CN1647396B

CN1647396B - 发射机和使用发射机的无线通信装置

Info

Publication number: CN1647396B
Application number: CN038075547A
Authority: CN
Inventors: 山脇大造; 梶原久芳; 高野亮一; 帕特里克·武尔姆
Original assignee: TTPCom Ltd; Renesas Technology Corp
Current assignee: TTPCom Ltd; Renesas Electronics Corp
Priority date: 2002-05-31
Filing date: 2003-02-18
Publication date: 2010-05-05
Anticipated expiration: 2023-02-18
Also published as: TWI300656B; WO2003103162A1; AU2003207338A8; US20050176388A1; JP2005528842A; AU2003207338A1; US7424276B2; TW200307400A; GB0212740D0; JP4118275B2; CN1647396A

Abstract

在具有相位控制环路和振幅控制环路的极性环体系结构的发射机中，作为用于控制振幅控制环路的环路频带的环路滤波器，采用具有滞后-超前特性的第一滤波器(包括电容器和电阻器的二次或更高次滤波器)和全积分器型的第二滤波器(仅包括电容器的滤波器)，以及使电流输出型电路连接到第一和第二滤波器的相应的前级。

Description

发射机和使用发射机的无线通信装置

技术领域

本发明涉及用于便于相对于具有高频功率放大器并通过反馈控制来控制输出功率的发射机、降低噪声的技术和环路滤波器的设计，以及特别地涉及有效地应用于具有相位控制环路的发射机的技术以及有效地应用于用于执行调相以及调幅的振幅控制环路的技术以及使用该发射机的无线通信装置，诸如移动电话。

背景技术

在移动电话中，近年来，除语音通信外，高速数据通信的需要已经增加。在为一种欧洲移动通信标准的GSM(全球移动通信系统)中，在使用GMSK(高斯最小移频键控)调制体系结构的传统系统中，通过在具有复用TDMA(时分多路存取)体系结构的GSM中，允许多个时隙传输用于一个时隙传输，已经确定了用于加速数据传输的GPRS(通用分组无线服务)。另外，为实现超过GPRS的数据速度，已经实现了使用8PSK作为调制体系结构的EDGE(用于GSM发展的增强数据)的标准。

由于GMSK调制信号的振幅是恒定的，作为用于GSM的移动电话的传输体系结构，通常使用用于输出具有恒定振幅的偏移PLL体系结构。另外，在偏移PLL体系结构中，由于输入振幅是恒定的，作为用于通过预定增益放大信号的功率放大器，广泛使用高效非线性功率放大器。在例如1997年12月12日、“A 2.7-V GSM RF transceiverIC”，pp2089-2096，固态电路的IEEE期刊中描述了偏移PLL体系结构的发射机的操作原理。

另一方面，由于EDGE系统的8-PSK调制中，调制信号的振幅是不恒定的，对传输体系结构来说，要求能不失真地传输输入信号相位和振幅的线性传输。作为实现线性传输的方法，已知两种体系结构。第一种体系结构是用于通过混频器执行频率传输的混频体系结构，其中采用线性功率放大器。在例如由Behard Razavi，Prentice Hall PTR出版社的“RF MICROELECTRONICS”、在pp 149-155中描述了混频器体系结构的详细情况。第二体系结构是采用非线性功率放大器和应用失真补偿的体系结构，因此，能使用高效非线性功率放大器。作为上述体系结构的例子，有极性环路体系结构、笛卡尔环路体系结构、预失真体系结构等等。

然而在EDGE系统中，根据传输数据量，预定九种模式MSC1至MSC9，以及每种模式具有不同的错误校正码体系结构，以及必须构造用于EDGE的移动电话以便能在所有模式中操作。在九种模式MSC1至MSC9中的MSC1至MSC4涉及GMSK调制而模式MSC5至MSC9涉及8-PSK调制。换句话说，用于EDGE的移动电话必须是能执行GMSK调制和8-PSK调制的两种调制的用于双模式的移动电话。

为实现双模式传输，当将使用上述混频器的第一体系结构应用于GSMK调制和8-PSK调制时，具有通过共享电话，减少面积的优点，同时还具有由于使用线性功率放大器，减少功率效率的缺点。另一方面，当将上述偏移PLL体系结构用于GMSK调制以及第一体系结构用于8-PSK调制时，具有功率高功率效率的情形的优点同时具有因为不能与其共用诸如功率放大器等等的电路，面积增加的情形的缺点。

因此，能使用非线性功率放大器的第二种体系结构是最佳的，因为提高了功率效率同时第二体系结构中的极性环体系结构特别有利，因为许多电路能够与偏移PLL体系结构共用。

图7是表示用于极性环体系结构的发射机的传统例子的图。上述发射机具有相位环路和振幅环路。

振幅环路由具有I/O端和振幅控制端的非线性功率放大器200、用于将非线性功率放大器200的输出信号分成第一和第二输出的信号分支装置201、用于衰减由信号分支装置201所分的信号的衰减器102、向其提供在衰减器102中衰减的信号的混频器103、生成用于使混频器103执行频率转换操作的本机信号的压控振荡器(VCO)104、用于抑制包括在混频器103的输出中的不期望的谐波的滤波器105、用于检测反馈信号FB和参考调制信号(MOD)间的振幅差的振幅检测器130以及低通滤波器111组成。

经信号分支装置201，将从上述发射机的非线性功率放大器200输出的信号(OUT)输出到天线(未示出)。将低通滤波器111的输出信号提供到非线性功率放大器200的振幅控制端作为输出控制信号V_APC，以及控制非线性功率放大器200的输出振幅以便反馈信号FB和参考调制信号(MOD)的振幅变为相等。另外，将发射振荡器(VCO)114的输出信号(载波)φTX输入到非线性功率放大器200的输入端。提供到非线性功率放大器200的输入端的信号(载波)φTX的振幅是恒定的。

图8表示到在图7的极性环体系结构中所示的非线性功率放大器200的输出控制信号V_APC的输出振幅的特性。图8所示的线性区用作非线性功率放大器200的操作区。由于滤波器105用于抑制包含在混频器103的输出中的不期望的谐波并设计成其频带通常宽于上述振幅环路的环路频带，根据低通滤波器111的特性，确定振幅的频带和相位裕度。

另一方面，由非线性功率放大器200、信号分支装置201、衰减器102、混频器103、本机VCO104、滤波器105、用于检测反馈信号FB和参考调制信号(MOD)间的相位差的相位检测器140、低通滤波器113和发射振荡器(VCO)114构造图7所示的极性环体系结构中的相位环路，其中，控制发射振荡器(VCO)114的振荡操作以便使反馈信号FB和参考调制信号(MOD)的相位彼此重合。

如上所述，为参考调制信号(MOD)的振幅分量和相位分量提供单独的控制环路以便当参考调制信号MOD的调制频谱存储在输出OUT中时，将其中心频率转换成所需频率。通过设置本机VCO104的频率，执行上述所需频率的控制。注意，在例如由PETER B.KENINGTON，Artech机构出版社，“HIGH-LINEARITY RFAMPLIFIER DESIGN”，pp.161-164中描述了极性环体系结构的操作原理的详细情况。

在用于极性环体系结构的发射机的振幅环路中，为补偿在非线性功率放大器200中生成的失真分量，然而，上述振幅环路的开环传递函数Ho在低频区具有足够大的增益是必要的。因此，通常设计成低通滤波器111的传递函数F在0Hz时具有极点(pole)(DC极点)。分别在公式1和公式2中表示了在一个极点(类型I)的情况下，传递函数F以及在二个极点(类型II)的情况下，传递函数F的通用设计公式。在这些公式中，A和B的每一个是恒定的。

F = \frac{A}{S}

(公式1)

F = \frac{B \cdot (s + w_{z})}{s^{2} \cdot (s + w_{ρ})}

(公式2)

公式1是具有一个全积分器的传递函数，其中具有该传递函数的振幅环路是稳定的，因为其相位未移动90度或更大。另一方面，用公式2表示的滤波器由一个全积分器和具有滞后-超前(lag lead)特征的二次无源滤波器组成，其中使低频中的增益增加以及使相位裕度增加。在图9中示出了在1.8MHz的环路频带处，类型I和类型II的每个开环传递函数Ho的频率特性。类型II中的零点和极点相对于各个环路频带对称地排列，以及将相位裕度设计成68度。通常，将相位裕度设计成45度或更高。

从图9可以看出，由于在类型II中，低频区中的增益大于类型I，类型II比类型I更有利，因为降低了失真同时提高了调制精确度。另外，类型II中具有比低频带(1.8MHz或更高)更高频带的频率中的增益低于类型I，这意味着上述振幅环路中产生的噪声的抑制度大，因此类型II对要求低噪声特性的移动电话更有利。因此，在用于极性环体系结构的发射机中，由于失真补偿和噪声抑制，用类型II设计振幅环路上的低通滤波器111更有利。

发明内容

然而，当设计具有如公式2的传递函数的滤波器时，在许多情况下，通常采用使用运算放大器的有源滤波器。然而，如果包括运算放大器的有源滤波器用于极性环体系结构的发射机的振幅环路上的低通滤波器111，运算放大器本身具有零点和极点，所以在设计低通滤波器111中，有必要考虑零点和极点。因此，出现使得设计变得复杂的问题。

最好，本发明提供能够简化用于极性体系结构的发射机中的振幅环路上的低通滤波器的设计的技术。

最好，本发明优化在用于极性环体系结构的发射机中的振幅环路上的低通滤波器的结构，以便能降低传输输出噪声。

从其说明书及附图，本发明的上述和其他目的和新颖特性将是显而易见的。

为实现第一目的，所述的本发明提供具有相位控制环路和振幅控制环路的极性环体系结构的发射机，其中，作为用于限制振幅控制环路的环路频带的环路滤波器，采用具有滞后-超前特征的第一滤波器(包括电容器和电阻器的二次或更高次滤波器)以及全积分器类型的第二滤波器(仅包括电容器的滤波器)，以及其中，将电流输出型电路连接到第一滤波器和第二滤波器的各个前级。通过这样做，能由包括无源元件的无源滤波器构造第一滤波器和第二滤波器，以便不需要包括运算放大器的无源滤波器，这使得可以简化其设计。

为实现第二目的，上述本发明提供具有相位控制环路和振幅控制环路的极性环路体系结构的发射机，其中，作为用于限制振幅控制环路的环路频带的环路滤波器，采用具有滞后-超前特性的第一滤波器和全积分器的第二滤波器，以及其中，在第二滤波器前，在其前级提供第一滤波器。通过这样做，能提高关于振幅环路的噪声的抑制度，因此能实现具有低噪声的发射机。

附图说明

图1是表示根据本发明的发射机的实施例的框图。

图2是表示根据本发明的发射机的噪声分析模型的框图。

图3是以比较的形式表示第一滤波器和第二滤波器的特性的频率特性图。

图4是表示根据本发明的发射机的另一实施例的框图。

图5是表示根据本发明的发射机的又一实施例的框图。

图6是表示使用根据本发明的发射机的无线通信装置的例子的框图。

图7是表示用于极性环体系结构的发射机的基本结构的框图。

图8是表示输入到非线性功率放大器的振幅控制端的输出控制电压V_APC和输出信号电平间的关系的控制电压输出特性图。

图9是以比较形式表示类型I滤波器和类型II滤波器的特性的频率特性图。

图10是表示用在根据本发明的实施例中的振幅检测器的具体例子的电路图。

图11是表示用在根据本发明的实施例中的自动增益控制放大器和电流输出型缓冲器的具体例子的电路图。

优选实施例的详细说明

在下文中，将参考图来描述根据本发明的实施例。

图1是表示根据本发明的发射机的第一实施例的结构图。

根据本发明的发射机采用在“背景技术”中描述的极性环体系结构，并具有相位环路和振幅环路并构造成用于EDGE的发射机。

在图1中，数字100表示用于执行调相和调幅的高频IC；PA-MDL表示包括用于放大和输出发射信号的非线性功率放大器200(在下文中，称为功率放大器)或包括用于检测传输输出的输出检测装置201，诸如耦合器或信号分支设备等等的功率模块；数字300表示用于在传输数据的基础上，用于产生I/O信号(基带信号)，或在功率模块PA-MDL中，产生高频IC100的控制信号或用于功率放大器200的偏压V_BIAS的基带电路；数字200表示用于产生调相发射信号(载波)的发射振荡器；以及数字219表示用于限制相位控制环路的频带以及用于提供发射振荡器220的控制电压的滤波器。

尽管没有特别限定，高频IC100和基带电路300分别被构造为单个半导体芯片上的半导体集成电路。根据本发明的发射机包括两个控制环路，用于振幅控制的反馈环路(振幅环路)以及用于相位控制的反馈环路(相位环路)。另外，在本实施例中，还能将振幅环路的反馈通路用作相位环路的反馈通路。

功率模块PA-MDL包括功率放大器200、用于生成上述功率放大器200的驱动电压(V_dd)的电压控制电路、输出检测装置等等。功率放大器配置有FET或类似器件构成。通过在功率模块PA-MDL中提供的电压控制电路，生成对应于从上述高频IC100的振幅环路提供的控制电压V_APC的驱动电压(V_ad)并施加到这一FET的漏极端或源极端。另外，将在偏压电路(未示出)中产生的增值偏压V_BIAS施加到功率FET(200)的栅极端。通过包括在模块衬底(module substrate)上形成的耦合器的信号分支装置，或用于仅分支和传播输出的交流分量的电容器等等，构造输出检测装置201。

高频IC 100由以下部件构成：用于由在振荡器IF-VCO中生成的中频的振荡信号φIF产生使其相位彼此相对移动90度的信号的相位分频器110；用于将由基带LSI300提供的I和Q信号以及在相位分频器110中分频的信号混合以便执行正交调制的正交调制器120；用于检测来自上述反馈通路的反馈信号和正交调制器120的输出信号(调制信号)间的相位差的相位检测器240；用于衰减用于检测功率放大器200的输出电平的输出检测装置201的检测信号的衰减器202；用于混合和变频(下变频)衰减信号和来自高频振荡器204的振荡信号φRF的混频器203；用于抑制上述混频器203的输出中的不期望的谐波的滤波器205；用于放大通过滤波器205传递的信号的自动增益控制放大器(AGC)206；用于抑制在自动增益控制放大器206的输出中的不期望的谐波的滤波器207；用于检测滤波器207的输出信号和来自正交调制器120的参考信号间的振幅差的振幅检测器230；用于将振幅检测器230的输出电流转换成电压的第一低通滤波器213；用于放大低通滤波器213的输出电压的自动增益控制放大器214；连接到自动增益控制放大器214的电流输出型缓冲器215；用于将电流输出型缓冲器215的输出电流转换成电压的第二低通滤波器216；以及用于根据第二低通滤波器216的输出，生成和提供相对于功率放大器200的输出电压V_APC的缓冲器217。

另外，根据这一实施例的高频IC 100配置有用于在该芯片内设置由基带电路300提供的控制信息或操作模式等等的寄存器170；用于在寄存器170的设定值的基础上，输出用于芯片内的每个电路的定时信号，以便根据操作模式按预定顺序操作的序列发生器180等。

在这一实施例中，由输出检测装置201、衰减器202、混频器203、滤波器205、自动增益控制放大器206、滤波器207、振幅检测器230、滤波器213、自动增益控制放大器214、缓冲器215、滤波器216、缓冲器217和功率放大器215构成振幅环路。振幅环路上的滤波器205和207用于抑制在混频器203和自动增益控制放大器206的各个输出中的不期望的谐波，以及将其频带设计成宽于上述振幅环路的频带，以便由低通滤波器213和216确定上述振幅环路的频带和相位裕度。另外，由输出检测装置201、衰减器202、混频器203、滤波器205、自动增益控制放大器206、滤波器207、相位检测器240、滤波器219、发射振荡器220和功率放大器200构成相位环路。

在相位环路中，如果在正交调制器120的调制信号MOD和来自滤波器207的反馈信号间产生相位差，那么将用于降低这一差值的电压提供到发射振荡器220的频率控制端以及控制来自滤波器207的反馈信号的相位，以便与正交调制器120的输出信号的相位重合。这一相位环路控制发射振荡器220以便相对于电源电压变动或温度变化，不移动其输出的相位。注意，发射振荡器220的输出振幅保持不变。

在本实施例中，由图1所示的两个低通滤波器213和216构成在图7中所示的极性环体系结构中的低通滤波器111。同时，为实现公式2，由具有由两个电容器C2和C3以及串联连接到电容器C3的电阻器R3组成的滞后-超前特性的二次无源滤波器构成滤波器213，以及由仅包括电容器C1的全积分器型无源滤波器构成滤波器216。另外，为仅由无源元件(电阻器和电容器)构成各个低通滤波器213和216以及不需要运算放大器，各个滤波器的前级电路是电流输出型电路，即，电流输出型振幅检测器230和电流输出型缓冲器215。

另外，由于有必要因为实现公式2而构造一个理想的积分器，使缓冲放大器(电流输出型缓冲器215和缓冲器217)连接到滤波器216的前级以及后级.如图1所示，代替将滤波器216连接到电流输出型缓冲器215的输出以及将滤波器213连接到振幅检测器230的输出，即使当反转各个滤波器时，即，即使当将具有滞后-超前特性的滤波器213连接到电流输出型缓冲器215的输出以及将滤波器216连接到振幅检测器230的输出，也能实现公式2.然而，相对于振幅环路的噪声特性的优化，图1所示的滤波器排列是最佳的，下面将描述其详细情形.

在极性环体系结构中，由于在使相位环路的频带等于振幅环路的频带时获得最佳匹配，在根据本发明的发射机中，由与振幅环路上的滤波器213类似，具有滞后-超前特性，包括两个电容器和一个电阻器的二次无源滤波器构成相位环路上的环路滤波器219，其中，设置一个恒定值，以便使相位环路的频带限定到等于振幅环路的频带的频带，例如与1.8Mhz一样大。然而，由于相位环路上的每个电路的增益不同于振幅环路上的每个电路的增益，滤波器219的电容器和电阻器的值不同于滤波器213。另外，在相位环路中，由于振荡器220本身具有充当全积分器的功能，不需要相应于振幅环路中的第二滤波器216的滤波器，因此，不提供这种滤波器。

例如，如图2所示，由第一振幅检测器和第二振幅检测器，以及用于输出第一振幅检测器和第二振幅检测器的输出信号间的差动电流的减法装置212构成振幅检测器230。第一振幅检测器包括用于将输入信号的正弦波形转换成方波以及输出该输入信号的限幅器208，以及于处理限幅器208的输入和输出，即用于输入转换前的正弦波形信号和转换后的方波的电流输出型混频器209，并检测通过滤波器207的反馈信号的振幅。第二振幅检测器包括用于将调制信号MOD输入为正从调制器120输出的参考信号的限幅器210和电流输出型混频器211，并检测参考调制信号MOD的振幅。

图10表示振幅检测器230的更具体的电路例子。分别由一种乘法器构成电流输出型混频器209和211。在每个乘法器的后级，提供电流镜电路和减法装置212，用于通过减去电流镜电路的电流镜的电流，将与参考调制信号MOD和反馈信号FB间的振幅差成比例的电流I_OUT1输出到电流输出端OUT。由用于接收分别在其基极处的差动参考调制信号MOD的差动对晶体管Q1和Q2、连接到Q1和Q2的发射极的电阻器R4、R5和R6、将其共用发射极连接到差动对晶体管Q1的集电极以及接收其基极处的限幅器210的差动输出的差动对晶体管Q3和Q4、将其共同发射极连接到差动对晶体管Q2的集电极以及接收其基极处的限幅器210的差动输出的差动对晶体管Q5和Q6、连接在差动对晶体管Q3的集电极和电源电压V_cc间的晶体管Q7，以及连接在差动对晶体管Q6的集电极和电源电压V_cc间的晶体管Q8构成混频器211。混频器209具有与混频器211相同的电路结构，其中将来自振幅环路的反馈信号FB输入为输入信号。

由以电流镜的形式连接到混频器211的晶体管Q7和Q8的晶体管Q11和Q12、串联连接到晶体管Q11和Q12并以电流镜方式相互连接的晶体管Q13和Q14以及以电流镜方式连接到混频器209的晶体管Q7′和Q8′的晶体管Q15和Q16构成减法装置212，其中，晶体管Q15串联连接到电流镜晶体管Q14以及晶体管Q16串联连接到电流镜晶体管Q13。

利用这种结构，以电流镜方式，将混频器211端中的晶体管Q7的电流复制到晶体管Q11，以及以电流镜方式，将混频器209端中的晶体管Q8′的电流复制到晶体管Q16，以及使复制后增加的电流流过晶体管Q13，以及以电流镜方式，将流过的增加电流复制到晶体管Q14.另外，以电流镜方式，将晶体管Q8的电流复制到晶体管Q12，以及以电流镜方式，将晶体管Q7′的电流复制到晶体管Q15，以及使复制到晶体管Q15中的电流增加到复制到晶体管Q12的电流上，以及从这一增加电流差动上述电流镜晶体管Q14的电流以便将与参考调制信号MOD和反馈信号FB间的振幅差成比例的电流I_OUT1输出到电流输出端OUT。

图11表示自动增益控制放大器214和电流输出型缓冲器215的具体电路例子。由输入差动晶体管Q21和Q22、连接到晶体管Q21和Q22的共同发射极的可变电流源VC、和连接到晶体管Q21和Q22的集电极的负载晶体管Q23和Q24构成自动增益控制放大器214。由以电流镜方式，连接到晶体管Q23和Q24的晶体管Q31和Q32、串联连接到晶体管Q31的晶体管Q33以及串联连接到晶体管Q32和以电流镜方式，连接到晶体管Q33的晶体管Q34构成电流输出型缓冲器215，其中输出通过将晶体管Q32的电流减去晶体管Q34的电流获得的电流I_OUT2。由此，从电流输出型缓冲器215输出对应于自动增益控制放大器214的差动输入间的电势差的电流，将滤波器213的输出电压输入到自动增益控制放大器214的差动输入的一个中，以及用作参考电压，诸如0.1V的电压V_ref1施加到差动输入的另一个上。

注意，图11中所示的整个电路能被看作电流输出型自动增益控制放大器，在那种情形下，不需要电流输出型缓冲器215。另外，在根据该实施例的极性环体系结构中，在反馈通路上的自动增益控制放大器206可以是用电阻器代替图11所示的自动增益控制放大器214的负载电阻器的电路。当由图11所示的电路构成自动增益控制放大器214(206)时，按指数改变其偏流IEE以便能相对于控制电压V_RAMP，控制用dB表示的自动增益控制放大器214(206)的增益而线性改变。

接着，作为根据本实施例的发射机的应用系统的例子，将描述在GSM900频带中EDGE模式的操作。在下述描述中，表示增益的单位将不采用dB，而是采用真值。

用于GSM900的传输频带在从800MHz至915MHz的范围内，以及功率放大器200的输出OUT是通过8-PSK调制具有在传输频带内的频率的载波的信号。在根据本发明的发射机中，从正交调制器120输出的调制信号MOD是8-PSK调制信号，以及可以任意选出其中频，在这种情况下，将中频设置成80MHz。当上述发射机的振幅环路和相位环路汇合并达到稳态时，滤波器207的输出信号变为与调制信号MOD相同的复制信号。换句话说，它是通过8-PSK调制80MHz的载波频率获得的信号。

另一方面，由于滤波器207的输出信号是在混频器203中变频功率放大器200的输出OUT的信号，本机VCO204的输出频率是通过将80MHz增加到功率放大器200的输出频率上获得的频率，即960MHz至995MHz的频率。作为本机VCO204的振荡频率，然而，可以采用通过从功率放大器200的输出频率减去80MHz获得的频率，即800MHz至835MHz的频率。另外，能将分频器或乘法器插入本机VCO204和混频器203之间以便用更高频率或更低频率操作本机VCO204。通过集中功率放大器200的输出频率以及根据调制信号MOD的相位信号，使发射VCO220工作，以及将其输出信号输入到非线性功率放大器200中。

在用于GSM或EDGE的系统中，要求将发射中的天线输出功率控制在预定范围内。例如，在用于功率等级E2的终端中，输出功率必须控制在每2dB一级的+5dBm至+27dBm的范围内。因此，同样在发射机中，符合如上所述的输出功率控制是必要的。为实现此，将自动增益控制放大器206插入振幅环路中。此后，将描述为什么通过自动增益控制放大器206，就能控制功率放大器200的输出功率的原因。

当将调制信号MOD的信号振幅表示为V_MOD[V]以及振幅环路的稳态衰减太小而被忽略时，滤波器207的输出信号振幅也变为V_MOD。因此，当自动增益控制放大器206的增益、混频器203的增益以及衰减器202的增益分别表示为A_AGC1、A_MIX和A_ATT时，如果假定不通过滤波器205和207以及信号分支装置201衰减信号，那么功率放大器200的输出OUT的信号振幅V_OUT[V]表示为公式3。

V_OUT＝V_MOD/(A_ATT·A_MIX·A_AGC1) (公式3)

从公式3可以发现，通过控制自动增益控制放大器206的增益A_AGC1，能将功率放大器200的输出振幅V_OUT控制到期望值。

接着，如上所述，描述在通过控制自动增益控制放大器206的增益A_AGC1，改变功率放大器200的输出振幅V_OUT的情形中出现的问题，以及描述用于改正这些问题的解决方案。振幅检测器209和210具有相同的特性，以及其增益表示为A_DET。另外，减法装置212的增益表示为“1”以及滤波器213的传递函数表示为F1以及自动增益控制放大器214和电流输出型缓冲器215的增益分别表示为A_AGC2和A_BUF1，以及滤波器216的传递函数表示为F2以及缓冲器217的增益以及从功率放大器200的振幅控制端到其输出端的增益分别表示为A_BUF2和A_PA，那么上述振幅环路的开环传递函数Ho表示为公式4。

H_O＝A_ATT·A_MIX·A_AGC1·A_DET·F₁·A_AGC2·A_BUF1·F₂·A_BUF2·A_PA (公式4)

通过开环传递函数Ho，能确定振幅环路的特性，诸如环路频带、相位裕度等等。因此，最好不管功率放大器200的输出OUT的信号振幅如何，传递函数Ho保持不变，但从公式4发现如果改变增益A_AGC1以便控制功率放大器200的输出OUT的信号振幅，那么，传递函数Ho也会改变。这是由A_AGC1控制所产生的问题。为解决这一问题，在根据本实施例的发射机中，在振幅环路的正向通路上插入自动增益控制放大器214以便将自动增益控制放大器206和自动增益控制放大器214的各个增益的乘积，即A_AGC1×A_AGC2控制成为总是恒定。如果A_AGC1×A_AGC2保持不变，从公式4可以看出，那么即使改变A_AGC1，传递函数Ho的特性也能保持不变。为使振幅环路带宽总是保持恒定，这是必要的。

接着，将描述根据该实施例的发射机中，振幅环路的滤波器213和216的排列以及噪声特性。作为振幅环路的噪声计算模型，采用图2所示的线性模型。为简化该计算，将忽略由于滤波器205和207以及信号分支装置201的影响。

噪声N1[V]表示衰减器202的输出转换噪声和混频器203的与输入有关的噪声的总和，噪声N2[V]表示自动增益控制放大器206的与输出有关的噪声以及第一振幅检测器(208，209)的与输入有关的噪声的总和；噪声N3[V]表示第二振幅检测器(210，211)的与输入有关的噪声以及来自第二振幅检测的前级电路的噪声的总和；噪声N4[V]表示自动增益控制放大器214的与输入有关的噪声和电流输出型缓冲器215的与输入有关的噪声的总和，以及N5[V]表示缓冲器217的与输出有关的噪声和功率放大器200的与振幅控制端有关的噪声的总和。通过将噪声N1至N5乘以振幅环路输出的各个闭环传递函数，获得振幅环路的总的输出噪声。现在，假定将相对于噪声N1至N5的各个闭环传递函数表示为H_N1至H_N5，那么这些能表示为公式5至公式9。

H_{N 1} = \frac{A_{MIX} \cdot A_{AGC 1} \cdot A_{DET} \cdot F_{1} \cdot A_{AGC 2} \cdot A_{BUF 1} \cdot F_{2} \cdot A_{BUF 2} \cdot A_{PA}}{1 + H_{O}}

(公式5)

H_{N 2} = \frac{A_{DET} \cdot F_{1} \cdot A_{AGC 2} \cdot A_{BUF 1} \cdot F_{2} \cdot A_{BUF 2} \cdot A_{PA}}{1 + H_{O}}

(公式6)

H_{N 3} = \frac{A_{DET} \cdot F_{1} \cdot A_{AGC 2} \cdot A_{BUF 1} \cdot F_{2} \cdot A_{BUF 2} \cdot A_{PA}}{1 + H_{O}}

(公式7)

H_{N 4} = \frac{A_{BUF 1} \cdot F_{2} \cdot A_{BUF 2} \cdot A_{PA}}{1 + H_{O}}

(公式8)

H_{N 5} = \frac{A_{PA}}{1 + H_{O}}

(公式9)

通过使用公式5至公式9，将考虑滤波器213和216的排列的两种可能性，即滤波器213和滤波器216排列成如图1所示的情形以及滤波器213和216彼此位置的情形，即，滤波器216排列在图1中滤波器213的位置处以及滤波器213排列在滤波器216的位置处的情形(排列2)。

公式5至公式9符合在排列1的情形中的闭环传递函数。在排列2的情形中，相对于公式5至公式9，F1和F2彼此替换，即用F1代替F2以及用F2代替F1，如从公式4可以看出，由于F1和F2的每一个均包含在传递函数Ho中，即使交换F1和F2，也不会发生特性方面的变化。由于类似的原因，相对于传递函数H_N1、H_N2、H_N3和H_N5，即使交换F1和F2，也不会发生特性变化。然而，关于传递函数H_N4，由于仅一个F2包含在分子中以及F1不包含在其中，如果交换F1和F2，会发生特性变化。为抑制噪声，闭环传递函数的增益更小是有利的。因此，发现当将具有F1和F2的更小增益输出的一个包含在传递函数H_N4的分子中时，可以使发射机的输出噪声变得更小。

在这里，将考虑F1和F2的哪个增益更小。在将振幅环路从非稳态收敛成稳态的初始阶段中，电流输出型缓冲器215和减法装置212将最大输出电流提供到各个滤波器216和213，以及当缓冲器217的输入电势和自动增益控制放大器214的输入电势接近约收敛电势时，停止提供最大输出电流，以及移动到在线性模式中所述的收敛过程。在相同IC芯片上实现电流输出型缓冲器215和减法装置212的情况下，由于当最大输出电流越大时，有利地降低收敛时间，将IC芯片设计成缓冲器215和装置212具有在能在IC芯片上实现的实际范围内的相同值。另外，此时，在包括滤波器213和减法装置212的电路的转换速率和包括滤波器216和电流输出型缓冲器215的电路的转换速率相同的情况下，有利地减少收敛时间。因此，对电容器C1和C3，采用几乎相等的值。在这里，在具有滞后-超前特征，包括电容器C2和C3以及电阻器R3的二次滤波器213的情况下，如图2所示，由于电容器C3的值通常变为大于电容器C2的值约1位数，用电容器C3表示滤波器213的电容值。

图3表示当C1和C3每个具有相同值以及将环路频带设置成1.8MHz时，滤波器213和滤波器216的传递函数F1和F2的特性。从图3，可以发现在高频区，F2具有较小增益。因此，当在公式8的传递函数H_N4的分子中包括F2而不是F1时，使噪声抑制度增加。换句话说，关于F1和F2的排列，在其噪声抑制特性方面，根据这一实施例的排列1比如上所述的排列2更适合。

另外，根据本实施例的发射机即使在执行GMSK调制的操作模式中，也能有效地起作用。换句话说，由于在GSM模式中，从正交调制器120提供具有恒定振幅的调制信号MOD，还能通过使振幅环路保持在操作状态中以及通过获得根据输出请求电平改变的自动增益控制放大器206的增益，控制功率放大器200的输出电压。例如，在期望增加功率放大器200的输出电压的情况下，通过使自动增益控制放大器206的增益变小，振幅检测器230确定输出振幅小，由此，将用于增加输出电压的控制电压V_APC经振幅环路施加到功率放大器200的输出控制端上，以便使输出电压变大.相反，如果使自动增益控制放大器206的增益变大，那么，振幅检测器230确定输出振幅大，由此将用于降低输出电压的控制电压V_APC施加到功率放大器200的输出控制端上，以便使输出电压变得更小。

接着，将描述根据本发明的发射机的第二实施例。

图4是表示根据本发明的发射机的第二实施例的结构图。根据本发明的发射机采用在第一实施例中，共同用在振幅环路和相位环路中的限幅器208和210用于振幅环路以及增加限幅器300和301用于相位环路的结构，以便每个环路具有限幅器。根据本实施例，优点在于能优化用于每个环路的限幅器的各自的特征。

接着，将描述根据本发明的发射机的第三实施例。

图5是表示根据本发明的发射机的第三实施例的结构图。在第二实施例中，根据本实施例的发射机具有将第二信号分支装置403插入功率放大器200的前级，即插入在发射VCO220和功率放大器200间的结构，并提供用于衰减信号分支装置403的第二衰减器402、第二混频器400和滤波器401，以及经限幅器300，将这一滤波器401的输出反馈到相位检测器218，以便与振幅环路分别构成相位环路。提供到第二混频器400的本机信号共同用作混频器203的本机信号，以及从本机VCO204提供。将在滤波器401中抑制其不期望的谐波的混频器400的输出信号提供到限幅器300。

另外，在根据本实施例的发射机中，使振幅环路，即混频器203、自动增益控制放大器206和214、电流输出型混频器209和211、减法装置212、电流输出型缓冲器215和缓冲器217保持在非操作状态中，仅使相位环路操作，以及将相应于输出请求电平的预定固定电压施加到功率放大器200的输出控制端，由此，将发射机操作为与上述偏移PLL体系结构类似的系统以及能使GSMK调制传输执行。在这里，为将相应于输出请求电平的预定固定电压施加到功率放大器200的输出控制端上，可以采用例如在缓冲器217和功率放大器200的输出控制端间提供转换开关，以便例如将代替缓冲器217的输出的由基带电路300提供的控制电压V_APC直接施加到其上。

接着，将参考图6，描述将第二实施例应用于用于双频带的发射机以及通过使用该发射机构成的无线通信装置的例子。

在这里，例如，将描述用于双频带GSM900和DCS1800的EDGE系统。在图6所示的例子中，尽管未特别限定，在接收系统电路中，采用将RF依赖直接转换成频带信号的直接转换体系结构，以及在发射系统电路中，采用应用极性环体系结构的第二实施例。

由用于通过所需接收频带的RF滤波器519a和519b、低噪声放大器513a和513b、混频器514a、514b、514c和514d以及自动增益控制低通滤波器522构成接收系统电路。RF滤波器519a、低噪声放大器513a以及混频器514a和514b用于GSM900，而RF滤波器519b、低噪声放大器513b以及混频器514c和514d用于DCS1800。在混频器514a、514b、514c和514d中，接收信号是从RF频带转换成基带的频率，同时，还执行将接收信号分成余弦分量(I)和正弦分量(Q)的解调。因此，将具有彼此90度相移的不同本机信号增加到混频器514a和514b上是必要的，在该例子中，通过使用分频器515a，生成本机信号。用类似的方式，在分频器515b中生成彼此相移90度的不同本机信号并提供到混频器514c和514d。由振荡器512生成本机信号。

振荡器512能在至少3580MHz至3980MHz的范围内振荡.在GSM900模式中，振荡器512在3700MHz至3840MHz的范围内振荡，以及通过分频器511分频在1850MHz至1920MHz中的从振荡器512振荡的信号，然后通过分频器515a在925MHz至960中分频，以便完全覆盖GSM900的接收频带.另外，在DCS1800模式中，振荡器512在3610MHz至3760MHz的范围内振动，以及通过分频器515b，在1805MHz至1880MHz中分频由振荡器512振荡的信号，以便全部覆盖DCS1800的接收频带.将在混频器514a、514b、514c和514d中解调的基带信号输入到自动增益控制低通滤波器522中，其中执行电平调整和干扰波消除.由低通滤波器516a、515b、518a和518b和自动增益控制放大器AGC517a和517b构成自动增益控制低通滤波器522.

发射系统电路523是将第二实施例构造为用于双频带的发射机的电路。为实现用于双频带的发射机，采用能在两个频带GSM900频带和DCS1800频带中振动的双频带振荡器500，代替图1所示的发射振荡器220，以及采用用于双频带GSM900频带和DCS1800频带的双频带非线性功率放大器501，代替图1中所示的非线性功率放大器200。双频带非线性功率放大器501具有第一输出端和第二输出端，其中在GSM900，从第一输出端输出信号以及在DCS1800，从第二输出端输出信号。

分别使信号分支装置201a和201b连接到双频带非线性功率放大器501的第一和第二输出端。将输入到信号分支装置201a的信号分支成两个，其中一个提供到用于抑制不期望谐波的低通滤波器507a，以及另一个输入到衰减器202a。根据输入到信号分支装置201b中的信号，将分支信号的一个提供到低通滤波器507b，以及另一个输入到衰减器202b。将衰减器202a和202b的输出信号输入到混频器203。

通过正交调制器502生成在这一实施例中的调制信号MOD。在正交调制器502中，相对于具有彼此相移90度的80MHz本机信号，执行由I和Q信号的调制。通过使用以640MHz振荡的振荡器506和使用分频器503、504和505，生成本机信号。

为减少振荡器的数量，振荡器512共同用于发射系统和接收系统。在GSM900，振荡器512在3840MHz至3980MHz的范围内振动，以及分频器510的输出在1920MHz至1990MHz的范围内，以及分频器509的输出在950MHz至995MHz的范围内，以及输出用作混频器203的本机信号。在DCS1800，振荡器512在3580MHz至3730MHz的范围内振动，分频器510的输出在1790MHz至1865MHz的范围内，以及该输出用作混频器203的本机信号。通过受来自基带电路的控制信号控制的开关装置508，执行关于将分频器508的输出信号和分频器510的输出信号的哪一个用作混频器203的输入信号的改变。

通过用于改变天线521和它们间的各个连接的开关装置520，改变RF滤波器519a和519b的输入以及低通滤波器507a和507b的输出。例如，在GSM900发射中，使天线521和低通滤波器507a彼此连接。另外，在GSM900接收中，使天线521和RF滤波器519a彼此连接。

如上所述，在实施例的基础上，已经具体地描述了通过本发明人实现的发明，但本发明不限于上述实施例，以及不用说，在不背离其精神的情况下，可以进行各种不同的改变和改进。例如，在上述实施例中，将具有滞后-超前特性、包括电容器C2和C3以及电阻器R3的滤波器用作振幅环路的正向通路上的第一滤波器213，但滤波器可用于连接的电阻器和电容器，以便更多一点地改变噪声抑制度，其范围使得第一滤波器213的滞后-超前特性没有大的变化。

如上所述，根据GSM体系结构和DCS1800体系结构这两种体系结构，已经描述了其中将本发明应用于能通信的双频带体系结构的系统的情形.然而，在除GSM体系结构或DCS体系结构或两者外、构造成能执行根据PCS(个人通信系统)1900的通信的三频带体系结构的系统中，即使在除GMSK调制模式外，还能执行依赖于根据8-PSK调制模式的调相的通信的情况下，也能使用本发明.也可以采用850MHz(美国频带).

Claims

1.一种发射机，包括：

用于生成载波的发射振荡器；

用于放大所生成的载波信号的功率放大器；

相位控制环路，包括用于将参考信号和反馈信号进行比较以及输出对应于其相位差的信号的相位检测器，并控制从所述发射振荡器输出的载波的相位；以及

振幅控制环路，包括用于比较参考信号和反馈信号和用于输出对应于其振幅差的信号的振幅检测器，以及控制从所述功率放大器输出的输出信号的发射振幅，

其中，由包括电容器和电阻器的第一无源滤波器以及仅包括电容器的第二无源滤波器构成设置在所述振幅控制环路上、并限制所述振幅控制环路的频带的滤波器，以及在所述第一无源滤波器和所述第二无源滤波器的相应的前级设置若干个电流输出型电路。

2.如权利要求1所述的发射机，

其中，在第一操作模式中，执行通过所述相位控制环路和所述振幅控制环路的相位和振幅调制，以便发射信号；在第二操作模式中，执行通过所述相位控制环路的相位调制，以便发射信号；以及在所述第一操作模式和所述第二操作模式中，所述相位控制环路共同用来执行相位调制。

3.如权利要求2所述的发射机，

其中，所述第一无源滤波器被设置位于所述第二无源滤波器前的其前级。

4.如权利要求3所述的发射机，

其中，设置在所述第二无源滤波器的前级的所述电流输出型电路被设计成构成全积分器电路，其包括所述电流输出型电路、所述第二无源滤波器和设置在所述第二无源滤波器的后级的电路。

5.如权利要求2所述的发射机，

还包括向所述功率放大器提供偏压的偏压电路，以便使所述功率放大器工作在所述第一和第二操作模式中的非线性区。

6.如权利要求1所述的发射机，

其中，所述功率放大器由场效应晶体管构成，以及在所述振幅控制环路中生成的电压被施加到所述场效应晶体管的漏极或源极之一上，以便控制所述晶体管的增益。

7.一种发射机，包括：

用于生成载波的发射振荡器；

用于放大所生成的载波信号的功率放大器；

其中，由具有滞后-超前特性的第一无源滤波器和全积分器型的第二无源滤波器构成设置在所述振幅控制环路上、并限制所述振幅控制环路的频带的滤波器，以及在所述第一无源滤波器和所述第二无源滤波器的相应的前级设置若干个电流输出型电路。

8.如权利要求7所述的发射机，

其中，在从所述功率放大器到在所述振幅控制环路中的所述振幅检测器的反馈通路上设置第一自动增益控制放大器；在从所述振幅检测器到在所述振幅控制环路中的所述功率放大器的正向通路上设置第二自动增益控制放大器，以及所述第一和第二自动增益控制放大器的增益被控制，以便使所述第一自动增益控制放大器的增益和所述第二自动增益控制放大器的所述增益的乘积保持近似恒定.

9.一种无线通信装置，包括如权利要求1所述的发射机、用于基于发射数据生成基带信号的基带电路、以及用于根据在所述基带电路中生成的基带信号执行调相和调幅的调制器。

10.一种无线通信装置，包括如权利要求8所述的发射机、用于基于发射数据生成基带信号的基带电路、以及用于根据在所述基带电路中生成的基带信号执行调相和调幅的调制器。

11.如权利要求10所述的无线通信装置，

其中，在所述基带电路中生成用于控制所述第一自动增益控制放大器的增益和所述第二自动增益控制放大器的增益的信号。