DE19652006A1

DE19652006A1 - Entzerrungsverfahren und Entzerrer (Equalizer), die ein Referenzsignal verwenden

Info

Publication number: DE19652006A1
Application number: DE19652006A
Authority: DE
Inventors: Myeong-Hwan Lee
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 1996-01-09
Filing date: 1996-12-13
Publication date: 1997-07-10
Also published as: GB2309140A; KR970060915A; CN1103532C; KR0165507B1; GB2309140B; JP2851835B2; JPH09214982A; CN1158059A; GB9626541D0; US5886748A; GB2309140A9

Description

Hintergrund der Erfindung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Entzerrungsverfahren und auf einen Ent zerrer bzw. Equalizer, die ein Referenzsignal verwenden, und insbesondere auf ein Ent zerrungsverfahren und auf einen Equalizer, die ein Referenzsignal verwenden, um ef fektiv eine Vielfachpfad-Verzerrung in einem ein digitales Signal demodulierenden System zu entfernen oder zu reduzieren.

Der derzeitige Trend auf dem Gebiet der Television ist derjenige, maßstabsgroße, wahr heitsgetreue und Hoch-Definition- bzw. Hoch-Auflösungs-TV′s zu verfolgen. Die Japaner verwenden ein High-Definition-TV (HDTV) basierend auf einer Vielfach-Sub-Nyquist-Ab tastcodierung (Multiple Sub-Nyquist Sampling Encoding - MUSE), die ein analoges Übertragungsverfahren ist, die Amerikaner haben das GA-HDTV-System angenommen das durch die große Allianz (Grand Alliance - GA) vorgeschlagen ist, und einige Kabel-TV-Firmen sind an der Quadratur-Amplitudenmodulation (nachfolgend als QAM be zeichnet) als ein digitales Übertragungsverfahren interessiert.

Da das GA-HDTV eine digitale Restseitenband- (nachfolgend als VSB-Vestigial Side Band bezeichnet) Modulation annimmt, wird es als Empfänger vom Typ GA-VSB be zeichnet. Hier wird VSB als ein analoges Bildsignalmodulationsverfahren in einem her kömmlichen TV und für eine digitale Signalmodulation in dem GA-HDTV verwendet. Das früher mit dem digitalen Spektrum kompatible TV (nachfolgend als das DSC-TV-Digital Spectrum Compatible-TV bezeichnet) wurden 2-VSB und 4-VSB angepaßt, die zwei und vier Pegel jeweils verwenden, und zwar als ihr Modulationsverfahren, allerdings nimmt das GA-HDTV ein 8-VSB für einen terrestrischen Sendermodus an, der 8-Pegel verwen det, und ein 16-VSB für einen Hochgeschwindigkeitskabelmodus, der 16-Pegel als sein Modulationsverfahren verwendet.

Das GA hat einen schematischen Aufbau eines Empfängers zum Demodulieren solcher VSB-Signale vorgeschlagen und die Charakteristika des vorgeschlagenen Empfängers sind wie folgt. Zuerst erfaßt der VSB-Empfänger bzw. -Receiver, unterschiedlich von an deren Demodulatoren, Daten, die nur die In-Phase-Kanal-(I-Kanal-)Signale verwenden, und führt eine Abtastung gemäß einer Symbolrate durch. Deshalb ist das VSB-Empfän ger-Design einfacher als ein QAM-Empfänger, der einen Quadratur-Kanal (Q-Kanal) und einen I-Kanal zur selben Zeit verwendet, und der VSB-Empfänger kann Daten unter einer relativ langsamen Verarbeitungsgeschwindigkeit erfassen, allerdings verarbeitet er, im Gegensatz zu einem Fraktionalratenempfänger, Daten unter einer Symbolrate.

Weiterhin wendet der vorgeschlagene VSB-Empfänger eine kohärente Erfassung zum Demodulieren modulierter Signale durch Reproduzieren von Trägern von dem Empfän ger zum Erfassen digitaler Daten an. Verglichen mit einer inkohärenten Erfassung ist ei ne kohärente Erfassung dahingehend vorteilhaft, daß sie zuverlässig Daten erfassen kann, die dasselbe Signal-Rausch-Verhältnis besitzen, allerdings wird das Empfänger design komplizierter aufgrund des Träger-Reproduktionsschaltkreises. Deshalb wendet der vorgeschlagene VSB-Empfänger eine Zwei-Schritt-Kohärenzphasendetektion an, die eine frequenz- und phasenverriegelte Schleife (FPLL) und eine Phasenspurungs schleife (PTL) verwendet, um die Phase eines übertragenen Signals zu erfassen bzw. zu detektieren.

Die FPLL verwendet ein Pilot-Signal, das in dem VSB-Signal enthalten ist, zum Abschät zen der Phase eines übertragenen VSB-Signals. Eine solche FPLL kann leicht unter Verwendung eines herkömmlichen Frequenzfehlererfassungsschaltkreises eingerichtet werden, und sein Aufbau und seine Effektivität sind in dem Dokument [1]: [1] R. Citta, "Frequency and Phase Lock Loop", IEEE Trans, on Consumer Electronics, vol, CE-23, Nr. 3, Seiten 358-365, Aug. 1977, offenbart.

Der Ausgang der FPLL wird zu der PTL über einen Kanal-Entzerrer bzw. Kanal-Equali zer übertragen und die PTL funktioniert so, um ein verbleibendes Phasenrauschen, d. h. einen Phasenfehler, von dem Ausgangssignal zu entfernen. Der GA-HDTV-Empfängeraufbau ist nahezu derselbe wie eine entscheidungsgerichtete Trägerzurück gewinnung (Decision Directed Carrier Recovery - DDCR), die in dem Dokument [2]: [2] E.A. Lee und D.G. Messerschmitt, Digital Communication, Kluwer Academic Publishers, Boston, MA, 1988, offenbart ist, die allerdings dahingehend unterschiedlich ist, daß sie Rotierkomponenten der Signalpunkte unter Verwendung nur von abgetasteten I-Kanal-Daten verwendet, und kompensiert die Phasenfehlerwerte basierend auf dem Ergebnis.

Fig. 4 zeigt ein Blockdiagramm, das den Aufbau eines GA-HDTV-Empfängers darstellt der dazu verwendet werden wird, um den GA-Empfänger des VSB-Typs zu beschreiben. Dieses Blockdiagramm ist in dem Dokument [3]: [3] Grand Allicance HDTV System Spe cification, submitted to the ACATS Technical Subgroup, Feb. 1994, offenbart.

In Fig. 4 wählt ein Tuner 102 ein erwünschtes Kanalsignal unter den HDTV-Signalen, die über eine Antenne empfangen sind, aus. Allgemein ist der Ausgang des Tuners 102 ein moduliertes HDTV-Signal, das eine Mittenfrequenz von 44 MHz und eine Bandbreite von 6 MHz besitzt. Allerdings ist der Ausgang des Tuners 102 nicht in seiner inneren Fil tercharakteristik überragend und deshalb läßt er nicht nur das 6 MHz Band der HDTV-Sig nale hindurch, sondern auch einen Bereich der Nachbarkanalsignale.

Da die Nachbarkanalsignale eine Interferenz in dem erwünschten Kanalsignal verursa chen, führt der Ausgang des Tuners 102 durch einen Oberflächenakustik-Wellen- (SAW)-Filter 104 hindurch, dessen Bandbreite präzise 6 MHz beträgt.

Ein Zwischenfrequenz- (nachfolgend als ZF bezeichnet) Verstärker 106 hält das Ein gangssignal eines Analog-Digital-(ND)-Wandlers 112 auf einem geeigneten Pegel und seine Verstärkung wird durch einen Auto-Verstärkungssteuersignalausgang von einem Auto-Verstärkungsregel- (nachfolgend als AGC bezeichnet) Schaltkreis 110 geregelt.

Hier bedeutet der geeignete Pegel 8-Pegel (±1, ±3, ±5, ±7), zu denen eine DC-Verset zung von 1,25 hinzuaddiert wird, d. h. -5,75, -3,75, -1,75, 0,25, 2,25, 4,25, 6,25, 8,25.

Der Tuner 102 umfaßt einen Hochfrequenzverstärker (nachfolgend als ein HF-Verstär ker bezeichnet) darin und demzufolge wird, falls die Verstärkung des ZF-Verstärkers nicht ausreichend ist, die Verstärkung des HF-Verstärkers ausreichend reguliert, um das Signal, das verstärkt werden soll, und zwar gemäß dem AGC-Signal, anzupassen.

Die Wiederherstellung des Trägers wird durch einen FPLL-Schaltkreis 108 durchge führt, der die Pilot-Signale spurt, die zu dem Ausgangssignal des ZF-Verstärkers 106 hinzuaddiert werden, und reguliert die Lokaloszillationsfrequenz des Tuners 102 so, daß die Pilot-Signalfrequenz Null-Hz beträgt. Als Folge stellt der FPLL-Schaltkreis 108 den Träger wieder her und multipliziert den wiederhergestellten Träger mit dem Ausgang des ZF-Verstärkers 106, um ihn als ein Basisbandsignal zu demodulieren.

Der A/D-Wandler 112 tastet den Ausgang des FPLL-Schaltkreises 108 gemäß dem Symboltaktsignal, das durch einen Symbolzeitabstimmungs- und Feld-Sync-Wiederher steller 114 wiederhergestellt ist, ab und wandelt die abgetasteten Daten in digitale Daten.

Der Symbolzeitabstimmungs- und Feld-Sync-(Synchronisations-)-Wiederhersteller 114 erzeugt Symboltaktimpulse zum Steuern der Abtastzeitabstimmung des A/D-Wandlers 112, führt die Feld-Sync-Referenzsignale, die darin gespeichert sind, zu einem NTSC-Detektor 116 zu, stellt die Feld-Sync (Feld-Synchronisation) durch Vergleich der Feldre ferenzsignale mit der Feld-Sync, die zu jedem Feld übertragen ist, wieder her, erzeugt das Betriebstaktsignal für das gesamte System und führt ein Feld-Sync-Steuersignal zu einem Equalizer 120 zu.

Wie die Fig. 5 zeigt, ist dort ein VSB-Datenrahmenformat eines GA-HDTV dargestellt, wobei der VSB-Datenrahmen aus zwei Feldern aufgebaut ist, wobei jedes Feld aus ei nem Feld-Sync-Segment und 312 Daten-Segmenten aufgebaut ist, wobei jedes Daten-Segment aus vier Symbolen für Segment-Sync und aus 828 Symbolen für einen Daten- und Vorwärts-Fehler-Korrektur- (Forward Error Correction - FEC) Code aufgebaut ist.

Weiterhin wird die Segment-Sync in dem Acht-Pegel-Digital-Datenstrom an dem Beginn jedes Daten-Segments eingesetzt. Hier ist die Segment-Sync aus einem regulären Muster aus vier Symbolen aufgebaut, die +5, -5, -5 und +5 Signalpegel jeweils besitzen, und die anderen Daten sind zufällig aus acht Pegeln aufgebaut. Da die Segment-Sync eine binäre Zahl ist (binärer Pegel) und ihre eigene Stabilität ohne Wechselwirkung mit den NTSC-Signalen des Co-Kanals sicherstellen sollte, wird ihr Pegel so bestimmt, daß er ±5 ist.

Zusätzlich enthält ein Feld-Sync-Segment, das erste Segment jedes Felds, ein Feld-Sync-Signal zum Anzeigen des Anfangs eines Felds (FIELD SYNC #1, und FlELD SYNC #2) darin.

Fig. 6 stellt das VSB-Datenfeld-Sync-Format für ein GA-HDTV dar.

Wie in Fig. 6 dargestellt ist, ist das Feld-Sync-Segment aus 832 Symbolen gebildet, die Segment-Sync bildet die ersten vier Symbole davon, die Pseudo-Nummer PN 511 bildet die nachfolgenden 511 Symbole, drei PN 63 bilden die nachfolgenden 189 Symbole, und 24 Symbole, die 2-VSB-, 4-VSB-, 8-VSB- und 16-VSB-Moden anzeigen, und andere Informationen (104 Symbole) bilden die verbleibenden 128 Symbole.

Hier wird PNB 511 als eine vorbestimmte Signalsequenz, die als +5 und -5 Pegel ange geben ist, als eine Trainingssequenz zum Glätten verwendet, und die drei PN 63 Sequenzen werden als ein Felddiskriminierungssignal verwendet, da die Phase der zwei ten PN 63 in jedem anderen Feld umgekehrt wird.

Wie die Fig. 4 zeigt, filtert der NTSC-Detektor 116, der einen NTSC-Entfernungsfilter (nachfolgend als ein NRF bezeichnet) umfaßt, Trägerkomponenten der NTSC-Signale aus dem Ausgang des A/D-Wandlers 112 heraus, um zu verhindern, daß die HDTV-Sendung unter Kanalkohärenzumständen gestört wird, wenn der HDTV und der NTSC gleichzeitig senden.

Eine DC-Offset-Entfernungseinrichtung 118 entfernt das DC-Offset, das aufgrund der Nichtlinearität des Pilot-Signals und des A/D-Wandlers 112 resultiert, von den digitalen Signalen, die in dem A/D-Wandler 112 gewandelt sind.

Dies bedeutet, daß ein kleiner, digitaler DC-Pegel (1,25) übertragen wird, während er zu der vier Symbol-Daten-Segment-Sync hinzuaddiert wird, die Signalpegel von +5, -5, -5 und +5 besitzen, und den 828 Symboldaten, die Zufallspegel unter den acht Pegeln (±1, ±3, ±5, ±7) haben, und was denselben Effekt hat wie dann, wenn das Pilot-Signal zu dem Daten-Signal hinzuaddiert wird. Weiterhin zeigen der Eingang und der Ausgang des A/D-Wandlers 110 nicht lineare Charakteristika.

Deshalb sollte das DC-Offset (1,25) aufgrund des Pilot-Signals und das DC-Offset auf grund der Nichtlinearität des A/D-Wandlers 110 entfernt werden, so daß ein HDTV-Signal, das einen Original-Signalpegel besitzt, in einem Empfänger zurückgewonnen wer den kann. Demgemäß entfernt die DC-Offset-Entfernungseinrichtung 118 das DC-Offset durch Erfassung des mittleren DC-Offset der Feld-Sync und subtrahiert das DC-Offset, das in dem Ausgang des NTFC-Detektors 116 davon erfaßt ist. Hier wird das DC-Offset dadurch kalkuliert, daß ein Durchschnitt der Feld-Sync in der Einheit eines Rahmens herangezogen wird, da z. B. die Phase der zweiten PN 63 unter den 189 Symbolen, als ein Felddiskriminierungssignal, verwendet ist, wie dies in Fig. 6 dargestellt ist, in jedem anderen Feld umgekehrt wird, und die absoluten Werte davon dieselben sind.

Der Equalizer 120 entfernt die Vielfachpfad-Verzerrung, anders ausgedrückt das Viel fachpfadrauschen, und zwar aufgrund des Übertragungssignals, das durch den Übertra gungskanal hindurchführt. Eine solche Vielfachpfad-Verzerrung resultiert in einem Viel fachpfad-Kanal aufgrund einer Wellenablenkung an einem Berg, einer Gruppe von Ge bäuden oder an einem Flugzeug während einer terrestrischen Rundfunksendung. Die Multipfad-Störung bewirkt verzögerte und gedämpfte Bildsignale, die mit dem Original-Signal überlappt werden, und stört die Frequenzcharakteristika des HDTV-Signals ebenso. Eine detailliertere Beschreibung des NTSC-Detektors 116 und des Equalizers 120 wird unter Bezugnahme auf die Fig. 7 gegeben werden.

In dem Sender wird ein Signal unter Verwendung einer Read-Solomon- (nachfolgend als "RS" bezeichnet) Codierung, eines Verschachtelungsprozesses und einer gitter-codier ten Modulation (Trellis Coded Modulation - TCM) vor einer Übertragung moduliert, um den Symbolfehler zu reduzieren, der während einer Übertragung erzeugt werden könn te. Wenn der Detektor ein Signal von dem Sender empfängt, kompensiert ein PTL 122 den Phasenfehler, der nicht vollständig in der FPLL 108 korrigiert ist, und ein Kanal-De codierer 124 decodiert das Signal, das von der PTL 122 empfangen ist.

Der Kanal-Decodierer 124 führt ein Gitter-Decodieren in Bezug auf den Ausgang der PTL 122 durch, entschachtelt die gitter-decodierten Daten, und eine Fehlerkorrektur de codiert die entschachtelten Daten.

Der Quellen-Decodierer 126 variabler Länge decodiert den in Bezug auf die Fehlerkor rektur decodierten Datenausgang von dem Kanal-Decodierer 124, quantisiert invers die in der variablen Länge decodierten Daten, transformiert invers diskret cosinusmäßig (In verse Discrete Cosine Transforms - IDCT) die invers quantisierten Daten, dekomprimiert die komprimierten Daten, um die Original-Daten zurückzugewinnen, und zeigt sie auf ei ner Anzeige (nicht dargestellt) an.

Fig. 7 stellt ein detailliertes Teilblockdiagramm eines herkömmlichen HDTV-Empfängers eines GA-VSB-Typs dar, und der Aufbau davon ist in dem vorstehenden Dokument [3] beschrieben.

Während einer simultanen Rundfunksendung der NTSC- und der HDTV-Signale, z. B. wenn ATV- und DVB-Signale umfaßt sind, besitzt das NTSC-Signal eine reguläre Trä gerfrequenzversetzung bzw. ein -Offset (etwa 0,89 MHz) verglichen mit dem VSB-Si gnal. Demzufolge ist, davon ausgehend, daß man sich in dem Basisband befindet, das NTSC-Signal dasselbe wie eine modulierte Trägerfrequenz entsprechend dem Frequenz-Offset. Hier wird das meiste der NTSC-Signalenergie auf die originale DC-Komponente, d. h. den modulierten Träger, konzentriert. Demzufolge wird, wenn die NTSC-Mischkomponenten durch den NRF 204 des NTSC-Detektors 116 hindurchfüh ren, die modulierte Trägerkomponente entfernt, und demzufolge wird der NTSC-Signa leffekt auf dem HDTV-Signal verringert.

Der NTSC-Detektor 116, der das Referenzsignal verwendet, vergleicht das Feld-Sync-Referenzsignal, das in dem Symbolzeitabstimmungs- und Feld-Sync-Demodulator 114 gespeichert ist, mit dem Feld-Sync-Ausgang von dem A/D-Wandler 112 und bestimmt, ob das NTSC-Signal mit dem VSB-Signal gemischt ist, und zwar unter Verwendung der akkumulierten Werte der quadrierten Differenzwerte.

Anders ausgedrückt ist der NTSC-Detektor 116 aus einem Original-Pfad durch einen Mi scher 201, einem Quadrierschaltkreis 202 und einem Integrator 203 zum Vergleichen des Feld-Sync-Referenzsignalausgangs von der Symbolzeitabstimmungs- und Feld-Sync-Zurückgewinnungseinrichtung bzw. dem -Wiederhersteller 114 mit dem Feld-Sync-Ausgang von dem A/D-Wandler 112 und zum Berechnen des Werts des akkumulier ten, quadrierten Ergebnisses des Vergleichs, aus einem Pfad durch den NRF 204, den NRF 205, einem Mischer 206, einem Quadrierschaltkreis 207 und einem Integrator 208 zum Vergleich zwischen dem Feld-Sync-Ausgang von dem A/D-Wandler 112 über den NRF 204 und dem Feld-Sync-Referenzsignalausgang von der Symbolzeitabstimmungs- und der Feld-Sync-Zurückgewinnungseinrichtung 114 über den NRF 205, und zum Be rechnen des Werts des akkumulierten, quadrierten Ergebnisses des Vergleichs, aus ei nem Detektor 209 für den kleinsten Fehler zum Erfassen und Ausgeben der NTSC-Misch-HDTV-Kanalkomoponenten durch Vergleich zwischen den zwei Pfadwerten, und einem Multiplexer 210 zum Auswählen von I-Kanal-Symboldaten des A/D-Wandlers 112, die über den NRF 204 ausgegeben sind, oder von I-Kanal-Symboldaten, die direkt von der Symbolzeitabstimmungs- und Feld-Sync-Rückgewinnungseinrichtung 114 aus gegeben sind, unter Verwendung des Erfassungssignalausgangs von dem Detektor 209 als ein Auswahlsteuersignal, aufgebaut ist.

Hier erzeugt der Detektor 209 für den geringsten Fehler ein NRF-Steuer-(NRF CON)-Signal zum Anzeigen, ob der Ausgang des A/D-Wandlers 112 dem NRF 204 Pfad in dem NTSC-Detektor 116 folgt oder nicht, und überträgt das NRF CON Signal zu einem Spei cher 216 des Equalizers 120 und einer Filterkoeffizienten-Berechnungseinrichtung 217.

Der Equalizer 120, der aus einem L1 (hier 78) Tab-Filter 211 als ein Vorwärtstransver salfilter, einem L2 (hier 177) Tab-Filter 212, einem Subtrahierer 213 zum Subtrahieren des Ausgangs des L2 Tab-Filters 212 von dem Ausgang des L1 Tab-Filters 211, einem Slicer (bzw. Dopppelbegrenzer) 214 zum Auswählen des Ausgangspegels des Subtra hierers 213 von den vorbestimmten acht Pegeln (±1, ±3, ±5, ±7), einem Steuerschalter 215 zum Zuführen von Zufallsdaten zu dem L2 Tab-Filter 212 während eines Datenseg ment-Terms und der Trainingssequenz zu dem Speicher 216 während des Feld-Sync-Segment-Terms, dem Speicher 216 zum Speichern der Trainingssequenz, die in dem Feld-Sync-Segmentausgang von dem Slicer 214 in jedem Feld gemäß dem NRF-Steu ersignal (NRF CON) des Detektors für den geringsten Fehler 209 ausgegeben ist, und dem Filterkoeffizientenkalkulator 217 zum Durchführen eines Glättungsprozesses durch Erneuern der Filterkoeffizienten des L1 Tab-Filters 211 und des L2 Tab-Filters 212, un ter Verwendung des Trainingssequenzausgangs von dem Subtrahierer 213 während des Feld-Sync-Segment-Terms, und Ausgeben von Zufallsdaten in einem zuvor gefilter ten Zustand während des Koeffizienten-Erneuerungs-Terms, so daß eine Hochge schwindigkeitsspurung eines sich bewegenden Ghost-Signals bzw. Geister-Signals möglich sein kann, aufgebaut ist. Ein solcher Equalizer wird als Entscheidungs-Rück kopplungs-Equalizer (Decision-Feedback Equalizer - DFE) bezeichnet.

Der Filterkoeffizientenkalkulator 217 berechnet die gefilterten Koeffizienten unter Ver wendung eines Mindestdurchschnittsquadrat- (Least Mean Square - LMS) Algorithmus, um den Effekt eines Rauschens auf der Trainings-Frequenz zu reduzieren, die für eine Koeffizientenerneuerung verwendet wird. Während der Koeffizientenerneuerung wird ein Mittelwert in jedem Rahmen herangezogen, da das VSB-Signal eine unterschiedli che Trainingssequenzphase in jedem Feld besitzt. So wird in dieser Ausführungsform der Mittelwert in der Rahmeneinheit herangezogen, da in der zweiten PN 63 die Phase in jedem Feld der Feld-Sync, wie in Fig. 6 dargestellt ist, umgekehrt wird. Um einen Felddurchschnitt zu verwenden, können die PN 511 und eine erste PN63 verwendet werden. Der LMS-Algorithmus wird nachfolgend beschrieben
Zusätzlich filtert die DC-Offset-Entfernungseinrichtung 118 das DC-Offset durch Subtra hieren des DC-Offset′s, das von dem filternden Koeffizientenkalkulator 217 übertragen ist, von dem Ausgang des NTSC-Detektors 116 heraus. Das bedeutet, daß, da die Feld-Sync mit dem DC-Offset (1,25) übertragen wird, das dazu hinzuaddiert wird, der Filter koeffizientenkalkulator 217 den DC-Offset-Wert durch Heranziehen des Mittelwerts des ersten und des zweiten Feld-Sync′s (FlELD SYNC #1, FlELD SYNC #2) erhält und es zu dem Subtrahierer 118 überträgt.

Der Equalizer 120 kann das Referenzsignal, das in jedem Feld übertragen ist, Zufallsda ten und seinen Fehler, oder beide, zu derselben Zeit verwenden. Der Equalizer, der in Fig. 7 dargestellt ist, verwendet zwei, d. h. die Referenzdaten und die Zufallsdaten. Wenn die Referenzdaten verwendet werden, müssen die Koeffizienten der Tab-Filter 211 und 212 unter Verwendung des LMS-Algorithmus angepaßt werden.

Ein solcher LMS-Algorithmus wird weit verbreitet verwendet und die Basis davon ist die jenige, den mittleren, quadratischen Fehler zu minimieren. Wenn der Eingang und der Ausgang des Equalizers 120 × (n) und z (n) jeweils sind, ist der Referenzsignalbestim mungspegel d (n), und der filternde Koeffizient ist w_i, wobei gilt

z (n) = W^T (n-1) X^T (n) (1)

e(n) =d(n)-z(n) (2)

W(n) = W(n-1) + 2p·e(n) X(n)

wobei X^T (n) = [X (n), X (n-1), . . ., X (n-N+1)],

W^T = [w₀, w₁, . . ., W_N-1]

i = 0, 1, . . ., N-1, p ist konstant und N ist die Tab-Zahl des Filters.

Der LMS-Algorithmus arbeitet so, um E[e²(n)] zu minimieren, und kann sowohl an ein On-Line-System unter Verwendung von Eingangsdaten kontinuierlich als auch an ein Off-Line-System zum Speichern von Daten eines vorbestimmten Terms in einem Spei cher angepaßt werden.

In einem herkömmlichen Equalizer ist, unter Berücksichtigung der komplizierten Kalkula tion, der Hardware-Belastung, der Geschwindigkeit, usw., ein Off-Line-System besser angepaßt als ein On-Line-System.

Ein solches Off-Line-System wird auch in einer Ghost-Aufhebungseinrichtung für ein NTSC-Rundfunksenden verwendet und wird derzeit in einem kommerziellen Maßstab produziert. Diese Geisterbild- bzw. Ghost-Aufhebungseinrichtung ist in dem Dokument [4]: K.B. Kim, J.Oh, M.H. Lee, H. Hwang und D.I. Song, "A new ghost cancellation system for Korean GCR", IEEE Trans. on Broadcasting, vol. 40, Nr. 3, Seiten 132-140, Sep. 1994, dargestellt.

Die Vorteile des Off-Line-Systems sind diejenigen, daß es eine hohe, konvergente Ge schwindigkeit aufgrund des vorbestimmten Referenzsignals, und daß es unter Verwen dung einer speziellen Hardware-H/W-Taktrate aufgebaut werden kann, d. h. ein Takt, der langsamer als der Systemtakt ist, und zwar unter Berücksichtigung der H/W-Geschwindigkeit.

Ein solches Off-Line-System benötigt ein Verfahren zum Steuern einer Erneuerung der Filterkoeffizienten gemäß dem Grad einer Konvergenz des LMS-Algorithmus. Ein allge meiner LMS-Algorithmus paßt ein eine MSE erfassendes Verfahren an und der Geister bildaufheber paßt ein Verfahren zum Erfassen des verbleibenden Peak-Werts eines Geisterbildsignals unter Verwendung der Charakteristik des Auto-Korrelationswerts der Referenzdaten, die einen Peak zeigen, an.

Der Equalizer vom GA-VSB-Typ, der in Fig. 7 dargestellt ist, paßt ein Off-Line-System an, das das Referenzsignal verwendet. Ein anderer Grund, daß der Equalizer des GA-VSB-Typs ein Off-Line-System verwendet, ist derjenige, daß er einen NRF-Prozeß durchführt.

Unter Betrachtung einer simultanen Sendung von HDTV- und NTSC-Signalen führt der Empfänger des GA-VSB-Typs einen NRF-Prozeß unter Verwendung eines Kammfilters durch, um das NTSC-Signal, das mit dem HDTV-Signal gemischt werden wird, zu redu zieren. Da das NRF eine Subtraktion von zwei Signalen ist, die eine volle Verstärkung besitzen, erhöht sich der Signalpegel von acht Pegeln auf 15 Pegeln und das Verhältnis von Träger zu Rauschen (C/N) für den Prozeß mit 15 Pegeln wird um etwa 3 dB mehr als bei dem Prozeß mit 8 Pegeln erniedrigt. Das bedeutet, daß unter dem Prozeß mit 15 Pegeln ein Algorithmus, der auf eine auf einem Stop & Go (SAG) basierende Entschei dung gerichtetet ist, nicht angepaßt werden kann, und eine Entzerrung wird nur gemäß dem Referenzsignal durchgeführt, was bewirkt, daß sich die konvergente Geschwindig keit verschlechtert.

Hierbei ist der auf eine Stop & Go (SAG) Entscheidung gerichteter Algorithmus in dem Dokument [5]: Giogio Picchi und Giancarlo Prat: "Blind Equalization and Carrier Reco very Using "Stop-and-Go" Decision-Directed Algorithm" IEEE Trans. on Communications, vol., Com-35, Nr. 9, Seiten 877-887, Sept. 1987, beschrieben.

Demzufolge wird die Off-Line-Entzerrung, die durch das Referenzsignal gesteuert wird, nicht nur für eine Geschwindigkeitskonvergenz in dem anfänglichen Zustand und einer präzisen Entzerrung unter allgemeinen Bedingungen benötigt, sondern auch für einen konvergierenden Betrieb des Equalizers mit 15 Pegeln unter der Kanalbedingung eines NTSC-Signals, das sich mit einem HDTV-Signal mischt.

Zusammenfassung der Erfindung

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Entzerrungsverfahren zu schaffen, bei dem eine Konvergenz auf einer minimierenden Symbol-Fehler-Rate basiert, um ef fektiv eine Vielfachpfadverzerrung unter der Kanalbedingung der NTSC-Signale, die mit den HDTV-Signalen gemischt sind, zu entfernen.

Es ist eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Equalizer eines Off-Line-Systems zu schaffen, der eine einfache Hardware-Struktur für ein digitales Demodulati onssystem besitzt, in dem NTSC-Signale mit HDTV-Signalen gemischt sind.

Um die erste Aufgabe zu lösen, wird ein Entzerrungsverfahren zum Entzerren eines empfangenen Signals durch Erneuern eines filternden Koeffizienten eines Filters in ei nem Off-Line-System geschaffen, unter Verwendung eines vorab gespeicherten Refe renzsignals, wobei das Verfahren die Schritte aufweist:

(a) Bestimmen, ob ein Signaleingang zu einem Hoch-Definitions-TV (HDTV) eine Feld-Sync umfaßt oder nicht;
(b) Speichern einer Trainingssequenz in einem Speicher, wenn die Feld-Sync in dem Schritt (a) erfaßt ist;
(c) Berechnen eines filternden Koeffizienten gemäß einem vorbestimmten Algorithmus;
(d) Bestimmen des Pegels der Trainingssequenz, die in dem Schritt (b) gespeichert ist, und Berechnen einer Symbol-Fehler-Rate (SER), unter Verwendung des vorab gespeicherten Referenzsignals;
(e) Übertragen des gefilterten Koeffizienten, der in dem Schritt (c) erhalten ist, zu dem Filter, wenn die SER, die in dem Schritt (d) erhalten ist, geringer als ein vorbe stimmter Wert ist; und
(f) wiederholtes Durchführen der Schritte (c) bis (F), bis eine Schleifen-Variable einer Schleifen-Konstanten gleicht, die die Anzahl der Off-Line-Operationen anzeigt, die dazu geeignet sind, daß sie in einem Feld durchgeführt werden, während die Schleifen-Variable erhöht wird, wenn die SER, die in dem Schritt (d) erhalten ist, größer als oder gleich zu einem vorbestimmten Wert ist.

Um die zweite Aufgabe zu lösen, wird ein Equalizer zur Verwendung in einem digitalen, demodulierenden System geschaffen, zum Entzerren eines empfangenen Signals durch Erneuerung eines filternden Koeffizienten eines Filters in einem Off-Line-System, unter Verwendung von Referenzsignalen, wobei der Equalizer aufweist:
einen ersten Speicher zum Speichern einer Trainingssequenz, die durch das empfange ne Signal getragen ist, in einem Feld-Sync-Term, gemäß einem Feld-Sync-Steuersignal;
einen zweiten Speicher zum Speichern von Referenzsignalen für Prozesse mit 8 Pegeln und 15 Pegeln;
einen ersten Filter zum Filtern des empfangenen Signals;
einen zweiten Filter, der mit einem Ausgangsanschluß des Equalizers verbunden ist;
eine Subtrahiereinrichtung zum Subtrahieren des Ausgangs des zweiten Filters von dem Ausgang des ersten Filters und zum Ausgeben eines entzerrten Signals; und
eine Filter-Koeffizienten-Berechnungseinrichtung zum:

(1) Lesen eines der Referenzsignale für die Prozesse mit 8 Pegeln und 15 Pegeln ge mäß einem NTSC-Entfernungsfilter-(NRF)-Steuersignal und Lesen der Trainingsse quenz, die in dem ersten Speicher gespeichert ist, gemäß dem Feld-Sync-Steuersignal;
(2) Berechnen einer Symbol-Fehler-Rate (SER) des gelesenen Referenzsignals und der gelesenen Trainingssequenz;
(3) Berechnen eines Feldkoeffizienten mit der berechneten SER als eine Basis für eine Konvergenz; und
(4) Zuführen des berechneten Feldkoeffizienten zu dem ersten und dem zweiten Filter, wobei das Feld-Sync-Steuersignal während einer Feldperiode eines Feld-Sync-Seg ment-Terms erzeugt ist und das NRF-Steuersignal anzeigt, ob das empfangene HDTV-Signal ein Signal ist, das von einem NTSC-Signal gefiltert ist, das mit dem HDTV-Signal gemischt ist.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Die vorstehenden Aufgaben und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden anhand ei ner Beschreibung im Detail von bevorzugten Ausführungsformen davon unter Bezug nahme auf die beigefügten Zeichnungen ersichtlicher, wobei:

Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm, das einen Equalizer gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;

Fig. 2 zeigt ein Flußdiagramm, das das Entzerrungsverfahren gemäß einer Ausfüh rungsform der vorliegenden Erfindung angibt;

Fig. 3 zeigt ein Flußdiagramm, das das Entzerrungsverfahren gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung angibt;

Fig. 4 zeigt ein Blockdiagramm, das einen Empfänger eines allgemeinen GA-VSB-Typs darstellt;

Fig. 5 stellt ein Übertragungssignalformat gemäß eines Empfängers vom GA-VSB-Typ dar;

Fig. 6 stellt ein Feld-Sync-Format gemäß einem Empfänger eines GA-VSB-Typs dar; und

Fig. 7 zeigt ein detailliertes Blockdiagramm, das einen Bereich eines herkömmlichen HDTV-Empfängers eines GA-VSB-Typs darstellt.

Detaillierte Beschreibung der Erfindung

Fig. 1 zeigt ein Schaltkreisdiagramm eines Equalizers, der ein gleichrichtendes Verfah ren gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet.

Der Equalizer 220, der in Fig. 1 dargestellt ist, umfaßt einen ersten Filter 221, der aus L1 Anschlußlaschen (78 Anschlußlaschen) aufgebaut ist, einen zweiten Filter 222, der aus L2 Anschlußlaschen (177 Anschlußlaschen) aufgebaut ist, eine Subtrahiereinrich tung 223 zum Subtrahieren des Rückkopplungs-Ausgangs des zweiten Filters 222 von dem Ausgang des ersten Filters 221, einen ersten Speicher 225, der in Form eines RAM′s ausgeführt ist, zum Speichern der Traininigssequenz, die während eines Feld-Sync-Segment-Terms übertragen ist, einen Steuerschalter 224 zum Steuern der Trai ningssequenz, die in dem ersten Speicher 225 gemäß dem Feld-Sync-Segmentsignal gespeichert werden soll, das ein Feld-Sync-Segment anzeigt, einen zweiten Speicher 226, der in einem RAM ausgeführt ist, zum Speichern der Referenzsignale für 8 Pegel ohne Vornehmen eines NRF-Prozesses, und für 15 Pegel, wenn ein NRF-Prozeß vorge nommen wird, und einen Filter-Koeffizienten-Kalkulator 227, der in einem ROM ausge führt ist, zum Lesen eines der Referenzsignale mit 8 Pegeln und 15 Pegeln, die in dem zweiten Speicher 226 gespeichert sind, gemäß dem NRF-Steuersignal, und zum Be rechnen des entzerrenden, filternden Koeffizienten, unter Verwendung der Trainingsse quenz, die in dem ersten Speicher 225 gespeichert ist, gemäß dem Feld-Sync-Steuersignal.

Die Betriebsweise des Equalizers, der in Fig. 1 beschrieben ist, wird nachfolgend beschrieben.

Wie in den Fig. 5 und 6 dargestellt ist, befindet sich eine verfügbare Trainingssequenz PN 511 in den zwei Daten-Feld-Sync-Segmenten, d. h. Field Sync #1 und Field Sync #2, in einem VSB-Datenrahmen. Deshalb speichert der Off-Line-System-Equalizer, der in Fig. 1 dargestellt ist, die Trainingssequenz während des Feld-Sync-Segment-Terms in dem ersten Speicher 225, damit er in dem entzerrenden Prozeß verwendbar ist.

Das bedeutet, daß der erste Filter 221 die I-Kanal-Eingangs-Symbol-Daten von der DC-Offset-Subtrahiereinrichtung 118 aufnimmt, den gefilterten Koeffizienten, der von dem Filtern-Koeffizienten-Kalkulator 227 übertragen, damit multipliziert und das Ergebnis zu der Subtrahiereinrichtung 223 ausgibt.

Der zweite Filter 222 multipliziert den Ausgang der Subtrahiereinrichtung 223 durch den filternden Koeffizienten, der von dem Filter-Koeffizienten-Kalkulator 227 übertragen ist, und überträgt das Ergebnis zu der Subtrahiereinrichtung 223.

Der steuernde Schalter 224 steuert die Aufzeichnung der Trainingssequenz, die von der Subtrahiereinrichtung 223 übertragen ist, in dem ersten Speicher 225 gemäß dem Feld-Sync-Con-Signal. Zu diesem Zeitpunkt wird das Feld-Sync-Con-Signal von der Symbol- Zeitabstimmungs- und Feld-Sync-Wiederherstellungseinrichtung 114 übertragen (siehe Fig. 4).

Die Referenzsignale -10,0 und +10 für einen Prozeß mit 15 Pegeln, wenn die Ein gangs-I-Kanal-Symboldaten einer NRF-Verarbeitung in dem NTSC-Detektor 116 unter liegen, und die Referenzsignale -5 und +5 für einen Prozeß mit 8 Pegeln, wenn eine NRF-Verarbeitung nicht durchgeführt wird, werden in dem zweiten Speicher 226 gespeichert.

Der Filter-Koeffizienten-Kalkulator 227 erhält die filternden Koeffizienten unter Verwen dung der LMS-Algorithmen, die als Gleichungen 1 bis 3 dargestellt sind, gemäß dem Feld-Sync-Con, berechnet die Symbol-Fehler-Rate (SER) durch Vergleich des 15-Pegel- oder 8-Pegel-Referenzsignals, die in dem zweiten Speicher 226 gespeichert sind, mit der Trainingssequenz, die in dem ersten Speicher 225 gespeichert ist, und er neuert die filternden Koeffizienten durch Zuführen der erhaltenen Koeffizienten zu dem ersten und dem zweiten Filter 221 und 222, wenn die berechnete SER niedriger als der Schwellwert ist.

Zusätzlich berechnet der Filter-Koeffizienten-Kalkulator 227 das DC-Offset und über trägt es zu der DC-Offset-Subtrahiereinrichtung 118, wobei die Betriebsweise davon hier weggelassen ist, da sie früher in dem allgemeinen Abschnitt unter Bezugnahme auf die Fig. 4 und 7 beschrieben wurde.

Weiterhin kann der Equalizer, der in Fig. 1 dargestellt ist, nicht nur für den Empfänger vom VSB-Typ, der in Fig. 4 dargestellt ist, verwendet werden, sondern auch für alle Ar ten von digitale Signale demodulierenden Systemen, die als ein Off-Line-System ange paßt sind, und zwar unter Verwendung eines Referenzsignals.

Weiterhin kann der Equalizer, der in Fig. 1 dargestellt ist, als ein NTSC-Detektor ver wendet werden, der einen unterschiedlichen Aufbau gegenüber demjenigen besitzt, der in Fig. 6 dargestellt ist, so lange wie er so aufgebaut ist, um NRF-Steuersignale auszugeben.

Darüberhinaus ist in einem digitalen Kommunikationssystem eine SER ein wichtigerer und effektiverer Wert als der mittlere, quadratische Fehler (MSE), der als eine richtende Nachricht (Post) zum Entscheiden des Grads einer Konvergenz für einen herkömmli chen Equalizer verwendet wird. Da die entzerrten Daten im Fehler korrigiert sind, nach dem sie durch den PTL hindurchgeführt sind, ist eine SER wichtiger als ein MSE, der keinen direkten Effekt auf den Prozeß besitzt. Das bedeutet, daß dann, wenn eine SER sehr groß ist, eine Fehlerkorrektur virtuell unmöglich wird. Im Gegensatz dazu ist, wenn eine SER niedriger als ein vorbestimmter Wert ist, eine Fehlerkorrektur möglich, und demzufolge können alle Signale wiederhergestellt bzw. zurückgewonnen werden. Aller dings ist ein MSE nicht direkt zu einem Fehlerkorrekturprozeß in Bezug gesetzt.

Deshalb kann der Grad einer Konvergenz des LMS-Algorithmus, d. h. der Grad der Kon vergenz eines Equalizers, zum Auswählen des am besten filternden Koeffizienten für den Equalizer von der SER der Trainungssequenz erhalten werden, das bedeutet, der entzerrende Filter wird betrieben, wenn sich der SER-Wert auf seinem niedrigsten Wert befindet.

Basierend auf dem Vorstehenden schlägt die vorliegende Erfindung einen entzerrenden Algorithmus vor, der einen Equalizer dazu bringt, daß er auf der Basis einer minimieren den SER anstelle eines MSE konvergiert wird.

Fig. 2 zeigt ein Flußdiagramm, das ein entzerrendes Verfahren unter Verwendung eines Referenzsignals gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung angibt, die unter Bezugnahme auf Fig. 1 beschrieben werden wird.

Unter Bezugnahme auf die Fig. 2 wird ein erstes Feld-Sync-Suchen zum Erläutern der Korrelation zwischen dem Trainingssignal PN 511, das von dem Empfänger übertragen ist, und dem Feld-Sync-Referenz-Signal, das in der Symbolzeitabstimmungs- und Feld-Sync-Wiederherstellungseinrichtung 114 vorgespeichert ist, und zwar im Schritt S111, beschrieben.

Danach wird der Feld-Sync-Suchprozeß kontinuierlich durchgeführt, falls das Feld-Sync nicht erfaßt ist, oder die Schleifen-Variable L wird so initialisiert, daß sie "0" ist, falls das Feld-Sync erfaßt ist, und zwar über die Schritte S112 und S113. Die Trainingssequenz, die während des Feld-Sync-Terms übertragen ist, wird in dem ersten Speicher 225 in dem Schritt S114 gespeichert.

Die Schleifen-Variable L wird um 1 im Schritt S115 erhöht und es wird bestimmt, ob die Schleifen-Variable L größer als eine Schleifen-Konstante N ist oder nicht, und zwar im Schritt S116. Die Schleifen-Variable L sollte kleiner als die Schleifen-Konstante N sein was die Zahl der Off-Line-Operationen, in Bezug auf die Möglichkeit, daß sie in einem Feld durchgeführt werden, anzeigt. Hierbei zeigt, ohne daß eine Segmenttrainingsse quenz in jedem einen Feld übertragen ist, die Schleifen-Konstante N die maximale Zahl von verfügbaren Off-Line-Operationen an, die dahingehend geeignet sind, daß sie durchgeführt werden, bevor die nachfolgende Trainingssequenz eingegeben wird. Das bedeutet, daß der Zustand von N<L bedeutet, daß das folgende Feld eingegeben wer den wird.

Wenn die Schleifen-Variable L kleiner als die Schleifen-Konstante N ist, wird der logi sche Zustand von NRF CON im Schritt S117 entschieden.

Wenn der logische Zustand des NRF CON "niedrig" ist, führen die I-Kanal-Eingangs- Symbol-Daten keine NRF-Verarbeitung durch und demzufolge wird der filternden Koeffi zient berechnet, unter Verwendung der vorstehenden Gleichungen (1), (2) und (3), im Schritt S118.

Nachdem der Schritt S118 abgeschlossen ist, wird bestimmt, ob die Eingangs-Symbol-Daten (x_i) des Equalizers 120, d. h. die Trainingssequenz, zwischen 5-α und 5+α oder zwischen -5-α und -5+α liegt, und zwar im Schritt S119. Hier sind, wie in Fig. 3 darge stellt ist, die Pegel der Trainingssequenz (PN 511) während des Feld-Sync-Segment-Terms -5 und +5. Das α zeigt einen Gewichtungswert des Referenzpegels an.

Wenn die Eingangs-Symbol-Daten weder zwischen 5-α und 5+α noch zwischen -5-α und -5+α im Schritt S119 liegen, wird eins zu der Variablen (SUM) hinzuaddiert, was die Summe der Symbolfehlerraten (SER) anzeigt, und zwar im Schritt S120.

Im Gegensatz dazu wird, wenn die Eingangs-Symbol-Daten entweder zwischen 5-α und 5+α oder -5-α und -5+α liegen, und zwar im Schritt S119, die SUM "Null" (S121) und der momentane Eingangssymboldatenpegel (Trainingssequenz) wird im Schritt S122 be stimmt. Das bedeutet, daß dann, wenn der bestimmte Wert der Referenzsignalpegel ist, die SUM so beibehalten wird, wie sie ist, d. h. SUM = SUM, ansonsten wird eins zu SUM im Schritt S123 hinzuaddiert.

Als nächstes wird entschieden, ob alle Bestimmungen durchgeführt sind, die sich auf die vorbestimmte Zahl der Symbole des Feld-Sync-Segments beziehen, und zwar im Schritt S124. Falls dies nicht der Fall ist, wird der Prozeß zu dem Schritt S122 zum Bestimmen des Eingangssymboldatenpegels zurückgeführt bzw. zurückgekoppelt, ansonsten wird die SUM für SER im Schritt S125 substituiert. Demgemäß wird die vorbestimmte Sym bolzahl mehr als diejenige der Trainingssequenz des Feld-Sync-Segments.

Falls der logische Zustand des NRF CON "hoch" im Schritt S117 ist, unterliegen die Ein gangs-Symbol-Daten des Equalizers einer NRF-Verarbeitung, und der filternde Koeffizi ent wird unter Verwendung der obigen Gleichungen (1), (2) und (3) (Schritt S126) berechnet.

Danach wird der Eingangssymboldatenpegel (x_i) im Schritt S127 bestimmt, und wenn X_i zwischen 10-α und 10+α, -α und +α, oder -10-α und -10+α liegt, wird SUM zu "Null" im Schritt S121 gleichgesetzt, ansonsten wird eins zu dem SUM im Schritt S128 hinzuad diert, um dann zu dem Schritt S124 überzugehen. Hier findet die SER-Berechnung für eine 8-Pegel-Verarbeitung in den Schritten S119 bis S125 statt und die SER-Berech nung für eine 15-Pegel-Verarbeitung findet in den Schritten S126 bis S128 und den Schritten S121 bis S125 statt.

Da die meisten digitalen Kommunikationssysteme einen Fehlerkorrekturprozeß umfas sen, kann der Betrag eines Fehlers unterhalb eines vorbestimmten Werts perfekt korri giert werden. Deshalb wird, wenn die SER kleiner als der vorbestimmte Wert TH im Schritt S129 ist, die Fehlerkorrektur dahingehend betrachtet, daß sie möglich ist, und demzufolge wird der filternde Koeffizient, der in S118 und S126 erhalten ist, zu dem er sten Filter 221 und dem zweiten Filter 222 übertragen, und der Off-Line-Koeffizien ten-Erneuerungsprozeß wird im Schritt S130 fortgeführt, ansonsten wird der Prozeß zu dem Schritt S115 zurückgeführt, wo die Schleifen-Variable L um eins erhöht wird.

Fig. 3 zeigt ein Flußdiagramm, das das entzerrende Verfahren, unter Verwendung eines Referenzsignals, gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt, die so aufgebaut ist, um den filternden Koeffizienten zu übertragen, der den niedrigsten SER besitzt, und zwar zu dem Filter des Equalizers während des Feld-Terms.

Wie die Fig. 3 zeigt, wird der Schwellwert (TH) als ein ausreichend großer Wert (MAX) gesetzt, d. h. fünfzig Prozent, im Schritt S211, und das feld-Sync-Suchen wird im Schritt S212 ausgeführt. Da ein vorbestimmtes Signal von dem Empfänger während des Feld-Sync-Segment-Terms übertragen wird, kann das Feld-Sync durch Bestimmung der Kor relation zwischen dem Referenzsignal, das in dem Empfänger gespeichert ist, und dem vorbestimmten Signal erfaßt werden.

Wenn das Feld-Sync nicht erfaßt wird, wird der Feld-Sync-Suchschritt S213 fortgeführt, und falls das Feld-Sync erfaßt wird, wird die Schleifen-Variable L auf Null initialisiert und die Trainingssequenz, die während des Feld-Sync-Segment-Terms übertragen ist, wird in dem ersten Speicher 225 in dem Schritt S215 gespeichert.

Zusätzlich wird der logische Zustand von NRF CON im Schritt S217 bestimmt, nachdem die Schleifen-Variable L um eins erhöht ist, und zwar im Schritt S216.

Falls der logische Zustand des NRF CON "niedrig" ist, führen die I-Kanal-Eingangs-Symboldaten keine NRF-Verarbeitung durch, und demzufolge wird der filternde Koeffizi ent unter Verwendung der vorstehenden Gleichungen (1), (2) und (3) berechnet, und zwar im Schritt S218.

Wenn der Schritt S218 abgeschlossen ist, wird bestimmt, ob die Eingangs-Symbol-Da ten x_i des Equalizers 120, d. h. die Trainingssequenz, zwischen entweder 5-α und 5+α oder -5-α und -5+α liegen, und zwar im Schritt S219.

Falls die Eingangs-Symbol-Daten weder zwischen 5-α und 5+α noch zwischen -5-α und -5+α im Schritt S219 liegen, wird SUM, die die Summe der Symbolfehlerraten (SER) an zeigt, um eins im Schritt S220 erhöht.

Im Gegensatz dazu wird, falls die Eingangs-Symbol-Daten zwischen entweder 5-α und 5+α oder zwischen -5-α und -5+α liegen, SUM zu Null im Schritt S221 gleichgesetzt, und der Eingangs-Symbol-Daten-Pegel (Trainingssequenz) wird im Schritt S222 bestimmt. Hierbei wird, falls der bestimmte Pegel derselbe wie derjenige des Referenz signals ist, SUM so beibehalten, wie sie ist, d. h. SUM = SUM, ansonsten wird SUM um eins im Schritt S223 erhöht.

Als nächstes wird bestimmt, ob alle Bestimmungen durchgeführt sind, die sich auf die vorbestimmte Zahl der Symbole des Feld-Sync-Segments beziehen, und zwar im Schritt S224. Falls dies nicht der Fall ist, wird der Prozeß zu dem Schritt S222 zurückgeführt, und falls dies der Fall ist, wird SUM durch SER im Schritt S225 substituiert. Hierbei ist die vorbestimmte Symbolzahl größer als oder gleich zu derjenigen der Trainingsse quenz des Feld-Sync-Segments.

Falls der logische Zustand von NRV CON "hoch" im Schritt S217 ist, werden die Ein gangs-Symbol-Daten des Equalizers einer NRF-Verarbeitung unterworfen und der fil ternde Koeffizient wird aus den Eingangs-Symbol-Daten des Equalizers unter Verwen dung der vorstehenden Gleichungen (1), (2) und (3), und zwar im Schritt S226, berechnet.

Danach wird der Eingangs-Symbol-Daten-Pegel (x_i) im Schritt S227 bestimmt, und wenn X_i zwischen 10-α und 10+α, zwischen -α und α, oder zwischen -10-α und -10+α liegt, wird SUM auf "Null" im Schritt S221 gesetzt, ansonsten wird eins zu SUM in den Schrit ten S227 und S228 hinzuaddiert, um dann zu Schritt S224 überzugehen. Hierbei findet die SER-Berechnung für eine 8-Pegel-Verarbeitung in den Schritten S219 bis S225 statt, und die SER-Berechnung für eine Verarbeitung mit 15 Pegeln findet in den Schrit ten S226 bis S228 und den Schritten S221 bis S225 statt.

Da die meisten digitalen Kommunikationssysteme einen Fehler-Korrektur-Prozeß umfas sen, kann der Betrag eines Fehlers unterhalb eines vorbestimmten Werts perfekt korri giert werden. Deshalb wird, wenn der erhaltene SER kleiner als TH ist, was der vorbe stimmte Wert MAX des Schritts S211 ist, der Filter-Koeffizient, der in den Schritten S218 und S226 erhalten ist, in dem inneren Puffer des filternden Koeffizienten-Kalkulators 227 im Schritt S230 gespeichert.

Hier wird bestimmt, ob die Schleifen-Variable kleiner als eine vorbestimmte Schleifen-Konstante N ist, und zwar im Schritt S231. Falls die Schleifen-Variable kleiner als die Schleifen-Konstante N ist, was die Zahl der Schleifen-Variablen L anzeigt, die dazu ge eignet sind, einen Off-Line-Betrieb in einem Feld durchzuführen, wird der Prozeß zu dem Schritt S216 zurückgeführt, wo die niedrigste SER durch Regulieren des filternden Koeffizienten erhalten wird, bevor die Schleifen-Variable L gleich zu der Schleifen-Kon stanten N ist.

Ein solcher Prozeß wird fortgeführt, bis L=N ist, wobei der filternde Koeffizient, wenn die SER, die in dem inneren Puffer gespeichert ist, die niedrigste ist, zu dem ersten Filter 211 und dem zweiten Filter 212 übertragen wird. Nach der Übertragung des filternden Koeffizienten wird eine Reihe von Verarbeitungen, beginnend von dem Feldsuchschritt 212 an, in dem Schritt S232 wiederholt.

Wie vorstehend beschrieben ist, bestimmen die entzerrenden Verfahren und die Equali zer gemäß den Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung den Grad einer Konver genz des entzerrenden Algorithmus, unter Verwendung der SER, und sie können dem zufolge effektiv die Vielfachpfad-Verzerrung aufgrund davon, daß das NTSC-Signal mit dem HDTV-Signal vermischt wird, entfernen oder reduzieren.

Claims

1. Entzerrungsverfahren zum Entzerren eines empfangenen Signals durch Erneuern eines filternden Koeffizienten eines Filters in einem Off-Line-System, unter Ver wendung eines vorab gespeicherten Referenzsignals, wobei das Verfahren die Schritte aufweist:

(a) Bestimmen, ob ein Signaleingang zu einem Hoch-Definitions-TV (HDTV) eine Feld-Sync (Feld-Synchronisation) umfaßt oder nicht;
(b) Speichern einer Trainingssequenz in einem Speicher, wenn die Feld-Sync in dem Schritt (a) erfaßt ist;
(c) Berechnen eines filternden Koeffizienten gemäß einem vorbestimmten Algorithmus;
(d) Bestimmen des Pegels der Trainingssequenz, die in dem Schritt (b) gespeichert ist, und Berechnen einer Symbolfehlerrate (SER), unter Verwendung des vorab gespeicherten Referenzsignals;
(e) Übertragen des gefilterten Koeffizienten, der in dem Schritt (c) erhalten ist, zu dem Filter, wenn die SER, die in dem Schritt (d) erhalten ist, geringer als ein vorbestimmter Wert ist; und
(f) wiederholtes Durchführen der Schritte (c) bis (F), bis eine Schleifen-Variable einer Schleifen-Konstanten gleicht, die die Anzahl der Off-Line-Operationen anzeigt, die dazu geeignet sind, daß sie in einem Feld durchgeführt werden, während die Schleifen-Variable erhöht wird, wenn die SER, die in dem Schritt (d) erhalten ist, größer als oder gleich zu einem vorbestimmten Wert ist.

2. Entzerrungsverfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt (d) die Schritte aufweist:

(d1) Vergleichen der Trainingssequenz mit dem Referenzsignal;
(d2) Bestimmen des Pegels der Trainingssequenz, wenn die Trainingssequenz dieselbe ist wie das Referenzsignal im Schritt (d1); und
(d3) Zählen des Ergebnisses während einer vorbestimmten Zahl von Symbol-Termen und Ausgeben des gezählten Werts als einen SER, wenn die Trainingssequenz nicht dieselbe wie das Referenzsignal in dem Schritt (d1) ist.

3. Entzerrungsverfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der vorbe stimmte Algorithmus ein Algorithmus eines geringsten, mittleren Quadrats (LMS) ist.

4. Entzerrungsverfahren zum Entzerren eines empfangenen Signals durch Erneuern eines filternden Koeffizienten eines Filters in einem Off-Line-System, das Refe renzsignale verwendet, wobei das Verfahren die Schritte aufweist:

(a) Bestimmen, ob das empfangene HDTV-Signal eine Feld-Sync umfaßt;
(b) Speichern einer Trainingssequenz in einem Speicher, wenn die Feld-Sync in dem Schritt (a) erfaßt ist;
(c) Bestimmen, ob das empfangene HDTV-Signal ein Signal ist, das von einem NTSC-Signal, gemischt mit dem HDTV-Signal, gefiltert ist;
(d) falls das HDTF-Signal nicht ein Signal ist, das das NTSC-Signal umfaßt, Berechnen eines filternden Koeffizienten für einen Prozeß mit 8 Pegeln, der einen vorbestimmten Algorithmus verwendet;
(e) Berechnen einer Symbol-Fehler-Rate (SER) durch Bestimmen des Pegels der Trainingssequenz, die in dem Schritt (b) gespeichert ist, unter Verwendung eines vorab gespeicherten Referenzsignals für einen Prozeß mit 8 Pegeln;
(f) Erneuern des filternden Koeffizienten des Filters zu dem filternden Koeffizienten, der in dem Schritt (d) erhalten ist, wenn die SER, die in dem Schritt (e) erhalten ist, geringer als ein vorbestimmter Wert ist;
(g) wiederholtes Durchführen der Schritte (d) bis (g), bis die Schleifen-Variable gleich zu einer Schleifen-Konstanten ist, die die Zahl der Off-Line-Operatio nen anzeigt, die dazu geeignet sind, daß sie in einem Feld durchgeführt werden, während die Schleifen-Variable erhöht wird, wenn die SER, die in dem Schritt (e) erhalten ist, größer als oder gleich zu einem vorbestimmten Wert ist;
(h) Berechnen eines filternden Koeffizienten für einen Prozeß mit 16 Pegeln, unter Verwendung eines vorbestimmten Algorithmus, falls das HDTV-Signal ein Signal ist, das aus einem NTSC-Signal gefiltert ist, gemischt mit dem HDTV-Signal;
(i) Berechnen einer Symbol-Fehler-Rate (SER) durch Bestimmen des Pegels der Trainingssequenz, die in dem Schritt (b) gespeichert ist, unter Verwendung eines vorab gespeicherten Referenzsignals für einen Prozeß mit 16 Pegeln;
(j) Erneuern des filternden Koeffizienten des Filters zu dem filternden Koeffi zienten, der in dem Schritt (h) erhalten ist, wenn die SER, die in dem Schritt
(i) erhalten ist, geringer als ein vorbestimmter Wert ist; und
(k) wiederholtes Durchführen der Schritte (h) bis (k), bis die Schleifen-Variable der Schleifen-Konstanten gleicht, während die Schleifen-Variable erhöht wird, wenn die SER, die in dem Schritt (i) erhalten ist, größer als oder gleich zu einem vorbestimmten Wert ist.

5. Entzerrungsverfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt (e) die Schritte aufweist:

(e1) Vergleichen der Trainingssequenz mit dem vorbestimmten Referenzsignal;
(e2) Bestimmen des Pegels des Trainingssequenzpegels, wenn die Trainings sequenz dieselbe ist wie das Referenzsignal für einen Prozeß mit 8 Pegeln in dem Schritt (e1); und
(e3) Zählen des Ergebnisses während einer vorbestimmten Zahl von Symbol-Termen und Ausgeben des gezählten Werts als eine SER, wenn die Trainingssequenz nicht dieselbe wie das Referenzsignal in dem Schritt (e1) ist.

6. Entzerrungsverfahren nach Anspruch 4, wobei der Schritt (i) die Schritte aufweist:

(i1) Vergleichen der Trainingssequenz mit dem Referenzsignal;
(i2) Bestimmen des Pegels der Trainingssequenz, wenn die Trainingssequenz dieselbe ist wie das Referenzsignal in dem Schritt (i1); und
(i3) Zählen des Ergebnisses während einer vorbestimmten Zahl von Symbol-Termen und Ausgeben des gezählten Werts als eine SER, wenn die Trai ningssequenz nicht dieselbe ist wie das Referenzsignal in dem Schritt (i1).

7. Entzerrungsverfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Algo rithmus, der in den Schritten (d) und (h) verwendet ist, ein Algorithmus des gering sten, mittleren Quadrats (LMS) ist.

8. Entzerrungsverfahren zum Entzerren eines empfangenen Signals durch Erneuern eines filternden Koeffizienten eines Filters in einem Off-Line-System, das ein vorab gespeichertes Referenzsignal verwendet, wobei das Verfahren die Schritte aufweist:

(a) Einstellen einer Symbol-Fehler-Rate (SER) auf einen ausreichend großen Wert;
(b) Bestimmen, ob das empfangene HDTV-Signal eine Feld-Sync umfaßt;
(c) Speichern einer Trainingssequenz in einem Speicher, wenn die Feld-Sync in dem Schritt (b) erfaßt ist;
(d) Berechnen eines filternden Koeffizienten gemäß einem vorbestimmten Algo rithmus;
(e) Ausgeben einer Symbol-Fehler-Rate (SER) durch Bestimmen des Pegels der Trainingssequenz, die in dem Schritt (c) gespeichert ist, unter Ver wendung des vorab gespeicherten Referenzsignals;
(f) Speichern des filternden Koeffizienten, der in dem Schritt (d) erhalten ist, wenn die SER, die in dem Schritt (e) erhalten ist, geringer als ein vorbe stimmter Wert ist, der in dem Schritt (a) eingestellt ist; und
(g) wiederholtes Durchführen der Schritte (d) bis (g) innerhalb einer Schleifen-Konstanten, die die Zahl der Off-Line-Operationen anzeigt, die dahingehend geeignet sind, in einem Feld durchgeführt zu werden, während sich eine Schleifen-Variable erhöht, und Erneuern des filternden Koeffizienten des Filters zu dem filternden Koeffizienten, der in dem Schritt (f) gespeichert ist, wenn die SER an ihrem niedrigsten Wert ist.

9. Entzerrungsverfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt

(e) die Schritte aufweist:
(e1) Vergleichen der Trainingssequenz mit dem vorbestimmten Referenzsignal;
(e2) Bestimmen des Trainingssequenzpegels, wenn die Trainingssequenz die selbe ist wie das Referenzsignal für einen Prozeß für 8 Pegel in dem Schritt (e1); und
(e3) Zählen des Ergebnisses während einer vorbestimmten Zahl von Symbol-Termen und Ausgeben des gezählten Werts als eine SER, wenn die Trai ningssequenz nicht dieselbe wie das Referenzsignal in dem Schritt (e1) ist.

10. Entzerrungsverfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Algo rithmus ein Algorithmus eines geringsten, mittleren Quadrats (LMS) ist.

11. Entzerrungsverfahren zum Entzerren eines empfangenen Signals durch Erneuern eines filternden Koeffizienten eines Filters in einem Off-Line-System, das Refe renzsignale verwendet, wobei das Verfahren die Schritte aufweist:

(a) Einstellen einer Symbol-Fehler-Rate (SER) auf einen ausreichend großen Wert;
(b) Bestimmen, ob das empfangene HDTV-Signal eine Feld-Sync umfaßt;
(c) Speichern einer Trainingssequenz in einem Speicher, wenn die Feld-Sync in dem Schritt (b) erfaßt ist;
(d) Bestimmen, ob das empfangene HDTV-Signal ein Signal ist, das von einem NTSC-Signal, gemischt mit dem HDTV-Signal, gefiltert ist;
(e) Berechnen eines filternden Koeffizienten für einen Prozeß mit 8 Pegeln unter Verwendung eines vorbestimmten Algorithmus, falls das HDTV-Signal ein Signal ist, das ein NTSC-Signal umfaßt;
(f) Ausgeben einer Symbol-Fehler-Rate (SER) durch Bestimmen des Pegels der Trainingssequenz, die in dem Schritt (c) gespeichert ist, unter Verwendung eines Referenzsignals für einen Prozeß mit 8 Pegeln;
(g) Speichern des filternden Koeffizienten, der in dem Schritt (e) erhalten ist, wenn die SER, die in dem Schritt (e) erhalten ist, geringer als ein vorbe stimmter Wert ist;
(h) wiederholtes Durchführen der Schritte (e) bis (h) innerhalb einer Schleifen-Konstanten, die die Zahl der Off-Line-Operationen anzeigt, die dazu geeignet sind, daß sie in einem Feld durchgeführt werden, während eine Schleifen-Variable erhöht wird, und Erneuern des filternden Koeffizienten des Filters zu einem filternden Koeffizienten, der in dem Schritt (g) gespeichert ist, wenn die SER bei ihrem niedrigsten Wert ist;
(i) Berechnen eines filternden Koeffizienten für einen Prozeß mit 16 Pegeln unter Verwendung eines vorbestimmten Algorithmus, falls das empfangene HDTV-Signal ein Signal ist, das aus einem NTSC-Signal, gemischt mit dem HDTV-Signal, gefiltert ist;
(j) Ausgeben einer Symbol-Fehler-Rate (SER) durch Bestimmen des Pegels der Trainingssequenz, die in dem Schritt (c) gespeichert ist, unter Verwendung eines vorab gespeicherten Referenzsignals für einen Prozeß mit 16 Pegeln;
(k) Speichern des filternden Koeffizienten, der in dem Schritt (i) erhalten ist, wenn die SER, die in dem Schritt (a) erhalten ist, kleiner als ein vorbestimm ter Wert ist; und
(l) wiederholtes Durchführen der Schritte (i) bis (1) innerhalb einer Schleifen-Konstanten, während eine Schleifen-Variable erhöht wird, und Er neuern des filternden Koeffizienten des Filters zu dem filternden Koeffzien ten, der in dem Schritt (k) gespeichert ist, wenn die SER, die in dem Schritt (j) erhalten ist, bei ihrem niedrigsten Wert ist.

12. Entzerrungsverfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt (f) die Schritte aufweist:

(f1) Vergleichen der Trainingssequenz mit dem vorbestimmten Referenzsignal;
(f2) Bestimmen des Traininigssequenzpegels, wenn die Trainingssequenz die selbe wie das Referenzsignal für einen Prozeß mit 8 Pegeln in dem Schritt (f1) ist; und
(f3) Zählen des Ergebnisses während einer vorbestimmten Zahl von Symbol-Termen und Ausgeben des gezählten Werts als eine SER, wenn die Trainingssequenz nicht dieselbe wie das Referenzsignal in dem Schritt (f1) ist.

13. Entzerrungsverfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt (j) die Schritte aufweist:

(j1) Vergleichen der Trainingssequenz mit dem Referenzsignal;
(j2) Bestimmen des Trainingssequenzpegels, wenn die Trainingssequenz die selbe wie das Referenzsignal in dem Schritt (j1) ist; und
(j3) Zählen des Ergebnisses während einer vorbestimmten Zahl der Symbol-Terme und Ausgeben des gezählten Werts als eine SER, wenn die Trainingssequenz nicht dieselbe wie das Referenzsignal in dem Schritt (j1) ist.

14. Entzerrungsverfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Algo rithmus, der in den Schritten (e) und (i) verwendet wird, der Algorithmus eines ge ringsten, mittleren Quadrats (LMS) ist.

15. Equalizer zur Verwendung in einem digitalen, demodulierenden System, zum Ent zerren eines empfangenen Signals durch Erneuerung eines filternden Koeffizien ten eines Filters in einem Off-Line-System, unter Verwendung von Referenzsigna len, wobei der Equalizer aufweist:
einen ersten Speicher zum Speichern einer Trainingssequenz, die durch das emp fangene Signal getragen ist, in einem Feld-Sync-Term, gemäß einem Feld-Sync-Steuersignal;
einen zweiten Speicher zum Speichern von Referenzsignalen für Prozesse mit 8 Pegeln und 15 Pegeln;
einen ersten Filter zum Filtern des empfangenen Signals;
einen zweiten Filter, der mit einem Ausgangsanschluß des Equalizers verbunden ist;
eine Subtrahiereinrichtung zum Subtrahieren des Ausgangs des zweiten Filters von dem Ausgang des ersten Filters und zum Ausgeben eines entzerrten Signals; und
eine Filterkoeffizienten-Berechnungseinrichtung zum:

(1) Lesen eines der Referenzsignale für die Prozesse mit 8 Pegeln und 15 Pegeln gemäß einem NTSC-Entfernungsfilter-(NRF)-Steuersignals und Lesen der Trainingssequenz, die in dem ersten Speicher gespeichert ist, gemäß dem Feld-Sync-Steuersignal;
(2) Berechnen einer Symbolfehlerrate (SER) des gelesenen Referenzsignals und der gelesenen Trainingssequenz;
(3) Berechnen eines Feldkoeffizienten mit der berechneten SER als eine Basis für eine Konvergenz; und
(4) Zuführen des berechneten Feldkoeffizienten zu dem ersten und dem zweiten Filter, wobei das Feld-Sync-Steuersignal während einer Feldperiode eines Feld-Sync-Segment-Terms erzeugt ist und das NRF-Steuersignal anzeigt, ob das empfangene HDTV-Signal ein Signal ist, das von einem NTSC-Signal gefiltert ist, das mit dem HDTV-Signal gemischt ist.

16. Equalizer nach Anspruch 15, wobei der Equalizer weiterhin Speichersteuereinrich tungen zum Steuern der Trainingssequenz, die in dem ersten Speicher gespeichert werden soll, gemäß dem Feld-Sync-Steuersignal, aufweist.

17. Equalizer nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Speicher aus einem RAM zum Speichern und Lesen der Trainingssequenz aufgebaut ist.

18. Equalizer nach Anspruch 15, wobei der zweite Speicher die Referenzsignale +5 und -5 für einen Prozeß mit 8 Pegeln und die Referenzsignale -10,0 und +10 für einen Prozeß mit 15 Pegeln speichert.

19. Equalizer nach Anspruch 15, wobei die den Filterkoeffizienten berechnende Ein richtung den filternden Koeffizienten unter Verwendung eines Algorithmus des ge ringsten, mittleren Quadrats berechnet.

20. Verbesserter HDTV-Empfänger des Typs, der umfaßt: einen Tuner zum Auswählen eines Hoch-Definitions-TV-(HDTV)-Signals und Ausgeben eines ZF-Signals; einen Verstärker zum Verstärken des ZF-Signals; einen frequenz- und phasenverriegel ten Schleifenschaltkreis zum Zurückgewinnen einer Trägerwelle aus dem verstärk ten ZF-Signal und zum Zurückgewinnen eines Basisbandsignals, das die zurückgewonnene Trägerwelle verwendet; einen Wiederhersteller zum Zurückge winnen einer Symbolzeitabstimmung von dem zurückgewonnenen Signal und zum Ausgeben eines Feld-Sync-Steuersignals; einen NTSC-Detektor zum Durchführen eines NTSC-Entfernungs-Filter-(NRF)-Prozesses auf dem zurückgewonnen Signal und zum Ausgeben eines NRF-Steuersignals, das anzeigt, ob ein NRF-Prozeß ausgeführt ist oder nicht; einen Equalizer zum Entzerren des Ausgangssignals des NTSC-Detektors; einen Phasenspurungs-Schleifenschaltkreis zum Erfassen eines Phasenfehlers des gleichgerichteten Signals; und einen Decodierer zum Decodie ren des Ausgangs des Phasenspurungs-Schleifenschaltkreises, wobei der Equali zer aufweist:
einen ersten Speicher zum Speichern einer Traininigssequenz, die durch das Aus gangssignal des NTSC-Detektors während eines Feld-Sync-Terms gemäß einem Feld-Sync-Steuersignal ausgeführt ist;
einen zweiten Speicher zum Speichern von Referenzsignalen für Prozesse mit 8 Pegeln und 15 Pegeln;
einen ersten Filter zum Filtern des Ausgangs des NTSC-Detektors;
einen zweiten Filter, der mit einem Ausgang des Equalizers verbunden ist;
eine Subtrahiereinrichtung zum Subtrahieren des Ausgangs des zweiten Filters von dem Ausgang des ersten Filters und zum Ausgeben eines entzerrten Signals; und
eine einen Filterkoeffizienten berechnende Einrichtung zum:

(1) Lesen eines der Referenzsignale für Prozesse mit 8 Pegeln und 15 Pegeln gemäß einem NRF-Steuersignal und Lesen der Trainingssequenz, die in dem ersten Speicher gespeichert ist, gemäß dem Feld-Sync-Steuersignal;
(2) Berechnen einer Symbolfehlerrate (SER) zwischen dem gelesenen Referenz signal und der gelesenen Trainingssequenz;
(3) Berechnen eines Feldkoeffizienten mit der berechneten SER als eine Basis für eine Konvergenz; und
(4) Zuführen des berechneten Feldkoeffizienten zu dem ersten und dem zweiten Filter.

21. Equalizer nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß der Equalizer weiterhin eine Speichersteuereinrichtung zum Steuern der Trainingssequenz, die in dem er sten Speicher gespeichert werden soll, gemäß dem Feld-Sync-Steuersignal aufweist.

22. Equalizer nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Speicher aus einem RAM zum Speichern und Lesen der Trainingssequenz aufgebaut ist.

23. Equalizer nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Speicher die Referenzsignale +5 und -5 für einen Prozeß mit 8 Pegeln und die Referenzsignale -10,0 und +10 für einen Prozeß mit 15 Pegeln speichert.

24. Equalizer nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß die Filterkoeffizienten-Berechnungseinrichtung den filternden Koeffizienten unter Verwendung eines Al gorithmus des geringsten, mittleren Quadrats berechnet.