DE19640814C2

DE19640814C2 - Coding method for introducing an inaudible data signal into an audio signal and method for decoding a data signal contained inaudibly in an audio signal

Info

Publication number: DE19640814C2
Application number: DE19640814A
Authority: DE
Inventors: Albert Dipl Ing Heuberger; Heinz Dr Ing Gerhaeuser; Rainer Dipl Ing Perthold; Ernst Dr Ing Eberlein; Roland Dr Ing Plankenbuehler; Hartmut Dipl Ing Schott; Christian Dipl Ing Neubauer
Original assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Current assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Priority date: 1996-03-07
Filing date: 1996-10-02
Publication date: 1998-07-23
Anticipated expiration: 2016-10-03
Also published as: DE19640825A1; DE19640825C2; DE59700389D1; DE19640814A1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Codierver fahren zur Einbringung eines nicht hörbaren Datensignals in ein Audiosignal, und auf ein Verfahren zum Decodieren eines nicht hörbar in einem Audiosignal enthaltenen Datensignals.The present invention relates to a coding ver drive in for an inaudible data signal an audio signal, and a method for decoding a inaudible data signal contained in an audio signal.

Die Übertragung von nicht hörbaren Datensignalen in einem Audiosignal findet beispielsweise Anwendung bei der Reich weitenforschung für den Rundfunk. Die Reichweitenforschung dient dazu, die Zuhörerverteilung einzelner Radiostationen zuverlässig zu ermitteln. Das zu übertragende Datensignal ist in diesem Fall für den Zuhörer nicht hörbar.The transmission of inaudible data signals in one Audio signal is used, for example, by the Reich wide-ranging research for broadcasting. The range research serves the distribution of listeners of individual radio stations to reliably determine. The data signal to be transmitted is not audible to the listener in this case.

Verfahren zur Reichweitenforschung sind beispielsweise in der WO 94/11989, GB 2260246 A, GB 2292506 A und in der WO 95/04430 beschrieben. Der Nachteil dieser Verfahren besteht darin, daß nicht sichergestellt werden kann, daß das Daten signal zu jedem Zeitpunkt der Übertragung des Audiosignals für den Zuhörer nicht hörbar ist.Methods for range research are for example in WO 94/11989, GB 2260246 A, GB 2292506 A and in WO 95/04430. The disadvantage of this method is in that it cannot be guaranteed that the data signal at any time during the transmission of the audio signal is not audible to the listener.

Die US-A-5,450,490 beschreibt eine Vorrichtung und ein Ver fahren zum Einschließen von Codes in Audiosignale und zum Decodieren derselben. Dieses System verwendet unterschied liche Symbole, die mittels verschränkter Frequenzlinien co diert werden. Um sicherzustellen, daß die übertragenen Da tensignale zu jeder Zeit nicht hörbar sind, wird hinsicht lich der einzelnen Frequenzen, aus denen sich die zu über tragenden Symbole zusammensetzen, eine Maskierungsbeurtei lung durchgeführt. Der Nachteil dieses Verfahren besteht darin, daß die Erzeugung von zu übertragenden Signalen sehr aufwendig ist.US-A-5,450,490 describes an apparatus and a ver drive to include codes in audio signals and to Decode them. This system uses difference Liche symbols that co be dated. To ensure that the transferred Da attention signals are not audible at all times Lich the individual frequencies that make up the over symbols, a masking appraisal performed. The disadvantage of this method is in that the generation of signals to be transmitted is very is complex.

Die nachveröffentlichte Druckschrift WO 97/09797 betrifft eine Vorrichtung zum Übertragen von Hilfsdaten in Audiosi gnalen, bei denen die Hilfsdaten in einem herkömmlichen Au diosignal dadurch übertragen werden, daß die Daten in einem Rauschsignal versteckt werden. Das Rauschsignal hat ein ge spreiztes Spektrum, welches das Spektrum des primären Audio signals simuliert. Die primären Audiodaten werden analy siert, um deren spektrale Form zu bestimmen, und diese spek trale Form wird auf das Spreizspektrumsignal übertragen, wenn dieses mit dem primären Audiosignal zur Übertragung kombiniert wird. Durch Einstellen des Gewinns der einzelnen Signalträger des Spreizspektrumsignals und der Leistung des Rauschsignals können die Hilfsinformationen unhörbar in das primäre Audiosignal eingebracht werden, oder zumindest mit einem gewünschten Pegel unterhalb einer Hörschwelle.The post-published publication WO 97/09797 relates a device for transmitting auxiliary data in audiosi gnalen, where the auxiliary data in a conventional Au diosignal be transmitted in that the data in one Noise signal can be hidden. The noise signal has a ge spread spectrum, which is the spectrum of primary audio signals simulated. The primary audio data is analyzed to determine their spectral shape, and this spec central form is transferred to the spread spectrum signal, if this with the primary audio signal for transmission is combined. By adjusting the profit of each Signal carrier of the spread spectrum signal and the power of the Noise signal can inaudible auxiliary information in the primary audio signal are introduced, or at least with a desired level below a hearing threshold.

Die US-A-5,319,735 betrifft ein Verfahren, bei dem ein aus gewähltes Signalisierungsband innerhalb der Bandbreite eines Audiosignals liegt, in dem das Codierungssignal eingebettet ist. Das Audiosignal wird hierbei über ein Frequenzband, welches das Signalisierungsband umgibt, kontinuierlich si gnalisiert und das Codesignal wird dynamisch gefiltert, um ein modifiziertes Signal zu erhalten, welches Frequenzkompo nenten aufweist, die zu jedem Zeitpunkt einen kleinen, vor bestimmten Anteil der Pegel des entsprechenden Audiosignals darstellen. Sinngemäß können modifizierte Codesignale mit dem Audiosignal kombiniert werden, um ein zusammengesetztes Audiosignal zu erhalten, welches beim Hören von dem ur sprünglichen Audiosignal nicht zu unterscheiden ist.US-A-5,319,735 relates to a method in which one of selected signaling band within the bandwidth of one Audio signal lies in which the coding signal is embedded is. The audio signal is transmitted over a frequency band, continuously surrounding the signaling band signaled and the code signal is dynamically filtered to to get a modified signal, which frequency compo has a small, at any time before certain proportion of the levels of the corresponding audio signal represent. Modified code signals can be used with the audio signal can be combined to form a composite To get audio signal, which when listening to the ur original audio signal is indistinguishable.

Ausgehend von diesem Stand der Technik liegt der vorliegen den Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein verbessertes Ver fahren zum Codieren eines nicht hörbar in einem Audiosignal enthaltenen Datensignals zu schaffen, bei dem sichergestellt ist, daß das zu übertragende Datensignal vom menschlichen Ohr nicht wahrgenommen wird, gegenüber Interferenzerschei nungen unanfällig ist und eine gute Kanalausnutzung bildet, wobei das Datensignal sicher und einfach decodiert werden kann.Based on this state of the art, this is the case the invention has the object of an improved Ver drive to encode an inaudible in an audio signal data signal to ensure that is that the data signal to be transmitted from the human Ear is not perceived, compared to interference interference is insensitive and makes good channel utilization, the data signal being decoded safely and easily can.

Diese Aufgabe wird durch ein Codierverfahren gemäß Anspruch 1 gelöst.This object is achieved by a coding method according to claim 1 solved.

Ein Vorteil der erfindungsgemäßen Verfahren besteht darin, daß Informationen in ein Audiosignal eingebracht werden, ohne daß sie vom menschlichen Ohr wahrgenommen werden, aber von einem Detektor sicher decodiert werden. Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß die Spread-Spektrum-Modulation verwendet wird, bei der die In formation bzw. das Datensignal in das gesamte Übertragungs band gespreizt wird, wodurch die Anfälligkeit gegenüber In terferenzerscheinungen und die Mehrwegausbreitung reduziert wird. Gleichzeitig ergibt sich eine gute Kanalausnutzung.An advantage of the methods according to the invention is that that information is introduced into an audio signal, without being perceived by the human ear, but can be safely decoded by a detector. Another Advantage of the present invention is that the Spread spectrum modulation is used, in which the In formation or the data signal in the entire transmission band is spread, which increases the susceptibility to In interference phenomena and the multipath propagation reduced becomes. At the same time, there is good channel utilization.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird die Nichthörbarkeit dadurch erreicht, daß das Audiosignal, welches beispiels weise ein Musiksignal ist, dem das Datensignal bzw. die In formationen beigefügt werden sollen, einer Psychoakustikbe rechnung unterzogen wird. Aus dieser wird die Maskierungs schwelle ermittelt und das Spread-Spektrum-Signal wird mit dieser gewichtet. Dies stellt sicher, daß zu keinem Zeit punkt mehr Energie zur Datenübertragung verwendet wird, als psychoakustisch zulässig ist.According to the present invention, the inaudibility thereby achieved that the audio signal, which for example is a music signal to which the data signal or the In formations are to be attached to a psychoacoustic label is subjected to invoice. This becomes the masking threshold is determined and the spread spectrum signal is included this weighted. This ensures that at no time point more energy is used for data transmission than is permitted psychoacoustically.

Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung verwendet das Verfahren zum Decodieren des codier ten Datensignals ein nicht-rekursives Filter (Matched-Fil ter). Der Vorteil besteht darin, daß dieses Filter zur Kor relation und Rekonstruktion verwendet werden kann, so daß sich das Verfahren zum Decodieren besonders einfach gestal tet, was im Hinblick auf eine spätere Hardwarerealisierung vorteilhaft ist. Ein das erfindungsgemäße Verfahren ausfüh render Decodierer kann beispielsweise in der Form einer Arm banduhr vorgesehen sein, der leicht von Testpersonen getra gen werden kann.According to a preferred embodiment of the present Invention uses the method of decoding the encoding th data signal a non-recursive filter (matched fil ter). The advantage is that this filter for cor relation and reconstruction can be used so that the decoding process is particularly simple what with regard to a later hardware implementation is advantageous. Execute the method according to the invention render decoder, for example, in the form of an arm Wristwatch can be provided, which can easily be found by test persons can be gen.

Bevorzugte Weiterbildungen der erfindungsgemäßen Verfahren sind in den Unteransprüchen definiert.Preferred developments of the method according to the invention are defined in the subclaims.

Nachfolgend werden anhand der beiliegenden Zeichnungen be vorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung näher erläutert. Es zeigen:Below will be with reference to the accompanying drawings preferred embodiments of the present invention explained in more detail. Show it:

Fig. 1 ein Codierer zur Ausführung des erfindungsgemäßen Codierverfahrens; Fig. 1, an encoder for performing the coding method according to the invention;

Fig. 2 eine Darstellung des Übertragungsrahmens, der zur Übertragung des Nutzsignals verwendet wird; Fig. 2 is an illustration of the transmission frame used to transmit the useful signal;

Fig. 3 ein Blockdiagramm des in Fig. 1 dargestellten Quellencodierungsblocks; Figure 3 is a block diagram of the source coding block shown in Figure 1;

Fig. 4 ein Decodierer zum Ausführen des erfindungsgemäßen Verfahrens zum Decodieren; und Fig. 4 is a decoder for performing the method according to the invention for decoding; and

Fig. 5 ein Blockdiagramm des in Fig. 4 dargestellten Da tendecodieres. Fig. 5 is a block diagram of the Da tendecodieres shown in Fig. 4.

Nachfolgend wird anhand der Fig. 1 ein Ausführungsbeispiel eines Codierers näher beschrieben, der zur Ausführung des erfindungsgemäßen Codierverfahrens zur Einbringung eines nicht hörbaren Datensignals in ein Audiosignal verwendet wird. Es wird darauf hingewiesen, daß die in Fig. 1 darge stellte Schaltung lediglich ein bevorzugtes Ausführungsbei spiel darstellt, und die vorliegende Erfindung nicht darauf beschränkt ist. An exemplary embodiment of an encoder which is used to carry out the inventive coding method for introducing an inaudible data signal into an audio signal is described in more detail below with reference to FIG. 1. It should be noted that the circuit shown in FIG. 1 is only a preferred embodiment, and the present invention is not so limited.

Die in Fig. 1 dargestellte Codierschaltung besteht aus einem Transformationsblock 100, einem Psychoakustikblock 102, einem Datensignalgenerator 104, einem Quellencodierungsblock 105, einem Pseudo-Noise-Signalgenerator 106, einem BPSK-Ba sisbandmodulator 108 (BPSK = Binary Phase Shift Keying = bi näre Phasenverschiebungstastung), einem BPSK-Modulator 110, einer Einrichtung zum Gewichten von zwei Signalen 112, einem Rücktransformationsblock 114 und einer Superpositions- bzw. Überlagerungseinrichtung 116. Bei dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel sind der BPSK-Basisbandmodulator 108, der BPSK-Modulator 110 und die Einrichtung zum Gewichten von zwei Signalen 112 jeweils durch einen Multiplizierer ge bildet. Ferner ist ein weiterer Transformationsblock 118 vorgesehen, der das Ausgangssignal s(l) des BPSK-Modulators 110 in den Spektralbereich transformiert.The encoding circuit shown in Fig. 1 consists of a transformation block 100, a Psychoacoustic block 102, a data signal generator 104, a source encoder block 105, a pseudo-noise signal generator 106, a BPSK-Ba sisbandmodulator 108 (BPSK = Binary Phase Shift Keying bi ary Phase Shift Keying ), a BPSK modulator 110 , a device for weighting two signals 112 , a reverse transformation block 114 and a superposition or superimposition device 116 . In the embodiment shown in FIG. 1, the BPSK baseband modulator 108 , the BPSK modulator 110 and the device for weighting two signals 112 are each formed by a multiplier. A further transformation block 118 is also provided, which transforms the output signal s (l) of the BPSK modulator 110 into the spectral range.

Der Transformationsblock 100 ist mit einem Eingang EIN der Schaltung verbunden. Der Ausgang des Transformationsblock 100 ist mit dem Psychoakustikblock 102 verbunden. Der Ein gang der Schaltung ist ferner mit einem Eingang der Superpo sitionseinrichtung 116 verbunden.Transformation block 100 is connected to an input ON of the circuit. The output of transformation block 100 is connected to psychoacoustic block 102 . The input of the circuit is also connected to an input of the superpo sitionseinrichtung 116 .

Der Ausgang des Pseudo-Noise-Signalgenerators 106 ist mit einem Eingang des BPSK-Basisbandmodulators 108 verbunden und der Ausgang des Datensignalgenerators 104 mit dem Eingang des Quellencodierungsblocks 105 verbunden, dessen Ausgang wiederum mit dem anderen Eingang des BPSK-Basisbandmodula tors 108 verbunden ist. Der Ausgang des BPSK-Basisbandmodu lators 108 ist mit einem Eingang des BPSK-Modulators 110 verbunden, dessen anderer Eingang mit einem Signalgenerator (nicht dargestellt) verbunden ist, der ein cosinusförmiges Signal an den anderen Eingang des BPSK-Modulators 110 an legt. Der Ausgang des BPSK-Modulators 110 ist mit dem wei teren Transformationsblock 118 verbunden, dessen Ausgang mit der Gewichtungseinrichtung 112 verbunden ist.The output of the pseudo-noise signal generator 106 is connected to an input of the BPSK baseband modulator 108 and the output of the data signal generator 104 is connected to the input of the source coding block 105 , the output of which is in turn connected to the other input of the BPSK baseband modulator 108 . The output of the BPSK baseband modulator 108 is connected to an input of the BPSK modulator 110 , the other input of which is connected to a signal generator (not shown) which applies a cosine signal to the other input of the BPSK modulator 110 . The output of the BPSK modulator 110 is connected to the further transformation block 118 , the output of which is connected to the weighting device 112 .

Der Ausgang des Psychoakustikblocks 102 ist ebenfalls mit der Gewichtungseinrichtung 112 verbunden. Der Ausgang der Gewichtungseinrichtung 112 ist mit einem Eingang des Rück transformationsblocks 114 verbunden. Der Ausgang des Rück transformationsblocks 114 ist mit einem weiteren Eingang der Superpositionseinrichtung 116 verbunden, wobei der Ausgang der Superpositionseinrichtung 116 mit einem Ausgang AUS der Schaltung verbunden ist.The output of the psychoacoustic block 102 is also connected to the weighting device 112 . The output of the weighting device 112 is connected to an input of the reverse transformation block 114 . The output of the inverse transform block 114 is connected to a further input of the superposition unit 116, the output of the superposition device 116 is connected to an output OUT of the circuit.

Nachfolgend wird anhand der Fig. 1 ein bevorzugtes Ausfüh rungsbeispiel des erfindungsgemäßen Codierverfahrens näher beschrieben.A preferred embodiment of the coding method according to the invention is described in more detail below with reference to FIG. 1.

Zunächst wird am Eingang "EIN" ein Musiksignal n(k) einge speist, das beispielsweise als digitales PCM-Musiksignal vorliegt (PCM = Pulsed Code Modulation). Im Transformations block 100 wird das Musiksignal zunächst einer Fensterung mit Hanningfenster unterzogen und anschließend mittels einer schnellen Fourier-Transformation (FFT = fast fourier trans formation) mit einer Länge von 1024 mit 50% Überlappung (Overlap) in den Spektralbereich umgewandelt. Danach liegt das Spektrum N(ω) des Musiksignals n(k) mit 512 Frequenz linien vor, das als Eingangssignal für die Psychoakustik 102 verwendet wird. Das Spektrum des Musiksignals wird gleich zeitig an die Superpositionseinrichtung 116 angelegt, wie dies durch den Pfeil 120 verdeutlicht ist.First, a music signal n (k) is fed in at the input "ON", which is present, for example, as a digital PCM music signal (PCM = Pulsed Code Modulation). In the transformation block 100 , the music signal is first subjected to a windowing with a Hanning window and then converted into the spectral range by means of a fast Fourier transformation (FFT = fast fourier transformation) with a length of 1024 with 50% overlap. Then there is the spectrum N (ω) of the music signal n (k) with 512 frequency lines, which is used as an input signal for the psychoacoustics 102 . The spectrum of the music signal is simultaneously applied to the superposition device 116 , as is shown by the arrow 120 .

Im Psychoakustikblock 102 wird das Spektrum N(ω) in kriti sche Bänder (critical bands) aufgeteilt. Diese Bänder haben eine Breite von 1/3 bark, was abhängig von Abtastfrequenz (im vorliegenden Beispiel beträgt diese z. B. 44,1 kHz oder 48 kHz) eine Bandanzahl von ca. 60 kritischen Bändern er gibt. Die Zuordnung der Frequenzen f(Hz) in Bänder z(bark) orientiert sich an der Bandeinteilung, die das menschliche Ohr beim Hörvorgang vornimmt und ist beispielsweise im Stan dard ISO/IEC 11172-3 tabellarisch notiert. In diesen kriti schen Bändern wird die Bandenergie durch Summation des Real teils und des Imaginärteils des Spektrums N(ω) gemäß der nachfolgenden Gleichung bestimmt:
In psychoacoustic block 102 , the spectrum N (ω) is divided into critical bands. These bands have a width of 1/3 bark, which, depending on the sampling frequency (in the present example this is 44.1 kHz or 48 kHz, for example) gives a band number of approximately 60 critical bands. The assignment of the frequencies f (Hz) in bands z (bark) is based on the band division that the human ear makes during the hearing process and is listed in a table, for example, in standard ISO / IEC 11172-3. In these critical bands, the band energy is determined by summing the real part and the imaginary part of the spectrum N (ω) according to the following equation:

E_i = Re (Nω_i))² + Im (Nω_i))² E _i = Re (Nω _i )) ² + Im (Nω _i )) ²

Diese Energieverteilung wird nun einer Spreizung unterwor fen. Hierfür wird für jedes Band die sogenannte Spreizungs funktion berechnet, wobei die Berechnung dem Standard ISO/IEC 11172-3 (1993) folgt. Anschließend werden die 60 er haltenen Spreizungsverläufe mit den Bandenergien gefaltet und man erhält den Verlauf der Erregung. Aus dieser läßt sich unter Berücksichtigung des Verdeckungsmaßes die Mas kierungsschwelle W(z) für nichttonale Audiosignale mit einem Stützpunkt pro kritischem Band z berechnen.This energy distribution is now subject to a spread fen. The so-called spreading is used for each band function calculated, the calculation being the standard ISO / IEC 11172-3 (1993) follows. Then the 60s holding spread curves folded with the band energies and you get the course of excitement. From this leaves the mas marking threshold W (z) for non-tonal audio signals with a Calculate the base point per critical band z.

Für tonale Audiosignale ist die Maskierungsschwelle W(z) er heblich niedriger anzusetzen. Daher wird mit Hilfe einer Si gnalprädiktion ein Maß für die Tonalität für jede Frequenz linie bestimmt. Die Prädiktion bestimmt aus den beiden zu rückliegenden FFTs für jede Linie eine prädizierten Vektor durch Addition der Phasen- und Betragsdifferenz zum Vektor der letzten FFT-Linie. Anschließend wird ein Fehlervektor durch Differenzbildung von prädiziertem Vektor und tatsäch lich aus der FFT erhaltenen Vektor gebildet.For tonal audio signals, the masking threshold is W (z) er to be set much lower. Therefore, with the help of a Si Signal prediction is a measure of the tonality for each frequency line determined. The prediction determines from the two past FFTs for each line have a predicted vector by adding the phase and magnitude difference to the vector the last FFT line. Then an error vector by forming the difference between the predicted vector and the actual Lich obtained from the FFT vector.

Durch linienweise Betragsbildung des Fehlervektors berechnet sich ein Maß für die Unvorhersagbarkeit des Signals (engl. Abk. cw = chaos measure) für jedes ω. Aus dem "cw"-Wert, der Werte zwischen 0 - "sehr tonal" - und 1 - "nicht tonal" - an nehmen kann, wird das Verdeckungsmaß, das bei der Be rechnung der Maskierungsschwelle zu berücksichtigen ist, ausgerechnet.Calculated by line-by-line magnification of the error vector a measure of the unpredictability of the signal. Abbr. Cw = chaos measure) for each ω. From the "cw" value, the values between 0 - "very tonal" - and 1 - "not tonal" - on can take, the degree of concealment, which is the Be calculation of the masking threshold must be taken into account, of all places.

Alternativ kann die Berechnung der Maskierungsschwelle auch anders erfolgen. Die aus der FFT erhaltenen Spektrallinien werden in kritische Bänder zusammengefaßt. Diese Bänder ha ben eine Breite von 1/3 bark, was abhängig von Abtastfre quenz (im vorliegenden Beispiel beträgt diese z. B. 44,1 kHz oder 48 kHz) eine Bandanzahl von ca. 60 kritischen Bändern ergibt. Die Zuordnung der Frequenzen f(Hz) in Bänder z(bark) orientiert sich an der Bandeinteilung, die das menschliche Ohr beim Hörvorgang vornimmt und ist beispielsweise im Stan dard ISO/IEC 11172-3 tabellarisch notiert. In diesen kriti schen Bändern wird die Bandenergie durch Summation des Real teils und des Imaginärteils des Spektrums N(ω) gemäß der nachfolgenden Gleichung bestimmt:
Alternatively, the masking threshold can be calculated differently. The spectral lines obtained from the FFT are summarized in critical bands. These bands have a width of 1/3 bar, which, depending on the sampling frequency (in the present example this is 44.1 kHz or 48 kHz, for example) results in a band number of approximately 60 critical bands. The assignment of the frequencies f (Hz) in bands z (bark) is based on the band division that the human ear makes during the hearing process and is listed in a table, for example, in standard ISO / IEC 11172-3. In these critical bands, the band energy is determined by summing the real part and the imaginary part of the spectrum N (ω) according to the following equation:

E_i = Re (N(ω_i))² + Im (N(ω_i))² E _i = Re (N (ω _i )) ² + Im (N (ω _i )) ²

Es sei nun angenommen, daß in dem gesamten Band nur tonale Signale vorliegen. In diesem Fall (worst case) ergibt sich die Maskierungsschwelle um einen festen Betrag unter der Energieverteilung des Musiksignals. Als maximales Ver deckungsmaß können z. B. -18 dB angenommen werden. Der Vorteil dieses Verfahrens besteht darin, daß die Berechnung sehr einfach ist, da weder Faltungen noch Prädiktionen vorgenom men werden müssen. Der Nachteil ist, daß u. U. Energiereser ven, die das Musiksignal an Verdeckung liefert nicht genutzt werden. Hat man jedoch eine ausreichende Verarbeitungsver stärkung (processing-gain) bereitgestellt, stört dieser Nachteil nicht.It is now assumed that in the entire volume only tonal Signals are present. In this case (worst case) it follows the masking threshold by a fixed amount below the Energy distribution of the music signal. As the maximum ver coverage can z. B. -18 dB can be assumed. The advantage this method is that the calculation is very is simple since neither folds nor predictions are made need to be. The disadvantage is that u. U. energy readers ven, which delivers the music signal to concealment not used will. However, you have sufficient processing ver provided reinforcement (processing gain), this interferes Disadvantage not.

W(z) wird in nun in W(ω) umgerechnet, wobei diese Umrech nung gemäß dem Standard ISO/IEC 11172-3 erfolgt. Der Verlauf der Maskierungsschwelle W(ω) liegt somit am Ausgang des Blocks 102 an, und zeigt an, bis zu welchem Energiepegel an dem Signal an einer Stelle ω Energie zugeführt werden darf, damit diese Änderung unhörbar bleibt.W (z) is now converted into W (ω), this conversion being carried out in accordance with the ISO / IEC 11172-3 standard. The profile of the masking threshold W (ω) is thus present at the output of the block 102 , and indicates the energy level up to which energy can be supplied at a point ω so that this change remains inaudible.

Der Datensignalgenerator 104 (DSG) stellt das Nutzdatensig nal x(n) zur Verfügung, das im Regelfall zyklisch wiederholt wird, um jederzeit eine Decodierung in einem Decoder zu er möglichen. Das Datensignal hat eine Bandbreite von bei spielsweise 50 Hz. Die Daten am Ausgang des DSG 104 liegen als Binärsignal vor und haben eine niedrige Bitrate 1/T_x im Bereich von 1-100 Bit/s. Das Spektrum dieses Signals muß im Vergleich zum Spektrum des Signals, das von dem PN-Signalge nerator 106 mit ω_x abgegeben wird, sehr schmalbandig sein. The data signal generator 104 (DSG) provides the useful data signal x (n), which is generally repeated cyclically in order to enable decoding in a decoder at any time. The data signal has a bandwidth of 50 Hz, for example. The data at the output of the DSG 104 are in the form of a binary signal and have a low bit rate 1 / T _x in the range from 1-100 bit / s. The spectrum of this signal must be very narrow-band compared to the spectrum of the signal which is output by the PN signal generator 106 with ω _x .

Die Nutzdatensignale x(n) bestehen bei dem in Fig. 1 be schriebenen Ausführungsbeispiel aus Worten mit einer Länge von 11 Bit. Diese Datenworte sind in einem Rahmen (Frame) eingebaut, der eine Länge zwischen 26 und 29 Bit. In Fig. 2 ist der Aufbau eines solchen Übertragungsrahmens näher dar gestellt. Der Übertragungsrahmen 200 umfaßt vier Abschnitte 202, 204, 206, 208. Der erste Abschnitt ist ein Synchronwort 202, das aus sieben Bits (Bits 0 bis 6) besteht und bei dem in Fig. 2 dargestellten Beispiel durch die Bitfolge 1111110 gebildet ist. Der zweite Abschnitt 202 dient dem Fehler schutz und besteht aus vier Bits (Bits 7 bis 10). Der dritte Abschnitt 206 enthält das Datenwort, das eine Länge von 11 Bits hat (Bits 11 bis 21). Der vierte Abschnitt 208 enthält eine Überprüfungssumme (Checksumme) aus vier Bits (Bits 22 bis 25).In the exemplary embodiment described in FIG. 1, the useful data signals x (n) consist of words with a length of 11 bits. These data words are built into a frame that has a length of between 26 and 29 bits. In Fig. 2, the structure of such a transmission frame is presented in more detail. The transmission frame 200 comprises four sections 202 , 204 , 206 , 208 . The first section is a synchronous word 202 , which consists of seven bits (bits 0 to 6) and, in the example shown in FIG. 2, is formed by the bit sequence 1111110. The second section 202 is used for error protection and consists of four bits (bits 7 to 10). The third section 206 contains the data word, which is 11 bits long (bits 11 to 21). The fourth section 208 contains a checksum (checksum) of four bits (bits 22 to 25).

Der Fehlerschutz (Abschnitt 204 in Fig. 2) wird durch einen nichtsystematischen (15, 11)-Hammingcode realisiert. Mit die sem Code lassen sich alle 1-Bit-Fehler korrigieren. Bei Mehr-Bit-Fehlern wird das erhaltene Datenwort als falsch verworfen. Der Vorteil dieses Codes besteht darin, daß er ohne großen Rechneraufwand realisierbar ist und damit auch hinsichtlich des Dekodierverfahrens geeignet ist.The error protection (section 204 in FIG. 2) is implemented by a non-systematic (15, 11) hamming code. With this code, all 1-bit errors can be corrected. In the case of multi-bit errors, the data word received is rejected as incorrect. The advantage of this code is that it can be implemented without great computer effort and is therefore also suitable with regard to the decoding method.

Da der Übertragungskanal bitorientiert arbeitet muß der Übertragungsrahmen mit einem HDLC-Protokoll übertragen werden (HDLC = high-level data link control = hochstufige Datenverbindungssteuerung). Dieses Protokoll ist derart mo difiziert, daß nicht nur nach sechs aufeinanderfolgenden "1"-Bits eine "0" eingefügt wird, sondern auch nach sechs "0"-Bits eine "1". Diese Modifikation ist erforderlich, um Phasendrehungen, die auf dem Kanal auftreten können, zu er kennen und zu korrigieren.Since the transmission channel works bit-oriented, the Transfer frame with an HDLC protocol (HDLC = high-level data link control = high-level Data connection control). This protocol is so mo that not only differs after six consecutive "1" bits a "0" is inserted, but also after six "0" bits a "1". This modification is required to Phase rotations that can occur on the channel to it know and correct.

Der Übertragungsrahmen 200 wird durch den Quellencodierungs block 105 (Fig. 1) aufgebaut. In Fig. 3 ist der Quellenco dierungsblock 105 im Detail dargestellt. The transmission frame 200 is constructed by the source coding block 105 ( FIG. 1). In Fig. 3 the Quellenco dierungsblock 105 is shown in detail.

Dem Quellencodierungsblock 105 werden von dem Datensignalge nerator 104 die Datensignale bereitgestellt. Am Eingang 302 des Blocks 105 liegen die Daten als Datenworte mit 11 Bit Länge vor, wie dies in Fig. 3 dargestellt ist. Der Übertra gungsrahmen wird nun derart aufgebaut, daß zunächst der Feh lerschutz in einem ersten Block 304 durch den (15, 11)-Ham mingcode realisiert wird. Der Rahmen hat nun eine Länge von 15 Bits. Anschließen wird in einem zweiten Block 306 die Überprüfungssumme dem Rahmen zugefügt. Die Länge ist danach 19 Bits. Im Block 318 erfolgt die erforderliche Codierung des Übertragungsrahmens durch einen HDLC-Codierer, was zu einer Länge des Rahmens von 19 bis 22 Bits führt. Das am Ausgang des Block 308 vorliegende Binärsignal wird nun in ein antipodisches Signal umgewandelt. Dies kann z. B. mit der Zuordnung 0 - < 1 und 1 - < -1 erfolgen. Um den Rahmen zu vervollständigen wird diesem im Block 310 das Synchronwort zugefügt. Am Ausgang 312 des Quellencodierungsblocks 105 liegt der Übertragungsrahmen mit einer Länge von 26 bis 29 Bits an, der dem BPSK-Basisbandmodulator 108 zugeführt wird.The source coding block 105 is provided by the data signal generator 104 with the data signals. At input 302 of block 105 , the data are present as data words with an 11-bit length, as shown in FIG. 3. The transmission frame is now constructed such that the error protection is first implemented in a first block 304 by the (15, 11) haming code. The frame is now 15 bits long. The check sum is then added to the frame in a second block 306 . The length is then 19 bits. In block 318 , the required coding of the transmission frame is carried out by an HDLC encoder, which leads to a length of the frame of 19 to 22 bits. The binary signal present at the output of block 308 is now converted into an antipodal signal. This can e.g. B. with the assignment 0 - <1 and 1 - <-1. To complete the frame, the sync word is added to it in block 310 . At the output 312 of the source coding block 105 is the transmission frame with a length of 26 to 29 bits, which is fed to the BPSK baseband modulator 108 .

Der Pseudo-Noise-Signalgenerator 106 (PNSG) stellt das Spreizungssignal g(l) mit der Bitrate 1/Tg bereit. Die Band breite ω_g dieses Signals bestimmt die Bandbreite ω_s des Spread-Spektrum-Signals und legt bei dem in Fig. 1 darge stellten Ausführungsbeispiel im Bereich von 6 kHz. Die hö heren Frequenzen, die ein hochwertiges Musiksignal bietet, wurden unter Berücksichtigung des Frequenzgangs der Wieder gabegeräte (z. B. Kofferradios) außer Acht gelassen. Der PNSG 106 ist gemäß einem Ausführungsbeispiel als rückgekoppeltes Schieberegister aufgebaut und liefert eine pseudozufällige Pseudo-Noise-Sequenz (PN Sequenz) der Länge N. Diese Sequenz muß im Decoder zur Decodierung des Signals bekannt sein.The pseudo-noise signal generator 106 (PNSG) provides the spread signal g (l) with the bit rate 1 / Tg. The bandwidth ω _{g of} this signal determines the bandwidth ω _{s of} the spread spectrum signal and is in the embodiment shown in FIG. 1 Darge in the range of 6 kHz. The higher frequencies that a high-quality music signal offers have been disregarded, taking into account the frequency response of the playback devices (e.g. portable radios). According to one exemplary embodiment, the PNSG 106 is constructed as a feedback shift register and supplies a pseudo-random pseudo-noise sequence (PN sequence) of length N. This sequence must be known in the decoder for decoding the signal.

Das Verhältnis T_x/T_n wird als Spreizungsfaktor bezeichnet und bestimmt direkt das Signal-Rausch-Verhältnis, bis zu dem das Verfahren noch zuverlässig arbeitet. Gemäß dem hier beschriebenen Ausführungsbeispiel beträgt der Spreizungs faktor 128 und damit das Signal-Rausch-Verhältnis S/N = 10 log 10(T_x/T_n) = -21 dB.The ratio T _x / T _n is called the spreading factor and directly determines the signal-to-noise ratio up to which the method still works reliably. According to the embodiment described here, the spreading factor is 128 and thus the signal-to-noise ratio S / N = 10 log 10 (T _x / T _n ) = -21 dB.

Das vorliegende Binärsignal g(l) des PNSG 106 wird nun in ein antipodisches Signal umgewandelt. Dies kann z. B. mit der Zuordnung 0 - < 1 und 1 - < -1 erfolgen. Nach dieser Format tierung ist das Signal aufbereitet und wird dem BPSK-Basis bandmodulator zugeführt.The present binary signal g (l) of the PNSG 106 is now converted into an antipodal signal. This can e.g. B. with the assignment 0 - <1 and 1 - <-1. After this formatting, the signal is processed and fed to the BPSK base band modulator.

Der BPSK-Basisbandmodulator 108 gestaltet sich bei der Ver wendung antipodischer Signale einfach, da eine Abtastwert weise Multiplikation der BPSK-Modulation entspricht. Das sich ergebende Signal h(l) = g(l)x'(n) hat eine Bandbreite von ω_h ≈ 6 kHz. Die Amplitudenwerte sind -1 und 1. Das Si gnal hat das Hauptmaximum bei 0 Hz, liegt also im Basisband vor.The BPSK baseband modulator 108 is simple when using antipodal signals, since a sample value corresponds to multiplication of the BPSK modulation. The resulting signal h (l) = g (l) x '(n) has a bandwidth of ω _h ≈ 6 kHz. The amplitude values are -1 and 1. The signal has the main maximum at 0 Hz, ie it is in the baseband.

Das Basisbandsignal h(l) wird nun dem BPSK-Modulator 110 zu geführt. Dort wird das Basisbandsignal h(l) auf einen cosi nusförmigen Träger cos(ω_Tt) aufmoduliert. Die Frequenz des Trägers beträgt die Hälfte der Bandbreite des Spreizbandsi gnals im Basisband. Somit kommt die erste Nullstelle des mo dulierten Spektrums bei 0 Hz zu liegen. Dadurch kann das Si gnal auf Kanälen übertragen werden, deren Übertragungsfunk tion im Bereich von 0 bis 100 Hz stark dämpft, wie dies bei Audioübertragungen über Lautsprecher und Mikrophon zu erwar ten ist.The baseband signal h (l) is now fed to the BPSK modulator 110 . There, the baseband signal h (l) is modulated onto a cosine-shaped carrier cos (ω _T t). The frequency of the carrier is half the bandwidth of the spreading band signal in the baseband. The first zero of the modulated spectrum thus comes to be at 0 Hz. As a result, the signal can be transmitted on channels whose transmission function dampens strongly in the range from 0 to 100 Hz, as can be expected in audio transmissions via loudspeakers and microphone.

Alternativ kann die Modulation statt mit einem Trägercosinus auch durch geeignete Codierung erfolgen. Durch seine beson dere Eigenschaft mittelwertfrei zu sein, kann auch der Man chester-Code Verwendung finden. Durch seine Mittelwertfrei heit kommt somit hier auch bei 0 Hz keine Energie des Spreizbandsignals zu liegen, was für die Übertragbarkeit wichtig ist. Die Codiervorschrift für den Manchester-Code lautet 0 - < 10 und 1 - < 01. Die Anzahl der Bits verdoppeln sich also.Alternatively, the modulation can be used instead of a carrier cosine also be done by suitable coding. Because of its particular the man chester code are used. Due to its mean free So there is no energy from the Spread band signal to lie, which is for portability important is. The coding rule for the Manchester code reads 0 - <10 and 1 - <01. Double the number of bits so yourself.

Das Zeitsignal s(l), das am Ausgang des BPSK-Modulators 110 anliegt, wird nun mittels einer schnellen Fourier-Transfor mation im Transformationsblock 118 in den Spektralbereich transformiert, so daß am Ausgang des Blocks 118 S(ω) an liegt.The time signal s (l), which is present at the output of the BPSK modulator 110 , is now transformed by means of a fast Fourier transform in the transformation block 118 into the spectral range, so that S (ω) is present at the output of the block 118 .

Der spektrale Verlauf des gespreizten Nutzsignals S(ω) wird nun mit dem Verlauf der Maskierungsschwelle W(ω) durch den Gewichtungsblock 112 gewichtet, was dazu führt, daß an kei ner Stelle im Audiospektrum mehr Rauschenergie durch das Spread-Spektrum-Signal eingebracht wird, als das menschliche Ohr wahrnehmen kann. In Bezug auf die Demodulation des Nutz signals wirkt sich der statisch verändernde Verlauf der Energieverteilung im Nutzsignal nur geringfügig aus, da das Verfahren gerade in diesem Zusammenhang besonders leistungs fähig ist.The spectral profile of the spread useful signal S (ω) is now weighted with the profile of the masking threshold W (ω) by the weighting block 112 , which means that no noise energy is introduced by the spread spectrum signal at any point in the audio spectrum, than the human ear can perceive. With regard to the demodulation of the useful signal, the statically changing course of the energy distribution in the useful signal has only a minor effect, since the method is particularly powerful in this context.

Anschließend erfolgt eine Rücktransformation durch eine in verse schnelle Fourier-Transformation im Block 114, so daß das codierte Musiksignal wieder im Zeitbereich vorliegt. Bei der Rücktransformation sind die 50% Überlappung zu beachten.This is followed by a reverse transformation by an inverse fast Fourier transform in block 114 , so that the encoded music signal is again in the time domain. The 50% overlap must be taken into account for the reverse transformation.

Beim Block 116 wird das psychoakustisch gewichtete Nutzsig nal im Zeitbereich zum Musiksignals n(k) addiert.At block 116 , the psychoacoustically weighted useful signal is added to the music signal n (k) in the time domain.

Am Ausgang "AUS" liefert der Codierer ein digitales PCM-Si gnal n_c(k), das auf einer beliebigen Übertragungsstrecke übermittelt werden kann, solange diese eine Bandbreite von mindestens 6 kHz aufweist.At the "OFF" output, the encoder supplies a digital PCM signal n _c (k) that can be transmitted on any transmission link as long as it has a bandwidth of at least 6 kHz.

Alternativ zu dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel kann anstelle des Eingangs der Schaltung der Ausgang des Transformationsblocks 100 zusätzlich mit der Überlagerungs einrichtung 116 verbunden sein. In diesem Fall erfolgt eine Überlagerung des spektralen Spreizungssignals und des spek tralen Audiosignals und anschließend die Rücktransformation in den Zeitbereich.As an alternative to the exemplary embodiment described above, instead of the input of the circuit, the output of the transformation block 100 can additionally be connected to the superimposition device 116 . In this case, the spectral spreading signal and the spectral audio signal are superimposed and then back-transformed into the time domain.

Nachfolgend wird ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel einer Decodierschaltung beschrieben, die zur Ausführung eines be vorzugten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Verfah rens zum Decodieren eines nicht hörbar in einem Audiosignal enthaltenen Datensignals verwendet wird.Below is a preferred embodiment of one Decoding circuit described to perform a be preferred embodiment of the inventive method rens for decoding an inaudible in an audio signal contained data signal is used.

Der Decodierer umfaßt ein Mikrophon 400, das ein beispiels weise von einem Rundfunkempfänger abgestrahltes Musiksignal empfängt. Der Ausgang des Mikrophons 400 ist mit dem Eingang eines Tiefpasses 402 verbunden, dessen Ausgang mit einem Verstärker 404 mit automatischer Vertärkungssteuerung ver bunden ist. Der Ausgang des Verstärkers 404 ist mit einem Analog/Digital-Wandler 406 verbunden. Der Ausgang des Ana log/Digital-Wandler 406 ist mit dem Eingang eines nicht-re kursiven Filters 408 (matched FIR-Filter) verbunden, dessen Ausgang mit einem Eingang eines Bitsynchronisationssteue rungsblocks 410 verbunden ist. Der Ausgang des Blocks 410 ist mit dem Eingang eines Datendecodieres 412 verbunden. Am Ausgang des Datendecodieres 412 liegt das decodierte Daten signal vor.The decoder comprises a microphone 400 , which receives, for example, a music signal emitted by a radio receiver. The output of the microphone 400 is connected to the input of a low pass 402 , the output of which is connected to an amplifier 404 with automatic gain control. The output of amplifier 404 is connected to an analog / digital converter 406 . The output of the analog / digital converter 406 is connected to the input of a non-recursive filter 408 (matched FIR filter), the output of which is connected to an input of a bit synchronization control block 410 . The output of block 410 is connected to the input of a data decoder 412 . The decoded data signal is present at the output of the data decoder 412 .

Nachfolgend wird das erfindungsgemäße Verfahren anhand der Fig. 4 beschrieben. Das vom Rundfunkempfänger abgestrahlte Musiksignal n_c(k) wird vom Mikrophon 400 in elektrische Sig nale umgewandelt und dem Tiefpaß 402 zugeführt. Die Grenz frequenz des Tiefpasses 402 ist so bemessen, daß die Fre quenzanteile, in denen keine Daten einmoduliert sind, stark gedämpft werden. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist die Grenzfrequenz gleich 6 kHz. Die Tiefpaßfilterung dient dazu, Überfaltungen zu vermeiden, die durch das später stattfindende Abtasten des Signals entstehen können.The method according to the invention is described below with reference to FIG. 4. The music signal n _c (k) emitted by the radio receiver is converted by the microphone 400 into electrical signals and fed to the low-pass filter 402 . The limit frequency of the low-pass filter 402 is dimensioned such that the frequency components in which no data are modulated are greatly damped. In the present exemplary embodiment, the cutoff frequency is 6 kHz. Low-pass filtering is used to avoid convolutions that may result from the later sampling of the signal.

Der Verstärker 404 mit automatischer Vertärkungssteuerung (AGC = Automatic Gain Control) stellt eine konstante Mo mentanleistung des Eingangssignals vor dem A/D-Wandler 406 sicher. Dies ist erforderlich, um kanalbedingte zeitweise Dämpfungen ausgleichen zu können. Es wird darauf hinge wiesen, daß der Decodierer sowohl hardwaremäßig als auf softwaremäßig realisierbar ist. Im Fall einer software mäßigen Realisierung kann auf den Verstärker 404 verzichtet werden.The amplifier 404 with automatic gain control (AGC = Automatic Gain Control) ensures a constant instantaneous power of the input signal in front of the A / D converter 406 . This is necessary in order to be able to compensate for temporary damping caused by the channel. It is pointed out that the decoder can be implemented in terms of both hardware and software. In the case of a software implementation, the amplifier 404 can be omitted.

Der A/D-Wandler führt eine Abtastung und Digitalisierung des Signals durch.The A / D converter scans and digitizes the Signal through.

Das angepaßte (matched) Filter 408 besteht aus einem FIR-Fil ter bzw. einen nicht-rekursiven Filter. Das Filter 408 enthält als Koeffizienten die umgekehrte Folge der PN-Se quenz des Senders. Die PN-Sequenz des Pseudorauschsignals kann beispielsweise manchestercodiert sein. In diesem Fall enthält das Filter 408 als Koeffizienten die umgekehrte manchestercodierte Folge der PN-Sequenz des Senders. Somit erzeugt das Filter 408 bei maximaler Korrelation eine Spitze am Ausgang, dessen Vorzeichen dem übertragenen Symbol entspricht. Der Filterausgang liefert also im Abstand der Länge 2*N der PN-Sequenz Spitzen, die die übertragenen Daten darstellen. Da die Spitzen nicht zu jeder Zeit eindeutig zu bestimmen sind, ist dem FIR-Filter 408 der Bitsynchronisa tionssteuerungsblock 410 nachgeschaltet.The matched filter 408 consists of an FIR filter or a non-recursive filter. Filter 408 contains, as coefficients, the reverse sequence of the transmitter's PN sequence. The PN sequence of the pseudo-noise signal can, for example, be man-coded. In this case, filter 408 contains, as coefficients, the reverse, man-coded sequence of the transmitter's PN sequence. Thus, at maximum correlation, the filter 408 generates a peak at the output, the sign of which corresponds to the transmitted symbol. The filter output therefore delivers peaks at a distance of 2 * N in length from the PN sequence, which represent the transmitted data. Since the peaks cannot be clearly determined at all times, the FIR filter 408 is followed by the bit synchronization control block 410 .

Die Synchronisationssteuerung im Block 410 sucht im Aus gangssignal des Verstärkers 408 Spitzen, die sich eindeutig von dem Rauschgrund abheben. Ist eine solche Spitze gefun den, wird synchron zu der Länge der PN-Sequenz in den Aus gang des Verstärkers 408 hineingetastet, um die übertragenen Symbole zurückzugewinnen. Erscheint während dieser Zeit eine eindeutige Spitze, wird der Abtastzeitpunkt entsprechend korrigiert.The synchronization control in block 410 looks for peaks in the output signal of the amplifier 408 which clearly stand out from the noise cause. If such a peak is found, the output of amplifier 408 is keyed in synchronism with the length of the PN sequence in order to recover the transmitted symbols. If a clear peak appears during this time, the sampling time is corrected accordingly.

Der Ausgang des Blocks 410 liefert einen Bitstrom, der im nachfolgenden Datendekodierer 412 bearbeitet wird. Dieser Bitstrom stellt im Fall, daß am Eingang des Mikrophons 402 kein gültig codiertes Signal anliegt, eine zufällige Folge von Bits dar. Ist der Dekodierer bitsynchronisiert, enthält der Bitstrom die gesendeten Daten.The output of block 410 provides a bit stream that is processed in subsequent data decoder 412 . In the event that there is no validly coded signal at the input of the microphone 402, this bit stream represents a random sequence of bits. If the decoder is bit-synchronized, the bit stream contains the transmitted data.

Im Datendekodierer 412 erfolgt die Dekodierung des Nutzda tensignals aus dem Bitstrom vom Block 410. Anhand der Fig. 5 wird nachfolgend der Datendekodierer näher beschrieben. Der Datendekodierer 412 umfaßt eine Eingang EIN, der mit einem Rahmensynchronisationsblock 502 und einem HDLC-Decodierblock 504 verbunden ist. Der Block 502 gibt ein Auslöse- bzw. Triggersignal an den Block 504 aus. Der Ausgang des Blocks 504 ist mit dem Eingang eines Hamming-Fehlerkorrekturblocks 506 verbunden, dessen Ausgang mit dem Eingang eines Überprüfungssummenblocks 508 verbunden ist. Anschließend an den Block 508 erfolgt eine Hammingdatenberechnung im Block 410. Der Ausgang des Blocks 410 ist mit dem Ausgang AUS des Datendecodierers 412 verbunden, an dessen Ausgang das Datenwort mit einer Länge von 11 Bits anliegt.The data decoder 412 decodes the useful data signal from the bit stream from block 410 . The data decoder is described in more detail below with reference to FIG. 5. The data decoder 412 has an input ON connected to a frame synchronization block 502 and an HDLC decoding block 504 . Block 502 outputs a trigger signal to block 504 . The output of block 504 is connected to the input of a Hamming error correction block 506 , the output of which is connected to the input of a checksum block 508 . Subsequent to block 508 , Hamming data is calculated in block 410 . The output of block 410 is connected to the output OUT of the data decoder 412 , at whose output the data word with a length of 11 bits is present.

Der Rahmensynchronisationsblock 502 empfängt den Eingangs bitstrom und sucht darin das Synchronisationswort 202. ist es gefunden, wird der HDLC-Decodierer 504 getriggert und die Eingangsdaten entsprechend decodiert. Anschließend erfolgt die Syndromberechnung und die Fehlerkorrektur durch den Hammingcode. Über das bitfehlerkorrigierte 15-Bitwort wird die Prüfsumme berechnet und mit den übertragenen Bits ver glichen. Sind alle diese Operationen erfolgreich, werden die 15 Bits mit dem Hammingcode decodiert und die 11 übertra genen Datenbits aus dem Decodierer ausgegeben.The frame synchronization block 502 receives the input bit stream and searches for the synchronization word 202 . if it is found, the HDLC decoder 504 is triggered and the input data is decoded accordingly. The syndrome is then calculated and the error is corrected using the Hamming code. The checksum is calculated using the bit error-corrected 15-bit word and compared with the transmitted bits. If all of these operations are successful, the 15 bits are decoded with the Hamming code and the 11 transmitted data bits are output from the decoder.

Es wird darauf hingewiesen, daß die im vorhergehenden be schriebenen Verfahren zum Codieren und zum Decodieren le diglich bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Er findung darstellen, auf die die Erfindung nicht beschränkt ist.It should be noted that the above be described methods for coding and for decoding le diglich preferred embodiments of the present Er represent invention, to which the invention is not limited is.

Die wesentlichen Merkmale des erfindungsgemäßen Codierver fahrens zur Einbringung eines nicht hörbaren Datensignals in ein Audiosignal sind das Umwandeln des Audiosignals in den Spektralbereich, das Bestimmen der Maskierungsschwelle des Audiosignals, das Bereitstellen eines Pseudorauschsignals, das Bereitstellen des Datensignals, das Multiplizieren des Pseudorauschsignals mit dem Datensignal, um ein frequenz mäßig gespreiztes Datensignal zu schaffen, das Gewichten des gespreizten Datensignals mit der Maskierungsschwelle und das Überlagern des Audiosignals und des gewichteten Signals.The essential features of the coding ver according to the invention driving for the introduction of an inaudible data signal in an audio signal are converting the audio signal into the Spectral range, determining the masking threshold of the Audio signal, providing a pseudo noise signal, providing the data signal, multiplying the Pseudo noise signal with the data signal to a frequency to create moderately spread data signal, weighting the spread data signal with the masking threshold and that Superimposing the audio signal and the weighted signal.

Die wesentlichen Merkmale des erfindungsgemäßen Verfahrens zum Decodieren eines nicht hörbar in einem Audiosignal ent haltenen Datensignals sind das Abtasten des Audiosignals, das nicht-rekursive Filtern des abgetasteten Audiosignals, und das Vergleichen des gefilteren Audiosignals mit einem Schwellenwert, um das Datensignal wiederzugewinnen.The essential features of the method according to the invention to decode an inaudible ent in an audio signal held data signal are the sampling of the audio signal, the non-recursive filtering of the sampled audio signal, and comparing the filtered audio signal to one Threshold to recover the data signal.

Claims

1. Coding method for introducing an inaudible data signal (x (n)) into an audio signal (n (k)), with the following steps:

a) converting the audio signal (n (k)) into the spectral range;
b) determining the masking threshold (W (ω)) of the audio signal;
c) providing a pseudo noise signal;
d) providing the data signal;
e) multiplying the pseudo noise signal by the data signal to create a frequency-spread data signal;
f) weighting of the spread data signal with the masking threshold; and
g) superimposing the audio signal and the weighted data signal.

2. Coding method according to claim 1, in which step a) applying a fast Fourier transform on includes the audio signal.

3. Coding method according to claim 1 or 2, wherein step b) comprises the following steps:

b1) splitting the spectrum of the audio signal into critical bands (z);
b2) determining the energy in each critical band;
b3) calculating the spreading function for each critical band;
b4) folding the spread curves of all critical bands with the band energies in order to obtain the course of the excitation;
b5) determining the unpredictability of the signal;
b6) folding the unpredictability with the spreading function to obtain a measure of the tonality;
b7) calculating the degree of masking from the tonality; and
b8) Calculating the masking threshold from the excitation taking into account the measure of masking.

4. Coding method according to claim 1 or 2, wherein the Step b) comprises the following steps:

b1) splitting the spectrum of the audio signal into critical bands (z);

b2) determining the energy in each critical band; and
b3) Determining the masking threshold from the band energies taking into account the masking measure for tonal masking.

5. Coding method according to one of claims 1 to 4, at which the pseudo noise signal has a bandwidth of 6 kHz Has.

6. Coding method according to one of claims 1 to 5, at which the data signal has a bandwidth of 50 Hz.

7. Coding method according to one of claims 1 to 6, at which the data signal is channel-coded a block code.

8. Coding method according to one of claims 1 to 7, at which before step e) the pseudo noise signal and Data signal can be converted into antipodal signals.

9. Coding method according to one of claims 1 to 8, at which step e) comprises the following steps:

e1) BPSK baseband modulating the data signal with the pseudo noise signal;

e2) BPSK modulating the modulated signal from step e1) with a carrier signal whose frequency is in the range of the audible audio spectrum; and
e3) reshaping the modulated signal from the step
e2) in the spectral range.

10. The coding method according to claim 9, wherein the carrier is gnal is cosine and has a frequency of 3 kHz.

11. The coding method according to claim 9, wherein the step e1) by Manchester coding of the pseudo noise gnals is realized.

12. Coding method according to one of claims 1 to 11, at the weighted data signal before step g) step f) is transformed into the time domain.

13. Coding method according to one of claims 1 to 11, at which in step g) the weighted data signal from the Step f) with the audio signal in the spectral range is superimposed and then the superimposed signal is transformed back into the time domain.

14. Coding method according to claim 12 or 13, wherein the Back transformation into the time domain by a fast Fourier transformation takes place.

15. A method for decoding a data signal which is not audibly contained in an audio signal and which was introduced into the audio signal by means of the coding method according to one of claims 1 to 14, with the following steps:

a) sampling the audio signal;
b) non-recursive filtering of the sampled audio signal; and
c) comparing the filtered audio signal to a threshold to recover the data signal.

16. The method of claim 9, wherein the audio signal with a microphone is received.

17. The method according to any one of claims 9 or 10, wherein before step a) the audio signal is low-pass filtered and is reinforced.