DE10035060B4 - Leistungsverstärkungsschaltung mit einer einstellbaren Impedanz am Ausgang zum Steuern des Spitzen-Mittelwert-Leistungs-Verhältnisses des verstärkten Signals und Verfahren - Google Patents
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Abstract
– einem Leistungsverstärker (172) zum Verstärken eines Eingangssignals, um ein verstärktes Signal zu erzeugen; und
– einem Spitzen-Mittelwert-Detektor (180), der mit einem Ausgang des Leistungsverstärkers (172) verbunden ist, wobei der Spitzen-Mittelwert-Detektor (180) einen Spitzenpegel des verstärkten Signals und eine mittlere Leistung des verstärkten Signals erfasst;
– wobei die Leistungsverstärkungsschaltung (300) dadurch gekennzeichnet ist,
– dass der Spitzen-Mittelwert-Detektor (180) einen Differenzdetektor (182) zum Bereitstellen einer Anzeige einer Differenz zwischen dem Spitzenpegel und der mittleren Leistung umfasst;
– dass eine Steuereinheit (184) vorgesehen ist, die mit dem Spitzen-Mittelwert-Detektor (180) und einem Netzwerk (174) mit veränderlicher Impedanz verbunden ist, wobei die Steuereinheit (184) die Anzeige der Differenz zwischen dem Spitzenpegel und der mittleren Leistung des verstärkten Signals empfängt und ein Laststeuersignal erzeugt; und
– dass das Netzwerk (174) mit veränderlicher Impedanz mit einem Ausgang des Leistungsverstärkers (172) und der Steuereinheit (184) verbunden ist, wobei...
Description
- Gebiet der Erfindung
- Diese Erfindung bezieht sich allgemein auf Leistungsverstärker. Diese Erfindung bezieht sich insbesondere auf eine Leistungsverstärkerschaltung zur Verbesserung des Wirkungsgrads und der Leistung des benachbarten Kanals.
- Hintergrund der Erfindung
- Der Leistungsverstärker ist eine Schlüsseltechnologie bei der Entwicklung tragbarer Funktelefone. In zellularen Telefonen besitzt der Leistungsverstärker einen großen Einfluß auf die zur Verfügung stehende Sprechzeit. Der Grund besteht darin, daß der Leistungsverstärker in Bezug auf die weitere Schaltungseinrichtung im zellularen Telefon einen wesentlichen Betrag der Leistung verbraucht. Ein Parameter, der definiert, welche Leistung der Leistungsverstärker verbraucht, ist der Wirkungsgrad des Leistungsverstärkers.
- Leistungsverstärker, deren Gleichstrom-Versorgungsspannungen zur Einhaltung der Signalpegelanforderungen ständig variiert werden, um den Wirkungsgrad über einen vorgegebenen Bereich von Eingangssignalpegeln zu verbessern, sind allgemein bekannt. Ein solches Beispiel ist im US-Patent Nr. 4.442.407 mit dem Titel "TWO LOOP AUTOMATIC LEVEL CONTROL FOR POWER AMPLIFIER", das am 11. Juni 1982 an Thomas R. Apel erteilt wurde, offenbart. In '407 wird der Leistungsverstärker mit verbessertem Wirkungsgrad betrieben, indem die Gleichstrom-Versorgungsspannung des RF- (Hochfrequenz) Verstärkers in Reaktion auf einen Vergleich zwischen einem Signal, das der gewichteten Summe aus der Größe des Laststroms und der Versorgungsspannung des Leistungsverstärkers entspricht, und der Amplitude des Modulationssignals moduliert wird.
- Das in '407 offenbarte System berücksichtigt jedoch einen weiteren wichtigen Leistungsparameter von Leistungsverstärkern, die für zellulare Telefonsysteme verwendet werden, nicht – die übertragene Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals. In zellularen Telefonsystemen kann die im benachbarten Kanal abgestrahlte Leistung Störungen in anderen Zellenkanälen verursachen, wodurch eine Verschlechterung der Gesamtsystemleistung verursacht wird. Die Parameter der Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals sind sogar noch kritischer in zellularen Systemen, die lineare Modulationsschemen verwenden, wie etwa Interim Standard (IS)-136 Zeit-Mehrfachzugriff (TDMA) und IS-95 Code-Mehrfachzugriff (CDMA). Bei Optimierung des Wirkungsgrads der Leistungsverstärker ohne Berücksichtigung der Leistungseffizienz des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals kann der Leistungsverstärker die Spezifikationen der Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals für ein spezielles zellulares System verfehlen.
- Ein Verfahren zur gleichzeitigen Erhöhung der Linearität und des Wirkungsgrades von Leistungsverstärkern ist im US-Patent Nr. 5.101.172 mit dem Titel "LINEAR AMPLIFIER", das am 1. Dezember 1990 an Yukio Ikeda u.a. erteilt wurde, offenbart. In '172 wird die Drainspannung durch einen DC/DC-Wandler gesteuert, damit sie dem Amplitudenpegel des Ausgangssignals folgt. Dies erhöht den Wirkungsgrad des Leistungsverstärkers, führt jedoch Verzerrung durch Amplitudenmodulation (AM) und Phasenmodulation (PM) ein. Deswegen werden zur Einführung einer Vorverzerrung Eingangs- und Ausgangs-Hüllkurvendetektoren in Verbindung mit Phasen- und Amplituden-Komparatoren verwendet, um der Verzerrung entgegenzuwirken, die durch den Leistungsverstärker eingeführt wird. Dieses System erfordert eine genaue Verfolgung der Leistungsverstärkerverzerrung, was schwierig sein kann. Außerdem vergrößern mehrere Koppler und die Schaltungseinrichtung für den Phasen/Amplitudenvergleich bei der Verwendung in tragbaren zellularen Telefonen die Abmessung und die Kosten.
- Eine weitere Technik zur Minimierung der Leistungsverstärkerverzerrung ist im US-Patent Nr. 4.348.644 mit dem Titel "POWER AMPLIFYING CIRCUIT WITH CHANGING MEANS FÜR SUPPLY VOLTAGE", das am 24. März 1980 an Shingo Kamiya erteilt wurde, offenbart. In '644 erfaßt eine Leistungsverstärkungsschaltung den Scheitelfaktor (z.B. Spitzen-Mittelwert-Verhältnis (Spitzenfaktor)) des Ausgangssignals eines Leistungsverstärkers. Wenn der Scheitelfaktor groß ist, wird die Versorgungsspannung des Leistungsverstärkers erhöht. wenn umgekehrt der Scheitelfaktor klein ist, wird die Versorgungsspannung gesenkt. Auf diese Weise wird dann, wenn eine größere Versorgungsspannung des Leistungsverstärkers benötigt wird, um einen großes Spitzen-Mittelwert-Verhältnis zu bewältigen, die Versorgungsspannung erhöht. Wenn umgekehrt ein kleines Spitzen-Mittelwert-Verhältnis vorhanden ist, wird die Versorgungsspannung gesenkt. Die großen Spitzenwerte werden auf diese Weise durch Anheben der Versorgungsspannung naturgetreu wiedergegeben und durch das Anheben und Absenken der Versorgungsspannung des Leistungsverstärkers nach Bedarf wird der Leistungsverlust reduziert. Die Technik von '644 ist in elektronischen Systemen zur Verstärkung musikalischer Signale geeignet. Bei diesem Anwendungstyp ist eine naturgetreue Wiedergabe des musikalischen Signals notwendig, um eine akzeptable Wiedergabetreue zu schaffen. Die Technik von '644 richtet sich jedoch nicht an die Notwendigkeit eines Kompromisses zwischen Wiedergabetreue und Wirkungsgrad, der zur Schaffung kostengünstiger und hocheffektiver tragbarer Funktelefone erforderlich ist.
- Bei anderen Verfahren und Vorrichtungen des Standes der Technik wird das Verhältnis der Einhüllenden einer kombinierten Spitzenleistung und der Einhüllenden der Durchschnittsleistung überwacht und verringert, um die Verringerung der Leistung zu ermöglichen, die für die Verstärker erforderlich ist, welche eine Vielzahl von Trägersignalen eines Vielkanal-Trägersystems verarbeiten. Ein solches System und ein solches Verfahren sind in der
DE 693 17 202 T2 offenbart, wobei die Phase von einem oder von mehreren der Trägersignale separat verarbeitet wird, um das Verhältnis der zusammengesetzten Spitzenleistung zu der Durchschnittsleistung zu minimieren. Indem das Spitzen-Mittelwert-Leistungsverhältnis minimiert wird, kann die Leistung reduziert werden, die für Verstärker erforderlich ist, welche Vielkanal-Signale verarbeiten. Da jedoch nur die Phase von einem oder von mehreren der Vielzahl von Trägersignalen eingestellt wird, kann auf diese Weise nicht der Einfluss von jedem individuellen Trägersignal auf die entsprechenden Kanalleistungen des benachbarten und des übernächsten Kanals berücksichtigt werden; im Prinzip wird nur das Verhältnis der Einhüllenden der kombinierten Spitzenleistung zu der Einhüllenden der mittleren Leistung des kombinierten Signals beeinflusst. - Es gibt dementsprechend einen Bedarf an einem Leistungsverstärker mit einer genaueren und umfassenden Steuerung der durch den Leistungsverstärker übertragenen Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals. Es gibt einen weiteren Bedarf an der effektiven Funktionsweise des Leistungsverstärkers bei linearen Modulationsschemen. Für Leistungsverstärker, die in tragbaren Funktelefonen verwendet werden, wird ein Verfahren zum Abwägen zwischen Linearität und Wirkungsgrad benötigt. Es gibt außerdem einen Bedarf an der Steuerung der Leistung des benachbarten Kanals, der Leistung des übernächsten Kanals und der Leistungseffizienz des Leistungsverstärkers durch die Kompensation von Bauelementabweichungen, die in tragbaren Funktelefonen vorhanden sind. Es gibt außerdem einen Bedarf an der Steuerung der mittleren Sendeleistung des Leistungsverstärkers, während gleichzeitig die Linearität und der Wirkungsgrad des Leistungsverstärkers gesteuert werden.
- Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine neue Leistungsverstärkungsschaltung und ein Verfahren zur Verfügung zu stellen.
- Diese Aufgabe wird mit den Merkmalen der unabhängigen Ansprüche gelöst.
- Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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1 ist ein Blockschaltbild eines Funktelefons, das einen Empfänger und einen Sender aufweist; -
2 ist ein Blockschaltbild eines Testaufbaus, der verwendet wird, um die Versuche mit dem Spitzen-Mittelwert-Verhältnis durchzuführen; -
3 ist eine grafische Darstellung der Versorgungsspannung, der Verstärkung und des während einer endlichen Zeitperiode ermittelten maximalen Spitzen-Mittelwert-Leistungs-Verhältnisses, jeweils gegenüber der Eingangsleistung, für den Testaufbau von2 ; -
4 ist eine grafische Darstellung der Leistung des benachbarten Kanals, der Leistung des übernächsten Kanals und des maximalen Spitzen-Mittelwert-Leistungs-Verhältnisses, jeweils gegenüber der Eingangsleistung, für den Testaufbau von2 ; -
5 ist ein Blockschaltbild einer Leistungsverstärkungsschaltung zur Verwendung im Sender von1 ; -
6 ist ein Blockschaltbild eines Spitzen-Mittelwert-Differenzdetektor s zur Verwendung in der Leistungsverstärkungsschaltung von5 ; -
7 zeigt ein Verfahren zum Verstärken eines RF-Signals; -
8 zeigt ein Netzwerk mit veränderlicher Impedanz, das in der Leistungsverstärkungsschaltung von5 verwendet werden kann; -
9 zeigt eine zweite Ausführung des Netzwerks mit veränderlicher Impedanz; und -
10 ist eine grafische Darstellung von Impedanzen für das Netzwerk mit veränderlicher Impedanz. - Detaillierte Beschreibung bevorzugter Ausführungen
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1 ist eine Erläuterung eines Funktelefon-Kommunikationssystems100 in Form eines Blockschaltbilds. Das Funktelefon-Kommunikationssystem100 enthält einen entfernten Sendeempfänger10 und ein oder mehrere Funktelefone, wie etwa das tragbare Funktelefon12 . Der entfernte Sendeempfänger10 sendet und empfängt innerhalb eines bestimmten geografischen Gebiets RF-Signale an das tragbare Funktelefon12 bzw. von diesem. - Das tragbare Funktelefon
12 enthält eine Antenne14 , einen Sender16 , einen Empfänger18 , einen Steuerblock20 , einen Synthesizer22 , einen Duplexer (Sende-Empfangsweiche)24 und eine Benutzerschnittstelle26 . Um Informationen zu empfangen, erfaßt das tragbare Funktelefon12 RF-Signale, die Daten enthalten, über die Antenne14 und erzeugt erfaßte RF-Signale. Der Empfänger18 wandelt die erfaßten RF-Signale in elektrische Basisbandsignale, demoduliert die elektrischen Basisbandsignale, stellt die Daten, die Informationen zur automatischen Frequenzsteuerung enthalten, wieder her und gibt die Daten an den Steuerblock20 aus. Der Steuerblock20 formatiert die Daten in wahrnehmbare Sprach- oder Dateninformationen zur Verwendung durch die Benutzerschnittstelle26 . - Die Benutzerschnittstelle
26 enthält typischerweise ein Mikrofon, einen Lautsprecher, eine Anzeige und ein Tastenfeld. Die Benutzerschnittstelle26 dient zum Empfangen von Benutzereingabeinformationen und zum Präsentieren der empfangenen Daten, die durch den entfernten Sendeempfänger10 übertragen wurden. Der Empfänger18 enthält Schaltungseinrichtungen wie etwa rauscharme Verstärker, Filter, Mischer zur Abwärtswandlung und Quadraturmischer, sowie eine Schaltungseinrichtung zur automatischen Verstärkungssteuerung, die jeweils in der Technik bekannt sind. - Um RF-Signale, die Informationen enthalten, vom tragbaren Funktelefon
12 zum entfernten Sendeempfänger10 zu übertragen, leitet die Benutzerschnittstelle26 die Eingabedaten des Benutzers zum Steuerblock20 . Der Steuerblock20 enthält typischerweise jeweils einen DSP-Kern, einen Mikrosteuereinheits-Kern, einen Speicher, eine Schaltungseinrichtung zur Takterzeugung, Software sowie eine Steuerschaltung der Ausgangsleistung. Der Steuerblock20 formatiert die Informationen, die von der Benutzerschnittstelle26 erhalten werden, und übermittelt sie zum Sender16 zur Umwandlung in RF-modulierte Signale. Der Sender16 übermittelt die RF-modulierten Signale zur Antenne14 zur Übertragung zum entfernten Sendeempfänger10 . Somit dient der Sender16 zum Übertragen eines modulierten Informationssignals. Der Duplexer dient der Trennung der Signale, die durch den Sender16 gesendet werden, und derjenigen, die durch den Empfänger18 empfangen werden. - Das tragbare Funktelefon
12 ist über ein vorgegebenes Band von Frequenzen betreibbar. Der Synthesizer22 versorgt den Empfänger18 und den Sender mit Signalen, die auf die richtige Frequenz abgestimmt sind, um den Empfang und die Übertragung von Informationssignalen zu ermöglichen. Die Steuerung der Funktionen des Empfängers18 und des Senders16 , wie etwa die Kanalfrequenz, wird durch den Steuerblock20 gewährleistet. Somit liefert der Steuerblock20 Programmbefehle zur Frequenzsynthese an den Synthesizer22 . - Anfänglich wurden Experimente mit einem Leistungsverstärker-Prototyp durchgeführt, um zu bestimmen, ob das übertragene Spitzen-Mittelwert-Verhältnis des vom Sender
16 erzeugten Signals verwendet werden kann, um die Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals vorherzusagen. Die Leistung des benachbarten Kanals ist als der Betrag der Leistung definiert, die in einem Kanal, der zu dem Kanal, in dem der Sender16 momentan arbeitet, unmittelbar benachbart ist, in einer vorgegebenen Bandbreite übertragen wird. Die Leistung des übernächsten Kanals ist als der Betrag der Leistung definiert, die in einem Kanal, der zwei Kanäle neben dem Betriebskanal des Senders16 liegt, in einer vorgegebenen Bandbreite übertragen wird. - Im IS-95 zellularen CDMA-Funktelefonsystem kann der Sender beispielsweise bei 836 MHz arbeiten. Der benachbarte Kanal würde bei 836 MHz ± 885 kHz liegen und der übernächste Kanal würde bei 836 MHz ± 1,98 MHz liegen.
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2 ist ein Blockschaltbild eines Testaufbaus200 , der verwendet wird, um die Versuche mit dem Spitzen-Mittelwert-Verhältnis durchzuführen. Der Testaufbau200 verwendet einen Signalgenerator40 , der über einen bidirektionalen Koppler42 mit dem Eingang der zu prüfenden Leistungsverstärkereinrich tung (DUT)44 verbunden ist. Der Ausgang der DUT44 ist mit dem Koppler46 verbunden. - Der Signalgenerator
40 erzeugt ein RF-Eingangssignal. Ein Teil des Eingangssignals wird zum Anschluß48 geschaltet und wird mit dem Leistungsmesser50 gemessen. Der Rest des RF-Eingangssignals, der am Ausgang53 des bidirektionalen Kopplers erzeugt wird, wird an die DUT44 angelegt. Der Teil des RF-Eingangssignals, der am Eingang43 der DUT reflektiert wird, wird zum Anschluß52 geschaltet, wo er mit dem Leistungsmesser54 gemessen wird. Die Messungen, die mit den Leistungsmessern50 und54 erfolgen, ermöglichen die Messung der Eingangsrückflußdämpfung der DUT44 . - Das RF-Eingangssignal wird durch die DUT
44 verstärkt, um am DUT-Ausgang56 ein verstärktes Signal zu erzeugen, und das verstärkte Signal wird an den Koppler46 angelegt. Ein Teil des verstärkten Signals wird über den Anschluß58 zum Spektrum-Analysator60 geschaltet. Mit dem Spektrum-Analysator60 können die Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals des verstärkten Signals in bezug auf die Leistung im Betriebskanal gemessen werden. Der Rest des verstärkten Signals wird am Kopplerausgang66 erzeugt und die Spitzenleistung und die mittlere Leistung werden mit dem Leistungsmesser68 gemessen. - Die Stromversorgung
70 liefert eine regelbare Versorgungsspannung an den Versorgungsanschluß72 der DUT44 . Für Testzwecke wird die Betriebsfrequenz auf 836 MHz eingestellt und der Signalgenerator40 variiert die Leistung des RF-Eingangssignals von –9 dBm bis +7 dBm in 1 dB-Schritten. Bei der Erhöhung der Eingangsleistung in 1 dB-Schritten wird die mittlere Leistung des am DUT-Ausgang56 erzeugten verstärkten Signals durch Einstellen der Versorgungsspannung konstant gehalten, die an die DUT44 angelegt wird (d.h. in diesem Fall die Drainspannung der FET-Einrichtung der DUT44 ). Mit anderen Worten wird die Versorgungsspannung der DUT44 eingestellt, um die Verstärkung der DUT44 einzustellen, wodurch für verschiedene Pegel der Eingangsleistung eine konstante mittlere Ausgangsleistung erreicht wird. - Der Signalgenerator
40 erzeugt ein Eingangssignal mit einer Modulation, um ein komplexes Eingangssignal zu erzeugen, das durch eine mittlere Leistung sowie eine Spitzenleistung gekennzeichnet ist, die vom verwendeten Modulationsschema abhängig ist. In der erläuterten Ausführung ist das im IS-95 zellularen CDMA-Telefonsystem verwendete Modulationsschema die in der Technik bekannte Modulation mit Versatz-Quadratur-Phasenumtastung (OQPSK) und Basisbandfilterung. Dieses Modulationsschema erzeugt ein maximales unverzögertes Spitzen-Mittelwert-Verhältnis von 5,2 dB. In der gesamten Beschreibung ist der Ausdruck Spitzen-Mittelwert-Verhältnis so zu verstehen, daß er ein Spitzen-Mittelwert-Leistungs-Verhältnis bedeutet. Es könnte jedoch ohne Gebrauch einer erfinderischen Gabe ein Spitzen-Mittelwert-Verhältnis der Spannungspegel verwendet werden. - Bei jedem Eingangsleistungspegel werden die Emissionen der Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals mit dem Spektrum-Analysator
60 gemessen. Die Versorgungsspannung zur DUT44 wird durch Änderung der Impulsbreitenmodulation in einem Schaltregler (nicht gezeigt) eingestellt, wie in der Technik bekannt ist. Alternativ könnte die Versorgungsspannung unter Verwendung eines linearen Reglers eingestellt werden. -
3 ist eine grafische Darstellung der Versorgungsspannung, der DUT-Verstärkung und des während einer endlichen Zeitperiode ermittelten maximalen unverzögerten Spitzen-Mittelwert-Verhältnisses, jeweils gegenüber der Eingangslei stung. Die linke vertikale Achse90 ist die Verstärkung der DUT44 in dB, die der Verstärkungskurve92 entspricht. Die rechte vertikale Achse94 ist die Versorgungsspannung der DUT44 in Volt, die der Versorgungsspannungskurve96 entspricht. Die rechte vertikale Achse94 ist außerdem das während einer endlichen Zeitperiode ermittelte maximale Spitzen-Mittelwert-Verhältnis in dB und entspricht der Spitzen-Mittelwert-Kurve98 . Die horizontale Achse102 ist die Eingangsleistung in dBm. -
3 zeigt, daß es möglich ist, die Versorgungsspannung der DUT44 über einen Bereich von Eingangsleistungen zu variieren, um eine konstante Ausgangsleistung beizubehalten. Bei einem linearen Anstieg der Eingangsleistung gibt es durch die Variation der Versorgungsspannung zur DUT einen linearen Abfall der Verstärkung durch die DUT44 . - Die Spitzen-Mittelwert-Kurve
98 ist eine grafische Darstellung des während eines bestimmten Zeitintervalls ermittelten maximalen Spitzen-Mittelwert-Verhältnisses. Eine Meßtechnik mit Spitzenwerthaltung wird bei der Prüfausrüstung verwendet, um das maximale unverzögerte Spitzen-Mittelwert-Verhältnis bei jeder Einstellung von Eingangsleistung und Versorgungsspannung zu erfassen. Der Signalgenerator40 (2 ) erzeugt beispielsweise ein Eingangssignal, das eine OQPSK-Modulation besitzt, die jener ähnlich ist, die für das IS-95 zellulare CDMA-System verwendet wird. Deswegen beträgt das maximale unverzögerte Spitzen-Mittelwert-Verhältnis des Eingangssignals 5,2 dB. Wenn die DUT44 linear ist und keine wesentliche Verzerrung einführt, sollte das gemessene maximale unverzögerte Spitzen-Mittelwert-Verhältnis nahe an 5,2 dB liegen. - Bei einer geringen Eingangsleistung (z.B. –9 dBm) und einer Versorgungsspannung von 3,2 V zeigt die Spitzen-Mittelwert- Kurve
98 , daß die DUT44 linear ist. Dies wird durch die Tatsache bestätigt, daß das maximale unverzögerte Spitzen-Mittelwert-Verhältnis, das bei dem –9 dBm-Eingang aufgezeichnet wird, ungefähr 5,2 dB beträgt; die DUT44 führt bei den geringen Eingangsleistungspegeln keine Verzerrung ein (z.B. Kappen des Spitzensignals). - Die Spitzen-Mittelwert-Kurve
98 zeigt außerdem, daß dann, wenn die Eingangsleistung in die DUT44 erhöht wird und die Versorgungsspannung der DUT44 zur Aufrechterhaltung einer konstanten Ausgangsleistung eingestellt wird, das während einer endlichen Zeitperiode ermittelte maximale unverzögerte Spitzen-Mittelwert-Verhältnis monoton fällt. Das monotone Fallen des Spitzen-Mittelwert-Verhältnisses an dieser Stelle zeigt, daß in einer Steuerschleife eine Differenzoperation verwendet werden kann, um während einer endlichen Zeitperiode ein gewünschtes maximales unverzögertes Spitzen-Mittelwert-Verhältnis einzustellen, während die Stabilität der Steuerschleife beibehalten wird. Diese Ergebnisse sind auf verschiedene Ausgangsleistungen, auf unterschiedliche Leistungsverstärkerausführungen unter Verwendung einer identischen Halbleitereinrichtung oder selbst auf unterschiedliche Technologien von Leistungsverstärkereinrichtungen, wie etwa die Feldeffekttransistoren (FET) oder die Technologie bipolarer Transistoren, anwendbar. -
4 ist eine grafische Darstellung der Leistung des benachbarten Kanals, der Leistung des übernächsten Kanals und des während einer endlichen Zeitperiode ermittelten maximalen unverzögerten Spitzen-Mittelwert-Verhältnisses, jeweils gegenüber der Eingangsleistung. Die Ausgangsleistung wird wiederum durch Variieren der Versorgungsspannung auf 20 dBm konstant gehalten. - Die linke vertikale Achse
112 ist die Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals der DUT44 in dBc. Die horizontale Achse114 ist die Eingangsleistung in dBm. Die Kurve116 AdjCP low ist die Ausgangsleistung des benachbarten Kanals am unteren Ende des Betriebskanal. Der Betriebskanal des Eingangssignals ist beispielsweise auf 836 MHz eingestellt. Die Leistung des benachbarten Kanals am unteren Ende ist dann die Leistung in einer 30 kHz-Bandbreite 885 kHz unterhalb von 836 MHz. Die Kurve11 AdjCP high ist in ähnlicher Weise die Ausgangsleistung des benachbarten Kanals 885 kHz oberhalb von 836 MHz. - Die Kurve
120 AltCP low ist die Ausgangsleistung des übernächsten Kanals 1,98 MHz unterhalb von 836 MHz. In ähnlicher Weise ist die Kurve122 AltCP high die Ausgangsleistung des übernächsten Kanals 1,98 MHz oberhalb von 836 MHz. In4 sind außerdem die Kurve124 Adj_spec limit, die der Spezifikationsbegrenzung der Leistung des benachbarten Kanals (–42 dBc) entspricht, und die Kurve126 Alt_spec limit, die der Spezifikationsbegrenzung der Leistung des übernächsten Kanals (–54 dBc) entspricht, gezeigt, beide gemäß der IS-95 CDMA-Spezifikation. Die Spezifikationsbegrenzungen variieren für unterschiedliche zellulare Standards. - Die rechte vertikale Achse
128 ist das während einer endlichen Zeitperiode ermittelte maximale unverzögerte Spitzen-Mittelwert-Verhältnis, ausgedrückt in dB, der der Spitzen-Mittelwert-Kurve130 entspricht. Die Spitzen-Mittelwert-Kurve130 ist die gleiche Kurve wie die Spitzen-Mittelwert-Kurve98 von3 , da beide Kurven die gleichen Daten darstellen. - Wenn die Eingangsansteuerung erhöht wird und die Ausgangsleistung konstant gehalten wird, steigt die Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals an. Es ist anzumerken, daß für Leistungen des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals, die geringer als ungefähr –55 dBc sind, die Messungen durch Beschränkungen der Prüfinstrumente begrenzt sind (z.B. der dynamische Bereich des Spektrum-Analysators von
2 und die spektrale Reinheit des Signalgenerators40 ). Für Datenpunkte, die nahe an dem Punkt liegen, wo die Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals ihre Spezifikationsbegrenzungen schneiden, sind die Kurven der Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals jedoch monoton. - In der Nähe der Region
136 des Gültigkeitsbereichs der Spezifikation für die Leistung des benachbarten Kanals und der Region138 des Gültigkeitsbereichs der Spezifikation für die Leistung des übernächsten Kanals ist das während einer endlichen Zeitperiode ermittelte maximale unverzögerte Spitzen-Mittelwert-Verhältnis sowohl zur Leistung des benachbarten Kanals als auch zur Leistung des übernächsten Kanals umgekehrt proportional. Bei dieser speziellen DUT44 wird dann, wenn die Eingangsleistung erhöht wird, die Spezifikationsbegrenzung für die Leistung des benachbarten Kanals erreicht, bevor die Spezifikationsbegrenzung für die Leistung des übernächsten Kanals erreicht wird. Deswegen kann für den speziellen Leistungsverstärker, der als DUT44 verwendet wird, das während einer endlichen Zeitperiode ermittelte maximale unverzögerte Spitzen-Mittelwert-Verhältnis zur Einstellung der Versorgungsspannung überwacht werden, um eine gewünschte Leistung des benachbarten Kanals zu erreichen, wobei dies außerdem den Gültigkeitsbereich der Spezifikation für die Leistung des übernächsten Kanals gewährleistet. - Da das während einer endlichen Zeitperiode ermittelte maximale unverzögerte Spitzen-Mittelwert-Verhältnis vorhersagefähig gesteuert werden kann, kann die Leistung des benachbarten Kanals ebenfalls gesteuert werden. Durch die Steuerung des während einer endlichen Zeitperiode ermittelten maximalen unverzögerten Spitzen-Mittelwert-Verhältnisses am Ausgang eines Leistungsverstärkers wird indirekt die Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals gesteuert. Dies schafft eine effektive und vorhersagefähige Art der Steuerung der Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals.
- Als ein Beispiel beträgt für das IS-95 zellulare CDMA-System die Spezifikationsbegrenzung für die Leistung des benachbarten Kanals –42 dBc. Der Kreuzungspunkt
150 (4 ), an dem die Leistung des benachbarten Kanals die Spezifikationsbegrenzung schneidet, entspricht einem während einer endlichen Zeitperiode ermittelten maximalen unverzögerten Spitzen-Mittelwert-Verhältnis von ungefähr 2,6 dB (wie durch die gestrichelte Linie152 gezeigt ist). Somit wird für einen Sender, der einen Leistungsverstärker verwendet, der die DUT44 enthält, das während einer endlichen Zeitperiode ermittelte maximale unverzögerte Spitzen-Mittelwert-Verhältnis bei ungefähr 2,6 dB aufrechterhalten, um sowohl die Leistung des benachbarten Kanals als auch die Leistung des übernächsten Kanals innerhalb der Spezifikation zu halten. Um einen gewissen Spielraum zu schaffen, kann die Leistungsverstärkerschaltung das Periodenverhältnis des während einer endlichen Zeitperiode ermittelten maximalen unverzögerten Spitzen-Mittelwert-Verhältnisses bei 2,8 dB oder 3 dB aufrechterhalten. -
5 ist ein Blockschaltbild einer Leistungsverstärkerschaltung300 zur Verwendung im Sender16 (1 ). Die Leistungsverstärkerschaltung300 enthält einen Leistungsverstärker172 , der an ein Netzwerk174 mit veränderlicher Impedanz geschaltet ist. In der erläuterten Ausführung ist der Hüllkurvendetektor178 an den Ausgang des Netzwerks174 mit veränderlicher Impedanz geschaltet. Der Hüllkurvendetektor178 ist mit einem Spitzen-Mittelwert-Detektor180 verbunden, und der Spitzen-Mittelwert-Detektor180 ist mit einer Steuereinheit184 verbunden. Die Steuereinheit kann sich alternativ im Steuerblock20 (1 ) befinden. Die Steuereinheit ist mit dem Netzwerk174 mit veränderlicher Impedanz verbunden. - Der Spitzen-Mittelwert-Detektor
180 enthält einen Spitzen-Mittelwert-Differenzdetektor182 , der mit einem Analog/Digital-Wandler (ADC)192 und mit einer digitalen Schaltungseinrichtung194 verbunden ist. Der Spitzen-Mittelwert-Differenzdetektor182 enthält einen Spitzenwertdetektor186 , eine Schaltung188 zur Mittelwertbildung und eine Differenzschaltung190 . - Ein moduliertes RF-Eingangssignal wird über den Eingang
170 an den Leistungsverstärker172 angelegt. Der Leistungsverstärker172 erzeugt am Ausgang174 ein verstärktes Signal. Ein Teil des verstärkten Signals wird an den Hüllkurvendetektor178 geschaltet. - Der Hüllkurvendetektor
178 dient dazu, das RF-Trägersignal aus dem verstärkten Signal zu entfernen. Das resultierende Signal wird an den Spitzen-Mittelwert-Differenzdetektor182 angelegt. Der Spitzen-Mittelwert-Differenzdetektor182 erfaßt einen Spitzenpegel des verstärkten Signals und einen mittleren Pegel des verstärkten Signals und liefert eine Anzeige des Spitzenpegels und der mittleren Leistung während einer vorgegebenen Zeitperiode. - Der Spitzenwertdetektor
186 bestimmt den Spitzenpegel und die Schaltung188 zur Mittelwertbildung bestimmt eine mittlere Leistung. Die Differenzschaltung190 bestimmt die Differenz zwischen dem Spitzenpegel und der mittleren Leistung, um ein Differenzsignal zu erzeugen. Diese Abtastung erfolgt bei einer geringen Rate, da die Abtastung ein Mittelwert während einer vorgegebenen Zeitperiode ist. Für das IS-136 zellulare TDMA-System erfolgt die Abtastung beispielsweise in der Größenordnung von 150 kHz (d.h. ein Mittelwert pro Signalbündel) und für zellulare CDMA-Systeme erfolgt die Abtastung in der Größenordnung von ungefähr 20 kHz (ein Mittelwert pro 50 μs). - Das Differenzsignal wird an den ADC
192 zur Umwandlung in digitale Abtastungen angelegt, die auch als ein digitales Wort bezeichnet werden. Das digitale Wort wird in der digitalen Schaltungseinrichtung194 mit einer Differenzkorrelationstabelle196 verglichen. Somit wird in Abhängigkeit von der Spitzen-Mittelwert-Differenz durch die digitale Schaltungseinrichtung194 ein resultierendes Spitzen-Mittelwert-Verhältnis erzeugt. Die digitale Schaltungseinrichtung enthält eine konventionelle logische Schaltungseinrichtung sowie Zustandseinrichtungen, wie in der Technik bekannt ist. Alternativ kann der Vergleich mit der Korrelationstabelle mit einem digitalen Signalprozessor (DSP) oder mit einem Mikroprozessor realisiert werden. - Das resultierende Spitzen-Mittelwert-Verhältnis wird an die Steuereinheit
184 angelegt. Die Steuereinheit184 erzeugt in Reaktion auf die Anzeige der Differenz zwischen dem Spitzenpegel und der mittleren Leistung des verstärkten Signals ein Laststeuersignal, das an das Netzwerk174 mit variabler Impedanz angelegt wird. Das Netzwerk174 mit variabler Impedanz stellt am Leistungsverstärkerausgang173 in Reaktion auf die Anzeige der Differenz zwischen dem Spitzenpegel und der mittleren Leistung des verstärkten Signals (d.h. in Reaktion auf das Laststeuersignal) verschiedene Impedanzen bereit. Die am Leistungsverstärkerausgang173 bereitgestellte Impedanz wird so eingestellt, bis das Spitzen-Mittelwert- Verhältnis des am Ausgang176 erscheinenden verstärkten Signals im wesentlichen gleich einem vorgegebenen Pegel ist. Mit anderen Worten wird die Impedanz eingestellt, bis das tatsächliche Spitzen-Mittelwert-Verhältnis im wesentlichen gleich einem gewünschten Spitzen-Mittelwert-Verhältnis ist. Durch das Aufrechterhalten eines Spitzen-Mittelwert-Verhältnisses des verstärkten Signals steuert die Leistungsverstärkungsschaltung 300 außerdem die abgestrahlten Emissionen der Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals. - Die Leistungsverstärkungsschaltung
300 kann optional eine Schaltungseinrichtung zur Steuerung der mittleren Ausgangsleistung enthalten. Die mittlere Ausgangsleistung des Senders16 (1 ) variiert gemäß einer veränderlichen erwünschten mittleren Ausgangsleistung und die Steuereinheit veranlaßt das Netzwerk174 mit veränderlicher Impedanz, die unterschiedlichen Impedanzen am Leistungsverstärkerausgang173 lediglich über einen Abschnitt des gesamten dynamischen Bereichs der mittleren Ausgangsleistung bereitzustellen. - Eine Schaltung mit veränderlicher Verstärkung, hier ein Verstärker
206 mit veränderlicher Verstärkung (VGA), schaltet den Eingang170 an den Eingang des Leistungsverstärkers172 . Die Schaltung188 zur Mittelwertbildung erzeugt auf der Leitung191 eine Anzeige der mittleren Ausgangsleistung. Der ADC192 wandelt die Anzeige der mittleren Ausgangsleistung in ein digitales Signal um, und die digitale Schaltungseinrichtung194 legt das digitale Signal an die Steuereinheit184 an. Die Steuereinheit184 erzeugt ein Verstärkungssteuerungssignal, das an den VGA206 angelegt wird, um die Verstärkung des VGA206 zu steuern, wodurch eine erwünschte mittlere Ausgangsleistung aufrechterhalten wird. -
6 ist eine beispielhafte Ausführung eines Spitzenwert- und Differenzdetektors182 , der in Verbindung mit dem Spitzen-Mittelwert-Detektor180 (5 ) verwendet wird. Der Spitzenwert- und Differenzdetektor182 enthält eine Schaltung188 zur Mittelwertbildung, einen ersten Operationsverstärker266 , eine Differenzschaltung190 , einen Spitzenwertdetektor186 und einen zweiten Operationsverstärker272 . - Die Schaltung
188 zur Mittelwertbildung enthält einen Reihenwiderstand276 , der mit einem Nebenschlußkondensator278 und einem Nebenschlußwiderstand296 verbunden ist. - Die Differenzschaltung
190 weist einen ersten Eingang304 auf, der über einen Reihenwiderstand282 mit dem negativen Eingang eines Operationsverstärkers284 verbunden ist. Ein zweiter Eingang306 ist über einen Reihenwiderstand286 und einen Nebenschlußwiderstand288 mit einem positiven Eingang des Operationsverstärkers282 verbunden. Der Ausgang des Operationsverstärkers282 ist der Ausgang262 des Spitzenwert- und Differenzdetektors. - Das durch den Hüllkurvendetektor
178 (5 ) erzeugte Hüllkurvensignal wird an den Eingang260 des Spitzenwert- und Differenzdetektors angelegt. Das Hüllkurvensignal wird an die Schaltung188 zur Mittelwertbildung und an den Spitzenwertdetektor186 angelegt. Der Spitzenwert des Hüllkurvensignals wird durch den Spitzenwertdetektor186 erzeugt, wohingegen ein Mittelwert des Hüllkurvensignals durch die Schaltung188 zur Mittelwertbildung erzeugt wird. - Der erste Operationsverstärker
266 und der zweite Operationsverstärker272 sind Spannungsfolger, um eine Trennung zwischen der Schaltung188 zur Mittelwertbildung und der Differenzschaltung190 und zwischen dem Spitzenwertdetektor186 und der Differenzschaltung190 zu gewährleisten. Der gepufferte Mittelwert wird an den ersten Eingang304 angelegt und der gepufferte Spitzenwert des Signals wird an den zweiten Eingang306 angelegt. Die Differenz zwischen dem Spitzenwert und dem mittleren Signal wird am Ausgang262 erzeugt. - In einer alternativen Ausführung der Leistungsverstärkungsschaltung von
5 enthält der Spitzenwert- und Differenzdetektor182 die Differenzschaltung190 nicht. Statt dessen werden der Spitzenwertdetektor186 und die Schaltung188 zur Mittelwertbildung über den ADC192 direkt abgetastet. Das Spitzen-Mittelwert-Verhältnis wird anschließend entweder durch die digitale Schaltungseinrichtung194 oder durch die Steuereinheit184 berechnet. Diese alternative Ausführung eliminiert somit die Notwendigkeit einer Korrelationstabelle196 und einer vereinfachten Schaltungskonfiguration. Für einen ausreichenden Dynamikbereich in der Größenordnung von 20 dB unter Verwendung eines einzigen Spitzenwertdetektors186 und einer einzigen Schaltung188 zur Mittelwertbildung muß der ADC192 eine hohe Auflösung in der Größenordnung von zwölf Bits aufweisen. - In einer weiteren alternativen Ausführung der Leistungsverstärkerschaltung von
5 enthält der Spitzen-Mittelwert-Detektor180 keinen Spitzenwert- und Differenzdetektor182 . Statt dessen wird das durch den Hüllkurvendetektor178 erzeugte Hüllkurvensignal über die Leitung179 direkt an den ADC192 angelegt. Das Spitzen-Mittelwert-Verhältnis wird durch die Software berechnet. Im IS-136 zellularen TDMA-Telefonsystem muß der ADC192 das Hüllkurvensignal bei ungefähr 50 kHz abtasten. Im IS-95 zellularen CDMA-System muß der ADC192 das Hüllkurvensignal bei ungefähr 2,5 MHz abtasten. - Wenn der ADC
192 das durch den Hüllkurvendetektor178 erzeugte Basisbandsignal direkt abtastet, kann die Leistungsverstärkungsschaltung einen optionalen digitalen Basisband- Spitzenwertdetektor175 enthalten, um die Notwendigkeit der höheren Abtastraten zu eliminieren. Der Sender16 (1 ) enthält eine digitale Basisband-Schaltungseinrichtung zum Empfangen eines Informationssignals und zum Erzeugen eines digitalen I-Q-Stroms (z.B. über einen Codierer (der nicht gezeigt ist), wie in der Technik bekannt ist). Der Sender16 (1 ) enthält ferner eine konventionelle Senderschaltungseinrichtung (ebenfalls nicht gezeigt) zum Umwandeln des digitalen Stroms in ein Hochfrequenz- (RF) Eingangssignal, wie in der Technik bekannt ist. Die Senderschaltungseinrichtung enthält zum Beispiel Mischer zur Frequenzwandlung, Quadratur-Modulatoren und Filter. - Der digitale Spitzenwertdetektor
175 überwacht über den Anschluß171 den durch die digitale Basisband-Schaltungseinrichtung (nicht gezeigt) erzeugten digitalen Strom, um zu bestimmen, wann im RF-Eingangssignal ein Spitzenwert auftritt. Der digitale Spitzenwertdetektor175 erzeugt ein Spitzenwertanzeigesignal, das an den Verzögerungsblock181 angelegt wird. Der Verzögerungsblock ist eine digitale Verzögerungsschaltung, die die Verzögerung darstellt, die der digitale Signalstrom erfährt, wenn er sich durch den Sender16 (1 ) bewegt, und die am Ausgang176 (5 ) erzeugt wird. Das verzögerte Signal wird zum Triggern des ADC192 an die Abtast- und Halteschaltungseinrichtung des ADC192 angelegt, um den Spitzenwert zum geeigneten Zeitpunkt abzutasten. Der ADC192 erzeugt anschließend den digitalen Spitzenwert. - Der digitale Spitzenwertdetektor
175 umfaßt die digitale Logik, die in einem anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreis (ASIC) realisiert sein kann. Der digitale Spitzenwertdetektor175 überwacht den IQ-Bitstrom nach einem im voraus bekannten Bitmuster, um in der durch den Hüllkurvendetektor178 erzeugten Hüllkurve eine Spitzenamplitude hervorzurufen. Die digitale Spitzenwertdetektorfunktion kann außerdem über die Software realisiert sein oder kann über die Steuereinheit184 (5 ) ausgeführt werden. Ein Beispiel für die Überwachung des digitalen Basisbandsignals nach Spitzenwerten ist in einer anhängigen US-Patentanmeldung mit dem Titel "DIGITAL MODULATOR WITH COMPENSATION", Serien-Nr. 08/694/004 beschrieben, die am 8. August 1996 eingereicht wurde und auf den Anmelder der vorliegenden Erfindung lautet, wobei deren Offenbarung hier durch Bezugnahme eingeschlossen ist. -
7 zeigt ein Ablaufdiagramm, das ein Verfahren zum Verstärken eines RF-Signals erläutert. Das Verfahren beginnt im Block350 und im Block352 wird das tragbare Funktelefon12 (1 ) eingeschaltet. Das Netzwerk174 mit veränderlicher Impedanz (5 ) wird im Block354 auf eine Anfangsimpedanz eingestellt. Dies kann beispielsweise durch das Senden des digitalen Worts 0000 an das Netzwerk402 mit veränderlicher Impedanz erfolgen. Diese Anfangsimpedanz ist eine Ausgangimpedanz, von der bekannt ist, daß sie das tragbare Funktelefon veranlaßt, die Spezifikationen der Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals zu erfüllen. - Im Block
356 wird die gewünschte mittlere Leistung gewählt und die Verstärkung des VGA206 (5 ) wird so eingestellt, daß die gewünschte mittlere Leistung erreicht wird. Die Ausgangsleistungsschleife wird verriegelt gehalten, indem ständig die mittlere Ausgangsleistung überwacht und die Verstärkung des VGA206 (5 ) so eingestellt wird, daß eine gewünschte mittlere Ausgangsleistung aufrechterhalten wird. - Im Block
358 wird das Spitzen-Mittelwert-Verhältnis des verstärkten Signals erfaßt und im Block360 wird bestimmt, ob das erfaßte Spitzen-Mittelwert-Verhältnis innerhalb eines vorgegebenen Pegels oder innerhalb einer vorgegebenen Begrenzung liegt. Wenn das erfaßte Spitzen-Mittelwert-Verhältnis innerhalb eines vorgegebenen Pegels liegt, wird im Entscheidungsblock372 bestimmt, ob das Verfahren zu beenden ist (z.B. die Signalübertragung ist beendet). Wenn das Verfahren zu beenden ist, endet das Verfahren im Block374 ; andernfalls wird es im Block356 fortgesetzt. - Der vorgegebene Pegel ist ein vorgegebenes Spitzen-Mittelwert-Verhältnis, von dem bekannt ist, daß er jeder in einem bestimmten übernächsten Kanal abgestahlten Leistung und jeder in einem bestimmten benachbarten Kanal abgestahlten Leistung entspricht. In einem IS-95 tragbaren CDMA-Funktelefon kann das vorgegebene Spitzen-Mittelwert-Verhältnis beispielsweise ungefähr 3 dB betragen.
- Wenn im Entscheidungsblock
360 bestimmt wird, daß das Spitzen-Mittelwert-Verhältnis nicht nahe genug am vorgegebenen Pegel liegt (z.B. innerhalb von plus/minus einem vorgegebenen Betrag des vorgegebenen Pegels, wie etwa +/– 0, 5 dB), wird im Entscheidungsblock362 bestimmt, ob das erfaßte Spitzen-Mittelwert-Verhältnis größer als der vorgegebene Pegel ist. Wenn das erfaßte Spitzen-Mittelwert-Verhältnis größer als der vorgegebene Pegel ist, wird im Entscheidungsblock364 bestimmt, ob das Netzwerk174 mit veränderlicher Impedanz (5 ) einen weiteren Einstellbereich der Impedanz aufweist, um am Leistungsverstärkerausgang173 (5 ) eine andere Impedanz bereitzustellen. - Wenn kein weiterer dynamischer Bereich vom Netzwerk
174 mit veränderlicher Impedanz (5 ) zur Verfügung steht, wird die vorhandene Einstellung des Netzwerks174 mit veränderlicher Impedanz beibehalten, und der Vorgang setzt sich im Block356 fort. Wenn beispielsweise das momentan am Netzwerk402 mit veränderlicher Impedanz (9 ) angelegte digitale Wort 1111 ist, stehen keine weiteren Zustände zur Verfügung, um das Netzwerk174 mit veränderlicher Impedanz (5 ) zu vergrößern. - Wenn ein zusätzlicher dynamischer Bereich zur Verfügung steht (z.B. das momentane digitale Wort ist < 1111), wird im Block
366 das Laststeuersignal verändert, um das Netzwerk174 mit veränderlicher Impedanz (5 ) einzustellen. Was beispielsweise das Netzwerk402 mit veränderlicher Impedanz (9 ) betrifft, so umfaßt das Einstellen des Netzwerks402 mit veränderlicher Impedanz das Erhöhen des digitalen Steuerworts (z.B. das Laststeuersignal) in einen höheren Zustand, wie etwa von 1110 auf 1111. Das Verfahren setzt sich anschließend im Block356 fort. - Wenn im Entscheidungsblock
362 bestimmt wird, daß das erfaßte Spitzen-Mittelwert-Verhältnis kleiner als der vorgegebene Pegel ist, wird im Block368 bestimmt, ob es im Netzwerk174 mit veränderlicher Impedanz (5 ) einen weiteren dynamischen Bereich gibt. Wenn beispielsweise in9 das Laststeuersignal zum Netzwerks402 mit veränderlicher Impedanz momentan 0000 ist, kann das Laststeuersignal nicht weiter verringert werden. Wenn kein weiterer dynamischer Bereich verblieben ist, wird die vorhandene Einstellung des Netzwerks174 mit veränderlicher Impedanz (5 ) beibehalten und der Vorgang setzt sich im Block356 fort. - Wenn im Netzwerk
174 mit veränderlicher Impedanz (5 ) ein weiterer dynamischer Bereich zur Verfügung steht, wird das Laststeuersignal im Block370 verändert, um das Netzwerk174 mit veränderlicher Impedanz einzustellen. Was beispielsweise das Netzwerk402 mit veränderlicher Impedanz (9 ) betrifft, so umfaßt das Einstellen des Netzwerks402 mit veränderlicher Impedanz das Vermindern des digitalen Steuerworts (z.B. das Laststeuersignal) in einen niederen Zustand, wie etwa von 0001 auf 0000. Das Verfahren setzt sich anschließend im Block356 fort. -
8 zeigt eine erste Ausführung des Netzwerks400 mit veränderlicher Impedanz, das verwendet werden kann, um am Leistungsverstärker172 (5 ) verschiedene Impedanzen bereitzustellen. Das Netzwerk400 mit veränderlicher Impedanz enthält eine erste Übertragungsleitung408 , den Festwert-Nebenschlußkondensator412 , der mit dem Massenpotential416 verbunden ist, eine zweite Übertragungsleitung410 und zumindest ein veränderliches Bauelement418 , das mit dem Massepotential416 verbunden ist. Das veränderliche Bauelement418 kann aus der Gruppe gewählt werden, die aus einer Varacterdiode und einem spannungsveränderlichen Kondensator besteht. Das Laststeuersignal wird an den Eingang403 als eine Spannung angelegt, die die Kapazität des veränderlichen Bauelements418 verändern soll. Der Pfeil404 zeigt, daß die am Eingang406 bereitgestellte Impedanz so aufrechterhalten wird, daß sie im wesentlichen die optimale Impedanz für den Leistungsverstärker172 (5 ) für die verschiedenen Ausgangsleistungspegel darstellt. Die Steuereinheit184 (5 ) erzeugt eine analoge Spannung als Laststeuersignal. Somit kann die Steuereinheit einen Digital/Analog-Wandler (DAC) enthalten, um das analoge Signal zu erzeugen. - Weitere Konfigurationen des Netzwerks
400 mit veränderlicher Impedanz können vorausgesehen werden. Es können beispielsweise zusätzliche Bauelemente enthalten sein, wie etwa integrierte oder diskrete Spulen, zusätzliche Übertragungsleitungen und Kondensatoren sowie zusätzliche veränderliche Bauelemente. -
9 zeigt eine zweite Ausführung des Netzwerks402 mit veränderlicher Impedanz. Das Netzwerk402 mit veränderlicher Impedanz enthält eine erste Übertragungsleitung442 , einen Festwert-Nebenschlußkondensator446 , der mit dem Massenpotential448 verbunden ist, eine zweite Übertragungsleitung444 und zumindest ein veränderliches Bauelement452 , das mit dem Massepotential448 verbunden ist. Das zumindest eine veränderliche Bauelement452 umfaßt eine Vielzahl von Kondensatoren454 , die unter Verwendung von PIN-Dioden oder mechanischer Mikroschalter mit dem Leistungsverstärkerausgang173 (5 ) abwechselnd verbunden und von diesem getrennt sind. Das Laststeuersignal wird an den Eingang450 angelegt, um eine Vielzahl von Schaltern456 zu öffnen und zu schließen, die die Vielzahl von Kondensatoren454 mit dem Leistungsverstärkerausgang173 (5 ) verbinden. Der Pfeil458 zeigt, daß die am Eingang440 bereitgestellte Impedanz aufrechterhalten wird. - In der erläuterten Ausführung erzeugt die Steuereinheit
184 (5 ) zur Steuerung der Vielzahl von Schaltern456 ein digitales 4 Bit-Steuersignal. Die Steuereinheit kann ein Schieberegister (nicht gezeigt) enthalten, um das digitale Steuerwort in ein paralleles 4 Bit-Wort als Laststeuersignal umzuwandeln. In einer weiteren Ausführung kann sich das Schieberegister gemeinsam mit dem Leistungsverstärker173 (5 ) auf einem Mehrchip-Modul befinden. Deswegen sind für das Netzwerk402 mit veränderlicher Impedanz sechzehn verschiedene Impedanzen möglich. - Somit besitzt das Netzwerk mit veränderlicher Impedanz zumindest ein veränderliches Bauelement. Das veränderliche Bauelement kann aus einer Gruppe gewählt werden, die aus einer Varacterdiode, einem spannungsvariablen Kondensator und einer Vielzahl von Kondensatoren bestehen, die unter Verwendung von elektromechanischen Mikroschaltern oder PIN-Dioden mit dem Ausgang des Signalverstärkers abwechselnd verbunden und von diesem getrennt werden.
- Weitere Konfigurationen des Netzwerks
402 mit veränderlicher Impedanz können ohne Verwendung einer erfinderischen Gabe vorausgesehen werden. Es können beispielsweise zusätzliche Bauelemente, wie etwa integrierte oder diskrete Spulen, zusätzliche Übertragungsleitungen und Kondensatoren sowie zusätzliche veränderliche Bauelemente eingeschlossen werden. Es könnte eine Kombination aus dem Netzwerk400 mit veränderlicher Impedanz und dem Netzwerk402 mit veränderlicher Impedanz verwendet werden, um den Bereich der erreichbaren Impedanzen zu vergrößern. Außerdem kann das Laststeuersignal mehrere Signale umfassen, um verschiedene Bauelemente mit veränderlicher Impedanz getrennt zu steuern. -
10 ist ein Smith-Diagramm470 , das den Bereich der Impedanzzustände zeigt, die beispielsweise dem Netzwerk402 mit veränderlicher Impedanz (9 ) entsprechen. Der erste Impedanzzustand472 , der auch als Anfangsimpedanzzustand bezeichnet wird, entspricht einem Laststeuersignal von 0000. Der letzte Impedanzzustand474 entspricht einem Laststeuersignal von 1111. - Die voranstehende Beschreibung der bevorzugten Ausführungen wurde gegeben, um einen Fachmann zu befähigen, die Leistungsverstärkungsschaltung mit Lasteinstellung zu verwenden oder diese herzustellen. Fachmännern werden leicht zahlreiche Modifikationen dieser Ausführungen erscheinen und die hier definierten ungeschützten Prinzipien können ohne Verwendung einer erfinderischen Gabe auf andere Ausführungen angewendet werden. Die Leistungsverstärkungsschaltung kann beispielsweise mit einem Transistor verwendet werden, der in mehr als einem Frequenzband arbeitet. Die Last wird auf Grundlage des Spitzen-Mittelwert-Verhältnisses in Verbindung mit dem Betriebsfrequenzband eingestellt (z.B. unterschiedliche gewünschte Spitzen-Mittelwert-Verhältnisse).
- Die Leistungsverstärkungsschaltung dient einer sehr effektiven Art der Verbesserung des Wirkungsgrads eines Leistungsverstärkers, während die notwendige Effizienz der Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals beibehalten wird. Die Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals kann im wesentlichen von einem Leistungsverstärker verursacht werden. Alternativ kann die Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals aus einer Senderschaltungseinrichtung resultieren, die den Leistungsvestärker in den Sendeweg schaltet. Die Leistungsverstärkungsschaltung gestattet außerdem eine Steuerung der Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals aufgrund von Bauelementabweichungen, die in tragbaren Funktelefonen vorhanden sind.
Claims (14)
- Leistungsverstärkungsschaltung (
300 ) mit: – einem Leistungsverstärker (172 ) zum Verstärken eines Eingangssignals, um ein verstärktes Signal zu erzeugen; und – einem Spitzen-Mittelwert-Detektor (180 ), der mit einem Ausgang des Leistungsverstärkers (172 ) verbunden ist, wobei der Spitzen-Mittelwert-Detektor (180 ) einen Spitzenpegel des verstärkten Signals und eine mittlere Leistung des verstärkten Signals erfasst; – wobei die Leistungsverstärkungsschaltung (300 ) dadurch gekennzeichnet ist, – dass der Spitzen-Mittelwert-Detektor (180 ) einen Differenzdetektor (182 ) zum Bereitstellen einer Anzeige einer Differenz zwischen dem Spitzenpegel und der mittleren Leistung umfasst; – dass eine Steuereinheit (184 ) vorgesehen ist, die mit dem Spitzen-Mittelwert-Detektor (180 ) und einem Netzwerk (174 ) mit veränderlicher Impedanz verbunden ist, wobei die Steuereinheit (184 ) die Anzeige der Differenz zwischen dem Spitzenpegel und der mittleren Leistung des verstärkten Signals empfängt und ein Laststeuersignal erzeugt; und – dass das Netzwerk (174 ) mit veränderlicher Impedanz mit einem Ausgang des Leistungsverstärkers (172 ) und der Steuereinheit (184 ) verbunden ist, wobei das Netzwerk (174 ) mit veränderlicher Impedanz das Laststeuersignal empfängt und unterschiedliche Impedanzen am Ausgang des Leistungsverstärkers (172 ) bereitstellt. - Leistungsverstärkungsschaltung (
300 ) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (184 ) ein Laststeuersignal erzeugt, das das Netzwerk (174 ) mit veränderlicher Impedanz so steuert, dass es unterschiedliche Impedanzen am Ausgang des Leistungsverstärkers (172 ) bereitstellt, um die Differenz zwischen dem Spitzenpegel und der mittleren Leistung im Wesentlichen auf einem vorgegebenen Pegel zu halten. - Leistungsverstärkungsschaltung (
300 ) nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (184 ) die Anzeige der Differenz zwischen dem Spitzenpegel und der mittleren Leistung empfängt, ein Spitzen-Mittelwert-Verhältnis des verstärkten Signals bestimmt und das Laststeuersignal erzeugt. - Leistungsverstärkungsschaltung (
300 ) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (184 ) ein Laststeuersignal erzeugt, das das Netzwerk (174 ) mit veränderlicher Impedanz so steuert, dass die unterschiedlichen Impedanzen am Ausgang des Leistungsverstärkers (172 ) lediglich über einen Abschnitt des gesamten dynamischen Bereichs der mittleren Ausgangsleistung bereitgestellt werden, wobei die mittlere Ausgangsleistung gemäß einer veränderbaren gewünschten mittleren Ausgangsleistung variiert. - Leistungsverstärkungsschaltung (
300 ) nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Schaltung (206 ) mit veränderlicher Verstärkung, die mit einem Eingang des Leistungsverstärkers (172 ) verbunden ist, wobei die Steuereinheit (184 ) die Anzeige der mittleren Leistung empfängt, eine Verstärkung der Schaltung (206 ) mit veränderlicher Verstärkung einstellt und die mittlere Leistung so steuert, dass sie im Wesentlichen gleich einer gewünschten mittleren Ausgangsleistung ist. - Leistungsverstärkungsschaltung (
300 ) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Spitzen-Mittelwert-Detektor (180 ) den Spitzenpegel und die mittlere Leistung des verstärkten Signals während einer vorgegebenen Zeitperiode erfasst. - Leistungsverstärkungsschaltung (
300 ), mit: – einem Leistungsverstärker (172 ) zum Verstärken eines Eingangssignals, um ein verstärktes Signal zu erzeugen; und – einem Spitzen-Mittelwert-Detektor (180 ), der mit einem Ausgang des Leistungsverstärkers (172 ) verbunden ist, wobei der Spitzen-Mittelwert-Detektor (180 ) eine Anzeige eines Spitzen-Mittelwert-Verhältnisses des verstärkten Signals schafft; – wobei die Leistungsverstärkungsschaltung gekennzeichnet ist durch – eine Steuereinheit (184 ), die mit dem Spitzen-Mittelwert-Detektor (180 ) und einem Netzwerk (174 ) mit veränderlicher Impedanz verbunden ist, wobei die Steuereinheit (184 ) die Anzeige des Spitzen-Mittelwert-Verhältnisses des verstärkten Signals empfängt und ein Laststeuersignal erzeugt; und – ein Netzwerk (174 ) mit veränderlicher Impedanz, das mit dem Ausgang des Leistungsverstärkers (172 ) und der Steuereinheit (184 ) verbunden ist, wobei das Netzwerk (174 ) mit veränderlicher Impedanz das Laststeuersignal empfängt und unterschiedliche Impedanzen am Ausgang des Leistungsverstärkers (172 ) bereitstellt. - Leistungsverstärkungsschaltung (
300 ) nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (184 ) ein Laststeuersignal erzeugt, das das Netzwerk (174 ) mit veränderlicher Impedanz so steuert, dass unterschiedliche Impedanzen an dem Ausgang des Leistungsverstärkers (172 ) bereitgestellt werden, um das Spitzen-Mittelwert-Verhältnis des verstärkten Signals im Wesentlichen gleich einem vorgegebenen Pegel zu halten. - Leistungsverstärkungsschaltung (
300 ) nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit (184 ) ein Laststeuersignal erzeugt, das das Netzwerk (174 ) mit veränderlicher Impedanz so steuert, dass die unterschiedlichen Impedanzen am Ausgang des Leistungsverstärkers (172 ) lediglich über einen Abschnitt des gesamten dynamischen Bereichs der mittleren Ausgangsleistung bereitgestellt werden, wobei die durchschnittliche Ausgangsleistung gemäß einer veränderbaren gewünschten mittleren Ausgangsleistung variiert. - Leistungsverstärkungsschaltung (
300 ) nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch eine Schaltung (206 ) mit veränderlicher Verstärkung, die mit einem Eingang des Leistungsverstärkers (172 ) verbunden ist, wobei der Spitzen-Mittelwert-Detektor (180 ) eine Anzeige einer mittleren Ausgangsleistung bereitstellt, wobei die Steuereinheit (184 ) die Anzeige der mittleren Leistung empfängt, eine Verstärkung der Schaltung (206 ) mit veränderlicher Verstärkung einstellt und die mittlere Leistung so steuert, dass sie im Wesentlichen gleich einer gewünschten mittleren Ausgangsleistung ist. - Leistungsverstärkungsschaltung (
300 ) nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Spitzen-Mittelwert-Detektor (180 ) das Spitzen-Mittelwert-Verhältnis des verstärkten Signals während einer vorgegebenen Zeitperiode erfasst. - Verfahren zum Verstärken eines Hochfrequenz-(RF)-Signals, wobei das Verfahren umfasst: – Verstärken des RF-Signals mit einem Leistungsverstärker (
172 ), um ein verstärktes Signal zu erzeugen; – Erfassen (358 ) eines Spitzen-Mittelwert-Verhältnisses des verstärkten Signals; und – Vergleichen des Spitzen-Mittelwert-Verhältnisses mit einem vorbestimmten Pegel; – wobei das Verfahren gekennzeichnet ist durch – Einstellen (366 ,370 ) der Impedanz, die einem Ausgang des Leistungsverstärkers zur Verfügung gestellt wird. - Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass das Spitzen-Mittelwert-Verhältnis des verstärkten Signals im Wesentlichen gleich einem gewünschten Spitzen-Mittelwert-Verhältnis gehalten wird, indem die Impedanz gesteuert wird, die dem Ausgang des Leistungsverstärkers zur Verfügung gestellt wird.
- Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass eine mittlere Ausgangsleistung des verstärkten Signals gemäß einer veränderbaren gewünschten mittlere Ausgangsleistung variiert, wobei unterschiedliche Impedanzen am Ausgang des Leistungsverstärkers lediglich über einen Abschnitt eines gesamten dynamischen Bereichs der mittleren Ausgangsleistung bereitgestellt werden.
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US09/358,884 US6160449A (en) | 1999-07-22 | 1999-07-22 | Power amplifying circuit with load adjust for control of adjacent and alternate channel power |
US358884 | 1999-07-22 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE10035060A1 DE10035060A1 (de) | 2001-04-12 |
DE10035060B4 true DE10035060B4 (de) | 2005-06-23 |
Family
ID=23411447
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE10035060A Expired - Lifetime DE10035060B4 (de) | 1999-07-22 | 2000-07-17 | Leistungsverstärkungsschaltung mit einer einstellbaren Impedanz am Ausgang zum Steuern des Spitzen-Mittelwert-Leistungs-Verhältnisses des verstärkten Signals und Verfahren |
Country Status (8)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6160449A (de) |
JP (1) | JP4611496B2 (de) |
KR (1) | KR100372856B1 (de) |
CN (1) | CN1185788C (de) |
BR (1) | BR0003788B1 (de) |
DE (1) | DE10035060B4 (de) |
FR (1) | FR2797360B1 (de) |
GB (1) | GB2352897B (de) |
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GB2352897A (en) | 2001-02-07 |
JP4611496B2 (ja) | 2011-01-12 |
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Date | Code | Title | Description |
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OP8 | Request for examination as to paragraph 44 patent law | ||
8128 | New person/name/address of the agent |
Representative=s name: SCHUMACHER & WILLSAU, PATENTANWALTSSOZIETAET, 8033 |
|
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8327 | Change in the person/name/address of the patent owner |
Owner name: MOTOROLA MOBILITY, INC. ( N.D. GES. D. STAATES, US |
|
R081 | Change of applicant/patentee |
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R081 | Change of applicant/patentee |
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R082 | Change of representative |
Representative=s name: BETTEN & RESCH PATENT- UND RECHTSANWAELTE PART, DE |
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R071 | Expiry of right |