgebung, wie etwa in Inspektionsräumen oder
Ingenieurbüros,
geeignet. Jedoch besteht auch der Wunsch, diese kapazitiven Positionswandler
bei Schieblehren zur Messung von Abmessungen in Maschinen- bzw.
Bearbeitungsläden,
an Baustellen und in anderen, relativ stark mit Schmutzteilchen
kontaminierten Umgebungen verwenden zu können. In solchen Umgebungen
besteht die Gefahr, daß die
kapazitiven Schieblehren durch Partikel und Flüssigkeiten, wie etwa durch
metallische Teilchen, Schleifstaub und Kühl- oder Schneidflüssigkeiten verunreinigt
werden. Die flüssigen
oder teilchenförmigen
Verunreinigungsmittel können
zwischen die Signalelektroden an der Skala und die Sende- und/oder
Empfängerelektroden
an dem Schlitten wandern. Die Verunreinigungsmittel ändern die
Kapazität
zwischen den Signalelektroden und den Sende- und/oder Empfängerelektroden
in einer Weise, die nicht mit der Position des Schlittens relativ
zu der Skala zusammenhängt.
Generell rufen Verunreinigungsmittel zwischen den Signalelektroden
und den Sende- und/oder Empfängerelektroden
eines kapazitiven Positionswandlers Meßfehler aufgrund dreier. unterschiedlicher
Mechanismen hervor. Erstens können
die festen oder flüssigen
Teilchen eine Dielektrizitätskonstante
besitzen, die sich von der Dielektrizitätskonstante von Luft unterscheidet.
In diesem Fall wird der Kapazitätswert
zwischen den Signalelektroden und den Sende-/Empfängerelektroden,
die die Verunreinigungsteilchen sandwichartig umgeben, größer als
der Kapazitätswert
zwischen anderen Signal- und Sende-/Empfängerelektroden, die die gleiche
relative geometrische Beziehung aufweisen, zwischen denen sich aber
keine Verunreinigungsteilchen befinden. Als Ergebnis erzeugt die
Schieblehre keine genaue Anzeige der Position des Schlittens relativ
zu der Skala.
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Zweitens
können
die Verunreinigungsmittel bzw. Schmutzpartikel relativ hohe Leitfähigkeit
aufweisen. Normalerweise bilden die Signal- und die Sende-/Empfängerelektroden
einen offenen Stromkreis, so daß kein Strom
zwischen diesen Elektroden fließt.
Dieser Stromkreis wird aber durch ein leitendes Verunreinigungsmittel
zwischen den Signal- und den Sendeelektroden oder den Empfängerelektroden
geschlossen. Insbesondere wird ein RC-Schaltkreis gebildet, bei
dem das Verunreinigungsmittel das Widerstandselement bildet. Die Zeitkonstante
des auf diese Weise gebildeten RC-Schaltkreises hängt sowohl
von der Leitfähigkeit
des Verunreinigungsmittels als auch von der Kapazität zwischen
der Signalelektrode und den Sende- und/oder Empfän gerelektroden ab. Wenn die
Zeitkonstante relativ klein ist, kann die Amplitude des Signals
so rasch abfallen, daß es
durch die herkömmliche,
in kapazitiven Positionswandlern eingesetzte Verschaltung nicht
korrekt erfaßt werden
kann.
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Drittens
können
elektrisch leitende Partikel zwischen der Signalelektrode und den
Sende- und/oder Empfängerelektroden
das Feld ändern,
das zwischen der Signalelektrode und den Sende- und/oder Empfängerelektroden
aufgebaut ist, wodurch der Wert der Kapazität zwischen der Signalelektrode
und den Sende- und/oder
Empfängerelektroden
geändert
wird. Verzerrungen des elektrischen Felds können auch dazu führen, daß die Signale
zwischen der Signalelektrode und den Sende- und/oder Empfängerelektroden
derart gestört bzw.
verzerrt sind, daß die
in der Schieblehre vorhandene Schaltung keine exakte Anzeige der
Position des Schlittens relativ zu der Skala bereitstellt.
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In
der US-PS 5,172,485 (Gerhard et al) ist eine Methode zur Minimierung
der nachteiligen Auswirkungen von Verunreinigungsmitteln in kapazitiven
Positionswandlern beschrieben. Bei dieser Methode werden die Elektroden
mit einer dünnen
Schicht aus dielektrischem Material beschichtet. Der Schlitten wird
dann an der Skala derart angebracht, daß die dielektrische, auf den
(Sende- und Empfänger-)
Elektroden des Schlittens vorhandene Beschichtung benachbart zu
der dielektrischen Beschichtung angeordnet ist, die auf den (Signal-) Elektroden
der Skala vorhanden ist. Durch die Anordnung der dielektrischen
Schichten zwischen den Signalelektroden und den Sende- und Empfängerelektroden
werden diese nachteiligen Auswirkungen somit minimiert. Darüberhinaus
steht die dielektrische Beschichtung auf dem Schlitten in gleitverschieblicher
Berührung mit
der dielektrischen Beschichtung auf der Skala. Der Gleitkontakt
zwischen den dielektrischen Beschichtungen verringert den Spalt
zwischen dem Schlitten und der Skala, in den die Verunreinigungsmittel
eindringen können.
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Bei
dieser Methode der gleitverschieblichen Berührung ist es erforderlich,
daß die
Elektroden jeweils elastisch aneinander gedrückt werden. Die elastische
oder federnde Vorspannung ermöglicht
es, Fehlern hinsichtlich der exakten Flachheit der Oberfläche und
bei der exakten Ausrichtung Rechnung zu tragen, da sich die Elektroden
voneinander wegbewegen können.
Hierdurch ist es möglich,
daß die
dielektrischen Schichten zwangsweise auseinandergebracht werden.
Wenn jedoch ein solcher kapazitiver Positionswandler in einer stark
verunreinigten Umgebung eingesetzt wird, können die Verunreinigungsteilchen
den Schlitten von der Skala zwangsweise wegdrücken und sich zwischen dem
Schlitten und der Skala ansammeln. Daher hat sich auch diese Methode
als in manchen Fällen
ungeeignet gezeigt.
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Allerdings
werden die negativen, durch die sich zwischen dem Schlitten und
der Skala sammelnden Verunreinigungsteilchen hervorgerufenen Effekte
in gewissem Umfang verringert, wenn dicke dielektrische Beschichtungen
anstelle der in der US-PS 5,772,485 vorgeschlagenen dünnen Schichten
eingesetzt werden. Die dicken dielektrischen Beschichtungen führen zur
Bildung eines Kondensatorpaars, dessen Kondensatoren in Reihe mit
der Kapazität
geschaltet sind, die durch die Verunreinigungsteilchen hervorgerufen
wird. Da sich die durch die dielektrischen Schichten hervorgerufene
Kapazität
nicht ändert,
wenn sich der Schlitten entlang der Skala bewegt, werden die Änderungen
der Kapazität
zwischen den Signalelektroden und den Sende- und/oder Empfängerelektroden, die durch Änderungen
der Dicke oder der Zusammensetzung der Verunreinigungsteilchen bedingt
sind, durch die festen, durch die dicken dielektrischen Schichten
hervorgerufenen Kapazitäten
dominiert. Durch den Einsatz von dicken dielektrischen Beschichtungen
kann somit das durch dielektrische Verunreinigungsteilchen hervorgerufene
Problem somit verringert werden, jedoch ist es nicht möglich, das
Problem bei dieser Vorgehensweise vollständig zu beseitigen.
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Bei
einer anderen Methode werden die Elektroden gegenüber den
flüssigen
und teilchenförmigen Schmutzteilchen
isoliert. Als Beispiel kann die mit einem kapazitiven Positionswandler
ausgestattete Schieblehre abgedichtet werden. Allerdings führt diese
Abdichtung der Schieblehre zu einer Erhöhung der Fabrikations- und
Montagekosten und ist oftmals unzuverlässig. Weiterhin ist es schwierig,
solche Abdichtungen in der Praxis bei allen Größen und Anwendungen von elektronischen
Schieblehren einzusetzen.
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Magnetische
Wandler stellen alternative Ausgestaltungen von Positionsmeßwandlern
dar. Magnetische Wandler sind gegenüber einer Verunreinigung, die
durch Öl,
Wasser und andere Flüssigkeiten
hervorgerufen wird, relativ unempfindlich. Bei magnetischen Wandlern,
wie etwa den Codierern "Sony
Magnescale", werden
ein Magnetfelder erfassender Lesekopf und eine ferromagnetische
Skala (Meßlineal)
eingesetzt, die selektiv gemäß einem
oder mehreren periodischen, magnetischen Mustern magnetisiert ist.
Der Lesekopf erfaßt Änderungen
des Magnetfelds während
der Bewegung des Lesekopfs relativ zu den magnetischen Mustern an
der Skala. Jedoch werden die magnetischen Wandler ihrerseits durch
kleine Partikel, insbesondere durch ferromagnetische, an der magnetisierten
Skala anhaftende Partikel, negativ beeinflußt. Demzufolge müssen magnetische
Wandler ebenfalls abgedichtet, verkapselt oder in anderer Weise
geschützt
werden, damit ihre Genauigkeit nicht durch Verunreinigungsteilchen
beeinflußt
wird. Magnetische Wandler bieten auch nicht die Möglichkeit
eines sehr geringen Strom- bzw. Leistungsverbrauchs, der aber für elektronische
Schieblehren erwünscht
ist. Als Ergebnis werden magnetische Wandler generell nicht in Meßfühlern eingesetzt.
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Induktive
Wandler sind im Gegensatz zu kapazitiven und auch zu magnetischen
Wandlern stark unempfindlich gegenüber Schneidöl, Wasser oder anderen Flüssigkeiten
und auch gegenüber
Staub, ferromagnetischen Partikel und anderen Verunreinigungsteilchen.
Induktive Wandler wie etwa Wandler des Typs "INDUCTOSYN" arbeiten mit mehrfachen, an einem Element
vorhandenen Wicklungen, durch die ein variierendes magnetisches
Feld erzeugt wird, das durch gleichartige Wicklungen an einem weiteren
Element empfangen wird. Die mehrfachen Wicklungen können eine
Abfolge von parallelen Haarnadel-Windungen sein, die auf einer gedruckten
Leiterplatte bzw. Druckschaltungsplatine wiederholt angeordnet sind.
Ein Wechselstrom, der in den Wicklungen des ersten Elements fließt, erzeugt
das variierende Magnetfeld. Das von dem zweiten Element empfangene
Signal verändert
sich periodisch in Abhängigkeit
von der relativen Position zwischen den beiden Elementen. Eine Positionsermittlungsschaltung
empfängt
das von dem zweiten Element abgegebene, sich ändernde Signal und kann die
relative Position zwischen dem ersten und dem zweiten Element ermitteln. Allerdings
sind beide Elemente aktiv. Daher muß jedes Element mit einer geeigneten
Treiberschaltung elektrisch gekoppelt werden, was zu einer Vergrößerung der
Herstellungs- und Einbaukosten führt.
Darüberhinaus ist
es schwierig, induktive Wandler in in der Hand gehaltene Geräte wie etwa
in Schieblehren einzubauen, da bei induktiven Wandlern beide Elemente
elektrisch gekoppelt werden müssen.
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Andere
Bewegungs- oder Positionswandler, die einerseits verschmutzungsunanfällig sind
und andererseits dennoch noch billiger hergestellt werden können als
kapazitive, magnetische oder induktive Wandler, sind in der US-PS
4,697,144 (Howbrook), US-PS 5,233,294 (Dreoni) US-PS 4,743,786 (Ichikawa
et al) und der
GB 2,064,125
A (Thatcher) beschrieben. In diesen Druckschriften sind
Positionserfassungseinrichtungen offenbart, die die Position bzw.
die relative Lage zwischen einem erregtem Element und einem inaktiven
oder nicht erregten Element ermitteln. Die in diesen Druckschriften
beschriebenen Wandlersysteme weisen keine gegenseitige elektrische
Kopplung zwischen den beiden sich bewegenden Elementen, die ein
Nachteil von induktiven Wandlern ist, auf. Jedoch sind diese Systeme
im allgemeinen nicht im Stande, die hohe Genauigkeit von induktiven
oder kapazitiven Wandlern bereitzustellen.
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Weiterhin
ist bei manchen von diesen Wandlersystemen das inaktive Element
vorzugsweise ferromagnetisch, so daß es ein starkes Magnetfeld
erzeugt. Alternativ wird das inaktive Element in einem Magnetfeld bewegt,
das durch einen komplexen, in oder an dem aktiven Element ausgebildeten
Aufbau festgelegt und konzentriert wird.
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Darüberhinaus
bietet keines dieser Systeme die Kombination aus einem Betrieb mit
geringer Leistung und ausreichender Genauigkeit sowie ausreichendem
Meßbereich,
was aber von Benutzern von Schieblehren gefordert wird. Die in diesen
Druckschriften offenbarten Wandlersysteme erzeugen zudem Ausgangssignale, die
nicht kontinuierlich bzw. unstetig sind oder die eine nicht einfach
beschreibbare Abhängigkeit
von der Position aufweisen. Solche Signale tragen dazu bei, daß die relativen
Lagen über
vergrößerte Abstände hinweg ungenau
ermittelt werden. Ferner sind die in diesen Druckschriften offenbarten
Wandlersysteme auch in anderer Hinsicht schlecht angepaßt, wenn
sie in eine Schieblehre integriert werden.
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Die
WO 95/31696 A1 offenbart einen linearen Positionsencoder zur Verwendung
beispielsweise bei einem Aufzug. Seine Erregereinheit liefert ein
Wechselstrom-Erregersignal an eine Erregerschleife. Die Erregerschleife
lädt einen
Kondensator eines Resonanzkreises. Zur Durchführung einer Messung wird bei
einer Ausführungsform
das Erregersignal von der Erregerschleife abgenommen und die im
Resonanzkreis gespeicherte Energie zur nachfolgenden Positionsbestimmung
von den Empfängerwicklungen
verbraucht. In der Druckschrift ist insbesondere angegeben, daß der Positionsencoder
an einer Wechselstromquelle betrieben wird. Bei einer alternativen
Ausführungsform
wird die Erregereinheit kontinuierlich angesteuert und anstelle
eines Resonanzkreises kann ein Stück magnetisches Material zur
Konzentration des Magnetflusses oder ein Leiter zur Störung des
Magnetflusses eingesetzt werden.
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In
der
EP 0 286 820 A1 sind
magnetische Positionssensoren bei elektronischen Schieblehren offenbart.
Dabei ist mindestens ein Positionssensor in Form eines Tonband-Magnetkopfes
am Schieber der Schieblehre vorgesehen, der den sich ändernden
Magnetfluß erfaßt, der
bei einer Relativbewegung von Schieber und Stab hervorgerufen wird,
und zwar von magnetischen Markierungen, die entlang dem Stab ausgebildet
sind.
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Aus
der
DE 43 21 256 A1 ist
eine Schieblehre mit kapazitivem Positionswandler bekannt, bei der
ein geringer Stromverbrauch durch einen intermittierenden Meßbetrieb
erzielt wird.
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Aufgabenstellung
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Aufgabe
der vorliegenden Erfindung ist es, eine elektronische Schieblehre
zu schaffen, die auch in rauhen Industrie-Umgebungen einsetzbar
ist, die gegenüber
teilchenförmigen
und flüssigen
Verunreinigungsmitteln im wesentlichen unempfindlich ist, und die
dabei die herkömmliche
Form, den herkömmlichen
Betrieb, das gewohnte Benutzungsgefühl und den niedrigen Leistungsverbrauch
von herkömmlichen
elektronischen Schieblehren beibehält.
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Diese
Aufgabe wird mit einer elektronischen Schieblehre gemäß Patentanspruch
1 gelöst.
Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand der Unteransprüche.
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Die
elektronische Schieblehre gemäß dieser
Erfindung läßt sich
leicht und kostengünstig
herstellen, indem herkömmliche
Herstellungsmethoden wie etwa die Druckschaltungsplatinen-Technologie
eingesetzt werden. Weiterhin ist der Wandler gemäß dieser Erfindung gegenüber einer
Verschmutzung durch Partikel einschließlich ferromagnetischer Teilchen,
oder durch Öl,
Wasser oder andere Fluide unempfindlich. Als Ergebnis kann bei dem
Wandler der Einsatz von teuren Abdichtungen gegenüber der
Umgebung vermieden werden, wobei der Wandler dennoch in den meisten
Laden- bzw. Arbeitsstätten-
und Feld-Umgebungen (nicht abgeschlossenen Bereichen) verwendbar
ist. Bei der elektronischen Schieblehre gemäß der vorliegenden Erfindung
wird eine impulsbetriebene Schaltung eingesetzt, die es ermöglicht,
daß der
induktive Wandler nur wenig Leistung verbraucht. Folglich stellt
die Schieblehre gemäß der vorliegenden
Erfindung ein in der Hand haltbares, batteriebetriebenes Meßwerkzeug
dar, das aus einer kleinen Batterie oder einer Solarzelle lange
Betriebslebensdauer gewinnt.
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Die
elektronische Schieblehre gemäß der vorliegenden
Erfindung enthält
einen Schlitten oder Schieber, der an einem langgestreckten Hauptstab
bzw. Haupt-Träger
angebracht ist, wie es auch bei der herkömmlichen Ausgestaltung der
Fall ist. Positionsmeßbacken
stehen sowohl von dem Haupt-Träger
als auch von dem Schieber vor. Die Position des Schiebers relativ
zudem Haupt-Träger
zeigt den Abstand zwischen den Positionsmeßbacken an dem Haupt-Träger und
an dem Schieber an.
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Der
Haupt-Träger
bzw. Hauptbalken ist mit einer langgestreckten Skala (Lineal) bzw.
Maßteilung
mechanisch gekoppelt. Die langgestreckte Skala enthält einen
Satz von Magnetfeld- oder Magnetfuß-Modulatoren, die sich entlang
ihrer Länge
in einem bestimmten Muster erstrecken. Die Schieberanordnung enthält eine Aufnehmeranordnung,
die einen Lesekopf aufweist. Die relative Bewegung zwischen den
Positionsmeßbacken
entspricht der relativen Bewegung zwischen dem Satz aus Magnetfeld-
oder -Fluß-Modulatoren
und dem Lesekopf. Die elektronische Schieblehre weist einen Tiefen-Stab
bzw. Tiefen-Meßstab
auf, der an dem Schieber angebracht ist und von diesem in der Längsrichtung
des Hauptbalkens vorsteht. Der Tiefenmeßstab wird zur Messung der
Tiefe eines in einer Oberfläche
vorhandenen Lochs eingesetzt.
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Eine
mit niedriger Leistung arbeitende Signalverarbeitungselektronik
(elektronische Schaltung) ist lediglich mit dem Lesekopf, nicht
aber mit dem Satz aus Magnetfeld- oder -Fluß-Modulatoren verbunden. Die
mit niedriger Leistung arbeitende Elektronik zeigt die relative
Position zwischen dem Lesekopf und dem Satz aus Magnetfeld- oder
-Fluß-Modulatoren
in Abhängigkeit
von dem Unterbrechungseffekt an, den der Satz aus Magnetfeld- oder
-Fluß-Modulatoren
auf die Signale ausübt,
die durch den Lesekopf erzeugt und von diesem empfangen werden.
Auch wenn bei der elektronischen Schieblehre gemäß der erfindungsgemäßen Ausgestaltung
ein mit niedriger Leistung arbeitender induktiver Wandler mit einem
Lesekopf eingesetzt wird, der sich relativ zu dem Satz von Magnetfeld-
oder -Fluß-Modulatoren
bewegt, kann die elektronische Schieblehre auch mit anderen Arten
von induktiven Wandlern arbeiten, die ausreichend genau sind, mit
ausreichend niedriger Leistung auskommen und in gleicher Weise gegenüber Verunreinigungsteilchen
unempfindlich sind.
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Der
induktive Wandler gemäß der vorliegenden
Erfindung enthält
eine Magnetfeldquelle, die vorzugsweise einen ersten Pfad aus leitendem
Material umfaßt.
Die Magnetfeldquelle kann ein sich änderndes Magnetfeld oder einen
sich ändernden
Fluß erzeugen.
Mindestens ein Satz von Magnetfeld- oder -Fluß-Modulatoren ist innerhalb
des sich ändernden
Magnetfelds oder Flusses positioniert, um hierdurch das Magnetfeld
oder den Magnetfluß in
der Nähe
des mindestens einen Magnetfeld- oder -Fluß-Modulators räumlich zu ändern. Ein innerhalb
einer dünnen
Zone ausgebildeter Sensorleiter bzw. Erfassungsleiter bildet ein
periodisches Muster aus flußaufnehmenden
Flächen
bzw. Bereichen. Das periodische Muster erstreckt sich entlang einer
Meßachse
und ist innerhalb des sich ändernden
Magnetfelds oder Flusses angeordnet. Das sich ändernde Magnetfeld bzw. der
sich ändernde
Magnetfluß erzeugt
somit in passiver Weise eine elektromotorische Kraft (EMF bzw. EMK)
an mindestens einem Ausgang des Sensorleiters in Abhängigkeit
von dem sich ändernden
Magnetfeld bzw. dem sich ändernden
Magnetfluß.
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Der
mindestens eine Magnetfeld- oder -Fluß-Modulator und das periodische
Muster des Sensorleiters bewegen sich relativ zueinander ausgehend
von einer ersten Position zu einer zweiten Position. In der ersten Position überlappt
ein erster Abschnitt des periodischen Musters den mindestens einen
Magnetfeld- oder -Fluß-Modulator.
In der zweiten Position überlappt
ein zweiter Abschnitt des periodischen Musters den mindestens einen
Magnetfeld- oder Fluß-Modulator.
Dies bedeutet, daß durch
den mindestens einen Magnetfeld- oder
-Fluß-Modulator
die elektromotorische Kraft ausgehend von der ersten Position bis
zu der zweiten Position geändert
wird.
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Der
mindestens eine Magnetfeld- oder -Fluß-Modulator arbeitet mit dem
periodischen Muster des Sensorleiters derart zusammen, daß eine sich
kontinuierlich ändernde,
periodische elektromotorische Kraft an dem Ausgang des Sensorleiters
in Abhängigkeit
von einer kontinuierlichen, relativen Bewegung zwischen dem mindestens
einen Magnetfeld- oder -Fluß-Modulator
und dem periodischen Muster des Sensorleiters erzeugt wird. Bei
einem Ausführungsbeispiel
ist jeder einzelne Modulator aus dem Satz von Magnetfeld- oder -Fluß-Modulatoren
ein Flußunterbrechungselement,
das durch eine elektrisch leitende Platte gebildet ist. Bei einem
anderen Ausführungsbeispiel
ist jeder Modulator aus dem Satz von Magnetfeld- oder -Fluß-Modulatoren
ein Flußverstärker bzw.
ein Flußverstärkungselement,
das aus einem Material hergestellt ist, das hohe magnetische Permeabilität aufweist.
Bei einem anderen Ausführungsbeispiel
enthält
der Satz aus Magnetfeld- oder
-Fluß-Modulatoren
mindestens einen Flußunterbrecher
bzw. ein Flußunterbrechungselement
und mindestens einen Flußverstärker bzw.
ein Flußverstärkungselement.
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Der
Sensorleiter ist vorzugsweise durch eine Mehrzahl von ersten Schleifen,
die alternierend mit einer Mehrzahl von zweiten Schleifen angeordnet
sind, gebildet. Die Schleifen sind aus einem leitenden Material hergestellt.
Die ersten und zweiten Schleifen sind innerhalb des sich ändernden
Magnetfelds angeordnet. Jede der ersten Schleifen erzeugt eine sich ändernde,
erste Signalkomponente als Reaktion auf das sich ändernde Magnetfeld.
In gleicher Weise erzeugt jede der zweiten Schleifen eine sich ändernde
zweite Signalkomponente als Reaktion auf das sich ändernde
Magnetfeld. Die Mehrzahl von ersten und zweiten Schleifen und der
Satz aus Magnetfeld- oder -Fluß-Modulatoren
sind relativ zueinander beweglich. In einer ersten Position können eine
oder mehrere der ersten Schleifen nahe bei den entsprechenden Modulatoren
des Satzes aus Magnetfeld- oder -Fluß-Modulatoren positioniert
sein, wodurch die ersten, durch diese ersten Schleifen erzeugten
Signalkomponenten geändert
werden. In einer zweiten Position können eine oder mehrere der
zweiten Schleifen nahe bei entsprechenden Modulatoren aus dem Satz
von Magnetfeld- oder Fluß-Modulatoren
positioniert sein, wodurch die zweiten, durch diese zweiten Schleifen
erzeugten Signalkomponenten geändert
werden. Die ersten und zweiten Signalkomponenten zeigen die Position
jeder der ersten und zweiten Schleifen relativ zu dem Satz von Magnetfeld-
oder -Fluß-Modulatoren
an.
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Ausführungsbeispiel
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Bei
der vorliegenden Erfindung ist somit ein induktiver Sensor mit akzeptablen
physikalischen Eigenschaften, guter Genauigkeit und geringem Stromverbrauch
in einer praktisch einsetzbaren, in der Hand gehaltenen, batteriebetriebenen
Schieblehre eingegliedert. Die Schieblehre ist gegenüber Verunreinigungsmitteln wie
etwa Öl
und Partikeln unempfindlich, für
einen breiten Bereich von Einsatzmöglichkeiten geeignet, genau und
relativ kostengünstig
herzustellen, verglichen mit den herkömmlichen Schieblehren. Diese
und weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden
in der nachfolgenden detaillierten Beschreibung von Ausführungsbeispielen
der Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen noch näher erläutert.
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1 zeigt
eine auseinandergezogene, isometrische bzw. perspektivische Darstellung
eines ersten Ausführungsbeispiels
der erfindungsgemäßen elektronischen
Schieblehre, die mit nach dem Unterbrechungsprinzip arbeitenden
Modulatoren ausgestattet ist,
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2 zeigt
eine Querschnittsansicht der elektronischen Schieblehre, die entlang
der Linie 2-2 in 1 geschnitten ist,
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3 zeigt
eine Draufsicht auf die Ausgestaltung der Senderwicklungen und der
Empfängerwicklungen
eines Lesekopfs für
einen induktiven Positionswandler sowie die entsprechenden, nach
dem Unterbrechungsprinzip arbeitenden Skalenelemente,
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4 zeigt
eine Draufsicht, in der die alternierenden bzw. einander abwechselnden
Schleifen einer der in 3 gezeigten Empfängerwicklungen
dargestellt sind,
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5A zeigt
eine Draufsicht, in der eine der Skala überlagerte Empfängerwicklung
dargestellt ist, wobei die Skala mit einem ersten Abschnitt der
Empfängerwicklung
gekoppelt ist,
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5B zeigt
eine Draufsicht, in der die der Skala überlagerte Empfängerwicklung
dargestellt ist, wobei die Skala mit einem zweiten Abschnitt der
Empfängerwicklung
gekoppelt ist,
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5C zeigt
eine Wellenformdarstellung, in der die Amplitude und die Polarität des von
der Empfängerwicklung
erzeugten Ausgangssignals dargestellt sind, das während der
Bewegung der Empfängerwicklung relativ
zu der Position der Skala erzeugt wird,
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6 zeigt
eine auseinandergezogene, perspektivische bzw. isometrische Darstellung
eines zweiten Ausführungsbeispiels
der erfindungsgemäßen elektronischen
Schieblehre,
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7 zeigt
ein Blockschaltbild der elektronischen Schaltung des Codierers,
die bei dem ersten und bei dem zweiten Ausführungsbeispiel der elektronischen
Schieblehre eingesetzt wird,
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8 zeigt
ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels
des Signalgenerators,
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9 zeigt
ein Diagramm, in dem die Spannung über der Zeit für ein Resonanzsignal
aufgetragen ist, das von dem Signalgenerator abgegeben wird,
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10A zeigt eine Darstellung, in der die Spannung über der
Zeit für
ein Ausgangssignal dargestellt ist, das von der Empfängerwicklung
abgegeben wird,
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10B zeigt eine Darstellung, in der die Spannung über die
Zeit aufgetragen ist, die sich ergibt, wenn die relative Position
zwischen den Flußmodulatoren
und der Empfängerwicklung
um eine viertel Wellenlänge verschoben
worden ist,
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10C zeigt ein Diagramm, in dem die Spannung über die
Zeit für
den Fall aufgetragen ist, daß die relative
Position zwischen dem Flußmodulator
und der Empfängerwicklung
um eine halbe Wellenlänge
verschoben worden ist,
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11A bis G zeigen Darstellungen des zeitlichen
Signalverlaufs, in denen die Spannungen dargestellt sind, die an
ausgewählten
Positionen in der in 7 gezeigten elektronischen Schaltung
des Codierers während
der Abtastung auftreten,
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12A bis G zeigen Darstellungen des zeitlichen
Verlaufs von Spannungen an ausgewählten Positionen in der in 7 gezeigten
elektronischen Schaltung des Codierers, wobei das Steuersignal zur
Verringerung der Energieverluste beschnitten ist,
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13 zeigt
ein Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels des Signalgenerators,
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14 zeigt
eine Darstellung des zeitlichen Verlaufs eines resultierenden Signals,
das an dem Kondensator in dem Signalgenerator gemäß 13 auftritt,
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15 zeigt
einen Signalverlauf, bei dem die von der Empfängerwicklung erhaltene Spannungsamplitude
gegenüber
der Position der Skala aufgetragen ist,
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16 zeigt
eine auseinandergezogene, isometrische bzw. perspektivische Ansicht
eines dritten Ausführungsbeispiels
der elektronischen Schieblehre gemäß der vorliegenden Erfindung,
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17 zeigt
einen Querschnitt der elektronischen Schieblehre, der entlang der
Linie 17-17 in 16 geschnitten ist,
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18 zeigt
einen seitlichen Querschnitt eines Abschnitts der elektronischen,
in 16 gezeigten Schieblehre, wobei der Querschnitt
entlang der Linie 18-18 in 17 geschnitten
ist,
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19 zeigt
eine isometrische bzw. perspektivische Ansicht der Skala eines vierten
Ausführungsbei spiels
der Schieblehre gemäß der vorliegenden
Erfindung, die mit nach dem Verstärkungsprinzip arbeitenden Modulatoren
ausgestattet ist,
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20 zeigt
eine seitliche Schnittansicht der Skala gemäß 19, wobei
die Schnittansicht entlang der Linie 20-20 in 19 geschnitten
ist und die Verstärkungselemente
zeigt, die von der Basis getragen werden,
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21 zeigt
einen Querschnitt der Skala gemäß dem fünften Ausführungsbeispiel
der Schieblehre gemäß der vorliegenden
Erfindung,
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22 zeigt
eine Draufsicht auf die Skala gemäß dem sechsten Ausführungsbeispiel
der erfindungsgemäßen Schieblehre,
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23 zeigt
einen seitlichen Querschnitt der Skala eines siebten Ausführungsbeispiels
der Schieblehre gemäß der vorliegenden
Erfindung,
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24 zeigt
eine seitliche Schnittansicht der Skala eines achten Ausführungsbeispiels
der Schieblehre gemäß der vorliegenden
Erfindung,
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25 zeigt
einen seitlichen Querschnitt einer ersten abgeänderten Ausführungsform
der Skala bei dem achten Ausführungsbeispiel
der Schieblehre gemäß der vorliegenden
Erfindung,
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26 zeigt
eine seitliche Querschnittsansicht einer zweiten Abänderung
der Skala bei dem achten Ausführungsbeispiel
der Schieblehre gemäß der vorliegenden
Erfindung,
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27 zeigt
ein Blockschaltbild der elektronischen Schaltung des Codierers bei
der elektronischen Schieblehre, wobei eine Wellenlängen-Verfolgungseinrichtung
bzw. -Nachführungseinrichtung
enthalten ist,
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28 zeigt
eine Darstellung von Signalverläufen,
wobei Spannungen an ausgewählten
Positionen in der elektronischen Schaltung des Codierers gemäß 27 während der
Abtastung dargestellt sind,
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29 zeigt
eine Signaldarstellung, die das Sendesteuersignal und das Anzeigeaktualisierungs-Steuersignal
veranschaulichen,
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30 zeigt
ein Blockschaltbild der elektronischen Schaltung des Codierers bei
der elektronischen Schieblehre, die, verglichen mit der gemäß 7 vorgesehenen
elektronischen Schaltung des Codierers, in umgekehrter Weise arbeitet,
und
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31 zeigt
eine Darstellung von Signalverläufen,
die Spannungen an ausgewählten
Positionen in der elektronischen Schaltung des Codierers gemäß 30 während der
Abtastung zeigen.
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Gemäß der Darstellung
in 1 enthält
die dort gezeigte induktive Schieblehre 100 einen langgestreckten
Stab 102. Der langgestreckte Stab 102 ist durch
eine steife oder semisteife bzw. semiflexible Stange gebildet, die
einen im wesentlichen rechteckförmigen
Querschnitt besitzt. Eine Rille 106 ist an einer oberen Flächen des
langgestreckten Stabs 102 ausgebildet, in der eine langgestreckte
Meßskala
(Meßlineal) 104 angebracht
ist, die fest mit dem langgestreckten Stab 102 verbunden
ist. Die Rille 106 ist in dem Stab 102 mit einer
Tiefe ausgebildet, die ungefähr
gleich groß ist
wie die Dicke der Skala 104. Folglich liegt die obere Fläche der
Skala 104 nahezu vollständig
in der gleichen Ebene wie die oberseitigen Ränder des Stabs 102.
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Ein
Paar von seitlich vorstehenden, feststehenden Backen 108 und 110 ist
an dem Stab 102 in der Nähe von dessen einem Ende (erstes
Ende) 112 einstückig
ausgebildet. Ein entsprechendes Paar von seitlich vorstehenden,
beweglichen Backen 116 und 118 ist an einer Schieberanordnung 120 ausgebildet.
Die äußeren Abmessungen
eine Objekts werden dadurch gemessen, daß das Objekt zwischen den für den Eingriff
bzw. die Anlage vorgesehenen, als Paar vorliegenden Oberflächen 114 an
den Backen 108 und 116 angeordnet wird. In gleichartiger
Weise werden die inneren Abmessungen eines Objekts dadurch gemessen,
daß die
Backen 110 und 118 in dem Objekt angeordnet werden.
Die Eingriffsflächen 122 der
Backen 110 und 118 werden hierbei derart positioniert,
daß sie
die Oberflächen
des zu messenden Objekts berühren.
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Die
Eingriffsoberflächen 122 und 114 sind
derart angeordnet, daß die
Eingriffsoberflächen 122 der
Backen 110 und 118 mit einander ausgerichtet sind,
wenn sich die Eingriffsoberflächen 114 der
Backen 108 und 116 in gegenseitiger Berührung befinden.
In dieser Position, das heißt
in der nicht gezeigten Null-Position, sollten sowohl die äußeren als
auch die inneren, durch die Schieblehre 100 gemessenen
Abmessungen gleich null sein.
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Die
Schieblehre 100 enthält
auch einen Tiefenstab bzw. Tiefenmeßstab 126, der an
der Schieberanordnung 120 angebracht ist. Der Tiefenmeßstab 126 steht
von dem Stab 102 in dessen Längsrichtung vor und endet an
einem Eingriffsende bzw. Anschlagende 128. Die Länge des
Tiefenmeßstabs 126 ist
derart festgelegt, daß das
Anschlagende 128 mit einem zweiten Ende 132 des
Stabs 102 fluchtet, wenn sich die Schieblehre 100 in
ihrer Null-Stellung befindet. Mit der Schieblehre 100 kann
die Tiefe eines Lochs dadurch gemessen werden, daß das zweite
Ende 132 des Stabs 102 auf eine Oberfläche aufgesetzt
wird, in der sich das Loch befindet, und daß der Tiefenmeßstab 126 in
das Loch soweit eingeführt
wird, bis das Anschlagende 128 den Boden des Lochs berührt.
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Wenn
eine Messung unter Einsatz der äußeren Meßbacken 108 und 116,
der inneren Meßbacken 110 und 118 oder
des Tiefenmeßstabs 126 durchgeführt wird,
wird der gemessene Wert jeweils auf einer herkömmlichen digitalen Anzeige 138 angezeigt,
die in einer Abdeckung 139 der Schieblehre 100 angebracht
ist. In der Abdeckung 139 ist weiterhin ein Paar Drucktastenschalter 134 und 136 angeordnet.
Durch den Schalter 134 wird eine zur Signalverarbeitung
und zur Anzeige dienende elektronische Schaltung 166 der
Schieberanordnung 120 eingeschaltet und ausgeschaltet,
während
der Schalter 136 zur Rücksetzung
der Anzeige 138 auf null dient.
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Wie
in 1 gezeigt ist, enthält die Schieberanordnung 120 eine
Basis 140 mit einer Führungskante 142.
Die Führungskante 142 steht
mit einer Seitenkante 146 des langgestreckten Stabs 102 in
Berührung, wenn
sich die Schieberanordnung 120 entlang des langgestreckten
Stabs 102 verschiebt bzw. die Schieberanordnung 120 den
Stab 102 übergreift.
Hierdurch wird eine exakte Betätigung
der Schieblehre 100 sichergestellt. Damit ein freies Spiel
zwischen der Schieberanordnung 120 und dem langgestreckten
Stab 102 ausgeschaltet wird, wird eine nachgiebige bzw.
elastische Druckstange 148 durch ein Paar Schrauben 147 an
eine entsprechend angepaßte
Kante des Stabs 102 angedrückt.
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Der
Tiefenmeßstab 126 ist
in eine zu seiner Aufnahme dienenden Rille 152 eingeführt, die
an einer Unterseite des langgestreckten Stabs 102 ausgebildet
ist. Die Rille 152 erstreckt sich entlang der Unterseite des
langgestreckten Stabs 102, um hierdurch einen Raum zur
Aufnahme des Tiefenmeßstabs 126 zu
bilden. Der Tiefenmeßstab 126 wird
in der Rille 152 durch einen Endanschlag 154 gehalten.
Der Endanschlag 154 ist an der Unterseite des Stabs 102 an
dessen zweitem Ende 132 angebracht und verhindert darüberhinaus
auch, daß die
Schieberanordnung 120 während
der Betätigung
der Schieblehre unabsichtlich außer Eingriff mit dem langgestreckten
Stab 102 an dessen zweiten Ende 132 gelangt.
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Die
Schieberanordnung 120 enthält weiterhin eine Aufnehmeranordnung 160,
die an der Basis 140 oberhalb des langgestreckten Stabs 102 montiert
ist. Folglich bewegen sich die Basis 140 und die Aufnehmeranordnung 160 als
eine Einheit. Die Aufnehmeranordnung 160 weist ein Substrat 162 wie
etwa eine herkömmliche
Druckschaltungsplatine bzw. gedruckte Leiterplatte auf. Das Substrat 162 trägt an seiner
unteren Fläche
einen induktiven Lesekopf 164, während an einer oberen Fläche des
Substrats 162 die zur Signalverarbeitung und zur Anzeigesteuerung
dienende elektronische Schaltung 166 angebracht ist. Eine
nachgiebige bzw. elastische Abdichtung 163 ist zwischen
der Abdeckung 139 und dem Substrat 162 zusammengedrückt und
dient zur Verhinderung einer Verschmutzung der zur Signalverarbeitung
und Anzeigesteuerung dienenden elektronischen Schaltung 166.
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Wie
in 2 gezeigt ist, ist der Lesekopf 164 durch
eine dünne,
belastbare bzw. abnutzungsbeständige,
isolierende Beschichtung 167 abgedeckt, die vorzugsweise
ungefähr
50 μm dick
ist.
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Die
Skala 104 enthält
eine langgestreckte Druckschaltungsplatine bzw. gedruckte Leiterplatte 168 als ihr
primäres
bzw. primärseitiges
Wandlerelement. Wie in 1 gezeigt ist, ist ein Satz
von Unterbrechern 170 vorgesehen, die entlang der gedruckten
Leiterplatte 168 mit Abstand in einem periodischen Muster
angeordnet sind. Die Unterbrecher 170 sind vorzugsweise
aus Kupfer hergestellt und vorzugsweise gemäß den herkömmlichen Fertigungsmethoden
zur Fertigung bzw. Bearbeitung von gedruckten Leiterplatten ausgebildet,
wobei aber auch viele andere Herstellungsmethoden eingesetzt werden
können.
Wie in 2 gezeigt ist, sind die Unterbrecher 170 durch
eine schützende,
isolierende Schicht 172 mit einer Dicke von vorzugsweise
höchstens 100 μm abgedeckt.
Die schützende
Schicht 172 kann gedruckte Markierungen enthalten, wie
es in 1 gezeigt ist.
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Die
Schieberanordnung 120 trägt den Lesekopf 164 derart,
daß dieser
geringfügig
gegenüber
dem Stab 102 durch einen Luftspalt 174 beabstandet
ist, der zwischen den isolierenden Beschichtungen 167 und 172 ausgebildet
ist. Der Luftspalt 174 weist eine Größe auf, die vorzugsweise im
Bereich von 0,5 mm liegt. Der Lesekopf 164 und die Unterbrecher 170 bilden
zusammen einen induktiven Wandler. Insbesondere weist der induktive
Wandler eine derjenigen Ausgestaltungen auf, die in den vorliegenden
Unterlagen offenbart sind. Bei der Schieblehre 100 können aber
auch andere Ausführungsformen
von induktiven Wandlern zum Einsatz kommen, die die notwendigen
Verpackungs- bzw. Anordnungsmöglichkeiten
bieten, ausreichend genau sind, geringen Leistungsbedarf haben und
in gleicher Weise unempfindlich sind gegenüber Verunreinigungen. Die Schieblehre 100 kann
auch mit Stromsparmethoden ausgerüstet werden.
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Der
durch den Lesekopf 164 und die Unterbrecher 170 gebildete
induktive Wandler bewirkt bei dem ersten, in den 1 bis 3 gezeigten
Ausführungsbeispiel
die Erzeugung von sich ändernden
Magnetfeldern. Die sich ändernden
Magnetfelder rufen umlaufende, als Wirbelströme bezeichnete Ströme in den
Unterbrechern 170 hervor, die in den sich ändernden
Magnetfeldern angeordnet sind.
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So
ist zum Beispiel einer der Unterbrecher 170 zwischen den
Polflächen
eines Elektromagneten angeordnet. Das Magnetfeld zwischen den Polflächen ändert sich
mit der Zeit, beispielsweise wenn der Elektromagnet durch einen
Wechselstrom angesteuert wird. Folglich ändert sich der Fluß, der durch
eine beliebige geschlossene Schleife in dem Unterbrecher 170 fließt. Als
Ergebnis wird eine elektromotorische Kraft ("EMK") um
die geschlossene Schleife herum induziert. Da der Unterbrecher 170 ein
Leiter ist, wird ein Wirbelstrom hervorgerufen, dessen Wert gleich
groß ist
wie die elektromotorische Kraft, dividiert durch den Widerstandswert
des Materials entlang der Schleife, aus dem der Unterbrecher 170 hergestellt
ist.
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Solche
Wirbelströme
werden häufig
in den Magnetkernen von Transformatoren hervorgerufen. In den Transformatoren
sind diese Wirbelströme
unerwünscht,
da sie zu Leistungsverlusten führen
und Wärme
erzeugen, die abgeführt
werden muß.
In der vorliegenden Erfindung wird jedoch das Vorhandensein von
Wirbelströmen
zur Erzielung eines nützlichen
Effekts ausgenutzt.
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3 zeigt
einen Schnitt durch den Lesekopf 164 in größeren Einzelheiten.
Der Lesekopf 164 besteht vorzugsweise aus fünf im wesentlichen
koplanaren bzw. in der gleichen Ebene liegenden Leitern 180 bis 184. Zwei
der Leiter, nämlich
die Leiter 181 und 182, bilden eine erste Empfängerwicklung 178.
Zwei weitere Leiter, nämlich
die Leiter 183 und 184, bilden eine zweite Empfängerwicklung 179.
Die erste und die zweite Empfängerwicklung 178 und 179 sind
zentral entlang des Substrats 162 angeordnet und erstrecken
sich entlang dieses Substrats 162 in sich überlappender
Weise.
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Die
erste und die zweite Empfängerwicklung 178 und 179 sind
jeweils in Form eine sinusförmigen Musters
angeordnet und weisen die gleiche Wellenlänge auf. Der Leiter 181 erstreckt
sich von einem Anschluß 185 bis
zu einem Zwischenverbindungsanschluß 189a, bei dem er
mit dem Leiter 182 verbunden ist. Der Leiter 182 verläuft dann
zu einem Anschluß 187 zurück. Die
Leiter 181 und 182 bilden die erste Empfängerwicklung 178 und
definieren eine Mehrzahl von sinusförmigen Schleifen 191.
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In
gleicher Weise verläuft
der Leiter 183 von einem Anschluß 188 zu einem Zwischenverbindungsanschluß 189b,
bei dem er mit dem Leiter 184 verbunden ist. Der Leiter 184 verläuft dann
zu einem Anschluß 186 zurück. Die
Leiter 183 und 184 bilden die zweite Empfängerwicklung 179 und
definieren gleichfalls eine Vielzahl von sinusförmigen Schleifen 192.
Die Schleifen 192 sind gegenüber den durch die erste Empfängerwicklung 178 gebildeten
Schleifen 191 um eine viertel Wellenlänge oder eine halbe Wellenlänge oder
um die Hälfte
einer Schleife versetzt.
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Gemäß 3 sind
die Leiter 181 bis 184 auf der gleichen Oberfläche des
Substrats 162 dargestellt. Jedoch befinden sich halbe Wellenlängenabschnitte
jedes der Leiter 181 bis 184 jeweils alternierend
bzw. abwechselnd tatsächlich
in separaten Schichten des Substrats 162. Folglich berühren sich
die Wicklungen 178 und 179 physikalisch nicht
gegenseitig. In gleichartiger Weise berühren sich die jeweiligen Wicklungen 178 und 179 selbst
an den Übergangspunkten
in der Mitte des Musters nicht physikalisch. Die halben Wellenlängenabschnitte
(bzw. Abschnitte mit halber Wellenlänge) jedes der Leiter 181 bis 184 werden
dann mit den anderen halben Wellenlängenabschnitten des gleichen
Leiters mittels Durchführungen 190 verbunden,
die durch das Substrat 162 verlaufen. Auch wenn die Leiter 181 bis 184 nicht
auf der gleichen Oberfläche
des Substrats 162 verlauten, liegen die Leiter 181 bis 184 innerhalb
einer dünnen
Zone. Der Abstand zwischen der obersten Schicht der Wicklungen 178 und 179 auf
dem Substrat 162 und der untersten Schicht des Substrats 162 ist somit
minimal. Daher verlaufen die Leiter 181 bis 184 im
wesentlichen koplanar bzw. in der gleichen Ebene.
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Die
zweite Empfängerwicklung 179 ist
im wesentlichen identisch mit der ersten Empfängerwicklung 178,
abgesehen von dem räumlichen
Phasen-Versatz. In der nachfolgenden Beschreibung wird somit hauptsächlich auf
die erste Empfängerwicklung 178 Bezug
genommen, wobei die Erläuterungen
aber in gleicher Weise auch auf die zweite Empfängerwicklung 179 zutreffen.
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Die
fünfte
Wicklung 180 ist eine Senderwicklung, die ebenfalls innerhalb
der dünnen
Zone liegt und die erste und die zweite Empfängerwicklung 178 und 179 im
wesentlichen umschließt.
Die Senderwicklung 180 ist gleichfalls durch einen Leiter
auf einer Schicht oder Oberfläche
des Substrats 162 gebildet und ist ebenfalls gemäß den herkömmlichen
Herstellungsmethoden zur Herstellung bzw. Bearbeitung von gedruckten
Leiterplatten ausgebildet. Die Senderwicklung 180 weist
eine Länge 194 und
eine Breite 195 auf, die ausreichend groß sind,
um die erste und die zweite Empfängerwicklung 178 und 179 zu
umgeben.
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Wenn
nichts anderes angegeben ist, sind die Messungen bzw. Dimensionen
gemäß den 3 und 4 relativ
zu einer Meßachse 300 definiert.
Die "Länge" bezieht sich generell
auf die parallel zu der Meßachse 300 verlaufenden
Abmessungen, während
sich die "Breite" generell auf Abmessungen
bezieht, die rechtwinklig zu der Meßachse 300 in der
Ebene des Substrats 162 verlaufen. Der Abstand zwischen
zwei benachbarten Schleifen 191, die durch die erste Empfängerwicklung 178 gebildet
sind, oder zwischen zwei benachbarten, durch die zweite Empfängerwicklung 179 gebildeten
Schleifen 192 ist als der Teilungsabstand oder die Wellenlänge 193 des
Lesekopfs 164 definiert. Die Strecke, die von einer einzelnen
Schleife 191 oder 192 überspannt wird, ist gleich
groß wie
die Hälfte
der Wellenlänge 193.
Die Strecke 302, die durch jeden Unterbrecher 170 überspannt
wird, ist vorzugsweise ebenfalls gleich groß wie die Hälfte einer Wellenlänge 193. Durch
den eine viertel Wellenlänge
betragenden Versatz zwischen der ersten Empfängerwicklung 178 und
der zweiten Empfängerwicklung 179 werden
um 90° phasenverschobene
Signale erzeugt. Folglich läßt sich
die Richtung der Bewegung des Lesekopfs 164 relativ zu
der Skala 104 ermitteln. Ferner ist der Abstand 304 zwischen
einem Rand eines Unterbrechers 170 bis zu dem entsprechenden
Rand eines benachbarten Unterbrechers 170 vorzugsweise
gleich groß wie
die Wellenlänge 193.
Wenn alle Unterbrecher identisch sind, kann der Abstand 304 von
Rand zu Rand auch jedes beliebige ganzzahlige Vielfache "K" der Wellenlänge 193 sein. In dem
letzteren Fall weist jede Empfängerwicklung
vorzugsweise eine Länge
auf, die dem "N·K"-fachen der Wellenlänge 193 entspricht,
wobei N ebenfalls eine ganze Zahl bezeichnet.
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Wie
in 4 gezeigt ist, weist die erste Empfängerwicklung 178 ein
sinusförmiges
Muster aus Schleifen 191 auf. Die erste Empfängerwicklung 178 ist
durch die Leiter 181 und 182 gebildet, die in
einer Richtung in einem sinusförmigen
oder Zickzack-förmigen
Muster angeordnet sind, und dann in der umgekehrten Richtung verlaufen.
Folglich überqueren
sich die Leiter 181 und 182 jeweils physikalisch
(aber nicht elektrisch), um hierdurch die Schleifen 191 zu
bilden. Alternativ können
die Schleifen 191 dadurch geschaffen werden, daß eine Schleife
aus isoliertem Draht im Uhrzeigersinn oder im Gegenuhrzeigersinn
jeweils um 180° in
regelmäßigen Schritten
entlang der Schleife verdreht wird. Der Aufbau der zweiten Empfängerwicklung 179 ist
identisch mit demjenigen der ersten Empfängerwicklung 178.
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Als
Ergebnis des sich überkreuzenden
Aufbaus der Schleifen 191 weisen jeweils benachbarte Schleifen 191 jeweils
unterschiedliche effektive Wicklungsrichtungen auf. Ein durch die
Senderwicklung 180 fließender Wechselstrom erzeugt
ein gleichförmiges,
sich zeitlich veränderndes
Magnetfeld, das durch die erste Empfängerwicklung 178 verläuft. Das
sich zeitlich ändernde
Magnetfeld erzeugt eine elektromotorische Kraft in der ersten Empfängerwicklung 178,
das heißt
einen in dieser fließenden,
sich zeitlich ändernden
Strom. Folglich arbeitet die Empfängerwicklung 178 als
ein spezialisierter Magnetflußsensor.
Da jeweils benachbarte Schleifen 191 in unterschiedlichen
Richtungen gewickelt sind, haben die elektromotorische Kraft und
der Strom, die in benachbarten Schleifen 191 hervorgerufen
werden, jeweils abwechselnde Polaritäten, wie es in 4 mit den
Symbolen "+" und "–" veranschaulicht ist.
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Jede
der Schleifen 191 umschließt im wesentlichen die gleiche
Fläche.
Falls daher die Anzahl von "+" Schleifen 191a gleich
groß ist
wie die Anzahl von "–" Schleifen 191b und
die Schleifen 191 einen gleichförmigen Magnetfluß empfangen,
induziert das Magnetfeld insgesamt eine bei netto null liegende
elektromotorische Kraft an den Anschlüssen 185 und 187 der
ersten Empfängerwicklung 178.
Dies gilt in gleicher Weise auch für die zweite Empfängerwicklung 179.
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Falls
sich ein Unterbrecher 170 an der Skala 104, oder
irgendein anderes leitendes Objekt, nahe zu dem Lesekopf 164 bewegt,
induziert das Magnetfeld, das durch die Senderwicklung 180 hervorgerufen
wird, Wirbelströme
in dem Unterbrecher 170 oder dem anderen leitenden Objekt.
Demzufolge wird ein Magnetfeld in der Nähe des Unterbrechers hervorgerufen,
das dem durch die Senderwicklung 180 erzeugten Magnetfeld entgegenwirkt.
Die Wirbelströme
erzeugen somit entgegengesetzt gerichtete Magnetfelder, die das
von der Senderwicklung erzeugte Magnetfeld in der Nähe des Unterbrechers 170 dämpfen.
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Als
Ergebnis wird der Magnetfuß,
der von der ersten Empfängerwicklung 178 empfangen
wird, räumlich
geändert
oder unterbrochen. Solange die Unterbrechung die "+" Schleifen 191a und die "–" Schleifen 191b nicht in gleicher
Weise beeinflussen, gibt die Empfängerwicklung 178 ein
nicht bei null liegendes EMK-Signal ab. Demzufolge ändert sich
die Polarität
der elektromotorischen Kraft (EMK) zwischen den Ausgangsanschlüssen 185 und 187,
wenn sich der leitende Unterbrecher 170 von einem Bereich
nahe bei einer "+" Schleife 191a bis
zu einem Bereich nahe bei einer "–" Schleife 191b bewegt.
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Die
Größe des Unterbrechers 170 ist
vorzugsweise nicht gleich groß wie
die Wellenlänge 193.
Wenn die Länge 302 des
Unterbrechers 170 zum Beispiel gleich groß wäre wie die
Wellenlänge 193,
und wenn die Breite des Unterbrechers 170 gleich groß wäre wie die
Breite 195, würde
der Unterbrecher 170 unabhängig davon, wo er entlang der
Meßachse 300 relativ
zu den Schleifen 191 angeordnet ist, das von der Senderwicklung
erzeugte Magnetfeld in gleich großen Bereichen von benachbarten "+" Schleifen 191a und "–" Schleifen 191b unterbrechen.
Als Ergebnis würde
die Amplitude des von der Empfängerwicklung 178 abgegebenen EMK-Signals
nominell bei null liegen.
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Das
von der Empfängerwicklung 178 erzeugte
Ausgangssignal wäre
ferner weiterhin unempfindlich gegenüber der Position des Objekts
relativ zu den Schleifen 191. Somit wäre das Ausgangssignal gleich
null, unabhängig
von der Position des Unterbrechers 170 entlang der Meßachse.
Da bei dieser geometrischen Gestaltung kein nutzbares Signal resultiert,
ist die Größe des Unterbrechers 170 vorzugsweise
nicht gleich groß wie
die Wellenlänge 193.
Die Länge
des Unterbrechers 170 kann größer sein als eine Wellenlänge 193.
Da jedoch der Abschnitt des Unterbrechers, der gleich einer vollen
Wellenlänge 193 ist,
nicht zu der nutzbaren Signalstärke
beiträgt,
ist die Länge
des Unterbrechers 170 vorzugsweise kleiner als eine Wellenlänge 193.
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Wenn
die Länge
des Unterbrechers 170 ungleich einer Wellenlänge 193 oder
einem ganzzahligen Vielfachen der Wellenlänge 193 ist, werden
in den meisten Positionen ungleiche Flächen der "+" und "–" Schleifen 191 unterbrochen.
Das erzeugte Signal ist daher empfindlich gegenüber der Position des Unterbrechers 170 relativ
zu den Schleifen 191. Das erzeugte Signal weist die größte Amplitudenänderung
als Funktion der Position auf, wenn die Länge der Unterbrecher 170 gleich
einer halben Wellenlänge 193 ist.
Wenn die Länge
der Unterbrecher 170 gleich der Hälfte der Wellenlänge 193 ist,
bedeckt der jeweilige Unterbrecher 170 periodisch entweder
eine volle "+" Schleife 191a oder
eine volle "–" Schleife 191b,
ohne daß er
in diesen Positionen irgendeinen Abschnitt einer benachbarten "–" Schleife 191b bzw. einer "+" Schleife 191a überdeckt.
Folglich führen
Unterbrecher 170 mit einer Länge von jeweils einer halben
Wellenlänge
zu dem größtmöglichen Signal.
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Wie
in 3 gezeigt ist, sind die Unterbrecher 170 an
der Skala 104 mit einem Teilungsabstand (das heißt einem
Abstand von einem Rand zu einem benachbarten, entsprechenden Rand)
angeordnet, der einer Wellenlänge 193 entspricht.
Folglich sind aufeinanderfolgende Unterbrecher um eine halbe Wellenlänge 193 voneinander
beabstandet. Die Unterbrecher 170 weisen vorzugsweise hohe
elektrische Leitfähigkeit
auf, sind jedoch nicht ferromagnetisch. Damit werden die Unterbrecher 170 nicht
magnetisiert und ziehen daher keine ferromagnetischen Teilchen an.
Wie in 1 gezeigt ist, ist die Länge der Skala 104 bei
dem ersten Ausführungsbeispiel
größer als
die Länge
des Lesekopfs 164. Die Länge der Skala 104 definiert
somit den Meßbereich
der Schieblehre 100.
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6 zeigt
ein zweites Ausführungsbeispiel
der erfindungsgemäßen Schieblehre 100.
Bei diesem zweiten Ausführungsbeispiel
ist die Schieblehre 100 identisch wie die Schieblehre 100 gemäß dem ersten,
in 1 gezeigten Ausführungsbeispiel, mit Ausnahme
der nachstehend beschriebenen Abänderungen.
Bei dem zweiten, in 6 gezeigten Ausführungsbeispiel
der Schieblehre 100 werden die Empfängerwicklungen 178 und 179 und
die Senderwicklungen 180 durch die Skala 104 getragen,
die an dem Haupt-Träger
bzw. Stab 102 angeordnet ist. Die Unterbrecher 170 sind
innerhalb der Schieberanordnung 120 positioniert, die sich
entlang der Skala 104 bewegt. Bei diesem zweiten Ausführungsbeispiel
der Schieblehre 100 erstreckt sich der Lesekopf 164 im
wesentlichen über
die gesamte Länge
des Stabs 102. Die die Signalverarbeitung und die Anzeigesteuerung
durchführende
elektronische Schaltung 166 und eine Stromversorgung sind
ebenfalls an dem Haupt-Träger 102 angeordnet
und sind elektrisch mit herkömmlichen
Mitteln mit dem Lesekopf 164 verbunden.
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Sowohl
bei dem ersten als auch bei dem zweiten Ausführungsbeispiel der Schieblehre 100 sind
die Schleifen 191 der ersten Empfängerwicklung 178 vorzugsweise
innerhalb einer vorgegebenen Region in dem Inneren der Senderwicklung 180 angeordnet.
Erfindungsgemäß wurde
anhand von Experimenten ermittelt, daß die Senderwicklung 180 ein
Magnetfeld erzeugt, dessen Intensität sich rasch in Abhängigkeit
von dem Ab stand zu dem Leiter der Senderwicklung 180 verringert.
Jedoch wurde erfindungsgemäß weiterhin
durch Experimente erkannt, daß das
Magnetfeld in dem Bereich im Inneren der Senderwicklung 180 dazu
tendiert, sich jenseits eines gewissen Abstands von dem Leiter der
Senderwicklung 180 einem gleichmäßigen bzw. konstanten Wert
anzunähern.
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Der
gewisse Abstand definiert folglich den äußeren Umfang einer Region mit
relativ gleichförmigem Magnetfeld.
Der Abstand, bei dem das Magnetfeld gleichförmig wird, stellt eine Funktion
der Geometrie der Wicklung dar. Zur Verbesserung der Genauigkeit
des induktiven Wandlers gemäß der vorliegenden
Erfindung sind die Schleifen 191 und 192 demzufolge
vorzugsweise mit dem gewissen Abstand von der Senderwicklung 180 beabstandet.
Die Schleifen 191 und 192 der ersten und der zweiten
Empfängerwicklung 178 und 179 sind vorzugsweise
vollständig
innerhalb der Region mit relativ gleichförmigem Magnetfeld angeordnet.
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Bei
einer als Beispiel dienenden Ausführung haben die Unterbrecher 170,
die Empfängerwicklungen 178 und 179 und
die Senderwicklungen 180 die folgenden Abmessungen:
Wellenlänge der
Empfängerwicklung
= 5,08 mm (0,200 Zoll);
Länge
des Unterbrechers = 2,54 mm (0,100 Zoll);
Breite des Unterbrechers
= 12,45 mm (0,490 Zoll);
Breite der Senderwicklung = 10,16
mm (0,400 Zoll);
Breite der Empfängerwicklung = 8,64 mm (0,340
Zoll);
¼ Empfänger-Wellenlänge = 1,27
mm (0,050 Zoll); und
Länge
der Senderwicklung = 49,53 mm (1,950 Zoll).
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Aufgrund
exakten Symmetrierung und einer abwechselnden Verschachtelungen
der "+" Schleifen 191a und
der "–" Schleifen 191b erzeugt
die erste Empfängerwicklung 178 ein
nominell bei null liegendes Ausgangssignal, wenn Unterbrecher 170 vorhanden
sind. Gleichzeitig führt
die unmittelbar gegenseitig benachbarte Anordnung der sich abwechselnden "+" Schleifen 191a und "–" Schleifen 191b zu einem kontinuierlichen Signal,
das an jedem Ausgangsanschluß der
Empfängerwicklung
bzw. Empfängerwicklungen
erzeugt wird, wenn sich der oder die Unterbrecher 170 entlang
der Meßachse 300 bewegen.
Diese Gestaltungsmerkmale führen
somit zu einem hohen Signal/Stör-Verhältnis bzw.
Rauschabstand der Schieblehre 100. Damit ermöglichen
diese Merkmale eine sehr exakte Messung.
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Durch
die vorstehend angegebene geometrische Gestaltung des Lesekopfes 164 und
der Skala 104 bei dem ersten Ausführungsbeispiel wird sichergestellt,
daß die
Schieblehre 100 sehr exakt arbeitet. Zusätzlich werden
durch die vorstehend erläuterte
geometrische Ausgestaltung des ersten Ausführungsbeispiels der Schieblehre 100 Auswirkungen,
die von nicht gleichförmigen
Senderfeldern entlang der Breite des Lesekopfs 164, das
heißt
rechtwinklig zu der Meßachse 300,
herrühren,
in großem
Umfang ausgemerzt. Die vorstehend erläuterte geometrische Gestaltung
führt auch
zur Zurückweisung
von extern angelegten Magnetfeldern als "Fehler asymmetrischen Betriebs" aufgrund der symmetrischen "differenziellen Erfassung" bei dem induktiven Wandler
gemäß der vorliegenden
Erfindung. Das Ausmaß der
Genauigkeit bei dem ersten Ausführungsbeispiel
der Schieblehre 100 mit induktivem Wandler hängt in starkem
Umfang von der Sorgfalt bei der Gestaltung und der Konstruktion
des Lesekopfs 164 und der Skala 104 ab.
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In
den 5A bis 5C ist
ein Beispiel für
die Arbeitsweise des induktiven Wandlers 100 gezeigt. Wenn
sich die Skala 104 und ihre Unterbrecher 170 (in
gestrichelten Linien dargestellt) relativ zu dem Sender bzw. der
Senderwicklung 180 und der ersten Empfängerwicklung 178 bewegen,
decken die Unterbrecher 170 entweder alle "+" Schleifen 191a und keine der "–" Schleifen 191b, sich ändernde
Anteile der "+" Schleifen 191a und
der "–" Schleifen 191b oder
aber alle "–" Schleifen 191b und
keine der "+" Schleifen 191a ab.
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In 5A ist
der Fall gezeigt, daß die
Unterbrecher 170 alle "–" Schleifen 191b und
keine der "+" Schleifen 191a der
ersten Empfängerwicklung 178 abdecken.
Die Senderwicklung 180 ist induktiv mit den Unterbrechern 170 gekoppelt
und induziert Wirbelströme
in diesen Punkt. Als Ergebnis erzeugen die Unterbrecher 170 Magnetfelder,
die dem Sender-Magnetfeld entgegenwirken, das durch die "–" Schleifen 191b hindurchläuft. Somit
ist der Netto-Magnetfuß,
der durch die "–" Schleifen 191b verläuft, kleiner
als der Netto-Magnet-Fluß,
der durch die "+" Schleifen 191a verläuft. Die "–" Schleifen 191b erzeugen daher
eine kleinere induzierte EMK als die "+" Schleifen 191a.
Als Folge hiervon erzeugt die erste Empfängerwicklung 178 einen Netto-Strom
mit "positiver" Polarität und eine
entsprechende Netto-Spannung an den Ausgangsanschlüssen 185 und 187 der
ersten Empfängerwicklung 178.
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Das
Ausgangssignal ändert
sich über
die Zeit hinweg, da die Senderwicklung 180 ein sich zeitlich änderndes
Magnetfeld erzeugt. Die Amplitude und die Polarität des sich
zeitlich ändernden
Ausgangssignal re lativ zu dem eingangsseitigen Signal geben die
relative Position zwischen dem Lesekopf 164 und der Skala 104.
In 5C ist dargestellt, wie sich die Amplitude und
die Polarität
des Ausgangssignals ändern,
wenn sich die Position der Skala 104 relativ zu dem Lesekopf 164 ändert.
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Die
anfängliche
Spitze in der in 5C gezeigten Wellenform ist
ein Beispiel für
eine Amplitude mit positiver Polarität, die an den Anschlüssen 185 und 187 der
ersten Empfängerwicklung 178 abgegeben
wird. Die Polarität
zeigt die zeitliche Phase des sich zeitlich verändernden Ausgangssignals relativ
zu dem eingangsseitigen Signal an. Die Polarität des Ausgangssignals befindet
sich entweder in Phase mit dem Eingangssignal oder ist relativ zu
diesem invertiert (das heißt
um 180° phasenverschoben).
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In 5B ist
die Skala 104 derart verschoben gezeigt, daß die Unterbrecher 170 alle "+" Schleifen 191a überlappen,
jedoch keine der "–" Schleifen 191b überdecken.
In dieser Relativposition wirken die in den Unterbrechern 170 erzeugten,
induzierten Ströme
dem Magnetfluß des
Sender-Magnetfelds entgegen, der durch die "+" Schleifen 191a hindurchläuft. Die "–" Schleifen 191b erzeugen somit
eine größere elektromotorische
Kraft EMK als die "+" Schleifen 191a.
Als Folge hiervon erzeugt die erste Empfängerwicklung 178 einen Netto-Strom
und eine Netto-Spannung mit negativer Polarität an ihren Ausgangsanschlüssen 185 und 187. Das
anfängliche
Tal in der in 5C gezeigten Wellenform stellt
ein Beispiel einer negative Polarität aufweisenden Amplitude dar,
die an den Anschlüssen 185 und 187 der
ersten Empfängerwicklung 178 erzeugt
wird.
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Wenn
die Unterbrecher 170 die "–" Schleifen 191b vollständig überlappen,
wie dies in 5A gezeigt ist, weist das resultierende
Ausgangssignal maximale positive Amplitude auf, wie sie durch die
Spitzen in der Wellenform gemäß 5C veranschaulicht
ist. Wenn die Unterbrecher im Gegensatz hierzu die "+" Schleifen 191a gemäß der Darstellung
in 5B vollständig überlappen,
weist das resultierende Ausgangssignale maximale negative Amplitude
auf, die durch die Täler
in der Wellenform gemäß 5C veranschaulicht
ist.
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Wenn
sich die Unterbrecher 170 entlang der Meßachse 300 zwischen
der in 5A gezeigten Position und der
in 5B veranschaulichten Lage bewegen, ändert sich
die Amplitude der Wellenform gemäß 5C kontinuierlich.
Insbesondere weist die Amplitude der Wellenform gemäß 5C den
Wert null auf, wenn die Unterbrecher 170 exakt eine Hälfte jeder
der "+" Schleifen 191a und
der "–" Schleifen 191b überlappen.
Ausgehend von dieser Position wird die Amplitude des Ausgangssignals
der Empfängerwicklung
zunehmend positiv bzw. negativ, wenn sich die Unterbrecher 170 näher zu der
in 5A bzw. in 5B gezeigten Position
bewegen.
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Bei
dem ersten Ausführungsbeispiel
des Lesekopfs 164, das in 3 gezeigt
ist, sind zwei Empfängerwicklungen 178 und 179 vorgesehen,
die einen gegenseitigen Abstand von einem viertel der Skalen-Wellenlänge 193 aufweisen.
Dies bedeutet, daß die
zweite Empfängerwicklung 179 die
erste Empfängerwicklung 178 überlappt
und um ein viertel der Skalen-Wellenlänge 193 versetzt ist.
Somit überlappt
jede "+" Schleife 192a der
zweiten Empfängerwickung 179 einen
Abschnitt einer "+" Schleife 191a und
einen Abschnitt einer "–" Schleife 191b der
ersten Empfängerwicklung 178.
In gleichartiger Weise überlappt
jede "–" Schleife 192b der zweiten
Empfängerwickung 179 einen
Abschnitt einer "+" Schleife 191a und
einen Abschnitt einer "–" Schleife 191b der
ersten Empfängerwicklung 178.
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Isolierende
Durchgänge
("Vias") oder Überquerungs-Durchgänge sind
in geeigneter Weise an oder in dem Substrat
192 entsprechend
angeordnet, um hierdurch die erste Empfängerwicklung
178 elektrisch
gegenüber
der zweiten Empfängerwicklung
179 zu
isolieren. Da die erste und die zweite Empfängerwicklung
178 und
179 in
einem Abstand von einem viertel einer Skalen-Wellenlänge
193 angeordnet
sind, sind die von der ersten und der zweiten Empfängerwicklung
178 und
179 abgegebenen
Signale räumlich
um 90° phasenverschoben. Dies
bedeutet, daß die
Amplituden der von den Empfängerwicklungen
178 und
179 abgegebenen
Signale sinusförmige
Muster bilden, die von der jeweiligen Position abhängen. Insbesondere
ist das sinusförmige
Muster der zweiten Empfängerwicklung
179 räumlich um
90° gegenüber dem
sinusförmigen
Muster verschoben, das von der ersten Empfängerwicklung
178 erzeugt
wird. Die die Signalverarbeitung und die Anzeigesteuerung bewirkende
elektronische Schaltung
166 erfaßt daher die Beziehung zwischen
den Signalen, die von der Empfängerwicklung
178 und
der Empfängerwicklung
179 abgegeben
werden. Anhand einer Analyse dieser Beziehung ermittelt die die
Signalverarbeitung und die Anzeigesteuerung bewirkende elektronische
Schaltung
166 die Richtung, in der sich der Lesekopf
164 relativ
zu der Skala
104 bewegt. Wie vorstehend angegeben, ändern sich
die Amplituden der von den Wicklungen
178 und
179 abgegebenen
Signale in sinusförmiger
Weise in Abhängigkeit
von der Position des Lesekopfs
164 relativ zu der Skala
104.
Folglich erkennt die elektronische Schaltung
166 die Position
des Lesekopfs
164 mit Bezug zu der Skala
104 aufgrund
der nachfolgenden Gleichung:
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Hierbei
bezeichnen:
- p
- die Position;
- λ
- die Skalen-Wellenlänge 193;
- n
- eine ganze Zahl, die
die Anzahl von vollständig
durchwanderten Wellenlängen 193 angibt;
- S1 und S2
- die Amplituden und
die Vorzeichen der Ausgangssignale, die von den Empfängerwicklungen 178 bzw. 179 jeweils
aufgenommen bzw. erzeugt werden; und
- "tan–1"
- die invertierte Tangens-Funktion,
die einen Winkel zwischen null und 2π als Funktion des Verhältnisses
zwischen S1 und S2 definiert.
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Die
Vorzeichen von S1 und S2 legen in Übereinstimmung mit der nachfolgenden
Tabelle 1 fest, in welchem Quadraten der Winkel liegt.
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Zur
Verbesserung der Genauigkeit der Schieblehre 100 und/oder
zur Verringerung der Anforderungen an die die analoge Signalverarbeitung
durchführende,
für das
Ausgangssignal der Empfängerwicklungl(en) vorgesehene
Verarbeitungsschaltung kann der Lesekopf 164 drei oder
mehr sich überlappende
Empfängerwicklungen
enthalten. Auch wenn ein Lesekopf 164, der drei oder mehr
sich überlappende
Empfängerwicklungen
enthält,
schwieriger herzustellen ist, stellt er in Kombination mit gewissen
Signalverarbeitungstechniken eine noch genauere Positionsermittlung
bereit als ein Lesekopf 164, der lediglich zwei sich überlappende
Empfängerwicklungen
aufweist. Solche mit einer Mehrzahl von Wicklungen ausgestattete
Leseköpfe
weisen vorzugsweise gleiche Phasenverschiebung auf. Bei einer Anzahl
m von Wicklungen ist die Phasenverschiebung zum Beispiel gleich
180°/m.
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Die
die Signalverarbeitung und die Anzeigesteuerung bewirkende elektronische
Schaltung 166 ist in 7 in größeren Einzelheiten
gezeigt. Die elektronische Schaltung 166 löst die Gleichung
(1) bzw. arbeitet nach dieser und steuert den elektronischen Betrieb
der Schieblehre 100. Wie in den 1 und 2 gezeigt ist,
ist die elektronische Schaltung 166 an dem Substrat 162 als
ein Teil der Aufnehmeranordnung 160 angebracht. Die elektronische
Schaltung 166 ist mit dem Lesekopf 164, den Schaltern 134 und 136 und
der Anzeige 138 in herkömmlicher
Weise verbunden, wobei ein aus einem Elastomer-Material hergestellter
Verbinder 165 für
die Verbindung mit den Anschlüssen
der Anzeige vorgesehen ist.
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Wie
in den 1, 6, 7 und 16 gezeigt
ist, werden bei der die Signalverarbeitung und die Anzeigesteuerung
bewirkenden elektronischen Schaltung 166 ein programmierter
Mikroprozessor oder ein Mikrocontroller und periphere integrierte
Schaltungselemente eingesetzt. Die elektronische Schaltung 166 kann allerdings
auch als ein ASIC-Baustein oder eine andere integrierte Schaltung,
als eine fest verdrahtete elektronische oder logische Schaltung
wie etwa eine aus diskreten Elementen bestehende Schaltung, als
programmierte logische Einrichtung wie etwa als PLD, PLA oder PAL,
oder in anderer Form ausgeführt
sein. Ganz allgemein kann jede beliebige Vorrichtung, die eine Maschine
mit endlichen Zuständen
(finite-state-machine) unterstützt,
die zur Realisierung der in den vorliegenden Unterlagen beschriebenen
Signalverarbeitungs- und Anzeige-Funktionen im Stande ist, zur Realisierung
der elektronischen Schaltung 166 eingesetzt werden.
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Die
elektronische Schaltung 166 weist vorzugsweise einen Mikroprozessor 226,
der ein Signal von einem Analog/Digital-Wandler 224 aufnimmt
und Steuersignale für
die Anzeige 138 erzeugt und an diese abgibt, den Analog/Digital-Wandler 224,
einen Schalter 225, einen Signalgenerator 2D0 und
eine Verzögerungsschaltung 219 auf.
Das von der Verzögerungsschaltung 219 abgegebene
Ausgangssignal wird an die Steuereingänge einer ersten Abtast- und
Halteschaltung 217 und einer zweiten Abtast- und Halteschaltung 218 angelegt.
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Jeder
der Ausgänge
der ersten und zweiten Abtast- und Halteschaltung 217 und 218 ist
jeweils mit einem der Eingangsanschlüsse des Schalters 225 verbunden.
Der Ausgang des Schalters 225 ist an den Eingang des Analog/Digital-Wandlers 224 angeschlossen.
Die Eingänge
der ersten und zweiten Abtast- und Halteschaltung 217 und 218 sind
jeweils mit den Ausgangsanschlüssen 185 bzw. 188 der
ersten bzw. der zweiten Empfängerwicklung 178 und 179 verbunden.
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Die
jeweils anderen Ausgangsanschlüsse 187 und 186 der
ersten bzw. der zweiten Empfängerwicklung 178 und 179 sind
mit Masse (Massepotential) verbunden. Der Ausgang des Signalgenerators 200 ist
an den Anschluß 197 der
Senderwicklung 180 angeschlossen, während der andere Anschluß 198 der
Senderwicklung 180 gleichfalls mit Masse verbunden ist.
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Zur
Durchführung
einer Positionsmessung legt die elektronische Schaltung 166 ein
elektrisches Erregungssignal an die Senderwicklung 180 des
Lesekopfs 164 an.
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Wie
in 7 gezeigt ist, weist die erste Abtast- und Halteschaltung 217 einen
Pufferverstärker 216 auf,
dessen Ausgang mit einem der Anschlüsse des Schalters 225 verbunden
ist. Der Ausgangsanschluß 185 der
ersten Empfängerwicklung 178 ist über einen
Schalter 221 mit dem Eingang des Pufferverstärkers 216 verbunden.
Der Steueranschluß des
Schalters 221 ist an die Verzögerungsschaltung 219 angeschlossen
und nimmt das Steuersignal für
den Abtast- und Haltevorgang auf. Ein Kondensator 230 ist
zwischen Masse und den Eingangsanschluß des Pufferverstärkers 216 geschaltet.
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In
gleichartiger Weise sind ein Pufferverstärker 222, ein Schalter 223 und
ein Kondensator 232 der zweiten Abtast- und Halteschaltung 218 zwischen
die Verzögerungsschaltung 219,
den anderen Anschluß des Schalters 225,
den Ausgangsanschluß 188 der
zweiten Empfängerwicklung 179 und
Masse geschaltet.
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Wie
in 7 sowie in größeren Einzelheiten
in 8 gezeigt ist, ist der Mikroprozessor 226 an
das Gate eines Transistors 210 des Signalgenerators 200 angeschlossen.
Eine Versorgungsspannung V+ ist über einen
Vorspannwiderstand bzw. Vorwiderstand 212 mit dem Drain
des Transistors 210 verbunden. Die Source des Transistors 210 ist
an Masse angeschlossen.
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Durch
einen Kondensator 214 und die Senderwicklung 180 ist
eine LC-Serienschaltung gebildet, die zwischen das Drain des Transistors 210 und
Masse geschaltet ist. Wenn der Transistor 210 ausgeschaltet
ist, ist der Kondensator 214 über den Widerstand 212 mit
der Versorgungsspannung V+ verbunden und wird auf die Versorgungsspannung
V+ aufgeladen. Die Versorgungsspannung wird vorzugsweise durch eine
geeignete, nicht gezeigte Spannungsquelle wie etwa eine Batterie
bereitgestellt. Die Spannungsversorgung V+, der Transistor 210,
der Widerstand 212 und der Kondensator 214 bilden
gemeinsam die erste Ausführungsform der
Signalgeneratorschaltung 200 in der elektronischen Schaltung 166.
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Zur
Einschaltung des Transistors 210 legt der Mikroprozessor 226 einen
kurzen Impuls an das Gate des Transistors 210 an. Wenn
der Transistor 210 eingeschaltet ist, ist der Kondensator 214 über den
Transistor 210 mit Massepotential verbunden. Da sich die
Kondensatorspannung bzw. Kondensatorladung nicht abrupt ändern kann,
wird die Spannung an dem Knoten A zwischen dem Kondensator 214 und
der Senderwicklung 180 auf negativen Wert gezogen.
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Der
Kondensator 214 und die Senderwicklung 180 treten
dann miteinander bei einer Frequenz in Resonanz, die durch den Kapazitätswert des
Kondensators 214 und den Induktivitätswert der Senderwicklung 180 bestimmt
ist.
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Während jeder
Abtastperiode des Ausgangssignals der Empfängerwicklung wird der Kondensator 214 entladen
und anschließend
erneut geladen. Damit eine ausreichende Genauigkeit und Fähigkeit
zur Verfolgung der Bewegung bei dem mit niedriger Leistung und induziertem
Strom arbeitenden Wandler, der bei dem ersten und zweiten Ausführungsbeispiel
der Schieblehre 100 eingesetzt wird, erzielt wird, ist
eine Abtastfrequenz von ungefähr
1 kHz bevorzugt. Der Kondensator 214 weist vorzugsweise
einen Wert von 1 nF auf, wobei die Versorgungsspannung V+ vorzugsweise
einen Wert von 3V besitzt.
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Die
Ladung (in Coulomb), die durch die Versorgungsspannung V+ bereitgestellt
wird, ist gleich dem Kapazitätswert
des Kondensators, multipliziert mit der Änderung der Spannung an dem
Kondensator (Coulomb = Farad Volt). Demzufolge ist die durch den
Kondensator 214 gespeicherte Ladung gleich dem Kapazitätswert des
Kondensators 214, das heißt 1 nF, multipliziert mit
der Spannung an dem Kondensator, das heißt 3V, und beträgt somit
3 nC.
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Der
Kondensator entlädt
sich, und lädt
sich wieder auf, während
jeder Abtastperiode, die bei einer Abtastrate von 1 kHz gleich 1
ms ist. Der Strom ist hierbei die Ladung, geteilt durch die Zeit
(Ampere = Coulomb/Sekunde). Demgemäß ist der durchschnittliche
Strom, der von der Stromquelle während
eines Abtastintervalls gezogen wird, gleich 3 μA (3 nC/1 ms = 3 μA). Drei
Mikroampere ist selbst für
einen Batterie gespeisten Wandler ein sehr geringer Strom.
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Aufgrund
der gewählten
Schaltungskonfiguration ermöglicht
es der Signalgenerator 200, daß der Wandler intermittierend
ein starkes Ausgangssignal (mit maximal ungefähr 60 mV) an den Anschlüssen 185 bis 188 der
Empfängerwicklungen 178 und 179 erzeugt.
Dennoch benötigt
die induktive Schieblehre gemäß der vorliegenden
Erfindung nur einen sehr geringen durchschnittlichen Strom selbst
bei der gewünschten,
raschen Abtastrate von 1 kHz, und zwar wegen der bei der vorliegenden
Erfindung eingesetzten Schaltungs- und Wandler-Ausgestaltung und
wegen der Tatsache, daß das
Treibersignal ein sehr kurzer Impuls ist und mit einem kleinen Tastverhältnis versehen
sein kann. Bei einer in der Praxis einsetzbaren, verkaufsfähigen elektronischen
Schieblehre ist ein kleiner durchschnittlicher Strom erforderlich.
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Zur
Verringerung des Stromverbrauchs auf ein Mindestmaß sollte
der an den Transistor 210 angelegte Eingangsimpuls so kurz
wie möglich
sein, so daß die
Ladung, die aufgrund des Vorwiderstands 212 verloren geht,
so gering wie möglich
ist. Bei dem vorstehend erläuterten
Beispiel ist der mittlere, durch den Widerstand 212 fließende Strom
lediglich bei 0,3 μA,
wenn die Impulslänge
gleich 1 ms ist und der Widerstand 212 einen Wert von 10
kΩ besitzt.
Generell ist bei der vorliegenden Erfindung der durchschnittliche
Strom, der zum Laden des Kondensators 214 eingesetzt wird,
vorzugsweise kleiner als 75 µA,
und insbesondere kleiner als 10 µA.
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Wie
in 7 gezeigt ist, sind die Kondensatoren 230 und 232 jeweils
elektrisch parallel zu den Empfängerwicklungen 178 und 179 geschaltet.
Die Kapazitäten
der Kondensatoren 230 und 232 bilden mit den Induktivitäten der
Empfängerwicklungen 178 und 179 Resonanzschaltungen.
Falls die Resonanzfrequenz dieser Resonanzschaltungen gleich groß ist wie
die Resonanzfrequenz der Sender-Resonanzschaltung, ist die Stärke des
Signals, das von den Empfängerwicklungen
abgegeben wird, vergrößert und
es ist unerwünschtes Rauschen
aus den Signalen ausgefiltert.
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Da
die als Induktivität
wirkende Senderwicklung 180 und der Kondensator 214 eine
LC-Resonanzschaltung bilden, wird eine an einem Knoten A gemessene Übergangsspannung
abfallendes Resonanzverhalten aufweisen, wie es in 9 gezeigt
ist. Das Übergangs-Spannungssignal
ruft einen entsprechenden Stromfluß in der Senderwicklung 180 hervor.
Dieser Stromfluß ruft
seinerseits einen sich ändernden
Magnetfluß hervor,
der rechtwinklig zu den Schleifen 191 und 192 der
Empfängerwicklungen 178 bzw. 179 verläuft.
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Die
Empfängerwicklungen 178 und 179 weisen
jeweils zwei Leiterabschnitte auf. Wie in 7 gezeigt ist,
sind diese Abschnitte an räumlichen
Phasenpositionen angeordnet, die bei der ersten Empfängerwicklung 178 0° und 180° entsprechen,
und bei der zweiten Empfängerwicklung 179 90° und 270° entsprechen.
Wie vorstehend erläutert,
wird ein Strom in den Unterbrechern 170 induziert, wenn
sich die Skala 104 und die Unterbrecher 170 in
ihrer jeweiligen Position befinden. Das von diesem induzierten Strom
herrührende
Feld führt zu
einer Netto-EMK in den Empfängerwicklungen 178 und 179.
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Die
Grad-Angaben in 7 (0°, 90°, 180°, 270°) entsprechen der Position der
unterschiedlichen Abschnitte der Empfängerwicklungen 178 und 179 relativ
zu einer Nennposition. Die serielle Verbindung der beiden Hälften der
ersten Empfängerwicklung 178 führt zum
Beispiel dazu, daß die
Spannung an dem Ausgang der ersten Empfängerwicklung 178 eine
bestimmte Polarität
aufweist, wenn sich die Unterbrecher 170 in der Position
0° befinden.
Die Spannung an dem Ausgang der ersten Empfängerwicklung 178 weist
die entgegengesetzte Polarität
auf, wenn sich die Unterbrecher 170 in der Position 180° befinden.
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Die
von den Empfängerwicklungen 178 und 179 abgegebenen
Signale werden an die zur Signalverarbeitung und Anzeigesteuerung
dienende elektronische Schaltung 166 abgegeben. Die elektronische
Schaltung 166 analysiert die Signale zur Ermittlung des
Abstands zwischen den Klauen bzw. Backen 108 und 116, der
gleich dem Abstand zwischen den Backen 110 und 118 ist.
Die elektronische Schaltung 166 ist ihrerseits mit der
Anzeige 138 über
den herkömmlichen,
elastomeren bzw. mit Elastomer-Material umgossenen Leiter bzw. Verbinder 165 verbunden
und legt an die Anzeige 138 ein Treibersignal an, um hierdurch
eine digitale Anzeige des gemessenen Abstands zu erzeugen.
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In
den 10A bis 10C ist
die Spannung dargestellt, die an dem Ausgang der ersten Empfängerwicklung 178 als
Reaktion auf die Erregung der Senderwicklung durch eine sich ändernde
Spannung, wie sie in 9 gezeigt ist, induziert wird.
Im einzelnen zeigen die 10A bis 10C die induzierte Spannung für drei unterschiedliche Positionen
der Unterbrecher 170 relativ zu den Schleifen 191 der
ersten Empfängerwickung 178.
Die Amplitude und die Phase des Empfängersignals hängen von
der Position der Skala 104 relativ zu der Empfängerwicklung 178 oder 179 ab.
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Das
in 10A gezeigte Empfängersignal weist eine Spitzenamplitude
an einem Punkt B auf. Die Spitzenamplitude zeigt an, daß die relative
Position zwischen der Skala und der Empfängerwicklung 178 oder 179 eine
solche Position ist, bei der sich ein Signal mit maximaler Amplitude
ergibt. Erfindungsgemäß wurde durch
Untersuchungen ermittelt, daß das
maximale Empfängerausgangssignal
an dem Punkt B ungefähr gleich
60 mV ist, wenn der Induktivitätswert
der Senderwicklung 180 gleich 0,5 μH ist, der Kapazitätswert des Kondensators 214 gleich
1 nF ist, der Spalt 174 eine Größe von ungefähr 0,5 mm
aufweist und eine Versorgungsspannung V+ von 3 V eingesetzt wird.
Die LC-Reihenschaltung, die durch den Kondensator 214 und
die Senderwicklung gebildet wird, besitzt eine Resonanzfrequenz
von ungefähr
7 MHz.
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In 10B ist das Empfängersignal gezeigt, wenn die
Skala 104 um ¼ der
Wellenlänge 193 gegenüber derjenigen
relativen Position verschoben ist, bei der das in 10A gezeigte Empfängersignal erzeugt wird. Wie
aus 10A ersichtlich ist, wird bei
dieser Relativposition zwischen der ersten Empfängerwicklung 178 und
den Unterbrechern 170 ein Empfänger-Ausgangssignal erzeugt,
das an dem Punkt B eine Amplitude von 0 aufweist. Dieses Signal
entspricht einer Position, bei der jeder Unterbrecher 170 gleiche
Flächen
von benachbarten "+" Schleifen 191a und "–" Schleifen 191b bei der Empfängerwicklung 178 überlappt.
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Gemäß 10C ist die Skala um ein weiteres Viertel der
Wellenlänge 173 in
der gleichen Richtung verschoben, so daß sich eine gesamte Verschiebung
von ½ einer
Wellenlänge 193 gegenüber der
Relativposition ergibt, bei der das in 10A gezeigte
Empfängersignal
erzeugt wird. In dieser Relativlage überlappen sich die Unterbecher 170 jeweils
mit einer Schleife 191, die entgegengesetzte Polarität bezüglich der
Schleife 191 aufweisen, die der 10A entspricht.
Demgemäß erzeugt
die erste Empfängerwicklung 178 an
dem Punkt B ein Empfängersignal,
das maximale negative Amplitude besitzt.
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In
den 11A bis 11G sind
die Signale gezeigt, die an unterschiedlichen Punkten in der elektronischen
Schaltung 166 auftreten. Wie in den 11D und 11E dargestellt ist, sind die Unterbrecher 170 relativ
zu den Schleifen 191 und 192 derart positioniert,
daß die
Empfängersignale,
die von den Empfängerwicklungen 178 und 179 abgegeben
werden, gleich groß sind
und entgegengesetzt verlaufen bzw. entgegengesetzte Polarität aufweisen.
Die gleich großen,
unterschiedliche Polarität
besitzenden Empfängersignale,
die von den Empfängerwicklungen 178 und 179 abgegeben
werden, werden in die Abtast- und Halteschaltung 217 bzw. 218 der
elektronischen Schaltung 166 eingespeist.
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In 11A ist das Sendesteuersignal gezeigt, das von
dem Mikroprozessor 226 an das Gate des Transistors 210 angelegt
wird. Wie aus 11A ersichtlich ist, weist das
Sendesteuersignal eine zeitliche Dauer "t" auf.
In 11B ist das resultierende, oszillierende Sendesignal
gezeigt, das an die Senderwicklung 180 angelegt wird.
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11C veranschaulicht das Abtast- und Halte-Steuersignal,
das von der Verzögerungsschaltung 219 abgegeben
wird. Die Verzögerungsschaltung 219 nimmt
das in 11A gezeigte Sendesteuersignal
von dem Mikroprozessor 226 zur gleichzeitigen Initiierung
bzw. Einschaltung des Abtast- und Halte-Steuersignals auf. Die Zeitdauer
des Abtast- und Halte-Steuersignals ist in Abhängigkeit von den Entwurfsparametern
der Schaltungs- und Wandlergestaltung gewählt und entweder durch Analyse
oder durch Experiment bestimmt. Im einzelnen ist die Dauer derart
gewählt,
daß die
nachlaufende Flanke des Abtast- und Halte-Steuersignals so gut wie
möglich
zeitlich mit den Amplituden der Empfängersignale zusammenfällt, die
den Punkt B erreicht haben, wie es in den 10A und 10C gezeigt ist. Als Reaktion auf das Abtast-
und Halte-Steuersignal, das von der Verzögerungsschaltung 219 abgegeben
wird, tasten die erste und die zweite Abtast- und Halteschaltung 217 und 218 jeweils
die von der ersten Empfängerwicklung 178 bzw.
von der zweiten Empfängerwicklung 179 abgegebenen
Signale ab.
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Durch
das Abtast- und Halte-Steuersignal werden die Schalter 221 und 223 im
wesentlichen gleichzeitig mit dem Beginn des Sendesignals geschlossen,
das an die Senderwicklung 180 angelegt wird. Die Ausgangssignale,
die von der ersten und der zweiten Empfängerwicklung 178 und 179 abgegeben
werden, treten an den Kondensatoren 230 bzw. 232 auf,
und sind in den 11F bzw. 11G gezeigt.
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Zu
einem Zeitpunkt, der nominell derart gewählt ist, daß er mit dem Zeitintervall
bzw. dem Zeitpunkt B übereinstimmt,
kehrt das Abtast- und Halte-Steuersignal auf Null zurück, und
es öffnen
sich die Schalter 221 und 223. Die zu diesem Zeitpunkt
an den Kondensatoren 230 und 232 anliegenden Spannungen
werden damit gehalten. Generell kann die abgetastete Spannung zu
jedem beliebigen Zeitpunkt während
der in den 11D und 11E gezeigten
Empfängersignale,
mit Ausnahme der Nulldurchgänge,
gehalten werden. Der Zeitpunkt B ist der bevorzugte Halte-Zeitpunkt
bzw. Abtast-Zeitpunkt und tritt dann auf, wenn das Empfängersignal maximale
Stärke
aufweist.
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Wie
in den 11B und 11C gezeigt
ist, entspricht dieser Zeitpunkt einem Spitzenwert der Resonanz-Anwort.
Der Zeitpunkt B wird durch die Verzögerungsschaltung 219 festgelegt,
die zum Beispiel ein monostabiles Flip-Flop ist, das durch das Sendesteuersignal
getriggert wird.
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Die
abgetasteten Spannungen werden an die hohe Eingangsimpedanz aufweisenden
Pufferverstärker 216 und 222 angelegt.
Die Pufferverstärker 216 und 222 stellen
eine Verstärkung
bereit und isolieren die Kondensatoren 221 und 223,
um die Kondensatoren 221 und 223 daran zu hindern,
sich zu entladen. Der Pufferverstärker 216 gibt ein
Signal S1 ab, das dem Empfängersignal
entspricht, das von der Empfängerwicklung 178 erzeugt
wird, wohingegen der Pufferverstärker 222 ein
Signal S2 erzeugt, das dem Empfängersignal
entspricht, das von der Empfängerwicklung 179 abgegeben
wird. Die Ausgänge
der Pufferverstärker 216 und 222 werden abwechselnd über den
Wählschalter 225 mit
dem Analog/Digital-Wandler 224 verbunden. Dieser wandelt
die analogen Signale S1 und S2 in
digitale Signale um.
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Der
Mikroprozessor 226 nimmt das von dem Analog/Digital-Wandler 224 abgegebene
digitale Signal auf, berechnet eine Meßposition und gibt entsprechende
Signale an die Anzeige 138 ab. Der Mikroprozessor 226 kann
die Position der Skala 104 bzw. des Schiebers gemäß einer
Vielzahl von Methoden einschließlich der
durch die Gleichung (1) definierten Methode auswerten.
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Die
Anzeigetasten-Logik, die Systemsteuer-Logik, die Analyse von Verlagerungen,
die eine Wellenlänge überschreiten
und weitere, typische Funktionen von elektronischen Schieblehren
werden vorzugsweise in der gleichen Art wie bei herkömmlichen,
kapazitiven elektronischen Schieblehren, wie etwa bei den Schieblehren,
die von Mitutoyo, Brown & Sharp,
Sylvac, Starret, usw. hergestellt werden, bereitgestellt. Bei dem
bevorzugten Ausführungsbeispiel
wird die gemessene Distanz auf der Anzeige 138 angezeigt.
Die berechnete Meßposition
kann auch an andere Systeme über
geeignete Verbindungen (nicht gezeigt) abgegeben werden, die gleichartig
sind wie diejenigen bei im Handel erhältlichen kapazitiven Schieblehren.
Als Beispiel können
die berechneten Meßdaten
an ein Steuersystem für
eine statistische Verarbeitung, oder an eine entfernte Meßanzeige
abgegeben werden.
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Die
die Signalverarbeitung und Anzeigesteuerung bewirkende elektronische
Schaltung 166 läßt sich einfach
in eine in der Hand gehaltene Schieblehre 100 eingliedern,
indem die Elemente der elektronischen Schaltung 166 auf
dem Substrat 162 angebracht werden. In manchen Fällen kann
eine herkömmliche,
mehrere Lagen aufweisende, gedruckte Leiterplatte eingesetzt werden,
wobei die inneren Lagen des Substrats bzw. der Platte zur Bereitstellung
einer herkömmlichen
Masseebenen-Abschirmung (nicht gezeigt) zwischen dem Lesekopf 164 und
der elektronischen Schaltung 166 eingesetzt werden können. Hierdurch
werden unerwünschte
Wechselwirkungen zwischen den elektronischen Signalen in diesen
Elementen verhindert.
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Wie
in den 11A–G gezeigt ist, bleibt das
Sendesteuersignal für
mehrere Spitzenwerte der Resonanzantwort auf hohem Pegel. Allerdings
kann, wie in den 12A–G gezeigt ist, der Transistor 210 nach
einer ausreichenden Zeitdauer abgeschaltet werden, um hierdurch
die Abtastung der Kondensatorspannungen zu ermöglichen. Der Transistor 210 muß nicht über die
Abtastzeit hinaus eingeschaltet bleiben.
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Der
Transistor 210 kann somit zur Stromsparung abgeschaltet
werden, bevor die gespeicherte Energie in der Resonanzschaltung
aufgebraucht ist. Vorzugsweise wird, wie in 12A gezeigt
ist, der Transistor 210 zu einem Zeitpunkt C abgeschaltet,
zu dem die Spannung an dem Kondensator 214 so nahe wie
möglich auf
ihren ursprünglichen
Wert zurückgekehrt
ist. Bei dem vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiel ist dieser ursprüngliche
Wert gleich der Batteriespannung V+, wie es in 12B gezeigt ist.
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Es
ist auch anzumerken, daß eine
ausreichende Zeitspanne zwischen aufeinanderfolgenden Sendesteuerimpulsen
vorgesehen werden muß,
damit sich der Kondensator 214 wieder vollständig aufladen
kann. Wenn die Schaltung, die den Kondensator 214 und den
Widerstand 212 aufweist, eine Zeitkonstante Tc aufweist,
sollte die Zeitspanne, die zwischen aufeinanderfolgenden Sendesteuersignalen
bereitgestellt wird, das heißt
das Impulsintervall des Treibersignals, im allgemeinen mindestens
das Vierfache der Zeitkonstante Tc betragen.
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In 13 ist
ein zweites, mit geringer Leistung arbeitendes Ausführungsbeispiels
des Signalgenera tors 200 gezeigt. Bei dem ersten Ausführungsbeispiel
des Signalgenerators 200 geht Energie über den Vorwiderstand 212 verloren,
wenn der Transistor 210 eingeschaltet ist. Bei dem zweiten
Ausführungsbeispiel
des Signalgenerators 200 wird ein wesentlicher Teil dieses
Energieverlusts vermieden, indem ein aktiver Pull-Up-Schalter bzw.
Spannungsanhebe-Schalter 240 zur Vorspannung des Transistors 210 anstelle
des Vorwiderstands 212 eingesetzt wird. Der Energieverlust
wird hierdurch auf ein Mindestmaß gebracht, da der Widerstand
des Spannungsanhebe-Schalters 240 in geöffnetem Zustand sehr viel größer ist
als der Widerstandswert des Vorwiderstands 212.
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Der
aktive Spannungsanhebe-Schalter 240 ermöglicht auch eine sehr viel
raschere Ladung des Kondensators 214. Folglich ist aufgrund
des geringen Einschaltwiderstands des Schalters 240 eine
sehr viel höhere
Abtastrate möglich,
verglichen mit der in den 7 und 8 gezeigten
ersten Ausführungsform
des Signalgenerators. Bei der zweiten Ausführungsform des Signalgenerators 200 werden
der Schalter 240 und der Transistor 210 durch
zwei (Paar) synchrone Steuersignale gesteuert.
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Der
Mikroprozessor 226 erzeugt ein Schaltsteuersignal, das
an den Steuerschalter bzw. Schalter 240 und an den Transistor 210 angelegt
wird. Das an den Schalter 240 angelegte Schaltsteuersignal
liegt auf hohem Pegel, wenn das an den Transistor 210 angelegte
Sendesteuersignal niedrigen Pegel besitzt. In diesem Zustand ist
der Schalter 240 geschlossen und es wird der Kondensator 214 über die
Senderwicklung 180 auf V+ aufgeladen. Das an den Transistor 210 hierbei
angelegte Sendesteuersignal liegt auf niedrigem Pegel, so daß der Transistor 210 abgeschaltet
ist.
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Bei
dieser Ausgestaltung wird verhindert, daß der Schalter 240 und
der Transistor 210 zur gleichen Zeit leiten. Hierdurch
wird das Abziehen eines starken Stroms von der Batterie gesperrt
und die Lebensdauer der Batterie geschont bzw. verlängert.
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Wenn
der Kondensator 214 geladen ist, öffnet das Schaltsteuersignal
den Schalter 240. Anschließend schaltet das an den Transistor 210 angelegte
Sendesteuersignal den Transistor 210 ein. Hierbei ist anzumerken,
daß der
Transistor 210 in abgeschaltetem Zustand bis zu einem Zeitpunkt
verbleibt, der nach der Abschaltung des Schalters 240 liegt,
so daß der
Schalter 240 und der Transistor 210 nicht zur
gleichen Zeit leiten.
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Wenn
der Transistor 210 eingeschaltet wird, wird der Kondensator 214 mit
Masse verbunden. Der geladene Kondensator 214 und die Senderwicklung 180 bilden
eine Resonanzschaltung. Da der Kondensator 214 geladen
ist, schwingt die Spannung an der Senderwicklung 180 in
Resonanz, wie es in 9 gezeigt ist.
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Der
entsprechende, durch die Senderwicklung fließende Strom erzeugt auch ein
sich änderndes
Magnetfeld, das durch die Empfängerwicklungen 178 und 179 fließt. Die
Unterbrecher 170 erzeugen somit ein Netto-Signal bzw. Summen-Signal
in den Empfängerwicklungen 178 und 179.
Die Verzögerungsschaltung 219 steuert
die Abtast- und Halteschaltung in Abhängigkeit von dem an dem Transistor 210 angelegten
Sendesignal, wie es bereits vorstehend erläutert ist. Die Amplitude und
das Vorzeichen des Netto- bzw. Summen-Signals hängen von der Position der Unterbrecher 170 relativ
zu den Empfängerwicklungen 178 und 179 ab.
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Ein
hoher Wert Q (Gütezahl)
entspricht geringen Energieverlusten in der Resonanzschaltung. Eine hohe
Gütezahl
ist deswegen erwünscht,
weil die Spannung an dem Kondensator 214 noch näher zu der
Batteriespannung V+ zurückschwingt.
Falls somit das Sendesteuersignal zu dem Zeitpunkt C abgeschaltet
wird, wie es in 12A und in 14 gezeigt
ist, ist die Spannung Vpeak an dem Kondensator 214 lediglich
geringfügig
niedriger als die Batteriespannung V+. Damit muß die Batterie lediglich eine
kleine Ladungsmenge bereitstellen, um hierdurch den Kondensator 214 aufzufüllen bzw.
in Vorbereitung für
den nächsten
Sende/Empfangs-Zyklus wieder aufzuladen.
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Wie
in den 12F und 12G gezeigt
ist, hat das Abschalten des Sendesteuersignals zum Zeitpunkt C keine
Auswirkungen auf die durch die Kondensatoren 230 und 232 abgetasteten
Signale, da der Transistor 210 bis nach dem Abtastzeitpunkt
B eingeschaltet bleibt.
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Es
ist auch möglich,
den erfindungsgemäßen Wandler
in umgekehrter Weise zu betrieben, das heißt die Sendung mittels der
Wicklungen 178 und 179 vorzunehmen und den Magnetfluß in der
Wicklung 180 aufzunehmen oder zu erfassen. Eine elektronische
Schaltung für
einen Codierer für
diese Betriebsart ist in 30 gezeigt. 31 zeigt
eine zeitliche Darstellung der Signalen, die den zeitlichen Verlauf
der Steuersignale veranschaulicht.
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Wie
aus 30 ersichtlich ist, steuert der Mikroprozessor 226 drei
Wählschalter 324, 326 und 328 mit Hilfe
des Wählsteuersignals.
Wenn das Wählsteuersignal
hohen Pegel annimmt, werden die Schalter 326 und 328 in
die in 30 gezeigten Positionen umgeschaltet.
Hierbei werden im einzelnen die Wicklung 178 mit dem Signalgenerator 200 verbunden
und die Wicklung 180 an die Abtast- und Halteschaltung 217 angeschlossen.
Das Steuersignal für
die Abtast- und Haltesteuerung wird ebenfalls an die Abtast- und
Halteschaltung 217 geleitet. Nachfolgend gibt der Mikroprozessor 226 einen
Sendesteuerimpuls an den Signalgenerator 200 und an die
Verzögerungsschaltung 219 ab.
Das Signal S1 wird somit durch den Schalter 221 und
den Kondensator 230 abgetastet und gehalten.
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Der
Mikroprozessor 226 ändert
dann das Wählsteuersignal
auf niedrigen Pegel, wodurch die Schalter 326 und 328 in
ihre anderen Stellungen umgeschaltet werden. Folglich wird die Wicklung 179 mit
dem Signalgenerator 200 verbunden und die Wicklung 180 an
die Abtast- und Halteschaltung 218 angeschlossen. Das Steuersignal
für die
Abtast- und Haltesteuerung wird ebenfalls an die Abtast- und Halteschaltung 218 geleitet. Der
Mikroprozessor 226 gibt ein neues Sendesteuersignal an
den Signalgenerator 200 und an die Verzögerungsschaltung 219 ab.
Das Signel S2 wird somit durch den Schalter 223 und
den Kondensator 232 abgetastet und gehalten.
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Der übrige Teil
der Signalverarbeitung ist gleich wie derjenige, der vorstehend
in Verbindung mit 7 erläutert ist.
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In
der in 30 gezeigten elektronischen
Schaltung des Codierers wird ein einziger Signalgenerator eingesetzt,
der abwechselnd mit den Senderwicklungen 178 und 179 verbunden
wird. Es ist auch möglich, zwei
Signalgeneratoren einzusetzen, von denen jeweils einer mit der Senderwicklung 178 bzw. 179 verbunden ist.
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Der
Mikroprozessor 226 kann eine absolute Positionsmessung
innerhalb einer halben Wellenlänge 193 unter
Einsatz bekannter Interpolationsmethoden und lediglich einer Empfängerwicklung
durchführen.
Als Beispiel kann der Mikroprozessor 226, wie in 15 gezeigt
ist, zwischen einer ersten Position d1 und einer zweiten Position
d2 innerhalb einer halben Wellenlänge 193 dadurch unterscheiden,
daß er
die Amplitude und die Polarität
des Empfängersignals
an den Punkten 387 und 388 jeweils vergleicht.
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Der
Punkt 387 weist einen Spannungswert V1 auf, wohingegen
der Punkt 388 einen Spannungswert V2 besitzt. Die Position
d3 entspricht einem Punkt 389 in dem Empfängersignal,
das in 15 gezeigt ist. Der Punkt 389 weist
den gleichen Spannungswert V1 wie der Punkt 387 auf. Daher
kann der Mikroprozessor 226 den Unterschied in der relativen
Lage zwischen der ersten Position d1 und der dritten Position d3
nicht unter Einsatz einer Interpolationsmethode unterscheiden.
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Bei
den vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispielen klärt der Mikroprozessor 226 diese
unklare Situation, indem er das von der zweiten Empfängerwicklung 179 abgegebene
Signal für
bekannte Quadratursignal-Analysemethoden einsetzt, wie sie in Gleichung
(1) angegeben sind. Bei einer Bewegung über eine Wellenlänge hinaus
erfaßt
und summiert der Mikroprozessor 226 die Anzahl von durchwanderten
Wellenlängen,
ausgehend von einer bekannten Startposition, in Übereinstimmung mit bekannten
Methoden, um hierdurch die relativen Positionen des Lesekopfs 164 und
der Skala 104 zu erkennen.
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Der
Mikroprozessor 226 gibt Impulse mit einer Abtastfrequenz
von ungefähr
1 kHz ab, um hierdurch ausreichende Genauigkeit und Tauglichkeit
zur Bewegungsverfolgung bereitzustellen. Damit der Leistungsverbrauch
verringert wird, hält
der Mikroprozessor 226 weiterhin den Tastzyklus bzw. das
Tastverhältnis
gering, indem die Impulse relativ kurz festgelegt werden. Als Beispiel
beträgt
eine typische Impulsbreite bei der vorstehend angegebenen Abtastfrequenz
1 kHz ungefähr
0,1 bis 1,0 μs.
Dies bedeutet, daß das
Tastverhältnis der
Impulse, die eine Abtastperiode von 1 ms aufweisen, gleich 0,01
% bis 0,1 % ist.
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Die
Resonanzfrequenz des Kondensators 214 und der Wicklung 180 ist
hierbei vorzugsweise derart ausgewählt, daß der Spitzenwert der Spannung
an dem Kondensator 214 vor dem Ende des Impulses mit einer
Impulsbreite von 1,0 μs
oder weniger, auftritt. Folglich liegt die Resonanzfrequenz im Bereich
von mehreren Megahertz. Der entsprechende Magnetfluß wird daher
mit einer Frequenz von mehr als 1 MHz und typischerweise mit mehreren
Megahertz moduliert. Dies ist erheblich höher als die Frequenzen bei
herkömmlichen
induktiven Wandlern.
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Erfindungsgemäß wurde
erkannt, daß die
bei diesen Frequenzen erzeugten Wirbelströme in den Unterbrechern 170 einen
starken Unterbrechungseffekt bzw. Zerstörungseffekt auf den Magnetfluß ausüben. Die von
den Empfängerwicklungen 178 und 179 abgegebenen
elektromotorischen Kräfte
EMK sprechen daher stark auf Änderungen
der Position der Unterbrecher an. Dieser Effekt ergibt sich trotz
des niedrigen Tastverhältnisses
und der geringen Leistung des Impulssignals. Die Stärke der
Antwort, kombiniert mit dem niedrigen Tastverhältnis und der geringen Leistungsaufnahme,
erlaubt es der Schieblehre 100, Messungen durchzuführen, bei
denen der Signalgenerator 200 und der übrige Teil der die Signalverarbeitung
und Anzeigesteuerung bewirkenden elektronischen Schaltung 166 einen
durchschnittlichen Strom von vorzugsweise weniger als 200 µA, und
insbesondere von weniger als 75 µA aufnehmen. Es ist hierbei
anzumerken, daß mit "durchschnittlicher
Strom" bzw. "mittlerer Strom" hierbei die gesamte
Ladung gemeint ist, die bei einem oder mehreren Meßzyklen,
dividiert durch die Dauer des einen oder der mehreren Meßzyklen
verbraucht wird, während
sich die Schieblehre im normalen Einsatz befindet.
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Die
Schieblehre 100 kann daher mit einer adäquaten Batterie-Lebesdauer
betrieben werden, wobei drei oder weniger, kommerziell erhältliche
Miniatur-Batterien oder eine Solarzelle eingesetzt werden.
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Bei
einem Wandler des inkrementalen Typs liegt die Rate, mit der die
Wandlersignale abgetastet werden, bei ungefähr 1000 Abtastwerten je Sekunde.
Die hohe Abtastrate ist erforderlich, um mit der Anzahl von durchwanderten
Wellenlängen
Schritt zu halten, wenn die Schieberanordnung 120 rasch
bewegt wird. Jedoch muß der
Mikroprozessor 226 die Anzeige 138 mit einem neuen
Meßwert
lediglich ungefähr
10 mal je Sekunde aktualisieren. Daher läßt sich der Leistungsverbrauch
der Schieblehre noch weiter verringern, wenn der Mikroprozessor 226 und
der Anlog/Digital-Wandler 224 von der Aufgabenstellung
der Durchführung
von hohe Auflösung
besitzenden Positionsmessungen für
einen großen
Teil der 1000 Abtastwerte je Sekunde entbunden werden. Dies läßt sich
dadurch erreichen, daß die
Anzahl von durchwanderten Skalen-Wellenlängen verfolgt bzw. ermittelt
wird, ohne Positionsmessungen mit hoher Auflösung durchzuführen.
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27 zeigt
ein Beispiel für
die elektronische Schaltung des Codierers, bei der eine Wellenlängen-Verfolgungseinrichtung
bzw. eine Detektoreinrichtung 320 die Anzahl von Wellenlängen ermittelt.
Die Detektoreinrichtung 320 nimmt nur sehr geringe Leistung
auf. Bei Vorhandensein einer solchen Detektoreinrichtung kann der
Mikroprozessor 226 in einen Schlaf-Modus übergehen,
wenn er keine Positionsmessung mit hoher Auflösung durchführt und folglich die Anzeige 136 nicht
aktualisiert, wodurch Strom gespart wird. Eine Sende/Empfangs-Folgesteuereinrichtung 322 erzeugt
die Steuersignale für
den Signalgenerator 200 und für die Abtast- und Halteschaltungen 217 und 218 mit
Hilfe herkömmlicher
Schaltungsmittel. Die Folgesteuereinrichtung 322 erzeugt
weiterhin einen Abtast- oder Abfrageimpuls (strobe pulse) für die Detektoreinrichtung 320 und
gibt an den Mikroprozessor 226 ein Steuersignal zur Aktualisierung
der Anzeige ab.
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Die
Detektoreinrichtung 320 enthält zwei analoge Vergleicher 310 und 312,
einen Quadratur-Zähler 318 und
eine logische Steuereinheit 314. Die Vergleicher 310 und 312 erfassen
die Nulldurchgänge
der Signale S1 und S2,
wobei eine Referenzspannung Vref an jeden
der Vergleicher 310 und 312 angelegt ist. Die
Zustände
der Ausgangssignale der Vergleicher 310 und 312 werden
in den Quadratur-Zähler 318 auf
einen durch den an die Detektoreinrichtung 320 angelegten
Abfrageimpuls gebildeten Befehl hin dann, wenn die Ausgangssignale
der Vergleicher stabilisiert sind, eingelesen. Der Quadratur-Zähler 318 zählt die
Anzahl von vollständig
durchlaufenen Wellenlängen
und ist ein Zweirichtungszähler
(Aufwärts/Abwärts-Zähler), der
die Richtung der Bewegung der Schieberanordnung 120 aufgrund
der Tatsache erfassen kann, daß die
Signale S1 und S2 in
Quadratur-Beziehung stehen, das heißt um 90° jeweils gegeneinander phasenverschoben
sind. Der Quadratur-Zähler 318 ist
eine im Stand der Technik bekannte Schaltung. Quadratur-Zähler werden
zum Beispiel üblicherweise
zur Erfassung der Position von optischen Dreh-Codierern und linearen
Skalen eingesetzt.
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Im
Betrieb besitzt der Wellenlängen-Zählstand,
der in dem Quadratur-Zähler 318 gespeichert
ist, Priorität über den
Wellenlängen-Zählstand,
der in dem Mikroprozessor 226 gehalten ist. Jedoch bestimmt
der Mikroprozessor weiterhin die relative Position innerhalb des
Bereichs einer Wellenlänge.
Die logische Steuereinheit 314 gibt Steuersignale an den
Mikroprozessor 226 zur Umschaltung des Mikroprozessors 226 zwischen einem
Schlaf-Modus und einem aktiven Modus ab. Der Mikroprozessor 226 wird
insbesondere dann in den Schlaf-Modus versetzt, wenn die Schieblehre
entweder während
eines vorgegebenen Zeitintervalls nicht benutzt worden ist, oder
wenn sich die relative Position der Schieblehre bzw. der Schieberanordnung
sehr rasch ändert.
In diesem letzteren Fall kann der Quadratur-Zähler 318 im Unterschied
zu dem Mikroprozessor 226 mit einer solchen raschen Bewegung
Schritt halten. Da der Mikroprozessor in diesem Fall nicht Schritt
halten kann, besteht kein Grund, ihn einzusetzen. Erst wenn die
Bewegung ausreichend verlangsamt ist, macht es Sinn, den Mikroprozessor
einzusetzen. Diese Arbeitsweise der logischen Steuereinheit und
der Aufbau zur Realisierung einer solchen Steuereinheit ist im Stand
der Technik bekannt und wird daher nicht in größeren Einzelheiten beschrieben.
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In
der Detektoreinrichtung 320 ist weiterhin eine nicht gezeigte "Entprell"-Logik zur Verhinderung
von fehlerhaften, durch Rand-Jitter-Effekte bzw. Rand-Instabilitäts-Effekte
hervorgerufenen Messungen enthalten. Da eine solche Entprell-Logik
ebenfalls bekannt ist, wird sie nicht näher beschrieben.
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28 zeigt
ein Signal-Zeitdiagramm der von der Folgesteuereinrichtung 322 abgegebenen
Signale und von zugehörigen
Signalen. 29 zeigt das Sendesteuersignal
und das Steuersignal für
die Aktualisierung der Anzeige.
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Wenn
der Mikroprozessor 226 die Anzeige 138 aktualisiert
(zum Beispiel 10 mal je Sekunde), berechnet er die Anzahl von durchlaufenen
Wellenlängen,
ausgehend von der "Null"-Position. Hierbei
liest er die Anzahl von vollen, durchlaufenen Wellenlängen von
dem Quadratur-Zähler 318.
Der Mikroprozessor 226 berechnet dann den Bruchteil einer
durchwanderten Wellenlänge
auf der Grundlage der Signale S1 und S2, die von dem Analog/Digital-Wandler 224 abgegeben
werden. Der Wellenlängen-Bruchteil
wird zu der Anzahl von vollständig
durchlaufenen Wellenlängen
hinzuaddiert, und es wird das Ergebnis mit der Wellenlänge multipliziert, um
hierdurch den Positionswert zu ermitteln, der dann zu der Anzeige
gespeist wird.
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Die
Folgesteuereinrichtung 322 steuert die Abtastung der Wandlersignale,
und es zählt
die Detektoreinrichtung die Anzahl von durchlaufenen Wellenlängen, und
zwar jeweils ohne irgendwelche Hilfe seitens des Analog/Digital-Wandlers 224 oder
seitens des Mikroprozessors 226. Bei diesem Ausführungsbeispiel
führt die Schieblehre
eine "quasi-absolute" Messung durch, indem
lediglich der Mikroprozessor 226, der Analog/Digital-Wandler 224 und
die Anzeige 138 abgeschaltet werden, wenn die Schieblehre
abgeschaltet wird, so daß die
Abtastschaltungen und die Detektoreinrichtung 318 dennoch
weiterhin aktiv sind. Wenn die Schieblehre erneut eingeschaltet
wird, ist die Detektoreinrichtung 318 aktiv geblieben und
gibt Informationen hinsichtlich der Wellenlänge bzw. der Wellenlängennummer
ab, innerhalb derer die Schieblehre positioniert ist, und zwar selbst
dann, wenn die Position während
der Zeitdauer der Abschaltung der Schieblehre verschoben worden ist.
Folglich kann die Position der Schieblehre unter Bezugnahme auf
die ursprüngliche "Null"-Position trotz der Tatsache,
daß die
Funktionen zur Messung mit hoher Auflösung und zur Anzeige bei der
Schieblehre abgeschaltet worden waren, berechnet und angezeigt werden.
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In
den 16 bis 18 ist
ein drittes Ausführungsbeispiel
der erfindungsgemäßen elektronischen Schieblehre 100 gezeigt,
bei der der Lesekopf 164 und die die Signalverarbeitung
und die Anzeigesteuerung bewirkende elektronische Schaltung 166 getrennt
ausgebildet sind. Durch diese Trennung des Lesekopfs 164 von
der elektronischen Schaltung 166 kann größerer Raum
zwischen den elektronischen Komponenten und den Lesekopfelementen
bereitgestellt werden, wodurch unerwünschtes elektrisches Übersprechen
verringert werden kann. Bei dieser Modifikation läßt sich
auch die Herstellung der Einheit kostengünstiger durchführen. Ferner
kann eine integrale bzw. einstückige
Ausbildung der Unterbrecher 170 mit dem Stab 102 erwünscht sein.
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Bei
diesem dritten Ausführungsbeispiel
sind die Unterbrecher 170 integral in einem leitenden Stab 102' ausgebildet,
wie es in den 16 und 18 gezeigt
ist. Die obere Fläche
des leitenden Stabs 102' ist derart
geätzt
oder bearbeitet, daß gleichmäßig beabstandete
Rillen 220 gebildet sind, zwischen denen erhabene Abschnitte
des leitenden Stabs 102' verblieben
sind. Diese nach oben vorstehenden, erhabenen Abschnitte des leitenden
Stabs 102' bilden
somit die Unterbrecher 170. Eine isolierende Schicht 172 ist
auf der oberen Fläche
des leitenden Trägers 102' ausgebildet
und bedeckt die Unterbrecher 170 und die Rillen 220. Ein
Luftspalt 174 ist zwischen der isolierenden Beschichtung 167 des
Lesekopfs 164 und der isolierenden Schicht 172 vorgesehen.
Die Größe des Luftspalts 174 ist
vorzugsweise gleich groß wie
bei dem ersten Ausführungsbeispiel,
das heißt
liegt in der Größenordnung
von 0,5 mm.
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Wie
in 17 gezeigt ist, wird der Lesekopf 164 durch
das Substrat 162 getragen, wie es bereits vorstehend erläutert ist.
Jedoch ist die zur Signalverarbeitung und zur Steuerung dienende
elektronische Schaltung 166 auf einem separaten Substrat 262 in
der Schieberanordnung 120 angebracht. Sowohl das Substrat 162 als
auch das Substrat 262 sind durch die Abdeckung 139 umschlossen.
Die elastische Dichtung 163 befindet sich mit dem separaten
Substrat 262 in Eingriff bzw. Anlage. Ein herkömmlicher,
hohe Dichte bzw. Belegungsdichte aufweisender Verbinder 165' verbindet den
Lesekopf 164 und die elektronische Schaltung 166.
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Wie
in 16 dargestellt ist, wird die Leistung für den Betrieb
der Schieblehre 100 von einer herkömmlichen Solarzelle 227 bereitgestellt,
die an der Oberseite der Abdeckung 139 angebracht ist.
Die herkömmliche Solarzelle 227 ist
eine im Handel erhältliche
Komponente und stellt ausreichende Leistung für den Betrieb der Schieblehre 100 mit
dem induktiven, mit geringer Leistung arbeitenden Wandler bereit.
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Bei
dem ersten, zweiten, und dritten Ausführungsbeispiel der Schieblehre 100 sind,
wie vorstehend erläutert,
Fluß-Unterbrecher 170 vorgesehen,
die mit dem Lesekopf 164 zur Erzeugung des Meßsignals
zusammenwirken. Bei einem vierten Ausführungsbeispiel, das in den 19 und 20 dargestellt
ist, werden anstelle der Fluß-Unterbrecher 170 Fluß-Verstärker 170' eingesetzt,
die den durch die benachbarten Abschnitte der Empfängerwicklungen 178 und 179 fließenden Magnetfluß "verstärken" oder vergrößern.
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Mit
Ausnahme der vorstehend angegebenen Abänderungen können bei dem vierten, in den 19 und 20 gezeigten
Ausführungsbeispiel
der Schieblehre 100 alle jeweiligen Lesekopf-Geometrien
bzw. -Abmessungen und Gestaltungen, Schaltungen und mechanischen
Ausführungen
eingesetzt werden, wie sie bei dem ersten, zweiten oder dritten
Ausführungsbeispiel
offenbart sind. In allen Fällen
versteht es sich, daß das
Magnetfeld bei Einsatz eines oder mehrerer Fluß-Verstärker 170' anstelle eines
oder mehrerer Fluß-Unterbrecher 170 verstärkt statt
unterbrochen wird.
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Dies
bedeutet, daß die
Flußdichte
erhöht
wird und daß die
Polarität
der resultierenden Signale invertiert wird, wenn die Fluß-Verstärker 170' eingesetzt
werden, verglichen mit den Wirkungen, die bei Einsatz der Fluß-Unterbrecher 170 hervorgerufen
werden. In jedem Fall modulieren der oder die Fluß-Verstärker 170' oder der oder
die Fluß-Unterbrecher 170 den
Magnetfluß räumlich.
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Die
nach dem Verstärkungsprinzip
arbeitende, in den 19 und 20 gezeigte
Schieblehre 100 verstärkt
den Magnetfluß,
indem ein Objekt mit hoher magnetischer Permeabilität, wie etwa
Ferrit, in die Nähe des
Lesekopfs 164 bewegt wird. Die Fluß-Verstärker 170' stellen einen
geringere Reluktanz aufweisenden Pfad für das sich ändernde, durch die Senderwicklung 180 erzeugte
Magnetfeld bereit. Als Ergebnis wird der Magnetfluß, der von
den Empfängerwicklungen 178 und 179 aufgenommen
wird, in der Nähe
der Fluß-Verstärker 170' geändert oder
vergrößert. Dies
führt dazu,
daß die
Empfängerwicklungen 178 und 179 nicht
bei Null liegende EMK-Signale abgeben.
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Wenn
demzufolge die Fluß-Verstärker 170' jeweils eine
Länge aufweisen,
die gleich groß wie
die Hälfte
einer Wellenlänge 193 ist, ändert das
Signal, das an den Ausgangsanschlüssen 185 bis 188 der
Empfängerwicklungen 178 und 179 gemessen
wird, die Polarität
und die Amplitude, wenn sich die Fluß-Verstärker 170' zwischen die "+" Schleifen 191a und die "–" Schleifen 191b der Empfängerwicklung 178 und
zwischen die Schleifen 192a und 192b der Empfängerwicklung 179 bewegen
bzw. verschieben. Folglich arbeitet die nach dem Verstärkungsprinzip
arbeitende Schieblehre 100 gemäß dem vierten Ausführungsbeispiel
in einer Weise, die vollständig
analog zu dem vorstehend beschriebenen Signalverhalten ist, das
von den Unterbrechern 170 herrührt, die bei dem ersten, zweiten
und dritten Ausführungsbeispiel
der Schieblehre 100 eingesetzt werden. Falls hohe Permeabilität aufweisende
Objekte wie etwa die Verstärker 170' relativ zu
dem Lesekopf 164 bewegt werden, wirken die Regionen, bei
denen höhere,
durch die Empfängerwicklungen 178 und 179 durchtretende
Flußdichte
vorhanden ist, mit jeweils aufeinanderfolgenden Schleifen aus den
Schleifen 191 und 192 zusammen. Die Wechselspannungsamplitude
des Signals, das von den Empfängerwicklungen 178 und 179 abgegeben
wird, hängt
von dem Unterschied zwischen der Fläche der "+" Schleifen 191a und 192a,
die von den Fluß-Verstärkern 170' überlappt
wird, und der Fläche
der "–" Schleifen 191b und 192b ab,
die von den Fluß-Verstärkern 170' überlappt
wird.
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Wenn
sich die Fluß-Verstärker 170' entlang der
Meßachse 300 bewegen
(bzw. relativ bewegen), ändern
sich die Wechselspannungsamplituden der Signale, die von den Empfängerwicklungen 178 und 179 abgegeben
werden, kontinuierlich aufgrund der kontinuierlichen Beziehung zwischen
den Überlappungsbereichen
der "+" Schleifen 191a und 192a und
der Überlappungsbereiche
der "–" Schleifen 191b und 192b.
Die Signale ändern
sich ebenfalls periodisch mit der Wellenlänge 193 aufgrund der
sich periodisch abwechselnden "+" Schleifen 191a und "–" Schleifen 191b der Empfängerwicklung 178 und
der sich periodisch abwechselnden Schleifen 192a und 192b der
Empfängerwicklung 179,
wie es in 3 gezeigt ist, und aufgrund
der Abmessungen und der Anordnung der Fluß-Verstärker 170'.
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Die
Signale, die von den Empfängerwicklungen 178 und 179 abgegeben
werden, weisen glatte, kontinuierliche, sinusförmige Form auf und hängen von
der Bewegung der Fluß-Verstärker 170' relativ zu
den Empfängerwicklungen 178 und 179 ab.
Kontinuierliche Signale ermöglichen
es, daß die
Schieblehre 100 exakte Positionsmessungen in einem verbreiterten
Bereich durchführen
kann.
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Bei
dem in den 19 und 20 gezeigten,
vierten Ausführungsbeispiel
der Schieblehre 100 enthält die Skala 104 die
Mehrzahl von Fluß-Verstärkern 170', die an und
entlang des Substrats 168' mit
gegenseitigem Abstand angeordnet sind. Die Fluß-Verstärker 170' sind rechteckförmige Elemente,
die hohe magnetische Permeabilität
besitzen, und sind vorzugsweise aus einem nicht leitenden, zum Beispiel
hohen Widerstandswert besitzenden Material wie etwa aus Ferrit hergestellt.
Die Fluß-Verstärker 170' sind weiterhin
nicht magnetisiert bzw. magnetisch, so daß sie keine ferromagnetischen
Partikel anziehen.
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Das
Substrat 168' ist
vorzugsweise aus einem Material hergestellt, das eine deutlich niedrigere
magnetische Permeabilität
als das Material der Fluß-Verstärker 170' aufweist. In
gleichartiger Weise wie die Fluß-Unterbrecher 170 weisen
die Fluß-Verstärker 170' vorzugsweise
eine Länge
auf, die gleich groß ist
wie ½ einer
Wellenlänge 193,
wobei die Fluß-Verstärker 170' mit einem Teilungsabstand
angeordnet sind, der gleich einer Wellenlänge 193 ist. Die Dicke
der Fluß-Verstärker 170' liegt vorzugsweise
in der Größenordnung von
1,5 mm. Die resultierende Signalstärke ist mit derjenigen bei
der mit Unterbrechern arbeitenden Schieblehre 100 vergleichbar.
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Da
die Fluß-Verstärker 170' dicker oder
dünner
als 1,5 mm sein können,
führen
dickere Fluß-Verstärker 170' zu einer größeren Signalstärke. Die
aktuelle Dicke der Fluß-Verstärker 170' wird anhand
der gegenläufigen
Beziehung zwischen der gewünschten
Signalstärke
und den Material- und Herstellungskosten festgelegt.
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Das
Substrat 168' ist
vorzugsweise wie auch bei dem ersten und zweiten Ausführungsbeispiel
nicht leitend. Jedoch kann das Substrat 168' in Abhängigkeit von Herstellungsüberlegungen
mehr oder weniger leitend sein. Die Fluß-Verstärker 170' sind gemäß der Darstellung
in den 19 und 20 aus
einem Material hergestellt, das von dem Stab 102' und dem Substrat 168' separat ist.
Jedoch können
die Fluß-Verstärker 170' auch wie bei
dem dritten Ausführungsbeispiel
der Schieblehre 100 integral bzw. einstückig mit dem Stab 102' ausgebildet
werden. In diesem Fall werden die Fluß-Verstärker 170' mittels Verfahrensschritten
hergestellt, durch die die Permeabilität derjenigen Abschnitte des
Materials des Stabs 102',
die die Fluß-Verstärker 170' bilden, geändert wird.
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Wie
in 21 gezeigt ist, sind die Fluß-Verstärker 170' bei einem fünften Ausführungsbeispiel
der Schieblehre 100 als erhabene oder vorstehende Abschnitte
des Stabs 102' ausgebildet.
Vorzugsweise wird ein Oberflächenkonturierungsprozeß zur Bildung
der vorstehenden Abschnitte eingesetzt. Damit können die Fluß-Verstärker 170' wie bei dem
dritten, in 18 gezeigten Ausführungsbeispiel
der Schieblehre 100 integral bzw. einstückig aus dem gleichen Material
wie der Stab 102' hergestellt
werden.
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Durch
die enge Nähe
der Fluß-Verstärker 170' zu dem Lesekopf 164 wird
die Reluktanz des magnetischen Pfads des Magnetflusses in der Nähe der Fluß-Verstärker 170' verringert.
Dieser Effekt ist mit der Permeabilitätsänderung zwischen dem Substrat 168', den Fluß-Verstärkern 170' und den leeren
Räumen
bei dem in den 19 und 20 gezeigten,
vierten Ausführungsbeispiel
vergleichbar. Damit kann auch das fünfte Ausführungsbeispiel der Schieblehre 100 im
wesentlichen in gleicher Weise wie das in den 19 und 20 gezeigte
vierte Ausführungsbeispiel
der Schieblehre 100 arbeiten.
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Bei
einem in 22 gezeigten, sechsten Ausführungsbeispiel
der Schieblehre 100 enthält der Stab 102' (oder das Substrat 168') eine Mehrzahl
von magnetisch weniger permeablen Segmenten 233 (bzw. Segmenten
mit geringerer magnetischer Permeabilität), die zum Beispiel aus Aluminiumoxid
bestehen und sich mit einer Mehrzahl von hohe Permeabilität und hohen
Widerstand aufweisenden Segmenten 234 beispielsweise aus
Ferrit, abwechseln. Der Stab 102' oder das Substrat 168' ist somit durch
eine Folge von abwechselnd angeordneten Segmenten 233 und 234 gebildet,
die miteinander zur Bildung eines alternierenden Materialstapels
verbunden sind. Die magnetisch relativ stärker permeablen (bzw. höhere Permeabilität aufweisenden), nicht
leitenden Segmente 234 bilden die Fluß-Verstärker 140' und stellen
einen Pfad mit geringerer Reluktanz als die geringere magnetische
Permeabilität
aufweisenden Segmente 233 bereit.
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Es
ist anzumerken, daß die
geringere Permeabilität
aufweisenden Segmente 233 aus einem leitenden Material,
zum Beispiel aus Kupfer oder Messing, hergestellt werden können. In
diesem Fall sind auch die geringere magnetische Permeabilität aufweisenden
Segmente Unterbrecher 170. Der Stab 102' oder das Substrat 168' enthält daher
zwei Arten von Flußmodulatoren,
nämlich
die Fluß-Unterbrecher 233 und
die Fluß-Verstärker 234.
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In
gleichartiger Weise können
die Fluß-Verstärker 170' (234)
und die Fluß-Unterbrecher 170 (233)
abwechselnd entlang der Oberfläche
des Stabs 102' oder
des Substrats 168' angeordnet
werden, wie es in 23 gezeigt ist. Bei diesem siebten
Ausführungsbeispiel
der Schieblehre 100 sind die Auswirkungen auf die Empfängersignale,
die durch die Unterbrecher 170 (233) und die Verstärker 170' (234)
hervorgerufen werden, grob gesehen additiv, so daß ein stärkeres Signal
als bei alleinigem Einsatz nur eines Typs der Fluß-Modulatoren
erzeugt wird.
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Wie
in 24 gezeigt ist, können die Fluß-Unterbrecher 170 (233)
und die Fluß-Verstärker 170' (234) an
einer Basis 102 oder an dem Substrat 168' vorgesehen
sein. Ferner können
die Fluß-Unterbrecher 170 (233)
oder die Fluß-Verstärker 170' (234)
auch wie bei dem dritten oder fünften
Ausführungsbeispiel
einstückig mit
der Basis bzw. dem Stab 102' oder
mit dem Substrat 168' ausgebildet
sein, wie es in den 25 und 26 gezeigt
ist. In diesem Fall sind die jeweils anderen Fluß-Modulatoren, das heißt die Fluß-Unterbrecher 170 (233)
oder die Fluß-Verstärker 170' (234),
in die Rillen 220 eingefügt.
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Alle
vorstehend im Hinblick auf das erste, zweite und dritte, mit Fluß-Unterbrechern
arbeitende Ausführungsbeispiel
der Schieblehre beschriebenen geometrischen Gestaltungsprinzipien
und auch alle Schaltungen können
selbstverständlich
auch bei den mit Fluß-Verstärkern arbeitenden
Schieblehren 100 gemäß dem vierten
bis siebten Ausführungsbeispiel
eingesetzt werden, um die hohe Genauigkeit und die weiteren Vorteile
zu erzielen, die bei dem ersten bis dritten Ausführungsbeispiel der Schieblehre 100 bereitgestellt
werden. Die vorstehend erläuterten,
unterschiedlichen Geometrien bzw. Gestaltungen des Lesekopfs können ebenso
wie die vorstehend erläuterten
Schaltungen und mechanischen Ausgestaltungen zur Erzielung von erheblichen
Genauigkeitsverbesserungen, verglichen mit den herkömmlichen,
nach dem "Verstärkungsprinzip" arbeitenden Codierern
eingesetzt werden, wenn die Fluß-Unterbrecher 170 durch
die Fluß-Verstärker 170' ersetzt werden.
Die vorstehend beschriebenen, mit niedriger Leistung auskommenden
Schaltungstechniken können
ebenfalls im Zusammenhang mit den Fluß-Verstärkern 170' eingesetzt
werden, wobei die Vorteile geringen Strombedarfs beibehalten bleiben.
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Auch
wenn vorstehend spezielle Ausführungsbeispiele
und Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung erläutert
sind, lassen sich verschiedene äquivalente
oder sonstige Abänderungen
vornehmen. Zum Beispiel können
statt der sinusförmigen
Schleifen 191 und 192, die im Zusammenhang mit
den Empfängerwicklungen 178 und 179 gezeigt
und beschrieben sind, auch vielfältige
andere geometrische Gestaltungen einschließlich unterschiedlicher Geometrien
bzw. Auslegungen für
unterschiedliche Phasen bei einem gegebenen Lesekopf, wirkungsvoll
eingesetzt werden.
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Ebenso
können
auch andere geometrische Gestaltungen der räumlichen Fluß-Modulatoren
eingesetzt werden, auch wenn vorstehend im wesentlichen rechteckförmige, leitende
Stäbe und
rechteckförmige
Stäbe hoher
Permeabilität
als zwei Arten von räumlichen
Fluß-Modulatoren
beschrieben sind. Wenn diese anderen räumlichen Gestaltungen zu nicht
sinusförmigen,
von der Verlagerung abhängigen
Ausgangssignalen führen, kann
die aktuelle Funktion bzw. der aktuelle Zusammenhang in einer Nachschlagetabelle
enthalten sein oder durch andere, dem Fachmann bekannte Mittel erkannt
werden. Die vorstehend beschriebenen Gleichungen zur Berechnung
der Position können
ebenfalls in Übereinstimmung
mit bekannten Signalverarbeitungsmethoden abgeändert oder ersetzt werden.
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Auch
kann die Abtastfrequenz höher
oder niedriger als die vorstehend angegebene Abtastfrequenz gewählt werden,
und zwar in Abhängigkeit
von der gewünschten
Genauigkeit und der maximalen erwarteten Bewegungsrate bzw. Bewegungsgeschwindigkeit
des Schlittens oder Schiebers relativ zu der Skala. Die vorstehend
beschriebene elektronische Schaltung 166 enthält gleichfalls
nur als Beispiel dienende Analyseschaltungen. Der Fachmann kann
auch andere Schaltungen für
die Ansteuerung der Senderwicklung 180 und für die Erfassung
der von den Empfängerwicklung 178 und 179 abgegebenen
Signale aufbauen oder einsetzen. Weiterhin ist für den Fachmann ersichtlich,
daß aufgrund
der Symmetrie der vorstehend erläuterten
elektromagnetischen Prinzipien die Betriebsfunktion der Senderwicklung 180 und
der Empfängerwicklung 178 und 179 auch
umgekehrt werden kann, wie es vorstehend schon angesprochen ist.
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Ferner
ist ersichtlich, daß die
elektronischen Komponenten, die die hochfrequenten Signale erzeugen und/oder
verarbeiten, vorzugsweise so nahe wie möglich bei dem Wandler angeordnet
sind, wohingegen die elektronischen Komponenten, die die niederfrequenten
Signale erzeugen und/oder verarbeiten, von dem Wandler weiter entfernt
angeordnet werden können.
Die hochfrequenten elektronischen Komponenten enthalten zum Beispiel
die Schaltungen, die für
die Ansteuerung der Senderwicklung bzw. Senderwicklungen und für die Erfassung
der von der Empfängerwicklung
abgegebenen Signale eingesetzt werden. Die niederfrequenten elektronischen
Komponenten enthalten zum Beispiel diejenigen Schaltungen, die sich
stromab der Abtast- und Halteschaltung bzw. der Abtast- und Halteschaltungen
befinden. Insbesondere dann, wenn die Erregerfrequenz des Wandlers
1 MHz oder größer ist,
sollten mindestens die signalerzeugenden Schaltungen und die demodulierenden
Schaltungen an dem Lesekopf 164 angeordnet werden.