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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Halbleitervorrichtung
und genauer auf eine Technik zum Steuern einer in einer induktiven
Last erzeugten Überspannung
beim erzwungenen Anhalten einer Schaltervorrichtung, insbesondere
zum Schützen
der Halbleitervorrichtung.
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Eine
Zündanlage
für einen
internen Verbrennungsmotor, wie z.B. einen Automotor, weist ein
Problem dahingehend auf, daß ein
Steuersignal auf "EIN" gehalten wird wegen
eines Fehlbetriebs oder dergleichen während der Wartung, was bewirkt,
daß eine
Schaltvorrichtung zum Steuern von Strom in einer induktiven Last
(z.B. einem Transformator oder einer Lastspule) leitfähig gehalten
wird, was zu einer Verschlechterung der Eigenschaften oder zum Ausfall
einer Halbleitervorrichtung selbst oder einer Last aufgrund von
Wärmeerzeugung
führt.
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Zum
Lösen dieses
Problems ist eine Funktion des gezwungenen Anhaltens einer Schaltvorrichtung
vorgesehen, wobei eine Zeitschalterschaltung verwendet wird, die
nach Ablauf einer vorbestimmten Zeitspanne (etwa mehrere hundert
Millisekunden) von dem Beginn eines EIN-Betriebs an arbeitet. In anderen
Worten ist es möglich,
den Ausfall einer Schaltvorrichtung mittels der Zeitschalterschaltung
in dem Fall zu vermeiden, in dem ein EIN-Signal aufgrund eines Fehlbetriebs oder
dergleichen über
eine vorbestimmte Zeitspanne nach dem Beginn eines EIN-Betriebs
abgegeben bleibt.
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In
diesem Fall kann eine erzwungene Stromunterbrechung in der Schaltvorrichtung
eine große
induzierte elektromotorische Kraft in einer induktiven Last erzeugen,
was bewirkt, daß eine
Bogenentladung in einer Zündspule
mit einer Zeitsteuerung stattfindet, der ein Computer zum Steuern
der Zündung
eines internen Verbrennungsmotors nicht zu folgen bestimmt ist.
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Dementsprechend
begrenzt eine Zündanlage
eine Stromunterbrechungsgeschwindigkeit einer Schaltvorrichtung
auf nicht mehr als eine bestimmte Geschwindigkeit, um das Maß an induzierter
elektromotorischer Kraft, die in einer induktiven Last erzeugt wird,
zu steuern (vgl. die japanische Patentoffenlegungsschrift JP 2002-4991).
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Allgemein
ist jedoch der Ausgangsstrom nicht linear proportional zu der Gatespannung
in einer Schaltvorrichtung. Z.B. ist in einer MOS-Gatevorrichtung
ein Ausgangsstrom proportional zu dem Quadrat der Gatespannung.
Daher wird ein komplizierter Schaltungsaufbau und eine Einstellung
benötigt,
um die Schaltvorrichtung so zu steuern, daß die Stromunterbrechungsgeschwindigkeit
auf nicht mehr als eine bestimmte Geschwindigkeit beschränkt ist.
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Z.B.
steuert die durch die oben erwähnte
JP 2002-4991 offenbarte Erfindung eine Unterbrechungsgeschwindigkeit
des Ausgangsstroms mittels der Kapazitätsladezeit. Da ein Kondensator
mit hoher Kapazität
benötigt
wird, um die Unterbrechungsgeschwindigkeit des Ausgangsstroms zu
verringern, ist es schwierig, die Schaltfläche zu verringern. Weiter variiert
eine induzierte elektromotorische Kraft in Abhängigkeit von der Induktivität einer
induktiven Last, was es notwendig macht, die Kapazität des Kondensators
in Abhängigkeit
von der Induktivität der
induktiven Last zu variieren. Daher ist es schwierig, die induzierte
elektromotorische Kraft derart zu steuern, daß sie eine gewünschte Klemmspannung ist,
ohne von der Induktivität
der induktiven Last abhängig
zu sein.
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Wenn
das Potential an dem Stromeingangsanschluß aufgrund irgendeines ungewöhnlichen
Ereignisses ansteigt, während
die Schaltvorrichtung stromführend
ist, kann ferner der Ausgangsstrom zunehmen, was eine Schädigung der
Schaltvorrichtung bewirkt.
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Es
ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, mit einem einfachen
Schaltungsaufbau eine Technik des Steuerns einer induzierten elektromotorischen
Kraft bereitzustellen, die in einer induktiven Last erzeugt wird,
wenn eine Schaltvorrichtung in erzwungener Art und Weise unterbrochen
wird.
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Es
ist eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Technik
des Steuerns einer induzierten elektromotorischen Kraft mit hoher
Genauigkeit derart bereitzustellen, daß sie eine gewünschte Klemmspannung
unabhängig
von der Induktivität
der induktiven Last ist, wenn die Schaltvorrichtung in erzwungener
Art und Weise unterbrochen wird.
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Es
ist weiter eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren
des Vermeidens des Abbrennens einer Schaltvorrichtung aufgrund eines Spannungsanstiegs
an einem Stromeingangsanschluß,
wenn die Schaltvorrichtung in einem EIN-Zustand ist.
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Die
Aufgabe wird gelöst
durch eine Halbleitervorrichtung nach Anspruch 1, 3 oder 6. Weiterentwicklungen
der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.
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Gemäß einem
ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung beinhaltet eine Halbleitervorrichtung: eine
Schaltvorrichtung mit einem Stromeingangsanschluß, der mit einer induktiven
Last verbunden ist; eine Klemmvorrichtung, die zwischen einen Steueranschluß und den
Stromeingangsanschluß der Schaltvorrichtung
geschaltet ist; und ein Entladewiderstandselement, das zwischen
den Steueranschluß der
Schaltvorrichtung und ein Massepotential geschaltet ist. Die Schaltvorrichtung
wird derart angesteuert, daß sie
in der induktiven Last eine induzierte elektromotorische Kraft erzeugt.
Die Halbleitervorrichtung beinhaltet weiter eine Zeitschalterschaltung
zum Abgeben eines vorbestimmten Signals an das Entladewiderstandselement,
wenn ein EIN-Signal zum Ansteuern der Schaltvorrichtung über eine vorbestimmte
Zeitspanne in einem EIN-Zustand bleibt. Das Entladewiderstandselement ändert seinen
Widerstand zu einem größeren Wert
als Antwort auf das vorbestimmte Signal.
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Da
der Widerstand des Entladewiderstandselementes zunimmt, selbst wenn
die Schaltvorrichtung in erzwungener Art und Weise als Antwort auf den
vorbestimmten Signalausgang von der Zeitschalterschaltung in den
AUS-Zustand gesteuert wird, wird die Schaltvorrichtung durch einen
durch die Klemmvorrichtung fließenden
Leckstrom in dem EIN-Zustand gehalten, was eine plötzli che
Unterbrechung des Kollektorstroms verhindern kann. Daher ist es
möglich,
das Maß der
induzierten elektromotorischen Kraft, die in der induktiven Last
erzeugt wird, zu steuern ohne daß ein komplizierter Schaltungsaufbau
für das
allmähliche
Unterbrechen des Kollektorstroms benötigt wird.
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Gemäß einem
zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung beinhaltet eine Halbleitervorrichtung: eine
Schaltvorrichtung mit einem Stromeingangsanschluß, der mit einer induktiven
Last verbunden ist; eine erste Klemmvorrichtung, die zwischen einen Steueranschluß und den
Stromeingangsanschluß der
Schaltvorrichtung geschaltet ist; und ein Entladewiderstandselement,
das zwischen den Steueranschluß der
Schaltvorrichtung und ein Massepotential geschaltet ist. Die Schaltvorrichtung
wird derart angesteuert, daß sie
eine induzierte elektromotorische Kraft in der induktiven Last erzeugt.
Die Halbleitervorrichtung beinhaltet weiter eine Zeitschalterschaltung zum
Abgeben eines vorbestimmten Signals, wenn ein EIN-Signal zum Ansteuern
der Schaltvorrichtung über
eine vorbestimmte Zeitspanne in einem EIN-Zustand eingegeben bleibt, und eine
zweite Klemmvorrichtung, die als Antwort auf das vorbestimmte Signal selektiv
zwischen den Steueranschluß und
den Stromeingangsanschluß der
Schaltvorrichtung geschaltet ist. Die zweite Klemmvorrichtung hat
eine geringere Durchbruchsspannung als eine Durchbruchsspannung
der ersten Klemmvorrichtung.
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Eine
Spannung zwischen dem Steueranschluß und dem Stromeingangsanschluß der Schaltvorrichtung
kann durch die zweite Klemmvorrichtung auf eine Durchbruchspannung
geklemmt werden, die geringer ist als eine Durchbruchspannung der
ersten Klemmvorrichtung, selbst wenn die Schaltvorrichtung in erzwungener
Art und Weise in den AUS-Zustand gesteuert wird als Antwort auf das
vorbestimmte Signal, das von der Zeitschalterschaltung abgegeben wird.
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Gemäß einem
dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung beinhaltet eine Halbleitervorrichtung: eine
Schaltvorrichtung mit einem Stromeingangsanschluß, der mit einer induktiven
Last verbunden ist; eine erste Klemmvorrichtung, die zwischen einen Steueranschluß und den
Stromeingangsanschluß der
Schaltvorrichtung geschaltet ist; und ein Entladewiderstandselement,
das zwischen den Steueranschluß der
Schaltvorrichtung und ein Massepotential geschaltet ist. Die Schaltvorrichtung
wird derart angesteuert, daß sie
eine induzierte elektromotorische Kraft in der induktiven Last erzeugt.
Die Halbleitervorrichtung beinhaltet weiter: eine zweite Klemmvorrichtung
mit einem Ende, das mit dem Stromeingangsanschluß der Schaltvorrichtung verbunden
ist; einen Transistor mit einem Stromeingangsanschluß, der mit
dem anderen Ende der zweiten Klemmvorrichtung verbunden ist, und
einen Stromausgangsanschluß,
der mit dem Steueranschluß der
Schaltvorrichtung verbunden ist; eine dritte Klemmvorrichtung mit
einem Ende, das mit dem Stromeingangsanschluß des Transistors verbunden
ist, und dem anderen Ende, das mit dem Massepotential verbunden
ist; und eine Überspannungserfassungsschaltung,
die mit dem einen Ende der dritten Klemmvorrichtung verbunden ist.
Die Überspannungserfassungsschaltung
gibt ein Signal zum Steuern der Schaltvorrichtung in einen AUS-Zustand
aus, wenn eine Durchbruchsspannung an die dritte Klemmvorrichtung
angelegt wird.
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In
dem Fall, in dem die Spannung an dem Stromeingangsanschluß ansteigt,
wenn die Schaltvorrichtung in dem EIN-Zustand ist, wird die Schaltvorrichtung
in erzwungener Art und Weise in den AUS-Zustand gebracht. Dies kann
ein Abbrennen der Schaltvorrichtung verhindern.
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Weitere
Merkmale und Zweckmäßigkeiten der
Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsbeispielen
anhand der beigefügten Zeichnungen.
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Von
den Figuren zeigen:
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1 einen
Schaltplan, der einen Aufbau einer Halbleitervorrichtung gemäß einer
ersten bevorzugten Ausführungsform
darstellt;
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2 einen
Schaltplan, der einen Aufbau einer Gateansteuerungsschaltung für die Verwendung in
der Halbleitervorrichtung nach der ersten bevorzugten Ausführungsform
darstellt;
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3 ein
Wellenformdiagramm eines Betriebs der Halbleitervorrichtung nach
der ersten bevorzugten Ausführungsform;
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4 einen
Schaltplan, der einen Aufbau einer bekannten Halbleitervorrichtung
darstellt;
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5 einen
Schaltplan, der einen Aufbau einer Gateansteuerungsschaltung für die Verwendung in
der bekannten Halbleitervorrichtung darstellt;
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6 einen
Schaltplan, der einen anderen Aufbau der Halbleitervorrichtung nach
der ersten bevorzugten Ausführungsform
darstellt;
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7 einen
Schaltplan, der einen Aufbau einer Halbleitervorrichtung nach einer
zweiten bevorzugten Ausführungsform
darstellt;
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8 einen
Schaltplan, der einen Aufbau einer Halbleitervorrichtung nach einer
dritten bevorzugten Ausführungsform
darstellt;
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9 einen
Schaltplan, der einen anderen Aufbau der Halbleitervorrichtung nach
der dritten bevorzugten Ausführungsform
darstellt;
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10 einen
Schaltplan, der einen Aufbau einer Halbleitervorrichtung nach einer
vierten bevorzugten Ausführungsform
darstellt;
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11 einen
Schaltplan, der einen Aufbau einer Halbleitervorrichtung nach einer
fünften
bevorzugten Ausführungsform
darstellt;
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12 einen
Schaltplan, der einen Aufbau einer Überspannungserfassungsschaltung
für die Verwendung
in der Halbleitervorrichtung nach der fünften bevorzugten Ausführungsform
darstellt; und
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13 ein
Wellenformdiagramm eines Betriebs der Halbleitervorrichtung nach
der fünften
bevorzugten Ausführungsform.
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Erste bevorzugte
Ausführungsform
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1 ist
ein Schaltplan, der einen Aufbau einer Halbleitervorrichtung nach
der vorliegenden Erfindung darstellt. Der Ein gang einer Steuerschaltung 6 ist
mit einem Einganganschluß 10 verbunden
und deren Ausgang ist mit dem Eingang einer Gateansteuerungsschaltung 9 verbunden.
Der Ausgang der Gateansteuerungsschaltung 9 ist mit dem
Gate (Steueranschluß)
eines IGBT (Bipolartransistor mit isoliertem Gate) 1 verbunden,
der als eine Schaltvorrichtung dient.
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Nach
Empfang eines Eingangssignals VIN durch den Eingangsanschluß 10 steuert
die Steuerschaltung 6 das Eingangssignal VIN als Antwort
auf ein von einer Überwachungsschaltung
(nicht dargestellt) zum Überwachen
des Ansteuerzustands des IGBT 1 gesendeten Signals derart,
daß ein
Steuersignal an die Gateansteuerschaltung 9 abgegeben wird.
Die Gateansteuerschaltung 9 steuert das Gate des IGBT 1 als
Antwort auf das Steuersignal an.
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Der
Kollektor (Stromeingangsanschluß)
des IGBT 1 ist mit einem Ende einer eine Lastspule (induktive
Last) 2 bildenden Primärspule
und der Kathode einer Zenerdiode (Klemmvorrichtung, erste Klemmvorrichtung) 3 verbunden,
und der Emitter des IGBT 1 ist geerdet. Das andere Ende
der Primärspule ist
mit einer Spannungsquelle 12 verbunden. Die Anode der Zenerdiode 3 ist
mit dem Gate des IGBT 1 verbunden. Ein Ende einer zweiten
Spule der Lastspule 2 ist mit der Spannungsquelle 12 verbunden und
das andere Ende ist mit einem Ende der Zündspule 13 verbunden.
Das andere Ende der Zündspule 13 ist
geerdet.
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Die
Zenerdiode 3 ist derart angeschlossen, daß sie die
Kollektor-Emitter-Spannung in dem IGBT 1 auf eine vorbestimmte
Spannung (z.B. näherungsweise
500 V) oder weniger klemmt, um den Ausfall der Lastspule 2 zu
vermeiden, und ist gebildet aus Zenerdioden, die in mehreren zehn
Ebenen verbunden sind, die jeweils eine Durchbruchspannung im Bereich
von näherungsweise
7 bis 8 V besitzen.
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Ein
Ende eines Widerstands 4 ist mit dem Gate des IGBT 1 verbunden
und das andere Ende ist mit dem Drain eines NMOS-Transistors 11 verbunden. Der
Sourceanschluß des
NMOS-Transistors 11 ist
geerdet. Ein Widerstand 5 ist zwischen Source und Drain
des NMOS-Transistors 11 geschaltet. Der Widerstand des
Widerstands 5 wird auf einen solchen Wert festgelegt, daß der Leckstrom
in der Zenerdiode 3 den IGBT 1 einschaltet.
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Der
Ausgang eines Inverters 8 ist mit dem Gate des NMOS-Transistors 11 verbunden,
und der Ausgang einer Zeitschalterschaltung 7 ist mit dem Eingang
des Inverters 8 verbunden. Der Ausgang der Zeitschalterschaltung 7 ist
auch mit der Gateansteuerungsschaltung 9 verbunden. Die
Widerstände 4, 5, der
Inverter 8 und der NMOS-Transistor 11 bilden ein Gateentladewiderstandselement 101 (Entladewiderstandselement).
Der Eingang der Zeitschalterschaltung 7 ist mit dem Eingangsanschluß 10 verbunden und
empfängt
Leistung von dem Eingangssignal VIN.
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Die
Zeitschalterschaltung 7 gibt gewöhnlicherweise ein L-Pegelsignal ab und
führt nach
dem Empfang eines EIN-Signals durch den Eingangsanschluß 10 einen
Zeitsteuerungsbetrieb aus. Insbesondere in dem Fall, in dem ein
EIN-Signal aufgrund eines Fehlbetriebs oder dergleichen während eines Wartungsbetriebs
eingegeben bleibt, gibt die Zeitschalterschaltung 7 ein
H-Pegelsignal nach
Ablauf einer vorbestimmten Zeitspanne von dem Beginn des Anlegens
des EIN-Signals an aus. In dem Fall, in dem ein EIN-Signal nicht über eine
vorbestimmte Zeitspanne eingegeben bleibt, setzt die Zeitschalterschaltung 7 das
Abgeben eines L-Pegelsignals fort. Das bedeutet, daß die Zeitschalterschaltung 7 derart gestaltet
ist, daß sie
ein vorbestimmtes Signal (in dem obigen Fall ein H-Pegelsignal)
abgibt, wenn ein EIN- Signal
zum Ansteuern des IGBT 1 über eine vorbestimmte Zeitspanne
angelegt bleibt.
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Als
nächstes
wird mit Bezug auf 2 ein Aufbau der Gateansteuerungsschaltung 9 beschrieben
werden. Der Eingang einer Stromspiegelschaltung 14 ist
mit dem Ausgang der Steuerschaltung 6 verbunden und deren
Ausgang ist mit dem Gate des IGBT 1 verbunden. Der Drainanschluß eines NMOS-Transistors 15 ist
mit dem Eingang der Stromspiegelschaltung 14 verbunden
und deren Sourceanschluß ist
geerdet. Das Gate des NMOS-Transistors 15 ist mit dem Ausgang
der Zeitschalterschaltung 7 verbunden.
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Ein
Betrieb der Halbleitervorrichtung des obigen Aufbaus wird nun beschrieben
werden. 3 ist eine Wellenformdarstellung
des Betriebs der Halbleitervorrichtung nach der vorliegenden Ausführungsform.
Der Betrieb der Halbleitervorrichtung ist in zwei Betriebsarten
unterteilt: einer in einer Zeitspanne, während der die Zeitschalterschaltung 7 ein
L-Pegelsignal abgibt, die im folgenden als eine "normale Betriebsart" bezeichnet wird, und in die andere
in einer Zeitspanne, während
der die Zeitschalterschaltung 7 ein H-Pegelsignal abgibt,
die im folgenden als eine "Schutzbetriebsart" bezeichnet wird.
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Zuerst
wird die normale Betriebsart der Halbleitervorrichtung beschrieben
werden. In einem anfänglichen
Zustand ist die Kollektor-Emitter-Spannung VCE des IGBT 1 gleich
einer Spannung VB der Spannungsversorgung 12.
Die Spannung V2 der Zündspule 13 ist
gleich der Spannung VB.
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Wenn
ein Übergang
des Eingangssignals VIN von dem L-Pegel (AUS-Signal) auf den H-Pegel (EIN-Signal)
bewirkt wird, steuert die Gateansteuerungsschaltung 9 das
Gate des IGBT 1 auf den H- Pegel. Dann geht der IGBT 1 von
dem AUS-Zustand in den EIN-Zustand.
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Die
Zeitschalterschaltung 7 gibt ein L-Pegelsignal ab. Der
Ausgang der Zeitschalterschaltung 7 wird in dem Inverter 8 derart
invertiert, daß er
an das Gate des NMOS-Transistors 11 als ein H-Pegelsignal eingegeben
wird. Da der NMOS-Transistor 11 in den EIN-Zustand gebracht
ist, fließt
in dem Gateentladewiderstandselement 101 fließender Strom
von dem Widerstand 4 durch den NMOS-Transistor 11 zu
einem Massepotential. Daher wird der Widerstand des Gateentladewiderstandselementes 101 nahezu gleich
dem des Widerstands 4.
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Mit
dem Übergang
des IGBT 1 in den EIN-Zustand fällt die Kollektor-Emitter-Spannung VCE
(die im folgenden kurz als "Spannung
VCE" bezeichnet
wird) auf das Massepotential, und der von der Spannungsquelle 12 durch
die Lastspule 2 und den IGBT 1 fließende Kollektorstrom
IC nimmt allmählich
zu. Wenn danach der Kollektorstrom IC über einen vorbestimmten Stromwert
zunimmt, arbeitet eine Strombegrenzungsschaltung (nicht dargestellt) derart,
daß sie
den Stromwert begrenzt, was bewirkt, daß die Spannung VCE leicht ansteigt.
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Als
nächstes
steuert die Gateansteuerungsschaltung 9 nach Empfang eines
AUS-Signals das Gate des IGBT 1 derart an, daß es auf
den L-Pegel wechselt, wodurch bewirkt wird, daß der IGBT 1 von dem
EIN-Zustand in den AUS-Zustand übergeht.
Der Übergang
des IGBT 1 in den AUS-Zustand bewirkt, daß der Kollektorstrom
IC, der durch die Lastspule 2 fließt, plötzlich unterbrochen wird, wie
durch eine durchgezogene Linie angezeigt ist, worauf folgend eine
induzierte elektromotorische Kraft über die Lastspule 2 erzeugt
wird, und die Spannung VCE steigt plötzlich an.
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Wie
oben beschrieben, ist der Widerstandswert des Gateentladewiderstandselementes 101 gleich
dem des Widerstands 4. Daher wird durch den Strom, der
so klein ist wie der durch die Zenerdiode 3 fließende Leckstrom,
keine Gatespannung eines solchen Pegels erzeugt, daß bewirkt
wird, daß der IGBT 1 in
den EIN-Zustand übergeht,
und die Spannung VCE steigt mit dem in dem AUS-Zustand gehaltenen
IGBT 1 an.
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Wenn
die Spannung VCE über
näherungsweise
500 V ansteigt, fließt
ein Sperrstrom durch die Zenerdiode 3 und den Widerstand 4.
Eine durch ein Produkt des Sperrstroms und des Widerstandswertes
des Widerstands 4 gegebene Spannung wird an das Gate des
IGBT 1 angelegt, was bewirkt, daß der IGBT 1 in den
EIN-Zustand übergeht.
Dann wird elektrische Ladung von der Lastspule 2 als ein
Kollektorstrom in den IGBT 1 entladen. Nachdem elektrische Ladung
von der Lastspule 2 entladen ist und die Spannung VCE nahezu
auf den gleichen Pegel wie die Klemmspannung gefallen ist, geht
der IGBT 1 wieder in den AUS-Zustand über. Auf diese Art und Weise
wird die Spannung VCE durch eine Zenerdiode 3 auf eine
Klemmspannung von näherungsweise 500
V geklemmt.
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Als
nächstes
wird die Spannung einer induzierten elektromotorischen Kraft, die
auf der Primärspulenseite
erzeugt wird, auf näherungsweise –30 kV angehoben
und auf die Sekundärspulenseite übertragen,
so daß eine
Bogenentladung in der Zündspule 13 stattfindet.
Dann fallen die Spannung auf der Primärspulenseite und die Spannung
auf der Sekundärspulenseite
der Lastspule 2, so daß die
Spannung VCE und die Spannung V2 in der Zündspule 13 beide gleich
der Spannung VB werden.
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Als
nächstes
wird das Verfahren des Schutzbetriebs der Halbleitervorrichtung
nach der vorliegenden Ausführungsform
beschrieben werden. Nach dem Ablauf einer vorbestimmten Zeitspanne
seit dem das Eingangssignal VIN in ein EIN-Signal gewechselt ist,
gibt die Zeitschalterschaltung 7 ein H-Pegelsignal ab.
Der Signalausgang von der Zeitschalterschaltung 7 wird
in dem Inverter 8 invertiert und in das Gate des NMOS-Transistors 11 als
ein L-Pegelsignal eingegeben. Nach Empfang des L-Pegelsignals wird
der NMOS-Transistor 11 in den AUS-Zustand von dem EIN-Zustand geändert. Dementsprechend
ist der Widerstand des Gateentladewiderstandselementes 101 gleich
einem kombinierten Widerstandswert der Widerstände 4 und 5.
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Das
von der Zeitschalterschaltung 7 abgegebene H-Pegelsignal
wird auch in den NMOS-Transistor 15 (siehe 2)
der Gateansteuerungsschaltung 9 eingespeist. Dann wird
der NMOS-Transistor 15 in den
EIN-Zustand gebracht, was bewirkt, daß der Eingang der Stromspiegelschaltung 14 geerdet
wird. Daher wird der Ausgang der Stromspiegelschaltung 14 (Ausgang
der Gateansteuerungsschaltung 9) auf den L-Pegel geändert, was
bewirkt, daß der
IGBT 1 in den AUS-Zustand übergeht. Der Übergang
des IGBT 1 in den AUS-Zustand vermeidet die Verschlechterung
des IGBT 1 und der Lastspule 2, die aus der Fortführung des
EIN-Zustands über eine
vorbestimmte Zeitspanne folgt.
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Mit
dem Übergang
des IGBT 1 in den AUS-Zustand wird der Kollektorstrom IC
allmählich unterbrochen,
so daß die
Spannung VCE ansteigt. Wie beschrieben ist der Widerstandswert des
Gateentladewiderstandselementes 101 gleich dem kombinierten
Widerstandswert der Widerstände 4 und 5, wie
oben beschrieben. Durch Festlegen des Widerstandswertes des Widerstands 5 wird
der kombinierte Widerstandswert auf einen solchen Wert festgelegt,
daß der
IGBT 1 nahezu durch den durch die Zenerdiode 3 fließenden Leckstrom
einschaltet wird. Wenn die Spannung VCE auf näherungsweise 30 V ansteigt,
wird eine Gatespannung des zum Halten des IGBT 1 in dem
EIN-Zustand ausreichenden Pegels an das Gate des IGBT 1 angelegt.
Selbst wenn daher die Gateansteuerungsschaltung 9 ein L-Pegelsignal
abgibt, geht der IGBT 1 nicht gänzlich in den AUS-Zustand und
der Kollektorstrom IC wird, wie durch gestrichelte Linien angedeutet,
allmählich
verringert. Wenn der Kollektorstrom IC Null wird, wird der IGBT 1 ganz
in den AUS-Zustand gebracht und die Spannung VCE wird VB.
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Wie
oben beschrieben beschränkt
das Steuern der in der Schutzbetriebsart angelegten Gatespannung
durch angemessenes Auswählen
des Widerstandswertes des Widerstands 5 die Spannung VCE
derart, daß sie
nicht über
näherungsweise
30 V ansteigt. Weiter wird auch wie durch die gestrichelten Linien
in 3 angedeutet die Spannung V2 in der Zündspule 13 derart
beschränkt,
daß sie
nicht über näherungsweise –3000 V
ansteigt, was das Auftreten einer Bogenentladung vermeidet.
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Hierbei
wird angenommen, daß die
Spannung VCE in der Schutzbetriebsart (im folgenden auf 30 V in
diesem Beispiel bezogen) größer ist
als die Spannung VB (in diesem Fall wird
angenommen, daß sie
die Nominalspannung von 12 V einer herkömmlichen Autobatterie ist)
der Spannungsversorgung 12 und einen solchen wert besitzt,
daß eine
Bogenentladung in der Zündspule 13 nicht
stattfindet. In anderen Worten kann die Spannung VCE in der Schutzbetriebsart
festgelegt werden auf einen Wert in Übereinstimmung mit dem Wert
der Spannung VB in einem zu verwendenden System oder dergleichen.
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4 ist
ein Schaltplan, der ein Beispiel einer bekannten Halbleitervorrichtung
darstellt. Wie in 4 gezeigt, ist die bekannte
Halbleitervorrichtung mit einem Widerstand 16 versehen,
der anstelle des Gateentladewiderstandselementes 101 angeschlossen
ist.
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5 ist
ein Schaltplan, der einen Aufbau der Gateansteuerungsschaltung 9 zur
Verwendung in der bekannten Halbleitervorrichtung darstellt. Der Eingang
eines Inverters 22 ist mit dem Ausgang der Zeitschalterschaltung 7 (siehe 4)
verbunden und der Ausgang des Inverters 22 ist mit dem
Gate eines NMOS-Transistors 20 verbunden.
Der Sourceanschluß des
NMOS-Transistors 20 ist
geerdet und dessen Drainanschluß ist
mit einem Ende einer Stromquelle 18 und einem Ende eines
Kondensators 21 verbunden.
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Das
andere Ende der Stromquelle 18 ist mit einer nicht dargestellten
Spannungsquelle verbunden und das andere Ende des Kondensators 21 ist geerdet.
Das eine Ende des Kondensators 21 ist auch mit einem Minusanschluß eines
Subtrahierers 23 verbunden. Der Plusanschluß des Subtrahierers 23 ist
mit dem Ausgang der Steuerschaltung 6 verbunden (siehe 4).
Der Ausgang der Stromspiegelschaltung 14 ist mit dem Gate
des IGBT 1 verbunden. Hierbei ist der Subtrahierer 23 eine
Schaltung zum Abgeben von Strom in Übereinstimmung mit einem Potentialunterschied
zwischen dem Plus- und dem Minusanschluß.
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Der
Betrieb der bekannten Halbleitervorrichtung wird nun beschrieben
werden. In der normalen Betriebsart wird ein von der Zeitschalterschaltung 7 eingegebenes
L-Pegelsignal in dem Inverter 22 invertiert und an das
Gate des NMOS-Transistors 20 abgegeben. Daher fließt der von
der Stromquelle 18 abfließende Strom durch den NMOS-Transistor 20 zu dem
Massepotential. Ein EIN-Signalausgang von der Steuerschaltung 6 wird
durch den Subtrahierer 23 direkt in die Stromspiegelschaltung 14 eingespeist.
Die Stromspiegelschaltung 14 verstärkt den von dem Subtrahierer 23 abgegebenen
Strom und gibt ihn ab. In dem EIN-Zustand des IGBT 1 fließt von der
Stromspiegelschaltung 14 abgegebener Strom durch den Widerstand 16,
so daß Spannung
auf einem für
das Halten des IGBT 1 in dem EIN-Zustand ausreichenden
Pegel an den Gateanschluß des
IGBT 1 angelegt wird.
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Wenn
ein EIN-Signal durch den Eingangsanschluß 10 über eine
vorbestimmte Zeitspanne angelegt bleibt, gibt die Zeitschalterschaltung 7 ein
H-Pegelsignal ab. Dann führt
die Halbleitervorrichtung die Schutzbetriebsart aus. Der Signalausgang
von der Zeitschalterschaltung 7 wird in dem Inverter 22 invertiert
(siehe 5) und an den Gateanschluß des NMOS-Transistors 20 angelegt,
wodurch bewirkt wird, daß der
NMOS-Transistor 20 in den AUS-Zustand übergeht. Wenn der NMOS-Transistor 20 in den
AUS-Zustand übergeht,
lädt der
von der Stromquelle 18 abfließende Strom allmählich den
Kondensator 21.
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Wie
oben beschrieben ist ein Ende des Kondensators 21 mit dem
Minusanschluß des
Subtrahierers 23 verbunden. Der Subtrahierer 23 gibt
Strom in Übereinstimmung
mit einem den Potentialunterschied zwischen einem von der Steuerschaltung 6 abgegebenen
Steuersignal und einem Potential an einem Ende des Kondensators 21 ab.
Daher wird der Ausgangsstrom von dem Subtrahierer 23 allmählich verringert.
Mit einer solchen Verringerung fällt
die an den Gateanschluß des
IGBT 1 angelegte Spannung, wodurch bewirkt wird, daß der durch
den IGBT 1 fließende
Kollektorstrom IC allmählich
unterbrochen wird.
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Nach
Abschluß des
Ladens des Kondensators 21 wird der Ausgangsstrom von dem
Subtrahierer 23 verringert. Somit wird auch der Ausgangsstrom von
der Stromspiegelschaltung 14 auf Null verringert, so daß der IGBT 1 ganz
in den AUS-Zustand gebracht wird, wodurch eine Unterbrechung des
Kollektorstroms IC bewirkt wird. Da der Kollektorstrom IC allmählich unterbrochen
wird, wird keine große
induzierte elektromotorische Kraft an der Lastspule erzeugt, was
das Auftreten einer Bogenentladung in der Zündspule 13 vermeidet.
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Wie
oben beschrieben verwendet die bekannte Halbleitervorrichtung den
Subtrahierer 23 und den Kondensator 21 zum Steuern
einer Unterbrechungsgeschwindigkeit des Ausgangsstroms von der Gateansteuerungsschaltung 9 durch
eine Aufladegeschwindigkeit des Kondensators 21 und ist
derart gestaltet, daß eine
Unterbrechungsgeschwindigkeit des Kollektorstroms IC auf eine solche
Geschwindigkeit beschränkt
wird, daß keine
große
induzierte elektromotorische Kraft erzeugt wird.
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Dementsprechend
besitzt die Gateansteuerungsschaltung 9 einen komplizierten
Aufbau mit der Stromquelle 18, dem Kondensator 21,
dem Subtrahierer 23 und dergleichen. Um die Unterbrechungsgeschwindigkeit
des Kollektorstroms IC ausreichend zu verringern, muß die Kapazität des Kondensators 21 erhöht werden,
wodurch erschwert wird, die Schaltungsfläche der Halbleitervorrichtung
zu verringern.
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Weiter
wird die Unterbrechungsgeschwindigkeit des Kollektorstroms IC durch
den Kapazitätswert des
Kondensators 21 gesteuert, wodurch es notwendig gemacht
wird, die Kapazität
des Kondensators 21 in Übereinstimmung
mit der Anzahl der Bindungen der Lastspule 2 festzulegen.
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Darüber hinaus
kann in dem Fall, in dem die Leistung zum Treiben des Subtrahierers 23 von
dem Eingangssignal VIN erhalten werden muß, die an den Subtrahierer 23 gelieferte
Leistung aufgrund von Anheben des Massepotentials oder dergleichen
verringert sein, was bewirkt, daß der Subtrahierer 23 nicht arbeitet.
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Bei
der vorliegenden Ausführungsform
ist es nicht notwendig, die Unterbrechungsgeschwindigkeit des Ausgangsstroms
von der Gateansteuerungsschaltung 9 zu steuern, und der
Ausgangsstrom wird einfach unterbrochen, wenn ein H-Pegelsignal
von der Zeitschalterschaltung 7 eingespeist wird. Da kein Kondensator
verwendet werden muß,
kann die Schaltfläche
verringert sein.
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Der
Widerstandswert des Widerstands 5 wird derart eingestellt,
daß eine
an das Gate des IGBT 1 angelegte Steuerspannung so eingestellt
ist, daß die
Höhe einer
Klemmspannung zum Klemmen der Spannung VCE gesteuert werden kann.
In anderen Worten kann die Spannung VCE auf einer gewünschten
Klemmspannung geklemmt werden unabhängig von der Induktivität der zu
verwendenden Lastspule 2.
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Die
vorliegende Ausführungsform
verwendet den NMOS-Transistor 11 derart, daß er das
Gateentladewiderstandselement 101 bildet. Jedoch kann statt
dessen ein PMOS-Transistor 24 wie in 6 gezeigt
verwendet werden.
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6 zeigt
einen beispielhaften Aufbau, bei dem das Gateentladewiderstandselement 101 den PMOS-Transistor 24 enthält. Der
Eingang eines Puffers 45 ist mit dem Ausgang der Zeitschalterschaltung 7 verbunden
und dessen Ausgang ist mit dem Gate des PMOS-Transistors 24 verbunden.
Der Widerstand 4 ist zwischen den Sourceanschluß und den Drainanschluß des PMOS-Transistors 24 eingefügt. Der
Sourceanschluß des
PMOS-Transistors 24 ist mit dem Gate des IGBT 1 verbunden
und der Drainanschluß ist
geerdet. Bei der vorliegenden Ausführungsform wird ein Widerstand
mit großem
Widerstandswert als der Widerstand 4 verwendet und ein Widerstand
mit einem geringen Widerstandwert wird als der widerstand 5 verwendet.
Der weitere Aufbau ist der gleiche wie der der in 1 dargestellten Halbleitervorrichtung,
deren wiederholte Erklärung daher
hier ausgelassen wird. Der Betrieb ist auch der gleiche wie der
des in 1 gezeigten Aufbaus, dessen Erklärung hier
ausgelassen ist.
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Bei
dem obigen Aufbau wird ein IGBT als eine Schaltvorrichtung verwendet.
Jedoch ist die vorliegende Erfindung auch anwendbar auf eine Halbleitervorrichtung,
die einen Leistungs-MOSFET oder dergleichen verwendet. Weiter kann
die Schaltungsfläche
verringert werden durch Bilden der Bauelemente mit Ausnahme der
Lastspule 2 auf dem gleichen Halbleitersubstrat.
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Zweite bevorzugte
Ausführungsform
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7 ist
ein Schaltplan, der einen Aufbau einer Halbleitervorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung
darstellt. Die Kathode einer Zenerdiode 28 (zweite Klemmvorrichtung)
ist mit dem Kollektor des IGBT 1 verbunden und die Anode
ist mit dem Sourceanschluß des
PMOS-Transistors 27 und einem Ende eines Widerstands 29 verbunden.
Der Drainanschluß des
PMOS-Transistors 27 ist mit dem Gate des IGBT 1 verbunden.
Eine Durchbruchspannung der Zenerdiode 28 wird auf den
gleichen Wert wie der der Zenerdiode 3 festgelegt.
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Das
andere Ende des Widerstands 29 ist mit dem Gateanschluß des PMOS-Transistors 27 und dem
Drain eines NMOS-Transistors 26 verbunden. Der Sourceanschluß des NMOS-Transistors 26 ist geerdet.
Der Ausgang einer Pufferschaltung 25 ist mit dem Gateanschluß des NMOS-Transistors 26 verbunden
und der Eingang ist mit dem Ausgang der Zeitschalterschaltung 7 verbunden.
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Da
der andere Aufbau der gleiche wie der bei der ersten bevorzugten
Ausführungsform
beschriebene ist, sind gleiche Bauele mente durch die gleichen Bezugszeichen
bezeichnet und eine wiederholte Erklärung wird hier ausgelassen.
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Der
Betrieb der Halbleitervorrichtung nach der vorliegenden Ausführungsform
wird nun beschrieben werden. In der normalen Betriebsart wird ein
von der Zeitschalterschaltung 7 abgegebenes L-Pegelsignal
an das Gate des NMOS-Transistors 26 über die Pufferschaltung 25 abgegeben.
Somit ist der NMOS-Transistor 26 in dem AUS-Zustand. Der PMOS-Transistor 27 wird
nicht eingeschaltet und die Zenerdiode 28 wird nicht zwischen
den Gateanschluß und
den Kollektoranschluß des
IGBT 1 geschaltet. Daher wird die Gate-Kollektor-Spannung des
IGBT 1 durch die Zenerdiode 3 geklemmt. Dann steigt
die Spannung VCE auf etwa den gleichen Pegel wie die Klemmspannung
bei der Zenerdiode 3, so daß Entladung an der Zündspule 13 auftritt.
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In
der Schutzbetriebsart wird der NMOS-Transistor 26 nach
Empfang eines H-Pegelsignals von der Zeitschalterschaltung 7 in
den EIN-Zustand gebracht. Der Gateanschluß des PMOS-Transistors 27 wird über den
NMOS-Transistor 26 geerdet, wodurch der NMOS-Transistor 27 in
den EIN-Zustand gebracht wird. Daher werden die Zenerdioden 28 und 3 parallel
zwischen den Gateanschluß und den
Kollektoranschluß des
IGBT 1 geschaltet.
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In
der Schutzbetriebsart fließt
der durch die Zenerdioden 28 und 3 fließende Leckstrom
in die Widerstände 4 und 5,
wodurch bewirkt wird, daß der IGBT 1 in
dem EIN-Zustand gehalten wird. Als Folge wird ähnlich der Halbleitervorrichtung
nach der ersten bevorzugten Ausführungsform
die Kollektor-Emitter-Spannung VCE auf eine gewünschte Klemmspannung geklemmt,
was das Auftreten einer Bogenentladung in der Zündspule 13 verhindert.
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Die
Halbleitervorrichtung nach der vorliegenden Ausführungsform erzielt zusätzlich zu
den Wirkungen, die durch die erste bevorzugte Ausführungsform
erreicht werden, die folgenden Wirkungen.
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Der
Aufbau gemäß der ersten
bevorzugten Ausführungsform
sichert eine Gatespannung, die notwendig ist zum Einschalten des
IGBT 1, nur durch den Leckstrom, der durch die Zenerdiode 3 fließt. Es ist
daher notwendig, den Widerstandswert des Widerstands 5 auf
einen großen
Wert festzulegen.
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Bei
der vorliegenden Ausführungsform
wird der durch die Zenerdiode 28 fließende Leckstrom zu dem Leckstrom
hinzu addiert, der durch die Zenerdiode 3 fließt, wodurch
dem Widerstandswert des Widerstands 4 erlaubt wird, niedriger
festgelegt zu werden als bei der ersten bevorzugten Ausführungsform. Daher
kann die Schaltungsfläche
weiter verringert werden als bei der ersten bevorzugten Ausführungsform.
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Bei
dem obigen Aufbau wird ein IGBT als eine Schaltvorrichtung verwendet.
Jedoch ist die vorliegende Erfindung auch auf eine Halbleitervorrichtung
anwendbar, die einen Leistungs-MOSFET oder dergleichen verwendet.
Weiter kann die Schaltungsfläche
verringert werden durch Bilden der Bauelemente mit Ausnahme der
Lastspule 2 auf dem gleichen Halbleitersubstrat.
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Dritte bevorzugte
Ausführungsform
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8 ist
ein Schaltplan, der einen Aufbau einer Halbleitervorrichtung gemäß der vorliegenden Ausführungsform
darstellt. Bei der vorliegenden Ausführungsform ist der Widerstand
(Entladewiderstandselement) 16 anstelle des Gateentladewiderstandselementes 101 mit
dem Gateanschluß des
IGBT 1 verbunden. Die Zenerdiode 28 ist derart
gestaltet, daß sie
eine Durchbruchsspannung besitzt, die gleich einer gewünschten
Klemmspannung (z.B. näherungsweise
30 V) zum Klemmen der Spannung VCE ist.
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Da
der andere Aufbau der gleiche ist wie der bei der zweiten bevorzugten
Ausführungsform
beschriebene, sind gleiche Bauelemente durch die gleichen Bezugszeichen
bezeichnet und die wiederholte Erklärung wird hier ausgelassen.
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Der
Betrieb der Halbleitervorrichtung nach der vorliegenden Ausführungsform
wird nun beschrieben werden. In der normalen Betriebsart wird ein
von der Zeitschalterschaltung 7 abgegebenes L-Pegelsignal
an das Gate des NMOS-Transistors 26 über die Pufferschaltung 25 abgegeben.
Der NMOS-Transistor 26 wird in den AUS-Zustand gebracht
und der Gateanschluß des
PMOS-Transistors 27 wird
nicht über
den NMOS-Transistor 26 geerdet und somit in den AUS-Zustand
gebracht.
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Daher
wird die Kollektor-Emitter-Spannung VCE durch die Zenerdiode 3 geklemmt.
Das bedeutet, daß die
Spannung VCE auf näherungsweise
500 V ansteigen kann, wodurch bewirkt wird, daß die Zündspule 13 eine Bogenentladung
ausführt.
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Als
nächstes
wird in der Schutzbetriebsart ein H-Pegelsignal von der Zeitschalterschaltung 7 abgegeben.
Nach Empfang des von der Zeitschalterschaltung 7 abgegebenen
Signals wird der IGBT 1 in den AUS-Zustand gesteuert, was
die von der Fortführung
des EIN-Zustands resultierende Degradation des IGBT 1 und
der Lastspule 2 verhindert.
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Der
Ausgang der Zeitschalterschaltung 7 wird auch über die
Pufferschaltung 25 an den Gateanschluß des NMOS-Transistors 26 abgegeben,
wodurch bewirkt wird, daß der
NMOS-Transistor 26 in den EIN-Zustand übergeht. Der Gateanschluß des PMOS-Transistors 27 wird über den NMOS-Transistor 26 geerdet
und in den EIN-Zustand gebracht.
Als Folge des Übergangs
des PMOS-Transistors 27 in den EIN-Zustand wird die Zenerdiode 28 zwischen
dem Gateanschluß und
dem Kollektoranschluß des
IGBT 1 über
den PMOS-Transistor 27 geschaltet.
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Eine
Durchbruchspannung der Zenerdiode 28 wird geringer festgelegt
als die der Zenerdiode 3. Somit wird, wenn der IGBT 1 in
den AUS-Zustand gebracht wird, die Kollektor-Emitter-Spannung VCE
auf eine Klemmspannung geklemmt, die nahezu durch die Zenerdiode 28 bestimmt
ist.
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Da
die erste und zweite bevorzugte Ausführungsform den Leckstrom der
Zenerdioden ausnutzen, ist es schwierig, eine gewünschte Klemmspannung
unter Temperaturbedingungen eines weiten Bereichs festzulegen.
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Bei
der vorliegenden Ausführungsform
kann eine gewünschte
Klemmspannung unter Temperaturbedingungen eines weiten Bereichs
erzielt werden durch geeignetes Auswählen einer Durchbruchspannung
der Zenerdiode 28.
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Bei
der vorliegenden Ausführungsform
ist der PMOS-Transistor 27 mit der Zenerdiode 28 verbunden.
Jedoch kann ein NMOS-Transistor 30 wie
in 9 gezeigt anstelle des PMOS-Transistors 27 verwendet werden.
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Bei
dem in 9 gezeigten Schaltungsaufbau ist der Drainanschluß des NMOS-Transistors 30 mit
der Anode der Zenerdiode 28 verbunden und dessen Sourceanschluß ist geerdet.
Ein Ende eines Widerstands 31 und der Ausgang eines Puffers 32 sind
mit dem Gateanschluß des
NMOS-Transistors 30 verbunden. Das andere Ende des Widerstands 31 ist
mit dem Gateanschluß des
IGBT 1 verbunden. Der Ausgang der Zeitschalterschaltung 7 ist
mit dem Eingang des Puffers 32 verbunden. Der weitere Aufbau
ist der gleiche wie der in 8 gezeigte,
und eine wiederholte Erklärung
davon wird somit hier ausgelassen.
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Der
Betrieb wird nun beschrieben werden. In der normalen Betriebsart
wird ein L-Pegelsignal von der Zeitschalterschaltung 7 abgegeben
und in das Gate des NMOS-Transistors 30 über dem
Puffer 32 eingespeist. Dann wird der NMOS-Transistor 30 in den
AUS-Zustand gebracht und die Gate-Kollektor-Spannung in dem IGBT 1 wird
in der normalen Betriebsart durch die Zenerdiode 3 geklemmt.
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Wenn
als nächstes
ein EIN-Signal über
eine vorbestimmte Zeitspanne an das Gate des IGBT 1 angelegt
bleibt, gibt die Zeitschalterschaltung 7 ein H-Pegelsignal
ab. Dann geht der NMOS-Transistor 30 in
den EIN-Zustand über,
wodurch bewirkt wird, daß die
Zenerdiode 28 zwischen den Gateanschluß und den Kollektor des IGBT 1 geschaltet
wird.
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Da
die Durchbruchspannung der Zenerdiode 28 niedriger festgelegt
ist als die der Zenerdiode 3, ist die Gate-Kollektor- Spannung des IGBT 1 durch
die Zenerdiode 28 in der Schutzbetriebsart geklemmt. Durch
geeignetes Auswählen
der Durchbruchspannung der Zenerdiode 28 kann die Klemmspannung
in der Schutzbetriebsart auf einen gewünschten Wert mit hoher Genauigkeit
festgelegt werden.
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Bei
dem obigen Aufbau wird ein IGBT als eine Schaltvorrichtung verwendet.
Jedoch ist die vorliegende Erfindung auch anwendbar auf eine Halbleitervorrichtung,
die einen Leistungs-MOSFET oder dergleichen verwendet. Weiter kann
die Schaltungsfläche
verringert werden durch Bilden der Bauelemente mit Ausnahme der
Lastspule 2 auf dem gleichen Halbleitersubstrat.
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Vierte bevorzugte
Ausführungsform
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10 ist
ein Schaltplan, der einen Aufbau einer Halbleitervorrichtung nach
der vorliegenden Ausführungsform
darstellt. Der Emitter eines PNP-Transistors (erster Transistor) 37 ist
mit der Kathode der Zenerdiode 3 verbunden und der Kollektor (Stromeingangsanschluß) ist mit
dem Basisanschluß des
NPN-Transistors
(zweiter Transistor) 38 und der Kathode einer Zenerdiode 36 verbunden.
Der Basisanschluß des
PNP-Transistors 37 ist mit dem Kollektoranschluß des NPN-Transistors 38 verbunden,
und der Emitteranschluß (Stromausgangsanschluß) des NPN-Transistors 38 ist
mit einem Ende eines Widerstands 39 verbunden. Das andere
Ende des Widerstands 39 ist geerdet.
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Hierbei
bilden der PNP-Transistor 37 und der NPN-Transistor 38 einen
Thyristor, und der Widerstand 39 ist derart vorgesehen,
daß er
den Latch-Up des Thyristors verhindert. weiter kann der PNP-Transistor 37 unter
Verwendung eines parasitären PNP-Transistors des IGBT 1 aufgebaut
sein wie es in der japanischen Patentoffenlegungsschrift JP 2000-183341
offenbart ist.
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Die
Kathode einer Zenerdiode 35 ist mit der Anode der Zenerdiode 36 verbunden
und die Anode der Zenerdiode 35 ist mit der Kathode einer
Zenerdiode 34 verbunden. Die Anode der Zenerdiode 34 ist mit
einem Ende des Widerstands 29, dem Drainanschluß (Stromausgangsanschluß) des PMOS-Transistors
(dritter Transistor) 27 und der Kathode einer Zenerdiode 33 (dritte
Klemmvorrichtung) verbunden. Die Anode der Zenerdiode 33 ist
geerdet.
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Da
der weitere Aufbau der gleiche ist wie der bei der dritten bevorzugten
Ausführungsform
beschriebene, werden gleiche Bauelemente durch die gleichen Bezugszeichen
bezeichnet und eine wiederholte Erklärung wird hier ausgelassen.
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Der
Betrieb der Halbleitervorrichtung nach der vorliegenden Ausführungsform
wird nun beschrieben werden. Zuerst wird das Verfahren der normalen
Betriebsart beschrieben werden. Nach Empfang eines EIN-Signals über den
Eingangsanschluß 10 geht
der IGBT 1 von dem AUS-Zustand in den EIN-Zustand über. Zu
dieser Zeit gibt die Zeitschalterschaltung 7 ein L-Pegelsignal
ab, wodurch der NMOS-Transistor 26 in den AUS-Zustand gebracht wird.
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Mit
dem Übergang
des IGBT 1 in dem EIN-Zustand fliest der Kollektorstrom
IC allmählich von
der Spannungsquelle 12 über
den IGBT 1 ab. Zu dieser Zeit wird ein Teil des Kollektorstroms
IC ein Emitterstrom in dem NPN-Transistor 37, wodurch bewirkt
wird, daß der
Thyristor, der den NPN-Transistor 37 und den PNP-Transistor 38 enthält, in den
EIN-Zustand übergeht.
Dann fließt
der Strom über
den NPN-Transistor 37, den PNP-Transistor 38 und
den Widerstand 39 zu dem Massepotential ab.
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Als
nächstes
bewirkt der Übergang
des IGBT 1 in den AUS-Zustand,
daß der
Kollektorstrom IC plötzlich
unterbrochen wird, so daß die
Kollektor-Emitter-Spannung VCE ansteigt. Zu dieser Zeit fließt aufgrund
der plötzlichen
Unterbrechung des Kollektorstroms IC kein Strom in den PNP-Transistor 37,
wodurch der Thyristor in den AUS-Zustand gebracht wird. Daher sind
die Zenerdioden 33 bis 36 abgetrennt von der Halbleitervorrichtung,
wenn der IGBT 1 in dem AUS-Zustand ist. Dies bewirkt, daß die Spannung
VCE durch die Zenerdiode 3 geklemmt wird. Wenn die Spannung
VCE auf etwa den gleichen Pegel wie die Klemmspannung in der Zenerdiode 3 ansteigt,
findet eine Bogenentladung in der Zündspule 13 statt.
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Als
nächstes
wird die Schutzbetriebsart gemäß der vorliegenden
Ausführungsform
beschrieben werden. Wenn ein EIN-Signal über eine vorbestimmte Zeitspanne
angelegt bleibt, gibt die Zeitschalterschaltung 7 ein H-Pegelsignal
ab. Der Ausgang der Zeitschalterschaltung 7 wird über die
Gateansteuerungsschaltung 9 und die Pufferschaltung 25 in
das Gate des NMOS-Transistors 26 eingespeist.
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Nach
Empfang des H-Pegelsignals von der Zeitschalterschaltung 7 wird
der NMOS-Transistor 26 in den AUS-Zustand gebracht und
der Gateanschluß des
PMOS-Transistors 27 über
den NMOS-Transistor 26 geerdet, womit er in den EIN-Zustand
gebracht wird. Als Folge sind die Zenerdioden 34 bis 36 zwischen
dem Gateanschluß und
dem Kollektoranschluß des
IGBT 1 über
den PNP-Transistor 37 geschaltet.
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Weiter
steuert die Gateansteuerungsschaltung 9 nach Empfang des
H-Pegelsignals von der Zeitschalterschaltung 7 den IGBT 1 in
den AUS-Zustand. Daher wird der Kollektorstrom IC plötzlich unterbrochen,
wodurch die Kollektor-Emitter-Spannung VCE ansteigt.
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Wie
oben beschrieben sind die Zenerdioden 34 bis 36 zwischen
dem Gateanschluß und
dem Kollektoranschluß des
IGBT 1 über
den PNP-Transistor 37 geschaltet. Der PNP-Transistor 37 ist
in dem EIN-Zustand und besitzt daher eine Kollektorspannung (Basisspannung
des NPN-Transistors 38), die nahezu gleich der Kollektor-Emitter-Spannung
VCE des IGBT 1 ist. Daher ist die Spannung VCE auf eine Durchbruchsspannung
der Zenerdioden 34 bis 36 geklemmt. Die Anzahl
der Niveaus der Zenerdioden, die hier verwendet werden, kann gemäß einem
gewünschten
Spannungswert variiert werden.
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Der
durch die Zenerdioden 34 bis 36 fließende Strom
ist durch den Thyristor mit dem NPN-Transistor 37 und dem
PNP-Transistor 38 beschränkt. Daher fallen die Zenerdioden 34 bis 36 bis
zu einem großen
Strom nicht aus.
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Bei
der Halbleitervorrichtung nach der vorliegenden Ausführungsform
kann die Schaltungsfläche verringert
werden durch Verwenden eines parasitären PNP-Transistors des IGBT 1 als
der PNP-Transistor 37.
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Bei
der Halbleitervorrichtung nach der zweiten bevorzugten Ausführungsform
bewirkt ein Anstieg der Kollektor-Emitter-Spannung VCE bei dem AUS-Betrieb
des IGBT 1, das eine Ruhespannung zwischen dem Sourceanschluß und dem
Drainanschluß des
PMOS-Transistors 27 angelegt
wird. Daher muß ein
PMOS-Transistor mit hoher Durchbruchsspannung als PMOS-Transistor 27 verwendet werden,
was eine Zunahme der Schaltungsfläche verursacht.
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Bei
der vorliegenden Ausführungsform
ist die an den PMOS-Transistor 27 angelegte
Spannung beschränkt
durch die Zenerdiode 33 auf nicht mehr als die Durchbruchsspannung
der Zenerdiode 33. Somit kann ein PMOS-Transistor mit niedriger
Durchbruchs spannung als der PMOS-Transistor 27 verwendet
werden. Folglich kann die Schaltungsfläche verringert werden.
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Bei
dem obigen Aufbau wird ein IGBT als eine Schaltvorrichtung verwendet.
Jedoch ist die vorliegende Erfindung auch anwendbar auf eine Halbleitervorrichtung,
die einen Leistungs-MOSFET oder dergleichen verwendet. Weiter kann
die Schaltungsfläche
verringert werden durch Bilden der Bauelemente außer der
Lastspule 2 auf dem gleichen Halbleitersubstrat.
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Fünfte bevorzugte
Ausführungsform
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11 ist
ein Schaltplan, der einen Aufbau einer Halbleitervorrichtung nach
der vorliegenden Ausführungsform
darstellt. Der Eingang einer Überspannungserfassungsschaltung 40 ist
mit der Kathode der Zenerdiode 33 verbunden und deren Ausgang ist
mit der Gateansteuerungsschaltung 9 verbunden.
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Da
der weitere Aufbau der gleiche ist wie der bei der vierten bevorzugten
Ausführungsform
beschriebene, sind gleiche Bauelemente durch die gleichen Bezugszeichen
bezeichnet und eine wiederholte Erklärung wird daher hier ausgelassen.
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12 ist
ein Schaltplan, der einen Aufbau der Überspannungserfassungsschaltung 40 darstellt. Ein
Ende eines Widerstands 44 und die Kathode der Zenerdiode 33 sind
mit dem Plusanschluß einer
Vergleichers 42 verbunden. Das andere Ende des Widerstands 44 ist
geerdet.
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Eine
Referenzspannungsquelle 43 ist mit dem Minusanschluß des Vergleichers 42 verbunden. Die
Spannung der Referenzspannungsquelle 43 wird auf einen
Wert festgelegt, der geringer ist als die Durchbruchsspannung der
Zenerdiode 33. Der Ausgang des Ver gleichers 42 ist
mit dem Eingang einer Verriegelungsschaltung 41 verbunden,
und der Ausgang der Verriegelungsschaltung 41 ist mit der Gateansteuerungsschaltung 9 verbunden.
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Mit
Bezug auf 13 wird der Betrieb der Halbleitervorrichtung
nach der vorliegenden Ausführungsform
nun beschrieben werden. In dem Fall, in dem die Spannung VCE nicht
größer ist
als eine Durchbruchspannung, die während des EIN-Zustands durch
die Zenerdioden 33 bis 36 vorgegeben ist (z.B.
ungefähr
30 V, während
des EIN-Betriebs des IGBT 1), wird eine an den Plusanschluß des Vergleichers 42 angelegte
Spannung nahezu 0 V, was geringer ist als eine Referenzspannung.
Als Folge gibt der Vergleicher 42 ein L-Pegelsignal ab.
Die Verriegelungsschaltung 41 fährt mit dem Abgeben eines L-Pegelsignals
fort.
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Wenn
irgendein ungewöhnliches
Ereignis auftritt, so daß bewirkt
wird, daß die
Kollektor-Emitter-Spannung VCE über
die durch die Zenerdioden 33 bis 36 vorgegebene
Durchbruchsspannung (z.B. etwa 30 V) ansteigt während des EIN-Betriebs des IGBT 1,
fließt
Strom von dem Kollektor des IGBT 1 zu der Zenerdiode 33 und
den Widerstand 44 über
den PNP-Transistor 37 und die Zenerdioden 34 bis 36. Als
Folge wird eine Spannung, die gleich der Durchbruchspannung der
Zenerdiode 33 ist, an den Plusanschluß des Vergleichers 42 angelegt.
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Wenn
die an den Plusanschluß des
Vergleichers 42 angelegte Spannung die Referenzspannung übersteigt,
gibt der Vergleicher 42 ein H-Pegelsignal ab. Nach Empfang
des Ausgangs von dem Vergleicher 42 gibt die Verriegelungsschaltung 41 ein H-Pegelsignal ab. Dann
fährt die
Verriegelungsschaltung 41 fort, das H-Pegelsignal abzugeben,
selbst wenn die Spannung VCE abfällt.
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Nach
Empfang des Ausgangs von der Überspannungserfassungsschaltung 40 (d.h.
dem Ausgang von dem Vergleicher 42) steuert die Gateansteuerungsschaltung 9 den
IGBT 1 in den AUS-Zustand. Der weitere Betrieb ist der
gleiche wie der bei der dritten bevorzugten Ausführungsform beschriebene, weshalb
die Erklärung
davon hier ausgelassen wird.
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In
dem Fall, in dem die Spannung VCE ansteigt, wenn der IGBT 1 in
dem EIN-Zustand ist, fließt ein
großer
Kollektorstrom IC in den IGBT 1, was einen thermischen
Durchbruch des IGBT 1 bewirken kann.
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Bei
der vorliegenden Ausführungsform,
in dem Fall, in dem die Überspannungserfassungsschaltung 40 eine
Sperrspannung in der Zenerdiode 33 erfaßt bevor die Zeitschalterschaltung 7 ein
H-Pegelsignal abgibt,
gibt die Gateansteuerungsschaltung 9 ein AUS-Signal ab,
wodurch der IGBT 1 in den AUS-Zustand übergeht. Dies verhindert den
Ausfall des IGBT 1 durch Abbrennen.
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Bei
dem obigen Aufbau wird ein IGBT als eine Schaltvorrichtung verwendet.
Jedoch ist die vorliegende Erfindung auch anwendbar auf eine Halbleitervorrichtung,
die einen Leistungs-MOSFET oder dergleichen verwendet. Weiter kann
die Schaltungsfläche
verringert werden durch Bilden der Bauelemente mit Ausnahme der
Lastspule 2 auf dem gleichen Halbleitersubstrat.
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Bei
der vorliegenden Ausführungsform
ist die Überspannungserfassungsschaltung 40 hinzugefügt zu dem
bei der vierten bevorzugten Ausführungsform beschriebenen
Aufbau (siehe 10). Jedoch ist dies kein beschränkendes
Beispiel und die vorliegende Ausführungsform ist auch anwendbar
auf einen anderen Aufbau. Es ist lediglich notwendig, daß das eine
Ende der Überspannungserfassungsschaltung 40 mit
der Kathode der Zenerdiode 33 verbunden ist und daß der IGBT 1 durch
den Ausgang der Überspannungserfassungsschaltung 40 in
den AUS-Zustand gesteuert wird. Selbst wenn der weitere Aufbau verschieden
ist, werden ähnliche
Wirkungen erzielt.