CN1551501B

CN1551501B - 校准电阻/电容滤波器电路的校准单元、滤波器装置及方法

Info

Publication number: CN1551501B
Application number: CN2004100445942A
Authority: CN
Inventors: M·庞泽伯格; B·沙弗
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2003-05-12
Filing date: 2004-05-12
Publication date: 2011-05-04
Anticipated expiration: 2024-05-12
Also published as: US7078961B2; CN1551501A; US20040260500A1; DE10321200B3

Abstract

一校准单元(10)系加以设计以包含其频率由一电阻(4)以及一电容器装置(5)之RC时间常数所决定之一振荡器电路，其中该电阻(4)系与用于将被校准之滤波器电路(20)中之电阻(21)为同类型，而该电容器装置(5)系已被设定为固定值。该振荡器频率系被转变成计数脉冲，并且，在一时间间隔(t2)的范围内，在一模数二进制计数器(13)中进行计数之计数脉冲个数系加以传输，以作为在该滤波器电路(20)中之一可校准电容器装置之一数字校准信号，进而校准该滤波器电路(20)。

Description

校准电阻/电容滤波器电路的校准单元、滤波器装置及方法

技术领域

本发明涉及一种校准模拟滤波器电路的装置及方法。在此文章中，本发明要谈论到一个用于产生一校准信号的校准单元，一包括一滤波器电路以及具有一校准单元连接至其上的可校准滤波器装置，以及一种用于产生一校准信号的方法。

背景技术

在许多的电子电路中，特别是在通信技术的领域中，例如行动无线电技术，通常都会使用到模拟连续时间滤波器电路(analoguecontinuous-time filter circuits)，而这些通常需要在小部分百分比的容忍范围内遵行截止频率(cut-off frequencies)。然而，这种需求在没有校准的情形下是无法达成的，因为整合性被动构件(R与C)的绝对值遭受到有关于技术的较大波动的限制，而若需要比起现有技术所能提供者为较大的准确度时，相同的问题同样会发生在模拟时间延迟(time-delay)组件。

一个解决这个问题的主要方法是在生产期间修整电阻以及电容器，虽然显露出如此的实务操作实际上是非常需要成本的，除此之外，在此方法中所产生及修整的构件并不能在操作期间均衡温度影响以及漂移。

为了这个理由，滤波器电路利用校准电阻或电容器组件而加以制造，通常，校准能力通过可被加入于与电阻组件串联或并联连接的任何组合中的数个电阻、或是通过可被加入于与电容组件并联连接的任何组合中的数个电容器而加以产生。而有关电阻或电容器需要被加入以产生最佳滤波器性质的信息，该信息包含在一校准信号中，该校准信号是从一校准单元中产生。

该校准单元通常为集成电路的一部分，而该集成电路包含一参考RC组件，而当该参考RC组件被用于将被校准的滤波器电路中时，其包括相同的电阻以及电容器型态。在该滤波器电路开始之前，在电平V的一电压阶跃(voltage step)被施加至该RC组件，事先加以放电，以及，RC时间常数(time-constant)从该阶跃的反应而加以确定。第1图显示在一电压对时间的图例中阶跃反应的变量曲线v(t)。所出现的该阶跃反应的电平v(t)与一固定值v1做比较。若此固定值在时间t1时被超过，则时间测量会停止，并且已消逝的时间会被数字地加以储存，该时间测量通常利用在精确的参考频率fr计时的二进制计数器而加以实现。

一RC组件的该阶跃反应v(t)为，V×(1-exp(-t/(RC)))，所以，其使得v1＝V×(1-exp(t1/(RC)))。

因此，RC乘积可以从V、v1、以及由可利用频率标准(frequencynormal)fr所测量的周期t1而加以确定，是以，RC＝t1/(-1n(1-(v1/V)))，该乘积RC正比于t1，对v1＝V×(0.632)而言，R×C＝t1。

为了将整合式滤波器校准至所需的截止频率fg，在该滤波器中所有的R或所有的C会因为该频率fg正比于1/RC，而需要依照一因子K而加以设定为正比1/t1。

而对R或C的设定利用可数字程序化的R或C而加以完成，其中，b为程序化位的数目，并且，该设定在一特定范围RC_min...RC_max之内为可能。

在文件US 5,416,438中揭示了如上述原则所表现的滤波器装置。此滤波器装置位于一般的半导体芯片之上，且具有一时间常数(time-constant)侦测器电路以及一个由该侦测器电路所控制的主动滤波器电路。该控制器电路由一时间常数电路所组成，包含用于产生一阶跃反应信号的一电阻以及一电容器，一用于产生一参考电压的参考电压电路，一比较器，一AND门，一四位脉冲计数器，以及一用于将计数结果转变成一校准信号的编码器。该比较器在其第一输入端被供以该阶跃反应信号，以及在其第二输入端被供以所产生的参考电压，该AND门在其第一输出端被供以来自该比较器的输出信号，以及在其第二输入端被供以一参考时钟，然后，只要该AND门一接收到来自该比较器的一个输出信号，其即会接续着输出参考时钟脉冲至该脉冲计数器，然而，只要该阶跃信号一超过该参考电压，来自该比较器的输出信号即会变成零，这表示，该AND门不再传递参考时钟脉冲至该计数器。因此，若该参考电压以及该构件如以第1图为参考所做的叙述而成比例时，由该计数器所计数的时钟脉冲的数目为该时间常数电路的该RC时间常数的测量。该编码器供给该主动滤波器电路一个可用于两不同版本的三位校准信号，以增加与用于该滤波器的电阻串联或并联连接的三个另外的电阻。

一个原则上相似的装置在文件US 6,417,721中加以呈现，其中，提供用于主动滤波器电路中的电容器，以使得该主动滤波器在校准信号的控制之下可具有与其并联连接的另外的电容器。另外相似的校准装置以及方法可在文件US 2001/0067220 A1、US 5,822,687、以及US5,187,445中发现。

作为应用，该主动滤波器电路的校准能力通常通过可校准的电容器组件而加以提供，而该校准信号为一b位二进制数值(b-bit binarynumber)，并且经由一b位并行总线而被施加至在该主动滤波器电路中的该可校准的电容器组件，该可校准的电容器组件通常为二进制加权(binary-weighted)的可切换电容器串联。而在该主动滤波器电路中的该电阻组件的校准，正如用于第一个提到的文件中一样，由于切换器所二进制加权的电阻值的毁损而显得较不惯用，并且，由于电阻组件的量通常较多而相对而言较为复杂。

如上述已知技术的缺点为，该参考RC组件需要具有一相对应高的RC时间常数，这代表，时间t1可以在给定的参考频率fr下，以大于b位的分辨率而进行测量，而RC的强度则必须需要一增加的芯片面积，这会增加电路的制造成本。除此之外，还需要具有乘法运算以及除法运算的一数字算术及逻辑单元，或者至少一包含已适当计算的正确数值的数值列表，以计算该因子K，而这有时在纯粹模拟芯片上是不想要的。最后，干扰以及噪声会毁损t1的测量，因为v(t)以及v1只被该比较器比较一次。

发明内容

据此，本发明的目的在于详细说明，一种在操作期间对一主动滤波器电路提供校准、并同时减少所牵涉的成本以及改善准确度的装置以及方法。

此一目的通过以下所述的校准单元、可校准滤波器装置和相应的方法而加以达成。

根据本发明的一种产生用以校准一滤波器电路的一校准信号的校准单元，该滤波器电路具有电阻装置、电容器装置以及放大器装置，其中该校准单元包含：一振荡器电路，其包含参考电阻装置、参考电容器装置、以及参考放大器装置，其中该参考电阻装置的一输出端耦接至该参考放大器装置的一输入端以及该参考电容器装置的一输入端；以及一校准信号产生装置，以使该校准信号的强度与该振荡器电路的频率相关联。

根据本发明的一种可校准滤波器装置，其包括：一滤波器电路，其包含电阻装置、电容器装置、以及放大器装置，其中该滤波器电路的该电阻装置及/或该滤波器电路的该电容器装置是可校准的；以及所述的校准单元，其输出端连接在位于该电阻装置及/或该电容器装置上的一输入端。

根据本发明的一种产生用以校准一滤波器电路的一校准信号的方法，而该滤波器电路具有电阻装置、电容器装置、以及放大器装置，其中该方法是关于一振荡频率，该振荡频率是在一振荡器电路中产生，该振荡器电路包含有参考电阻装置、参考电容器装置、以及参考放大器装置，其中该参考电阻装置的一输出端耦接至该参考放大器装置的一输入端以及该参考电容器装置的一输入端；一信号，其代表已产生的振荡频率；以及一校准信号，其源自代表该振荡频率的该信号，并且该校准信号被供给至该滤波器电路。

本发明还提供一种产生用以校准一滤波器电路的一校准信号的校准单元，该滤波器电路具有电阻装置、电容器装置以及放大器装置，其中该校准单元包含：一振荡器电路，其包含参考电阻装置、参考电容器装置、以及参考放大器装置，其中该参考放大器装置输出周期信号；以及一校准信号产生装置，以使该校准信号的强度与该振荡器电路的频率相关联。

本发明还提供一种产生用以校准一滤波器电路的一校准信号的方法，而该滤波器电路具有电阻装置、电容器装置、以及放大器装置，其中该方法牵涉一振荡，该振荡是在一振荡器电路中产生，该振荡器电路包含有参考电阻装置、参考电容器装置、以及参考放大器装置，其中该参考放大器装置输出周期信号；一信号，其代表已产生的振荡频率；以及一校准信号，其源自代表该振荡频率的该信号，并且该校准信号被供给至该滤波器电路。

本发明的一主要概念为，一振荡器由参考构件而加以建构，以确定一校准信号，而且其假设一具有电阻装置、电容器装置、以及放大器装置的滤波器电路需要进行校准。据此，本发明讨论一种用于产生用以校准该滤波器电路的一校准信号的校准单元，其中该校准单元包含一振荡器电路，其包含参考电阻装置、参考电容器装置、以及参考放大器装置，而该振荡器电路在实质上由该参考电阻装置以及该参考电容器装置的RC时间常数所决定的一频率进行振荡。该校准单元亦具有用于产生该校准信号的装置，而其以该振荡器电路的频率作为基础。

在本发明的一较佳实施例中，该振荡器电路亦包括用以产生计数脉冲的比较器装置。在此例子中，该振荡器电路加以设计，因此，该电阻装置的一输出端耦接至该放大器装置的一输入端以及该电容器装置的一输入端，而该放大器装置的一输出端耦接至该电容器装置的一输出端以及该比较器装置的一输入端，其中，该电阻装置的该输入端可具有连接至本身的两不同的不变供应电位，以及其中，该比较器装置连接至该校准信号产生装置。

本发明具有的优点是，以测量频率取代成反比的时间常数，因而使得一演算以及逻辑单元或一列表成为多余。取而代之，在该校准信号产生装置的范围内需要简单的计数装置，例如一二进制计数器，以用于计数该比较器装置所输出的该计数脉冲。

由于包含在该振荡器电路中的该参考RC组件并不需要取决于外部变量的大的时间常数，例如，参考时钟，因此，其允许在平衡的过程中有一相对而言较大的自由度。

本发明一更进一步的优点是，噪声以及其它干扰影响对于该比较器装置不再有关键性地效力，因为重复的周期性比较减低没有关连性地误差。

本发明亦提供通过在该滤波器截止频率上的该放大器装置而同时校准任何影响的选择，若适当的话。

一个具有优势且较佳的实施例为该比较器装置具有一第一以及一第二比较器的形式，其中，该第一比较器的第一输入端被供以第一供给电位，并且其第二输入端被耦接至该放大器装置的该输出端，以及其中，该第二比较器的第一输入端被供以第二供给电位，并且其第二输入端被耦接至该放大器装置的该输出端。在这个例子中，该第一比较器的输出端亦连接至在一触发器上一第一输入端，以及该第二比较器的输出端连接至在该触发器上一第二输入端，以及该触发器的输出端连接至一转换切换器的控制输入端，其中该转换切换器具有两该供给电位输入，以及连接至该电阻装置的一输出。另外，此实施例亦提供该第一比较器的该输出端连接至一OR门的第一输入端，并且该第二比较器的该输出端连接至该OR门的第二输入端，以及该OR门的输出端连接至该校准信号产生装置。对某一个范围而言，该OR门因此具有结合来自在一单一线上的该两比较器的计数脉冲、以及将它们供给至该校准信号产生装置的任务。而该校准信号产生装置则可具有一AND门、时间间隔产生装置、以及计数装置，并且，该OR门的该输出端可被连接至在该AND门上的一第一输入端，而在该时间间隔产生装置上的一输出端可被连接至在该AND门上的一第二输出端，以及该AND门的输出端可被连接至该计数装置。这使得仅计数在该时间间隔产生装置所产生的一时间间隔的范围内进行增加的该计数脉冲成为可能。

该时间间隔产生装置可通过一个其输入端连接至该参考时钟产生装置的二进制计数器而加以提供，该二进制计数器的大小较佳地加以选择，因此，其最重要的储存位置可提供一具有所需时间间隔的信号。

该计数装置较佳地通过一二进制计数器而加以提供，特别是一模数二进制计数器。一模数二进制计数器为一准备用来计数模数(2^b)的二进制计数器。此将于之后有更详尽的叙述。

在该滤波器电路中的该放大器装置以及在该校准单元中的该参考放大器装置可分别通过一运算放大弃儿加以提供。

本发明同样地讨论一种可校准滤波器装置，其包括一滤波器电路，其包含电阻装置、电容器装置、以及放大器装置，其中该电阻装置及/或该电容器装置为可校准，特别是在电路方面为可建构或可改变，以及该滤波器装置亦包括一个与本发明一致的校准装置(如前所述)，其输出端连接置在该电阻装置及/或该电容器装置上的一输入端。

本发明亦提及一种用于产生用以校准一滤波器电路的一校准信号的方法，而该滤波器电路具有电阻装置、电容器装置、以及放大器装置。该方法牵涉一振荡，其产生于包含参考电阻装置、参考电容器装置、以及参考放大器装置的一振荡器电路之中；一信号，其代表已确定的振荡频率；以及一校准信号，其源自其中并被供给至该滤波器电路。

在一较佳实施例中，周期性计数脉冲产生自该振荡器电路的该振荡并且进行计数，以及该校准信号源自在一时间间隔范围内的计数脉冲个数，在此例子中，在此法中的该时间间隔可以通过供给一参考时钟信号至一适当大小的二进制计数器而加以产生，因此，一具有该时间间隔周期的信号可以在该二进制计数器中的该最重要储存位置上的一输出端被撷取出来(tapped off)。

该计数脉冲可以利用一二进制计数器而加以计数，特别是一模数二进制计数器，正如将于之后有更进一步的详尽解释一样。

附图说明

之后的内容将以附图做为参考，而对用于产生校准一滤波器电路的校准信号的一具发明性的校准单元以及其相对应的具发明性的方法的示范性实施例提供更详尽地举例说明，其中：

第1图：其显示一RC组件的阶跃反应的波形图；

第2图：其显示包含一校准单元以及一滤波器电路的一具发明性的可校准滤波器装置的实施例的方块图；以及

第3图：其显示于第2图所显示的该滤波器装置操作期间的各式信号的波形图。

具体实施方式

显示于第2图中的可校准滤波器装置的实施例具有一校准单元10，以及一滤波器电路20，而该滤波器电路20接收来自该校准单元10的一字符长度b的数字校准信号。该滤波器电路20包含一个或多个(x)电阻器(R)21，一运算放大器22，以及一可校准电容器装置23，而该可校准电容器装置23可以为可依照需要进行增加的并联连接的电容器的可数字激活装置的形式，举例而言，正如一开始所提到的专利说明书US-P-6,417,727中第四图所示的电容器装置。

该校准单元10可被分成一模拟部分10.1以及一数字部分。该数字部分包括前面提过的校准信号产生装置10.2。

在该模拟部分10.1中，两参考电压电源1以及2加以提供供给电位V+以及V-，并将它们传递至一转换切换器3(MUX)的两输入端，该转换切换器3具有仅一个输出端，并且其可以连接至其输出端以响应在该两供给电位V+以及V-其中之一的一控制信号，该转换切换器3被连接至一与用于该滤波器电路中的该电阻21(R)相同类型的参考电阻装置4(R)，该参考电阻装置4的输出侧一起连接至一电容器装置以及一参考放大器装置6的第一输入端两者，原则上，该参考电容器装置5可以同样为可校准，但在操作期间被设定为一固定值，并用于产生可被供给至一特定滤波器电路的校准信号。该运算放大器的第二输入端连接至一静止电位(quiescent potential)，该参考电容器装置5的输出端连接至该参考放大器装置6的输出端，该参考放大器装置6与用于该滤波器电路20中的该运算放大器22为相同类型。

该参考放大器装置6的该输出端亦连接至一第一比较器7.1的第一输入端(“+”)，而同时该比较器7.1的第二输入端(“-”)则被供给来自该参考电压电源1的该供给电位V+。一第二比较器7.2的第二输入端(“+”)被供给来自该参考电压电源2的该供给电位V-，而同时该第二比较器7.2的第二输入端(“-”)被连接至该参考放大器装置6的输出端。

该第一比较器7.1的输出端被供给至一R/S触发器(R/S flip-flopswitch)8的Set(设定)输出端，而同时该第二比较器7.2的输出端则被供给至该R/S触发器8的Reset(重设)输入端，该触发器8的输出被以一控制信号的形式而传输至该转换切换器3。

该参考电压产生器1以及2、该转换切换器3、该参考电阻装置4、该参考电容器装置5、该参考放大器装置6、该比较器7.1以及7.2、以及该R/S触发器8形成一振荡器电路。

该振荡器电路的振荡频率通过该参考电阻装置4以及该参考电容器装置5的该RC时间常数而加以决定，若该转换切换器将该参考电阻装置4连接至该第一供给电位V+时，则在该参考放大器装置6的输出端的电位会以该参考电阻装置4以及该参考电容器装置5的该RC时间常数所决定的上升速度往供给电位V+的方向上升，而当在该参考放大器装置6的输出端的电位低于该供给电位V+的同时，来自该第一比较器7.1的输出信号等于零，然而，该参考放大器装置6的效力会将其输出端的电位拉升而超过该供给电位V+，在这个时候，该第一比较器7.1输出一输出信号并且设定该R/S触发器8，因此，Q输出会改变其数字切换状态并因此促使该转换切换器3转换至该供给电位V-。

接下来，使用同样的方法，但以相反的方向，而将该运算大器6的输出拉往供给电位V-的方向，只要在此点的电位一掉下来而低于该供给电位V-，该第二比较器7.2即输出一信号，并且此信号用于重设该R/S触发器8。在此，在该R/S触发器8的Q输出的该数字信号状态进行改变，并且该转换切换器3在此被转换至该供给电位V+，因此循环从原先开始的地方再开始。

该两比较器7.1以及7.2分别在具有周期2T的该振荡器电路中的振荡逆转点输出短脉冲，该比较器7.1以及7.2的输出端连接至一OR门9的两输入端。在此方法中，由该比较器7.1以及7.2所传递的脉冲串在一单一的线上进行结合，并提供具有周期T的计数脉冲的一脉冲串。

在该校准单元的该数字部分中，该计数脉冲被供给至在一AND门11上的一第一输入端，该AND门11的第二输入端被供以一代表一时间间隔t2的一方形波信号，而在该时间间隔t2的范围内，计数脉冲的数量需要加以计数。该方形波时间间隔利用一第一二进制计数器12而加以产生，其中该第一二进制计数器12的计数输入被供以一参考时钟信号fr，而将被产生的时间间隔需要具有n个参考时钟脉冲的长度，因此，t2＝n/fr，所需且已反转的时间间隔方形波信号被提供在该二进制计数器12中最重要记忆位置(n-1)的输出端，此信号被输入进入该AND门11(＝来自该振荡器的省电信号(powerdown signal))的第二输入端，在第3图中上方两时序图显示该参考时钟信号fr以及该时间间隔t2。

因此，该AND门11的输出仅提供在该时间间隔t2范围内的计数脉冲，而这些被供给至一第二二进制计数装置13的计数输入端。因此，在固定的时间间隔t2＝n/fr的期间，该振荡器会产生m个由具有b位宽度的二进制计数装置13所侦测得的周期性计数脉冲，而该b位二进制计数装置13在校准之前已先以一固定值k进行负重预载(preloaded)。该二进制计数装置13可会在该校准间隔期间溢位(overflow)复数次，该计数器的数值为m模数(modulo)(2^b)，m0模数(2^b)(对已知技术中RC乘积的一理想标称值(nominal value)而言)为在该滤波器电路20中的校准电容器装置23的中性程序化数值(neutral programming value)，该校准电容器装置23的可能校准范围为0至2^b-1。

第3图显示该振荡器振荡以及根据该b位二进制计数装置13的计数器的相关曲线的波形图。

除此之外，亦提供下列更进一步的定义：

该等变量b、k、m0、n为自然数，其中m0需要进行四舍五入。

T0为在该振荡器电路中R以及C的标称乘积(nominal product)，并且，原则上，可自由地加以选择，而较具优势的是，以对应发生在该滤波器电路中的数值R以及C的大小顺序来进行选择。

RCmax为与(该集成电路的)乘积容忍度一致的标准化(normal)RC乘积最大值，而RCmin则为标准化的最小值，其在没有损失一般有效性的情形下，假设RCmax＝1/RCmin，这将该标称值定义为该两极限值的几何平均，正如对许多已知技术有效一样。若不使用此关系式，RCmax或RCmin需要为了校准而被展开，因此，其必须是RCmax＝1/RCmin。而m0以及n的值以下列的fr、b、T以及标准化的RCmax为基础而加以确定：

n/fr＝T0×m0 对R以及C标称值而言

n/fr＝[m0+2^(b-1)]×T0/RCmax 对R以及C标称值而言

由上述的关系式得到：

m0＝[2^(b-1)]/(RCmax-1)

n＝T0×m0×fr

用于负重预载该二进制计数器的数值k以下列的方法加以确定：

对m＝m0的计数脉冲而言，当校准已经执行时，一个2^(b-1)-1的计数器读值为有必要，用以将在该滤波器电路20中的该可校准电容器装置23置于一中性设定(neutral setting)中，而此设定通常为数字的形式2^(b-1)，由于需要选择最小的k大于0，因此使得，(k+m0)modulo(2^b)＝2^(b-1)-1(为了获得最少数量的计数器溢位后的结果，最小的k被选择为大于0)。

这通过下列的数据示范性实施例而有更详尽的解释：

设定b＝4位，fr＝20MHz，RCmax＝1.3，以及T＝400ns标称。

在该滤波器电路20中的该电容器装置23可以利用与围绕在标称值附近的1/1.3...1.3成比例的一四位并行总线而加以计算。

因此使得

m0＝[2^(b-1)]/(RCmax-1)

其中，m0＝8/[1.3-1]-27(已四舍五入)

而且，也使得

n＝T0×m0×fr

这代表n＝400ns×2720MHz＝216，其对应至一校准间隔n/fr＝216/20MHz＝10.8μ。

若设定k＝12，这表示已经满足(k+m0)modulo(2^b)＝2^(b-1)-1。

因此，

(12+27)modulo 16＝39 modulo 16＝2^(4-1)-1＝7

在接下来的内容中，其假设在已知技术中标准化的RC乘积不同于由于延展而通过因子1.3所得的标称值。在该振荡器中的RC乘积因此通过该因子1.3而被增加，并且，现在该RC振荡器在校准间隔n/fr中仅产生m/1.3个计数脉冲，一RC锯齿振荡器(sawtooth oscillator)的频率f正比于1/(RC)。

在27/1.3-20个计数脉冲+负重预载值k＝12之后，紧接在校准后的该计数器读值为(27/1.3+12)modulo 16-32 modulo16＝0(所有的小数点后的数字被舍去至整数)。

在这个例子中，0对应至可被设定在该电容器装置上的最小值1/1.3，因此，在该滤波器中的该标准化RC乘积为1.3/1.3＝1.0，并且，该滤波器精确地加以计算。

在接下来的内容中，其假设其假设在已知技术中标准化的RC乘积不同于由于延展而通过因子1.3所得的标称值。在该振荡器中的RC乘积因此通过该因子1.3而被减少，并且，该RC振荡器在校准间隔n/fr中产生m×1.3个计数脉冲。

在27×1.3-35个计数脉冲+负重预载值k＝12之后，紧接在校准后的该计数器读值为(27×1.3+12)modulo 16-47modulo16＝15(所有的小数点后的数字被舍去至整数)。

在这个例子中，15对应至可被设定在该电容器装置上的最大值1.3，因此，在该滤波器中的该标准化RC乘积为(1/1.3)×1.3＝1.0，并且，该滤波器精确地加以计算。

四位量化误差(quantization error)表示，该校准可在极值之间通过±(1.3-1.0)/16而变动，此对应一变动误差±1.9％。

本发明不限定于在第3图中的实施例的电路执行，相反地，该校准单元10的该模拟部分10.1可包含一个仅具有一比较器的RC锯齿振荡器，而该比较器可往复转换。另外，该RC振荡器及该比较器亦可以是完全不同的设计，亦可以使用一RC正弦振荡器来取代RC锯齿振荡器。

Claims

1.一种产生用以校准一滤波器电路(20)的一校准信号的校准单元(10)，该滤波器电路(20)具有电阻装置(21)、电容器装置(23)以及放大器装置(22)，其中该校准单元(10)包含：

--一振荡器电路，其包含参考电阻装置(4)、参考电容器装置(5)、以及参考放大器装置(6)，其中该参考电阻装置(4)的一输出端耦接至该参考放大器装置(6)的一输入端以及该参考电容器装置(5)的一输入端；以及

--一校准信号产生装置(10.2)，以使该校准信号的强度与该振荡器电路的频率相关联。

2.根据权利要求第1项所述的校准单元(10)，其特征在于：

--该振荡器电路亦包括比较器装置(7.1，7.2)，以产生计数脉冲；以及

--该参考放大器装置(6)的一输出端耦接至该参考电容器装置(5)的一输出端以及该比较器装置(7.1，7.2)的一输入端，

--其中，该参考电阻装置(4)的一输入端具有连接至本身的两不同的不变供应电位(V+，V-)；以及

--其中，该比较器装置(7.1，7.2)连接至该校准信号产生装置(10.2)。

3.根据权利要求第2项所述的校准单元(10)，其特征在于：

--该校准信号产生装置(10.2)具有计数装置，以用于计数该比较器装置(7.1，7.2)所输出的该计数脉冲。

4.根据权利要求第2或第3项所述的校准单元(10)，其特征在于：

--该比较器装置(7.1，7.2)具有一第一比较器(7.1)以及一第二比较器(7.2)，

--其中，该第一比较器(7.1)的第一输入端被供以第一供给电位(V+)，并且其第二输入端被耦接至该参考放大器装置(6)的该输出端；

--其中，该第二比较器(7.2)的第一输入端被供以第二供给电位(V-)，并且其第二输入端被耦接至该参考放大器装置(6)的该输出端；

--其中，该第一比较器(7.1)的输出端连接至在一触发器(8)上一第一输入端，以及该第二比较器(7.2)的输出端连接至在该触发器(8)上一第二输入端；以及

--该触发器(8)的输出端连接至一转换切换器(3)的控制输入端，其中该转换切换器(3)具有两该供给电位(V+，V-)的输入，以及连接至该参考电阻装置(4)的一输出。

5.根据权利要求第4项所述的校准单元(10)，其特征在于：

--该第一比较器(7.1)的该输出端连接至一OR门(9)的第一输入端，并且该第二比较器(7.2)的该输出端连接至该OR门(9)的第二输入端；以及

--该OR门(9)的输出端连接至该校准信号产生装置(10.2)。

6.根据权利要求第5项所述的校准单元(10)，其特征在于：

--该校准信号产生装置(10.2)具有一AND门(11)、用以产生时间间隔的第一二进制数器(12)、以及计数装置(13)；

--该OR门(9)的该输出端连接至在该AND门(11)上的一第一输入端，而在该第一二进制数器(12)上的一输出端连接至在该AND门(11)上的一第二输出端；以及

--该AND门(11)的输出端连接至该计数装置(13)。

7.根据权利要求第6项所述的校准单元(10)，其特征在于：

--该第一二进制计数器(12)的输入端连接至参考时钟产生装置。

8.根据权利要求第6或第7项所述的校准单元(10)，其特征在于：

--该计数装置(13)通过一二进制计数器而加以提供。

9.根据权利要求第8项所述的校准单元(10)，其特征在于：

--该二进制计数器是一模数二进制计数器。

10.根据权利要求第1项所述的校准单元(10)，其特征在于：

--该放大器装置(22)以及该参考放大器装置(6)分别通过一运算放大器而加以提供。

11.一种可校准滤波器装置，其包括：

--一滤波器电路(20)，其包含电阻装置(21)、电容器装置(23)、以及放大器装置(22)，其中该电阻装置(21)及/或该电容器装置(23)是可校准的；以及

--根据前述权利要求其中之一所述的一校准单元(10)，其输出端连接在位于该滤波器电路的该电阻装置及/或该滤波器电路的该电容器装置上的一输入端。

12.根据权利要求第11项所述的可校准滤波器装置，其特征在于：该电阻装置(21)及/或该电容器装置(23)是在电路方面为可配置的或可改变的。

13.一种产生用以校准一滤波器电路(20)的一校准信号的方法，而该滤波器电路(20)具有电阻装置(21)、电容器装置(23)、以及放大器装置(22)，其中该方法关于一振荡频率，该振荡频率是在一振荡器电路中产生，该振荡器电路包含有参考电阻装置(4)、参考电容器装置(5)、以及参考放大器装置(6)，其中该参考电阻装置(4)的一输出端耦接至该参考放大器装置(6)的一输入端以及该参考电容器装置(5)的一输入端；一信号，其代表已产生的振荡频率；以及一校准信号，其源自代表该振荡频率的该信号，并且该校准信号被供给至该滤波器电路(20)。

14.根据权利要求第13项所述的方法，其特征在于：

--该信号是通过该振荡器电路产生的周期性的计数脉冲，该周期性的计数脉冲被计数，以及该校准信号是通过一第二二进制计数器基于在一时间间隔(t2)范围内的计数脉冲个数而产生。

15.根据权利要求第14项所述的方法，其特征在于：

--该计数脉冲利用一二进制计数器(13)而加以计数。

16.根据权利要求第15项所述的方法，其特征在于：该二进制计数器是模数二进制计数器。