DE19642472A1 - Current sensor based on compensation principle - Google Patents

Current sensor based on compensation principle

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Abstract

A current sensor for DC or AC current works on the compensation principle, by which the magnetic field produced in a magnetic core (2) from a primary coil (1), flowing through the current to be measured, is compensated by a current (12) from a secondary coil (6). A switched amplifier (5) controls the compensation current through a semiconductor from which a pulsed control signal (A, A') with a high frequency, depending on the measurement value (m), is shown on the evaluation electronics (4). This minimises the energy requirements of the compensation current, so that it takes little energy from the auxiliary source. It also operates without great additional losses or a exorbitant supply voltage.

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Stromsensor nach dem Kompensationsprinzip und mit den im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Merkmalen.The invention relates to a current sensor based on the compensation principle and with the features specified in the preamble of claim 1.

Ein solcher Stromsensor ist aus der DE-A-44 23 429 bekannt. Das Schaltungsprinzip des bekannten Sensors ist in Fig. 4 dargestellt. Der zu messende Strom i1 fließt durch die Primärwicklung 1 eines Stromtransformators, der einen Magnetkern 2 besitzt sowie einen den Magnetfluß im Magnetkern 2 messenden Sensor 3. Für diesen kann ein beliebiger, vorzeichenselektiver Magnetfeldsensor ausreichender Empfindlichkeit ver­ wendet werden. Sein Ausgangssignal wird einer nachgeschalteten Auswerteelektronik 4 zugeführt, die ein von Größe und Richtung der magnetischen Induktion im Magnet­ kern 2 abhängiges Signal an die Verstärkeranordnung 5 liefert. Die Verstärkeranord­ nung 5 enthält eine oder mehrere linear geregelte Gegentakt-Endstufen, die einen vom Eingangssignal abhängigen Kompensationsstrom i2 durch die Sekundärwicklung 6 und einen mit ihr in Serie geschalteten und mit Erde verbundenen Abschlußwiderstand 7 treiben. Das vom Kompensationsstrom erzeugte Magnetfeld ist dabei demjenigen des Primärstroms i1 entgegengerichtet, und es wird so gesteuert, daß der Magnetfluß im Kern annähernd zu Null wird. Damit ist der Strom i2 in der Sekundärwicklung 6 ein Maß für den Augenblickswert des zu messenden Stromes i1 in der Primärwicklung 1. Dieses gilt dann auch für die über dem Abschlußwiderstand 7 abfallende Ausgangsspannung ua, die in Größe und Phasenlage dem zu messenden Strom i1 in der Primärwicklung 1 entspricht. Da durch dieses Prinzip der Flußkompensation Nichtlinearitäten der Kenn­ linien von Magnetkern und Magnetfeldsensor nicht direkt in das Ausgangssignal ein­ gehen, können sowohl Gleich- als auch Wechselströme sehr linear und mit hoher Ge­ nauigkeit abgebildet werden.Such a current sensor is known from DE-A-44 23 429. The circuit principle of the known sensor is shown in Fig. 4. The current i1 to be measured flows through the primary winding 1 of a current transformer which has a magnetic core 2 and a sensor 3 which measures the magnetic flux in the magnetic core 2 . Any sign-selective magnetic field sensor of sufficient sensitivity can be used for this. Its output signal is fed to a downstream evaluation electronics 4 , which delivers a signal dependent on the size and direction of the magnetic induction in the magnetic core 2 to the amplifier arrangement 5 . The amplifier arrangement 5 contains one or more linearly controlled push-pull output stages which drive a compensation current i2 dependent on the input signal through the secondary winding 6 and a terminating resistor 7 connected to it in series and connected to earth. The magnetic field generated by the compensation current is opposite to that of the primary current i1, and it is controlled so that the magnetic flux in the core becomes approximately zero. The current i2 in the secondary winding 6 is thus a measure of the instantaneous value of the current i1 to be measured in the primary winding 1 . This then also applies to the output voltage u a dropping across the terminating resistor 7 , which corresponds in size and phase position to the current i1 to be measured in the primary winding 1 . Since non-linearities of the characteristic lines of the magnetic core and magnetic field sensor do not go directly into the output signal by means of this principle of flux compensation, both direct and alternating currents can be mapped very linearly and with high accuracy.

In der DE-A-44 23 429 wird vorgeschlagen, die Sekundärwicklung in mindestens zwei Teilwicklungen aufzuteilen und jede Teilwicklung mit einem eigenen, den Kompensati­ onsstrom liefernden Verstärker zu verbinden. Dadurch soll bei gleichem Kompensati­ onsstrom ein geringeres Bauvolumen des Sensors erreichbar sein.DE-A-44 23 429 proposes the secondary winding in at least two To split partial windings and each partial winding with its own, the compensation onsstrom supplying amplifier to connect. This is intended to compensate for the same a smaller physical volume of the sensor.

Im Kompensationsbetrieb ist die primäre Durchflutung des Magnetkerns eines Sensors gemäß Fig. 4 gleich der sekundären Durchflutung. Das Wandlerverhältnis i2/i1 ist durch das Verhältnis der Windungszahlen N1/N2 der beiden Wicklungen bestimmt. Bei größeren Primärströmen von typischerweise einigen 100A bis einigen kA und vertret­ baren Windungszahlen von einigen Tausend bewegen sich die Sekundärströme in der Größenordnung von einigen 100mA. Ein Nachteil der bekannten Kompensati­ onsstrom-Sensoren besteht daher in ihrem relativ hohen Strombedarf zur Erzeugung des Kompensationsstroms, der aus einer externen Hilfsenergiequelle gedeckt werden muß. Bei Versorgungsspannungen von typischerweise 10 bis 30V ergeben sich Ver­ lustleistungen von einigen Watt, die sich auf die Sekundärwicklung - auch bei deren Teilung -, den Abschlußwiderstand und die Verstärkeranordnung - sowie in geringerem Maße auch auf den Magnetfeldsensor und die Auswerteelektronik - aufteilen. Dies kann aufgrund der auftretenden Wärmeentwicklung besonders dann problematisch sein, wenn, wie etwa in Schaltanlagen und Antriebssystemen, mehrere Sensoren in einem einzigen Gehäuse oder Schaltschrank untergebracht sind.In compensation operation, the primary flooding of the magnetic core of a sensor according to FIG. 4 is the same as the secondary flooding. The converter ratio i2 / i1 is determined by the ratio of the number of turns N1 / N2 of the two windings. With larger primary currents of typically a few 100A to a few kA and a reasonable number of turns of a few thousand, the secondary currents are of the order of a few 100mA. A disadvantage of the known Kompensati onsstrom sensors is therefore their relatively high current requirement for generating the compensation current, which must be covered from an external auxiliary power source. At supply voltages of typically 10 to 30 V, there are power losses of a few watts, which are divided between the secondary winding - including its division -, the terminating resistor and the amplifier arrangement - and to a lesser extent also the magnetic field sensor and the evaluation electronics. This can be particularly problematic due to the heat development that occurs when, as in switchgear and drive systems, for example, several sensors are accommodated in a single housing or control cabinet.

Zur Vermeidung zusätzlicher Verluste in den Verstärker-Endstufen sollte daher die Versorgungsspannung des Kompensationsstrom-Sensors den Spannungsbedarf von Sekundärwicklung, Abschlußwiderstand und Endstufe beim maximalen zu messenden Strom möglichst nicht übersteigen.To avoid additional losses in the amplifier output stages, the Supply voltage of the compensation current sensor the voltage requirement of Secondary winding, terminating resistor and output stage at the maximum to be measured If possible, do not exceed the current.

Eine dem Sensor angepaßte Versorgungsspannung ist allerdings in einem gegebenen System nicht immer ohne zusätzliche Kosten verfügbar. Der Betrieb an einer überhöh­ ten Versorgungsspannung andererseits muß durch zusätzliche Verluste und entspre­ chend höherer Versorgungsleistung erkauft werden. Selbst bei optimaler Anpassung ergeben sich bei mittleren Stromamplituden immer noch unnötige Verluste. Der Ein­ satzbereich der Kompensations-Stromsensoren in Systemen ist daher eingeschränkt.A supply voltage adapted to the sensor is, however, within a given range System not always available at no additional cost. Operation at an excessive The supply voltage, on the other hand, must be compensated for by additional losses  accordingly higher utility services are purchased. Even with optimal adaptation there are still unnecessary losses at medium current amplitudes. The one The range of compensation current sensors in systems is therefore limited.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Kompensationsstromsensor anzuge­ ben, der - bei vergleichbarem Meßstrombereich - weniger Energie aus der Hilfsener­ giequelle entnimmt, und der ohne größere Zusatzverluste auch mit überhöhter Versor­ gungsspannung betrieben werden kann.The object of the invention is to provide a compensation current sensor ben, which - with a comparable measuring current range - less energy from the auxiliary sensor giequelle takes, and with no excessive losses, even with an excessive supply supply voltage can be operated.

Diese Aufgabe wird bei einem Stromsensor nach dem Kompensationsprinzip gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 durch dessen kennzeichnende Merkmale gelöst.With a current sensor, this task is performed according to the compensation principle the preamble of claim 1 solved by its characterizing features.

Vorteilhafte Ausgestaltungen sind in weiteren Ansprüchen angegeben.Advantageous refinements are specified in further claims.

Der erfindungsgemäße Sensor enthält einen geschalteten Verstärker, der in Abhängig­ keit vom Meßstrom gesteuert wird. Durch diese Maßnahme lassen sich die im Sensor auftretenden Verluste minimieren. Es ergeben sich erweiterte Einsatzbereiche für spezifische Ausführungen, so daß die Typenvielfalt eingeschränkt werden kann. Au­ ßerdem kann beim Betrieb an überhöhter Versorgungsspannung auch der Bereich der kurzzeitig meßbaren Stromamplituden zu höheren Werten hin erweitert werden.The sensor according to the invention contains a switched amplifier that is dependent speed is controlled by the measuring current. With this measure, the sensor can Minimize losses that occur. There are extended areas of application for specific versions so that the variety of types can be restricted. Au In addition, the range of short-term measurable current amplitudes can be extended to higher values.

Eine weitere Beschreibung der Erfindung, ihrer Ausgestaltungen und weiterer Vorteile erfolgt nachstehend anhand von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispie­ len.A further description of the invention, its configurations and further advantages takes place below with reference to exemplary embodiments shown in the drawing len.

Es zeigen:Show it:

Fig. 1 Prinzipdarstellung des erfindungsgemäßen Sensors, Fig. 1 is a basic representation of the sensor according to the invention,

Fig. 2 ein Schaltungsschema zu einer vorteilhaften Auslegung der Auswerte- und Treiberelektronik sowie des geschalteten Verstärkers der Sensoran­ ordnung, Fig. 2 is a circuit diagram for an advantageous design of the evaluation and driving electronics as well as the switched amplifier the Sensoran order,

Fig. 3 eine Variante des Verstärkers, wobei nur ein Halbleiterschalter vorhanden ist, und Fig. 3 shows a variant of the amplifier, with only one semiconductor switch, and

Fig. 4 eine Prinzipdarstellung einer Sensoranordnung nach dem Stand der Technik. Fig. 4 is a schematic diagram of a sensor arrangement according to the prior art.

Fig. 1 zeigt den erfindungsgemäßen Sensor in einer Prinzipdarstellung, die mit dem bereits anhand von Fig. 4 beschriebenen Schaltungsprinzip weitgehend übereinstimmt, so daß nur die geänderte Funktionsblöcke 4 und 5 detaillierter zu beschreiben sind. Als Bezugspotential für das Ausgangssignal ist übereinstimmend mit Fig. 4 das externe Erdpotential gewählt. Die Anwendbarkeit der Erfindung ist jedoch nicht auf diesen Fall beschränkt. Die Auswerteelektronik 4 übernimmt erfindungsgemäß zusätzlich zur Spei­ sung des Magnetfeldsensors 3 und der Aufbereitung seiner als Meßwert bezeichneten Ausgangssignale die Funktion, ein oder mehrere hochfrequente, pulsförmige Signale A, A' zu erzeugen, deren Grundfrequenz im ausreichenden Abstand oberhalb der ma­ ximal zu messenden Frequenz des Primärstroms i1 liegen muß, vorteilhaft im Bereich einiger 100kHz oder MHz. Die hochfrequenten Signale A, A', deren Tastverhältnis durch ein Pulsweiten-Modulationsverfahren in Abhängigkeit vom Sensor-Aus­ gangssignal M gesteuert wird, werden der Verstärkeranordnung 5 zugeführt. Diese ist aus einem oder mehreren als Schalter betriebenen, steuerbaren Halbleiterkomponen­ ten, zum Beispiel Transistoren aufgebaut, die - eventuell über weitere Komponenten - Verbindungen vom Ausgang der Verstärkeranordnung 5 zu den Versorgungs- (und eventuell weiteren, intern erzeugten) Potentialen herstellen. Die Ansteuerung der Halbleiterkomponenten erfolgt insofern digital, als diese sich fast ausschließlich ent­ weder im voll eingeschalteten oder im ausgeschalteten Zustand befinden, und die Übergangszeiten dazwischen möglichst kurz gehalten werden. Dadurch können die im Verstärker 5 anfallenden Schalt- und Durchlaßverluste gegenüber den bei einer ana­ logen Ansteuerung entstehenden Verlusten stark reduziert werden. Fig. 1 shows the sensor according to the invention in a schematic diagram which largely corresponds to the circuit principle already described with reference to Fig. 4, so that only the changed function blocks 4 and 5 are to be described in more detail. The external ground potential is selected as the reference potential for the output signal in accordance with FIG. 4. However, the applicability of the invention is not limited to this case. The evaluation electronics 4 takes over according to the invention in addition to the Spei solution of the magnetic field sensor 3 and the processing of its output signals referred to as measured value, the function of generating one or more high-frequency, pulse-shaped signals A, A ', the fundamental frequency at a sufficient distance above the maximum frequency to be measured Primary current i1 must lie, advantageously in the range of a few 100 kHz or MHz. The high-frequency signals A, A ', the pulse duty factor of which is controlled by a pulse width modulation method as a function of the sensor output signal M, are supplied to the amplifier arrangement 5 . This is made up of one or more switchable, controllable semiconductor components, for example transistors, which - possibly via further components - establish connections from the output of the amplifier arrangement 5 to the supply (and possibly further, internally generated) potentials. The control of the semiconductor components takes place digitally in that they are almost exclusively either in the fully switched on or in the switched off state, and the transition times between them are kept as short as possible. As a result, the switching and transmission losses occurring in the amplifier 5 can be greatly reduced compared to the losses incurred in the case of an analog control.

Ein großer Teil des gegenüber dem Bezugspotential der externen Erde auftretenden Spannungsabfalls entsteht über dem induktiven Widerstand der Sekundärspule 6. Er erzeugt so keine Verluste, bewirkt jedoch eine momentane Änderung des Sekundär­ stroms i2(t) mit einer zunehmenden Abweichung vom Sollwert. Diese erzeugt wieder eine Flußänderung im Magnetkern 2, die vom Sensor 3 registriert wird. Die Verschal­ tung dieser Schleife erfolgt derart, daß eine negative Rückkopplung entsteht. Dadurch wird der Spannungsabfall über dem induktiven Widerstand der Sekundärwicklung 6 umgekehrt, und der Strom kehrt zu seinem Sollwert zurück. Bei genügend hoher Re­ gelverstärkung und Betriebsfrequenz bleiben die hochfrequenten Abweichungen von Sollwert gering und der Momentenwert des Sekundärstroms ist ein genaues Abbild des zu messenden Stroms i1(t).A large part of the voltage drop that occurs with respect to the reference potential of the external earth arises via the inductive resistance of the secondary coil 6 . It does not generate any losses, but causes an instantaneous change in the secondary current i2 (t) with an increasing deviation from the setpoint. This again generates a change in flux in the magnetic core 2 , which is registered by the sensor 3 . The connection of this loop takes place in such a way that a negative feedback arises. As a result, the voltage drop across the inductive resistance of the secondary winding 6 is reversed and the current returns to its setpoint. If the control gain and operating frequency are sufficiently high, the high-frequency deviations from the setpoint remain small and the torque value of the secondary current is an exact representation of the current i1 (t) to be measured.

Die für den Betrieb des geschalteten Verstärkers 5 benötigten pulsförmigen Ansteu­ ersignale A, A' können z. B. aus einem Oszillatorsignal mit fest eingestellter Frequenz generiert werden, indem dessen Tastverhältnis in Abhängigkeit vom Sensorsignal durch Pulsweitenmodulation verändert wird. Alternativ kann auch ein Frequenzmodula­ tionsverfahren bei konstanter Pulslänge, oder die sich selbst einstellende Regel­ schwingung benutzt werden, wenn ein bistabiles Element mit Schalthysterese (Schmitt-Trigger) in die Schleife integriert wird.The pulse-shaped control signals A, A 'required for the operation of the switched amplifier 5 can, for. B. generated from an oscillator signal with a fixed frequency by changing its duty cycle depending on the sensor signal by pulse width modulation. Alternatively, a frequency modulation method with a constant pulse length or the self-regulating control oscillation can be used if a bistable element with switching hysteresis (Schmitt trigger) is integrated into the loop.

Das beschriebene Prinzip weist neben den bereits genannten Vorteilen zusätzlich die­ jenigen auf, daß aufgrund des Entfallens analoger Verstärkerstufen nur ein begrenzter zusätzlicher Bauteileaufwand erforderlich ist, daß mit einer hohen Taktfrequenz eine große Bandbreite des Meßsignals realisiert werden kann, und daß sich der Strom­ sensor automatisch an einen großen Bereich von Versorgungsspannungen anpaßt. Durch Integration einer einfachen Gleichrichterstufe kann das System auch an Wech­ selspannungsversorgungen adaptiert und -bei reinen Wechselstromanwendungen- u. U. auch mit einer Spannungsversorgung aus dem Lastkreis kombiniert werden.In addition to the advantages already mentioned, the principle described also has the those on that due to the elimination of analog amplifier stages only a limited one additional component effort is required that with a high clock frequency large bandwidth of the measurement signal can be realized, and that the current sensor automatically adapts to a wide range of supply voltages. By integrating a simple rectifier stage, the system can also be switched voltage supplies adapted and - for pure AC applications - u. U. can also be combined with a power supply from the load circuit.

Fig. 2 zeigt beispielhaft eine vorteilhafte Gestaltung der Auswerte- und Treiberelektro­ nik 4, sowie des geschalteten Verstärkers 5 entsprechend dem beschriebenen Prinzip. Die Elektronik 4 speist mit einer Einrichtung 13 den Sensor 3, bereitet sein Ausgangs­ signal M auf und erzeugt mit einer Treibereinrichtung 12 die Ansteuersignale A, A' für zwei Feldeffekttransistoren 9, 10, die in einer Halbbrücke zusammengeschaltet sind. Zur Erzeugung der Ansteuersignale A, A' enthält die Treibereinrichtung 12 einen Hochfrequenzoszillator und einen Pulsweitenmodulator. Entsprechend Richtung und Betrag der aktuellen Sollstromamplitude wird einer der beiden Transistoren 9,10 ge­ taktet. Während der Aus-Phase wirkt die Inversdiode des jeweils anderen Transistors als Freilaufdiode. Hierzu können unterschiedliche Pulsmuster verwendet werden, je­ doch dürfen die beiden Transistoren zur Vermeidung von Kurzschlüssen der Span­ nungsversorgung niemals gleichzeitig eingeschaltet werden. Fig. 2 shows an example of an advantageous design of the evaluation and driver electronics 4 , and the switched amplifier 5 according to the principle described. The electronics 4 feeds the device 3 with a device 13 , prepares its output signal M and generates the drive signals A, A 'for two field effect transistors 9 , 10 , which are interconnected in a half bridge, with a driver device 12 . To generate the control signals A, A ', the driver device 12 contains a high-frequency oscillator and a pulse width modulator. According to the direction and amount of the current target current amplitude, one of the two transistors 9, 10 is clocked. During the off phase, the inverse diode of the other transistor acts as a freewheeling diode. Different pulse patterns can be used for this, but the two transistors must never be switched on at the same time to avoid short circuits in the voltage supply.

Alternativ zu dem hier gezeigten Beispiel können andere Varianten verwendet werden, die sich durch die Ansteuerverfahren, den Typ der eingesetzten Halbleiterschalter (Bipolartransistoren, IGBT, usw.) sowie der Art der Brückenschaltungen (Halbbrücke, Vollbrücke, für reine Wechselstromanwendungen evtl. gemischt mit einer kapazitiven Halbbrücke) und den Anschluß des Meßwiderstands 7 (extern z. B. gegen Masse, oder intern) unterscheiden können. Im Fall unipolarer zu messender Ströme kann das Prinzip auch mit nur einem Halbleiterschalter 11 angewendet werden (siehe Fig. 4), es ist dann jedoch eine Freilaufdiode 8 parallel zur Serienschaltung von Sekundärwick­ lung 6 und Abschlußwiderstand 7 vorzusehen.As an alternative to the example shown here, other variants can be used, which may differ due to the control method, the type of semiconductor switch used (bipolar transistors, IGBT, etc.) and the type of bridge circuits (half bridge, full bridge, for pure AC applications with a capacitive one Half bridge) and the connection of the measuring resistor 7 (external e.g. to ground, or internal). In the case of unipolar currents to be measured, the principle can also be applied with only one semiconductor switch 11 (see FIG. 4), but a freewheeling diode 8 must then be provided in parallel with the series connection of secondary winding 6 and terminating resistor 7 .

Da der zum Betrieb von Magnetfeldsensor 3 und Ansteuerelektronik 4 erforderliche Versorgungsstrom im allgemeinen klein gegenüber dem Kompensationsstrom i2 ist, kann er bei allen Ausführungsformen ohne größere Verluste mit Hilfe einer einfachen Spannungsstabilisation (z. B. bestehend aus der Serienschaltung eines Widerstands und einer Zenerdiode) direkt aus der externen Spannungsversorgung bezogen werden.Since the supply current required to operate the magnetic field sensor 3 and control electronics 4 is generally small compared to the compensation current i2, it can be done directly in all embodiments without major losses with the aid of a simple voltage stabilization (e.g. consisting of the series connection of a resistor and a Zener diode) can be obtained from the external power supply.

Claims (6)

1. Stromsensor nach dem Kompensationsprinzip, insbesondere zur Messung von Gleich- und Wechselströmen, bei dem das in einem Magnetkern (2) von einer vom zu messenden Strom (i1) durchflossenen Primärwicklung (1) erzeugte Magnet­ feld durch den Kompensationsstrom (i2) in einer Sekundärwicklung (6) kompensiert wird, wobei zur Steuerung des Kompensationsstromes (i2) mindestens ein vom Ma­ gnetfeld (2) beeinflußter Sensor (3) Abweichungen vom Nullfluß erfaßt und diesen als Meßwert (M) über eine Auswerteschaltung (4) einer Verstärkeranordnung (5) zur Erzielung des Kompensationsstromes (i2) zuführt, während an den Ausgang der Verstärkeranordnung (5) die Sekundärwicklung (6) in Reihe zu einem Abschlußwi­ derstand (7) angeschlossen ist, so daß am Abschlußwiderstand (7) eine dem zu messenden Strom (i1) proportionale Spannung (ua) anliegt, dadurch gekennzeich­ net daß
  • a) die Verstärkeranordnung (5) als schaltender Verstärker (5) ausgeführt ist und wenigstens eine im Schaltbetrieb arbeitende steuerbare Halbleiterkom­ ponente (9, 10, 11) zur Steuerung des Kompensationsstroms (i2(t)) aufweist, und
  • b) Mittel (4, 12, 13) vorhanden sind, die ein hochfrequentes, in Abhängigkeit vom Meßwert (M) gepulstes Ansteuersignal (A, A') für die wenigstens eine Halbleiterkomponente (9, 10, 11) bilden.
1. Current sensor according to the compensation principle, in particular for measuring direct and alternating currents, in which the magnetic field generated in a magnetic core ( 2 ) by a primary winding ( 1 ) through which the current to be measured (i1) flows is generated by the compensation current (i2) in one Secondary winding ( 6 ) is compensated, wherein to control the compensation current (i2) at least one sensor ( 3 ) influenced by the magnetic field ( 2 ) detects deviations from the zero flux and this as a measured value (M) via an evaluation circuit ( 4 ) of an amplifier arrangement ( 5 ) to achieve the compensation current (i2), while at the output of the amplifier arrangement ( 5 ) the secondary winding ( 6 ) is connected in series to a terminating resistor ( 7 ), so that the terminating resistor ( 7 ) has a current to be measured (i1) proportional voltage (u a ) is present, characterized in that
  • a) the amplifier arrangement ( 5 ) is designed as a switching amplifier ( 5 ) and has at least one controllable semiconductor component ( 9 , 10 , 11 ) operating in switching mode for controlling the compensation current (i2 (t)), and
  • b) there are means ( 4 , 12 , 13 ) which form a high-frequency control signal (A, A ') pulsed as a function of the measured value (M) for the at least one semiconductor component ( 9 , 10 , 11 ).
2. Stromsensor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswer­ teschaltung (4) als Auswerte- und Treiberelektronik (4) ausgeführt ist, mit
  • a) einer Einrichtung (13) zur Stromversorgung des Sensors (3) und zur Aus­ wertung seines Meßwerts (M), und
  • b) einer Treibereinrichtung (12), die einen Hochfrequenzoszillator und einen Modulator enthält,
    womit das Ansteuersignal (A, A') für die wenigstens eine Halbleiterkomponente (9, 10, 11) mit einem vom Meßwert (M) abhängigen Tastverhältnis gebildet wird.
2. Current sensor according to claim 1, characterized in that the evaluation circuit ( 4 ) is designed as evaluation and driver electronics ( 4 ) with
  • a) a device ( 13 ) for powering the sensor ( 3 ) and for evaluating its measured value (M), and
  • b) a driver device ( 12 ) which contains a high-frequency oscillator and a modulator,
    whereby the control signal (A, A ') for the at least one semiconductor component ( 9 , 10 , 11 ) is formed with a duty cycle dependent on the measured value (M).
3. Stromsensor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Tastverhältnis jeweils durch Pulsweitenmodulation eines Oszillator-Ausgangssignals fester Frequenz oder durch Frequenzmodulation eines mit konstanter Pulslänge pul­ senden Oszillator-Ausgangssignals eingestellt ist.3. Current sensor according to claim 2, characterized in that the Duty cycle in each case by pulse width modulation of an oscillator output signal fixed frequency or by frequency modulation of a pulse with constant pulse length send oscillator output signal is set. 4. Stromsensor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in der Aus­ werteschaltung (4) ein in den sekundärseitigen Kompensationsstromkreis eingefüg­ tes bistabiles Element mit Schalthysterese vorhanden ist, mit dessen Hilfe eine sich einstellende Regelschwingung zur Bildung des Ansteuersignals (A, A') genutzt ist.4. Current sensor according to claim 1, characterized in that in the value circuit ( 4 ) an inserted into the secondary compensation circuit tes bistable element with switching hysteresis is present, with the help of which an adjusting control oscillation is used to form the control signal (A, A ') is. 5. Stromsensor nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Verstärkeranordnung (5) allein oder im wesentlichen gebildet ist durch zwei Halbleiterkomponenten (9, 10) in Halbbrückenschaltung.5. Current sensor according to one of the preceding claims, characterized in that the amplifier arrangement ( 5 ) is formed alone or essentially by two semiconductor components ( 9 , 10 ) in a half-bridge circuit. 6. Stromsensor nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkeranordnung (5) durch nur eine Halbleiterkomponente (11) gebildet ist und parallel zur Serienschaltung von Sekundärwicklung (6) und Abschlußwider­ stand (7) eine Freilaufdiode (8) geschaltet ist.6. Current sensor according to one of claims 1 to 4, characterized in that the amplifier arrangement ( 5 ) is formed by only one semiconductor component ( 11 ) and stood in parallel with the series circuit of the secondary winding ( 6 ) and terminating resistor ( 7 ) a free-wheeling diode ( 8 ) is.
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