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Die vorliegende Erfindung betrifft einen Differenzverstärker und ein Verfahren zum Betreiben eines Differenzverstärkers.
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Differenzverstärker und speziell Instrumentenverstärker werden zur Verstärkung unterschiedlichster Signale in weiten Anwendungsbereichen benutzt. Als Mikrofonvorverstärker verbinden sie geringes Rauschen mit einem hohen dynamischen Bereich. Gerade Audioanwendungen erfordern solch hohe dynamische Bereiche in der Größenordnung von 100 dB. In mobilen Anwendungen, wie etwa in Hörgeräten und Mobiltelefonen, beträgt hingegen die Versorgungsspannung üblicherweise 1,6 V und begrenzt somit die maximal erreichbare Signalamplitude auf etwa 1,4 V (Peak to Peak). Dies entspricht in etwa einer Amplitude von 1 Vrms. Durch die voranschreitende Miniaturisierung ist zu erwarten, dass die Versorgungsspannungen in der Zukunft noch weiter reduziert werden müssen.
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In den meisten Anwendungen ist es nun erforderlich, dass ein Vorverstärker eine große Signalverstärkung aufweist. Auf diese Weise wird das Rauschen der nachfolgenden Stufen unterdrückt, was sich vorteilhaft für alle folgenden Signalprozessschritte auswirkt. Die Verstärkung wird üblicherweise mit variablen Verstärkungsfaktoren von 3 bis 100 implementiert. Um gleichzeitig die Anforderung an Verstärkung, dynamischen Bereich und variablen Signalamplituden zu erfüllen und dabei Verzerrungen bei großen Signalamplituden möglichst klein zu halten, ist es notwendig, eine Verstärkungskompression oder einen Automatic Gain Control(AGC)-Schaltkreis in dem Vorverstärker vorzusehen.
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Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Differenzverstärker anzugeben, der einen höheren dynamischen Bereich bei gleichzeitig geringer Signalamplitude ermöglicht.
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Diese Aufgabe wird mit den Gegenständen der unabhängigen Patentansprüche gelöst. Ausgestaltungsformen und Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
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In einer Ausführungsform umfasst ein Differenzverstärker einen ersten Verstärker mit einem Signaleingang und einem Signalausgang, der auf einen ersten Rückkopplungseingang des ersten Verstärkers zurückgeführt ist und zudem an einem ersten Ausgang des Differenzverstärkers angeschlossen ist. Ferner ist eine Pufferschaltung mit dem ersten Ausgang verbunden. Eine nicht-lineare Widerstandsschaltung ist über einen ersten Ausgangsknoten mit dem ersten Ausgang und über einen zweiten Ausgangsknoten mit der Pufferschaltung gekoppelt.
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Am Signaleingang des ersten Verstärkers liegt ein Eingangssignal, wie beispielsweise ein Mikrofonsignal eines Hörgerätes, an. Der Differenzverstärker stellt entsprechend eines eingestellten Verstärkungsfaktors ein Ausgangssignal in Abhängigkeit des am Signaleingang anliegenden Eingangssignals zur Verfügung. Das Ausgangssignal wird am ersten Ausgang des Differenzverstärkers bereitgestellt. Der Verstärkungsfaktor mit dem das Ausgangssignal aus dem Eingangssignal verstärkt wird, wird durch zwei Rückführungsschleifen bestimmt.
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Die erste Rückführungsschleife führt vom Signalausgang des ersten Verstärkers über die nicht-lineare Widerstandsschaltung auf den ersten Rückkopplungseingang des ersten Verstärkers. In Abhängigkeit vom Widerstand, der durch die nicht-lineare Widerstandsschaltung vorgegeben wird, wird der Verstärkungsfaktor des Differenzverstärkers bestimmt. Der Widerstand der nicht-linearen Widerstandsschaltung wird dabei durch eine nicht-lineare Kennlinie definiert und hängt wiederum von der Signalamplitude des entsprechenden Eingangssignals ab.
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Die zweite Rückführungsschleife führt vom Signalausgang des ersten Verstärkers über die Pufferschaltung zurück zum ersten Verstärker. Am zweiten Ausgangsknoten der nicht-linearen Widerstandsschaltung stellt sich in Abhängigkeit des Ausgangssignals ein änderndes Potential ein, das als virtuelles Bezugspotential für den Differenzverstärker dienen kann.
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Vorteilhafterweise ist es möglich, durch Verwendung der ersten Rückführungsschleife bzw. der nicht-linearen Widerstandsschaltung den Verstärkungsfaktor des Differenzverstärkers dynamisch als Funktion des Eingangssignals anzupassen. So lässt sich beispielsweise der Verstärkungsfaktor so anpassen, dass er mit steigenden Amplituden des Eingangssignals kleiner wird und so ein Übersteuern verhindert. Entsprechend umgekehrt verhält es sich dann bei kleiner werdenden Signalamplituden. Der funktionale Zusammenhang zwischen der Amplitude eines Eingangssignals und dem Verstärkungsfaktor wird im Folgenden mit dem Ausdruck einer Kennlinie bezeichnet. Durch ein Anpassen des Verstärkungsfaktors wird eine Erweiterung des Dynamikbereichs des Differenzverstärkers bei gegebener Kleinsignalverstärkung erreicht.
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Durch die nicht-lineare Widerstandsschaltung bzw. ihre nicht-lineare Kennlinie ist es möglich, eine adaptive Reduktion der Verstärkung des Differenzverstärkers bei großen Signalamplituden zu erzielen. Dies ist insbesondere in Anwendungen von Vorteil, in denen der Verstärker innerhalb eines großen Dynamikbereiches Eingangssignale verstärken muss. Solche Anwendungen treten insbesondere in Hörgeräten und Mobiltelefonen auf. Mit Hilfe der zweiten Rückführungsschleife lassen sich größere und unerwünschte Signalschwankungen kompensieren und ein Bezugspotential am zweiten Ausgangsknoten einstellen.
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Als erster Verstärker können dabei unterschiedliche Verstärkertypen benutzt werden. Es ist dabei jedoch vorteilhaft, wenn der Signaleingang des ersten Verstärkers hochohmig ist. Des Weiteren kann der Differenzverstärker eine oder auch mehrere nicht-lineare Widerstandsschaltungen umfassen.
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In einer weiteren Ausführungsform weist die Pufferschaltung einen zweiten Verstärker mit einem Referenzeingang und einem Referenzausgang auf, wobei der Referenzausgang auf einen zweiten Rückkopplungseingang des zweiten Verstärkers zurückgeführt ist. Darüber hinaus ist der zweite Verstärker an einem zweiten Ausgang des Differenzverstärkers angeschlossen. Ferner ist die nicht-lineare Widerstandsschaltung über den zweiten Ausgangsknoten mit dem zweiten Ausgang gekoppelt. Die nicht-lineare Widerstandsschaltung ist zudem mit dem ersten Rückkopplungseingang und dem zweiten Rückkopplungseingang verbunden.
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Der Differenzverstärker stellt entsprechend des eingestellten Verstärkungsfaktors zwei Ausgangssignale in Abhängigkeit des am Signaleingang anliegenden Eingangssignals zur Verfügung. Das erste Ausgangssignal wird am ersten Verstärkerausgang und das zweite Ausgangssignal am zweiten Verstärkerausgang bereitgestellt. Der Verstärkungsfaktor mit dem das erste beziehungsweise zweite Ausgangssignal aus dem Eingangssignal verstärkt wird, wird durch zwei Rückführungsschleifen bestimmt.
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Die erste Rückführungsschleife führt nunmehr von den Signalausgängen des ersten und zweiten Verstärkers über die nicht-lineare Widerstandsschaltung auf den ersten und zweiten Rückkopplungseingang des ersten und zweiten Verstärkers. Die zweite Rückführungsschleife erfolgt von den Signalausgängen des ersten und zweiten Verstärkers über den Referenzeingang des zweiten Verstärkers. In Abhängigkeit des ersten und zweiten Ausgangssignals, die am ersten Verstärkerausgang und am zweiten Verstärkerausgang anliegen, wird ein Referenzsignal am Referenzeingang des zweiten Verstärkers eingespeist.
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In einem weiteren Ausführungsbeispiel umfasst die nicht-lineare Widerstandsschaltung ein erstes Bauelement, das einen ersten Widerstand und einen ersten Transistor umfasst. Der erste Widerstand und der erste Transistor sind parallel zueinander geschaltet und zum einen über einen ersten Ausgangsknoten mit dem ersten Verstärkerausgang und zum anderen über einen weiteren Widerstand und einen zweiten Ausgangsknoten mit dem zweiten Verstärkerausgang gekoppelt. An der Steuerseite des ersten Transistors ist zur Steuerung des Bauelementes ein Biasstrom zuführbar.
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Die nicht-lineare Widerstandsschaltung ermöglicht eine adaptive Verstärkungsreduktion. Adaptiv bedeutet in diesem Sinne eine Anpassung des Verstärkungsfaktors des Differenzverstärkers in Abhängigkeit von einem Eingangssignal, die zudem durch einen oberen Verstärkungsfaktor begrenzt ist. Ein geeignetes Eingangssignal ist insbesondere eine Spannung, etwa eines Mikrofons in einem Hörgerät. In Abhängigkeit von diesem Eingangssignal ändert sich der Strom im Betrieb des ersten Transistors. Dies geschieht auf lineare Art und Weise mit steigender Signalamplitude bis der Transistor in eine Sättigung gebracht wird. Steigt die Signalamplitude des Eingangssignales weiter und befindet sich der erste Transistor in der Sättigung, wird der Strom der nicht-linearen Widerstandsschaltung und damit der Verstärkungsfaktor des Differenzverstärkers begrenzt.
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Vorteilhafterweise lässt sich mit Hilfe der nicht-linearen Widerstandsschaltung bzw. des ersten Transistors und ersten Widerstandes gemäß einer nicht-linearen Kennlinie eine Anpassung des Verstärkungsfaktors vornehmen. Mit steigender Signalamplitude bzw. Spannung am Signaleingang des ersten Verstärkers wird der Verstärkungsfaktor begrenzt. Eine untere Grenze des Verstärkungsfaktors wird dabei durch die Sättigung des ersten Transistors definiert. Eine obere Grenze des Verstärkungsfaktors wird in erster Ordnung durch die Summe aus dem Widerstandswert des weiteren Widerstands und des Durchlasswiderstands des ersten Transistors definiert. So wird mit wenigen Bauelementen, die zudem auch integrierbar sind, eine adaptive Verstärkungsreduktion realisiert. Durch Zuführen eines Biasstromes an den ersten Transistor lässt sich weiter steuern, bei welcher Signalamplitude bzw. Stromstärke am Signaleingang die Sättigung des ersten Transistors einsetzt.
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In einer weiteren Ausführungsform umfasst die nicht-lineare Widerstandsschaltung ein zweites Bauelement derart, dass ein zweiter Transistor parallel zu dem in Serie geschalteten ersten Widerstand und zweiten Widerstand geschaltet ist. Der zweite Widerstand ist über einen dritten Widerstand mit dem zweiten Ausgangsknoten gekoppelt. An der Steuerseite des zweiten Transistors ist zur Steuerung des zweiten Bauelementes ein Biasstrom zuführbar.
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Liegt am Eingang des Differenzverstärkers ein Eingangssignal an, so fließt beispielsweise zunächst durch den zweiten Transistor ein Strom. Vergrößert sich die Signalamplitude des Eingangssignals, so verändert sich der Stromfluss durch den zweiten Transistor, bis zu dem Punkt, in dem er seine lineare Region verlässt und in die Sättigung übergeht. An diesem Punkt beginnt der Strom ebenfalls durch den ersten Widerstand und den ersten Transistor zu fließen. Der Gesamtwiderstand der nicht-linearen Widerstandsschaltung wird dadurch erhöht. Vergrößert sich die Signalamplitude weiter, so führt es dazu, dass mehr Strom durch den ersten Transistor fließt, bis auch dieser in die Sättigung übergeht. Der Widerstand der nicht-linearen Widerstandsschaltung erhöht sich entsprechend weiter und der Verstärkungsfaktor des Differenzverstärkers wird weiter reduziert.
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Vorteilhafterweise wird durch die Verwendung des ersten und zweiten Transistors eine Kennlinie erreicht, die sich aus zwei linearen Bereichen zusammensetzt. Jeweils an den Stellen, an denen einer beiden Transistoren in die Sättigung übergeht, tritt in der Kennlinie ein Übergang zwischen den linearen Bereichen auf, der jedoch nicht abrupt, sondern stetig erfolgt. Gerade bei Verwendung in Hörgeräten lässt sich so ein angenehmes Hörempfinden für den Benutzer erzielen, weil größere und plötzliche Sprünge in der Verstärkung vermieden werden.
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In einer weiteren Ausführungsform umfasst die nicht-lineare Widerstandsschaltung eine Anzahl n von Bauelementen derart, dass jeweils ein n-ter Transistor parallel zu einer Serienschaltung aus n – 1 Widerständen geschaltet ist. Der jeweils (n – 1)-te Widerstand ist über einen n-ten Widerstand mit dem zweiten Ausgangsknoten gekoppelt. An der Steuerseite des n-ten Transistors ist zur Steuerung des n-ten Bauelementes eine Biasspannung zuführbar.
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Entsprechend der Amplitude eines Eingangssignals fließt beispielsweise zunächst ein Strom durch den n-ten Transistor und dieser ist in seinem linearen Bereich. Mit steigender Signalamplitude bzw. Stromstärke geht der n-te Transistor schließlich in die Sättigung und der (n – 1)-te Transistor ist offen und in seinem linearen Bereich. Mit weiter steigender Signalamplitude geht schließlich auch dieser Transistor in die Sättigung. Dieser Wechsel zwischen Stromfluss aufeinander folgender Transistoren setzt sich in Abhängigkeit der Anzahl von Transistoren fort und bestimmt jeweils den Widerstandswert der nicht-linearen Widerstandsschaltung. Andererseits bestimmt der Widerstandswert schließlich den Verstärkungsfaktor des Differenzenverstäkers.
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Vorteilhafterweise lässt sich eine nicht-lineare Kennlinie zur Bestimmung des Verstärkungsfaktors des Differenzverstärkers in weitere lineare Abschnitte unterteilen. Diese Abschnitte entsprechen der Anzahl von Paaren aus Transistor und Widerstand. Als Funktion der Geometrie der Transistoren und entsprechenden Widerständen lässt sich das konkrete Aussehen der Kennlinie anpassen.
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In einer weiteren Ausführungsform ist ein Referenztransistor mit dem ersten Ausgang oder mit dem ersten Ausgangsknoten verbunden. An der Steuerseite und Lastseite des Referenztransistors ist je ein Biasstrom zuführbar.
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Der Referenztransistor dient der nicht-linearen Widerstandsschaltung als Referenz, dessen Steuerseite wie Lastseite mit einem Biasstrom versorgt werden. Die Transistoren der nicht-linearen Widerstandsschaltung stellen gewissermaßen Strombegrenzer dar. Der Grad der Strombegrenzung wird durch das geometrische Verhältnis der Transistoren im Vergleich mit dem Referenztransistor, sowie durch den Biasstrom bestimmt. Vorteilhafterweise lässt sich so mit Hilfe des Referenztransistors die Kennlinie der nicht-linearen Widerstandsschaltung abstimmen.
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Alternativ können auch mehr als ein Referenztransistor verwendet werden. Bevorzugt übersteigt die Anzahl von Referenztransistoren jedoch nicht die Zahl verwendeter Transistoren in der nicht-linearen Widerstandsschaltung.
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In einer weiteren Ausführungsform passt eine Anpassungsschaltung den Biasstrom derart an, dass Prozess und Temperaturvariationen der nicht-linearen Widerstandsschaltung fortlaufend kompensierbar sind.
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In Folge von Prozessschwankungen bei der Herstellung der Komponenten des Differenzverstärkers, sowie Temperaturschwankungen während des Betriebs, kommt es zu Schwankungen in der Kennlinie der nicht-linearen Widerstandsschaltung. Diese lassen sich durch die Anpassungsschaltung durch Änderung des Biasstromes kompensieren.
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In einer weiteren Ausführungsform umfasst die Anpassungsschaltung einen Hilfsverstärker mit einem ersten Eingang, einem zweiten Eingang und einem Referenzausgang. Eine erste Referenzstromquelle ist mit dem ersten Eingang und eine zweite Referenzstromquelle mit dem zweiten Eingang verbunden. An die erste und zweite Referenzstromquelle ist jeweils eine Versorgungsspannung anschließbar. Ferner umfasst die Anpassungsschaltung einen Referenzwiderstand, der mit dem ersten Eingang verbunden ist. Ein erster Referenztransistor ist über seine Lastseite mit dem Referenzwiderstand und dem zweiten Eingang gekoppelt und über seine Steuerseite mit dem Referenzausgang verbunden. Ein zweiter Referenztransistor ist über seine Lastseite mit dem Referenzwiderstand und mit einem Stromspiegel, der den Biasstrom generiert, gekoppelt. Über seine Steuerseite ist der zweite Referenztransistor mit dem Referenzausgang verbunden.
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In typischen Anwendungsbereichen des Differenzverstärkers ist es notwendig, die nicht-lineare Kennlinie über Temperatur und Prozessvariationen konstant zu halten. Dies wird durch ein geeignetes zur Verfügung Stellen eines Biasstromes mit Hilfe der Anpassungsschaltung realisiert. Die Anpassungsschaltung ändert den Biasstrom durch den ersten und zweiten Referenztransistor derart, dass deren Widerstand dem Widerstand des Referenzwiderstandes folgt. Der Referenzwiderstand wird bevorzugt so gewählt, dass sein Widerstandswert dem der insgesamt n Widerständen der nicht-linearen Widerstandsschaltung entspricht oder in einem fixen Verhältnis zu diesem steht. Der erste Referenztransistor wird bevorzugt ebenfalls so gewählt, dass er den Transistoren der nicht-linearen Widerstandsschaltung entspricht oder in einem fixen Verhältnis zu diesem steht.
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In einer weiteren Ausführungsform sind der erste Verstärkerausgang und der zweite Verstärkerausgang durch eine Konverterschaltung zu einem zusammengeführten Ausgang kombiniert und der zusammengeführte Ausgang ist mit dem Referenzeingang des zweiten Verstärkers verbunden.
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Vorteilhafterweise erlaubt die Konverterschaltung eine sogenannte Differential-to-Single-Ended Konvertierung, d. h. eine Wandlung eines auf zwei Leitungen führbaren Signals in ein auf einer Leitung führbares Signal, und die Rückführung eines kombinierten Ausgangssignals auf den Referenzeingang.
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In einer weiteren Ausführungsform ist ein Filter zwischen den ersten Verstärkerausgang und die Pufferschaltung gekoppelt.
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Mit Hilfe des Filters lässt sich beispielsweise ein DC-Signal auf den Referenzeingang zurückführen. Mit Hilfe der Rückführung und des Filters lassen sich Signalschwankungen kompensieren und der Differenzverstärker insgesamt stabilisieren. So werden beispielsweise DC-Komponenten des Eingangssignals, die sich mit einer niedrigen Frequenz ändern, am Eingangsknoten kompensiert. Das Filter kann beispielsweise ein RC-Glied oder in Kombination der Konverterschaltung mit einer Kapazität ein sogenanntes gmC-Filter (gm: Transkonduktanz) sein.
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In einer weiteren Ausführungsform sind alle Transistoren im Differenzverstärker als unipolare Transistoren ausgeführt.
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Vorteilhafterweise lässt sich der Differenzverstärker in CMOS-Technologie ausführen und zudem mit geringem Rauschverhalten realisieren.
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In einer Ausführungsform umfasst ein Verfahren zum Betreiben eines Differenzverstärkers ein Verstärken eines Eingangssignals mit einem Verstärkungsfaktor. Ferner umfasst das Verfahren ein Vergleichen des verstärkten Signals mit einem Referenzsignal und ein Anpassen des Verstärkungsfaktors gemäß einer nicht-linearen Kennlinie in Abhängigkeit des Vergleichs. In der Folge wird ein Eingangssignal verstärkt mit dem angepassten Verstärkungsfaktor.
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Vorteilhafterweise ist es möglich, durch den Vergleich des verstärkten Signals mit einem Referenzsignal den Verstärkungsfaktor eines Differenzverstärkers dynamisch als Funktion des Eingangssignals anzupassen. So lässt sich beispielsweise der Verstärkungsfaktor so anpassen, dass er mit steigenden Amplituden des Eingangssignals kleiner wird und so ein Übersteuern verhindert. Entsprechend umgekehrt verhält es sich dann bei kleiner werdenden Signalamplituden. Auf diese Weise ist es möglich, eine adaptive Verstärkungsreduktion zu realisieren. Dies ist insbesondere in Anwendungen von Vorteil, in denen der Verstärker innerhalb eines großen Dynamikbereiches Eingangssignale verstärken muss. Eine solche Anwendung tritt insbesondere in Mikrofonanwendungen auf.
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In einer weiteren Ausführungsform des Verfahrens wird die nicht-lineare Kennlinie aus mindestens zwei linearen Kennlinien zusammengesetzt. Das Anpassen des Verstärkungsfaktors erfolgt jeweils gemäß einer der mindestens zwei linearen Kennlinien und in Abhängigkeit des Vergleichs.
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Vorteilhafterweise wird eine Kennlinie erreicht, die sich aus zwei linearen Bereichen zusammensetzt. Jeweils an den Übergängen zwischen den linearen Bereichen erfolgt dieser bevorzugt nicht abrupt, sondern stetig. Gerade bei Verwendung des Verfahrens mit einem Differenzverstärker in Hörgeräten lässt sich so ein angenehmes Hörempfinden für den Benutzer erzielen, weil größere und plötzliche Sprünge in der Verstärkung vermieden werden. Der funktionale Zusammenhang der Kennlinie lässt sich dabei mit Blick auf eine konkrete Anwendung anpassen.
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In einer weiteren Ausführungsform umfasst das Verfahren eine nicht-lineare Kennlinie, die aus einer Anzahl n linearer Kennlinien zusammengesetzt ist. Das Anpassen des Verstärkungsfaktors erfolgt jeweils gemäß einer der n linearen Kennlinien und in Abhängigkeit des Vergleichs.
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Durch weitere n lineare Kennlinien lässt sich die Kennlinie abschnittsweise aus linearen Bereichen zusammensetzen. Dies erlaubt eine weitere Flexibilität darin, die Kennlinie auf eine konkrete Anwendung, etwa in einem Hörgerät, anzupassen. Dabei können die Übergänge zwischen den linearen Bereichen wiederum stetig ausgeführt werden.
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In einer weiteren Ausführungsform umfasst das Verfahren einen Vergleich mit einer Referenz. Die nicht-lineare Kennlinie wird dabei in Abhängigkeit dieses Vergleiches mit der Referenz so modifiziert, dass Prozess- und Temperaturschwankungen ausgeglichen werden.
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In Folge von Prozessschwankungen bei der Herstellung der Komponenten des Differenzverstärkers, sowie Temperaturschwankungen während des Betriebs, kommt es zu Schwankungen in der Kennlinie. Diese lassen sich durch Vergleich mit einer Referenz ausgleichen, indem beispielsweise der Differenzverstärker mit einem variablen Biasstrom versorgt wird.
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Im Folgenden wird die Erfindung mit Ausführungsbeispielen anhand von Figuren näher erläutert. Funktions- beziehungsweise wirkungsgleiche Elemente tragen dabei gleiche Bezugszeichen.
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Es zeigen:
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1 ein Ausführungsbeispiel eines Differenzverstärkers nach dem vorgeschlagenen Prinzip,
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2 ein Ausführungsbeispiel eines Differenzverstärkers mit einem ersten und zweiten Verstärker nach dem vorgeschlagenen Prinzip,
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3a ein Ausführungsbeispiel einer nicht-linearen Widerstandsschaltung mit zwei Bauelementen nach dem vorgeschlagenen Prinzip,
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3b ein Ausführungsbeispiel einer nicht-linearen Widerstandsschaltung mit einer Anzahl n von Bauelementen nach dem vorgeschlagenen Prinzip
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4 ein Ausführungsbeispiel einer Anpassungsschaltung nach dem vorgeschlagenen Prinzip, und
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5 eine nicht-lineare Kennlinie nach dem vorgeschlagenen Prinzip.
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1 zeigt einen Differenzverstärker nach dem vorgeschlagenen Prinzip. Ein erster Verstärker A1 umfasst einen Signaleingang Inp und einen Signalausgang Out1. Der Signalausgang Out1 ist über einen ersten Rückkopplungswiderstand Rfb1 auf einen ersten Rückkopplungseingang In1 des ersten Verstärkers A1 zurückgeführt und an einem ersten Ausgang outp des Differenzverstärkers angeschlossen. Eine erste nicht-lineare Widerstandsschaltung Rnl1 ist über einen ersten Ausgangsknoten Vmid1 mit dem ersten Rückkopplungswiderstand Rfb1 und über einen zweiten Ausgangsknoten Vmid2 mit einer Pufferschaltung Buff verbunden. Zwischen der Pufferschaltung Buff und dem ersten Ausgang outp des Differenzverstärkers ist ein Filter RC gekoppelt.
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Am Signaleingang des ersten Verstärkers A1 liegt, beispielsweise über ein Mikrofon, eine Spannung an. Diese Spannung wird entsprechend eines Verstärkungsfaktors A des Differenzverstärkers verstärkt und am ersten Ausgang outp zur Verfügung gestellt. Der Verstärkungsfaktor A und allgemein die Verstärkungscharakteristik des Differenzverstärkers wird dabei durch zwei Rückführungsschleifen definiert.
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Eine erste Rückführungsschleife umfasst den ersten Rückkopplungswiderstand Rfb1 und die nicht-lineare Widerstandsschaltung Rnl1. Diese erste Rückführung definiert eine adaptive Verstärkungsreduktion des Differenzverstärkers und wird mit Bezug auf die folgenden Figuren näher erläutert.
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Die zweite Rückführungsschleife führt über den ersten Ausgang outp und über das Filter RC auf die Pufferschaltung Buff. Auf diese Weise wird ein Signal, welches am ersten Ausgang outp des Differenzverstärkers anliegt, verstärkt zurückgeführt und niederfrequente Komponenten am ersten Ausgang outp unterdrückt. Dabei kann das Filter oder als RC-Glied als ein gm-C Filter (gm: Transkonduktanz) ausgeführt sein. Des Weiteren stellt sich am zweiten Ausgangsknoten Vmid2 ein dynamisch veränderbares Potential ein. Das Potential wird dabei durch das am Signaleingang des ersten Verstärkers A1 anliegende Signal, sowie eines möglichen Offset des ersten Verstärkers A1 definiert und kann als Bezugspotential für den Differenzverstärker dienen.
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Vorteilhafterweise ist es möglich, durch Verwendung der ersten Rückführungsschleife bzw. der nicht-linearen Widerstandsschaltung Rnl1 den Verstärkungsfaktor A des Differenzverstärkers dynamisch als Funktion des Eingangssignals anzupassen. So lässt sich beispielsweise der Verstärkungsfaktor A so anpassen, dass er mit steigender Amplitude der Eingangsspannung kleiner wird und so ein Übersteuern verhindert. Entsprechend umgekehrt verhält es sich dann bei kleiner werdender Signalamplitude. Durch ein Anpassen des Verstärkungsfaktors A wird ein Betrieb des Differenzverstärkers mit einem hohen dynamischen Bereich auch bei kleinen Signalamplituden erreicht.
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Durch die nicht-lineare Widerstandsschaltung Rnl1 bzw. ihre nicht-lineare Kennlinie ist es möglich, eine adaptive Verstärkungsreduktion zu realisieren. Dies ist insbesondere in Anwendungen von Vorteil, in denen der Verstärker innerhalb eines großen Dynamikbereiches Eingangssignale verstärken muss. Eine solche Anwendung tritt insbesondere in Hörgeräten und Mobiltelefonen auf. Mit Hilfe der zweiten Rückführungsschleife lassen sich größere, unerwünschte und niederfrequente Signalschwankungen kompensieren.
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2 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Differenzverstärkers mit einem zweiten Verstärker A2 nach dem vorgeschlagenen Prinzip. Der zweite Verstärker A2 umfasst einen Referenzeingang Ref und einen Referenzausgang Out2, der auf einen zweiten Rückkopplungseingang In2 über einen zweiten Rückkopplungswiderstand Rfb2 zurückgeführt ist. Der Referenzausgang Out2 ist an einem zweiten Ausgang outn des Differenzverstärkers angeschlossen.
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Die erste nicht-lineare Widerstandsschaltung Rnl1 ist über den zweiten Ausgangsknoten Vmid2 mit einer zweiten nicht linearen Widerstandsschaltung Rnl2 verbunden. Die zweite nicht-lineare Widerstandsschaltung Rnl2 ist über einen dritten Ausgangsknoten Vmid3 mit dem zweiten Rückkopplungswiderstand Rfb2 und dem Rückkopplungseingang In2 gekoppelt. Der erste und zweite Ausgang outp, outn des Differenzverstärkers liegt zudem an einer Konvertierungsschaltung DSE an. Die Konvertierungsschaltung DSE ist über einen zusammengeführten Ausgang outpn mit einem RC-Filter Rhp, Chp gekoppelt. Das RC-Filter Rhp, Chp umfasst einen Filterwiderstand Rhp, der sowohl mit dem Referenzeingang Ref des zweiten Verstärkers A2, wie über einen Filterkondensator Chp mit Masse GND verbunden ist.
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Der Verstärkungsfaktor A und allgemein die Verstärkungscharakteristik des Differenzverstärkers wird dabei durch zwei Rückführungsschleifen definiert. Die erste Rückführungsschleife umfasst nunmehr den ersten und zweiten Rückkopplungswiderstand Rfb1, Rfb2 und die erste und zweite nicht-lineare Widerstandsschaltung Rnl1, Rnl2. Diese erste Rückführung definiert eine adaptive Verstärkungsbegrenzung des Differenzverstärkers und wird mit Bezug auf die 3a, 3b näher erläutert.
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Die zweite Rückführungsschleife führt über den ersten und zweiten Ausgang outp, outn über die Konverterschaltung DSE und das RC-Filter Rhp, Chp auf den Referenzeingang des zweiten Verstärkers A2 zurück. Auf diese Weise wird ein Signal, welches an den Ausgängen outp, outn anliegt, verstärkt zurückgeführt und niederfrequente Komponenten am invertierenden Referenzeingang Ref des zweiten Verstärkers A2 eingespeist und somit am ersten und zweiten Ausgang outp, outn unterdrückt.
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Alternativ können der Filterwiderstand Rhp und die Konvertierungsschaltung DSE kombiniert werden und zusammen mit dem Filterkondensator Chp ein gm-C Filter (gm: Transkonduktanz) bilden.
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3a zeigt ein Ausführungsbeispiel einer nicht-linearen Widerstandsschaltung Rnl1, Rnl2 mit zwei Bauelementen nach dem vorgeschlagenen Prinzip. Die nicht-lineare Widerstandsschaltung Rnl1, Rnl2 umfasst dabei ein erstes Bauelement, das einen ersten Widerstand R1 und einen ersten Transistor T1 umfasst, die parallel zueinander geschaltet sind und mit dem ersten Ausgangsknoten Vmid1 und einem zweiten Widerstand R2 verbunden sind. Der zweite Widerstand R2 ist ferner parallel geschaltet mit einem zweiten Transistor T2, der wiederum mit dem Ausgangsknoten Vmid1 verbunden ist. Die Parallelschaltung aus zweitem Transistor T2 und zweitem Widerstand R2 ist über einen dritten Widerstand R3 mit dem zweiten Ausgangsknoten Vmid2 verbunden. Die Steuerseite des ersten Transistors T1 und des zweiten Transistors T2 werden mit einem Biasstrom Ibias versorgt. Darüber hinaus umfasst die nicht-lineare Widerstandsschaltung Rnl1, Rnl2 einen Referenztransistor Tref, der mit dem ersten Ausgangsknoten Vmid1 verbunden ist und an dessen Steuerseite und Lastseite der Biasstrom Ibias anliegt.
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Alternativ lassen sich der erste und der zweite Ausgangsknoten Vmid1, Vmid2 austauschen.
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Die Spannung, die über der nicht-linearen Widerstandsschaltung Rnl1, Rnl2 abfällt, ist jeweils definiert als die halbe Spannungsdifferenz zwischen dem Signaleingang Inp und der Spannung am Referenzeingang Ref. Der Verstärkungsfaktor A des Differenzverstärkers ist definiert über das Verhältnis aus Widerstand des Rückkopplungswiderstandes Rfb1, Rfb2 und des Widerstandes der nicht-linearen Widerstandsschaltung Rnl1, Rnl2: A = 1 + ( Rfb1 + Rfb2 / Rnl1 + Rnl2), wobei Rfb1, Rfb2 den ersten und zweiten Rückkopplungswiderstand bezeichnen. Für kleine Signale ergibt sich der Widerstand der nicht-linearen Widerstandsschaltung Rnl1, Rnl2 aus der Summe der Widerstände der Parallelschaltung aus dem (Durchlass-)Widerstand des zweiten Transistors T2 mit dem Widerstandswert der inneren Schaltung (aus ersten Widerstand R1, zweitem Widerstand R2 und des ersten Transistors T1) plus des Widerstandswerts des dritten Widerstandes R3. Der erste und der zweite Transistor T1, T2 übernehmen die Rolle eines Strombegrenzers, wobei sich der Grad der Strombegrenzung ableiten lässt aus dem geometrischen Verhältnis aus den Transistoren T1, T2 und des Referenztransistors Tref, sowie aus dem Biasstrom Ibias.
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Mit steigender Signalamplitude am Signaleingang Inp verstärkt sich der Stromfluss durch den zweiten Transistor T2, bis dieser seinen linearen Bereich verlässt und in die Sättigung übergeht. An diesem Punkt sperrt der zweite Transistor T2 und Strom beginnt durch den zweiten Widerstand R2 und den ersten Transistor T1 zu fließen. Der Gesamtwiderstand der nicht-linearen Widerstandsschaltung Rnl1, Rnl2 erhöht sich dadurch. Steigt die Signalamplitude am Signaleingang Inp weiter an, so verlässt auch der erste Transistor T1 seinen linearen Bereich und geht in die Sättigung über. Der Widerstand der nicht-linearen Widerstandsschaltung Rnl1, Rnl2 erhöht sich dabei weiter, bis auch der erste Transistor T1 in die Sättigung geht. Mit steigendem Widerstand der nicht-linearen Widerstandsschaltung Rnl1, Rnl2 wird der Verstärkungsfaktor A des Differenzverstärkers reduziert.
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Auf diese Weise lässt sich eine abschnittsweise lineare Kennlinie generieren und der Verstärkungsfaktor A adaptiv regeln. Eine Übersteuerung wird somit verhindert. Die nicht-lineare Kennlinie wird dabei definiert durch die Transistorgeometrien und die verwendeten Widerstände. Vorteilhaft ist weiterhin, dass durch Verwendung des ersten und zweiten Transistors T1, T2 Übergänge zwischen den linearen Abschnitten der Kennlinie stetig und nicht abrupt erfolgen. Gerade bei Verwendung der nicht-linearen Widerstandsschaltung Rnl1, Rnl2 in einem Hörgerät erlaubt dies ein angenehmes Hörempfinden auch bei sich stark ändernden Eingangssignalen.
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3b zeigt ein Ausführungsbeispiel einer nicht-linearen Widerstandsschaltung Rnl1, Rnl2 mit einer Anzahl (n – 1) von Bauelementen nach dem vorgeschlagenen Prinzip. Dabei bezeichnet ein Bauelement jeweils ein Paar korrespondierender Widerstände und Transistoren, beispielsweise der erste Widerstand R1 und der erste Transistor T1 usw. Die nicht-lineare Widerstandsschaltung Rnl1, Rnl2 lässt sich mit (n – 1) solcher Bauelemente realisieren. Dazu werden die (n – 1) Widerstände R1, ..., Rn – 1 in Serie geschaltet. Dabei bezeichnet Rn – 1 den (n – 1)-ten Widerstand. Ein korrespondierender Transistor T1, ..., Tn – 1 wird jeweils parallel zur Serienschaltung R1, ..., Rn – 1 geschaltet, d. h. der erste Transistor T1 ist parallel zu R1 geschaltet, der zweite Transistor T2 parallel zur Serie aus dem ersten und zweiten Widerstand R1, R2 usw. Der n-te Widerstand Rn ist mit dem ersten Ausgangsknoten Vmid1 verbunden.
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Vorteilhafterweise ist es so möglich weitere lineare Abschnitte in der Kennlinie zu definieren. Diese Abschnitte entsprechen der Anzahl von Paaren aus Transistor T1, ..., Tn – 1 und Widerstand R1, ..., Rn – 1. Als Funktion der Geometrie der Transistoren T1, ..., Tn – 1 und der entsprechenden Widerstände R1, ..., Rn lässt sich das konkrete Aussehen der Kennlinie anpassen.
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4 zeigt eine Anpassungsschaltung nach dem vorgeschlagenen Prinzip. Die Anpassungsschaltung Adj umfasst einen Hilfsverstärker Aux mit einem ersten Eingang Inref1, einem zweiten Eingang Inref2 und einem Referenzausgang Outref. Eine erste Referenzstromquelle Iref1 ist mit dem ersten Eingang Inref1 und mit einer zweiten Referenzstromquelle Iref2 verbunden, die mit dem zweiten Eingang Inref2 verbunden ist. Die erste und zweite Referenzstromquelle Iref1, Iref2 sind an eine Versorgungsspannung Vdd angeschlossen. Ein Referenzwiderstand Rref ist mit dem ersten Eingang Inref1 und einer Referenzspannung Vref verbunden. Ein erster Referenztransistor Treff ist über seine Lastseite mit der Referenzspannung Vref und dem zweiten Eingang Inref2 gekoppelt. Der erste Referenztransistor Tref1 ist darüber hinaus über seine Steuerseite mit dem Referenzausgang Outref verbunden. Ein zweiter Referenztransistor Tref2 ist über seine Lastseite mit der Referenzspannung Vref und mit einem Stromspiegel CM, der den Biasstrom Ibias generiert, gekoppelt. Der zweite Referenztransistor Tref2 ist ferner über seine Steuerseite mit dem Referenzausgang Outref verbunden. Über den Stromspiegel CM ist die Anpassungsschaltung Adj mit der nicht-linearen Widerstandschaltung Rnl1, Rnl2 bzw. den Steuerseiten der Transistoren T1, ..., Tn – 1 gekoppelt.
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In typischen Anwendungen des Differenzverstärkers ist es notwendig, die nicht-lineare Kennlinie über Temperatur und Prozessvariationen konstant zu halten. Dies wird durch eine Anpassungsschaltung Adj erreicht. Die Anpassungsschaltung Adj ändert dazu einen Referenz-Biasstrom, der an der Steuerseite des ersten Referenztransistor Treff anliegt derart, dass dessen Widerstand im Betrieb der Schaltung dem Widerstand des Referenzwiderstandes Rref folgt. Dies wird durch den Hilfsverstärker Aux ermöglicht, der mit Hilfe der beiden Referenzstromquellen Iref1, Iref2 bzw. über den Referenzausgang Outref den ersten Referenztransistor Treff so steuert, dass im Betrieb der Schaltung dessen Widerstand dem Referenzwiderstand Rref entspricht. Der Referenzwiderstand Rref wird bevorzugt so gewählt, dass sein Widerstandswert in einem fixen Verhältnis zu jeweils dem der insgesamt n Widerständen R1, ..., Rn der nicht-linearen Widerstandsschaltung Rnl1, Rnl2 steht. Der erste Referenztransistor Treff wird bevorzugt ebenfalls so gewählt, dass er in einem fixen Verhältnis zu den Transistoren T1, ..., Tn der nicht-linearen Widerstandsschaltung Rnl1, Rnl2 steht. Schließlich wird über den zweiten Referenztransistor Tref2 ein Kompensationsstrom eingestellt und der Stromspiegel CM gesteuert. Dieser generiert dann den Biasstrom Ibias, der der nicht-linearen Widerstandsschaltung Rnl1, Rnl2 zugeführt wird.
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Vorteilhafterweise lässt sich mit der Anpassungsschaltung Adj eine Referenz für die nicht-lineare Widerstandsschaltung Rnl1, Rnl2 realisieren, die dazu führt, dass die Kennlinie weitestgehend unabhängig von Temperatur-, Versorgungsspannungs- und Prozessvariationen ist. Der dazu verwendete Biasstrom Ibias wird fortlaufend angepasst, ohne dass dazu ein äußeres Mittel, wie etwa ein Benutzer nötig wäre. Gerade in Audioanwendungen führen die weichen, d. h. stetigen, Verstärkungsübergänge zu einem angenehmen Hörempfinden.
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5 zeigt eine nicht-lineare Kennlinie nach dem vorgeschlagenen Prinzip. Aufgetragen ist die Ausgangsspannung Vout gegen ein Eingangssignal Vin. Die Kennlinie ergibt sich als Funktion Vout(Vin). Beispielhaft ist der Fall gezeigt, dass sich die nicht-lineare Kennlinie Vout(Vin) aus vier linearen Kennlinien C1, C2, C3, C4 ergibt. Diese ergeben sich, wie mit Bezug auf die 3a und 3b gezeigt, aus der Anzahl korrespondierender Transistoren T1, ..., Tn – 1 und Widerstände R1, ..., Rn – 1. Die gestrichelte Kurve ergibt sich aus den Verhältnissen, wie sie sich aus den in der Schaltung des Differenzverstärkers verwendeten Widerständen ergeben. Die ausgezogene Kurve hingegen berücksichtigt zudem das reale Verhalten, wie es sich durch die Widerstandseigenschaften der verbauten Transistoren ergibt. Insbesondere ergibt sich somit eine stetige Kurve ohne nennenswerte Sprungstellen oder Unstetigkeiten. Dies ist von besonderem Vorteil und führt bei Audioanwendungen des Differenzverstärkers (etwa in einem Hörgerät) zu einem angenehmen Hörempfinden in Umgebungen mit stark schwankenden Signalamplituden.
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Bezugszeichenliste:
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- A
- Verstärkungsfaktor
- A1
- erster Verstärker
- A2
- zweiter Verstärker
- Adj
- Anpassungsschaltung
- Aux
- Hilfsverstärker
- C1
- erste lineare Kennlinie
- C2
- zweite lineare Kennlinie
- C3
- dritte lineare Kennlinie
- C4
- vierte lineare Kennlinie
- Chp
- Filterkondensator
- CN
- nicht-lineare Kennlinie
- CM
- Stromspiegel
- DSE
- Konverterschaltung
- GND
- Masse
- Ibias
- Biasstrom
- In1
- erster Rückkopplungseingang
- In2
- zweiter Rückkopplungseingang
- Inp
- Signaleingang
- Inref1
- Eingang
- Inref2
- Eingang
- Iref1
- erste Referenzstromquelle
- Iref2
- zweite Referenzstromquelle
- Out1
- Signalausgang des ersten Verstärkers
- Out2
- Signalausgang des zweiten Verstärkers
- outn
- zweiter Verstärkerausgang
- outp
- erster Verstärkerausgang
- outpn
- zusammengeführter Ausgang
- Outref
- Referenzausgang
- R1
- erster Widerstand
- R2
- zweiter Widerstand
- R3
- dritter Widerstand
- Rfb1
- erster Rückkopplungswiderstand
- Rfb2
- zweiter Rückkopplungswiderstand
- Rhp
- Filterwiderstand
- Rn – 1
- (n – 1)-ter Widerstand
- Rn
- n-ter Widerstand
- Rnl1
- erste nicht-lineare Widerstandsschaltung
- Rnl2
- zweite nicht-lineare Widerstandsschaltung
- Rref
- Referenzwiderstand
- T1
- erster Transistor
- T2
- zweiter Transistor
- Tref
- Referenztransistor
- Tref1
- erster Referenztransistor
- Tref2
- zweiter Referenztransistor
- Tn – 1
- (n – 1)-ter Transistor
- Vdd
- Versorgungsspannung
- Vmid1
- erster Ausgangsknoten
- Vmid2
- zweiter Ausgangsknoten
- Vmid3
- dritter Ausgangsknoten
- Vout
- Ausgangsspannung
- Vout(Vin)
- nicht-lineare Kennlinie
- Vref
- Referenzspannung
