CN1656359A - 电力系统中严重饱和电流的瞬时过电流元件 - Google Patents

Abstract

用于电力系统的基于微处理器的保护继电器中的瞬时过流元件，包括了一个有限脉冲响应滤波器，其通常为一个余弦滤波器，并响应用于故障测定的电流变压器上的电流波形，除非电流的失真达到了预选的阈值，此时使用峰值检测器电路提供用于故障测定的电流幅值。电路(88)上的RMS数值与比较器(90)中的阈值比较。

Description

电力系统中严重饱和电流的瞬时过电流元件

技术领域

本发明通常涉及用在电力系统中基于微处理器的保护继电器中的瞬时过电流元件，更具体来说涉及在正常运行的情况下和当电流变压器中的电流波形严重饱合时提供精确电流幅值信息的过流元件。

背景技术

瞬时过电流元件通常用在电力系统的保护继电器中。该瞬时电流幅值与阈值相比较来确定预选线路上的故障。在基于微处理器的保护继电器中以数字形式执行的过电流元件典型地使用一对正交的有限脉冲滤波器来恰当地计算代表线路电流基波分量的相量的幅值的复数。一般用傅立叶滤波器和余弦滤波器作为此种滤波器的例子。使用这样的滤波器来获得幅值时，随着周期T的时变电流波形i(t)的基波相量I按照以下公式以每周期N个样本的速率采样：

$I=\frac{2}{N}\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}i\left(n\right)e^{j(2\mathrm{\πn}/N)}$

电流波形的幅值随后通过对基波相量取绝对值得到。N的最典型的数值为每周期8、12、16、或24个样本。

然而，全周期傅立叶滤波器受到存在于电流波形中的指数衰减直流偏差(offset)影响的支配。全周期傅立叶的此缺点通过使用上述等式中所示的指数值的余弦部分所构成的全周期傅立叶滤波器的变化并随后通过1/2周期延迟滤波器处理波形来克服。已知该滤波器典型地为余弦滤波器。

然而，这些用来确定电流幅值的传统数字滤波器的一个明显缺点是，当从电力线上获得的电流充分大到遭受电流变压器中的饱和时它们将不能精确测量电流波形的幅值。由于电流变压器的饱和，来自线路的电流采样将具有比没有饱和时更小的幅值。其后果就是使用数字滤波器的过电流继电器将有失灵(underreach)的可能，即，由于CT(电流变压器)的饱和而确定一个比真实数值小的电流值。这将导致跳闸动作的明显延迟。在极度饱和的情况下，该元件在出现故障时可能完全失效，当然这是非常不理想的。

本发明被设计来弥补现有过电流元件的这个缺点，因此即使线路电流严重地将变压器饱和，他们也会正确运行。

发明内容

因此，本发明包括：电力系统中基于微处理器的保护继电器中使用的瞬时过电流元件，包括：一个数字滤波器电路，响应电流变压器的一个副边电流波形，用于确定电流波形的幅值，该电流变压器响应来自电力线的电流波形；响应来自电流变压器的副边电流波形的一个峰值检测器电路，来确定电流波形的峰值幅值；确定来自电流变压器的副边波形失真的电路；将失真与一个预定的标准进行比较的一比较元件；和在失真小于预定标准时将滤波器电路的输出端连接到故障测定电路且在失真高于预定标准时将峰值检测器的输出端连接到故障测定电路的开关。

附图说明

图1为产生严重电流失真的故障电流的前几周期的示图，表示了峰值检测器和余弦滤波器与故障相关的操作。

图2为在数字逻辑中实施本发明的瞬时过电流元件的方框图。

图3为图1中可选择实施方式的方框图。

具体实施方式

如前所述，基于微处理器的保护继电器中的的当前数字瞬时过电流元件使用数字滤波器实现。该数字滤波器典型地包括一对正交有限脉冲响应滤波器或其他的滤波器配置。此滤波器实的实例包括傅立叶滤波器、余弦滤波器，和最小二乘拟合滤波器。应该理解的是本发明不需要一种特殊类型的数字滤波器而是能与各种数字滤波器一起使用的滤波器。

然而，当电力线的电流大到足以使电流变压器饱和时，数字滤波器具有操作不精确的缺点，这将导致变压器输出信号的失真。在某些情况下，饱和充分大以延迟对故障的识别并由此延迟了电流断路器的跳闸。这被称为失灵。然而，此外当饱和非常足够时，该失灵足以使过流元件在故障情况下实际上无法运行。

在本发明中，传统的数字滤波器像在典型的数字过电流元件中一样使用。然而，电流波形的失真被连续监测来确定饱和条件是否存在。建立一个失真的阈值，而且当失真上升到该阈值之上时，一个峰值检测器电路就被用来确定与数字滤波器电路相对的电流幅值。当存在饱和条件时，此后将会更详细讨论的峰值检测器电路提供将对电流幅值的更可靠的测定。只要电流波形的失真被测定低于阈值，一个传统数字滤波器电路，例如，最普通的余弦滤波器，被用来获得所需的电流幅值信息；其后以传统方式完成故障测定。

幅值测定能力由此在传统的数字滤波器电路和峰值检测器电路之间转变，这取决于电流波形中所出现的失真量值。该双重配置克服了单独使用一个数字滤波器电路的缺点。如上所述，单独使用一个数字滤波器将会在电流严重饱条件下错误运行。图1表示了具有不对称故障所产生的严重失真的电流波形，其具有由大约100安培的瞬时电流始动值(pick-up value)。这表明一个双极性峰值检测器将会相当快地通过始动值线路运行，即在半周期之内，而余弦滤波器中滤出的基波将用2-1/2个周期来生成元件的始动值，这通常被认为太长。因此，峰值检测器能对严重电流失真的条件下的过流元件提供正确的操作，在此，余弦滤波器需要长时间来运行或完全不能运行。

图2是本发明数字瞬时时过流元件的逻辑图，大体上用10表示。用于电流一个相位的系统电流变压器CT的电流值被应用到产生初级线路电流的一个低压镜像的传统调节电路12中，然后被施加到将高于采样频率的一半的频率成分从信号中移除的抗混淆滤波器14中。然后抗混淆滤波器14的输出以一个所选采样频率被采样且其结果被应用到模数(A/D)转换器16中。该A/D转换器的输出为一系列数字信号，其在18中被提供到最后在先电源信号周期的采样列表中。

该样本应用在三个分开的电路中。首先，电路20总体上表示一对正交有限脉冲响应滤波器并用于测定电流幅值，22总体上表示峰值检测器电路，和24表示失真识别电路。与峰值检测器的操作相关的两个限定电流总体上在26中表示。该数字滤波器电路20被大体地表示。如前面指出，该数字滤波器可以用各种数字滤波器的实施方式实现。实施方式中显示的数字滤波器电路20是一个余弦滤波器。该余弦滤波器将会测定电流波形的幅值。该值被应用到开关29中的输入28中。

图2的实施方式中包括一个双极峰值检测器。采用一个双极实施方式，N个样本覆盖一个电源信号全周期。最大的样本值在方块30确定且最小样本值在方块32中确定。这些最大/最小值的绝对数值分别在34和36获得，并且由加法电路38将两个绝对值相加，然后用除法器40除以2。除法器40的输出是电流的峰值，其被施加到开关29的输入端42。

在图2中26所表示的失真电路使用了电流波形(来自滤波器电路20)的基波分量的幅值，在方块52的电流波形的二次谐波的幅值和方块54中的三次谐波的幅值。一个失真指数值在方块56中使用展示在其中的公式进行计算。这是确定失真的通常形式，即，所选数目的谐波的量值总和在基波量值上的比例。在图2中，使用了基波、第一和第二次谐波。

公式为： $\mathrm{DI}=100(1+\frac{\left|A2\right|+\left|A3\right|}{\left|A1\right|})$

其中A₁是基波幅值，A₂和A₃为第二和第三次谐波幅值。对于没有失真或没有谐波的波形，失真指数等于100。对于高度饱和的波形，失真指数将会超过200。

在本发明中，当失真指数比一个固定的阈值高的时候，用于故障测定的输入电流幅值的测量将会从数字滤波器电路20切换到峰值检测器电路22中。在所示实施方式中，阈值被设定为175(方块58)。然而，该数值在某种程度上是不确定的，且可被改变。

一个比较器60将计算块56的输出与方块58中的阈值相比较并在62中产生一个输出，该输出被应用在计时器64中。该计时器64提供一个不考虑瞬变造成的失真指数的任何暂时较高值的安全因数。所示实施方式中计时器64的始动时间为1/2到1个周期，而释放时间典型地为两个采样周期。因此，计时器64的输出将会从失真超过所选阈值时随着始动时间而变高并在失真降到阈值之下时维持两个采样周期的高值。

计时器64的输出被应用到“与”门66的一个输入中。控制线路70上的“与”门66的输出控制开关29的操作位置。在一个位置中，即为所示实施方式中的默认位置，开关29将会如所示连接到数字滤波器20上，而在另外一个位时，开关将会被连接到峰值检测器电路22上。

另一个输入到“与”门66的为“与”门74的取“非”的输入。26中所示限定电路基本上否定导致开关29返回到数字滤波器位置的“与”门66(当失真已经被确认在阈值之上时)的高输出。限定电路(qualifyingcircuit)实现下列的二个条件。对于一个条件，电流元件的预选始动值(PU)乘以一个1.13的因数且其结果用比较器78与电流峰值相比较。当被乘的值大于Ipeak时，比较器78的输出为高。对于另一条件，电流的基波的量值由比较器80与乘以0.75后的电流峰值相比较。如果基波(A₁)比0.75×Ipeak大时，比较器80的输出将变为高电平。

比较器78确定的第一条件表明了一个过冲条件，而比较器80中确定的第二条件表明在电流波形中没有或只有很少的饱和。当这两个条件式都成立时，“与”门74的输出为导致“与”门66的低电平输入的高电平，因此造成了“与”门66低电平输出。当“与”门66的输出为低电平时，开关29被连接到数字滤波器幅值电路20中。

开关29(依赖于失真的来自滤波器电路或峰值检测器的电流幅值)的输出被施加到一个将电流幅值与一个预定始动值(PU)比较的输出比较器82中，预定始动值(PU)的范围从5到100安培并以80安培为真实值。如果线路中的电流超过了该数值，则表明一个故障条件，然后作为瞬时过流元件输出的比较器82的输出将为高电平，依次将作为一个跳闸信号输入到电路断路器中。

图3实质上和图2相同，除了阈值确定电路86使用线电流的RMS(均方根)值作为它的失真指数确定，这与图2中使用基波和二次及三次谐波量值相对。如图3所示，均方根(RMS)的确定在方块88中完成。在该方块中，波形的RMS值通过首先平方并且随后将N个样本中的数据窗中的样本相加确定：

${I^2}_{\mathrm{RMS}}=\frac{1}{N}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{i}_n^2$

失真指数可以被定义为在波形RMS值的平方与基波值(A₁)平方的比率，如下所示：

$D{I}_{\mathrm{RMS}}=100(1+\sqrt{\frac{2I_{\mathrm{RMS}}^2-A_1^2}{A_1^2}})$

如果失真指数被设定为175，开关对于峰值检测器的条件变为：

$100(1+\sqrt{\frac{2I_{\mathrm{RMS}}^2-A_1^2}{A_1^2}})>175$

就相当于：

               I² _RMS＞0.78125A² ₁

参考图3，电路88的RMS值在比较器90中与阈值进行比较。比较器90的输出被应用到计时器92中，其与图2中的实施方式的计时器64相似地运行。图3中的电路剩余部分按照与图2相同的方式运行来在输出线路92上产生一个过流元件输出信号。

因此，电力系统中保护继电器中使用的瞬时过流元件在此公开，其通常使用一个余弦滤波器配置来获得故障测定中所需的电流量值，除非电流变压器的饱和导致的波形失真到达预定的阈值，在该阈值上量值由峰值检测器电路确定。在传统模式中，该量值与阈值相比较来为过流元件提供输出信号，该过流元件在故障测定时直接与电路断路器相连。

虽然发明的一个优选实施方式在这里为了说明而公开，应该清楚的是，各种不同的变化、修改和替换在不偏离以下权利要求书中所定义的本发明精神的情况下可以被结合。

Claims (7)

1.一种用于电力系统的基于微处理器的保护继电器的瞬时过电流元件，包括：

数字滤波器电路，其响应电流变压器的副边电流波形，该电流变压器响应电力线上的电流波形，用于确定电流波形的幅值；

响应副边电流波形用来确定电流波形的峰值幅值的峰值检测器电路；

用于测定电流变压器的输出失真的电路；

用于将失真与预定标准进行比较的比较元件；

在失真小于预定标准时将所述滤波器电路的输出连接到故障测定电路而在失真大于预定标准时将所述峰值检测器的输出连接到故障测定电路的开关。

2.如权利要求1中所述的过流元件，其中，所述失真电路使用基波与二次和三次谐波的数值来确定失真。

3.如权利要求1中所述的过流元件，其中，所述失真电路计算副边电流波形的RMS值，并且用所述RMS值来确定失真。

4.如权利要求1中所述的过流元件，其中，所述数字滤波器电路包括一对正交的全周期傅立叶数字滤波器。

5.如权利要求1中所述的过流元件，其中，所述数字滤波器电路包括一个余弦滤波器。

6.如权利要求1中所述的过流元件，包括为防止所述峰值检测器在失真超过预定标准后的一段所选时间被用于故障测定的一个计时器，来适应瞬时电流增加。

7.如权利要求1中所述的过流元件，其中，当所述峰值电流小于乘以1.13的一个过电流的所选始动电流值且基波谐波值大于峰值电流值的3/4时，不连接所述峰值检测器电路。

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