DE10035060A1

DE10035060A1 - Leistungsverstärkungsschaltung mit Lasteinstellung zur Steuerung der Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals

Info

Publication number: DE10035060A1
Application number: DE10035060A
Authority: DE
Inventors: Armin Klomsdorf; William P Alberth; Luke Winkelmann
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Google Technology Holdings LLC
Priority date: 1999-07-22
Filing date: 2000-07-17
Publication date: 2001-04-12
Anticipated expiration: 2020-07-18
Also published as: GB2352897B; CN1185788C; JP4611496B2; JP2001068940A; GB2352897A; FR2797360B1; CN1282143A; BR0003788B1; US6160449A; FR2797360A1; KR100372856B1; DE10035060B4; BR0003788A; KR20010015391A; GB0017436D0

Abstract

Eine Leistungsverstärkungsschaltung (300) mit Lasteinstellung zur Steuerung der Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals. Ein Leistungsverstärker (172) verstärkt ein Eingangssignal, um ein verstärktes Signal zu erzeugen. Ein Netzwerk (174) mit veränderlicher Impedanz stellt in Reaktion auf ein Laststeuersignal unterschiedliche Impedanzen am Ausgang des Leistungsverstärkers (172) bereit. Ein Spitzen-Mittelwert-Detektor (180) liefert eine Anzeige eines Spitzen-Mittelwert-Verhältnisses des verstärkten Signals. Eine Steuereinheit (184), die mit dem Spitzen-Mittelwert-Detektor (180) und dem Netzwerk (174) mit veränderlicher Impedanz verbunden ist, erzeugt in Reaktion auf die Anzeige des Spitzen-Mittelwert-Verhältnisses das Laststeuersignal.

Description

Querverweis auf in Bezug genommene Anmeldung

Diese Anmeldung bezieht sich auf die anhängigen US-Patentan meldungen mit der Serien-Nr._(Docket Nr. CS10069), die gleichzeitig durch Alberth u. a. mit dem Titel "LOAD ENVELOPE FOLLOWING AMPLIFIER SYSTEM" eingereicht wird, mit der Serien- Nr._(Docket Nr. CS10158), die gleichzeitig durch David Schlueter mit dem Titel "POWER AMPLIFYING CIRCUIT WITH SUPPLY ADJUST TO CONTROL ADJACENT AND ALTERNATE, CHANNEL POWER" eingereicht wird, mit der Serien-Nr._(Docket Nr. CS10022), die gleichzeitig durch Klomsdorf u. a. mit dem Titel "MEMORY-BASED AMPLIFIER LOAD ADJUST SYSTEM" eingereicht wird, und mit der Serien-Nr._(Docket Nr. CS90026), die gleichzeitig durch Alberth u. a. mit dem Titel "LOAD ENVELOPE ELIMINATION AND RESTORATION AMPLIFIER SYSTEM" eingereicht wird.

Gebiet der Erfindung

Diese Erfindung bezieht sich allgemein auf Leistungsverstär ker. Diese Erfindung bezieht sich insbesondere auf eine Leistungsverstärkerschaltung zur Verbesserung des Wirkungs grads und der Leistung des benachbarten Kanals.

Hintergrund der Erfindung

Der Leistungsverstärker ist eine Schlüsseltechnologie bei der Entwicklung tragbarer Funktelefone. In zellularen Telefonen besitzt der Leistungsverstärker einen großen Einfluß auf die zur Verfügung stehende Sprechzeit. Der Grund besteht darin, daß der Leistungsverstärker in Bezug auf die weitere Schaltungseinrichtung im zellularen Telefon einen wesentli chen Betrag der Leistung verbraucht. Ein Parameter, der definiert, welche Leistung der Leistungsverstärker ver braucht, ist der Wirkungsgrad des Leistungsverstärkers.

Leistungsverstärker, deren Gleichstrom-Versorgungsspannungen zur Einhaltung der Signalpegelanforderungen ständig variiert werden, um den Wirkungsgrad über einen vorgegebenen Bereich von Eingangssignalpegeln zu verbessern, sind allgemein bekannt. Ein solches Beispiel ist im US-Patent Nr. 4.442.407 mit dem Titel "TWO LOOP AUTOMATIC LEVEL CONTROL FOR POWER AMPLIFIER", das am 11. Juni 1982 an Thomas R. Apel erteilt wurde, offenbart. In '407 wird der Leistungsverstärker mit verbessertem Wirkungsgrad betrieben, indem die Gleichstrom- Versorgungsspannung des RF- (Hochfrequenz) Verstärkers in Reaktion auf einen Vergleich zwischen einem Signal, das der gewichteten Summe aus der Größe des Laststroms und der Versorgungsspannung des Leistungsverstärkers entspricht, und der Amplitude des Modulationssignals moduliert wird.

Das in '407 offenbarte System berücksichtigt jedoch einen weiteren wichtigen Leistungsparameter von Leistungsverstär kern, die für zellulare Telefonsysteme verwendet werden, nicht - die übertragene Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals. In zellularen Telefonsystemen kann die im benachbarten Kanal abgestrahlte Leistung Störungen in anderen Zellenkanälen verursachen, wodurch eine Verschlechte rung der Gesamtsystemleistung verursacht wird. Die Parameter der Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals sind sogar noch kritischer in zellularen Systemen, die lineare Modulationsschemen verwenden, wie etwa Interim Standard (IS)-136 Zeit-Mehrfachzugriff (TDMA) und IS-95 Code- Mehrfachzugriff (CDMA). Bei Optimierung des Wirkungsgrads der Leistungsverstärker ohne Berücksichtigung der Leistungseffi zienz des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals kann der Leistungsverstärker die Spezifikationen der Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals für ein spezielles zellulares System verfehlen.

Ein Verfahren zur gleichzeitigen Erhöhung der Linearität und des Wirkungsgrades von Leistungsverstärkern ist im US-Patent Nr. 5.101.172 mit dem Titel "LINEAR AMPLIFIER", das am 1. Dezember 1990 an Yukio Ikeda u. a. erteilt wurde, offenbart. In '172 wird die Drainspannung durch einen DC/DC- Wandler gesteuert, damit sie dem Amplitudenpegel des Ausgangssignals folgt. Dies erhöht den Wirkungsgrad des Leistungsverstärkers, führt jedoch Verzerrung durch Amplitu denmodulation (AM) und Phasenmodulation (PM) ein. Deswegen werden zur Einführung einer Vorverzerrung Eingangs- und Ausgangs-Hüllkurvendetektoren in Verbindung mit Phasen- und Amplituden-Komparatoren verwendet, um der Verzerrung entge genzuwirken, die durch den Leistungsverstärker eingeführt wird. Dieses System erfordert eine genaue Verfolgung der Leistungsverstärkerverzerrung, was schwierig sein kann. Außerdem vergrößern mehrere Koppler und die Schaltungsein richtung für den Phasen/Amplitudenvergleich bei der Verwen dung in tragbaren zellularen Telefonen die Abmessung und die Kosten.

Eine weitere Technik zur Minimierung der Leistungsverstärker verzerrung ist im US-Patent Nr. 4.348.644 mit dem Titel "POWER AMPLIFYING CIRCUIT WITH CHANGING MEANS FÜR SUPPLY VOLTAGE", das am 24. März 1980 an Shingo Kamiya erteilt wurde, offenbart. In '644 erfaßt eine Leistungsverstärkungs schaltung den Scheitelfaktor (z. B. Spitzen-Mittelwert-Ver hältnis (Spitzenfaktor)) des Ausgangssignals eines Leistung sverstärkers. Wenn der Scheitelfaktor groß ist, wird die Versorgungsspannung des Leistungsverstärkers erhöht. Wenn umgekehrt der Scheitelfaktor klein ist, wird die Versorgungs spannung gesenkt. Auf diese Weise wird dann, wenn eine größere Versorgungsspannung des Leistungsverstärkers benötigt wird, um einen großes Spitzen-Mittelwert-Verhältnis zu bewäl tigen, die Versorgungsspannung erhöht. Wenn umgekehrt ein kleines Spitzen-Mittelwert-Verhältnis vorhanden ist, wird die Versorgungsspannung gesenkt. Die großen Spitzenwerte werden auf diese Weise durch Anheben der Versorgungsspannung natur getreu wiedergegeben und durch das Anheben und Absenken der Versorgungsspannung des Leistungsverstärkers nach Bedarf wird der Leistungsverlust reduziert. Die Technik von '644 ist in elektronischen Systemen zur Verstärkung musikalischer Signale geeignet. Bei diesem Anwendungstyp ist eine naturgetreue Wiedergabe des musikalischen Signals notwendig, um eine akzeptable Wiedergabetreue zu schaffen. Die Technik von '644 richtet sich jedoch nicht an die Notwendigkeit eines Kompro misses zwischen Wiedergabetreue und Wirkungsgrad, der zur Schaffung kostengünstiger und hocheffektiver tragbarer Funk telefone erforderlich ist.

Es gibt dementsprechend einen Bedarf an einem Leistungsver stärker mit einer genaueren und umfassenden Steuerung der durch den Leistungsverstärker übertragenen Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals. Es gibt einen weiteren Bedarf an der effektiven Funktionsweise des Leistungsverstärkers bei linearen Modulationsschemen. Für Leistungsverstärker, die in tragbaren Funktelefonen verwendet werden, wird ein Verfahren zum Abwägen zwischen Linearität und Wirkungsgrad benötigt. Es gibt außerdem einen Bedarf an der Steuerung der Leistung des benachbarten Kanals, der Leistung des übernächsten Kanals und der Leistungseffizienz des Leistungsverstärkers durch die Kompensation von Bauelementabweichungen, die in tragbaren Funktelefonen vorhanden sind. Es gibt außerdem einen Bedarf an der Steuerung der mittleren Sendeleistung des Leistungsverstär kers, während gleichzeitig die Linearität und der Wirkungs grad des Leistungsverstärkers gesteuert werden.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 ist ein Blockschaltbild eines Funktelefons, das einen Empfänger und einen Sender aufweist;

Fig. 2 ist ein Blockschaltbild eines Testaufbaus, der verwendet wird, um die Versuche mit dem Spitzen-Mit telwert-Verhältnis durchzuführen;

Fig. 3 ist eine grafische Darstellung der Versorgungsspan nung, der Verstärkung und des während einer endlichen Zeitperiode ermittelten maximalen Spitzen-Mittelwert- Leistungs-Verhältnisses, jeweils gegenüber der Eingangsleistung, für den Testaufbau von Fig. 2;

Fig. 4 ist eine grafische Darstellung der Leistung des benachbarten Kanals, der Leistung des übernächsten Kanals und des maximalen Spitzen-Mittelwert-Lei stungs-Verhältnisses, jeweils gegenüber der Eingangs leistung, für den Testaufbau von Fig. 2;

Fig. 5 ist ein Blockschaltbild einer Leistungsverstärkungs schaltung zur Verwendung im Sender von Fig. 1;

Fig. 6 ist ein Blockschaltbild eines Spitzen-Mittelwert- Differenzdetektor s zur Verwendung in der Leistungs verstärkungsschaltung von Fig. 5;

Fig. 7 zeigt ein Verfahren zum Verstärken eines RF-Signals;

Fig. 8 zeigt ein Netzwerk mit veränderlicher Impedanz, das in der Leistungsverstärkungsschaltung von Fig. 5 ver wendet werden kann;

Fig. 9 zeigt eine zweite Ausführung des Netzwerks mit veränderlicher Impedanz; und

Fig. 10 ist eine grafische Darstellung von Impedanzen für das Netzwerk mit veränderlicher Impedanz.

Detaillierte Beschreibung bevorzugter Ausführungen

Fig. 1 ist eine Erläuterung eines Funktelefon-Kommunikations systems 100 in Form eines Blockschaltbilds. Das Funktelefon- Kommunikationssystem 100 enthält einen entfernten Sende empfänger 10 und ein oder mehrere Funktelefone, wie etwa das tragbare Funktelefon 12. Der entfernte Sendeempfänger 10 sendet und empfängt innerhalb eines bestimmten geografischen Gebiets RF-Signale an das tragbare Funktelefon 12 bzw. von diesem.

Das tragbare Funktelefon 12 enthält eine Antenne 14, einen Sender 16, einen Empfänger 18, einen Steuerblock 20, einen Synthesizer 22, einen Duplexer (Sende-Empfangsweiche) 24 und eine Benutzerschnittstelle 26. Um Informationen zu empfangen, erfaßt das tragbare Funktelefon 12 RF-Signale, die Daten enthalten, über die Antenne 14 und erzeugt erfaßte RF- Signale. Der Empfänger 18 wandelt die erfaßten RF-Signale in elektrische Basisbandsignale, demoduliert die elektrischen Basisbandsignale, stellt die Daten, die Informationen zur automatischen Frequenzsteuerung enthalten, wieder her und gibt die Daten an den Steuerblock 20 aus. Der Steuerblock 20 formatiert die Daten in wahrnehmbare Sprach- oder Dateninfor mationen zur Verwendung durch die Benutzerschnittstelle 26.

Die Benutzerschnittstelle 26 enthält typischerweise ein Mikrofon, einen Lautsprecher, eine Anzeige und ein Tasten feld. Die Benutzerschnittstelle 26 dient zum Empfangen von Benutzereingabeinformationen und zum Präsentieren der empfangenen Daten, die durch den entfernten Sendeempfänger 10 übertragen wurden. Der Empfänger 18 enthält Schaltungsein richtungen wie etwa rauscharme Verstärker, Filter, Mischer zur Abwärtswandlung und Quadraturmischer, sowie eine Schaltungseinrichtung zur automatischen Verstärkungssteue rung, die jeweils in der Technik bekannt sind.

Um RF-Signale, die Informationen enthalten, vom tragbaren Funktelefon 12 zum entfernten Sendeempfänger 10 zu übertra gen, leitet die Benutzerschnittstelle 26 die Eingabedaten des Benutzers zum Steuerblock 20. Der Steuerblock 20 enthält typischerweise jeweils einen DSP-Kern, einen Mikrosteuerein heits-Kern, einen Speicher, eine Schaltungseinrichtung zur Takterzeugung, Software sowie eine Steuerschaltung der Ausgangsleistung. Der Steuerblock 20 formatiert die Informationen, die von der Benutzerschnittstelle 26 erhalten werden, und übermittelt sie zum Sender 16 zur Umwandlung in RF-modulierte Signale. Der Sender 16 übermittelt die RF- modulierten Signale zur Antenne 14 zur Übertragung zum entfernten Sendeempfänger 10. Somit dient der Sender 16 zum Übertragen eines modulierten Informationssignals. Der Duplexer dient der Trennung der Signale, die durch den Sender 16 gesendet werden, und derjenigen, die durch den Empfänger 18 empfangen werden.

Das tragbare Funktelefon 12 ist über ein vorgegebenes Band von Frequenzen betreibbar. Der Synthesizer 22 versorgt den Empfänger 18 und den Sender mit Signalen, die auf die richtige Frequenz abgestimmt sind, um den Empfang und die Übertragung von Informationssignalen zu ermöglichen. Die Steuerung der Funktionen des Empfängers 18 und des Senders 16, wie etwa die Kanalfrequenz, wird durch den Steuerblock 20 gewährleistet. Somit liefert der Steuerblock 20 Programmbe fehle zur Frequenzsynthese an den Synthesizer 22.

Anfänglich wurden Experimente mit einem Leistungsverstärker- Prototyp durchgeführt, um zu bestimmen, ob das übertragene Spitzen-Mittelwert-Verhältnis des vom Sender 16 erzeugten Signals verwendet werden kann, um die Leistung des benachbar ten Kanals und des übernächsten Kanals vorherzusagen. Die Leistung des benachbarten Kanals ist als der Betrag der Leistung definiert, die in einem Kanal, der zu dem Kanal, in dem der Sender 16 momentan arbeitet, unmittelbar benachbart ist, in einer vorgegebenen Bandbreite übertragen wird. Die Leistung des übernächsten Kanals ist als der Betrag der Leistung definiert, die in einem Kanal, der zwei Kanäle neben dem Betriebskanal des Senders 16 liegt, in einer vorgegebenen Bandbreite übertragen wird.

Im IS-95 zellularen CDMA-Funktelefonsystem kann der Sender beispielsweise bei 836 MHz arbeiten. Der benachbarte Kanal würde bei 836 MHz ± 885 kHz liegen und der übernächste Kanal würde bei 836 MHz ± 1,98 MHz liegen.

Fig. 2 ist ein Blockschaltbild eines Testaufbaus 200, der verwendet wird, um die Versuche mit dem Spitzen-Mittelwert- Verhältnis durchzuführen. Der Testaufbau 200 verwendet einen Signalgenerator 40, der über einen bidirektionalen Koppler 42 mit dem Eingang der zu prüfenden Leistungsverstärkereinrich tung (DUT) 44 verbunden ist. Der Ausgang der DUT 44 ist mit dem Koppler 46 verbunden.

Der Signalgenerator 40 erzeugt ein RF-Eingangssignal. Ein Teil des Eingangssignals wird zum Anschluß 48 geschaltet und wird mit dem Leistungsmesser 50 gemessen. Der Rest des RF- Eingangssignals, der am Ausgang 53 des bidirektionalen Kopplers erzeugt wird, wird an die DUT 44 angelegt. Der Teil des RF-Eingangssignals, der am Eingang 43 der DUT reflektiert wird, wird zum Anschluß 52 geschaltet, wo er mit dem Leistungsmesser 54 gemessen wird. Die Messungen, die mit den Leistungsmessern 50 und 54 erfolgen, ermöglichen die Messung der Eingangsrückflußdämpfung der DUT 44.

Das RF-Eingangssignal wird durch die DUT 44 verstärkt, um am DUT-Ausgang 56 ein verstärktes Signal zu erzeugen, und das verstärkte Signal wird an den Koppler 46 angelegt. Ein Teil des verstärkten Signals wird über den Anschluß 58 zum Spektrum-Analysator 60 geschaltet. Mit dem Spektrum- Analysator 60 können die Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals des verstärkten Signals in bezug auf die Leistung im Betriebskanal gemessen werden. Der Rest des verstärkten Signals wird am Kopplerausgang 66 erzeugt und die Spitzenleistung und die mittlere Leistung werden mit dem Leistungsmesser 68 gemessen.

Die Stromversorgung 70 liefert eine regelbare Versorgungs spannung an den Versorgungsanschluß 72 der DUT 44. Für Testzwecke wird die Betriebsfrequenz auf 836 MHz eingestellt und der Signalgenerator 40 variiert die Leistung des RF- Eingangssignals von -9 dBm bis +7 dBm in 1 dB-Schritten. Bei der Erhöhung der Eingangsleistung in 1 dB-Schritten wird die mittlere Leistung des am DUT-Ausgang 56 erzeugten verstärkten Signals durch Einstellen der Versorgungsspannung konstant gehalten, die an die DUT 44 angelegt wird (d. h. in diesem Fall die Drainspannung der FET-Einrichtung der DUT 44). Mit anderen Worten wird die Versorgungsspannung der DUT 44 eingestellt, um die Verstärkung der DUT 44 einzustellen, wodurch für verschiedene Pegel der Eingangsleistung eine konstante mittlere Ausgangsleistung erreicht wird.

Der Signalgenerator 40 erzeugt ein Eingangssignal mit einer Modulation, um ein komplexes Eingangssignal zu erzeugen, das durch eine mittlere Leistung sowie eine Spitzenleistung gekennzeichnet ist, die vom verwendeten Modulationsschema abhängig ist. In der erläuterten Ausführung ist das im IS-95 zellularen CDMA-Telefonsystem verwendete Modulationsschema die in der Technik bekannte Modulation mit Versatz-Quadratur- Phasenumtastung (OQPSK) und Basisbandfilterung. Dieses Modu lationsschema erzeugt ein maximales unverzögertes Spitzen- Mittelwert-Verhältnis von 5,2 dB. In der gesamten Beschrei bung ist der Ausdruck Spitzen-Mittelwert-Verhältnis so zu verstehen, daß er ein Spitzen-Mittelwerk-Leistungs-Verhältnis bedeutet. Es könnte jedoch ohne Gebrauch einer erfinderischen Gabe ein Spitzen-Mittelwert-Verhältnis der Spannungspegel verwendet werden.

Bei jedem Eingangsleistungspegel werden die Emissionen der Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals mit dem Spektrum-Analysator 60 gemessen. Die Versorgungsspan nung zur DUT 44 wird durch Änderung der Impulsbreitenmodula tion in einem Schaltregler (nicht gezeigt) eingestellt, wie in der Technik bekannt ist. Alternativ könnte die Versor gungsspannung unter Verwendung eines linearen Reglers einge stellt werden.

Fig. 3 ist eine grafische Darstellung der Versorgungsspan nung, der DUT-Verstärkung und des während einer endlichen Zeitperiode ermittelten maximalen unverzögerten Spitzen-Mit telwert-Verhältnisses, jeweils gegenüber der Eingangslei stung. Die linke vertikale Achse 90 ist die Verstärkung der DUT 44 in dB, die der Verstärkungskurve 92 entspricht. Die rechte vertikale Achse 94 ist die Versorgungsspannung der DUT 44 in Volt, die der Versorgungsspannungskurve 96 entspricht. Die rechte vertikale Achse 94 ist außerdem das während einer endlichen Zeitperiode ermittelte maximale Spitzen-Mittelwert- Verhältnis in dB und entspricht der Spitzen-Mittelwert-Kurve 98. Die horizontale Achse 102 ist die Eingangsleistung in dBm.

Fig. 3 zeigt, daß es möglich ist, die Versorgungsspannung der DUT 44 über einen Bereich von Eingangsleistungen zu variieren, um eine konstante Ausgangsleistung beizubehalten. Bei einem linearen Anstieg der Eingangsleistung gibt es durch die Variation der Versorgungsspannung zur DUT einen linearen Abfall der Verstärkung durch die DUT 44.

Die Spitzen-Mittelwert-Kurve 98 ist eine grafische Darstel lung des während eines bestimmten Zeitintervalls ermittelten maximalen Spitzen-Mittelwert-Verhältnisses. Eine Meßtechnik mit Spitzenwerthaltung wird bei der Prüfausrüstung verwendet, um das maximale unverzögerte Spitzen-Mittelwert-Verhältnis bei jeder Einstellung von Eingangsleistung und Versorgungs spannung zu erfassen. Der Signalgenerator 40 (Fig. 2) erzeugt beispielsweise ein Eingangssignal, das eine OQPSK-Modulation besitzt, die jener ähnlich ist, die für das IS-95 zellulare CDMA-System verwendet wird. Deswegen beträgt das maximale unverzögerte Spitzen-Mittelwert-Verhältnis des Eingangs signals 5,2 dB. Wenn die DUT 44 linear ist und keine wesentliche Verzerrung einführt, sollte das gemessene maxi male unverzögerte Spitzen-Mittelwert-Verhältnis nahe an 5,2 dB liegen.

Bei einer geringen Eingangsleistung (z. B. -9 dBm) und einer Versorgungsspannung von 3,2 V zeigt die Spitzen-Mittelwert- Kurve 98, daß die DUT 44 linear ist. Dies wird durch die Tatsache bestätigt, daß das maximale unverzögerte Spitzen- Mittelwert-Verhältnis, das bei dem -9 dBm-Eingang aufgezeich net wird, ungefähr 5,2 dB beträgt; die DUT 44 führt bei den geringen Eingangsleistungspegeln keine Verzerrung ein (z. B. Kappen des Spitzensignals).

Die Spitzen-Mittelwert-Kurve 98 zeigt außerdem, daß dann, wenn die Eingangsleistung in die DUT 44 erhöht wird und die Versorgungsspannung der DUT 44 zur Aufrechterhaltung einer konstanten Ausgangsleistung eingestellt wird, das während einer endlichen Zeitperiode ermittelte maximale unverzögerte Spitzen-Mittelwert-Verhältnis monoton fällt. Das monotone Fallen des Spitzen-Mittelwert-Verhältnisses an dieser Stelle zeigt, daß in einer Steuerschleife eine Differenzoperation verwendet werden kann, um während einer endlichen Zeitperiode ein gewünschtes maximales unverzögertes Spitzen-Mittelwert- Verhältnis einzustellen, während die Stabilität der Steuerschleife beibehalten wird. Diese Ergebnisse sind auf verschiedene Ausgangsleistungen, auf unterschiedliche Leistungsverstärkerausführungen unter Verwendung einer identischen Halbleitereinrichtung oder selbst auf unter schiedliche Technologien von Leistungsverstärkereinrichtun gen, wie etwa die Feldeffekttransistoren (FET) oder die Technologie bipolarer Transistoren, anwendbar.

Fig. 4 ist eine grafische Darstellung der Leistung des benachbarten Kanals, der Leistung des übernächsten Kanals und des während einer endlichen Zeitperiode ermittelten maximalen unverzögerten Spitzen-Mittelwert-Verhältnisses, jeweils gegenüber der Eingangsleistung. Die Ausgangsleistung wird wiederum durch Variieren der Versorgungsspannung auf 20 dBm konstant gehalten.

Die linke vertikale Achse 112 ist die Leistung des benachbar ten Kanals und des übernächsten Kanals der DUT 44 in dBc. Die horizontale Achse 114 ist die Eingangsleistung in dBm. Die Kurve 116 AdjCP_low ist die Ausgangsleistung des benachbarten Kanals am unteren Ende des Betriebskanal. Der Betriebskanal des Eingangssignals ist beispielsweise auf 836 MHz einge stellt. Die Leistung des benachbarten Kanals am unteren Ende ist dann die Leistung in einer 30 kHz-Bandbreite 885 kHz unterhalb von 836 MHz. Die Kurve 11 AdjCP_high ist in ähnlicher Weise die Ausgangsleistung des benachbarten Kanals 885 kHz oberhalb von 836 MHz.

Die Kurve 120 AltCP_low ist die Ausgangsleistung des übernächsten Kanals 1,98 MHz unterhalb von 836 MHz. In ähnlicher Weise ist die Kurve 122 AltCP_high die Ausgangs leistung des übernächsten Kanals 1,98 MHz oberhalb von 836 MHz. In Fig. 4 sind außerdem die Kurve 129 Adj_spec limit, die der Spezifikationsbegrenzung der Leistung des benachbarten Kanals (-42 dBc) entspricht, und die Kurve 126 Alt_spec limit, die der Spezifikationsbegrenzung der Leistung des übernächsten Kanals (-54 dBc) entspricht, gezeigt, beide gemäß der IS-95 CDMA-Spezifikation. Die Spezifikationsbegren zungen variieren für unterschiedliche zellulare Standards.

Die rechte vertikale Achse 128 ist das während einer endlichen Zeitperiode ermittelte maximale unverzögerte Spitzen-Mittelwert-Verhältnis, ausgedrückt in dB, der der Spitzen-Mittelwert-Kurve 130 entspricht. Die Spitzen- Mittelwert-Kurve 130 ist die gleiche Kurve wie die Spitzen- Mittelwert-Kurve 98 von Fig. 3, da beide Kurven die gleichen Daten darstellen.

Wenn die Eingangsansteuerung erhöht wird und die Ausgangs leistung konstant gehalten wird, steigt die Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals an. Es ist anzumerken, daß für Leistungen des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals, die geringer als ungefähr -55 dBc sind, die Messungen durch Beschränkungen der Prüfinstrumente begrenzt sind (z. B. der dynamische Bereich des Spektrum- Analysators von Fig. 2 und die spektrale Reinheit des Signalgenerators 40). Für Datenpunkte, die nahe an dem Punkt liegen, wo die Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals ihre Spezifikationsbegrenzungen schneiden, sind die Kurven der Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals jedoch monoton.

In der Nähe der Region 136 des Gültigkeitsbereichs der Spezifikation für die Leistung des benachbarten Kanals und der Region 138 des Gültigkeitsbereichs der Spezifikation für die Leistung des übernächsten Kanals ist das während einer endlichen Zeitperiode ermittelte maximale unverzögerte Spitzen-Mittelwert-Verhältnis sowohl zur Leistung des benachbarten Kanals als auch zur Leistung des übernächsten Kanals umgekehrt proportional. Bei dieser speziellen DUT 44 wird dann, wenn die Eingangsleistung erhöht wird, die Spezifikationsbegrenzung für die Leistung des benachbarten Kanals erreicht, bevor die Spezifikationsbegrenzung für die Leistung des übernächsten Kanals erreicht wird. Deswegen kann für den speziellen Leistungsverstärker, der als DUT 44 verwendet wird, das während einer endlichen Zeitperiode ermittelte maximale unverzögerte Spitzen-Mittelwert-Verhält nis zur Einstellung der Versorgungsspannung überwacht werden, um eine gewünschte Leistung des benachbarten Kanals zu erreichen, wobei dies außerdem den Gültigkeitsbereich der Spezifikation für die Leistung des übernächsten Kanals gewährleistet.

Da das während einer endlichen Zeitperiode ermittelte maximale unverzögerte Spitzen-Mittelwert-Verhältnis vorher sagefähig gesteuert werden kann, kann die Leistung des benachbarten Kanals ebenfalls gesteuert werden. Durch die Steuerung des während einer endlichen Zeitperiode ermittelten maximalen unverzögerten Spitzen-Mittelwert-Verhältnisses am Ausgang eines Leistungsverstärkers wird indirekt die Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals gesteuert. Dies schafft eine effektive und vorhersagefähige Art der Steuerung der Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals.

Als ein Beispiel beträgt für das IS-95 zellulare CDMA-System die Spezifikationsbegrenzung für die Leistung des benachbar ten Kanals -42 dBc. Der Kreuzungspunkt 150 (Fig. 4), an dem die Leistung des benachbarten Kanals die Spezifikationsbe grenzung schneidet, entspricht einem während einer endlichen Zeitperiode ermittelten maximalen unverzögerten Spitzen- Mittelwert-Verhältnis von ungefähr 2,6 dB (wie durch die gestrichelte Linie 152 gezeigt ist). Somit wird für einen Sender, der einen Leistungsverstärker verwendet, der die DUT 44 enthält, das während einer endlichen Zeitperiode ermittelte maximale unverzögerte Spitzen-Mittelwert-Verhält nis bei ungefähr 2,6 dB aufrechterhalten, um sowohl die Leistung des benachbarten Kanals als auch die Leistung des übernächsten Kanals innerhalb der Spezifikation zu halten. Um einen gewissen Spielraum zu schaffen, kann die Leistungs verstärkerschaltung das Periodenverhältnis des während einer endlichen Zeitperiode ermittelten maximalen unverzögerten Spitzen-Mittelwert-Verhältnisses bei 2,8 dB oder 3 dB aufrechterhalten.

Fig. 5 ist ein Blockschaltbild einer Leistungsverstärker schaltung 300 zur Verwendung im Sender 16 (Fig. 1). Die Leistungsverstärkerschaltung 300 enthält einen Leistungsver stärker 172, der an ein Netzwerk 174 mit veränderlicher Impedanz geschaltet ist. In der erläuterten Ausführung ist der Hüllkurvendetektor 178 an den Ausgang des Netzwerks 174 mit veränderlicher Impedanz geschaltet. Der Hüllkurvendetek tor 178 ist mit einem Spitzen-Mittelwert-Detektor 180 verbunden, und der Spitzen-Mittelwert-Detektor 180 ist mit einer Steuereinheit 184 verbunden. Die Steuereinheit kann sich alternativ im Steuerblock 20 (Fig. 1) befinden. Die Steuereinheit ist mit dem Netzwerk 174 mit veränderlicher Impedanz verbunden.

Der Spitzen-Mittelwert-Detektor 180 enthält einen Spitzen- Mittelwert-Differenzdetektor 182, der mit einem Analog/Digi tal-Wandler (ADC) 192 und mit einer digitalen Schaltungsein richtung 194 verbunden ist. Der Spitzen-Mittelwert-Differenz detektor 182 enthält einen Spitzenwertdetektor 186, eine Schaltung 188 zur Mittelwertbildung und eine Differenzschal tung 190.

Ein moduliertes RF-Eingangssignal wird über den Eingang 170 an den Leistungsverstärker 172 angelegt. Der Leistungsver stärker 172 erzeugt am Ausgang 174 ein verstärktes Signal. Ein Teil des verstärkten Signals wird an den Hüllkurvendetek tor 178 geschaltet.

Der Hüllkurvendetektor 178 dient dazu, das RF-Trägersignal aus dem verstärkten Signal zu entfernen. Das resultierende Signal wird an den Spitzen-Mittelwert-Differenzdetektor 182 angelegt. Der Spitzen-Mittelwert-Differenzdetektor 182 erfaßt einen Spitzenpegel des verstärkten Signals und einen mittleren Pegel des verstärkten Signals und liefert eine Anzeige des Spitzenpegels und der mittleren Leistung während einer vorgegebenen Zeitperiode.

Der Spitzenwertdetektor 186 bestimmt den Spitzenpegel und die Schaltung 188 zur Mittelwertbildung bestimmt eine mittlere Leistung. Die Differenzschaltung 190 bestimmt die Differenz zwischen dem Spitzenpegel und der mittleren Leistung, um ein Differenzsignal zu erzeugen. Diese Abtastung erfolgt bei einer geringen Rate, da die Abtastung ein Mittelwert während einer vorgegebenen Zeitperiode ist. Für das IS-136 zellulare TDMA-System erfolgt die Abtastung beispielsweise in der Größenordnung von 150 kHz (d. h. ein Mittelwert pro Signalbün del) und für zellulare CDMA-Systeme erfolgt die Abtastung in der Größenordnung von ungefähr 20 kHz (ein Mittelwert pro 50 µs).

Das Differenzsignal wird an den ADC 192 zur Umwandlung in digitale Abtastungen angelegt, die auch als ein digitales Wort bezeichnet werden. Das digitale Wort wird in der digitalen Schaltungseinrichtung 194 mit einer Differenzkorre lationstabelle 196 verglichen. Somit wird in Abhängigkeit von der Spitzen-Mittelwert-Differenz durch die digitale Schal tungseinrichtung 194 ein resultierendes Spitzen-Mittelwert- Verhältnis erzeugt. Die digitale Schaltungseinrichtung enthält eine konventionelle logische Schaltungseinrichtung sowie Zustandseinrichtungen, wie in der Technik bekannt ist. Alternativ kann der Vergleich mit der Korrelationstabelle mit einem digitalen Signalprozessor (DSP) oder mit einem Mikro prozessor realisiert werden.

Das resultierende Spitzen-Mittelwert-Verhältnis wird an die Steuereinheit 184 angelegt. Die Steuereinheit 184 erzeugt in Reaktion auf die Anzeige der Differenz zwischen dem Spitzen pegel und der mittleren Leistung des verstärkten Signals ein Laststeuersignal, das an das Netzwerk 174 mit variabler Impedanz angelegt wird. Das Netzwerk 174 mit variabler Impedanz stellt am Leistungsverstärkerausgang 173 in Reaktion auf die Anzeige der Differenz zwischen dem Spitzenpegel und der mittleren Leistung des verstärkten Signals (d. h. in Reaktion auf das Laststeuersignal) verschiedene Impedanzen bereit. Die am Leistungsverstärkerausgang 173 bereitgestellte Impedanz wird so eingestellt, bis das Spitzen-Mittelwert- Verhältnis des am Ausgang 176 erscheinenden verstärkten Signals im wesentlichen gleich einem vorgegebenen Pegel ist. Mit anderen Worten wird die Impedanz eingestellt, bis das tatsächliche Spitzen-Mittelwert-Verhältnis im wesentlichen gleich einem gewünschten Spitzen-Mittelwert-Verhältnis ist. Durch das Aufrechterhalten eines Spitzen-Mittelwert-Verhält nisses des verstärkten Signals steuert die Leistungsverstär kungsschaltung 300 außerdem die abgestrahlten Emissionen der Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals.

Die Leistungsverstärkungsschaltung 300 kann optional eine Schaltungseinrichtung zur Steuerung der mittleren Ausgangs leistung enthalten. Die mittlere Ausgangsleistung des Senders 16 (Fig. 1) variiert gemäß einer veränderlichen erwünschten mittleren Ausgangsleistung und die Steuereinheit veranlaßt das Netzwerk 174 mit veränderlicher Impedanz, die unter schiedlichen Impedanzen am Leistungsverstärkerausgang 173 lediglich über einen Abschnitt des gesamten dynamischen Bereichs der mittleren Ausgangsleistung bereitzustellen.

Eine Schaltung mit veränderlicher Verstärkung, hier ein Verstärker 206 mit veränderlicher Verstärkung (VGA), schaltet den Eingang 170 an den Eingang des Leistungsverstärkers 172. Die Schaltung 188 zur Mittelwertbildung erzeugt auf der Leitung 191 eine Anzeige der mittleren Ausgangsleistung. Der ADC 192 wandelt die Anzeige der mittleren Ausgangsleistung in ein digitales Signal um, und die digitale Schaltungseinrich tung 194 legt das digitale Signal an die Steuereinheit 184 an. Die Steuereinheit 184 erzeugt ein Verstärkungssteuerungs signal, das an den VGA 206 angelegt wird, um die Verstärkung des VGA 206 zu steuern, wodurch eine erwünschte mittlere Ausgangsleistung aufrechterhalten wird.

Fig. 6 ist eine beispielhafte Ausführung eines Spitzenwert- und Differenzdetektors 182, der in Verbindung mit dem Spitzen-Mittelwert-Detektor 180 (Fig. 5) verwendet wird. Der Spitzenwert- und Differenzdetektor 182 enthält eine Schaltung 188 zur Mittelwertbildung, einen ersten Operationsverstärker 266, eine Differenzschaltung 190, einen Spitzenwertdetektor 186 und einen zweiten Operationsverstärker 272.

Die Schaltung 188 zur Mittelwertbildung enthält einen Reihenwiderstand 276, der mit einem Nebenschlußkondensator 278 und einem Nebenschlußwiderstand 296 verbunden ist.

Die Differenzschaltung 190 weist einen ersten Eingang 304 auf, der über einen Reihenwiderstand 282 mit dem negativen Eingang eines Operationsverstärkers 284 verbunden ist. Ein zweiter Eingang 306 ist über einen Reihenwiderstand 286 und einen Nebenschlußwiderstand 288 mit einem positiven Eingang des Operationsverstärkers 282 verbunden. Der Ausgang des Operationsverstärkers 282 ist der Ausgang 262 des Spitzen wert- und Differenzdetektors.

Das durch den Hüllkurvendetektor 178 (Fig. 5) erzeugte Hüllkurvensignal wird an den Eingang 260 des Spitzenwert- und Differenzdetektors angelegt. Das Hüllkurvensignal wird an die Schaltung 188 zur Mittelwertbildung und an den Spitzenwert detektor 186 angelegt. Der Spitzenwert des Hüllkurvensignals wird durch den Spitzenwertdetektor 186 erzeugt, wohingegen ein Mittelwert des Hüllkurvensignals durch die Schaltung 188 zur Mittelwertbildung erzeugt wird.

Der erste Operationsverstärker 266 und der zweite Operations verstärker 272 sind Spannungsfolger, um eine Trennung zwischen der Schaltung 188 zur Mittelwertbildung und der Differenzschaltung 190 und zwischen dem Spitzenwertdetektor 186 und der Differenzschaltung 190 zu gewährleisten. Der gepufferte Mittelwert wird an den ersten Eingang 304 angelegt und der gepufferte Spitzenwert des Signals wird an den zweiten Eingang 306 angelegt. Die Differenz zwischen dem Spitzenwert und dem mittleren Signal wird am Ausgang 262 erzeugt.

In einer alternativen Ausführung der Leistungsverstärkungs schaltung von Fig. 5 enthält der Spitzenwert- und Differenz detektor 182 die Differenzschaltung 190 nicht. Statt dessen werden der Spitzenwertdetektor 186 und die Schaltung 188 zur Mittelwertbildung über den ADC 192 direkt abgetastet. Das Spitzen-Mittelwert-Verhältnis wird anschließend entweder durch die digitale Schaltungseinrichtung 194 oder durch die Steuereinheit 184 berechnet. Diese alternative Ausführung eliminiert somit die Notwendigkeit einer Korrelationstabelle 196 und einer vereinfachten Schaltungskonfiguration. Für einen ausreichenden Dynamikbereich in der Größenordnung von 20 dB unter Verwendung eines einzigen Spitzenwertdetektors 186 und einer einzigen Schaltung 188 zur Mittelwertbildung muß der ADC 192 eine hohe Auflösung in der Größenordnung von zwölf Bits aufweisen.

In einer weiteren alternativen Ausführung der Leistungsver stärkerschaltung von Fig. 5 enthält der Spitzen-Mittelwert- Detektor 180 keinen Spitzenwert- und Differenzdetektor 182. Statt dessen wird das durch den Hüllkurvendetektor 178 erzeugte Hüllkurvensignal über die Leitung 179 direkt an den ADC 192 angelegt. Das Spitzen-Mittelwert-Verhältnis wird durch die Software berechnet. Im IS-136 zellularen TDMA- Telefonsystem muß der ADC 192 das Hüllkurvensignal bei ungefähr 50 kHz abtasten. Im IS-95 zellularen CDMA-System muß der ADC 192 das Hüllkurvensignal bei ungefähr 2,5 MHz abtasten.

Wenn der ADC 192 das durch den Hüllkurvendetektor 178 erzeugte Basisbandsignal direkt abtastet, kann die Leistungs verstärkungsschaltung einen optionalen digitalen Basisband- Spitzenwertdetektor 175 enthalten, um die Notwendigkeit der höheren Abtastraten zu eliminieren. Der Sender 16 (Fig. 1) enthält eine digitale Basisband-Schaltungseinrichtung zum Empfangen eines Informationssignals und zum Erzeugen eines digitalen I-Q-Stroms (z. B. über einen Codierer (der nicht gezeigt ist), wie in der Technik bekannt ist). Der Sender 16 (Fig. 1) enthält ferner eine konventionelle Senderschaltungs einrichtung (ebenfalls nicht gezeigt) zum Umwandeln des digitalen Stroms in ein Hochfrequenz-(RF)Eingangssignal, wie in der Technik bekannt ist. Die Senderschaltungseinrich tung enthält zum Beispiel Mischer zur Frequenzwandlung, Quadratur-Modulatoren und Filter.

Der digitale Spitzenwertdetektor 175 überwacht über den Anschluß 171 den durch die digitale Basisband-Schaltungsein richtung (nicht gezeigt) erzeugten digitalen Strom, um zu be stimmen, wann im RF-Eingangssignal ein Spitzenwert auftritt. Der digitale Spitzenwertdetektor 175 erzeugt ein Spitzen wertanzeigesignal, das an den Verzögerungsblock 181 angelegt wird. Der Verzögerungsblock ist eine digitale Verzögerungs schaltung, die die Verzögerung darstellt, die der digitale Signalstrom erfährt, wenn er sich durch den Sender 16 (Fig. 1) bewegt, und die am Ausgang 176 (Fig. 5) erzeugt wird. Das verzögerte Signal wird zum Triggern des ADC 192 an die Abtast- und Halteschaltungseinrichtung des ADC 192 angelegt, um den Spitzenwert zum geeigneten Zeitpunkt abzutasten. Der ADC 192 erzeugt anschließend den digitalen Spitzenwert.

Der digitale Spitzenwertdetektor 175 umfaßt die digitale Logik, die in einem anwendungsspezifischen integrierten Schaltkreis (ASIC) realisiert sein kann. Der digitale Spitzenwertdetektor 175 überwacht den IQ-Bitstrom nach einem im voraus bekannten Bitmuster, um in der durch den Hüllkur vendetektor 178 erzeugten Hüllkurve eine Spitzenamplitude hervorzurufen. Die digitale Spitzenwertdetektorfunktion kann außerdem über die Software realisiert sein oder kann über die Steuereinheit 184 (Fig. 5) ausgeführt werden. Ein Beispiel für die Überwachung des digitalen Basisbandsignals nach Spitzenwerten ist in einer anhängigen US-Patentanmeldung mit dem Titel "DIGITAL MODULATOR WITH COMPENSATION", Serien-Nr. 08/694/004 beschrieben, die am 8. August 1996 eingereicht wurde und auf den Anmelder der vorliegenden Erfindung lautet, wobei deren Offenbarung hier durch Bezugnahme eingeschlossen ist.

Fig. 7 zeigt ein Ablaufdiagramm, das ein Verfahren zum Verstärken eines RF-Signals erläutert. Das Verfahren beginnt im Block 350 und im Block 352 wird das tragbare Funktelefon 12 (Fig. 1) eingeschaltet. Das Netzwerk 174 mit veränderli cher Impedanz (Fig. 5) wird im Block 354 auf eine Anfangs impedanz eingestellt. Dies kann beispielsweise durch das Senden des digitalen Worts 0000 an das Netzwerk 402 mit veränderlicher Impedanz erfolgen. Diese Anfangsimpedanz ist eine Ausgangsimpedanz, von der bekannt ist, daß sie das tragbare Funktelefon veranlaßt, die Spezifikationen der Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals zu erfüllen.

Im Block 356 wird die gewünschte mittlere Leistung gewählt und die Verstärkung des VGA 206 (Fig. 5) wird so eingestellt, daß die gewünschte mittlere Leistung erreicht wird. Die Ausgangsleistungsschleife wird verriegelt gehalten, indem ständig die mittlere Ausgangsleistung überwacht und die Verstärkung des VGA 206 (Fig. 5) so eingestellt wird, daß eine gewünschte mittlere Ausgangsleistung aufrechterhalten wird.

Im Block 358 wird das Spitzen-Mittelwert-Verhältnis des verstärkten Signals erfaßt und im Block 360 wird bestimmt, ob das erfaßte Spitzen-Mittelwert-Verhältnis innerhalb eines vorgegebenen Pegels oder innerhalb einer vorgegebenen Begrenzung liegt. Wenn das erfaßte Spitzen-Mittelwert- Verhältnis innerhalb eines vorgegebenen Pegels liegt, wird im Entscheidungsblock 372 bestimmt, ob das Verfahren zu beenden ist (z. B. die Signalübertragung ist beendet). Wenn das Verfahren zu beenden ist, endet das Verfahren im Block 374; andernfalls wird es im Block 356 fortgesetzt.

Der vorgegebene Pegel ist ein vorgegebenes Spitzen-Mittel wert-Verhältnis, von dem bekannt ist, daß er jeder in einem bestimmten übernächsten Kanal abgestahlten Leistung und jeder in einem bestimmten benachbarten Kanal abgestahlten Leistung entspricht. In einem IS-95 tragbaren CDMA-Funktelefon kann das vorgegebene Spitzen-Mittelwert-Verhältnis beispielsweise ungefähr 3 dB betragen.

Wenn im Entscheidungsblock 360 bestimmt wird, daß das Spitzen-Mittelwert-Verhältnis nicht nahe genug am vorgegebe nen Pegel liegt (z. B. innerhalb von plus/minus einem vorgegebenen Betrag des vorgegebenen Pegels, wie etwa +/- 0,5 dB), wird im Entscheidungsblock 362 bestimmt, ob das erfaßte Spitzen-Mittelwert-Verhältnis größer als der vorgege bene Pegel ist. Wenn das erfaßte Spitzen-Mittelwert-Verhält nis größer als der vorgegebene Pegel ist, wird im Entschei dungsblock 364 bestimmt, ob das Netzwerk 174 mit veränder licher Impedanz (Fig. 5) einen weiteren Einstellbereich der Impedanz aufweist, um am Leistungsverstärkerausgang 173 (Fig. 5) eine andere Impedanz bereitzustellen.

Wenn kein weiterer dynamischer Bereich vom Netzwerk 174 mit veränderlicher Impedanz (Fig. 5) zur Verfügung steht, wird die vorhandene Einstellung des Netzwerks 174 mit veränderli cher Impedanz beibehalten, und der Vorgang setzt sich im Block 356 fort. Wenn beispielsweise das momentan am Netzwerk 402 mit veränderlicher Impedanz (Fig. 9) angelegte digitale Wort 1111 ist, stehen keine weiteren Zustände zur Verfügung, um das Netzwerk 174 mit veränderlicher Impedanz (Fig. 5) zu vergrößern.

Wenn ein zusätzlicher dynamischer Bereich zur Verfügung steht (z. B. das momentane digitale Wort ist < 1111), wird im Block 366 das Laststeuersignal verändert, um das Netzwerk 174 mit veränderlicher Impedanz (Fig. 5) einzustellen. Was beispiels weise das Netzwerk 402 mit veränderlicher Impedanz (Fig. 9) betrifft, so umfaßt das Einstellen des Netzwerks 402 mit veränderlicher Impedanz das Erhöhen des digitalen Steuerworts (z. B. das Laststeuersignal) in einen höheren Zustand, wie etwa von 1110 auf 1111. Das Verfahren setzt sich anschließend im Block 356 fort.

Wenn im Entscheidungsblock 362 bestimmt wird, daß das erfaßte Spitzen-Mittelwert-Verhältnis kleiner als der vorgegebene Pegel ist, wird im Block 368 bestimmt, ob es im Netzwerk 174 mit veränderlicher Impedanz (Fig. 5) einen weiteren dynamischen Bereich gibt. Wenn beispielsweise in Fig. 9 das Laststeuersignal zum Netzwerks 402 mit veränderlicher Impedanz momentan 0000 ist, kann das Laststeuersignal nicht weiter verringert werden. Wenn kein weiterer dynamischer Bereich verblieben ist, wird die vorhandene Einstellung des Netzwerks 174 mit veränderlicher Impedanz (Fig. 5) beibehal ten und der Vorgang setzt sich im Block 356 fort.

Wenn im Netzwerk 174 mit veränderlicher Impedanz (Fig. 5) ein weiterer dynamischer Bereich zur Verfügung steht, wird das Laststeuersignal im Block 370 verändert, um das Netzwerk 174 mit veränderlicher Impedanz einzustellen. Was beispielsweise das Netzwerk 402 mit veränderlicher Impedanz (Fig. 9) betrifft, so umfaßt das Einstellen des Netzwerks 402 mit veränderlicher Impedanz das Vermindern des digitalen Steuerworts (z. B. das Laststeuersignal) in einen niederen Zustand, wie etwa von 0001 auf 0000. Das Verfahren setzt sich anschließend im Block 356 fort.

Fig. 8 zeigt eine erste Ausführung des Netzwerks 400 mit veränderlicher Impedanz, das verwendet werden kann, um am Leistungsverstärker 172 (Fig. 5) verschiedene Impedanzen bereitzustellen. Das Netzwerk 400 mit veränderlicher Impedanz enthält eine erste Übertragungsleitung 408, den Festwert- Nebenschlußkondensator 412, der mit dem Massenpotential 416 verbunden ist, eine zweite Übertragungsleitung 410 und zumindest ein veränderliches Bauelement 418, das mit dem Massepotential 416 verbunden ist. Das veränderliche Bauele ment 418 kann aus der Gruppe gewählt werden, die aus einer Varacterdiode und einem spannungsveränderlichen Kondensator besteht. Das Laststeuersignal wird an den Eingang 403 als eine Spannung angelegt, die die Kapazität des veränderlichen Bauelements 418 verändern soll. Der Pfeil 404 zeigt, daß die am Eingang 406 bereitgestellte Impedanz so aufrechterhalten wird, daß sie im wesentlichen die optimale Impedanz für den Leistungsverstärker 172 (Fig. 5) für die verschiedenen Ausgangsleistungspegel darstellt. Die Steuereinheit 184 (Fig. 5) erzeugt eine analoge Spannung als Laststeuersignal. Somit kann die Steuereinheit einen Digital/Analog-Wandler (DAC) enthalten, um das analoge Signal zu erzeugen.

Weitere Konfigurationen des Netzwerks 400 mit veränderlicher Impedanz können vorausgesehen werden. Es können beispiels weise zusätzliche Bauelemente enthalten sein, wie etwa integrierte oder diskrete Spulen, zusätzliche Übertragungs leitungen und Kondensatoren sowie zusätzliche veränderliche Bauelemente.

Fig. 9 zeigt eine zweite Ausführung des Netzwerks 402 mit veränderlicher Impedanz. Das Netzwerk 402 mit veränderlicher Impedanz enthält eine erste Übertragungsleitung 442, einen Festwert-Nebenschlußkondensator 446, der mit dem Massenpoten tial 448 verbunden ist, eine zweite Übertragungsleitung 444 und zumindest ein veränderliches Bauelement 452, das mit dem Massepotential 448 verbunden ist. Das zumindest eine verän derliche Bauelement 452 umfaßt eine Vielzahl von Kondensa toren 454, die unter Verwendung von PIN-Dioden oder mechani scher Mikroschalter mit dem Leistungsverstärkerausgang 173 (Fig. 5) abwechselnd verbunden und von diesem getrennt sind. Das Laststeuersignal wird an den Eingang 450 angelegt, um eine Vielzahl von Schaltern 456 zu öffnen und zu schließen, die die Vielzahl von Kondensatoren 454 mit dem Leistungsver stärkerausgang 173 (Fig. 5) verbinden. Der Pfeil 458 zeigt, daß die am Eingang 440 bereitgestellte Impedanz aufrechter halten wird.

In der erläuterten Ausführung erzeugt die Steuereinheit 184 (Fig. 5) zur Steuerung der Vielzahl von Schaltern 456 ein digitales 4 Bit-Steuersignal. Die Steuereinheit kann ein Schieberegister (nicht gezeigt) enthalten, um das digitale Steuerwort in ein paralleles 4 Bit-Wort als Laststeuersignal umzuwandeln. In einer weiteren Ausführung kann sich das Schieberegister gemeinsam mit dem Leistungsverstärker 173 (Fig. 5) auf einem Mehrchip-Modul befinden. Deswegen sind für das Netzwerk 402 mit veränderlicher Impedanz sechzehn verschiedene Impedanzen möglich.

Somit besitzt das Netzwerk mit veränderlicher Impedanz zumindest ein veränderliches Bauelement. Das veränderliche Bauelement kann aus einer Gruppe gewählt werden, die aus einer Varacterdiode, einem spannungsvariablen Kondensator und einer Vielzahl von Kondensatoren bestehen, die unter Verwendung von elektromechanischen Mikroschaltern oder PIN- Dioden mit dem Ausgang des Signalverstärkers abwechselnd verbunden und von diesem getrennt werden.

Weitere Konfigurationen des Netzwerks 402 mit veränderlicher Impedanz können ohne Verwendung einer erfinderischen Gabe vorausgesehen werden. Es können beispielsweise zusätzliche Bauelemente, wie etwa integrierte oder diskrete Spulen, zusätzliche Übertragungsleitungen und Kondensatoren sowie zusätzliche veränderliche Bauelemente eingeschlossen werden. Es könnte eine Kombination aus dem Netzwerk 400 mit veränderlicher Impedanz und dem Netzwerk 402 mit veränderli cher Impedanz verwendet werden, um den Bereich der erreichba ren Impedanzen zu vergrößern. Außerdem kann das Laststeuer signal mehrere Signale umfassen, um verschiedene Bauelemente mit veränderlicher Impedanz getrennt zu steuern.

Fig. 10 ist ein Smith-Diagramm 470, das den Bereich der Impedanzzustände zeigt, die beispielsweise dem Netzwerk 402 mit veränderlicher Impedanz (Fig. 9) entsprechen. Der erste Impedanzzustand 472, der auch als Anfangsimpedanzzustand bezeichnet wird, entspricht einem Laststeuersignal von 0000. Der letzte Impedanzzustand 474 entspricht einem Laststeuer signal von 1111.

Die voranstehende Beschreibung der bevorzugten Ausführungen wurde gegeben, um einen Fachmann zu befähigen, die Leistungs verstärkungsschaltung mit Lasteinstellung zu verwenden oder diese herzustellen. Fachmännern werden leicht zahlreiche Modifikationen dieser Ausführungen erscheinen und die hier definierten ungeschützten Prinzipien können ohne Verwendung einer erfinderischen Gabe auf andere Ausführungen angewendet werden. Die Leistungsverstärkungsschaltung kann beispiels weise mit einem Transistor verwendet werden, der in mehr als einem Frequenzband arbeitet. Die Last wird auf Grundlage des Spitzen-Mittelwert-Verhältnisses in Verbindung mit dem Betriebsfrequenzband eingestellt (z. B. unterschiedliche gewünschte Spitzen-Mittelwert-Verhältnisse).

Die Leistungsverstärkungsschaltung dient einer sehr effek tiven Art der Verbesserung des Wirkungsgrads eines Leistungs verstärkers, während die notwendige Effizienz der Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals beibe halten wird. Die Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals kann im wesentlichen von einem Leistungs verstärker verursacht werden. Alternativ kann die Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals aus einer Senderschaltungseinrichtung resultieren, die den Leistungs verstärker in den Sendeweg schaltet. Die Leistungsverstär kungsschaltung gestattet außerdem eine Steuerung der Leistung des benachbarten Kanals und des übernächsten Kanals aufgrund von Bauelementabweichungen, die in tragbaren Funktelefonen vorhanden sind.

Claims

1. Leistungsverstärkungsschaltung (300), gekennzeichnet durch:

- einen Leistungsverstärker (172) zum Verstärken eines Eingangssignals, um ein verstärktes Signal zu erzeugen;
- ein Netzwerk (174) mit veränderlicher Impedanz, das mit einem Ausgang des Leistungsverstärkers (172) verbunden ist, wobei das Netzwerk (174) mit veränderlicher Impe danz dazu dient, in Reaktion auf ein Laststeuersignal unterschiedliche Impedanzen am Ausgang des Leistungsver stärkers (172) bereitzustellen;
- einen Spitzen-Mittelwert-Differenzdetektor (180), der mit einem Ausgang des Leistungsverstärkers (172) verbun den ist, wobei der Spitzen-Mittelwert-Differenzdetektor (180) einen Spitzenpegel des verstärkten Signals und eine mittlere Leistung des verstärkten Signals erfaßt und eine Anzeige einer Differenz zischen dem Spitzenpe gel und der mittleren Leistung schafft; und
- eine Steuereinheit (184), die mit dem Spitzen-Mittel wert-Differenzdetektor (180) und dem Netzwerk (174) mit veränderlicher Impedanz verbunden ist, wobei die Steuer einheit (184) zum Erzeugen des Laststeuersignals in Reaktion auf die Anzeige der Differenz zwischen dem Spitzenpegel und der mittleren Leistung des verstärkten Signals dient.

2. Leistungsverstärkungsschaltung (300) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinheit (184) das Netzwerk (174) mit veränderlicher Impedanz veranlaßt, unterschiedliche Impedanzen am Ausgang des Leistungsver stärkers (172) bereitzustellen, um die Differenz zwischen dem Spitzenpegel und der mittleren Leistung im wesentli chen auf einem vorgegebenen Pegel zu halten.

3. Leistungsverstärkungsschaltung (300) nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinheit (184) ein Spitzen-Mittelwert-Verhältnis des verstärkten Signals auf der Grundlage der Anzeige der Differenz zwischen dem Spitzenpegel und der mittleren Leistung bestimmt, wobei die Steuereinheit (184) das Laststeuersignal in Reaktion auf das Spitzen-Mittelwert-Verhältnis erzeugt.

4. Leistungsverstärkungsschaltung (300) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die mittlere Ausgangsleistung gemäß einer veränderbaren gewünschten mittleren Ausgangs leistung variiert, wobei die Steuereinheit (184) das Netzwerk (174) mit veränderlicher Impedanz veranlaßt, die unterschiedlichen Impedanzen am Ausgang des Leistungsver stärkers (172) lediglich über einem Abschnitt des gesam ten dynamischen Bereichs der mittleren Ausgangsleistung bereitzustellen.

5. Leistungsverstärkungsschaltung (300) nach Anspruch 1, ,weiter gekennzeichnet durch eine Schaltung (206) mit veränderlicher Verstärkung, die mit einem Eingang des Leistungsverstärkers (172) verbunden ist, wobei die Steuereinheit (184) eine Verstärkung der Schaltung (206) mit veränderlicher Verstärkung in Reaktion auf die An zeige der mittleren Leistung einstellt, um zu veranlas sen, daß die mittlere Leistung im wesentlichen gleich einer gewünschten mittleren Ausgangsleistung ist.

6. Leistungsverstärkungsschaltung (300) nach Anspruch 1, weiter dadurch gekennzeichnet, daß der Spitzen-Mittel wert-Differenzdetektor (180) den Spitzenpegel und die mittlere Leistung des verstärkten Signals während einer vorgegebenen Zeitperiode erfaßt.

7. Leistungsverstärkungsschaltung (300), gekennzeichnet durch:

- einen Leistungsverstärker (172) zum Verstärken eines Eingangssignals, um ein verstärktes Signal zu erzeugen;
- ein Netzwerk (174) mit veränderlicher Impedanz, das mit einem Ausgang des Leistungsverstärkers (172) verbunden ist, wobei das Netzwerk (174) mit veränderlicher Impe danz dazu dient, in Reaktion auf ein Laststeuersignal unterschiedliche Impedanzen am Ausgang des Leistungsver stärkers (172) bereitzustellen;
- ein Spitzen-Mittelwert-Detektor (180), der mit einem Ausgang des Leistungsverstärkers (172) verbunden ist, wobei der Spitzen-Mittelwert-Detektor (180) eine Anzeige eines Spitzen-Mittelwert-Verhältnisses des verstärkten Signals schafft; und
- eine Steuereinheit (184), die mit dem Spitzen-Mittel wert-Detektor (180) und dem Netzwerk (174) mit veränder licher Impedanz verbunden ist, wobei die Steuereinheit (184) zum Erzeugen des Laststeuersignals in Reaktion auf die Anzeige des Spitzen-Mittelwert-Verhältnisses des verstärkten Signals dient.

8. Leistungsverstärkungsschaltung (300) nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinheit (184) das Netzwerk (174) mit veränderlicher Impedanz veranlaßt, unterschiedliche Impedanzen am Ausgang des Leistungsver stärkers (172) bereitzustellen, um zu veranlassen, daß das Spitzen-Mittelwert-Verhältnis des verstärkten Signals im wesentlichen gleich einem vorgegebenen Pegel ist.

9. Leistungsverstärkungsschaltung (300) nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die mittlere Ausgangsleistung gemäß einer veränderbaren gewünschten mittleren Ausgangs leistung variiert, wobei die Steuereinheit (184) das Netzwerk (174) mit veränderlicher Impedanz veranlaßt, die unterschiedlichen Impedanzen am Ausgang des Leistungsver stärkers (172) lediglich über einem Abschnitt des gesam ten dynamischen Bereichs der mittleren Ausgangsleistung bereitzustellen.

10. Leistungsverstärkungsschaltung (300) nach Anspruch 7, weiter gekennzeichnet durch eine Schaltung (206) mit veränderlicher Verstärkung, die mit einem Eingang des Leistungsverstärkers (172) verbunden ist, wobei der Spitzen-Mittelwert-Detektor (180) eine Anzeige einer mittleren Ausgangsleistung schafft und die Steuereinheit (184) eine Verstärkung der Schaltung (206) mit veränder licher Verstärkung in Reaktion auf die Anzeige der mitt leren Leistung einstellt, um zu veranlassen, daß die mittlere Leistung im wesentlichen gleich einer gewünsch ten mittleren Ausgangsleistung ist.

11. Leistungsverstärkungsschaltung (300) nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Spitzen-Mittelwert-Detek tor (180) das Spitzen-Mittelwert-Verhältnis des verstärk ten Signals während einer vorgegebenen Zeitperiode erfaßt.

12. Verfahren zum Verstärken eines Hochfrequenz- (RF) Signals, gekennzeichnet durch:

- Verstärken des RF-Signals mit einem Leistungsverstärker (172), um ein verstärktes Signal zu erzeugen;
- Erfassen (358) eines Spitzen-Mittelwert-Verhältnisses des verstärkten Signals;
- Erzeugen einer Anzeige des Spitzen-Mittelwert-Verhält nisses; und
- Verändern (366, 370) von Impedanzen, die an einem Ausgang des Leistungsverstärkers in Reaktion auf die Anzeige des Spitzen-Mittelwert-Verhältnisses bereitge stellt werden.

13. Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die am Ausgang des Leistungsverstärkers bereitgestellten Impedanzen veranlassen, daß das Spitzen-Mittelwert-Ver hältnis des verstärkten Signals im wesentlichen gleich einem gewünschten Spitzen-Mittelwert-Verhältnis ist.

14. Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß eine mittlere Ausgangsleistung des verstärkten Signals gemäß einer veränderbaren gewünschten mittleren Ausgangs leistung variiert, wobei sich die am Ausgang des Leistungsverstärkers bereitgestellten Impedanzen ledig lich über einem Abschnitt eines gesamten dynamischen Bereichs der mittleren Ausgangsleistung verändern.