DE10261476B4

DE10261476B4 - Analoge PLL mit Schaltkondensator-Resampling-Filter

Info

Publication number: DE10261476B4
Application number: DE10261476A
Authority: DE
Inventors: Robertus Laurentius Van Der Valk; Gerrit Dijkstra; Philip Kanata Ching
Original assignee: Zarlink Semoconductor Inc
Current assignee: Microsemi Semiconductor ULC
Priority date: 2002-01-11
Filing date: 2002-12-31
Publication date: 2005-02-24
Anticipated expiration: 2023-01-01
Also published as: KR20030061351A; US7078946B2; CN1224173C; GB0200562D0; GB2384123A; US20030155950A1; FR2834831A1; CN1433153A; DE10261476A1

Abstract

Phasenverriegelte Schleife mit:
einem Phasendetektor mit einem Ausgang;
einem spannungsgesteuerten Oszillator mit einem Eingang;
einer Rückkopplungsschleife, die einen Ausgang des gesteuerten Oszillators mit einem Eingang des Phasendetektors verbindet; und
einem Resampling-Filter, das den Ausgang des Phasendetektors mit dem Eingang des gesteuerten Oszillators verbindet, mit
– einer parallelen Anordnung von geschalteten Kondensatoren, die sich zwischen einer Signalleitung und Masse erstrecken, wobei die parallele Anordnung von Kondensatoren einen Eingang und einen Ausgang aufweist;
– einer Vielzahl von Schaltern, welche eine offene und eine geschlossene Position haben, seriell in der Signalleitung angeordnet sind und zwischen jeweils angrenzenden Kondensatoren positioniert sind;
– einer Ladungspumpe, die über einen Schalter mit dem Eingang der parallelen Anordnung von Kondensatoren verbunden ist; und
– einem Schaltkreis, der die Schalter steuert mit Signalen, die von dem spannungsgesteuerten Oszillator abgeleitet werden.

Description

Hintergrund der Erfindung
1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft das Gebiet der phasenverriegelten Schleifen (PLLs; Phase Locked Loops), und genauer einen Resampling-Filter in einer analogen PLL. Das neue Filter ist insbesondere geeignet für den Einsatz in Gestaltungen integrierter Schaltungen.
2. Beschreibung der verwandten Technik
Ein Filter in einer analogen Schleife für eine PLL muß eine Anzahl von Anforderungen erfüllen. Es sollte eine begrenzte Impedanz zeigen, in die die Ladungspumpe ihre Ladung pumpt. Diese Impedanz sollte stabil sein und bevorzugt auf einer konstanten Spannung liegen. Dieses macht das Ladungspumpen wiederholbar, was für die Anpassung in der Signalumsetzung von Wichtigkeit ist. Sie sollte ein unregelmäßiges (oder halbregelmäßiges) Signal von der Ladungspumpe in ein äquidistantes Signal umtakten. Die Unregelmäßigkeit wird durch die Fehlsynchronisation des Referenzsignals erzeugt. Somit ist das Signal aus der Ladungspumpe nicht nur in der effektiven Größe variabel, sondern auch in der Phase. Das Zeitgebungsproblem erzeugt phasenmodulierte Spektren auf dem Ausgang der Ladungspumpe. Die zugehörigen Bessel-Funktionen tragen das Signal hinunter zu nahe Gleichspannung. Umtakten ist dazu wirksam, dies wieder hinaufzudrücken. Das Filter muß ein normales Tiefpaßfilter vom Typ erster Ordnung oder sogar höher bilden. Für die Stabilität können die höheren Ordnungen relativ spät aktiv werden. Die Impedanz des VCO, der von dem Filter gesteuert wird, sollte als unendlich betrachtet werden. Das Filter muß derart sein, daß die Schleife vorbehaltlos stabil ist. Der Rest der Schleife wird einen dominanten Pol (VCO) haben. Das Filter darf wenig rauschen. Es sollte auch nicht mehr Fehler einführen, als in dem Rest des Systems gelöst werden.
1 zeigt ein herkömmliches traditionelles PLL-Filter mit einem Widerstand und einem Kondensator. Obwohl dies im allgemeinen als ein normales Tießpaßfilter angesehen wird, ist es tatsächlich ein Pol und eine Null in Reihe miteinander.
Die Steuerung an der Stromquelle ist tatsächlich das Auf/Abladen des Freigabesignals. Somit ist der Strom aus der Stromquelle tatsächlich der aktuelle Ladungsstrom. 2 zeigt die Spannungsausgabe eines solchen Filters.
Zu einem bestimmten Moment beginnt die Ladungspumpe das Pumpen. In dem Moment springt die Spannung; der Strom wird zu einer Spannung über dem Widerstand führen. Sobald der Strom aufhört, wird wieder zurückgesprungen. Der Kondensator wird währenddessen das Laden beginnen, was in dem schräg ansteigenden Teil der Linie dargestellt ist, was eine unterschiedliche Spannung zwischen dem Beginn und dem Ende ergibt. In der Wirkung bildet der Kondensator einen integrierenden Teil in dem Filter und der Widerstand einen proportionalen Teil.
Der integrierende Teil ist relativ geradeaus zu betrachten. Jedoch ist der Beitrag des Widerstandes recht komplex. Der Widerstand beeinflußt die Ausgabe des Filters nicht, wenn einmal die Ladungspumpe ihre Pumpwirkung beendet hat. Somit muß die Wirkung des Widerstandes von dem "Sprungteil" herrühren. Es ist diese springende Spannung, die den Unterschied zwischen einer stabilen und einer instabilen Schleife bildet. In einer PLL wird der Beitrag des Widerstandes nach dem VCO tatsächlich das Integral (VCO) der Fläche sein, die von dem Widerstand kommt. Es muß die Fläche sein; sowohl Zeit als auch Größe spielen eine Rolle. Die Zeit definiert die Zeitdauer, über die der VCO extra schnell (oder langsam) laufen wird. Der Widerstand definiert die tatsächliche Spannung zusammen mit dem Ladungsstrom. Ausgedrückt in Systemtermen wird die Größe des Widerstandes das System weniger oder mehr stabil machen, wobei die Zeitdomäne die lineare Natur des Fehlersignals trägt. Es ist jedoch nicht wünschenswert, Widerstände in inteanerten Schaltungen zu benutzen.

Aus Maxim A., et al. "A Low Jitter 125–1250 MHz Process-Independent and Ripple-Poleless 0.18 μm CMOS PLL Based on a Sample Reset Loop Filter". IN:IEEE Journal of Solid State Circuits, Vol. 36, No. 11, Nov. 2001, S. 1673 – 1683 ist ein Filter mit geschalteten Kondensatoren bekannt. Diese Kondensatoren werden sequentiell mit dem analogen Ausgang einer Ladungspumpe verbunden, so daß diese zu jedem einzelnen Zeitpunkt abgetastet wird. Dabei sind jeweils zwei Kondensatoren parallel zueinander zwischen einer Ladungspumpe und Masse angeordnet. Die Spannung, die dort an einem geschalteten Kondensator abgetastet wird, steuert den Strom einer programmierbaren Übergangsstufe. Diese programmierbare Übergangsstufe stellt eine binär gewichtete Kopie der Referenz-Transkonduktanz dar. Die dafür verwendeten geschalteten Kondensatoren sind Sample-And-Hold-Kondensatoren, die das analoge Ausgangssignal der positiven bzw. negativen Ladungspumpe abtasten und anschließend auf einen Wert eingestellt werden, der gehalten wird.

Zusammenfassung der Erfindung

Aufgabe der Erfindung ist es, den Schaltkreis aus 1 nachzuahmen, welcher eine La dungspumpe aufweist, die eine Reihenschaltung von einem Widerstand und einem Kondensator versorgt. Dieser nachgeahmte Schaltkreis soll keine Widerstände verwenden, da diese in CMOS-Technik schwer zu implementieren sind.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine phasenverriegelte Schleife zur Verfügung gestellt, mit einem Phasendetektor, der einen Ausgang hat; einem spannungsgesteuerten Oszillator mit einem Eingang; einer Rückkopplungsschleife, die einen Ausgang des gesteuerten Oszillators mit einem Eingang des Phasendetektors verbindet; und einem Resämpling-Filter, das den Ausgang des Phasendetektors mit dem Eingang des gesteuerten Oszillators verbindet, mit

– einer parallelen Anordnung von geschalteten Kondensatoren, die sich zwischen einer Signalleitung und Masse erstrecken, wobei die parallele Anordnung von Kondensatoren einen Eingang und einen Ausgang aufweist;
– einer Vielzahl von Schaltern, welche eine offene und eine geschlossene Position haben, seriell in der Signalleitung angeordnet sind und zwischen jeweils angrenzenden Kondensatoren positioniert sind;
– einer Ladungspumpe, die über einen Schalter mit dem Eingang der parallelen Anordnung von Kondensatoren verbunden ist; und
– einem Schaltkreis, der die Schalter steuert mit Signalen, die von dem spannungsgesteuerten Oszillator abgeleitet werden.

Das Schalten der Kondensatoren kann durch die Proportionalschaltung in der Rückkopplungsschleife der PLL gesteuert werden. Das neue Filter ist besonders gut für den Einbau in Designs integrierter Schaltungen geeignet.

Die Erfindung basiert teilweise auf der Erkenntnis, daß das wichtigste Merkmal die Fläche unter der Spannungskurve ist. Der neue Resampler benutzt nur Schalter und Kondensatoren. Obwohl die Schalter aktive Vorrichtungen sind, arbeiten sie nicht in ihrem linearen Bereich, so daß sie nicht sehr zum Rauschen beitragen.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Die Erfindung wird nun in weiteren Einzelheiten lediglich beispielhaft mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, wobei:
1 ein schematisches Schaubild eines herkömmlichen Filters ist;
2 eine Darstellung der Spannung über der Zeit ist, welche das Verhalten des Filters in 1 zeigt;
3 ein schematisches Schaubild eines Resampler-Filters ist;
4 bis 6 Simulationen sind, die das Aufteilen der Ladung in Schaltkondensatoren zeigen;
7 die Übertragungskurve für das Filter zeigt;
8 eine Auftragung einer Transferfunktion für das Filter ist;
9 ein schematisches Schaubild einer zweiten Ausführungsform eines Resampler-Filters ist;
10 bis 15 Simulationen sind, die das Aufteilen der Ladung in Schaltkondensatoren für die Schaltung der 9 zeigen;
16 ein schematisches Schaubild einer Resampler-Filterschaltung ist, die nützlich bei der Analyse der Schaltung, die in 9 gezeigt ist, ist;
17 eine Konfiguration der Schaltung zeigt, die in 16 gezeigt ist;
18 eine zweite Konfiguration der Schaltung zeigt, die in 16 gezeigt ist;
19 das Verhalten der Schaltung der 16 zeigt;
20 die Laplace-Transformierte der Schaltung der 16 zeigt;
21 und 22 alternative Konfigurationen des Resampler-Filters zeigen;
23 eine Auftragung ist, die die Wirkung des Stapelns der neuen Schaltungen zeigt;
24 und 25 Kurven sind, die das Verhalten der kombinierten Schaltung zeigen; und
26 eine erste Implementierung der neuen Schaltungen in einer PLL zeigt.
Genaue Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
Mit Bezug nun auf 3 lädt eine Ladungspumpe CP eine Anzahl von Schaltkondensatoren C1, C2, C3. Der erste Schalter S0 ist tatsächlich in der Stromquelle und veranschaulicht das Schalten durch die Ladungspumpe, was auch durch die Steuerung angezeigt ist, die gemeinsam genutzt wird.
Alle Schalter werden einmal pro Referenz-(oder Rückkopplungs-)Zyklus betätigt. Bei den beispielhaften Wellenformen sind diese Zyklen in zwei Stufen aufgeteilt, einer ersten, in der die Ladungspumpe und S2 aktiv sind, und einer zweiten, in der S1 aktiv ist. Dies zeigt vernünftigerweise die Zeitgebung, die man bei PLLs erwarten kann; wenn eine PLL ihre Referenzfrequenz mit zwei oder mehr multipliziert, ist es trivial genug, diese Phasen zu erzeugen. Wenn man jedoch die Zeichnungen liest, ist es wichtig, dieses im Hintergrund zu haben; jeder Referenzzyklus belegt bei den Simulationen zwei Stufen.
Die Wirkung dieser Schaltanordnung ist es, daß der erste Kondensator C1 von der Ladungspumpe zuerst geladen wird. In einer zweiten Stufe schließt sich der zweite Schalter und teilt die Ladung zwischen der ersten und zweiten Stufe. Der dritte Schalter tut dasselbe zwischen den Kondensatoren C2 und C3.
Es wird klar sein, daß nach einer Weile des Einschaltens etwas Eingabe auf C1 sich über alle Kondensatoren C1, C2 und C3 verteilen wird. Der Mechanismus ist tatsächlich eine Reihe, die ganz einfach entwickelt werden kann. Dieses Auseinanderstreuen der Ladung bedeutet, daß die Kondensatoren als ein großer summierter Kondensator für niedrige Frequenzen auf dem Eingang der Schaltung wirken. So integriert die Anordnung perfekt, mit einer wirksamen Kapazität von C1 + C2 + C3. Die Ladungsaufteilung wird in effektiver Weise durch den mittleren Kondensator C2 durchgeführt, der sich den anderen gegenüber als eine Art Widerstand verhält. Indem man C2 groß im Vergleich zu den anderen beiden macht, geht die Einstellung extrem schnell. Wenn er klein ist, braucht das System eine lange Zeit, um sich einzustellen.
Das Aufteilen fügt tatsächlich einen zusätzlichen Pol hinzu, oder besser ein Tiefpaßverhalten, das von den Verhältnissen der Kondensatoren beeinflußt werden kann. Das Verhältnis zwischen dem mittleren Kondensator und den anderen ist am wichtigsten. Das Tiefpaßverhalten ist in einer abgetasteten Gestaltung vorhanden; für einen sehr "widerstandsbehafteten" (also kleinen) C2, wird das Verhalten nahezu RC-ähnlich sein, für einen sehr wenig "widerstandsbehafteten" (also großen) C2 wird die Stufe nahezu eine einzige sein.
In den 4 bis 6 sind einige typische Beispiele des Verhaltens von Schaltkondensatoren gezeigt. Der gesamte Zyklus der Schaltung wird in zwei Stufen durchgeführt. In der ersten Stufe überträgt die Ladungspumpe ihre Ladung in den ersten Kondensator. Während dersel ben Zeitdauer teilen die beiden anderen Kondensatoren ihre Ladung. In der zweiten Stufe geschieht das Aufteilen nur zwischen den ersten beiden Kondensatoren.
4 zeigt das Ergebnis mit einer skalierten Impulseingabe in die Schaltung mit drei gleich großen Kondensatoren, d.h. mit einem Verhältnis 1:1:1.
5 zeigt das Ergebnis eines skalierten Impulses mit einem sehr kleinen mittleren Kondensator. Die verwendeten Verhältnisse hier sind 49:2:49.
6 zeigt das Ergebnis eines skalierten Impulses mit einem sehr großen mittleren Kondensator. Die hier verwendeten Verhältnisse sind 1:8:1.
Es wird aus diesen Figuren deutlich, daß diese Schaltkondensator-Schaltung eine gute Konfiguration für den Integrierer des Filters ist; sie ist ein perfekter Kondensator für niedrige Frequenzen und liefert etwas zusätzliche Dämpfung für hohe Frequenzen, wenn dies gewünscht wird. Es ist nicht wünschenswert, sehr extreme Kondensatorverhältnisse zu benutzen. Zum Beispiel sollten extrem kleine kapazitive Lasten nicht eingesetzt werden, da dann die Spannungsschwingungen extrem werden. Der Ausgangskondensator sollte nicht zu klein werden; ansonsten wird das Schaltrauschen im VCO dominant. Der mittlere Kondensator kann relativ klein werden, aber dann könnte die Phasensicherheit der Schleife leiden.
Aus der bisherigen Beschreibung wird deutlich, daß die Schaltkondensator-Schaltung ein integrierendes Verhalten hat und daß ihr endgültiges Integrationsverhalten (also nahe Gleichstrom) identisch einer normalen Stromquelle sein wird, bei der die Summierung der drei Kondensatoren hinterherhinkt. Jedoch ist das präzise Verhalten natürlich von einem einzelnen Kondensator unterschiedlich, und der Unterschied ist von Wichtigkeit aufgrund von Stabilitätsthemen und dergleichen. Aus diesem Grund wird das Verhalten in der Frequenzdomäne analysiert. Die Analyse wird sich zunächst auf das Auffinden der geeigneten Z-Transformationsformel für die Kohärenz zwischen Eingabe und Ausgabe konzentrieren. In der sich ergebenden Formel kann Z durch die geeignete Frequenzdomänen-Formel ersetzt werden, die aufgetragen und geprüft werden kann.
Die Z-Transformierte kann gefunden werden, indem in geeigneter Weise alle Knotengleichungen zu unterschiedlichen Zeiten beobachtet werden. In der Analyse wird mit Zeitstufen einer halben Zeiteinheit anstelle der ganzen Zeiteinheit gearbeitet; dies ist notwendig, da die tatsächliche Rate von S2 außerhalb des normalen Taktes liegt, jedoch innerhalb der Schaltung die Stufen auch zur halben Zeit auftreten, wenn die Schalter betätigt werden.
In einer ersten Situation, wenn alle die Schalter offen sind, wobei S 1 und S2 gleichzeitig für eine sehr kurze Zeit offen sind, gilt zur Zeit t: VC1(t) = VC2(t), ⇒ 0 = VC1(t) – VC2(t)
Dann schließen der Schalter S2 und der Stromschalter S0, wobei nur S1 offen bleibt.
Die Stromquelle ist nicht während der gesamten Zeitdauer aktiv, sondern nur während eines Teiles davon. Dies ist natürlich der implizite Betrieb des vorlaufenden Phasendetektors und ist Teil der Größe des Eingangssignals. Das Verhältnis der Zeit, zu der das Signal aktiv ist, und der angenommenen Abtastzeit wird mit α bezeichnet. Der Strom sollte aufhören, bevor die nächste Abtastperiode (S1 geschlossen) beginnt. Tatsächlich, wenn α länger ein bleibt als das Schließen von S1, bleibt die Analyse gültig und korrekt. Jedoch sind das Schließen von S1 und die Aktivität der Stromquelle am besten, wenn sie getrennt gehalten werden. Dies gilt wegen des impedanzabhängigen Stromes und dergleichen, also Fehlern zweiter Ordnung der physikalischen Schaltung.
Die folgenden Gleichungen folgen zur Zeit-t + 1/2T: VC1(t + 1/2T)·C1 = VC1(t)·C1 + αI(t), ⇒ αI(t) = VC1(t + 1/2T)·C1-VC1(t)·C1 (Die Verwendung von αI(t) gibt an, daß der Strom aus dem vorangegangenen Zyklus herrührt. Dies ist korrekt in dem Sinne, daß in einer geschlossenen PLL der VCO auf eine sich ändernde Steuerung antwortet und somit den nächsten Zyklus der Phasenerfassung ändert; somit rührt der Strom von dem vorangegangenen Zyklus her. Dies bedeutet auch, daß die Gleichungen keine zusätzliche Z benötigen, wenn die Schleife geschlossen wird.)
und VC3t + 1/2T)·[C2 + C3] = VC2(t)·C2 + VC3(t)·C3 ⇒ 0 = VC3(t + 1/2T)·[C2 + C3] – VC2(t)·C2 – VC3(t)·C3 und VC2(t + 1/2T) = VC3(t + 1/2T) ⇒ 0 = VC2(t + 1/2T) – VC3(t + 1/2T)
Die Situation wird fortgeführt, indem Schalter S0 geöffnet, S2 geöffnet und S1 geschlossen wird. Die folgenden Gleichungen gelten zur Zeit t + T (T = Abtastperiode): VC1(t + T)·[C1 + C2] = VC1(t + 1/2T)·C1+VC2(t + 1/2T)·C2 ⇒ 0 = –VC1(t + 1/2T)·C1 + VC1(t + T)·[C1 + C2] – VC2(t + 1/2T)·C2und VC1(t + T) = VC2(t + T) ⇒ 0 = VC1(t + T) – VC2(t + T)
Schließlich wird das Öffnen S2 die Spannung am Kondensator C3 nicht ändern. VC3(t + T) = VC3(t + 1/2T), ⇒ 0 = VC3(t + 1/2T) – VC3(t + T)
Wenn man diesen Satz Gleichungen als eine Matrix aus Gleichungen sieht, wird es möglich, die Komplexität zu verringern (Matrixreduktion). Wir haben 7 Gleichungen und 3 Knoten zu 3 Zeiten (9 Variable) plus einem Strom (somit insgesamt 10 Variable). Wir können mit einfachen Zeilenoperationen diesen Satz aus Gleichungen auf eine einzelne Gleichung mit nur V_C3(t), V_C3(t + T) und αI(t) reduzieren. Dieses führt nach wenigen Schritten zu zwei Gleichungen: αI(t) = VC1(t + T)·[C1 + C2] – VC1(t)·C1 – VC3(t + T) · C2und
Diese beiden Gleichungen können nach der Z-Domänentransformation neu geschrieben werden:
Die Substitution der zweiten Gleichung in die erste liefert
Diese Funktion kann in weiteren Einzelheiten analysiert werden. Ein erstes Verfahren benutzt das einfache Ersetzen von Z durch seine normale Bedeutung e^–pT oder e^–jwT, was es relativ einfach macht, eine Übertragungskurve zu erstellen, für die Größe in dB ist sie in 7 gezeigt.
Diese Übertragungen zeigen die Abhängigkeit der Übertragung als Funktion der Frequenz (in rad/s in dem Funktionsaufruf), und als Funktion der Parameter C1, C2 bzw. C3. Die Kurven zeigen, daß die Auswahl eines relativ kleinen C2 ein wenig zusätzliche Dämpfung liefert. Dies wird durch den "langsamen" Transport der Ladung durch den mittleren Kondensator C2 hervorgerufen. Es zeigt auch, daß die Summierung der drei Kondensatoren die Übertragung bei niedrigen Frequenzen festlegt und als reiner Integrierer wirkt (wie erwartet). Eine Spur scheint zu fehlen; GD1 (100, 10, 1, ω) stimmt zufällig genau mit GD1 (1, 10, 100, ω) überein. Eine sorgfältige Überprüfung der Formeln beweist, daß dieses korrekt ist; C1 und C3 können miteinander vertauscht werden, ohne daß es überhaupt irgendeinen Unterschied gibt. Dies beweist wiederum, daß C2 der Kondensator ist, der die Transferfunktion dominiert.
Eine weiteres Analyseverfahren besteht darin, die Nenner der Transferfunktion zu untersuchen. Die Transferfunktion kann anders geschrieben werden als:
Die Faktoren können studiert werden, um einige Plausibilitätsüberprüfungen durchzuführen. Es gibt zwei Pole, einen bei Z = 1/(DC), was als der normale Integrierpol erwartet wird, und einen finiten Pol, der zu der "Langsamkeit" in bezug steht, die durch C2 hervorgerufen wird.
Durch begrenzte Substitution von Z durch 1 (Z = 1 im Gleichstromfall), können wir die Gleichstromübertragung studieren:
So wird bei Gleichstrom eine Stufe in der Eingabe eine Rampe mit der Steigung 1/(C1 + C2 + C3) sein, was zuvor beobachtet worden ist. Dasselbe kann mit einem Impuls und dem Endwerttheorem für die Z-Transformation durchgeführt werden.
Ein weiteres Analyseverfahren ist der Einsatz der bilinearen Transformation, um die Kurve bis hinauf zur Hälfte der Abtastfrequenz in der Laplace-Domäne zu beschreiben. Für diese Analyse wird die ursprüngliche bilinerare Gleichung benutzt:
was für den Bereich gilt, für den es relativ genau ist, daß x = sin(x) ist.
Dieses Modell kann in einer Substitution benutzt werden, um eine Laplace-Gleichung zu erhalten, die, nachdem s = jω substituiert wird und normiert wird, indem T = 1 gesetzt wird, ist:
Diese Funktion kann als Verifizierung aufgetragen werden und ist in 8 gezeigt.
Die zusätzliche Kurve GD1L zeigt die Laplace-Transferfunktion und beginnt, beträchtlich von der Z-Domäne abzuweichen, ab etwa 1/10 der Abtastfrequenz. Somit ist die Formel eine gute Darstellung für einen wichtigen Teil des Frequenzspektrums. Die meisten PLLs haben ihre Eckfrequenz für die geschlossene Schleife irgendwo in dem Teil unterhalb 1/10 Abtastfrequenz. Die Formel kann benutzt werden, um eine regelmäßige Stabilitätsanalyse der PLL durchzuführen. Es sollte angemerkt werden, daß sich GD1 (100, 10, 1, ω) und GD1 (1, 10, 100, ω) weiter überlagern, so daß nur eine sichtbar ist.
Es gibt eine einfache Abwandlung bei der Schaltung, die oben beschrieben ist, wie es in 9 gezeigt ist. Diese Schaltung verhält sich in einer radikal unterschiedlichen Weise, insbesondere bei niedrigen Frequenzen. Über der Zeit wird die gesamte Ladung über den letzten kurzgeschlossenen Schalter ausströmen. Grundsätzlich zeigt C3 nun Widerstandsverhalten. Irgendein Eingangsignal wird die Ausgabe anführen, bis der Schalter S3 an der Ausgabe den Ausgang zurücksetzt. Wenn die beiden letzten Schalter mit einer festen Zeitgebung geschaltet werden, wird irgendein Eingangssignal irgendein Ausgangssignal über eine feste Zeitdauer anführen. Die Schalter S2 und S3 sind nichtnotwendigerweise in komplementärer Weise geschaltet. Wenn die Ladung, die von der Ladungspumpe gepumpt wird, groß ist, dann wird es auch die Ausgangsspannung (über die Zeit, wo sie noch nicht zurückgesetzt ist). So "verhält sich" die Schaltung in einer linearen Weise. Die Aufteilungseigenschaften der Kondensatoren sind von der nicht zurückgesetzten Version unterschiedlich. Die widerstandsbehaftete Natur des letzten Kondensators erzeugt diese Wirkung.
10 zeigt das Ergebnis mit einem skalierten Impuls in die Schaltung mit drei gleich großen Kondensatoren, somit ist das Verhältnis 1:1:1. Es dauert ein bißchen, bevor der Endpunkt 0 auf C3 erreicht ist.
11 zeigt das Ergebnis eines skalierten Impulses an Kondensatoren mit einem Verhältnis 10:80:10. Das Einstellen dauert noch eine lange Zeit, länger als bei 1:1:1.
12 zeigt das Ergebnis mit einem skalierten Impuls in die Schaltung mit drei Kondensatoren mit dem Verhältnis 1:3:9. Die Einstellung wird nun schnell und mehr oder weniger vernünftig. Um es ganz sicher zu machen, können wir auch das Integral der Spannung am Kondensator 3 aufzeichnen, das gegen 1 gehen sollte.
13 ist eine Vergrößerung der Spannung nur an C3, um die Einzelheiten der Läufe zu zeigen.
14 zeigt die integrierte (summierte) Spannung an C3 für ein gleiches Kondensatorverhältnis für C1:C2:C3 von 1:3:9. Diese graphische Darstellung zeigt, daß C3 seinen "widerstandsbehafteten" Teil in einer kurzen Zeitdauer beigetragen hat; im ersten Zyklus werden bereits ungefähr 60 % erreicht, in drei Zyklen erreicht sie mehr als 90 % effektives Ergebnis.
Es ist klar, daß die Spannung, die durch diese Schaltung transportiert werden sollte, nicht direkt ist, wie bei der Widerstandslösung. Statt dessen hat sie eine zusätzliche Verzögerung τ von ungefähr einer Abtastdauer (im ersten Schritt nahe bei 63 %) oder einer Referenzperiode. Diese zusätzliche Verzögerung ist äquivalent zu einer Tiefpaßfrequenz gleich f = ω/2π = 1/2πτ = fref/2π. Dies kann mit der gewählten Tiefpaßfrequenz in der Schleife korreliert werden, so daß es ein gerader Weg ist, eine stabile Schleife zu erzeugen. Tatsächlich gibt es ein wenig zusätzliche Hilfe in der Form von Verzögerungen auch bei dem Nicht-Widerstands-Teil; der kapazitive Teil ohne Rücksetzung ist also nicht extrem schnell. Dies erzeugt "Rutschen" für den widerstandsbehafteten Weg, damit er seine stabilisierende Arbeit ausführen kann. Mit beispielsweise Excel stellt es sich heraus, daß es einfach genug ist, die Grenzen der Stabilität und dergleichen zu finden.
Indem man leicht die Verhältnisse übertreibt, können wir den Vergleich zwischen dem ursprünglichen Widerstand und der neuen Schaltung zeigen.
15 zeigt die Spannung an C3 bei einem Verhältnis für C1:C2:C3 von 1:10:100. Dies ist leicht übertrieben, liefert aber deutlich ein Signal ähnlich dem Widerstand in dem normalen RC-Schleifenfilter; einen fast einzigen Puls. Somit ist diese Schaltung eine vernünftige Alternative für den reinen Widerstand, wobei nur Kondensatoren und Schalter benutzt werden, welche wenig Rauschen haben, implizite Stabilität (abhängig von C1, C2, C3) und implizite Umtaktung.
Der Widerstand trägt den Ladungsstrom (fest) über seinen Widerstand (fest) über eine gewisse Zeitdauer (variabel). Wie zuvor angesprochen ist die relevante Darstellung das Integral. Die Kondensatorschaltung trägt einen Wert, der auf dem ersten Kondensator bereits die inte grierte Version von Ladungsstrom und Zeit ist. Die tatsächliche Größe des Signals hängt von dem Kondensatorwert ab. Die Ausgabe trägt diesen integrierten Wert durch eine feste Zeit an seinen Ausgang, woraufhin er zurückgesetzt wird.
Der Unterschied zwischen dem Kondensator- und Widerstandsansatz ist, daß der Kondensatoransatz in irgendeiner Weise synchronisiert werden kann. Daher kann das Signal von dem "widerstandsbehafteten" Teil, das durch die Kondensatoren gebildet wird, tatsächlich bis zu fast einem vollen Zyklus gestreckt werden. Dies könnte zum Beispiel getan werden, indem S3 während einiger ps (falls machbar) kurzgeschlossen wird, unmittelbar bevor sich S2 wieder schließt. Natürlich würde das durch praktische Betrachtungen behindert werden, jedoch ist ein effektiver Beitrag von beispielsweise 15/16 Zyklen kein Problem. In einem Beispiel: es sei angenommen, daß die Rückkopplungsfrequenz gleich 100 kHz (10 μs Zyklus) sein würde, und der Phasenfehler würde in der Zeit gleich 1 ns sein. Schließlich sei angenommen, daß der Strom 100 μA in dem traditionellen Widerstand von 1 kOhm sein würde. Dann würde sich bei Widerständen ein Spannungspeak von 100 μA·1kOhm = 0.1 V während 1 ns ergeben. Mit der Implementierung über geschaltete Kondensatoren würde die Spannung stattdessen zum Beispiel 16/15·0.1 V·1 ns/10 μs = 10.7 μV während 15/16·10 μs = 9.4 μs sein. Mit anderen Worten derselbe Beitrag, jedoch gleichmäßiger verteilt. Mit einem zusätzlichen Abtastkondensator könnte das 15/16-Verhältnis sogar 1/1 gemacht worden sein, würde jedoch einen zusätzlichen Designfaktor ergeben, was es möglicherweise nicht wert ist.
Dies bedeutet, daß der reale Widerstand seinen stabilisierenden Beitrag zu der Steuerspannung des VCO in einer weit kürzeren Zeitspanne beitragen muß als die kapazitive Lösung. Dies beeinflußt das Ausgangsspektrum der PLL in einer negativen Weise. Die Kondensatorlösung ist der Widerstandslösung überlegen.
Es gibt einen weiteren wesentlichen Unterschied zwischen der rückgesetzten und der nicht rückgesetzten Schalter-Kondensator-Schaltung. Die nicht rückgesetzte Version hat einen gesamten "kapazitiven" Wert, der gleich der Summe aus C1 und C2 und C3 ist. Jedoch hat die rückgesetzte Version einen "widerstandsbehafteten" Wert, der nur von C3 abhängt. Dies ist richtig, da C3 das einzige Leck in dem System ist, die gesamte Ladung muß "durch" diesen geschalteten Kondensator gehen.
Wie der perfekte Integrator kann der Leckintegrator in der Frequenzdomäne analysiert werden. Wieder kann eine Anzahl von Gleichungen entwickelt werden. Die Spannung an C3 ist für Formeln schwierig, da sie während eines Teils jeder Abtastdauer zurückgesetzt wird. Für Analysezwecke wird nur eine Sample- und Hold-Stufe (mit einem infinitesimalen Kondensator als Speicher) hinzugefügt, wie es in 16 gezeigt ist, so daß der Probenwert auf dem Ausgang für einen kompletten Zyklus aktiv ist. Die Tatsache, daß die Ausgabe nicht einen ganzen Zyklus aktiv ist, sondern nur über einen Teil (den wir β nennen werden) ist ein einfacher Gewichtsfaktor, der einfach genug ist, um in die Formeln auszugleichen. Wenn zum Beispiel das Rücksetzen über die halbe Zeit aktiv ist, wird ein zusätzlicher Gewichtsfaktor von ½ benötigt. Natürlich wird das präzise spektrale Verhalten auch geändert, jedoch nur für hohe Frequenzen, die für die Analyse kaum relevant sind.
Unmittelbar vor dem Beginn haben wir alle Schalter offen, aber wir kommen aus der Position, in der S1 geschlossen war (was C1 und C2 verbindet) und S3 geschlossen war (was C3 kurzschließt). So sind zur Zeit t die folgenden Gleichungen korrekt: VC1(t) = VC2(t), ⇒ 0 = VC1(t) – VC2(t)und VC3(t) = 0
Dann schließen der Schalter S2 und der Stromschalter. Die Situation, wie sie in 17 gezeigt ist, ergibt sich.
Wieder ist die Stromquelle nicht während der gesamten Zeitdauer aktiv, sondern nur zu einem Teil. Das ist wiederum der implizite Betrieb des voreilenden Phasendetektors und ist Teil der Größe des Eingangssignals. Das Verhältnis aus der Zeit, in der das Signal aktiv ist, und der angenommenen Abtastzeit wird mit α bezeichnet.
Die folgenden Gleichungen folgen zur Zeit t + 1/2T: VC1(t + 1/2T)·C1 = VC1(t)·C1 + αI(t), ⇒ αI(t) = VC1(t+1/2T)·C1 – VC1(t)·C1(Es sollte bemerkt werden, daß bei der Frequenzanalyse der ersten Kondensatorschaltung weiter gilt: der Strom ist das Ergebnis der geänderten VCO-Spannung in dem vorangegange nen Zyklus, so daß eine zusätzliche Verzögerung in den sich ergebenden Gleichungen vorliegt.)
und VC3(t) + 1/2T)·[C2 + C3] = VC2(t)·C2 + VC3(t)·C3 = VC2(t)·C2, ⇒ 0 = VC3(t + 1/2T)·[C2 + C3] – VC2(t)·C2und VC2(t + 1/2T) = VC3(t + 1/2T), ⇒ 0 = VC2(t + 1/2T) – VC3(t + 1/2T)und Vout (t + 1/2T) = VC3(t + 1/2T), ⇒ 0 = Vout(t + 1/2T) – VC3(t + 1/2T)
Dann werden die Schalter S2 und S3 geöffnet und die Schalter S 1 und S3 werden geschlossen. Die Situation, die in 18 gezeigt ist und Beziehungen zur Zeit t + T (mit T = Abtastdauer) entwickeln sich: VC2(t + T)·(C1 + C2] = VC1(t + 1/2T)·C1 + VC2(t + 1/2T)·C2 ⇒ 0 = VC1(t + 1/2T)·C1 – VC2(t + T)·[C1 + C2] + VC1(t + 1/2T)·C2und VC2(t + T) = VC1(t + T) ⇒ 0 = VC1(t + T) – VC2(t + T)und VC3(t + T) = 0und Vout (t + T) – Vout(t + 1/2T), ⇒ 0 = Vout(t + 1/2T) – Vout/t + T)
Die Formeln können wiederum für die Matrixreduktion benutzt werden, mehr oder weniger entlang derselben Linie. Das endgültige Ergebnis wird: αI(t) = VC1(t + T)·[C1 + C2] – VC1(t)·C1 – Vout(t + T)·C2und
Diese zwei Gleichungen können nach der Z-Domänen-Transformation neu geschrieben werden:
Substitution der zweiten Gleichung in die erste liefert
Das erneute Einführen des Verhaltens der Dauer des nicht kurzgeschlossenen C3 (relativer Gewichtsfaktor β) liefert eine leicht unterschiedliche Formel:
Diese Formel kann wieder für einige einfache Analysen benutzt werden. Zunächst tragen wir einige Übertragungskurven auf, wobei die einfache Ersetzung von Z durch seine normale Bedeutung, e^–pT oder e^–jwT, benutzt wird. In den Übertragungen wird die Zeit T als auf 1 normiert gewählt. Die Variablen in den Funktionsaufrufen sind jeweils β, C1, C2, C3 und ω (rad/2). Die Kurve, die in 19 gezeigt ist, ist die Transfergröße in dB.
Die letzte Spur (obere Spur auf der Auftragung) zeigt, daß der Endkondensator C3 das tatsächliche Übertragungsverhalten im Gleichstrom bestimmt. Das ist nicht überraschend, da der Kondensator C3 der einzige Kondensator ist, der tatsächlich als ein geschalteter Kondensator vom Typ Widerstand geschaltet ist. Die vierte Spur (unterste Auftragung in Gleichstrom) zeigt den Einfluß des Faktors β, der in diesem Fall die relative Empfindlichkeit um einen Faktor 4 (12 dB) reduziert. Die anderen Kurven zeigen, daß das Widerstandsverhalten am besten angenähert wird, wenn C1 « C2 « C3. Umgekehrt, wenn dies nicht der Fall ist, wird die Übertragung einen relativ starken verzögerten Effekt haben, was sich selbst in dem ansteigenden Teil der Kurven zeigt. Kurz gesagt: der Übergang zu dem letzten Kondensator sollte so schnell wie möglich sein.
Wiederum, als ein Zusatz, kann die bilineare Transformierte benutzt werden, um eine Laplace-Formel zu ergeben, die leichter in einer normalen Analyse der geschlossenen Schleife für die PLL integriert wird:
was in dem Bereich gilt, für das es relativ genau ist, daß x = sin (x). Nach dem Substituieren von s = jω und Normieren, indem T=1 gesetzt wird, wird die Transferfunktion:
was wiederum aufgetragen werden kann, indem eine einzige Linie GD2L (GD2 Laplace) hinzugefügt wird.
Die untere Kurve wird als die Laplace-Kurve (GD2L) bezeichnet, jedoch beginnt die Laplace-Linie um 1/10 der Abtastfrequenz zu divergieren. So ist die Anpassung zwischen der ursprünglichen Z- und der dazu in bezug stehenden Laplace-Formel wiederum recht gut. Wiederum ist das Verwenden der Laplace-Formel etwas einfacher für die Schleifenanalyse, da diese typischerweise in der Laplace-Domäne stattfindet.
Die neuen Schaltungen können in effektiver Weise benutzt werden, um eine vereinfachte Version zu gestalten.
Ein "normales" PLL-Resampling ist nämlich attraktiv. Es kann Welligkeit aufgrund des Typs des Phasendetektors oder Welligkeit aufgrund einer Phasenversetzung verringern. Die Wahl des Phasendetektors ist typischerweise an die Verwendung der PLL gekoppelt. Die Wahl der Phasenversetzung ist eher an inhärente Linearitätsprobleme in dem Detektor um den Nulldurchgang gekoppelt. Und es gibt natürlich Systeme, wo die Versetzung wegen der gewählten Technologie erzeugt wird.
21 zeigt die einfache Resample-Version des normalen Kondensators in dem Filter. Er wird seinen Endwert direkt erreichen, wenn der Abtastschalter geschlossen wird, und die effektive Kapazität (für die Filterempfindlichkeit) wird die Summe aus C2 und C3 sein. 22 ist die einfache Resample-Version des normalen Widerstandes in dem Filter. Der Weg, auf dem er seinen Endwert erreicht, hängt wieder von Kondensatorverhältnissen ab, jedoch spielt in diesem Fall nur das Verhältnis C2:C3 eine Rolle. Zum Beispiel wird das Verhältnis 1:10 90% Effektivität in einem einzigen Abtastzyklus liefern.
In dem traditionellen Ansatz sind die beiden Teile (der integrierende und der proportionale) durch eine Reihenschaltung von Kondensator und Widerstand gestapelt. Tatsächlich kann gezeigt werden, daß die neuen Schaltungen ebenso einfach gestapelt werden können. Das Stapeln ist ein einfaches Format einer Addierfunktion. Dies ist möglich, weil die Ladungspumpe einen Stromausgang hat; die tatsächliche Spannung ist von geringerer Wichtigkeit, und Stapeln ist akzeptabel. 23 zeigt eine einfache Simulation der Gesamtheit aus einem Widerstands- und einem Kapazitätsteil, indem die beiden einfach addiert werden. Der integrierende Teil wird mit einer kleineren Gewichtung als der proportionale Teil genommen, wie es im tatsächlichen Leben erwartet werden kann (dies geschieht aufgrund von Stabilitätsbetrachtungen).
Die Figur zeigt die Gesamtspannung, wenn die integrierenden Kondensatoren ein Verhältnis von 1:1:1 haben und die widerstandsbehafteten Kondensatoren haben ein Verhältnis 1:5:25. Das tatsächliche Gesamtgewicht des Widerstandsteils ist 10 mal größer als das des kapazitiven Teils. Es wird klar sein, daß die Addition eine Wellenform liefert, die in vielen Aspekten Verbindungen mit der Wellenform von der Kombination Widerstand/Kondensator hat. Eine Einzelheit zum Beispiel ist, daß die Langsamkeit des kapazitiven Teiles Raum erzeugt, um etwas Langsamkeit auf dem widerstandsbehafteten Teil zu erlauben.
Die tatsächliche Hinzufügung kann auf viele Weise geschehen. Für die SONET-PLL ist eine gesamte schematische Darstellung in 24 gezeigt. Diese Schaltung benutzt zwei Stromquellen. Sie gibt getrennte Kontrolle über den proportionalen Teil und den integralen Teil, ohne daß extrem große Kondensatoren benutzt würden. Sie sorgt für Kopplung gegen Vdd, da der VCO gegen Vdd gesteuert ist. Dies steht typischerweise zu dem Prozeß in bezug, in der die Gestaltung gemacht wird. Der integrale Teil ist Vdd am nächsten. Parasitäre Effekte machen es schwierig, daß der integrale Teil auf und ab mit dem proportionalen Teil schwingt. Er nutzt eine einzige Steuerspannung für den VCO.
Die kombinierte Schaltung kann analysiert werden, indem die Summation der früheren Funktionen benutzt wird. Die tatsächliche Analyse liefert recht komplexe Funktionen, wie sie in 24 und 25 gezeigt ist.
Die Kurven sind mit einem festen Gewichtsfaktor β = 0.5 für die Dauer des fehlenden Kurzschlusses auf dem proportionalen Teil belegt, und "proportionale" Kondensatoren CP1, CP2, CP3 und "integrierende" Kondensatoren CI1, CI2, CI3, alle für denselben Strom I, natürlich aber für variierende Frequenz.
Das Argument der Transferfunktion (Phase) ist auch von Interesse, das Schließen der Schleife in der PLL wird das tatsächliche Argument eines Hauptgestaltungskriterium geben (wegen der Phasensicherheit und der Verstärkungssicherheit).
Diese Phasenkurven werden mit denselben Parametern aufgerufen, wie die Größe der Transferfunktion.
Wenn man all diese Kurven betrachtet, wird man sehen, daß das Varueren von CI2 (dem mittleren Kondensatoren im integrierenden Teil) eine nützliche zusätzliche Verstärkung liefert. Für zusätzliche Unterdrückung, zum Beispiel der Referenz oder formenden Elementen in einer durch Synchronisationsstörungen geformten Schleife, kann dies recht attraktiv sein. Das Verändern der Verhältnisse in dem proportionalen Teil kann einigen Einfluß auf die Entscheidung für die Verstärkungssicherheit haben; das weniger extreme Verhältnis ist nicht so gut definiert wie proportional und hat somit mehr Dämpfung (zwischen 1/10 der Abtastfrequenz und höher), während die Phase kaum geändert wird. Dies kann für die Stabilität vorteilhaft sein. Um eine vernünftige Schleifenstabilität zu erhalten, müssen die Phasensicherheiten akzeptabel sein, dies bedeutet, daß der integrierende Teil klein sein muß, wenn man mit dem proportionalen Teil vergleicht. Die Größen, die verglichen werden sollen, sind die Flächen unter den Kurven in einem einzelnen Akquisitionszyklus, da diese Flächen die Phasenänderung darstellen. Für die normale Widerstands/Kondensator-Kombination ist die erste Zeit/Spannung-Figur eine geschickte Darstellung und Rechenwerkzeug, für den kapazitiven Ansatz gilt etwas ähnliches. In den gezeichneten Kurven ist dieser Effekt mitgenommen. Das Verhältnis zwischen den Kondensatoren in dem proportionalen Teil und dem integrierenden Teil kann relativ fest sein. Wenn die Abtastfrequenz sich ändert, ändert sich das Übertragungsverhalten des Filters nicht. Daher, wenn die Rückkopplungsfrequenz in der Schleife sich ändert, braucht sich der Filter nicht zu ändern. Für ein RC-Filter gilt dieses überhaupt nicht; bei einer doppelt so hohen Referenz/Rückkopplungsfrequenz muß sich das R halbieren, damit sich das Filter gleich verhält (oder C muß sich verdoppeln, die genaue Entscheidung hängt auch von möglichen Änderungen der Empfindlichkeit des VCO ab).
Die Kombinationsschaltung hat gute Eigenschaften, die Variation in den Verstärkungs- und Phasensicherheiten erlauben. Bei den meisten Anwendungen ist dieses eine wichtige Flexibilität in der Gestaltung.
Man sollte sich erinnern, daß zum Schließen der Schleife die Gleichungen des proportionalen und integrierenden Teils der Steuerung bereits das Abtasten besorgt haben, das von dem Phasendetektor durchgeführt wird. Somit brauchen die Formeln nur mit der Übertragung des VCO (typischerweise etwas wie K_v/s) und des Phasendetektors (typischerweise eine Zahl K_p) erhöht zu werden, um die vollständige Gleichung für die Frequenzanalyse zu liefern. Natürlich, wenn es zusätzliche Verzögerungen gibt (so wie in einer SONET-Anwendung, die einen zusätzlichen ½-Zyklus verzögert, um das Formen des Phasendetektors zu erlauben), sollten sie als ein getrennter Betrag beim Schließen der Schleife mitgenommen werden. In dem Fall, daß die gewünschte Schleifen-Bandbreite sich nahe an die Abtastrate vergrößert, würde die Approximation der Z-Kurven mit der bilinear substituierten Version in der Laplace-Domäne nicht mehr gültig sein. Zu diesem Zeitpunkt sollte die modifizierte Z-Transformierte benutzt werden.
Die Schaltung kann in irgendeiner Schleife eingesetzt werden. Die vereinfachte Version der Schleife, wie sie in einem früheren Absatz dargestellt worden ist, hat etwas weniger Möglichkeiten als die komplexe Schaltung. Aber selbst dann kann sie eine bessere spektrale Leistungsfähigkeit des VCO zur Verfügung stellen (wenn man mit der normalen Widerstandslösung vergleicht), da der Beitrag des Widerstandsteiles über eine lange Zeitdauer verbreitet ist. Auch ist das Rauschen nur bei den Kondensatoren und nicht bei den Widerständen. Es gibt eine Ausnahme dafür; die Schalter werden etwas Schaltrauschen einführen, obwohl in der Wirklichkeit dies weniger ist als der Fall scheinen würde.
26 zeigt, wie die neuen Schaltungen in einer PLL-Implementierung benutzt werden sollten. Ein herkömmliches RC-Filter wird in effektiver Weise einmal pro Rückkopplungszyklus getrieben, da dieser Zyklus zusammen mit der Referenzeingabe die aktiven Momente des Phasendetektors diktiert. Somit, wenn die geschalteten Kondensatorfilter mit der Geschwindigkeit der Rückkopplung betrieben werden, gibt es nicht viel Änderung wieder im Vergleich zu dem normalen RC-Filter, die tatsächlichen Treibersignale können dann sehr bequem von dem Dividierer abgeleitet werden, der die VCO-Freqenz hinunter auf die Rückkopplunqsfrequenz dividiert. Diese Schaltung verhält sich in einer Weise, die nicht wirklich sehr unterschiedlich von der normalen Situation ist, mit der Ausnahme, daß der Dividierer einige zusätzliche Signale auf dem Ausgang haben muß. Für feste Dividierer können diese Signale beispielsweise normalen Dividierbits identisch sein.
Der neue Ansatz für Resample-PLL-Filter hat mehrere Vorteile gegenüber dem Stand der Technik. Es gibt weitere Freiheiten in der Gestaltung. Die Zeit, über die der "proportionale Teil" dem VCO vorgelegt wird, kann gewählt werden. Die Ströme von der Ladungspumpe und den Kondensatoren können relativ unabhängig gewählt werden. Die zwei Äste haben implizit ausgezeichnete Anpassung, was zum Teil der Gestaltungsbetrachtungen gemacht werden kann. Die beiden Äste, die fest sind, verhalten sich relativ unabhängig von der tatsächlichen Abtastfrequenz; eine weitere Rückkopplungsfrequenz ändert nicht drastisch die Übertragung, wie es der Fall beim RC-Filter ist. Das Verfahren ist genauso gut für Doppelstromquellen wie für einzelne geeignet, für einen VCO mit doppeltem Eingang oder einem VCO mit einzelnem Eingang, somit für jegliche Umgebung geeignet. Natürlich müssen diese Schaltungen entsprechend angepaßt werden.
In technologischen Ausdrücken, da die Schaltung nur Kondensatoren und keine Widerstände umfaßt, kann Rauschen weniger betrachtet werden, insbesondere in dem Fall relativ geringer Durchlaßfrequenzen (so wie 5 kHz – 50 kHz). Das Resampling löst das Problem der Welligkeit bei irgendeinem Phasendetektor. Somit wird es viel einfacher, kein Problem mit der Welligkeit in dem Fall von EXOR-Detektoren, RS-Detektoren mit Ableitung oder Phasenversetzung zu haben. Das Zulassen von Phasenversetzungen ist im allgemeinen besser für die Leistungsfähigkeit von PLLs; mit Versetzung wird es möglich, den "kniffligen" Übergangsbereich vom positiven Ladungsstrom von der Ladungspumpe zu dem negativen Bereich zu vermeiden. Da es dort immer Anpassungsprobleme in diesem Bereich gibt, können kleinere chaotische Effekte auftreten. Das Wegbleiben von dem Bereich ist in diesem Sinne positiv.
Es wird dem Durchschnittsfachmann deutlich, daß viele zusätzliche Abänderungen der Erfindung möglich sind, ohne daß man sich vom Rahmen der angefügten Ansprüche entfernt.

Claims

Phasenverriegelte Schleife mit: einem Phasendetektor mit einem Ausgang; einem spannungsgesteuerten Oszillator mit einem Eingang; einer Rückkopplungsschleife, die einen Ausgang des gesteuerten Oszillators mit einem Eingang des Phasendetektors verbindet; und einem Resampling-Filter, das den Ausgang des Phasendetektors mit dem Eingang des gesteuerten Oszillators verbindet, mit – einer parallelen Anordnung von geschalteten Kondensatoren, die sich zwischen einer Signalleitung und Masse erstrecken, wobei die parallele Anordnung von Kondensatoren einen Eingang und einen Ausgang aufweist; – einer Vielzahl von Schaltern, welche eine offene und eine geschlossene Position haben, seriell in der Signalleitung angeordnet sind und zwischen jeweils angrenzenden Kondensatoren positioniert sind; – einer Ladungspumpe, die über einen Schalter mit dem Eingang der parallelen Anordnung von Kondensatoren verbunden ist; und – einem Schaltkreis, der die Schalter steuert mit Signalen, die von dem spannungsgesteuerten Oszillator abgeleitet werden.
Phasenverriegelte Schleife nach Anspruch 1, wobei die Rüclckopplungsschleife den Steuerschaltkreis zum Steuern des Schaltern der geschalteten Kondensatoren enthält.
Phasenverriegelte Schleife nach Anspruch 1 oder 2, bei der die Rückkopplungsschleife eine Proportionalschaltung umfaßt, die das Schalten der geschalteten Kondensatoren steuert.
Phasenverriegelte Schleife nach Anspruch 3, bei der die geschalteten Kondensatoren so gesteuert werden, daß die Ladung sequentiell zwischen den Kondensatoren geteilt wird.
Phasenverriegelte Schleife nach Anspruch 4, welche drei geschaltete Kondensatoren parallel aufweist.
Phasenverriegelte Schleife nach Anspruch 5, bei der ein Schalter für einen ersten der Kondensatoren einen Teil der Ladungspumpe bildet.
Phasenverriegelte Schleife nach Anspruch 5, bei der die Kondensatoren alle die gleiche Kapazität haben.
Phasenverriegelte Schleife nach Anspruch 5, bei der der mittlere Kondensator eine Kapazität hat, die wesentlich größer ist als die der anderen Kondensatoren.
Phasenverriegelte Schleife nach Anspruch 8, bei der das Verhältnis der Kapazitäten der Kondensatoren ungefähr 1:8:1 ist.
Phasenverriegelte Schleife nach Anspruch 5, bei der die äußeren Kondensatoren im Vergleich zu dem mittleren Kondensator eine relativ große Kapazität haben.
Phasenverriegelte Schleife nach Anspruch 2, die weiterhin einen Schalter parallel zu einem der Kondensatoren aufweist, um eine Leckkondensatorschaltung zur Verfügung zu stellen.
Phasenverriegelte Schleife nach Anspruch 11, welche drei geschaltete Kondensatoren parallel aufweist.
Phasenverriegelte Schleife nach Anspruch 12, bei der ein Schalter für einen ersten der Kondensatoren einen Teil der Ladungspumpe bildet.
Phasenverriegelte Schleife nach Anspruch 13, bei der alle Kondensatoren dieselbe Kapazität haben.
Phasenverriegelte Schleife nach Anspruch 14, bei der der mittlere Kondensator eine Kapazität hat, die wesentlich größer ist als die der anderen Kondensatoren.
Phasenverriegelte Schleife nach Anspruch 15, bei der das Verhältnis der Kapazitäten der Kondensatoren ungefähr 1:8:1 ist.
Phasenverriegelte Schleife nach Anspruch 15, bei der die äußeren Kondensatoren im Vergleich zu dem mittleren Kondensator eine relativ hohe Kapazität haben.
Phasenverriegelte Schleife nach Anspruch 2, die eine zweite Ladungspumpe aufweist, welcher eine Vielzahl von geschalteten Kondensatoren zugewiesen ist, die parallel zu der ersten Ladungspumpe und der Vielzahl der geschalteten Kondensatoren, die der ersten Ladungspumpe zugewiesen sind, angeordnet sind.
Phasenverriegelte Schleife nach Anspruch 18, bei der die geschalteten Kondensatoren, die den jeweiligen Ladungspumpen zugewiesen sind, in Serienpaaren angeordnet sind, wobei ein Kondensator jedes Serienpaares einer jeweiligen der Ladungspumpen zugeordnet ist.