DE19600807A1

DE19600807A1 - Intelligentes, getrenntes Halbbrückenleistungsmodul

Info

Publication number: DE19600807A1
Application number: DE19600807A
Authority: DE
Inventors: Sam Seiichiro Ochi
Original assignee: IXYS LLC
Current assignee: IXYS LLC
Priority date: 1995-01-13
Filing date: 1996-01-11
Publication date: 1996-08-22
Also published as: US5596466A

Description

Hintergrund der Erfindung

Die Erfindung betrifft ein Leistungsmodul mit eingebautem Überspannungs-, Überstrom- und thermischen Schutz.

In Mehr-Kilowatt- und Mega-Watt-Inverteranwendungen können Ausgangskurzschlüsse, Leistungsnetzüberspannungen und über mäßige Betriebstemperaturen Beschädigung von Systemen hervor rufen, die Leistungsvorrichtungen enthalten, wobei der Scha den oft nicht proportional zu den Kosten der Leistungs vorrichtungen selbst ist. Zusätzlich zu Entsättigungs- und Überstromzuständen gibt es drei bestimmte und bekannte Ursachen von IGBT-Versagen. Die erste ist Versagen aufgrund eines Lawinendurchbruchs, die zweite ist Versagen aufgrund von thermischen oder Leistungspendeln und die dritte ist Versagen aufgrund von Übertemperaturbeanspruchung.

Isolierte bzw. getrennte Gate-Bipolar-Transistor-(IGBT)-Vor richtungen, die heutzutage erhältlich sind, sind extrem robust. Solange die Spitzenübergangstemperaturen genau kontrolliert werden, können derartige Vorrichtungen ungeheu ren Strömen und Spitzenleistungsdissipationen widerstehen. Beispielsweise wurde eine Vorrichtung mit Größe 7 (7,32 mm × 8,84 mm) wiederholt getestet, um bis zu 200 Ampere bei 600 Volt für 10 µs zu leiten. Die durchschnittliche Übergangs temperatur wurde bei 90°C aufrechterhalten und der Test wurde über 10 000 000 Zyklen (10 µs Puls bei 20 Hz für 6 Tage) ohne meßbare Veränderungen in den Vorrichtungscharak teristiken wiederholt. Jedoch war die gleiche Vorrichtung nur in der Lage, fünf Zyklen von 10 µs Lawinendurchbruchs strom bei 80 Ampere vor der Zerstörung auszuhalten. Dies war der Fall, weil die 80 Ampere durch einen sehr kleinen Teil des Chips liefen. Mit anderen Worten, wo der Kurzschlußtest erlaubte, daß der gesamte Chip die vollen 200 Ampere leitete, wurde der Lawinendurchbruchsstrom um einen kleinen Bruchteil des Chips konzentriert, wobei das Aluminium und Silizium darunter schmolzen. Frühere Lösungen des Lawinen durchbruchschutzproblems haben eine externe Schaltung, wie Dämpfungsschaltkreise, angewendet, um die Kollektor- oder Drain-Anschlüsse am Überschreiten der Leistungszufuhrspan nung und am Herbeiführen von Lawinendurchbruch zu hindern. Unglücklicherweise sind Dämpfungsschaltkreisen durch die Tatsache kaum erwünscht, daß sie dazu neigen, teuer und voluminös zu sein.

In der Vergangenheit wurde mit Versagen infolge Temperatur- und Leistungspendeln umgegangen, indem eine statistisch be stimmte Grenze für thermisches Pendeln vor dem Ersetzen von Leistungsvorrichtungen angewendet wurde. Unglücklicherweise ist eine derartige Grenze willkürlich und berücksichtigt nicht individuelle Vorrichtungsschwankung und tatsächliche Betriebsbedingungen.

Der thermische Widerstand des Leistungsvorrichtungsübergangs zu seinem Gehäuse R_THJC ist ein Maß der Chipanbringungsinte grität. Wenn eine der Grenzflächen zwischen dem Wafer und seinem äußeren Gehäuse beschädigt wird, anfängt zu brechen oder zu delaminieren, nimmt der thermische Widerstand zu. Eine Zunahme in R_THJC ist eine frühe Anzeige, daß eine oder mehrere der Vorrichtungsgrenzflächen (z. B. die Lötung an die Kupfergrenzfläche) ermüdet sind. Frühere Systeme haben diesen Parameter gemessen, indem der Leistungsvorrichtung in einem Test gestattet wurde, ein festes Ausmaß an Leistung zu dissipieren, und dann die Differenz zwischen Oberflächenüber gangstemperatur der Vorrichtung und der Packungstemperatur der Vorrichtung an dem Punkt gemessen wurde, bei welchem sie an der Wärmesenke angebracht ist. Die dissipierte Leistung wird dann durch die Temperaturdifferenz dividiert, um R_THJC in W/°C zu erhalten. Um verläßliche und wiederholbare Messun gen von R_THJC zu erhalten, muß ein Anordnen der Temperatur sonden mit großer Sorgfalt ausgeführt werden und hinreichend Zeit zwischen Messungen verstreichen, um der Vorrichtung zu erlauben, thermisches Gleichgewicht zu erreichen.

Die Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung V_CE(SAT) von einem IGBT, gemessen bei seinem Nennstrom bei 90°C (I_C90), ist ein Maß des Basisstroms, der die Kapazität einer Leistungsvor richtung trägt. Wenn V_CE(SAT) anfängt zuzunehmen, ist dies eine Anzeige, daß es potentielle Vorrichtungsbeschädigung oder Drahtverbindungsversagen gibt, was, obwohl es der Vorrichtung zu arbeiten erlaubt, die Leistungsfähigkeit bedeutend verschlechtert. Während Leistungs- und thermischem Pendeln, werden Drahtverbindungen während der Expansion und Kontraktion der Vorrichtung gestreckt und komprimiert, was sie brüchig macht und ihren elektrischen Widerstand erhöht. Zusätzlich kann die Leistungsvorrichtung selbst aufgrund dieser Expansion oder Kontraktion reißen oder brechen, was auch zu einer Zunahme in der gemessenen V_CE(SAT) führt. Frühere Systeme haben diesen Parameter gemessen, indem die Leistungsvorrichtung eingeschaltet, ein bekanntes Ausmaß an Strom zugeführt wurde, um durch die Vorrichtung zu fließen, und das resultierende V_CE(SAT) über dem Kollektor (Drain) und Emitter (Source) der Vorrichtung gemessen wurde.

Übertemperaturversagen kann durch Überwachen der Leistungs vorrichtungsübergangstemperaturen vorgebeugt werden. Der ein zige Weg, auf welchem frühere Systeme systematisch mit Über temperaturversagen umgegangen sind, ist periodisches Erset zen der Leistungsvorrichtungen während normal festgelegter präventiver Wartung. Die zeitliche Abstimmung des Ersetzens wird statistisch bestimmt, indem extrapolierte Halbleiter verläßlichkeitsdaten verwendet und erwartete Vorrichtungs lebensdauern berechnet werden. Abhängig von der Anwendung wird eine besondere Leistungsvorrichtung typischerweise irgendwann zwischen 10% und 50% der berechneten Lebensdauer für die Vorrichtung ersetzt. Nachdem weitere Daten hinsicht lich des Ersetzens einer Vorrichtung in einer besonderen Anwendung gesammelt worden sind, kann eine noch aggressivere Ersatzfestlegung durchgeführt werden.

Somit gibt es einen Bedarf für eine Leistungsvorrichtung, welche Lösungen für all die oben beschriebenen Probleme liefert.

Zusammenfassung der Erfindung

Die Erfindung schafft ein Leistungsmodul, welches die oben beschriebenen Versagensmodi betrifft. Das Modul schützt seine Leistungstransistoren vor Überstrom-, Überspannungs-, Übertemperatur- und Kurzschlußzuständen. Das Modul schafft weiter sowohl digitale Fehlerstatus- als auch analoge Aus gänge, welche dem Benutzer erlauben, Tendenzen in verschie denen Modulparametern zu überwachen. Das Modul schafft auch eine Hochspannungstrennung sowohl für die Leistungs- als auch Signalkommunikationen, um zu verhindern, daß Leistungs modulversagen sich durch das ganze System, das das Leistungs modul anwendet, ausbreitet.

Genauer umfaßt ein Leistungsmodul gemäß der Erfindung wenig stens einen Leistungstransistor, wobei jeder Leistungstransi stor gekoppelt ist an und geschützt ist durch einen Überspan nungsklemmen- und Entsättigungsdetektionsschaltkreis. Ein Ausgangsstrommeßsystem ist mit dem Leistungsmodulausgang gekoppelt. Ein Übergangstemperatursensor ist an jeden Lei stungstransistor gekoppelt. Ein Trenntransformator ist jedem Leistungstransistor zugeordnet, wobei die Primärwicklungen davon mit einer getrennten Ansteuerungseinrichtungskommuni kationsschnittstelle verbunden sind, welche logische Signale in Primärwicklungsansteuerungssignale umwandelt. Eine getrennte Gate-Ansteuerung ist an die Sekundärwicklung von jedem Trenntransformator und mit dem Gate-Anschluß von jedem Leistungstransistor gekoppelt.

In einer Ausführungsform weist das Leistungsmodul zwei Lei stungstransistoren auf, die einen Halbbrückeninverter bil den. In einer besonderen Ausführungsform sind die den Halb brückeninverter bildenden Leistungstransistoren getrennte Gate-Bipolar-Leistungstransistoren.

Eine andere Ausführungsform umfaßt einen Leistungsquellen trenntransformator mit wenigstens einer Sekundärwicklung. Eine getrennte Leistungsquelle ist an die Primärwicklung des Trenntransformators gekoppelt und eine Vielzahl von Span nungsregulatoren ist an die Sekundärwicklungen des Trenn transformators zum Zuführen von Leistung zu den getrennten Gate-Ansteuerungseinrichtungen gekoppelt.

In einer Ausführungsform umfaßt jeder der Überspannungsklem men- und Entsättigungsdetektionsschaltkreise eine Lawinen diode. Die Lawinendiode, die einem besonderen Überspannungs klemmen- und Entsättigungsschaltkreis zugeordnet ist, ist auf einem einzigen Halbleitersubstrat mit dem Leistungs transistor hergestellt, an welchen der besondere Überspan nungsklemmen- und Entsättigungsschaltkreis gekoppelt ist.

Die Erfindung wird im folgenden beispielhaft anhand der Zeichnung beschrieben; in dieser zeigt:

Fig. 1 ein vereinfachtes Blockdiagramm einer Ausfüh rungsform der Erfindung;

Fig. 2 ein schematisches Diagramm eines Kombina tionsüberspannungsklemmen- und Entsättigungs detektionsschaltkreises, der in einer Ausfüh rungsform der Erfindung verwendet werden;

Fig. 3 ein schematisches Diagramm eines Ausgangs stromsensorschaltkreises, der in einer Aus führungsform der Erfindung verwendet wird;

Fig. 4 ein schematisches Diagramm eines IGBT-Über gangstemperaturmeßschaltkreises, der in einer Ausführungsform der Erfindung verwen det wird;

Fig. 5 ein schematisches Diagramm, das die Trenn schaltung zwischen der Ansteuerungseinrich tungskommunikationsschnittstelle und den Gate-Ansteuerungseinrichtungen von einer Ausführungsform der Erfindung darstellt;

Fig. 6 ein schematisches Diagramm, das eine getrenn te Leistungsquelle darstellt, die in einer Ausführungsform der Erfindung verwendet wird;

Fig. 7 ein schematisches Diagramm einer getrennten Ansteuerungseinrichtungskommunikations schnittstelle, die in einer Ausführungsform der Erfindung verwendet wird; und

Fig. 8 ein schematisches Diagramm einer getrennten Gate-Ansteuerungseinrichtung, die in einer Ausführungsform der Erfindung verwendet wird.

Beschreibung der besonderen Ausführungsformen

Wie oben erwähnt, gibt es verschiedene externe Lösungen für die beschriebenen Leistungsvorrichtungsversagensmodi. Jedoch geht ein Leistungsmodul, das gemäß der Erfindung konstruiert ist, direkt jeden Versagensmodus an, wobei es überlegene Lösungen liefert.

Fig. 1 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm einer Ausführungs form der Erfindung. Das gezeigte Leistungsmodul 10 ist kon struiert, um direkt eine Schnittstelle mit einer Pulsbreiten modulator (PWM)-Steuerungsvorrichtung mittels Eingangsan schlüssen INH und INL, die High-Seite-Eingänge (relativ hoher Pegel) bzw. Low-Seite-Eingänge (relativ niedriger Pegel) zu bilden. Ein Leistungsmodul 10 umfaßt ein Paar IGBT-Vorrichtungen 11 und 12 der Größe 9 (15,6 mm × 13 mm) für 200 Ampere in einer Totem-Pole- oder Halbbrückeninver terkonfiguration, die zwischen einem Hochleistungsnetzzufuhr anschluß V++ und einem Leistungsnetzrückführanschluß PGND gekoppelt sind. IGBT 11 ist die High-Seite-Ausgangsvorrich tung, welche den positiv verlaufenden Teil der Ausgangs wellenform leitet, und IGBT 12 ist die Low-Seite-Ausgangs vorrichtung, welche den negativ verlaufenden Teil der Aus gangswellenform leitet. Leistung wird an das Modul 10 mit tels eines Leistungszufuhranschlusses VDD geliefert, welcher auf den Masseanschluß GND bezogen ist. Das Leistungsmodul 10 liefert 2500 VAC Trennung oder Isolation zwischen den System- und Leistungsausgangsbusmassen. Der auf Systemmasse bezogene getrennte, integrierte Ansteuerungseinrichtungs steuerschaltkreis 4410 liefert Zweiwege -Kommunikation zwischen den zwei getrennten, integrierten Gate-Ansteuerungs einrichtungsschaltkreisen 4411. Ein innerer Gleichstrom für einen getrennten Mehrausgangs-Gleichstromkonverter 14 beaufschlagt die getrennten Ansteuerungseinrichtungen und eine Seite des analogen Isolations- bzw. Trennverstärkers mit Leistung. Ein Trennverstärker 16, der einen Spannungsab fall über einem Stromwahrnehmungswiderstand überwacht, wan delt den Inverterausgangsstrom I₀ in eine auf Masse bezogene analoge Ausgangsspannung mit einer Skalierung von 10 mV/A um, wobei die Spannung am Ausgangsanschluß Io erscheint. Temperatursensoreinrichtungen 18 sind physikalisch auf der Oberseite jeder IGBT-Vorrichtung 12 befestigt, um kontinuier liche Temperaturdaten mit einer Skalierung von 10 mV/°C zu liefern. Die High- und Low-Seite-Übergangstemperatursignale (T_jH und T_jL) erscheinen auf Ausgangsanschlüssen TjH bzw. TjL. Ein Fehlersignal, das die Anzahl von möglichen Versa gensmodi anzeigt, erscheint auf Ausgangsanschluß F.

Fig. 2 ist ein schematisches Diagramm eines Kombinationsüber spannungsklemmen- und Entsättigungsdetektionsschaltkreises, der in einer Ausführungsform der Erfindung verwendet wird, um jede der High- und Low-Seite-Leistungsvorrichtungen zu schützen. Das Leistungsmodul weist eine eingebaute Überspan nungsklemme auf, so daß der volle Kurzschlußstrom bis zu 600 A ohne Zerstörung durchgelassen werden kann. Dieses Merkmal allein kann entweder die Komplexheit der Dämpfungsvorrich tungen reduzieren oder sie völlig eliminieren. Wenn die Ausgangsleistungsvorrichtung M1 ausgeschaltet ist, hält der OUT-Anschluß des integrierten Schaltkreises IC1 den Transi stor M1 ausgeschaltet, indem eine negative Vorspannung (bezüglich seines Source- bzw. Quellen-Potentials) V_EE an das Gate von Transistor M1 durch Widerstand R_G des Reihen-Gate-Wi derstandes angelegt wird. IC1 steuert auch die Basis des Transistors Q1 auf V_EE durch Widerstand R4, so daß sein Basis-Emitter-Übergang in Sperrichtung vorgespannt und ausge schaltet ist. Diode D2 verhindert, daß der Basis-Emitter-Über gang von Transistor Q1 während dieser Periode einer Zenerdurchgang erfährt. FET N1, welcher in IC1 enthalten ist, schließt Widerstand R3 und Kondensator C3 auf Masse. Die Klemmenlawinendiode Z1 weist eine Durchbruchspannung in Sperrichtung von 0,9_*V_B auf, wobei V_B der Lawinendurchbruch spannungsnennwert von Transistor M1 ist. Bei dem Ereignis einer Überspannung an dem Drain von M1, sobald das Drain-Po tential 0,9_*V_B erreicht, bricht Z1 durch und beginnt zu leiten. Der Strom durch Z1 lädt den Eingangskondensator von Transistor M1 auf, wodurch die Gate-Source-Spannung von M1 (V_GSM1) hochgesteuert wird. Wenn die Drain-Source-Spannung von M1 (V_GSM1) fortschreitet, zu klettern, beginnt V_GSM1 mit der gleichen Rate anzusteigen. Bald ist V_GSM1 ausreichend hoch, um die Eingangsschwelle zu überwinden und der Gate beginnt Strom zu leiten. Der Stromfluß durch M1 schafft einen Spannungsabfall über der Last (nicht gezeigt), welcher dazu neigt, die Zunahmerate von V_DSM1 zu reduzieren. Wenn V_DSM1 fortfährt, zu klettern, fährt V_GSM1 auch fort, positi ver zu werden. Solange V_DSM1 V_B nicht überschreitet, kann M1 einen vollen Kurzschlußstrom von wenigstens dem 5fachen seines Nennstromes bei 90°C leiten und mehr, wenn V_GMS1 größer als 15 Volt während dieser Periode wird. Tatsächlich wird V_DSM1 sich an eine Spannung klemmen, welche gleich der Summe der Durchbruchsspannung in Sperrichtung von Diode Z1 plus dem Vorwärtsabfall von Diode D1 plus V_GSM1 ist.

Der Entsättigungsdetektionsschaltkreis wird nur freigegeben, nachdem M1 ausreichend eingeschaltet worden ist. Wenn M1 Sät tigung erreicht, steuert der OUT-Anschluß von IC1 die Basis von Q1 auf V_DD durch Widerstand R4. Der Wert von Kondensator C2 ist ausgewählt, um das Freigeben der Entsättigungsdetek tionsschaltung für näherungsweise 10 µs oder bis M1 ausrei chend dicht an Sättigung gelangt ist, zu verzögern. Unter normalen Sättigungszuständen liegt der Drain-Anschluß von M1 bei näherungsweise 2 Volt. Dies veranlaßt, daß Z1 vorwärts vorgespannt ist, wobei die Spannung an der Kathode von Zener diode Z2 heruntergezogen wird, wodurch verhindert wird, daß Z2 Strom in der Sperrichtung leitet. Wenn der Drain-Anschluß von M1 nicht unter einem bestimmten Wert innerhalb 10 µs Einschaltzeit abfällt oder M1 aus Sättigung während Normal betriebes herauskommt, wird die Spannung an der Kathode von Z2, eine 7,5 Volt Zenerdiode, rampenförmig ansteigen, schließlich Z1 in Sperrichtung vorspannen und sie ausschal ten. Wenn Z2 ihre Zenerspannung erreicht, wird sie durch brechen und beginnen, in der Sperrichtung zu leiten. Die resultierenden Spannungspegel in dem Schaltkreis können aus der Spannung an dem Emitter Q1, nämlich 14,3 Volt, bestimmt werden. Durch Subtrahieren von 7,5 Volt (die Durchbruch spannung von Z2 in Sperrichtung) und 0,7 Volt (der Vorwärts spannungsabfall von D2) von 14,3 Volt, kann bestimmt werden, daß eine Summe von 6,1 Volt über Widerständen R1 und R3 geteilt wird. Wenn Widerstand R1 6,2 kΩ und Widerstand R3 1 kΩ aufweist, wird R3 0,83 Volt darüber entwickelt haben, wodurch der 320 mV Referenzpegel überschritten und Kompa rator 20 ausgelöst wird. Daher wird der tatsächliche Entsät tigungswahrnehmungsauslösungspunkt an dem Drain von Transi stor M1 durch die Durchbruchsspannung von Z2 in Sperrichtung (7,5 Volt) plus die Schwellenspannung von Komparator 20 (0,32 Volt) weniger dem Vorwärtsspannungsabfall von Diode Z1 (0,8 Volt) eingestellt, was einen Wert von näherungsweise 7 Volt ergibt. Somit wird jegliche Drain-Spannung, die größer als 7 Volt ist, den Entsättigungsdetektionsschaltkreis auslösen.

Widerstand R2 begrenzt jeglichen Fluß beschädigender Ströme in den Entsättigungsdetektionsschaltkreis, wann immer die Diode Z1 während V++ Bus- oder Ausgangslasttransienten durch bricht. Der primäre Zweck von Kondensator C3 ist, Rauschfil terung für den IM-Eingang von IC1 vorzusehen. Wenn ein Ent sättigungszustand auftritt, bestimmt Kondensator C3 zusammen mit der Parallelkombination von Widerständen R1 und R3 so wohl die Ansprechzeit des Entsättigungsdetektionsschaltkrei ses auf ein Entsättigungsereignis als auch die Zeit, die not wendig ist, um den Entsättigungsschaltkreis zurückzusetzen, sobald M1 zu Normalbetrieb zurückkehrt. Wenn Kondensator C3 1000 pF, Widerstand R1 1 kΩ und Widerstand R1 6,2 kΩ betra gen, stellt sich heraus, daß die Rücksetzverzögerung (d. h. die Zeit, die erforderlich ist, um Kondensator C3 von 830 mV auf 320 mV zu entladen) geringfügig kürzer als 1 µs ist. Die Ansprechzeit des Schaltkreises auf ein Entsättigungsereignis (d. h. die Zeit, die erforderlich ist, um den Kondensator C3 von 0 auf 320 mV auf zuladen) ist geringfügig kürzer. Die Einschaltverzögerung von näherungsweise 10 µs, die durch die Kombination von Widerstand R4 und Kondensator C2 bestimmt wird, beeinflußt nur die Entsättigungsverzögerung während des anfänglichen Einschaltens.

In einer Ausführungsform der Erfindung kann die Lawinendiode Z1 von einem besonderen Überspannungsklemmen- und Entsätti gungsschaltkreis auf einem einzigen Halbleitersubstrat mit dem Leistungstransistor M1 hergestellt werden, an welchen der besondere Überspannungsklemmen- und Entsättigungsschalt kreis gekoppelt ist.

Fig. 3 ist ein schematisches Diagramm eines Ausgangsstromsen sorschaltkreises, der in einer Ausführungsform der Erfindung verwendet wird. Ein HCPL7800 Trennverstärker überwacht den Spannungsabfall über Widerstand R_SENSE = 0,001 Ohm Wider stand. Der auf Masse bezogene Teil des Trennverstärkers wird differentiell in einen LF356 Operationsverstärker einge speist, der für eine Verstärkung von 1,25 eingestellt ist. Der HPCL7800 ist für eine Verstärkung von 8 eingestellt, so daß eine Gesamtverstärkung von 10 erreicht wird, um die ge wünschten 10 mV/A zu erhalten.

Fig. 4 ist ein schematisches Diagramm eines IGBT Übergangs temperaturmeßschaltkreises, der in einer Ausführungsform der Erfindung verwendet wird. Ein LM35 °C-Temperatursensor ist auf der Oberseite jedes IGBT der Größe 9 angeordnet. Es wird große Sorgfalt auf die Anordnung und Positionierung verwen det, um Gleichtaktrauschprobleme insbesondere für die High-Seite-Aus gangsvorrichtung zu minimieren und gleichzeitig guten thermischen Kontakt vorzusehen. Die Ausgangsspannungs skalierung beträgt 10 mV/°C.

Durch Überwachen sowohl von drei kontinuierlichen, analogen Ausgangsparametern (I₀, T_jH und T_jL) mit den Schaltkreisen von Fig. 3 und 4 als auch der Wärmesenkentemperatur (T_A) und Berechnen der effektiven V_CE(SAT) und R_THJC der zwei Aus gangs-IGBT-Vorrichtungen, kann der Benutzer des Leistungs moduls Feldversagen aufgrund von Temperatur- und Leistungs pendeln vorhersagen und somit verhindern. Ein Vergleichen der berechneten Ergebnisse mit den ursprünglich von der Firma gelieferten Daten, um zu bestimmen, ob die Schwankun gen sich innerhalb erlaubbarer Grenzen befinden, wird einen definitiven Schnappschuß der Gesundheit des Leistungsmoduls liefern. Dies ist der Anwendung einer willkürlichen, obwohl statistisch bestimmten, Grenze für thermisches Pendeln vor dem Ersetzen weit überlegen.

Wie oben diskutiert, ist die Kollektor-Emitter-Sättigungs spannung V_CE(SAT) von einem IGBT, gemessen bei I_C90, ein Maß der Basisstromtragekapazität der Vorrichtung. Wenn V_CE(SAT) beginnt zuzunehmen, ist dies eine Anzeige, daß es potentiel le latente Vorrichtungsbeschädigung oder Drahtverbindungsver sagen gibt. Ein kontinuierliches Überwachen dieses Parame ters liefert eine frühe Warnung für derartige Versagensmodi.

Wahlweise wird Übertemperaturveragensverhinderung angegan gen, indem die Spur der Übergangstemperaturen der Leistungs vorrichtungen T_jH und T_jL über eine Zeit gehalten wird, und verifiziert wird, daß sie dann unter den maximal erlaubbaren Temperaturen liegen. Trend-Datenanalysetechniken können verwendet werden, um korrektive und präventive Handlungen zu entscheiden.

Das Leistungsmodul liefert auch einen digitalen Statussignal ausgang zusätzlich zu den oben beschriebenen drei kontinuier lichen analogen Spannungsausgängen. Da es besonders zum intelligenten Steuern und Schützen von Vorrichtungen, die Hochleistungspegel schalten, konstruiert ist, liefert das Leistungsmodul die notwendigen Rückkopplungssignale, um beschädigendes Systemverhalten zu verhindern, zu vermeiden und auch vorherzusagen. Das Modul liefert schnellen Abschalt schutz für detektierte Inverterausgangsentsättigungs- oder überstromzustände und enthält einen ultraschnellen, aktiven Vorrichtungsüberspannungsklemmenschaltkreis, um eine Modulbeschädigung durch unkontrollierte Lawinendurchbrüche zu verhindern.

Fig. 5 ist ein schematisches Diagramm, das die Trennschal tung zwischen der Ansteuerungseinrichtungskommunikations schnittstelle und den Gate-Ansteuerungseinrichtungen von einer Ausführungsform der Erfindung darstellt. In der Figur kommuniziert eine auf Systemmasse basierte U1 (eine BD4410-Vor richtung) mit U3 und U5 (zwei BD4411-Vorrichtungen) durch zwei Hochgeschwindigkeits-Zweipuls-Transformatoren T1 und T2, die jeweils in der Lage sind, 2500 VAC-Isolation vorzu sehen. U1 Übertragerausgänge T+ und T- steuern die Primär wicklung T2A an und der OUT-Ausgang steuert die Primärwick lung T1A an. Widerstände R1 und R5 wirken als die Strom begrenzungswiderstände. Kondensatoren C2 und C5 sind die Gleichstromsperrkondensatoren für die Primärwicklungen von T1A und T2A, wobei die entsprechenden Sekundärwicklungen davon an die Empfängereingänge von U3 und U5 angelegt werden. C3 und C4 dienen als Rauschumgehungskondensatoren für die Empfängereingänge von U1, und R2 dient als eine Rauschdämpfungskomponente, um magnetisch und kapazitiv gekoppelte Umgebungsrauschaufnahme zu reduzieren. Die an sowohl die Übertragerausgänge als auch an die Empfängerein gänge gekoppelten Signalleitungen sind fest verdreht, um Rauschübertragung und -aufnahme zu reduzieren.

Die U3-Empfängereingänge sind mit der T1A-Sekundärwicklung verbunden und empfangen das getrennte Low-Seite-Gate-Ansteu erungseinrichtungssteuersignal, das durch den OUT-Anschluß von U1 übertragen wird. Die U5-Empfängereingänge sind mit der T2A-Sekundärwicklung verbunden und empfangen die getrenn ten High-Seite-Gate-Ansteuerungseinrichtungsausgangssignale, die durch T+ und T- von U1 übertragen werden. Die U1-Empfän gereingänge sind in Reihe mit den Sekundärwicklungen von T1B und T2B geschaltet und empfangen jegliches getrenntes Low- oder High-Seite-Fehlersignal, das entweder durch U3 oder U5 übertragen wird. Ein Fehlersignal, falls vorhanden, wird durch U1 aufgefangen und als ein Low-verlaufender -Ausgang angezeigt. Die Zweiwege-Kommunikation zwischen U1 einerseits und U3 und U5 andererseits wird trotz der Tatsache herbeige führt, daß die Schnittstelle dazu neigt, extrem hohes dV/dt- und dI/dt-Umgebungsrauschen zu erfahren.

Fig. 6 ist ein schematisches Diagramm, das eine getrennte Leistungsquelle darstellt, die in einer Ausführungsform der Erfindung verwendet wird. In der Figur liefern der U1-La dungspumposzillatorausgang CB (Anschluß 12), gepuffert durch Q1 und Q2 und bei näherungsweise 600 KHz freilaufend, Voll zeitleistung an die getrennten Low-Seite- und High-Seite-An steuerungseinrichtungen durch T3. T3 ist ein Transformator mit einer Primärwicklung P1 und zwei getrennten Sekundär wicklungen S1 und S2. (T3 wendet 6 Umdrehungen von #30-Draht für die Primärwicklung und 18 Umdrehungen von #30-Draht für die zwei Sekundärwicklungen an, wobei alle Segmente auf Ferroxcube #204T250-3C85 oder ein Äquivalent gewickelt wird). Durch R3 steuert der CB-Ausgang die Basen der zwei diskreten Bipolartransistoren Q1 (MJE200 (NPN)) und Q2 (MJE210 (PNP)) an, welche in einer komplementären Emitter folgerkonfiguration geschaltet sind, wobei sowohl die Emit tern als auch Basen gemeinsam, und ihre jeweiligen Kollekto ren zwischen der VDD = 15 V Zufuhr und Masse geschaltet sind. Widerstand R3 verringert die Transistoreinschaltstrom spitzen während des Einschaltens und der gemeinsame Emitter ausgang steuert die Primärwicklung von T3 durch einen Gleich stromsperrkondensator C8 an. Das auf Masse bezogene bipolare Rechteckwellensignal, das auf der Primärwicklung von T3 erhältlich ist, wird durch Diode D1 gleichgerichtet und an den Eingang von U2 (79L20) angelegt, einem Drei-Anschluß-20 V-Ne gativ-Regulator IC. Der Eingang (I) von U2 ist mit der Anode von D1 und der Ausgang (O) mit dem VEE-Anschluß von U1 gekoppelt und die Masse (G) wird zu VDD zurückgeführt. Mit Vdd = 15 V reguliert U2 den VEE-Anschluß von U2 auf -5 V. U2 ersetzt wirksam den in U1 eingebauten internen 20 V-Regula tor, so daß seine interne Fehlerdetektionsschaltung nicht überfordert wird. Die sekundären Ausgänge von T3 werden gleichgerichtet und reguliert, um die +15 V-Zufuhren zu produzieren, die notwendig sind, um Leistung an die High- und Low-Seite-Gate-Ansteuerungseinrichtungen zu liefern.

Fig. 7 ist ein schematisches Diagramm einer getrennten Ansteuerungseinrichtungskommunikationsschnittstelle, die in einer Ausführungsform der Erfindung verwendet wird. Dieser Schaltkreis nimmt die Low-Seite- (INL) und die High-Seite- (INH) CMOS-Pegel-Logik von der Systemsteuerungsvorrichtung und steuert die Kommunikationspulstransformatoren T2A und T1A, wie mit Bezug auf Fig. 5 gezeigt und beschrieben, an. Die in Reihe geschalteten Fehlerübertragungssignale von T1B und T2B werden an die Empfängereingänge von U1 angelegt, wo sie verarbeitet und als ein low-verlaufender -Ausgang zurück zu der PWM-Steuerungsvorrichtung (nicht gezeigt) geführt werden.

Der U1-Diagnosefehlerausgang ist ein logisches ODER von sowohl den High-Seite- als auch den Low-Seite-Fehlern und ist das digitale Statussignal, auf das früher Bezug genommen wurde. Der -Ausgang ist ein offener Drain-Ausgang, wobei der low-verlaufende -Ausgang einen Fehlerzustand von entweder der getrennten High-Seite- oder Low-Seite-Vorrich tung anzeigt. Fig. 5 zeigt die U1 zu U3/U5 Kommunikations schnittstelle, die Signalpulstransformatoren verwendet. Während Normalbetrieb von U3 oder U5 als eine getrennte Gate-Ansteuerungseinrichtung, wird der -Ausgang von U1 low verlaufen, wann immer die folgenden Zustände detektiert werden:

a) ein Unterspannungszustand V_DD = 10,5 V ± 1,5 V oder ein Überspannungszustand V_DD = 17,5 V ± 1,5 V von entweder der Low-Seite V_DD oder der High-Seite V_DD;
b) ein Zustand, wo der V_EE-Generatorausgang von U1, U3 oder U5 weniger negativ als -3,9 V ± 0,9 V ist; oder
c) die Detektion eines Überstrom- oder Entsättigungszustan des, indem der Im-Eingang von einer der Ansteuerungsein richtungen über ihrer Vt_Im = 320 mV-Schwelle liegt. Wenn low verläuft, aufgrund eines detektierten High-Seite- oder Low-Seite-Fehlers, wird der Ansteuerungseinrichtungs ausgang, welcher "ein" (OUT = V_DD) vor dem Fehler war, auf "aus" gehen, indem er innerhalb von 200 ns auf das V_EE-Potential abfällt.

Fig. 8 ist ein schematisches Diagramm einer getrennten Gate-An steuerungseinrichtung, die in einer Ausführungsform der Erfindung verwendet wird. Dieser Schaltkreis ist sowohl für die High-Seite-Gate-Ansteuerungseinrichtung als auch für die Low-Seite-Gate-Ansteuerungseinrichtung identisch. Für gekop pelte magnetische und kapazitive Rauschimmunität und -unter drückung ist es wesentlich, daß auf eine vollständige Massen ebene mit einem Minimum an Induktivität zu der An steuerungs-IGB-Quelle Bezug genommen wird. Dies läßt die getrennte Gate-Ansteuerungseinrichtung bezüglich der Leistungsvorrich tungsquelle buchstäblich schwimmen, wodurch Streuquellen induktivität wirksam ausgelöscht wird.

Während die Erfindung besonders mit Bezug auf spezifische Ausführungsformen davon gezeigt und beschrieben worden ist, ist für Fachleute verständlich, daß die vorhergehenden und anderen Änderungen in der Form und Details hierin ausgeführt werden können, ohne vom Geist oder Schutzbereich der Erfin dung abzuweichen.

Zusammengefaßt ist ein Leistungsmodul mit wenigstens einem Leistungstransistor vorgesehen, wobei jeder Leistungstransi stor gekoppelt ist an und geschützt ist durch einen Über spannungsklemmen- und Entsättigungsdetektionsschaltkreis. Ein Ausgangsstrommeßsystem ist an den Leistungsmodulausgang gekoppelt. Ein Übergangstemperatursensor ist an jeden Leistungstransistor gekoppelt. Ein Trenntransformator ist jedem Leistungstransistor zugeordnet, wobei die Primärwicklun gen davon mit einer getrennten Ansteuerungskommunika tionsschnittstelle verbunden sind, welche logische Signale in Primärwicklungsansteuerungssignale umwandelt. Eine getrennte Gate-Ansteuerungseinrichtung ist an die Sekundär wicklung jedes Trenntransformators und den Gate-Anschluß jedes Leistungstransistors gekoppelt.

Claims

1. Leistungsmodul mit:
wenigstens einem Leistungstransistor, der an einen Lei stungsmodulausgang gekoppelt ist, wobei jeder Leistungs transistor einen Gate-Ansteuerungsanschluß aufweist;
wenigstens einem Überspannungsklemmen- und Entsättigungs detektionsschaltkreis, wobei ein Überspannungsklemmen- und Entsättigungsdetektionsschaltkreis an jeden Lei stungstransistor gekoppelt ist;
einem Ausgangsstrommeßsystem, das an den Leistungsmodul ausgang gekoppelt ist;
wenigstens einem Übergangstemperatursensor, wobei ein Übergangstemperatursensor an jeden Leistungstransistor gekoppelt ist;
wenigstens einem Trenntransformator mit einer Primärwicklung und wenigstens einer Sekundärwicklung;
einer getrennten Ansteuerungseinrichtungskommunikations schnittstelle, die an die Primärwicklung von jedem Trenntransformator gekoppelt ist, wobei die getrennte Ansteuerungseinrichtungskommunikationsschnittstelle zum Umwandeln von logischen Signalen in Primärwicklungsan steuerungssignale dient; und
wenigstens einer getrennten Gate-Ansteuerungseinrich tung, wobei eine getrennte Gate-Ansteuerungseinrichtung an die wenigstens eine Sekundärwicklung von jedem Trenntransformator und den Gate-Anschluß von jedem Leistungstransistor gekoppelt ist.

2. Leistungsmodul nach Anspruch 1, worin die Anzahl von Lei stungstransitoren zwei ist, wobei die zwei Leistungstran sistoren einen Halbbrückeninverter bilden.

3. Leistungsmodul nach Anspruch 2, worin die Leistungstran sistoren getrennte Gate Bipolar-Leistungstransistoren um fassen.

4. Leistungsmodul nach Anspruch 1, welches weiter umfaßt:
einen Leistungsquellentrenntransformator mit einer Pri märwicklung und wenigstens einer Sekundärwicklung;
eine getrennte Leistungsquelle, die an die Primärwicklung des Leistungsquellentrenntransformators gekoppelt ist; und
eine Vielzahl von Spannungsregulatoren, die an die Se kundärwicklungen des Leistungsquellentrenntransformators zum Zuführen von Leistung zu den getrennten Gate-An steuerungseinrichtungen gekoppelt sind.

5. Leistungsmodul nach Anspruch 1, worin jeder der Überspan nungsklemmen- und Entsättigungsdetektionsschaltkreise eine Lawinendiode umfaßt, wobei die Lawinendiode von einem besonderen Überspannungsklemmen- und Entsättigungs schaltkreis auf einem einzigen Halbleitersubstrat mit dem Leistungstransistor hergestellt ist, an welchen der besondere Überspannungsklemmen- und Entsättigungsschalt kreis gekoppelt ist.

6. Leistungsmodul nach Anspruch 1, welches weiter wenig stens einen digitalen Fehlerstatusausgangsanschluß um faßt, der an die getrennte Ansteuerungseinrichtungskommu nikationsschnittstelle zum Anzeigen des Vorhandenseins eines Versagensmodus gekoppelt ist.

7. Leistungsmodul nach Anspruch 1, welches weiter wenig stens einen analogen Parameterausgangsanschluß umfaßt, der zum Überwachen eines analogen Parameters des Moduls gekoppelt ist.

8. Halbbrückenleistungsmodul mit:
einem ersten Leistungstransistor mit einem Gate-Ansteu erungsanschluß;
einem zweiten Leistungstransistor, der einen Gate-Ansteu erungsanschluß aufweist und eine Halbbrückeninverterkon figuration mit dem ersten Leistungstransistor bildet, wobei die Halbbrückeninverterkonfiguration einen Ausgang aufweist;
einem ersten Überspannungsklemmen- und Entsättigungsde tektionsschaltkreis, wobei der erste Überspannungsklem men- und Entsättigungsdetektionsschaltkreis an den ersten Leistungstransistor gekoppelt ist;
einem zweiten Überspannungsklemmen- und Entsättigungsde tektionsschaltkreis, wobei der zweite Überspannungsklem men- und Entsättigungsdetektionsschaltkreis an den zwei ten Leistungstransistor gekoppelt ist;
einem Ausgangsstrommeßsystem, das an den Ausgang der Halbbrückeninverterkonfiguration gekoppelt ist;
einem ersten Übergangstemperatursensor, der an den er sten Leistungstransistor gekoppelt ist;
einem zweiten Übergangstemperatursensor, der an den zweiten Leistungstransistor gekoppelt ist;
einem ersten Trenntransformator, der eine Primärwicklung und wenigstens eine Sekundärwicklung aufweist;
einem zweiten Trenntransformator, der eine Primärwicklung und wenigstens eine Sekundärwicklung aufweist;
einer getrennten Ansteuerungseinrichtungskommunikations schnittstelle, die an die Primärwicklungen der ersten und zweiten Trenntransformatoren gekoppelt ist, wobei die getrennte Ansteuerungseinrichtungskommunikations schnittstelle zum Umwandeln von logischen Signalen in Primärwicklungsansteuerungssignale dient;
einer ersten getrennten Gate-Ansteuerungseinrichtung, die an die wenigstens eine Sekundärwicklung des ersten Trenntransformators und an den Gate-Anschluß des ersten Leistungstransistors gekoppelt ist; und
einer zweiten getrennten Gate-Ansteuerungseinrichtung, die an die wenigstens eine Sekundärwicklung des zweiten Trenntransformators und an den Gate-Anschluß des zweiten Leistungstransistors gekoppelt ist.

9. Halbbrückenleistungsmodul nach Anspruch 8, worin die er sten und zweiten Leistungstransistoren getrennte Gate-Bi polar-Leistungstransistoren umfassen.

10. Halbbrückenleistungsmodul nach Anspruch 8, welches wei ter umfaßt:
einen dritten Trenntransformator mit einer Primär wicklung, einer ersten Sekundärwicklung und einer zweiten Sekundärwicklung;
eine getrennte Leistungsquelle, die an die Primärwick lung des dritten Trenntransformators gekoppelt ist; und
eine Vielzahl von Spannungsregulatoren, die an die er sten und zweiten Sekundärwicklungen des dritten Trenn transformators zum Zuführen von Leistung zu den ersten und zweiten getrennten Gate-Ansteuerungseinrichtungen gekoppelt sind.

11. Halbbrückenleistungsmodul nach Anspruch 8, worin jeder der ersten und zweiten Überspannungsklemmen- und Entsät tigungsdetektionsschaltkreise eine Lawinendiode umfaßt, wobei die Lawinendiode des ersten Überspannungsklemmen- und Entsättigungsschaltkreises auf einem einzigen Halb leitersubstrat mit dem ersten Leistungstransistor herge stellt ist und die Lawinendiode des zweiten Überspan nungsklemmen- und Entsättigungsschaltkreises auf einem einzigen Halbleitersubstrat mit dem zweiten Leistungs transistor hergestellt ist.

12. Halbbrückenleistungsmodul nach Anspruch 8, welches wei ter wenigstens einen digitalen Fehlerstatusausgangsan schluß umfaßt, der an die getrennte Ansteuerungseinrich tungskommunikationsschnittstelle zum Anzeigen des Vorhandenseins eines Versagensmodus gekoppelt ist.

13. Halbbrückenleistungsmodul nach Anspruch 8, welches wei ter wenigstens einen analogen Parameterausgangsanschluß umfaßt, der zum Überwachen eines analogen Parameters des Moduls gekoppelt ist.

14. Halbbrückenleistungsmodul mit:
einem ersten getrennten Gate-Bipolar-Leistungstransi stor, wobei der erste Transistor einen Gate-Ansteue rungsanschluß aufweist;
einem zweiten getrennten Gate-Bipolar-Leistungstransi stor, wobei der zweite Transistor einen Gate-Ansteue rungsanschluß aufweist und eine Halbbrückeninverterkon figuration mit dem ersten Transistor bildet und die Halb brückeninverterkonfiguration einen Ausgang aufweist;
einem ersten Überspannungsklemmen- und Entsättigungsde tektionsschaltkreis, wobei der erste Überspannungsklem men- und Entsättigungsdetektionsschaltkreis an den ersten Transistor gekoppelt ist;
einem zweiten Überspannungsklemmen- und Entsättigungsde tektionsschaltkreis, wobei der zweite Überspannungsklem men- und Entsättigungsdetektionsschaltkreis an den zwei ten Transistor gekoppelt ist;
einem Ausgangsstrommeßsystem, das an den Ausgang der Halbbrückeninverterkonfiguration gekoppelt ist;
einem ersten Übergangstemperatursensor, der an den er sten Transistor gekoppelt ist;
einem zweiten Übergangstemperatursensor, der an den zweiten Transistor gekoppelt ist;
einem ersten Trenntransformator mit einer Primär wicklung, einer ersten Sekundärwicklung und einer zwei ten Sekundärwicklung;
einem zweiten Trenntransformator mit einer Primär wicklung, einer ersten Sekundärwicklung und einer zweiten Sekundärwicklung;
einem dritten Trenntransformator mit einer Primär wicklung, einer ersten Sekundärwicklung und einer zwei ten Sekundärwicklung;
einer getrennten Ansteuerungseinrichtungskommunikations schnittstelle, die an die Primärwicklungen der ersten und zweiten Trenntransformatoren gekoppelt ist, wobei die getrennte Ansteuerungseinrichtungskommunikations schnittstelle zum Umwandeln von logischen Signalen in Primärwicklungsansteuerungssignale dient;
einer ersten getrennten Gate-Ansteuerungseinrichtung, die an die ersten und zweiten Sekundärwicklungen des ersten Trenntransformators und an den Gate-Anschluß des ersten Transistors gekoppelt ist;
einer zweiten getrennten Gate-Ansteuerungseinrichtung, die an die ersten und zweiten Wicklungen des zweiten Trenntransformators und den Gate-Anschluß des zweiten Transistors gekoppelt ist;
einer getrennten Leistungsquelle, die an die Primär wicklung des dritten Trenntransformators gekoppelt ist; und
einer Vielzahl von Spannungsregulatoren, die an die er sten und zweiten Sekundärwicklungen des dritten Trenn transformators zum Zuführen von Leistung zu den ersten und zweiten getrennten Gate-Ansteuerungseinrichtungen gekoppelt sind.

15. Halbbrückenleistungsmodul nach Anspruch 14, worin jeder der ersten und zweiten Überspannungsklemmen- und Entsät tigungsdetektionsschaltkreise eine Lawinendiode umfaßt, wobei die Lawinendiode des ersten Überspannungsklemmen- und Entsättigungsschaltkreises auf einem einzigen Halb leitersubstrat mit dem ersten Transistor hergestellt ist und die Lawinendiode des zweiten Überspannungsklemmen- und Entsättigungsschaltkreises auf einem einzigen Halb leitersubstrat mit dem zweiten Transistor hergestellt ist.

16. Halbbrückenleistungsmodul nach Anspruch 14, welches wei ter wenigstens einen digitalen Fehlerstatusausgangsan schluß umfaßt, der mit der getrennten Ansteuerungsein richtungskommunikationsschnitt stelle zum Anzeigen des Vorhandenseins eines Versagensmodus gekoppelt ist.

17. Halbbrückenleistungsmodul nach Anspruch 14, welches wei ter wenigstens einen analogen Parameterausgangsanschluß umfaßt, der zum Überwachen eines analogen Parameters des Moduls gekoppelt ist.