CN1663112A - 变压器耦合正交调谐振荡器 - Google Patents
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- H03B27/00—Generation of oscillations providing a plurality of outputs of the same frequency but differing in phase, other than merely two anti-phase outputs
Abstract
第一及第二振荡器单元包括储能电路，其可以使用变容二极管作为相移网络中可变电抗器件被调节到期望谐振频率。第一及第二变压器被连接到振荡器单元来控制变容二极管。
Description
射频(RF)收发机一般使用某种形式的正交调制来实现更高的频谱效率。两种最常见的收发机体系结构是直接转换接收机和外差转换接收机。直接转换接收机要求射频本振(RFLO)生成称作同相载波和正交载波的两路输出信号，它们的相对相位相差九十度。在使用外差接收机的应用中，中频本振(LFLO)生成两路相对相位相差九十度的信号。然而，外差接收机体系结构的一种局限是：需要在前端滤波器和低噪声放大器(LNA)中的“镜像频率”处有显著数量的衰减。“镜像频率”的衰减数量被称作滤波器的镜频抑制比。
一种被称作Weaver结构的外差结构的变体通常被用在集成接收机中来实现额外的镜频抑制。这种结构要求在射频处的本地振荡器和在中频处的本地振荡器每一个都生成相对相位相差九十度的两路信号。
如果有一种电路，该电路生成可以被用在调制及解调处理中的两路高频谱纯度的、有九十度相对相移的本地振荡器载波，则是有利的。如果该电路有高面积效率及性价比，则就更加有利了。
附图说明
在说明书的结论部分具体地指出并且清楚地要求了本发明的主题。然而，结合附图参考下述详细说明可以最好地理解本发明的组织和工作方法，以及它的目的、特性和优点，其中：
图1是图解用于具有本发明的变压器耦合正交振荡器的电子组件的收发机方框图；以及
图2是在图1中图解的变压器耦合正交振荡器的示意图。
应当意识到，为了说明的简单和清楚，没有必要按照比例画出图1中所示的元件。例如，为了清楚起见，某些元件的尺寸相对于其它元件被放大了。此外，在合适的地方，多个图中重复使用多个标号来指示对应的或相似的元件。
具体实施方式
在下面的详细描述中阐述了很多具体细节，以便于充分理解本发明。然而，本领域的技术人员会理解，没有这些具体细节也可以实施本发明。在另外一些例子里，没有对公知的方法、过程、组件和电路进行详细的描述，以避免模糊了本发明。
可以在各种应用中使用本发明的实施方式。这里公开的电路可以有用于无线通信的应用并且可以在模拟及混合信号电路中被发现，该模拟及混合信号电路与通用核心处理器集成在一起，除了其他电子组件外还与微控制器、数字信号处理器(DSP)、精简指令集计算机(RISC)、复杂指令集计算机(CISC)一起使用。本发明可以被结合到下一代智能电话、通话装置及个人数字助理(PDA)、基带及应用处理器、基于平台OS的器件、数码相机、音频&视频解码、汽车信息娱乐系统、机顶盒以及其它产品中。
在下面的描述和权利要求中，术语“耦合”及“连接”可以与其派生词一起使用。应当理解，这些术语并不互指同义词。而是在具体的实施方式中，“连接”可以用来指出两个或多个元件相互之间直接物理接触或电接触。“耦合”可以表示两个或多个元件直接物理接触或电接触的意思。然而，“耦合”也可以表示两个或多个元件相互之间不直接接触，但仍相互协作或相互作用。
图1是图解用于具有本发明的变压器耦合正交振荡器10的电子组件的收发机方框图。收发机具有接收机部分和发射机部分，使用开关或天线收发转换开关隔离信号，允许一个或多个公用天线接收和输出调制射频(RF)信号。一般来说，接收机可以使用低噪声放大器(LNA)放大所接收到的调制RF信号，并且使用混频器将放大的信号与合成器所生成的非调制纯音调信号相乘。从而，接收到的调制RF信号的频谱可以被转变来提供调制中频(IF)信号，使用本发明的变压器耦合正交振荡器10，该中频信号可以被更进一步地转变到基带频率。
图2是图解图1所示的变压器耦合正交振荡器10的组件的示意图。正交振荡器10包括振荡器单元12和振荡器单元52。振荡器单元12生成差分信号VIN作为振荡器10的输出信号的一个同相分量，该差分信号经由变压器25作为反馈信号被耦合到振荡器单元52。振荡器单元52生成差分信号VQ作为振荡器10的输出信号之一，该差分信号经由变压器27作为反馈信号被耦合到振荡器单元12。
具体地说，振荡器单元12包括N-沟道交叉耦合晶体管18及20，以及P-沟道交叉耦合晶体管14及16。按照被交叉耦合的特性，晶体管18的漏极被连接到晶体管20的栅极，而晶体管20的漏极被连接到晶体管18的栅极，被公共连接在一起的这两个晶体管的源极通过电流源22耦合到可以接收地参考电平的电源线。晶体管14的漏极被连接到晶体管16的栅极，而晶体管16的漏极被连接到晶体管14的栅极，被公共连接在一起的这两个晶体管的源极被连接到可以接收正电势的电源线。同相输出信号VIN在晶体管14与晶体管18的公共连接的漏极处(节点6)以及晶体管16与晶体管20的公共连接的漏极处(节点8)被差分地生成。
振荡器单元12包括储能电路(tank circuit)，其可以使用变容二极管作为可变电抗器件被调节到期望谐振频率。变容二极管24和变容二极管26形成一组串联的电抗器件，并且变容二极管28、30、32和34形成另一组串联的电抗器件，这两组电抗器件都被连接在接头6和8之间。电抗器件，即感应器和变容二极管，形成相移网络，该相移网络在谐振频率处具有在节点6和8处生成的同相分量(VIN)以及在节点76和78处生成的正交分量(VQ)。
振荡器单元52也包括交叉耦合的N-沟道晶体管58和60以及P-沟道晶体管54和56。交叉耦合的晶体管58的漏极被连接到晶体管60的栅极，而晶体管60的漏极被连接到晶体管58的栅极，这两个晶体管的被公共连接在一起的源极通过电流源62被耦合到接收地参考电平的电源线。晶体管54的漏极被连接到晶体管56的栅极，而晶体管56的漏极被连接到晶体管54的栅极，这两个晶体管的被公共连接在一起的源极被连接到接收正电势的电源线。输出信号VQ在晶体管54与晶体管58的公共连接的漏极处(节点76)以及晶体管56与晶体管60的公共连接的漏极处(节点78)被差分地生成。
振荡器单元52也包括储能电路，其可以使用诸如变容二极管之类的可变电抗器件被调节到期望谐振频率。变容二极管64和变容二极管66形成一组串联的电抗器件，并且变容二极管68、70、72和74形成另一组串联的电抗器件，这两组电抗器件都被连接在接头76与78之间。电抗器件，即感应器和变容二极管，形成相移网络，该相移网络在谐振频率处具有在节点6和8处生成的同相分量(VIN)以及在节点76和78处生成的正交分量(VQ)。
在一种实施方式中，变压器25及27是用来在振荡器单元12与52之间提供耦合的片上变压器。变压器27具有连接到振荡器单元52的输出接头76及78以接收差分信号VQ的多个主绕组，以及一个连接到振荡器单元12的变容二极管28及30的副绕组和另一个连接到振荡器单元12的变容二极管32及34的副绕组。变压器25有跨越生成差分信号VIN的振荡器单元12的输出接头6和8连接的多个主绕组，以及一个连接到振荡器单元52的变容二极管68及70的副绕组和另一个连接到振荡器单元52的变容二极管72及74的副绕组。振荡器单元12和52分别生成具有相互正交振荡的信号VIN和VQ。
变压器25及27可以被称作在半导体芯片上制作的片上平面变压器。由于具有高Q因子的变压器带来信噪(S/N)比提高和螺旋形线圈中的低阻抗损失，所以最好用具有高Q因子的变压器。当在低电压电路中使用时，变压器中低阻抗损失是理想的，这是因为有最小的跨变压器电压下降，这使得信号通过变压器只有最小的能量损失和失真。理想情况下，变压器是在耦合的电路上不产生物理负载的电抗器件。
在工作中，图2所示的用于变压器耦合正交振荡器10的储能电路的结构允许来自这两个谐振回路的具有相同相位的适当的信号被组合。要注意的是，振荡器12中的振荡器储能电路在节点6和8处产生同相信号VIN，并且在变压器27的副端口上的信号相对于该同相信号VIN有九十度的相移。此外还要注意的是，振荡器52中的振荡器储能电路在节点76及78处产生正交信号VQ，该正交信号被从同相信号VIN相移了九十度。在变压器25的副端口上的信号相对于正交信号VQ有九十度相移，因此当其与同相信号VIN相比较时是反相或相移180度的。因此，变压器25的主端口和副端口被连接来将180度改变到0度，以便组合有相同相位的信号。
当变压器的主端口和副端口有相同的绕组感应，并且在这两个端口中的电流同相时，那么在到每一端口的输入处的等价感应系数被按照因子(1+M)增加，其中M是两个线圈之间的磁耦合。由于片上变压器25和27的主线圈及副线圈制造的相互很接近，结果是有高度磁耦合。被增加的磁耦合提高了在变压器25和27的主端口与副端口处的互感系数。考虑到同相耦合这种最优情况，由该变容二极管提供的相移网络与变压器25和27的主匝与副匝之间耦合的互感一起，导致谐振回路品质因子的改善。
使用变压器25和27来在这些变压器的端口处增加等价感应系数提供了设计方面的权衡，这允许使用较小几何尺寸的变压器，从而减少正交振荡器10需要的硅面积。应当注意到的是，通过设置多个堆积金属层及在金属层下的聚合物材料网格，可以集成高Q因子片上变压器。根据该电路的结构，作为相移网络中使用变容二极管的结果，变压器25及27的主端口和副端口中的同相电流在变压器绕组之间提供较低的寄生短路电容。较低的电容导致变压器25及27的较高的自谐频率，并且从而使得能够进行正交振荡器10的高频操作。作为示例，正交振荡器10产生可用于多个频带的精确的、低相位噪声的正交信号，具有在2.4GHz到5.2GHz范围内并且可以扩展到24GHz频带的应用，尽管这一频率范围并不是受限制的。换句话说，正交振荡器10可以被集成到具有这一范围外的工作频率的产品中。
该包括变容二极管的相移网络引入了相移，其可连续地调节以产生正交输出信号VQ。所期望的是该正交输出信号有相对于同相信号VIN的九十度的相移。如果正交信号VQ的相位偏离输入信号VIN的正交相位，则由变压器25及27提供的反馈信号调节这两个信号的相位，以恢复正交。应当注意的是，振荡器单元12和52以及变压器25和27具有能够在宽带应用中无线通信器件的工作频率范围上产生正交输出信号的频率响应，并且工作在宽的兆赫兹频率范围上。
虽然在这里已经图解并且描述了本发明的某些特性，但是对于本领域的技术人员，可以做出多种改变、替换、变化和等同物。因此，应当理解所附权利要求包括所有这些改变和变化，它们都落在本发明的真正精神之内。
Claims (20)
1.一种装置，包括：
第一及第二振荡器电路，所述第一振荡器电路具有被耦合以提供同相信号的输出接头，并且所述第二振荡器电路具有提供正交信号的输出接头；以及
第一及第二变压器，所述第一变压器具有将所述同相信号耦合到所述第二振荡器电路的主绕组，并且所述第二变压器具有将所述正交信号耦合到所述第一振荡器电路的主绕组。
2.如权利要求1所述的装置，还包括连接在所述第一振荡器电路的所述输出接头之间的可变电抗器件的第一相移网络。
3.如权利要求2所述的装置，其中，所述第一相移网络至少包括四个串联的变容二极管。
4.如权利要求3所述的装置，还包括连接在所述第二振荡器电路的所述输出接头之间的可变电抗器件的第二相移网络。
5.如权利要求4所述的装置，其中，所述第二相移网络至少包括四个串联的变容二极管。
6.如权利要求1所述的装置，其中，所述第一及第二振荡器电路和第一及第二变压器是可集成的。
7.一种收发机，包括：
用来接收信号的天线；以及
耦合到所述天线及振荡器电路以接收正交振荡器信号的混频器，其中所述振荡器电路包括，
第一及第二变压器，以及
第一及第二振荡器，所述第一振荡器用来接收通过所述第一变压器被进一步耦合到所述第二振荡器的信号，并且所述第二振荡器用来生成通过所述第二变压器被耦合到所述第一振荡器的正交振荡器信号。
8.如权利要求7所述的收发机，其中，所述第一振荡器还包括连接在输入接头之间的可变电抗器件的相移网络。
9.如权利要求8所述的收发机，其中，所述第一振荡器中的所述相移网络至少包括四个串联的变容二极管。
10.如权利要求7所述的收发机，其中，所述第二振荡器还包括连接在输出接头之间的可变电抗器件的相移网络。
11.如权利要求10所述的收发机，其中，所述第二振荡器中的所述相移网络至少包括四个串联的变容二极管。
12.一种电路，包括：
第一及第二变压器；以及
第一及第二振荡器，所述第一振荡器用来在第一输出接头处提供同相信号，所述同相信号通过所述第一变压器被耦合到所述第二振荡器，并且所述第二振荡器用来在第二输出接头处提供正交信号，所述正交信号通过所述第二变压器被耦合到所述第一振荡器。
13.如权利要求12所述的电路，其中，所述第一变压器包括耦合到所述第一输出接头用来接收所述同相信号的主端口，以及耦合到所述第二振荡器的副端口。
14.如权利要求12所述的电路，其中，所述第二变压器包括耦合到所述第二输出接头用来接收所述正交信号的主端口，以及耦合到所述第一振荡器的副端口。
15.如权利要求12所述的电路，还包括串联在所述第一振荡器电路的所述第一输出接头之间的电抗器件。
16.如权利要求15所述的电路，其中，所述串联电抗器件包括第一、第二、第三和第四变容二极管，其中所述第二变压器的副端口被耦合到所述第一及第二变容二极管的公共连接处和所述第三及第四变容二极管的公共连接处。
17.如权利要求12所述的电路，还包括串联在所述第二振荡器的所述第二输出接头之间的电抗器件。
18.如权利要求17所述的电路，其中，所述串联电抗器件包括第一、第二、第三和第四变容二极管，其中所述第一变压器的副端口被耦合到所述第一及第二变容二极管的公共连接处和所述第三及第四变容二极管的公共连接处。
19.一种方法，包括：
使用第一变压器来将由第一振荡器提供的同相信号耦合到第二振荡器中的可变电抗器件的步骤；
使用第二变压器来将由第二振荡器提供的正交信号耦合到第一振荡器中的可变电抗器件的步骤；以及
将所述同相信号与被所述第二振荡器中的所述可变电抗器件从所述正交信号移相的信号相组合的步骤。
20.如权利要求19所述的方法，还包括：
将所述正交信号与被所述第一振荡器中的所述可变电抗器件从所述同相信号移相的信号相组合的步骤。
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