DE10045194A1 - Auswerteschaltung für einen Stromsensor nach dem Kompensationsprinzig, insbesondere zur Messung von Gleich- und Wechselströmen, sowie Verfahren zum Betrieb eines solchen Stromsensors - Google Patents

Abstract

Die Signalverarbeitung nach der vorliegenden Erfindung erlaubt eine vollständig digitale Realisierung der Ansteuerungselektronik und somit eine Kostenreduzierung durch vollständige Integration in einen ASIC. Die Magnetfeldsonde wird beispielsweise über Widerstände mit einer Rechteckspannung vorgegebener Frequenz gespeist, das Sondensignal wird von ein oder zwei Komparatoren erfasst und die Pulsbreiten werden mit Zählern digital gemessen. Außerdem wird die herkömmliche analoge Endstufe für den Kompensationsstrom durch eine PWM-Endstufe mit vorgeschaltetem Sigma-Delta Modulator ersetzt. Eine Synchronisierung auf ein vorgegebenes Synchronsignal (z. B. aus der Messwertverarbeitung) ist möglich.

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Stromsensor nach dem Kompensationsprinzip, insbesondere zur Messung von Gleich- und Wechselströmen, bei dem das in einem Magnetkern von einer vom zu messenden Strom durchflossenen Primärwicklung erzeugte Magnetfeld durch einen Kompensationsstrom in einer Sekundär­ wicklung kompensiert wird, wobei zur Steuerung des Kompensa­ tionsstromes mindestens ein vom Magnetfeld beeinflusster Sen­ sor Abweichungen vom Nullfluss erfasst und diesen als Mess­ wert über die Auswerteschaltung einer Verstärkeranordnung zur Erzielung des Kompensationsstromes zuführt, wobei die Ver­ stärkeranordnung den Kompensationsstrom entsprechend einem von der Ansteuerschaltung in Abhängigkeit vom Messwert gene­ rierten gepulsten Ansteuersignal im Schaltbetrieb steuert.

Solche Stromsensoren sind auch unter dem Fachbegriff Kompen­ sationsstromwandler bekannt und dienen zur Messung von Gleich- und Wechselströmen, indem das in einem Magnetkern vom Messstrom erzeugte Magnetfeld durch einen Kompensationsstrom in einer Sekundärwicklung kompensiert wird. Zur Steuerung dieses Kompensationsstromes ist im Magnetkreis ein Sensor vorgesehen, in der Regel eine Magnetfeldsonde, der die Abwei­ chungen vom Nullfeld erfasst. Der Sekundärstrom ist dabei ein genaues Abbild des zu messenden Stromes (vgl. DE 37 18 857 A1).

Aus der DE 196 42 472 A1 ist außerdem bekannt, zur Verringerung des Energiebedarfs für den Kompensationsstrom und zur Redu­ zierung der Verluste einen getakteten, schaltenden Verstärker zu verwenden, welcher mit einem gepulsten Ansteuersignal an­ gesteuert wird.

Ein mögliches Einsatzgebiet für solche Kompensationsstrom­ wandler ist die präzise Messung der Motorströme für hochge­ naue Servoantriebe. Für den Rundlauf ist insbesondere ein ex­ trem kleiner Fehlabgleich (Offset < 0.1% über den Temperatur­ bereich) des Kompensationsstromwandlers wichtig.

Eine direkte Umsetzung einer herkömmlich realisierten Spit­ zenwertgleichrichtung des Sondensignals in einen integrierten Schaltkreis ist dabei jedoch problematisch.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist eine Kostenreduktion gegenüber herkömmlichen Stromwandlern, wobei die Genauigkeit erhalten bleiben muss. Dazu soll die Elektronik integrierbar werden. Außerdem ist für kleinere Strombereiche ein Betrieb mit einfacher 5 V-Versorgung erwünscht.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird diese Aufgabe durch ein Verfahren zum Betrieb eines Stromsensors nach dem Kompensa­ tionsprinzip gelöst, insbesondere zur Messung von Gleich- und Wechselströmen, bei dem das in einem Magnetkern von einer vom zu messenden Strom durchflossenen Primärwicklung erzeugte Magnetfeld durch einen Kompensationsstrom in einer Sekundär­ wicklung kompensiert wird, wobei zur Steuerung des Kompensa­ tionsstromes Abweichungen vom Nullfluss über eine Magnetfeld­ sonde erfasst werden und in ein gepulstes Ansteuersignal um­ gesetzt werden, welches zur Erzielung des Kompensationsstro­ mes verstärkt wird, und indem das gepulste Ansteuersignal durch folgende Verfahrensschritte aus dem Sondenstrom abge­ leitet wird:

• - Anregung der Magnetfeldsonde mit vorgegebener Frequenz und Ableitung eines oder mehrerer sondenstromabhängiger Poten­ tiale aus dem Sondenstrom,
• - Umwandlung eines oder mehrerer Potentiale in ein oder mehrere wertdiskrete digitale Signale durch Vergleich mit einem oder mehreren Schwellwerten,
• - wertdiskrete und zeitdiskrete Messung der Zeiten des digi­ talen Signals oder der digitalen Signale,
• - digitale Regelung des magnetischen Flusses zu Null mit Hilfe des oder der ermittelten Zeitwerte, insbesondere durch eine PI-Regelung,
• - Ableitung von binären Schaltsignalen, insbesondere mittels Pulsbreitenmodulation und/oder mittels Sigma-Delta-Modu­ lation erster oder höherer Ordnung.

Besonders vorteilhaft lässt sich dieses Verfahren nach der vorliegenden Erfindung mittels einer Auswerteschaltung für einen Stromsensor nachdem Kompensationsprinzip lösen, insbe­ sondere zur Messung von Gleich- und Wechselströmen, bei dem das in einem Magnetkern von einer vom zu messenden Strom durchflossenen Primärwicklung erzeugte Magnetfeld durch einen Kompensationsstrom in einer Sekundärwicklung kompensiert wird, wobei zur Steuerung des Kompensationsstromes mindestens ein vom Magnetfeld beeinflusster Sensor Abweichungen vom Nullfluss erfasst und diesen als Messwert über die Auswerte­ schaltung einer Verstärkeranordnung zur Erzielung des Kompen­ sationsstromes zuführt, wobei die Verstärkeranordnung den Kompensationsstrom entsprechend einem von der Ansteuerschal­ tung in Abhängigkeit vom Messwert generierten gepulsten An­ steuersignal im Schaltbetrieb steuert, wobei die Ansteuer­ schaltung folgende Elemente umfasst:

• - einen ersten Oszillator mit vorgegebener Frequenz zur Anregung der Magnetfeldsonde,
• - einen oder mehrere elektrische Widerstände an beliebiger vom Magnetfeldsondenstrom durchflossener Stelle zur Gene­ rierung eines oder mehrerer sondenstromabhängiger Poten­ tiale,
• - mindestens einen Komparator zur Umwandlung eines oder meh­ rerer Potentiale in ein oder mehrere wertdiskrete digitale Signale durch Vergleich mit einem oder mehreren Schwell­ werten,
• - mindestens einen Zähler zur wertdiskreten und zeitdiskre­ ten Messung der Zeiten des digitalen Signals oder der digitalen Signale,
• - einen digitalen Regler zur Regelung des magnetischen Flus­ ses zu Null mit Hilfe des oder der ermittelten Zeitwerte, insbesondere einen PI-Regler,
• - einen zweiten Oszillator, insbesondere zur Pulsbreitenmo­ dulation, und/oder einen Sigma-Delta-Modulator erster oder höherer Ordnung zur Ableitung des gepulsten Ansteuerungs­ signals für die Verstärkereinrichtung.

Alternativ kann bei dem erfindungsgemäßen Verfahren oder der entsprechenden Auswerteschaltung auch eine Umwandlung eines oder mehrerer Potentiale in ein oder mehrere wertdiskrete digitale Signale durch Auswertung von Potentialdifferenzen erfolgen.

Das Auswerteverfahren bzw. die Auswerteschaltung nach der vorliegenden Erfindung erlaubt somit eine vollständig digi­ tale Realisierung der Ansteuerungselektronik. Die Magnetfeld­ sonde wird beispielsweise über Widerstände mit einer recht­ eckförmigen Spannung vorgegebener Frequenz (z. B. 250 kHz) ge­ speist, das Sondensignal wird von ein oder zwei Komparatoren erfasst und die Pulsbreiten werden mit Zählern gemessen. Außerdem wird die herkömmliche analoge Endstufe für den Kom­ pensationsstrom durch eine PWM-Endstufe (Frequenz z. B. 1 MHz) mit vorgeschaltetem Sigma-Delta Modulator ersetzt.

Besonders vorteilhaft erfolgt die Zeitmessung der digitalen Signale durch Bildung der Differenz der Zeiten der positiven und der negativen Magnetfeldsondenaussteuerung, wobei diese Zeitdifferenz so zu Null geregelt wird, dass Abweichungen vom Nullfluss eliminiert werden.

Nach einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung des Verfah­ rens nach der vorliegenden Erfindung wird eine vollständige Unterdrückung der Magnetfeldsondenfrequenz ermöglicht, indem die Anregung der Magnetfeldsonde und die Ableitung von binä­ ren Schaltsignalen synchronisiert werden, insbesondere pha­ sensynchronisiert werden mittels einer digitalen Phase- Locked-Loop. Dabei verfügt die erfindungsgemäße Auswertungs­ schaltung über eine Synchronisierungseinrichtung zur Synchro­ nisierung des ersten und des zweiten Oszillators, insbesonde­ re eine Phasensynchronisierung mittels einer digitalen Phase- Locked-Loop.

Besonders vorteilhaft erfolgt zusätzlich eine Synchronisie­ rung auf die nachfolgende Messwertverarbeitung, die wiederum auf eine eventuell auf dem zu messenden Strom vorhandene Wel­ ligkeit synchronisiert werden kann.

Zur Auflösungserhöhung hat es sich als vorteilhaft erwiesen, einen kurzeitigen Kurzschluss der Wicklung der Magnetfeldson­ de bei deren Anregung vorzunehmen, insbesondere für einen Takt bei jeder zweiten oder vielfachen Messung.

Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung verwendet die Induk­ tivität der Kompensationswicklung zur Glättung des Kompensa­ tionsstromes.

Weiterhin sind das erfindungsgemäße Auswerteverfahren bzw. die korrespondierende Auswertungsschaltung auf eine Integra­ tion in einem integrierten Schaltkreis wie beispielsweise ei­ nem anwenderspezifizierten integrierten Schaltkreis ASIC zu­ geschnitten.

Besonders vorteilhaft lässt sich die erfindungsgemäße Auswer­ tungsschaltung mit einem eingangs beschriebenen Stromsensor nach dem Kompensationsprinzip einsetzen.

Weitere Vorteile und Details der Erfindung ergeben sich an­ hand der folgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels und in Verbindung mit den Figuren. In den Figuren sind Merk­ male mit gleicher Funktionalität mit denselben Bezugszeichen gekennzeichnet. Es zeigt:

Fig. 1: Blockschaltbild eines Kompensationsstromwandlers mit erfindungsgemäßer Auswertung,

Fig. 2: Erfassung der Sondenspannung,

Fig. 3: Verlauf der Magnetfeldsondenspannung,

Fig. 4: Blockschaltbild der digitalen Signalverarbeitung,

Fig. 5: Aufbau des Sigma-Delta Modulators und

Fig. 6: Mögliche Varianten zur Integration der Auswertungs­ schaltung in einen ASIC.

Die Darstellung nach Fig. 1 zeigt den prinzipiellen Aufbau ei­ nes Kompensationsstromwandlers mit einer Auswertung nach der Erfindung. Links ist der magnetische Teil gezeigt, der einen Hauptkern 1 mit Primärwicklung w1 und Kompensationswicklung w2 sowie eine Flusssonde 2 enthält. Die Primärwicklung w1 führt den Messstrom i1 und besitzt eine erheblich geringere Windungszahl (eventuell nur eine Windung) als die Kompensa­ tionswicklung w2. Die Flusssonde 2 besteht beispielsweise aus einem Vitrovac®-Streifen und einer Sensorspule w3.

Die Ansteuerung 3, ein Oszillator, regt die Magnetfeldsonde 2 an. Es folgt die eigentliche Auswertung mit den Schaltungs­ blöcken 4 bis 7 (werden im folgenden näher erläutert) sowie eine im Schaltbetrieb arbeitende Endstufe 8, um den Kompensa­ tionsstrom i2 so zu regeln, dass der magnetische Fluss zu Null wird. In diesem Fall ist der Kompensationsstrom i2 ein Abbild des Primärstroms i1 und kann weiterverarbeitet werden. In dem nach Fig. 1 gezeigten Ausführungsbeispiel erfolgt eine Filterung 9 der gepulsten Ausgangsspannung der Endstufe 8. Der daraus resultierende Kompensationsstrom i2 wird durch die Kompensationswicklung w2 geschickt und erzeugt über einem mit der Kompensationswicklung w2 in Reihe geschalteten Abschluss­ widerstand 10 ein Ausgangssignal U, welches proportional dem Kompensationsstrom i2 und bei erfolgreicher Ausregelung einer Abweichung vom Nullfluss ebenfalls proportional dem Messstrom i1 ist.

Die Feldsonde 2 im Ausführungsbeispiel nutzt die extrem nichtlineare, aber exakt punktsymmetrische Magnetisierungs­ kennlinie eines Vitrovac®-Streifens. Durch eine Wechselspan­ nung mit einer Frequenz von 200 kHz bis 500 kHz wird der Vitrovac®-Streifen periodisch in beide Richtungen bis in die Sättigung ausgesteuert. Je nach magnetischem Fluss im Kreis entsteht eine Unsymmetrie, die ausgewertet wird.

Es sind verschiedene Erregungsarten und Auswertungen denkbar:

• 1. Anregung bei Resonanz mit Reihenkondensator und Spitzen­ wertgleichrichtung (Stand der Technik).
• 2. Vorgabe einer Rechteckspannung über Widerstände, Umschal­ tung bei Sättigung und Tastgradmessung.
• 3. Vorgabe einer Rechteckspannung über Widerstände mit vorge­ gebener Frequenz und Zeitdifferenzmessung (vorliegende Er­ findung).

Nach dem bekannten Stand der Technik wird die erste Variante eingesetzt, die jedoch aufgrund der analogen Spitzenwert­ gleichrichtung und analogen Weiterverarbeitung nicht gut für eine Integration in einen anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreis (ASIC) geeignet ist.

Ziel der hier vorgestellten Erfindung ist die Realisierung der bisher nicht bekannten festfrequenten Rechteckspeisung (dritte Variante), die als weiteren großen Vorteil eine Syn­ chronisation der Sondenerregung mit der Schaltfrequenz ermög­ licht. Auf diese Weise fällt das herkömmliche Problem der durch magnetische Kopplung von der Sonde 2 auf den Ausgangs­ strom i2 übertragenen Stromripple bei einer integrierenden Strommessung weg, ohne dass aufwendige und bandbreitenbegren­ zende analoge Filter erforderlich sind.

Außerdem erfolgt die Tastgradauswertung in einem vollsynchro­ nen, rein digitalen Design und ist somit in einem ASIC integ­ rierbar.

Das in der Magnetfeldsonde 2, dem Sensor, eingesetzte Vitrovac®-Material besitzt eine sehr kleine Koerzitivfeld­ stärke (d. h. es ist weichmagnetisch), aber eine sehr eckige Hystereseschleife. Wenn die von Primärstrom i1 und Kompensa­ tionsstrom i2 hervorgerufene Gesamtdurchflutung θ = 0 ist, ist die Feldstärke im Sensorstreifen proportional zum Sensor­ strom. In diesem Fall nimmt die über dem Sensorstrom aufge­ tragene Hystereseschleife der Sensoranordnung die gleiche Form an wie die über der magnetischen Feldstärke aufgetragene materialbedingte, punktsymmetrische Hystereseschleife.

Sobald die Gesamtdurchflutung θ im magnetischen Kreis nicht Null ist, verschiebt sich die über dem Sensorstrom aufgetra­ gene Hysteresekurve.

Der Stromverlauf in der Sonde nach einer Flanke der rechteck­ förmigen Spannung stellt sich so dar, dass die Induktivität jeweils der (abschnittsweise konstanten) Steigung der Hyste­ resekurve entspricht. Daher besteht der Stromverlauf aus ab­ klingenden Exponentialfunktionen, deren Zeitkonstante sich an den entsprechenden Knickstellen der Hysteresekurve ändert.

Der resultierende Verlauf hat am Anfang und am Ende eine kur­ ze Zeitkonstante (relativ steiler Verlauf) und dazwischen ei­ nen flachen Bereich (entspricht dem steilen Ast der Hystere­ seschleife), dessen Lage sich je nach Gesamtdurchflutung θ verschiebt. Je höher die Gesamtdurchflutung θ ist, desto höher ist der Sensorstrom, bei dem der große Flusshub von positiver auf negative Sättigung stattfindet. Bei höherem Sensorstrom fällt jedoch mehr Spannung an einem Vorwiderstand (nicht gezeigt) ab, so dass an der Sonde 2 eine geringere Spannung anliegt. Da die für die Ummagnetisierung der Sonde 2 benötigte Spannungs-Zeit-Fläche konstant ist, steigt die be­ nötigte Zeit. Umgekehrt verschiebt sich der andere Ast der Hystereseschleife zu kleineren Sensorströmen, so dass die Zeit an der anderen Flanke fällt.

Diese Unsymmetrie ist im gemessenen Verlauf der Sondenspan­ nung, welcher in der Darstellung nach Fig. 2 über die Zeit t aufgetragen ist, bei vorhandener Durchflutung θ deutlich zu erkennen.

Zur Auswertung soll die Differenz der Pulsbreiten t1 und t2 in Fig. 2 dienen. Wenn Nullfluss vorliegt, so sind die Pulse P1 und P2 gleich groß, andernfalls laufen die Pulse auseinan­ der. Es gilt also die Differenz der Pulsbreiten - und damit die Zeitdifferenz zwischen t1 und t2 - zu Null zu regeln.

Dazu werden die Pulse P1 und P2 durch zwei Komparatoren (siehe Elemente 4a, 4b in Fig. 3) in einer in Fig. 1 gezeigten Umwandlungsvorrichtung 4 in digitale Signale umgewandelt. Die Darstellung nach Fig. 3 zeigt zwei mögliche Formen des Aufbaus dieser Komparatorschaltung, links eine Variante mit zwei Kom­ paratoren 4a, 4b und in der rechten Schaltung eine Variante, die mit einem Komparator 4a auskommt.

Die linke Schaltungsvariante besteht aus einer Vollbrücken­ anordnung für die Magnetfeldsonde 2, die aus einer Spannungs­ quelle gespeist wird. Zwei links und rechts von der Sonde 2 in Reihe geschaltete Widerstände R1 und R2 werden vom Sonden­ strom durchflossen und erzeugen sondenstromabhängige Poten­ tiale, die über die beiden Komparatoren 4a, 4b ausgewertet werden.

Dazu wird für die Sondenspannung eine Schaltschwelle kurz über Null (z. B. 2 V wie in Fig. 2 gezeigt, möglichst kleiner) und eine kurz unter Null (z. B. -2 V, möglichst kleiner) vorge­ geben. Bei symmetrischer Ansteuerung liegt die Sondenspannung immer symmetrisch zu 2.5 V, so dass die Messung an einer Seite der Spule, der Magnetfeldsonde 2, mit den Schwellen 2.5 V - 2 V/2 = 1.5 V und 2.5 V + 2 V/2 = 3.5 V genügen würde.

Da eine Unsymmetrie in den Schaltschwellen zu einem Offset führt, wurde für die folgenden Ausführungen die in Fig. 3 links dargestellte Variante gewählt, bei der nur eine Schalt­ schwelle benötigt wird. Beim Einsatz von zwei Komparatoren 4a, 4b führen unterschiedliche Offsets und unterschiedliche Schaltzeiten zu einem Messfehler. Die Schaltungsvariante nach Fig. 3 rechts vermeidet diese Fehlerquelle, indem die Messung über einen im gemeinsamen Massezweig der Brücke liegenden Widerstand R3 erfolgt, so dass nur noch ein Komparator 4a er­ forderlich ist. Allerdings ist der Spannungshub kleiner und es fließen bei massebezogener Gateansteuerung die Gate-Ströme im Schaltaugenblick über den Widerstand. Gegebenenfalls kann dagegen ein Kondensator (nicht gezeigt) parallel geschaltet werden. Außerdem verändert sich bei massebezogener Gatean­ steuerung die Gate-Spannung, was den maximal zulässigen Span­ nungsfall am Messwiderstand R3 begrenzt.

Die Erregung der Sonde 2 erfolgt mit einer Rechteckspannung vorgegebener Frequenz, die vom Block 3 erzeugt wird. Zur Er­ höhung der Auflösung wird das Signal einer Halbbrücke (zwei übereinander liegende Schalter in Fig. 3) in jeder zweiten Periode um einen Takt verschoben, also kurzzeitig 0 V an die Sonde gelegt. Dies bewirkt eine Verschiebung des Pulsendes um etwa einen halben Takt, so dass bei entsprechenden Zwischen­ werten die mit einem digitalen Zähler gemessene Pulsbreite zwischen zwei benachbarten Messwerten wechselt.

Den folgenden Ausführungen liegt die Variante mit zwei Kompa­ ratoren 4a, 4b zugrunde.

Wird nun die Sonde 2 über Widerstände R1, R2 mit einem Recht­ eckgenerator 3 erregt und in der Kompensationswicklung w2 (z. B. mit 1000 Windungen) ein langsam veränderlicher Strom i2 von -2 mA bis 2 mA eingespeist, wobei die Primärwicklung w1 offen bleibt, so ergibt sich anhand des Kompensationsstroms und der resultierenden Sondenspannung, dass die Lage der Schwellen von Bedeutung sein kann.

Man erkennt, dass bei gleichen Schwellen für beide Komparato­ ren 4a, 4b eine Verschiebung keinen Offset ergibt, bei klei­ neren Schwellen ist aber der lineare Arbeitsbereich der Sonde größer. Bei unterschiedlichen Schwellen ergibt sich - wie er­ wartet - ein Offset. Der auch bei symmetrischen Schwellen sichtbare kleine Offset kann verschiedene Ursachen haben, z. B. Remanenz, Fremdfelder, usw.

Aus der Steigung der Kurven lässt sich der Einfluss von Feh­ lern in der Zeitmessung (Pulsbreitenmessung) auf den Kompen­ sationsstrom bestimmen. Solche Messfehler entstehen bei­ spielsweise durch Laufzeitunterschiede der beiden Komparato­ ren und durch den Einfluss der zeitlichen Quantisierung, da die Pulsbreite in einem taktsynchronen Design mit einer Unge­ nauigkeit von dem halben Taktsignal bestimmt wird.

Ein Schalten von "Nullzeigern", d. h. Kurzschluss der Sensor­ wicklung für einen Takt, verschiebt die Stromkurve um etwa einen halben Takt. Wird dies bei jeder zweiten Messung durch­ geführt, ergibt sich im Mittel eine Auflösungserhöhung von 1 Bit. Aus der Verschiebung der Kurven bei unterschiedlichen Schwellen kann der Einfluss von Offsetfehlern der Komparato­ ren bestimmt werden.

Der magnetische Fluss wird mit einem PI-Regler 6 (vgl. Fig. 1) zu Null geregelt. Eine Veränderung des Primärstroms i1 führt zunächst über die direkte magnetische Kopplung zu einem ent­ sprechenden Sprung im Sekundärstrom, der magnetische Fluss (und damit der Regelkreis) reagiert zunächst nicht. Der Se­ kundärstrom beginnt dann abzuklingen, so dass die Gesamt­ durchflutung im Kreis 1 nicht mehr Null ist und sich ein mag­ netischer Fluss bildet, der von der Sonde 2 erkannt wird. Nun beginnt der PI-Regler 6, den Sekundärstrom wieder anzuheben, so dass der Fluss stationär zu Null wird.

Der integrale Anteil (I-Anteil) sorgt dafür, dass die statio­ näre Regelabweichung zu Null wird. Der stationäre Fehler wird also ausschließlich durch die Messgenauigkeit der Feldsonde 2 bestimmt.

Als Stellglied wird eine Pulsweitenmodulations-Endstufe 7 (PWM) eingesetzt. Um den schaltfrequenten Stromripple klein zu halten, wird eine hohe Schaltfrequenz (typisch 1 MHz) und ein LC-Filter 9 (typische Dimensionierung 100 µH, 100 mF) ein­ gesetzt. Das dynamische Verhalten des LC-Filters 9 muss bei der Einstellung des PI-Reglers 6 beachtet werden, ebenso das dynamische Verhalten der Kompensationswicklung w2.

In der Darstellung nach Fig. 4 ist ein Blockschaltbild der er­ findungsgemäßen digitalen Signalverarbeitung gezeigt, die im folgenden näher erläutert wird.

Die Auflösung der taktsynchron angesteuerten PWM-Endstufe 8 ist relativ gering, bei einem Systemtakt von 80 MHz und einer PWM-Ausgangsfrequenz von 1 MHz ergeben sich 80 Stufen, also weniger als 7 Bit Auflösung. Der PI-Regler 6 würde zwar die durch diese Quantisierung entstehenden Fehler am resultieren­ den Fluss erkennen und entsprechend gegensteuern, die sich ergebenden Oszillationen sind jedoch relativ groß und tief­ frequent.

Ein der PWM-Einheit 7a vorgeschalteter Sigma-Delta Modulator 7b zweiter Ordnung sorgt dafür, dass durch Variation des Tastgrades im Mittel die gewünschte Spannung eingestellt wird. Die Variation erfolgt so, dass die Abweichungen mög­ lichst hochfrequent sind und daher gut durch die Tiefpässe (LC-Filter 9 und Kompensationswicklung w2) sowie eine an­ schließende integrierende Stromerfassung unterdrückt werden.

Die Sondenerregung 3 erfolgt synchron zum PWM-Ausgang durch ein entsprechendes Taktsignal 11a, z. B. mit einem Viertel der Frequenz, also mit 250 kHz. Die gesamte Signalverarbeitung erfolgt beispielsweise synchron zu einem Systemtakt von z. B. 80 MHz.

Der grundsätzlich zwischen asynchron laufenden Teilsystem entstehende Jitter ist bei einer so hohen Taktfrequenz für das Systemverhalten jedoch unkritisch. Ein Phasenregler 11c (digitale Phase-Locked-Loop PLL) sorgt dafür, dass die PWM 7, 7a und die Sondenanregung 3 mit einem extern vorgegebenen Signal 12 (typischer Weise dem Stromregler-Abtasttakt von z. B. 16 kHz) synchronisiert werden können. Die Synchronisie­ rung erfolgt über Zähler 11, so dass das resultierende PWM- Signal mit einem Jitter von einer oder wenigen 80 MHz-Perioden dem externen Synchronsignal 12 folgt.

Das gesamte System arbeitet taktsynchron beispielsweise mit 80 MHz oder 40 MHz. Durch die digitale PLL 11c wird die Fre­ quenz so geregelt, dass die Anregung der Sonde phasensynchron zu dem extern vorgegebenen Synchronisiersignal 12 erfolgt. Es bleibt lediglich ein geringer Jitter von wenigen 80 MHz-Perio­ den, also einigen 10 ns. Die PWM-Endstufe 7a schaltet wiederum phasensynchron zur Sondenanregung 3.

In dem in Fig. 4 dargestellten Blockschaltbild der digitalen Kompensationsregelung werden die eingangsseitig von den Kom­ paratoren 4a, 4b bereitgestellten Signale durch zwei Timer- Blöcke 5a, 5b weiterverarbeitet, die die Pulsbreiten t1, t2 der positiven und der negativen Sondenspannung P1, P2 messen. Je nach Konfiguration werden, wie voranstehend erläutert, verschiedene Komparatoren 4a, 4b oder derselbe Komparator 4a für beide Pulse P1, P2 verwendet. Das Ausgangssignal ist die Pulsbreite in Takten vom Systemtakt gemessen.

Der folgende Block 5c bildet die Zeitdifferenz und gibt diese als Signal e an den PI-Regler 6 aus. Beim Überschreiten einer vorgegebenen maximalen Zeitdifferenz und beim Unterschreiten einer vorgegebenen Mindestimpulsdauer wird das Ausgangssignal von Block 5c auf dem entsprechenden Maximalwert festgehalten.

Als Flussregler hat sich, wie bereits erwähnt, ein PI-Regler 6 mit Begrenzung als vorteilhaft erwiesen.

Zur Optimierung des Verhaltens bei großen Sprüngen kann jetzt noch der Wert für eine Begrenzung des Regelverhaltens so re­ duziert werden, dass der Integrator nicht den von der PWM re­ alisierbaren Stellbereich verlässt.

Die eigentliche Pulsbreitenmodulation erfolgt im Block 7a. Dieser Block erhält die Periodendauer per aus dem Phasenreg­ ler 11c und die Einschaltzeit tmod vom Quantisierungsblock 7c. Da bei einer PWM-Frequenz von 1 MHz und einer Quarzfre­ quenz von 80 MHz nur 80 Stufen für den Tastgrad eingestellt werden können, wird die Quantisierung berücksichtigt. Die Quantisierung erfolgt im Block 7c, der die Sollspannung als vorzeichenbehaftete Zahl mit Nachkommastellen und die Perio­ dendauer m vom Sigma-Delta Modulator 7b erhält. Daraus wird der Umschaltzeitpunkt berechnet und als Rückführung das Sig­ nal fb erzeugt, das der realisierten Spannung entspricht und auf den Eingang des Sigma-Delta Modulators 7b rückgekoppelt wird.

Der Block 7b enthält einen Sigma-Delta Modulator zweiter Ord­ nung. Eine mögliche Ausführung des Sigma-Delta Modulators 7b mit anschließender Quantisierung 7c ist in der Darstellung nach Fig. 5 gezeigt. Eingangsseitig ist die Stellgröße 'stell' vom PI-Regler 6 vorgegeben. Der Sigma-Delta Modulators 7b liefert ein unquantisiertes Signal m, welches der anschlie­ ßende Quantisierung 7c als Eingangssignal dient. Die Quanti­ sierung 7c liefert neben der Einschaltzeit tmod auch das Rückkopplungssignal fb. Aus Fig. 5 ergibt sich nun, wie fb exakt auf den Sigma-Delta Modulator 7b rückgekoppelt wird.

Für exakt realisierbare Werte (d. h. das quantisierte Signal fb ist gleich dem unquantisierten Signal m) wirkt dieser Sigma-Delta Modulator 7b wie eine Totzeit von einem Takt. Für Zwischenwerte, die nicht exakt realisiert werden können, wechselt das Signal m um einige LSB (low significant bits) über und unter dem Signal 'stell' hin und her. Ein zusätzli­ ches digitales Pseudorauschsignal 'dither' kann zur Vermeidung von Grenzzyklen, wie in Fig. 5 dargestellt, eingespeist werden.

Dabei sorgt die doppelte Integratorstruktur dafür, dass die Amplitude des resultierende Störspektrums in weiten Bereichen quadratisch über der Frequenz verläuft. Dies bewirkt, dass im niederfrequenten Nutzsignalbereich die Störungen extrem klein sind. Die größeren Störamplituden im höherfrequenten Bereich werden vom LC-Filter 9 (siehe Fig. 1) und der Induktivität der Kompensationswicklung w2 unterdrückt.

Eine Begrenzung des Sigma-Delta Modulators 7b sollte auf ei­ nen hohen Wert eingestellt werden, eine auf den Stellbereich bezogene Begrenzung muss im PI-Regler 6 erfolgen. Die im PI- Regler 6 eingestellte Grenze muss noch etwas Raum für das vom Sigma-Delta Modulator 7b erzeugte Rauschen lassen.

Das Ziel der Kosteneinsparung gegenüber herkömmlichen Kompen­ sationsstromwandlern kann durch Integration der erfindungsge­ mäßen Auswertung bzw. Signalverarbeitung in einen ASIC er­ reicht werden. Es ist dabei eine Vielzahl von Möglichkeiten denkbar, die benötigten Funktionsblöcke auf ein oder mehrere ASICs aufzuteilen. Einige denkbare Varianten zeigt die Dar­ stellung nach Fig. 6.

In Fig. 6a ist die gesamte Elektronik für eine einphasige Strommessung integriert. In einem Drehstromsystem sind somit drei identische ASICs A1 bis A3 vorzusehen. Jeder ASIC weist eine Anregung 3, eine Schaltschwellenerzeugung 4 mit Kompara­ toren (vgl. Fig. 3), einen Block zur digitalen Signalverarbei­ tung mit den Elementen 5, 6, 7 entsprechend dem in Fig. 4 ge­ zeigten Blockschaltbild, eine Verstärkereinrichtung in Form einer Endstufe 8 und zusätzlich einen Analog/Digital-Wandler 15 zur Umsetzung der am Widerstand 10 abfallenden zum Mess­ strom i1 proportionalen Ausgangsspannung U.

Diese Variante erlaubt die Platzierung der Elektronik direkt am Magnetteil des Stromwandlers, was bei größeren Systemen evtl. günstig sein kann. Außerdem ist auch eine ein- oder zweiphasige Messung möglich, für die in der Regel geforderte dreiphasige Messung werden drei ASICs benötigt, was zu einer hohen Stückzahl führt und damit eine kostengünstige Massen­ produktion begünstigt.

Falls für das ASIC ein kostengünstiger 5 V-CMOS Prozess ge­ wählt wird, können die Endstufen nicht an Versorgungsspan­ nungen von +-15 V betrieben werden. Schaltungsvarianten, die +-15 V Endstufen benötigen, erfordern also eine zusätzliche Endstufe. Denkbar ist auch die Kombination aller Funktionen für drei Phasen in ein ASIC.

Die Darstellung nach Fig. 6b zeigt alternativ eine Aufteilung der Schaltung in einen Digitalteil-ASIC A4 und einen Mixed- Signal-ASIC Teil A5 (beinhaltet die Analog-Digital-Wandler 15 für alle drei Phasen). Der Entwicklungsaufwand für ein rein digitales ASIC ist deutlich geringer, außerdem sind die schnell taktenden Teile und die mit hohem Strom arbeitenden Endstufen von den empfindlichen A/D-Wandlern 15 getrennt. Zu beachten ist, dass im "digitalen" ASIC ein Komparator mit de­ finierter Schaltschwelle und große Endstufentransistoren be­ nötigt werden.

In der in Fig. 6c dargestellten Variante sind auch die Endstu­ fen 8 aus dem ASIC A6 ausgelagert. Wenn man eine +-15 V Ver­ sorgung und externe Endstufen 8 vorsieht, kann man den Bür­ denwiderstand 10 auf einer Seite an ein festes Bezugspoten­ tial anschließen, z. B. 2 V. Dies ermöglicht den Einsatz güns­ tigerer A/D-Wandler, z. B. mit einem Eingangsbereich von 0 V bis 4 V, wie sie in manchen Mikro-Controllern integriert sind.

Claims (12)

1. Verfahren zum Betrieb eines Stromsensors nach dem Kompen­ sationsprinzip, insbesondere zur Messung von Gleich- und Wechselströmen, bei dem das in einem Magnetkern (1) von einer vom zu messenden Strom (i1) durchflossenen Primärwicklung (w1) erzeugte Magnetfeld durch einen Kompensationsstrom (i2) in einer Sekundärwicklung (w2) kompensiert wird, wobei zur Steuerung des Kompensationsstromes (i2) Abweichungen vom Nullfluss über eine Magnetfeldsonde (2) erfasst werden und in ein gepulstes Ansteuersignal (pwm) umgesetzt werden, welches zur Erzielung des Kompensationsstromes (i2) verstärkt (8) wird, dadurch gekennzeichnet, dass das gepulste Ansteuersignal (pwm) durch folgende Verfahrens­ schritte aus dem Sondenstrom abgeleitet wird:

• - Anregung (3) der Magnetfeldsonde (2) mit vorgegebener Fre­ quenz und Ableitung (4) eines oder mehrerer sondenstromabhän­ giger Potentiale aus dem Sondenstrom,
• - Umwandlung (4a, 4b) eines oder mehrerer Potentiale (P1, P2) in ein oder mehrere wertdiskrete digitale Signale durch Ver­ gleich mit einem oder mehreren Schwellwerten,
• - wertdiskrete und zeitdiskrete Messung (5, 5a, 5b, 5c) der Zeiten (t1, t2) des digitalen Signals oder der digitalen Sig­ nale,
• - digitale Regelung (6) des magnetischen Flusses zu Null mit Hilfe des oder der ermittelten Zeitwerte (t1, t2), insbeson­ dere durch eine PI-Regelung,
• - Ableitung (7) von binären Schaltsignalen, insbesondere mit­ tels Pulsbreitenmodulation (7a) und/oder mittels Sigma-Delta- Modulation (7b) erster oder höherer Ordnung.

2. Verfahren zum Betrieb eines Stromsensors nach dem Kompen­ sationsprinzip, insbesondere zur Messung von Gleich- und Wechselströmen, bei dem das in einem Magnetkern (1) von einer vom zu messenden Strom (i1) durchflossenen Primärwicklung (w1) erzeugte Magnetfeld durch einen Kompensationsstrom (i2) in einer Sekundärwicklung (w2) kompensiert wird, wobei zur Steuerung des Kompensationsstromes (i2) Abweichungen vom Nullfluss über eine Magnetfeldsonde (2) erfasst werden und in ein gepulstes Ansteuersignal (pwm) umgesetzt werden, welches zur Erzielung des Kompensationsstromes (i2) verstärkt (8) wird, dadurch gekennzeichnet, dass das gepulste Ansteuersignal (pwm) durch folgende Verfahrens­ schritte aus dem Sondenstrom abgeleitet wird:

• - Anregung (3) der Magnetfeldsonde (2) mit vorgegebener Fre­ quenz und Ableitung (4) eines oder mehrerer sondenstromabhän­ giger Potentiale aus dem Sondenstrom,
• - Umwandlung (4a, 4b) eines oder mehrerer Potentiale (P1, P2) in ein oder mehrere wertdiskrete digitale Signale durch Aus­ wertung von Potentialdifferenzen,
• - wertdiskrete und zeitdiskrete Messung (5, 5a, 5b, 5c) der Zeiten (t1, t2) des digitalen Signals oder der digitalen Sig­ nale,
• - digitale Regelung (6) des magnetischen Flusses zu Null mit Hilfe des oder der ermittelten Zeitwerte (t1, t2), insbeson­ dere durch eine PI-Regelung,
• - Ableitung (7) von binären Schaltsignalen, insbesondere mit­ tels Pulsbreitenmodulation (7a) und/oder mittels Sigma-Delta- Modulation (7b) erster oder höherer Ordnung.

3. Verfahren zum Betrieb eines Stromsensors nach dem Kompen­ sationsprinzip nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass zur Zeitmessung (5) der digitalen Signale eine Differenz der Zeiten (t1, t2) der positiven und der negativen Magnetfeld­ sondenaussteuerung (P1, P2) gebildet wird, wobei diese Zeit­ differenz so zu Null geregelt wird, dass Abweichungen vom Nullfluss eliminiert werden.

4. Verfahren zum Betrieb eines Stromsensors nach dem Kompen­ sationsprinzip nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Anregung (3) der Magnetfeldsonde (2) und die Ableitung (7) von binären Schaltsignalen (pwm) synchronisiert (11) wer­ den.

5. Verfahren zum Betrieb eines Stromsensors nach dem Kompen­ sationsprinzip nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass eine Synchronisierung auf eine nachfolgende Messwert­ verarbeitung erfolgt, insbesondere phasensynchronisiert (11c) mittels einer digitalen Phase-Locked-Loop.

6. Verfahren zum Betrieb eines Stromsensors nach dem Kompen­ sationsprinzip nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zur Auflösungserhöhung ein kurzeitiger Kurzschluss der Wick­ lung (w3) der Magnetfeldsonde (2) bei deren Anregung (3) er­ folgt, insbesondere für einen Takt bei jeder zweiten oder vielfachen Messung.

7. Verfahren zum Betrieb eines Stromsensors nach dem Kompen­ sationsprinzip nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Induktivität der Kompensationswicklung (w2) zur Glättung des Kompensationsstromes (i2) dient.

8. Auswerteschaltung für einen Stromsensor nach dem Kompensa­ tionsprinzip, insbesondere zur Messung von Gleich- und Wech­ selströmen, bei dem das in einem Magnetkern (1) von einer vom zu messenden Strom (i1) durchflossenen Primärwicklung (w1) erzeugte Magnetfeld durch einen Kompensationsstrom (i2) in einer Sekundärwicklung (w3) kompensiert wird, wobei zur Steu­ erung des Kompensationsstromes (i2) mindestens ein vom Mag­ netfeld beeinflusster Sensor (2) Abweichungen vom Nullfluss erfasst und diesen als Messwert (e) über die Auswerteschal­ tung einer Verstärkeranordnung (8) zur Erzielung des Kompen­ sationsstromes (i2) zuführt, wobei die Verstärkeranordnung (8) den Kompensationsstrom (i2) entsprechend einem von der Ansteuerschaltung in Abhängigkeit vom Messwert generierten gepulsten Ansteuersignal (pwm) im Schaltbetrieb steuert, gekennzeichnet durch folgende Merkmale:

• - einen ersten Oszillator (3) mit vorgegebener Frequenz zur Anregung der Magnetfeldsonde (2),
• - einen oder mehrere elektrische Widerstände (R1, R2, R3) an beliebiger vom Magnetfeldsondenstrom durchflossener Stelle zur Generierung eines oder mehrerer sondenstromabhängiger Po­ tentiale (P1, P2),
• - mindestens einen Komparator (4a, 4b) zur Umwandlung eines oder mehrerer Potentiale (P1, P2) in ein oder mehrere wert­ diskrete digitale Signale (t1, t2) durch Vergleich mit einem oder mehreren Schwellwerten,
• - mindestens einen Zähler (5a, 5b) zur wertdiskreten und zeitdiskreten Messung der Zeiten (t1, t2) des digitalen Sig­ nals oder der digitalen Signale,
• - einen digitalen Regler (6) zur Regelung des magnetischen Flusses zu Null mit Hilfe des oder der ermittelten Zeitwerte (e), insbesondere einen PI-Regler,
• - einen zweiten Oszillator (7), insbesondere zur Pulsbreiten­ modulation (7a), und/oder einen Sigma-Delta-Modulator (7b) erster oder höherer Ordnung zur Ableitung des gepulsten An­ steuerungssignals (pwm) für die Verstärkereinrichtung (8).

9. Auswerteschaltung für einen Stromsensor nach dem Kompensa­ tionsprinzip, insbesondere zur Messung von Gleich- und Wech­ selströmen, bei dem das in einem Magnetkern (1) von einer vom zu messenden Strom (i1) durchflossenen Primärwicklung (w1) erzeugte Magnetfeld durch einen Kompensationsstrom (i2) in einer Sekundärwicklung (w3) kompensiert wird, wobei zur Steu­ erung des Kompensationsstromes (i2) mindestens ein vom Mag­ netfeld beeinflusster. Sensor (2) Abweichungen vom Nullfluss erfasst und diesen als Messwert (e) über die Auswerteschal­ tung einer Verstärkeranordnung (8) zur Erzielung des Kompen­ sationsstromes (i2) zuführt, wobei die Verstärkeranordnung (8) den Kompensationsstrom (i2) entsprechend einem von der Ansteuerschaltung in Abhängigkeit vom Messwert generierten gepulsten Ansteuersignal (pwm) im Schaltbetrieb steuert, gekennzeichnet durch folgende Merkmale:

• - einen ersten Oszillator (3) mit vorgegebener Frequenz zur Anregung der Magnetfeldsonde (2),
• - einen oder mehrere elektrische Widerstände (R1, R2, R3) an beliebiger vom Magnetfeldsondenstrom durchflossener Stelle zur Generierung eines oder mehrerer sondenstromabhängiger Po­ tentiale (P1, P2),
• - mindestens einen Komparator (4a, 4b) zur Umwandlung eines oder mehrerer Potentiale (P1, P2) in ein oder mehrere wert­ diskrete digitale Signale (t1, t2) durch Auswertung von Po­ tentialdifferenzen,
• - mindestens einen Zähler (5a, 5b) zur wertdiskreten und zeitdiskreten Messung der Zeiten (t1, t2) des digitalen Sig­ nals oder der digitalen Signale,
• - einen digitalen Regler (6) zur Regelung des magnetischen Flusses zu Null mit Hilfe des oder der ermittelten Zeitwerte (e), insbesondere einen PI-Regler,
• - einen zweiten Oszillator (7), insbesondere zur Pulsbreiten­ modulation (7a), und/oder einen Sigma-Delta-Modulator (7b) erster oder höherer Ordnung zur Ableitung des gepulsten An­ steuerungssignals (pwm) für die Verstärkereinrichtung (8).

10. Auswerteschaltung für einen Stromsensor nach dem Kompen­ sationsprinzip nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass eine Synchronisierungseinrichtung (11) zur Synchronisierung (11a, 11b) des ersten (3) und des zweiten (7) Oszillators vorgesehen ist, insbesondere eine Phasensynchronisierung (11c) mittels einer digitalen Phase-Locked-Loop.

11. Auswerteschaltung für einen Stromsensor nach dem Kompen­ sationsprinzip nach einem der Ansprüche 8 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Auswerteschaltung in einen integrierten Schaltkreis (A1 bis A6) integriert ist, insbesondere in einen ASIC.

12. Stromsensor nach dem Kompensationsprinzip mit einer Aus­ werteschaltung nach einem der Ansprüche 8 bis 11.