CN1642158B - 正交频分多路复用接收机及其同步方法 - Google Patents

Abstract

公开了一种优化的同步码元序列。使用专门设计的具有优化序列的正交频分多路复用码元构成了同步码元，优化序列被映射到调制副载波上。所得到的同步码元是由几个时域内的循环构成的。利用所提供的序列，所得到的同步码元实现了高定时检测以及频率偏移估测精度。另外，脉冲串被优化，以实现非常低的包络起伏以及非常低的动态范围，以减小接收机的复杂性，且节省了时间以及接收机的频率捕获时间。

Description

正交频分多路复用接收机及其同步方法

技术领域

本发明涉及使用于OFDM传输的接收机同步的一种头结构。本发明还涉及一种OFDM发射机同时还有用于同步OFDM传输系统的接收机的方法。

背景技术

现在请参见图2，将说明在OFDM系统的接收方的自相关技术。接收信号被延迟单元2延迟了一个相关延迟Dac。在3中产生延迟信号的共轭复数采样，且在4中将该共轭复数采样与所接收到的采样相乘。所得到的积被送到具有窗口大小为Wac的移动平均单元6中，之后对其进行门限检测以及/或最大搜索(单元5，7，8)等后处理，以便找到恰当的定时。在由单元9所产生的峰值处的复数相关结果可被用于估测频率偏移。

如图1所示的同步头结构是已知的。这种已知的同步头结构可被再分为A字段、B字段以及C字段。A字段和B字段被进一步分为更小的部分。A字段和B字段以及C字段中的每一个都被设计为在接收方具有一个优化的特定的同步函数。A字段例如可以用作粗略的帧检测以及自动增益控制(AGC)。B字段可用作粗略的频率偏移以及定时同步。C字段可用作信道估测以及精细同步。

可以在2000年7月12日公开的欧洲专利申请EP 1018827A1中找到B字段的具体结构以及其产生的细节，该申请是以Sony国际(欧洲)GmbH的名义申请的，依据EPC条法第54(3)条，该申请可以被看作是代表了已有技术。在所述已有的非提前公开的申请中阐述了B字段的细节，以及如图1所示的一般的时域同步头信号的产生。

在频域中，本发明具有较次要重要性的C字段的码元被定义如下：

C64_-26......26＝{1，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，1，1，1，1，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，1，1，1，0，

1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，1，-1，-1，-1，-1，-1，1，1，-1，-1，1，-1，1，-1，1，1，1，1}

B字段中的码元B16是短OFDM码元，它调制有副载波+-4、+-8、+-12、+-16、+-20、+-24。

频域中的内容被定义如下：

${B16}_{-26......26}=\sqrt{2}*\{\mathrm{0,0,1}+j,\mathrm{0,0},0,-1+j,\mathrm{0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0,1}-$

$j,\mathrm{0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0,1}-j,$

$\mathrm{0,0,0,0,0,0,0,1}-j,\mathrm{0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0,1}-j,\mathrm{0,0,0},-1-$

$j,\mathrm{0,0,0},-1+j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0}\}$

时域中，B字段内的最后一个循环(repetition)被称作IB16，它具有与在先的B16相反的符号。

码元A16是短OFDM码元，它调制有副载波+-2、+-6、+-10、+-14、+-18、+-22。在频域内，其内容被定义为：

A_-26......26＝0，0，0，+1-j，0，0，0，+1+j，0，0，0，-1+j，0，0，0，-1-j，0，0，0，+1-j，0，0，0，-1-j，0，

0，0，+1-j，0，0，0，-1-j，0，0，0，+1-j，0，0，0，-1-j，0，0，0，-1+j，0，0，0，+1+j，0，0，0，0}

时域内每隔一个A16码元的符号反转是由特定的副载波加载而自动实现的。被称作IA16的时域内A字段的最后一个循环是在先RA16的副本。

在图3中显示了BCCH头的A和B字段之间的优化匹配的实现，这样保持了基本上是通过特定的时域结构而实现的定时精度的改进。可以在BCCH头中识别出两个清除信号AC幅度峰值。另外，可以看到在第二AC峰值之前的一个低台阶，它对于接收机同步处理来说是一个优点(例如用作一个门限，以便调用相关峰值搜索算法)。

在最后一次，提出一个新的B字段。以下，将对这一新的B字段进行解释。

依据这一新的B字段的码元B16是短的OFDM码元，其中调制有副载波+-4、+-8、+-12、+-16、+-20、+-24。

${B16}_{-26......26}=\sqrt{2}*\{\mathrm{0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0},-1-$

$j,\mathrm{0,0,0},$

$-1-j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0,0,0,0,0},-1-j,\mathrm{0,0,0},-1-$

$j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0},$

$1+j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0,0,1}+j,\mathrm{0,0}\}$

当使用基于互相关的接收机时，这一新的B字段产生改进了的特性，这是因为从B字段到C字段的在边界处的较低的互相关旁瓣。

使用码元字母表的分量对由12个调制副载波构成的短OFDM码元进行调相。在这里不考虑C字段码元。

对于字段B的一般映射为：

$S_{-\mathrm{26,26}}=\sqrt{2}*\{\mathrm{0,0},S\mathrm{1,0,0,0},S\mathrm{2,0,0,0},S\mathrm{3,0,0,0},S\mathrm{4,0,0,0},S\mathrm{5,0},$

$\mathrm{0,0},S\mathrm{6,0,0,0,0},$

$\mathrm{0,0,0},S\mathrm{7,0,0,0},S\mathrm{8,0,0,0},S\mathrm{9,0,0,0},S\mathrm{10,0,0,0},S\mathrm{11,0,0,0},S$

$\mathrm{12,0,0}\}$

其中用于对功率进行标准化。对矢量S采用64点IFFT，其中剩余的11个值被设置为零，可以产生“四”个短训练码元。IFFT输出被循环扩展，以得到指定数目的短码元。

所产生的对于字段A的映射为：

$S_{-\mathrm{26,26}}=\sqrt{2}*\{\mathrm{0,0,0,0},S\mathrm{1,0,0,0},S\mathrm{2,0,0,0},S\mathrm{3,0,0,0},S\mathrm{4,0,0},$

$0,S\mathrm{5,0,0,0},S\mathrm{6,0,0,0},$

$S\mathrm{7,0,0,0},S\mathrm{8,0,0,0},S\mathrm{9,0,0,0},S\mathrm{10,0,0,0},S\mathrm{11,0,0,0},S\mathrm{12,0},$

$\mathrm{0,0,0}\}$

其中

用于使功率标准化。对矢量S采用了64点IFFT，其中剩余的15个值被设置为零，可以产生“四个”短训练码元。IFFT输出被循环扩展，以得到指定数目的短码元。

目前用于字段A的指定序列是：

S1......12＝(+1-j)，(+1+j)，(-1+j)，(-1-j)，(+1-j)，(-1-j)，(+1-j)，(-1-j)，(+1-j)，(-1-j)，

(-1+j)，(+1+j)

使用新的B字段，在A字段中没有执行优化，这样改进了基于自相关的接收机的同步。

图4显示了使用具有未经修改的A字段、C字段以及基于所提议的B16序列的新的(经修改的)B字段的理想的AC结果(幅度和相位)。AC结果被用于确定帧的起始、调节AGC，并用于定时以及频率同步。特别是，可以将B字段用于后续的同步作业。尽可能地实现时间同步是非常重要的。我们可以看到描述了两个自相关峰值(A字段，经修改的B字段)，但是在B字段峰值的两侧的斜率非常不同(右边的梯度大，左边的梯度小)，这大大地削减了同步的精度。另外，可以在字段B内的自相关峰值之前看到一个高台阶(采样105......125)。这也导致降低了检测性能。

如上所述最后一次提供的B字段和A字段的组合具有一个缺点，即当使用新的B字段时，在A字段中不能进行优化，以便确保相应接收机的自相关特性的同步。在A字段中所用的序列应该还另外有一个最小峰值与平均功率之比(PAPR)以及小的动态范围(DR)。

发明内容

鉴于已有技术的缺陷，本发明的目的是建议一种A字段序列，它经过了与时域信号特性有关的优化。

本发明的另一个目的是建议一种经优化的A字段序列，这种优化与当使用最后一次提出的B字段序列时以所得到的自相关为基础的接收机同步特性有关。

因此依据本发明的第一方面，提供了一种产生用于同步OFDM传输系统的接收机的头信号的方法，其中：

所述信号包括至少一个第一部分，

OFDM码元是通过如下调制副载波S_-26，26产生的：

S_-26，26＝N*{0，0，0，0，S1，0，0，0，S2，0，0，0，S3，0，0，0，S4，0，0，0，S5，0，0，0，S6，0，0，0，

S7，0，0，0，S8，0，0，0，S9，0，0，0，S10，0，0，0，S11，0，0，0，S12，0，0，0，0}

N是归一化因子

并且所述至少一个第一部分的时域信号是通过对所述OFDM码元进行64点傅立叶反变换产生的，

所述至少一个第一部分的被调制的副载波的频域序列S1...S12是选自以下之中的一个

S1......12＝+A，+A，+A，+A，+A，-A，-A，+A，+A，-A，+A，-A

S1......12＝+A，+A，+A，+A，-A，-A，+A，+A，-A，+A，-A，+A

S1......12＝+A，+B，-A，-B，-A，-B，-A，-B，-A，+B，+A，-B

S1......12＝+A，+B，-A，-B，+A，-B，+A，-B，+A，-B，-A，+B

S1......12＝+A，-B，-A，+B，-A，+B，-A，+B，-A，-B，+A，+B

S1......12＝+A，-B，-A，+B，+A，+B，+A，+B，+A，+B，-A，-B

或颠倒这种顺序，其中S1被S12代替，S2被S11代替，S3被S10代替，S4被S9代替，S5被S8代替以及S6被S7代替。

其中

B＝A*exp(j*π/2)并且

依据本发明的另一个方面，提供了一种OFDM接收机，包括接收和自相关同步头信号以便实现同步的装置。

通过以下的附图以及参照附图而对本发明实施例进行的说明，可使本领域技术人员能更清楚理解本发明的进一步的优点、特征和目的。

附图描述

图1显示了已知同步头的一般结构，

图2显示了自相关技术的一般概念，

图3显示了用依据已有技术的序列而实现的相关结果，

图4显示了当将最后一次提供的B字段序列与依据已有技术的A字段序列相结合时，所实现的自相关结果，

图5显示了当使用依据本发明的第一个经修改的BCCH头时的自相关特性，

图6显示了依据本发明另一个实施例的经修改的BCCH头的自相关特性，

图7显示了已知头的时域信号(功率)，

图8显示了依据本发明的由经修改的A字段所实现的时域信号，以及

图9显示了依据本发明另一个实施例的由经修改的A字段所实现的时域信号(功率)。

具体实施方式

以下提供了用于A字段的序列发生规则，这些规则全都实现了优化的PAPR以及DR。稍后，将就优化的自相关特性而选出的子集与B字段一起使用。

对以下A字段的使用已经改善了时域信号的特性(PAPR，DR等)：

S1......12＝+A，+A，+A，+A，+A，-A，-A，+A，+A，-A，+A，-A

S1......12＝+A，+A，+A，+A，-A，-A，+A，+A，-A，+A，-A，+A

S1......12＝+A，+B，-A，-B，-A，-B，-A，-B，-A，+B，+A，-B

S1......12＝+A，+B，-A，-B，+A，-B，+A，-B，+A，-B，-A，+B

S1......12＝+A，-B，-A，+B，-A，+B，-A，+B，-A，-B，+A，+B

S1......12＝+A，-B，-A，+B，+A，+B，+A，+B，+A，+B，-A，-B

其中

以及

可以反转序列的顺序而产生更多的序列，这意味着用S12替换S1、用S11替换S2......，用S1替换S12。注意，头两个序列内核是二进制的，其余的是四进制序列内核。

在仅使用了一个部分的头的情况下，这些序列也是有优势的。

作为上述A字段序列的子集的以下序列在与最后一次提出的与所得到的自相关特性相关的B字段序列组合时很有优势：

以下第一序列特别适用于字段A(具有已经解释过的映射)：

S1......12＝(-1+j)，(+1+j)，(+1-j)，(-1-j)，(-1+j)，(-1-j)，(-1+j)，(-1-j)，(-1+j)，(-1-j)，

(+1-j)，(+1+j)

特别适用于A的以下第二序列是(具有已经解释过的映射)：

S1......12＝(+1-j)，(-1+j)，(+1-j)，(-1+j)，(-1+j)，(+1-j)，(+1-j)，(-1+j)，(-1+j)，

(-1+j)，(-1+j)，(-1+j)。

由于仅使用二进制字母(±1)*(+1-j)，因此这个第二序列还是很有吸引力的。

经修改的BCCH头的AC特性(用于A字段的第一个新建议)

如果在A字段中使用了新提出的序列，则可以避免图4中所示的负效应。位于BCCH头的A和B字段之间的优化匹配得以实现，这样定时精度得到改善，上述改进本质上是通过特定的时域结构来实现的。如果新提出的序列被用于产生A字段，则在BCCH头内可识别两个清除单信号的AC幅度峰值(参见图5)。

此外，在B字段两侧的斜率非常相似(在B字段自相关峰值右侧和左侧有相似的梯度)，这大大地增加了同步精度。另外，在字段B内的AC幅度峰值之前可以看到较低的台阶(采样110......130)。这提高了检测性能，这是因为台阶值可以被用作实现相关峰值位置检测器的阈值。

这种序列的一个优点是两个自相关峰值具有非常相似的形状。

经修改的BCCH头的AC特性(用于A字段的第二个新建议)

BCCH头的A和B字段之间的优化匹配得以实现，这样可得到定时精度的提高，这种提高本质上是通过特定的时域结构来实现的。如果将新提出的序列用于A字段的发生，则在BCCH头中可识别出两个清除信号的AC幅度峰值(参见图6)。

此外，B字段峰值两侧的斜率非常相似(B字段自相关峰值的右侧和左侧有相似的梯度)，这大大提高了同步精度。另外，可在字段B的AC幅度峰值之前看到一个较低的台阶(采样110......130)。这提高了检测特性，因为这个台阶值可以被用作实现相关峰值位置检测器的阈值。

在这种情况下，台阶还可以更低，就象在第一次修改方案中那样，且第二自相关峰值非常尖锐。

时域信号特性

对于OFDM(或一般的多载波信号)，信号包络的起伏(称作峰值-平均功率比＝PAPR)有很大的关系。大的PAPR引起在传输系统中的很糟的传输(这是因为功率放大器的非线性失真效应)以及其它的信号限制分量(例如AD转换器的受限的动态范围)。对于同步序列，更需要具有含低PAPR以及低动态范围的信号，以便加速接收机的对用于A/D转换器的基准信号的AGC(自动增益)锁定与调节(输入信号的总体的动态范围应当被A/D转换器的分辨率所覆盖，而不能有任何溢出/下溢)。

在此所建议的头

图7显示了对于头的所得到的时域信号的时域功率包络。可以清楚地看到这三个字段，字段A和B已经就PAPR和DR进行了优化。考虑了8次过采样，以便确保峰值能被正确地捕获。

具有新提出的A字段以及经修改的B字段的头

因为对A字段以及B字段的连接设计/优化，因此所提出的同步序列设计以及头结构改善了定时检测。但是PAPR以及DR特性不应当被降低。

在图8和9中，(使用)两个不同的A字段选项，使用经修改的B字段，C字段保持不变。正如可看到的那样，就PAPR和DR来说，没有降低。

图8显示了具有经修改的A字段的头的时域信号(功率)(第一A建议)。

图9显示了具有经修改的A字段的头的时域信号(功率)(第二A建议)。

该建议是以已经指定的同步和训练头为基础的。提供了一个优化序列，它非常适于通过将所述序列映射到具有64IFFT大小的OFDM码元的适当的副载波上，而产生一个头或是头的一部分(还叫做字段)。关于PAPR的所提出序列的特性以及动态范围都等于所有目前指定序列的特性。

新提供的序列可被专门用于产生BCCH头的A字段，这是因为这个新序列能与BCCH头的B字段中的指定序列适当地匹配。我们的提议的好处是在BCCH头的B字段内的AC结果被用于同步时改善了定时精度。本发明还未触及如指定的头那样的时域结构。

优点摘要

·提供了一种具有减小的峰值对平均功率比(PAPR)的基于OFDM的SYNCH码元

·实现了改进的同步特性(与目前指定的头相比的定时精度)

·不需要对指定时域头的修改

·不需要额外的复杂性

因此，这个提议说明将要用于目前的标准化的传输系统的一个优化同步(SYNCH)码元序列。使用特别设计的具有一个优化序列的OFDM(正交频分多路复用)同步码元来构造同步码元，上述优化序列被映射到经调制的副载波上。所得到的同步码元是由几个时域内的循环构成的。利用所提出的序列，所得到的同步码元实现了高的定时精度以及频率偏移估测精度。

此外，脉冲串被优化，以实现非常低的包括起伏(低峰值对平均功率比)以及非常低的动态范围，以减小了接收机的复杂性，节省了时间以及接收机中的频率捕获时间。所提出的序列被相关于用于构造对于BCCH-DLCH的同步和训练头的所有其它同步码元而特别优化。

Claims (5)

1.一种用于产生包括正交频分多路复用码元的同步头信号的方法，该方法包括下列步骤：

通过按照下面的序列调制一个正交频分多路复用模式(scheme)的12个副载波来产生至少一个正交频分多路复用码元：

{0，0，(1+j)，0，0，0，(-1-j)，0，0，0，(1+j)，0，0，0，(-1-j)，0，0，0，(-1-j)，0，0，0，(1+j)，0，0，0，0，0，0，0，(-1-j)，0，0，0，(-1-j)，0，0，0，(1+j)，0，0，0，(1+j)，0，0，0，(1+j)，0，0，0，(1+j)，0，0}

和

对这样产生的正交频分多路复用码元进行傅立叶反变换以产生时域信号。

2.如权利要求1所述的方法，其中所述傅立叶反变换的步骤包括对所述序列应用64点快速傅立叶反变换，快速傅立叶反变换的输入中的剩余11个值设为0。

3.一种用于产生包括正交频分多路复用码元的同步头信号的设备，该设备包括：

通过按照下面的序列调制一个正交频分多路复用模式(scheme)的12个副载波来产生至少一个正交频分多路复用码元的装置：

{0，0，(1+j)，0，0，0，(-1-j)，0，0，0，(1+j)，0，0，0，(-1-j)，0，0，0，(-1-j)，0，0，0，(1+j)，0，0，0，0，0，0，0，(-1-j)，0，0，0，(-1-j)，0，0，0，(1+j)，0，0，0，(1+j)，0，0，0，(1+j)，0，0，0，(1+j)，0，0}

和

对这样产生的正交频分多路复用码元进行傅立叶反变换以产生时域信号的装置。

4.一种用于同步正交频分多路复用传输系统的接收机的方法，该方法包括下列步骤：

接收头信号；和

自相关接收到的头信号；

其中，所述接收到的头信号是通过如下方式获得的：

通过按照下面的序列调制一个正交频分多路复用模式(scheme)的12个副载波来产生至少一个正交频分多路复用码元：

{0，0，(1+j)，0，0，0，(-1-j)，0，0，0，(1+j)，0，0，0，(-1-j)，0，0，0，(-1-j)，0，0，0，(1+j)，0，0，0，0，0，0，0，(-1-j)，0，0，0，(-1-j)，0，0，0，(1+j)，0，0，0，(1+j)，0，0，0，(1+j)，0，0，0，(1+j)，0，0}

和

对这样产生的正交频分多路复用码元进行傅立叶反变换以产生时域信号。

5.一种正交频分多路复用接收机，包括用于接收的装置和用于自相关的装置，该接收和自相关装置针对能够通过以下步骤获得的头信号设计：

通过按照下面的序列调制一个正交频分多路复用模式(scheme)的12个副载波来产生至少一个正交频分多路复用码元：

{0，0，(1+j)，0，0，0，(-1-j)，0，0，0，(1+j)，0，0，0，(-1-j)，0，0，0，(-1-j)，0，0，0，(1+j)，0，0，0，0，0，0，0，(-1-j)，0，0，0，(-1-j)，0，0，0，(1+j)，0，0，0，(1+j)，0，0，0，(1+j)，0，0，0，(1+j)，0，0}

和

对这样产生的正交频分多路复用码元进行傅立叶反变换。

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