CN1520116A - 用于发送、接收和处理4-级别和8-级别信令符号的方法和系统 - Google Patents

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Abstract

提供用于发送、接收、和处理4－级别和8－级别信令符号的方法和系统。本发明的调制器被提供为使用8－级别调制器来调制4－级别信令符号。而且，本发明的调制器在使用8－级别调制器调制4－级别信令符号时，能够产生4－级别调制，其中4－级别调制代表被调制的4－级别符号序列。而且，提供了约束/无约束解调器，它能够解调4－级别信令符号和8－级别信令符号。本发明的解调器通过在以4－级别信令符号工作时把新的符号假设和路径历程的数目限制为4以及在以8－级别信令符号工作时把新的符号假设和路径历程的数目设置为8，而完成这一点。另外，提供了纠错译码器，它能够译码包含4－级别和8－级别信令符号的解调的信号。本发明的纠错译码器通过利用交织器只把比特放置在相应于QPSK的2比特的、8－PSK软数值的2比特位置来译码4－级别信令符号以及利用交织器把比特放置在符号的所有三个可能的比特位置来译码8－级别信令符号，而完成这一点。

Description

用于发送、接收和处理4-级别和 8-级别信令符号的方法和系统
                  发明领域
本发明涉及无线链路上数字数据的发送和接收，更具体地，本发明涉及按照占优势的条件发送和接收4-级和8级信令符号，以便当条件允许时达到更大的数据速率。
                  发明背景
在典型的蜂窝电话系统中，使用语音压缩，以便在分配给特定的操作者的频谱内可以容纳尽可能多的移动用户。语音压缩涉及到在可以由系统服务的用户总数与由系统传送的语音质量之间的折衷。在使用较少的语音压缩的场合，可以得到较好的语音质量；然而，只有较少的用户可以由系统提供服务。在使用较大量语音压缩的场合，可以被系统提供服务的用户总数增加；然而，语音质量恶化。同样地，在数据通信业务的质量与可以容纳的用户的总数之间有一个折衷。数据业务的质量可以根据传送一个数据文件所需要的时间来测量。因此，使用较高的比特速率，可使较快速地完成数据传送得以成功，由此导致数据通信的提高的质量；然而，其它用户则被阻止同时使用该频谱。另外，频谱中可以容纳的用户的数目可以增加；然而，数据通信的质量被恶化。因此，改进的系统将能够使用较少的压缩或使用较高的比特速率来发送数据，而不减少可被系统容纳的用户的数目。
而且，在蜂窝电话系统中，发送的信号可以通过多条路径从发射机传播到接收机，例如，通过一条直接路径以及一条或多条反射路径。在数字蜂窝电话系统中，均衡器和纠错译码被使用来处理可能通过多条路径传播的、被接收的信号。在接收信号中包含两个调制类型(例如，4-级别调制和8-级别调制)的情形下，需要两个均衡器和两个纠错译码器来处理接收信号，其中第一均衡器和第一纠错译码器适用于处理4-级别调制，以及第二均衡器和第二纠错译码器适用于处理8-级别调制。这增加蜂窝站的硬件费用，因为这需要多个均衡器和纠错译码器。而且，在产品为了使用便利起见被制造得越来越小的情况下，多个均衡器与纠错译码器的用户却需要更大的印刷电路板(PCB)空间，这比起只使用一个均衡器与纠错译码器的蜂窝站来说，导致产品的体积会更大。
本发明的目的是以精巧的和简单的方式克服上述的一个或多个问题。
                   发明概要
按照本发明，揭示了用于通过使用8-级别调制器来发送4-级别和8-级别信令符号的方法和系统。还揭示了用于解调和纠错译码包含4-级别和8-级别调制的信号的方法和系统。
本发明的一个目的是提供用于通过使用8-级别调制器来调制4-级别信令符号的方法，该方法包括接收要被调制的4-级别信令符号，其中每个4-级别信令符号包含2比特信息。该方法还包括把4-级别信令符号扩展为8-级别信令符号，其中每个8-级别信令符号包含3比特信息。该方法还包括调制8-级别信令符号。
在优选实施例中，把4-级别信令符号扩展为8-级别信令符号的步骤包括对于每个4-级别信令符号制造一个第三比特，以及把第三比特附加到2比特的信息上。在这个优选实施例中，第三比特是该2比特的异或值。在另一个优选实施例中，该方法包括在接连的符号的调制之间实施递增的45°相移。在再一个优选实施例中，通过用8-级别调制器调制和扩展4-级别信令符号，可以使得8-级别调制器产生4-级别调制。在本发明的又一个实施例中，4-级别信令符号是8-级别信令符号的一个子集。在本发明的另一个实施例中，本方法包括发送指示信号的步骤，该指示信号指示：扩展的4-级别信令符号与8-级别信令符号中哪个信令符号正在被发送。
本发明的另一个目的是提供用于解调包含4-级别调制与8-级别调制中的至少一种调制的接收信号的方法，其中该方法包括在第一假设下(即接收信号包含4-级别调制)解调接收信号，以及通过对在第一假设下调制的符号进行纠错译码而确定第一质量因子的数值。本方法还包括在第二假设下(即接收信号包含8-级别调制)解调接收信号，以及通过对在第二假设下调制的符号进行纠错译码而确定第二质量因子的数值。另外，该方法通过使用第一和第二质量因子来确定在接收信号中存在的接收的调制，以及按接收的调制来解调所述接收信号。
在优选实施例中，根据第一和第二质量因子进行确定的步骤可以在根据第一与第二假设执行的解调被完成之前进行。在另一个优选实施例中，第一与第二质量因子可通过使用由纠错译码器产生的度量而被确定。
本发明的另一个目的是提供用于解调包含4-级别调制与8-级别调制中的至少一种调制的接收信号的方法，其中该方法确定在接收信号中究竟存在4-级别调制还是存在8-级别调制。该方法还包括通过把接收信号的可能的级别限制为四个级别、确定四个级别中的哪个级别正在被接收、以及如果确定存在4-级别调制则产生每个级别具有2比特的4-级别信令符号判决，从而使解调器运行在受约束的4-级别解调模式下。然而，如果确定在接收信号中存在8-级别调制，则该方法还包括通过确定八个可能的级别中的哪个级别正在被接收、以及产生每个级别具有3比特的8-级别信令符号判决，从而使解调器运行在无约束的8-级别解调模式下。
在优选实施例中，确定究竟存在4-级别调制还是8-级别调制的步骤包括接收指示信号的步骤，该指示信号指示在接收信号中究竟存在4-级别调制还是8-级别调制。在另一个优选实施例中，指示信号通过使用SYNCWORD、CDVCC、和FACCH消息的至少一种消息而被发送。在再一个优选实施例中，确定究竟存在4-级别调制还是8-级别调制的步骤包括使用预定的传输格式来确定在接收信号中究竟存在4-级别信令符号还是8-级别信令符号的步骤。
本发明的另一个目的是提供用于译码包含4-级别信令符号与8-级别信令符号中的至少一种信令符号的接收信号的方法，其中该方法包括接收一个信号、按8-级别调制来解调该接收信号、以及确定在接收信号中究竟存在4-级别信令符号还是存在8-级别信令符号。如果确定在接收信号中存在4-级别信令符号，则该方法在受约束的4-级别译码模式下运行纠错译码器，以及产生每个级别具有2比特的4-级别信令符号判决。如果确定在接收信号中存在8-级别信令符号，则方法在无约束的8-级别模式下运行纠错译码器，以及产生每个级别具有3比特的8-级别信令符号判决。
在优选实施例中，确定究竟存在4-级别信令符号还是8-级别信令符号的步骤还包括接收指示信号的步骤，该指示信号指示在接收信号中究竟存在4-级别信令符号还是8-级别信令符号。在再一个优选实施例中，确定究竟存在4-级别信令符号还是8-级别信令符号的步骤还包括使用预定的传输格式来确定在接收信号中究竟存在4-级别信令符号还是8-级别信令符号的步骤。在另一个优选实施例中，在无约束的8-级别模式下译码接收信号的步骤包括从8-级别信令符号判决的3比特中去除第三比特。
本发明的另一个目的是提供用于译码包含4-级别信令符号与8-级别信令符号中的至少一种信令符号的接收信号的方法，其中该方法包括接收一个信号、按8-级别调制来解调该接收信号、以及在第一假设下(即接收信号中存在4-级别信令符号)执行纠错译码和确定第一质量因子。方法继续在第二假设下(即接收信号中存在8-级别信令符号)进行纠错译码和确定第二质量因子。该方法然后执行通过使用第一和第二质量因子来确定在接收信号中的接收的调制的步骤，以及按接收的调制来译码接收信号。
在优选实施例中，根据第一和第二质量因子进行确定的步骤可以在根据第一与第二假设执行的译码被完成之前进行。
本发明的另一个目的是提供用于通过使用8-级别信令符号调制器来调制4-级别信令符号的系统，其中该系统包括用于把信息处理成要被调制的多个4-级别信令符号的处理器。系统还包括被耦合到处理器的扩展器，用于把每个级别包含2比特信息的多个4-级别信令符号扩展成每个级别包含3比特信息的8-级别信令符号。该系统还包括被耦合到扩展器的8-级别调制器，用于调制扩展的8-级别信令符号。
在优选实施例中，该系统在接连的符号的调制之间施加递增的45°移相。在该系统的再一个优选实施例中，4-级别信令符号是扩展的8-级别信令符号的一个子集。在本发明的另一个实施例中，当调制扩展的8-级别信令符号时，8-级别调制器产生4-级别调制。
本发明的又一个目的是提供用于解调包含4-级别调制与8-级别调制中的至少一种调制的接收信号的系统，其中该系统包括用于接收所述接收的信号的接收机和被耦合到接收机的解调器。解调器在第一假设(即接收信号包含4-级别调制)和第二假设(即接收信号包含8-级别调制)中的至少一个假设下运行。如果解调器在第一假设下(即接收信号包含4-级别调制)运行，则解调器通过把接收信号的可能的电平限制为一组四个级别、确定四个级别中的哪个级别被接收、以及产生每个级别具有2比特的4-级别信令符号判决，从而作为受约束的解调器来运行。如果解调器在第二假设下(即接收信号包含8-级别调制)运行，则解调器通过把接收信号的可能的电平限制为一组八个级别、确定八个级别中的哪个级别被接收、以及产生每个级别具有3比特的8-级别信令符号判决，从而作为无约束的解调器来运行。
在优选实施例中，系统还可包括被耦合到解调器的第一纠错译码器和被耦合到解调器的第二纠错译码器，其中第一纠错译码器在解调器正运行在第一假设下时译码4-级别信令符号判决，以及第二纠错译码器在解调器正运行在第二假设下时译码8-级别信令符号判决。在另一个优选实施例中，控制器被耦合到第一和第二纠错译码器以及解调器，其中第一纠错译码器确定第一质量因子，第二纠错译码器确定第二质量因子，以及控制器使用第一和第二质量因子来确定在接收信号中究竟存在4-级别调制还是8-级别调制。如果控制器确定：存在4-级别调制，则控制器引导解调器作为受约束解调器运行，以及如果控制器确定：存在8-级别调制，则控制器引导解调器作为无约束解调器运行。在再一个优选实施例中，控制器被耦合到解调器，在那里，控制器通过使用在接收信号内的指示信号和预定的传输格式这二者之一来确定在接收信号中究竟存在4-级别调制还是8-级别调制。
本发明的另一个目的是提供用于译码包含4-级别调制与8-级别调制中的至少一种调制的信号的系统，其中该系统包括，用于接收信号的接收机、和被耦合到接收机用于按8-级别调制来解调该信号的解调器。该系统还包括被耦合到解调器的纠错译码器，用于按受约束的4-级别模式和无约束的8-级别模式中的至少一种模式运行，其中所述受约束的4-级别模式用于在第一假设下(即接收信号中存在4-级别信令符号)执行纠错译码，以及所述无约束的8-级别模式用于在第二假设下(即接收信号中存在8-级别信令符号)执行纠错译码。
在优选实施例中，系统包括被耦合到纠错译码器的控制器，其中纠错译码器当运行在第一假设时确定第一质量因子，以及当运行在第二假设时确定第二质量因子，以及控制器根据该第一和第二质量因子来确定所接收的调制。控制器然后发送控制信号到纠错译码器，以便按接收的调制来译码该信号。在另一个优选实施例中，纠错译码器从由解调器在第二假设下执行纠错译码时产生的3比特中去除第三比特。在再一个优选实施例中，系统包括被耦合到纠错译码器的控制器，其中控制器确定在解调的信号中究竟是存在4-级别信令符号还是存在8-级别信令符号，以及如果确定存在4-级别信令符号，则控制器引导纠错译码器运行在受约束模式，以及如果确定存在8-级别信令符号，则控制器引导纠错译码器运行在无约束模式。在又一个优选实施例中，控制器使用在接收信号内的指示信号和预定的传输格式这二者之一来确定究竟存在4-级别信令符号还是8-级别信令符号。
                       附图简述
图1是显示现有技术双向无线电设备的功能性方框图；
图2是显示数字信号处理功能的功能性方框图；
图3是与按照本发明的接收机通信的发射机的一般化方框图；
图4a是显示当利用了π/4 DQPSK调制时，在QPSK星图上符号的分配和展示QPSK图的递增的旋转的图；
图4b是显示当按照本发明利用π/4 8-PSK调制时，在8-PSK星图上符号的分配和展示π/4 8-PSK星座图的递增的旋转的图；
图5是显示对于π/4 DQPSK和8-PSK调制的可允许的符号转移的图；
图6是显示通过使用按照本发明的实施例的8-级别调制器的4-级别信令符号的传输的流程图；
图7a是显示现有技术IS54下行链路突发格式的图；
图7b是显示按照本发明的实施例用于增强的传输速度的修改的突发格式的图；
图8是显示按照本发明的信号处理的功能性方框图；
图9是显示按照本发明的顺序MLSE处理器的功能性方框图；
图10是显示按照本发明的MLSE处理器从无约束模式切换到受约束模式的功能性方框图；
图11是显示按照本发明的MLSE处理器从受约束模式切换到无约束模式的功能性方框图；
图12是显示按照本发明的实施例的、带有无约束/约束解调器的蜂窝系统的功能性方框图；
图13是显示按照本发明的实施例的、包含4-级别调制和8-级别调制中的至少一种调制的接收信号的解调的流程图；
图14是显示按照本发明的实施例的、用于解调包含4-级别调制和8-级别调制中的至少一种调制的接收信号的流程图；
图15是显示按照本发明的实施例的、用于译码4-级别和8-级别信号符号的纠错译码器；
图16是显示按照本发明的实施例的、带有无约束/约束纠错译码器的蜂窝系统的功能性方框图；
图17是显示按照本发明的实施例的、用于译码包含4-级别信令符号和8-级别信令符号中的至少一种信令符号的接收信号的流程图；
图18是显示按照本发明的实施例的4-级别/8-级别纠错译码器的功能性方框图；
图19是显示按照本发明的实施例的用于译码包含4-级别信令符号和8-级别信令符号的译码的流程图。
                   发明详细描述
当蜂窝系统能够利用8-级别调制在通信信道上进行数据传输时，比起对于利用4-级别调制的系统，更大量的信息在蜂窝站之间传送，由此，允许传送提高的话音质量和数据。然而，8-级别调制的发送需要有占优势的条件，即，能使得接收站能够区分开在被调制的载波中的45°相移。而且，即使当占优势的条件允许使用8-级别调制时，对于某些调制信号领域，(诸如SYNCWORD)希望使用4-级别调制，以便允许在相邻时隙中的、只具有4-级别解调能力的蜂窝站能利用发送的信息。
揭示的发明描述通过使用8-级别调制器调制4-级别和8-级别信令符号的系统和方法。因此，在占优势的条件允许的情形下，可以利用提高的话音质量和数据。本发明还描述能够解调4-级别和8-级别调制的解调器。另外，按照本发明提供了纠错译码器，用来对4-级别和8-级别信令符号进行纠错译码。解调器和纠错译码器允许解调和译码来自能够使用4-级别和8-级别调制进行发送的单个发射机的信号。而且，解调器和纠错译码器允许解调和译码来自多个发射机的信号，其中某些发射机具有4-级别调制能力，以及其它的发射机具有8-级别调制能力。
图1显示技术上熟知的双向无线电设备方框图。天线100通过收发(T/R)耦合器105被连接到接收机部分和发射机部分，下面更详细地说明。T/R耦合器可以是双工滤波器，如在需要同时发送和接收时使用的，或可以是T/R开关，它是更简单类型的耦合器，它可在使用时分双工技术时被使用，由此，发射机发送TDMA突发可以与接收机接收TDMA突发交替地进行。接收机部分包括下变频器110，用于把接收信号变换成适当的第一中频(IF)，由第一IF滤波器115滤波，第二混频器和IF放大器120，用于产生硬限幅的第二IF信号和对数信号强度信号(RSSI)，然后由对数极坐标变换器125把它们变换成数字形式，以便在数字信号处理单元130中处理。第一和第二本地振荡器频率信号由使用锁相环的适当的数字频率综合器135提供给下变频器110和第二混频器120。频率综合器135使用公共晶体参考振荡器140作为精确的频率标准，以及从数字信号处理器130(可包括微处理器)接收编程的信号，以便来选择不同的射频信道。接收信号处理的输出最终是加到电话耳机145的语音信号、加到用户终端150(例如计算机屏幕)的数据业务流、或可替换地被称为慢速相关控制信道(SACCH)的内部控制消息或快速相关控制信道(FACCH)消息，它在呼叫建立、呼叫越区切换或呼叫终结期间控制设备的运行。
图1的发射机部分包括要发送的信息的源，诸如用于语音的话筒155，或用于输入数据的键盘160。输入的信息通过使用纠错编码技术进行编码以便对抗传输错误，然后通过使用调制技术进行调制，这些技术诸如恒定包络GMSK(正如在称为GSM的欧洲数字蜂窝系统中使用的)，或可替换地，变化幅度(线性)调制，(正如在美国IS54D-AMPS系统中使用的)。
调制器165(诸如在专利Mo.5,530,722中揭示的正交调制器，它可用于调制在双模式D-AMPS无线电设备中(必须运行在模拟FM模式或数字模式)有用的模拟或数字信号)，在此被引用以供参考。’722专利还描述改进的调制器，用于把π/4-DQPSK信号调制在射频载频上。该调制可被附加在发送中频上，然后通过使用来自频率综合器部分135的混频信号把调制的信号上变频到最终的发射频率，或替换地，频率综合器部分135可以产生未调制的最终频率的信号，它通过使用正交调制器165被调制。在任一种情形下调制的、最终频率的信号然后被发射功率放大器(PA)170放大，以及通过T/R耦合器105由天线100发射。
图2是显示现有技术数字信号处理功能块的功能性方框图。来自对数极坐标A-D变换器125的数字化样本首先通过使用最好是均衡解调器205进行解调，补偿在传输路径上加上的符号间干扰(ISI)。均衡解调器205优选地把“软判决”(而不是硬符号判决)输出到信道译码器210。在授权给Hammar的专利No.5,099,499“Method ofGenerating Quality Factors for Binary Digits Obtained in theViterbi Analysis of a Signal(对于在信号的维特比分析中得到的二进制数字，产生质量因子的方法)”中揭示了从均衡解调器205得出软符号判决的一个方法，该专利在此引用，以供参考。信道译码器210执行纠错译码，以及可以通过使用在专利No.5,230,003“Decoding System For Distinguishing Different Types ofConvolutionally-encoded Signals(用于鉴别不同类型的卷积编码信号的译码系统)”中描述的方法，来鉴别不同类型的编码消息，诸如语音、数据和信令，该专利在此引用，以供参考。信道译码器210输出根据类型消息的硬比特或符号判决，引导到语音译码器215、信令消息译码器220或用户数据终端225。当信道译码器210通过处理循环冗余检验码(CRC)而检测到译码是不成功的时，信道译码器210也可以提供擦除指示给上述的任一个部件。如果消息是语音，则语音译码器215首先使用CELP，ECELP，VSELP，或AMBE音码器算法来解压被压缩的语音，把语音消息变换成二进制编码波形样本(PCM)，然后PCM样本被D-A变换，重新产生连续的模拟的话音频段信号，用于驱动扬声器或耳机(诸如耳机145)。如果替换地，消息被检测为FACCH或SACCH类型的信令消息，信道译码器210把译码的输出传送到信令译码器220，以用于进一步解译和处理。信令消息被蜂窝系统发送到蜂窝电话，以便控制它的内部功能(诸如将使用于发送和接收的频率信道、以及将使用的功率电平)。信令消息也可以通过使用鉴权处理过程，请求电话自动验证它的识别号，诸如在美国专利5,559,886“Method of Carrying out an Authentication Checkbetween a Base Station and a Mobile Station in a Mobile RadioSystem(在移动无线系统中在基站与移动台之间实行精确检验的方法)”，专利5,390,245“Method of Carrying out an AuthenticationCheck between a Base Station and a Mobile Station in a MobileRadio System(在移动无线系统中在基站与移动台之间实行精确检验的方法)”，专利5,282,250“Method of Carrying out anAuthentication Check between a Base Station and a MobileStation in a Mobile Radio System(在移动无线系统中在基站与移动台之间实行精确检验的方法)”，和专利5,091,942“Authentication System for Digital Cellular Communication(用于数字蜂窝通信系统的鉴权系统)”中描述的，这些专利在此引用，以供参考。
如果另一方面，消息既不是语音也不是信令，而是数字数据消息，打算用于某些数字数据终端业务，诸如个人计算机，或替换地，打算用于在蜂窝电话屏幕上显示，则它通过设备驱动程序被路由到用户数据终端225，或显示处理软件程序。
在美国专利No.5,745,523中描述了用于交替地接收模拟调频信号或π/4-DQPSK数字调制信号和发射同样的信号的双模式无线通信设备，该专利在此引用，以供参考。美国专利No.5,048,059“Log-Polar Signal Processing(对数极坐标信号处理)”描述把在射频载频上接收的信号变换成代表的数字样本流，用于数字处理，而同时保持它们的复矢量性质，该专利在此引用，以供参考。在美国专利No.5,084,669“Direct Phase Digitation(直接相位数字化)”和美国专利No.5,148,373“Method and Arrangement for AccurateDigital Determination of the Time or Phase Position of a SignalPulse Train(用于精确数字确定信号脉冲串的时间或相位位置的方法和设备)”中描述数字化相位有关的信号，这些专利在此引用，以供参考。
当对数放大器从带有级间滤波器的多放大器检波器级产生对数信号强度指示时，来自不同级的相对贡献通过使用延时补偿而被组合，正如美国专利No.5,070,303“Logarithmic amplifier/detectordelay compensation(对数放大器/检波器延时补偿)”描述的，该专利在此引用，以供参考。替换地，接收的射频信号可以通过使用HOMODYNE(零拍)接收机被下变频和被数字化，诸如在美国专利No.5,241,702“D.C.offset compensation in a radio receiver(射频接收机中直流偏移补偿)”中描述的，该专利在此引用，以供参考。在美国专利No.5,568,520“Slope Drift and OffsetCompensation in Zero-IF Receivers(零中频接收机中斜率漂移和偏移补偿)”描述了对接收机的改进，该专利在此引用，以供参考。而且，在美国专利No.5,749,051“I.P.2 Compensation in HOMODYNEReceivers(零拍接收机中I.P.2补偿)”描述的对零拍接收机的改进，在实施本发明时是有用的，该专利在此引用，以供参考。另外，在美国专利No.5,331,666“Adaptive Maximum LikelihoodDemodulator(自适应最大或然解调器)”中描述了用于解调和补偿ISI最终衰落的解调器，以及美国专利No.5,335,250“Method andApparatus by Directional Demodulation of Digitally ModulatedSignals(数字调制信号的定向解调的方法和设备)”描述了以时间颠倒的次序和非时间颠倒的次序，最大或然解调所记录的信号样本，以及从给出对于该符号的最好结果的解调方向上选择每个解调的符号。该‘666和‘250专利在此引用，以供参考。这样的解调器可以利用通过使用在解调的符号是正确的假设下在解调进行期间被更新的“信道模型”得到传播路径对信号相位与幅度的影响的估值。
当几个至今未解决的、解调符号串的假设在接收多个信号后被同时保持在存储器供将来判定用时，信道模型的、相应的、多个未解决的接收也必须被保持，诸如美国专利No.5,164,961“Method andApparatus for Adapting a Viterbi Algorithm to a Channel HavingVarying Transmission Properties(用于使维特比算法自适应于具有变化的传输特性的信道的方法和设备)”描述的，该在此引用，以供参考。同时估值未知符号和借以传输这些符号的未知信道的任何均衡解调器被称为“盲估值器”，以及这样的算法在美国专利No.5,557,645“Channel Independent Equalizer Device(信道无关的均衡器装置)”中被描述。这样的算法被称为“每个状态的信道模型”算法，以及信道模型有时可被简化为，或可附加地包括频率误差估值和增益设置常数，正如在美国专利No.5,136,616“Method ofRapidly Controlling the Frequency of a Coherent Radio Receiverand Apparatus for Carrying out the Method(快速控制相干射频接收机的方法以及实行该方法的设备)”和No.5,568,518“FastAutomatic Gain Control(快速自动增益控制)”中描述的，这两个专利在此引用，以供参考。替换地，为了减小处理复杂性，可以从具有作为正确的最高或然率指示的解调的符号假设中计算频率误差的单个估值，正如在美国专利No.5,093,848“Method of Controllingthe Frequency of a Coherent Radio Receiver and ADparatus forCarrying out the Method(控制相干射频接收机的方法以及实行该方法的设备)”中描述的，该专利在此引用，以供参考。另一个低复杂性的均衡器解调器在美国专利No.5,467,374“Low ComplexityAdaptive Equalizer for U.S.Digital Cellular RadioReceivers(用于美国数字蜂窝射频接收机的低复杂性的自适应均衡器)”中被描述，该专利在此引用，以供参考。
在本发明中低的接收质量可以通过使用分集接收机被改进，正如美国专利No.5,361,404“Diversity Receiving System(分集接收系统)”和美国专利申请No.08/218,236中被描述，这两个专利在此引用，以供参考。专利申请No.08/218,236还揭示了使用根据量化的同步质量指示符根据全部可供使用的算法选择的多个解调算法中的一个算法。美国专利申请No.08/305,727描述通过适当地选择交织图案把用于解调和译码编码的射频信号的算法组合成单个算法，该专利申请在此引用，以供参考。这里描述的本发明包括进一步适配于改进的π/4-DQPSK调制器，正如在上面引用的‘722专利中描述的。
图3是显示按照本发明的、发送和接收信号的处理过程的图。图3显示发射机300与接收机302进行通信。发射机300包括处理器305，它被耦合到扩展器307，后者被耦合到本发明的8相移位键控(8-PSK)调制器310。调制器310又被耦合到发射天线315。接收机302包括接收天线320，后者被耦合到接收机下变频器325。接收机下变频器325被耦合到模拟-数字变换器330。模拟-数字变换器330被耦合到本发明的解调器335，解调器335被耦合到本发明的纠错译码器340。发射机300利用本发明的扩展器307和本发明的8-PSK星座图，正如参照图4-5描述的。接收机302包括本发明的解调器335和本发明的纠错译码器340。解调器335被用来解调包含4-级别和8-级别调制的信号，以及参照图9-14被描述。纠错译码器340被用来译码4-级别和8-级别信令符号，以及参照图15-19被描述。
如图3所示，数据符号序列304进入处理器305，它可包括技术上熟知的纠错译码器，其中数据符号序列通过使用对抗传输错误的纠错编码技术被编码。处理器305通过提供冗余度给数据符号序列304而对抗传输错误，其中冗余量取决于被编码在数据符号序列中的信息的重要性。处理器305然后输出四相移位键控(QPSK)或8-PSK信令符号到扩展器307。如果QPSK信令符号被输出，则扩展器307把QPSK符号扩展成8-PSK信令符号，以及把它们输出到调制器310。扩展器307使用来控制信令符号的处理过程将参照图5进行描述。如果8-PSK符号被输出，扩展器307输出该8-PSK符号到调制器310，而不用扩展它们。8-PSK符号然后进入调制器310，在其中8-PSK符号被调制。调制可以首先被附加在发送中频上，然后通过使用来自频率综合器(诸如数字频率综合器)的混频信号把它上变频到最终的发射频率。调制的信号然后从发射天线315作为发射信号317被发射。发射的信号317因此包含8-级别或8-PSK调制。虽然扩展器307被显示为不同的部件，但由扩展器307执行的功能可被合并到处理器305，调制器310，或二者中。
发射信号317被接收机302的接收天线接收，以及进入接收机下变频器325，在其中发射信号317被下变频。下变频的信号然后由模拟-数字变换器330进行数字化。数字化的信号然后进入本发明的解调器335，以便补偿在传输路径上加上的ISI。虽然由发射机300产生的调制在本例中是8-PSK，但本发明的解调器335具有用于解调具有QPSK和8-PSK调制的信号的能力，正如以下参照图9-14描述的。解调器335是自适应均衡器，它应用采用熟知的维特比算法的最大或然序列估值(MLSE)处理过程。解调器335优选地输出软判决到本发明的纠错译码器340。纠错译码器340通过使用由处理器305提供的冗余度执行纠错译码。纠错译码器340能够译码QPSK和8-PSK信令符号，正如以下参照图15-19描述的。离开纠错译码器340的数字信息然后由系统进一步处理，例如提供语音、数据、和信令消息给系统及其用户。虽然接收机302显示本发明的解调器335和纠错译码器340，但对于接收机302只需要存在两个本发明部件中的一个部件来处理包括QPSK和8-PSK调制的发送信号。在接收机中只存在两个本发明部件中的一个部件的情况下，另一个部件可以由技术上熟知的部件代替。这参照图12和16更详细地显示。
图4a显示在QPSK星座图上QPSK符号的分配。这样的星座图对于调制QPSK调制和π/4-QPSK调制以及差分π/4-DQPSK(π/4-DQPSK)调制是足够的。每个星座点代表一对数据比特。在D-AMPS中使用的π/4-DQPSK只是在解译接收信号时不同。在π/4-DQPSK中，两个信息比特被编码成在两个将来的符号之间的+/-45°或+/-135°的相位改变。然而，发送的表现完全和图4a上一样，因为由比特对代表的符号的接连的发送将导致在接连的符号之间相位递增45°。对于三个接连的符号的这种递增的旋转由对于第一符号(i)的星座图350、对于第二符号(i+1)的星座图352、和对于第s3符号(i+2)的星座图354显示。星座图350显示对于4-级别、或对于QPSK星座图的符号的分配。水平参考线355代表0°参考线，它被使用来得出分配的符号的角度位置。可以看到，在星座图350上，代表比特对00，10，11，和01的符号分别处在角度位置45°，135°，225°，和315°处。数据对(00)对于第一符号例如在角度位置45°，但对于第二符号在角度位置90°，如星座图352所示，以及对于第三符号在角度位置135°，如星座图354所示。由星座点代表的其它的比特对，对于每个接连的符号也接连地旋转45°，而同时保持它们的相对角度关系。
在π/4-QPSK，四个可能的2比特图案的角度关系，优选地通过使用格雷编码被分配，其中只相差1比特的图案是角度上相邻的，而相差2比特的图案是在直径上相对的。这确保最可能的错误形式(即其中一个星座点对于相邻的点是错误的)只会导致单个误码，而只在星座点对于直径上相对的点是错误的较少可能的事件下，才会导致2比特误码。所以，可以看到，π/4-DQPSK调制包括符号发送代表4个可能的角度位置中的一个位置的信号，这对于每个偶数符号是0°，90°，180°，和270°，以及对于每个奇数符号是45°，135°，225°，和315°。这相应于发送4个可能的复矢量的一个复矢量：对于每个偶数比特是(1+0j)；(0+j)；(-1+0j)；或(0-j)；以及对于每个奇数比特是(0.707+j0.707)；(-0.707+j0.707)；(-0.707-j0.707)；(0.707-j0.707)，其中实数和虚数值分别等于角度的余弦和正弦。
在π/4-DQPSK，从一个符号到下一个符号的+/-45°或+/-135°的相位改变，被使用来编码2个信息比特，以及相差180°的相位改变，被使用来代表在两个比特上的比特图案差别，而只相差90°的相位改变，被使用来代表只在一个比特上的图案差别。
实际上，对于π/4-QPSK或对于π/4-DQPSK，数字信号处理器的发送部分形成头四个复数值之一与第二组四个复数值之一交替的序列，然后数字滤波该序列，而同时以较高的采样速率对它上采样，由此，产生每个2比特符号的多个样本，它们更精确地代表所需要的连续波形。为了把发射频谱包含在分配的射频信道内，必须发送连续的波形。对于D-AMPS规定的滤波，被称为“平方根升余弦”(RRC)滤波。经过RRC滤波的、和上变频的复数样本(I，Q)然后被DA变换，以及被输出到正交调制器和上变频器，正如以上引用的专利5,530,722中描述的。可以看到，π/4-DQPSK调制包括在每个符号时刻只发送可能的八个相位角0°，45°，90°，135°，180°，225°，270°，和315°中四个相位角之一，以及只产生可能的八个相应的复矢量中的四个复矢量之一。另一方面，8-相位调制并不把传输限制成在每个符号时刻一个四相位的子集。但允许八个中的任一个被发送，由此，每个符号输送3比特的信息，而不是2比特信息。
这可在图5上进一步看到，图上显示对于π/4-DQPSK和8-PSK符号的、从一个星座点到另一个点的可允许的转移。
图5显示对于π/4-DQPSK和8-PSK的、从一个星座点到另一个点的可允许的转移。在π/4-DQPSK中，先前的星座点是角度位置45，135，225或315°的一个位置，然后被发送的下一个星座点必须是在0，90，180或270°，反之亦然。这在方块375中显示，它表示从偶数符号到奇数符号的可允许的转移，以及方块376中表示从奇数符号到偶数符号的可允许的转移。在括号中的比特代表当π/4-DQPSK在使用时8-PSK星座的不用的第三比特。另一方面，方块377显示约束条件，对于8-PSK在从一个星座点到下一个点的转移中没有约束，其中到任何新的点的处理器可以是八个先前的星座点。
图4b显示对于8-级别、或8-PSK星座图上本发明的符号的分配。在具有相应的比特图案010的符号处存在的0°参考可被使用来得出本发明的分配的符号的角度位置。可以看到，在星座图370上，由三比特组010，000，001，101，100，110，111和011代表的符号分别处在角度位置0°，45°，90°，135°，180°，225°，270°，和315°。在8-PSK星座图的45°，135°，225°和315°处的、本发明的符号分配是通过对于如图4a所示的QPSK星座图的每2比特符号产生第三比特、把产生的比特附加到符号的现有的2比特、以及把这个第三比特放置在8-PSK 星座图上、相应于QPSK星座图的2比特符号位置的角度位置，从而得出的。具体地，第三比特是通过把QPSK星座图350的每个位置处的2比特进行异或运算而产生的。产生第三比特的这种方法是通过使用3比特图案到8个星座点的最佳分配而产生的，为此，在8符号的情形下不存在格雷编码。如果使用任何其它第三比特的分配法来得出8个星座点，则当另外的2比特被给定、以及希望产生π/4-QPSK时，第三比特仍可以通过使用适当的法则被预测。其余的四个符号位置可通过在8-PSK星座图上把45°，135°，225°和315°符号位置的最低位比特插入以及把代表每个新的符号的比特图案放置在领先45°的角度位置而得出。
8-PSK符号到星座点的所有分配可被使用，包括在接连的符号之间变化或不变，以及只要它是有规则的，就有可能确定哪些3比特符号代表在符号序列中任何符号位置处的四个π/4-DQPSK符号。
可以看到，代表星座图350的每个QPSK符号的2比特相应于代表在8-PSK星座图上对应的角度位置处的8-PSK符号的3比特中最左的2个比特。因此，在QPSK星座图350上的符号位置可被看作为在星座图370上本发明的8-PSK符号的分配的子集。
在8-PSK星座图370上本发明的8-PSK符号的分配允许使用8-PSK调制器来调制QPSK信令符号。而且，本发明允许通过8-PSK调制器来产生QPSK调制。这在图6上被显示。
图6显示如何按照本发明通过使用8-PSK调制器发送QPSK符号的流程图。在步骤380，处理器305接收信息，并把信息处理成要被调制的多个QPSK信令符号。QPSK信令符号然后在扩展器307中被扩展成8-PSK信令符号。完成这一步骤的一个方法是对包括每个QPSK信令符号的2比特信息进行异或运算，以便产生第三比特，如步骤382所示。方法然后进到步骤384，在其中把这个第三比特附加到每个QPSK信令符号的现有的2比特上。这样，每个信令符号被扩展成代表8-PSK信令符号的3比特信息。方法进到步骤386，在其中这些8-PSK信令符号由8-PSK调制器310进行调制，以及从发射天线发送出。这样，QPSK信令符号被处理、扩展、和由8-PSK调制器进行调制。
同样地，差分QPSK(DQPSK)信令符号可以利用如星座图370所示的本发明的符号分配而由8-DPSK调制器来扩展和调制，从而产生代表预先扩展的DQPSK符号序列的DQPSK调制。还可以看到，通过把递增的45°相移施加到8-PSK星座图370，可产生本发明的π/4-8PSK调制，它允许由π/4-8PSK调制器来调制QPSK符号，从而通过利用星座图370上本发明的符号分配来产生π/4-QPSK调制。本发明的π/4-8PSK调制通过施加上递增的45°符号旋转而被产生，如图4b所示。在这种情形下，第一8-PSK符号(i)通过使用星座图370被发送。45°旋转然后被加到8-PSK星座图，以及第二8-PSK符号(i+1)通过使用星座图372被发送，以及第三8-PSK符号通过使用星座图374在加上另一个45°符号旋转以后被发送。
因此，当使用π/4-DQPSK时，可以很简单通过从任意的星座点(例如角度位置0)开始，然后根据2比特数据加上四个旋转+/-45°或+/-135°中的一个旋转，以得出下一个星座点，从而构建等价的π/4-QPSK符号序列。这个处理过程继续累积地进行，把旋转加到对于先前的符号所使用的矢量上，从而得出下一个符号矢量。同样地，存在着8-PSK的差分形式和绝对形式。多相调制的绝对的或相干的形式从它在所谓的GSM的欧洲蜂窝系统中2相位情形下的使用中时原来就是已知的，以后在1996年2月9日提交的、题目为“Coherent CPFSK(相干的CPFSK)”(Ramesh)的、美国专利申请No.08/599,011中它被扩展到多相的情形，该专利申请在此引用，以供参考。
当使用差分8-PSK时，一个三比特组是通过把八个旋转0°，45°，90°，135°，180°，225°，270°或315°之一累积地施加到对于先前的符号所发送的矢量以得出对于下一个符号的矢量而表示的。然而，所发送的每个矢量位于同样的8个相位位置之一，以及对于第一子集的四个偶数比特、或对于第二子集的四个奇数比特没有限制，如图5显示的π/4-DQPSK那样。
实际上，π/4-DQPSK和差分8-PSK首先被接收、均衡和解调，就好像它们分别是相干的、或绝对的相位版本π/4-QPSK、或相干8-PSK那样，然后使用差分译码来确定在一个相干地译码的符号与下一个符号之间出现的旋转。所以，不必规定是使用差分调制还是相干调制，因为在两种情形下接收机处理是相同的。主要差别在于：对于不同于相干调制的差分调制，软信息如何被产生，这在下面讨论。
图7a是显示现有技术IS54突发格式的图。具体地，图7a显示一个14符号SYNCWORD(同步字)，6个符号的SACCH信令信息，65个符号的用户语音或数据业务，用于CDVCC的6个符号，第二组65个符号的用户语音或数据业务，以及6个符号的“X”ACCH块，其中“X”表示这些符号的使用在技术规范制定时没有加以规定。于是，该格式从属于下一个时隙的SYNCWORD开始重复地进行。然而，在引用的参考文献中熟知的和被描述的是：接收机可有利地采用突发格式的时间倒置的对称性，从第一SYNCWORD前向地解调，或从下一个SYNCWORD后向地解调。因此，一个变换使用8-PSK的时隙必须保持π/4-DQPSK格式的它的第一SYNCWORD，以便供分配给先前的时隙的接收机使用。
图7b是显示按照本发明的实施例的、TDMA时隙中修改的突发格式的图。图7b具体地显示用户业务区390和392，其每个包含65个符号的信息，从π/4-DQPSK变换成8-PSK格式，由此每个突发的用户数据量从现有的IS54突发格式时的260比特增加到390比特。除了SYNCWORD以外，可任选任何其它区变换成8-PSK格式，虽然在以后的D-AMPS技术规范IS136中，描述了XACCH符号的一种用法，建议把它们保持在π/4-DQPSK格式中。在变换到8-PSK时也可任选地把CDVCC区保持为π/4-DQPSK格式，或把它消除，以有利于更高的数据速率。把CDVCC区保持为π/4-DQPSK格式的一个理由关系到FACCH消息的发送，因为不会促使它变换到8-PSK。在FACCH传输的情形下，它代替正常的用户语音或数据符号，方便的是使整个突发留在与IS54相同的格式，除了符号交织图案的潜在的改变之外(这将在下面讨论)。
能够调制QPSK和8-PSK信令符号的系统只使用一个8-PSK调制器是有利的，因为对于QPSK和8-PSK信令符号的调制只需要有一个调制器，由此，减小PCB占用的空间和减小生产成本，因为冗余的调制器是不必要的。而且，能够产生QPSK调制的8-PSK调制器在某些蜂窝站(例如蜂窝电话或蜂窝基站)只拥有QPSK信号处理能力以及其它的台站拥有8-PSK处理能力的情形下，是非常有用的。能够产生QPSK调制的这个8-PSK调制器具有能够与这二者通信的明显的优点。
另外，在占优势条件允许发送8-PSK信令符号的情形下，蜂窝系统能够在时隙的任何区中发送更多的信息，而不阻止其它用户同时使用频谱。这样，蜂窝站能够使用较少的语音压缩，由此给出提高的语音质量，而不减少可以由系统提供服务的用户的总数。同样地，蜂窝系统能够提高数据通信的质量，而不减少系统可以容纳的用户的数目。
本发明的另一个方面，提供了用于解调4-级别信令符号和8-级别信令符号的创造性的自适应均衡器。因为某些发射机拥有4-级别调制能力和其它的发射机拥有8-级别调制能力，所以本发明的自适应均衡器允许与这二者通信。另外，在单个发射机具有使用4-级别和8-级别调制进行发送的能力的场合下，本发明的自适应均衡器允许两种调制类型的通信，由此在占优势条件允许时允许发送更大量的信息。
利用最大或然序列估值(MLSE)处理的自适应均衡器可以需要至少一个符号和一个当前的符号来确定所发送的上一个符号。这假定由反射信号路径造成的、在接收信号中最大的符号重叠(码间干扰)将小于或等于一个符号。自适应均衡器通过运行每个上一个符号的可能性以及通过具有新的符号假设的信道模型每次一个地运行相应的信道模型参量而进行工作。如果具有由相应的信道模型参量代表的信道条件的特定的上一个符号可能性和当前新的符号假设被发送，则信道模型的输出代表接收的信号样本看起来应当是的符号。这个信道模型输出与实际的接收信号样本进行比较，其中计算了差值度量。差值度量是在接收信号样本与预测信号样本之间的差值的平方后的幅值。差值度量越小，则上一个符号的可能性和当前新的符号假设是所发送的符号就越可能。差值度量然后被附加到对于该上一个符号可能性的累积的度量，以及新的度量被存储在相应于上一个符号可能性的存储单元的临时度量区域。因此，在每个上一个符号可能性通过具有单个新符号假设的信道模型被运行以后，临时度量区域保持对于新的符号假设的每个上一个符号可能性的新的计算的临时度量。于是最低的临时度量被选择。相应于最低的临时度量的上一个符号可能性被移位到它的相应的路径历史的最右位置。新的路径历史和临时度量然后代替累积的度量和对于具有新的符号假设的上一个符号可能性的路径历史。
图8是显示按照本发明的信号处理的功能性方框图。具体地，图8显示对于蜂窝终端信令处理所需要的修改，以便从按照本发明的自适应传输比特速率而获益。受约束的/无约束的均衡器335被耦合到去交织器与信道译码器340。去交织器与译码器340被耦合到信令消息译码器404、语音译码器406和数据终端408。受约束的/无约束的均衡器335、信道译码器340、信令消息译码器404、语音译码器406和数据终端408通过内部控制信号线进一步被耦合在一起。保留射频信号的复矢量特性的数字化的接收的样本被馈送到双模式均衡器335，以供解调。双模式均衡器335可以是被控制信号约束的以便只输出软的π/4-DQPSK判决，或者也可以是无约束的，于是输出软的8-PSK符号。软信息被输出到去交织器与信道译码器340，后者也被控制信号进行调整以便接受软的8-PSK符号或者接受软的π/4-DQPSK符号。在经过译码和确定消息是否为语音、FACCH、或数据后，译码的消息被路由到语音译码器406、或信令译码器404、或用户数据终端408。在译码8-PSK的情形下(其中更多的比特可供使用来代表语音到较高的质量)，语音译码器406也被控制成运行在增强质量的模式下。同样地，对于使用8-PSK以较高的比特速率的用户数据接收或发送，用户数据终端408可以接收控制信号，使得它使用较高的比特速率。在正常的D-AMPS模式之间切换均衡器335、信道译码器340与语音译码器408的控制信号，可以是由信令译码器404接收来自网络的信令信息而产生的。所以信令译码器404必须能够接收以π/4-DQPSK格式发送的消息以便切换到8-PSK格式，或反之亦然。
用于FACCH的信令译码器404可被设计为用来译码那些只使用π/4-DQPSK格式发送的消息。即使在均衡器335被限制为解调8-PSK时，基站网络可以发送π/4-DQPSK消息以及均衡器335可将它译码为8-PSK。如果没有造成错误，则均衡器335将只输出四个可能的8-PSK符号中的一个符号，与对于每个符号周期的另四个8-PSK符号中的一个符号相交替。然而，如果造成错误，则可以输出另四个8-PSK符号中的一个符号。FACCH译码器这样来运行：假设信息比特以及然后使用译码处理的模型来确定相应地编码的、和发送的比特应当是什么。译码器340的交织器知道每个比特应当在哪里找到，例如，在哪个TDMA突发的哪个符号中。然后，预测的比特与由均衡器335对于该符号输出的软的符号判决进行比较，以及针对符号是包含预测的极性的比特、还是包含相反极性的比特，计算或然值。在计算或然值时，如果均衡器335输出软的8-PSK符号，则执行第一种类型的计算，以及如果均衡器输出软的π/4-DQPSK符号，则执行第二种类型的计算。这个计算是在信道译码器340内执行，还是在均衡器335内执行，对于本发明来说并不是重要的，均衡器335然后以信道译码器340能直接使用的形式，直接输出对于每个符号的三个(或两个)比特中的每个比特的软信息。最好的解决方案是在均衡器335内通过使用以下描述的处理过程把软的符号信息转换成对于两个或三个构成的比特的软信息。
按照本发明的受约束/无约束均衡器335的MLSE处理器能够运行在用于解调4-级别或QPSK调制的受约束模式以及运行在用于解调8-级别或8-PSK调制的无约束模式。这是通过当运行在受约束模式时把新的符号假设可能性的数目和路径历的数目减小到4以及当运行在无约束模式时利用8个新的符号假设可能性和路径历程，从而完成的。
在某些情形下，按照本发明的自适应均衡器必须把运行模式从无约束8-级别解调模式切换到受约束的4-级别解调模式。这些情形包括由于占优势条件的恶化而导致发射机从8-级别调制切换到4-级别调制，由此避免接收机区分由8-PSK调制利用的较小的相移，或在通信时从具有8-级别调制能力的发射机的台站切换到只具有4-级别调制能力的发射机的台站。这样的台站也可以是在希望现在的时隙的某个传输区(诸如SYNCWORD)使用4-级别调制被发送的情形下被引起的，虽然占优势条件允许传输8-级别调制。(这可以是在相邻的时隙中的蜂窝站只具有4-级别解调能力、但需要接入到现在的时隙的SYNCWORD的情形下引起的。)
图9是显示按照本发明的顺序的MLSE处理器的功能性方框图。图9显示被耦合到存储器452的控制器450、信道模型470、比较器475和加法器480。信道模型470还被耦合到比较器475，比较器又被耦合到加法器480。在图10上将更详细地显示图9，以及图9的运行将参照图10-14被描述。图10是显示按照本发明的、利用MLSE处理器切换工作模式从无约束模式到受约束模式的自适应均衡器的功能性方框图。图10显示具有贮存装置452的MLSE处理器445，该贮存装置452具有专用区域454(它表示当前的存储器表)、临时度量区域456、和表示新的存储器表的区域458。当前存储器表454包括上一个符号可能性区域460、累积的度量区域462、信道模型区域464、和路径历程区域465。上一个符号可能性区域460是具有一列的形式，对于8-PSK信令符号有8行。上一个符号可能性区域460的每行包含单个上一个符号可能性。累积度量区域462也是具有一列的形式，其中累积度量的数目等于上一个符号可能性的数目，以及每个累积度量相应于上一个符号可能性区域460的特定的上一个符号可能性。同样地，信道模型区域464是具有一列的形式，以及存储对于上一个符号可能性区域460中的每个上一个符号可能性的信道模型参量。路径历程区域465也是具有一列的形式，其中行的数目等于上一个符号可能性区域460的上一个符号可能性的数目。路径历程区域465的每行相应于上一个符号可能性区域460的上一个符号可能性。
临时度量区域456具有像累积度量区域462那样的布局，以及包括对于上一个符号可能性区域460中的每个上一个符号可能性的计算的临时度量。
新的存储器表458包括上一个符号可能性区域466、新的度量区域467、信道模型区域468、和路径历程区域469，它具有类似于当前的存储器表454中相应的区域那样的布局。
MLSE处理器450还具有信道模型470，它被耦合到包括上一个符号可能性区域460和信道模型区域464。信道模型被耦合到比较器475，它被耦合到加法器480。加法器480又被耦合到累积度量区域462和临时度量区域456。加法器480和临时度量区域456被耦合到控制器450，后者又被耦合到新的存储器表458。
正好在运行模式从无约束切换到受约束模式之前，按照本发明的自适应均衡器运行在无约束模式作为8-PSK自适应均衡器，正如技术上已知的。为了按照本发明切换到受约束模式，输入到信道模型470的新的符号假设可能性被限制为四。上一个符号可能性区域460中的每上一个符号可能性是在具有相应的信道模型区域464参量和单个新的符号假设的信道模型470中运行的。
上一个符号可能性区域460中的一个上一个符号可能性0利用来自信道模型区域464的相应的信道模型参量a(0)和b(0)在具有新的符号假设0的信道模型470中运行。其结果被输出到比较器475，以便与实际接收的信号样本进行比较。差值度量在加法器480中被计算。这个差值度量被附加到相应于上一个符号可能性0的累积度量。其和值被存储在相应于上一个符号可能性0的存储单元的临时度量区域456。这个处理过程然后对于在具有新的符号假设0的上一个符号可能性区域460中的其余7个上一个符号可能性重复进行，以及相应的临时度量被计算和被存储在对于每个各自的上一个符号可能性的临时度量区域456。控制器450然后比较在临时度量区域456中的每个临时度量，以及选择具有最低值的临时度量。这里，相应于上一个符号可能性4的临时度量8.4被选择。控制器450然后把上一个符号可能性4移位到在路径历程区域465中它的相应的路径历程的最右位置，以形成新的路径历程。这个新的路径历程和相应于上一个符号可能性区域460的上一个符号可能性4的临时度量然后被存储在路径历程区域469和相应于上一个符号可能性区域466的上一个符号可能性0的新的存储器表458的新的度量区域467。新的信道模型参量被计算和被存储在相应于上一个符号可能性区域466的上一个符号可能性0的信道模型区域468。这个处理过程然后对于新的符号假设1，3和2重复进行，由此完成新的存储器表458。MLSE处理器445然后继续作为技术上熟知的QPSK自适应均衡器进行运行在受约束模式的自适应均衡处理过程。这样，新的符号假设的数目被减小为4，以便允许本发明的自适应均衡器从无约束的8-PSK模式切换到受约束的QPSK模式。
图11是显示按照本发明的MLSE处理器从受约束模式切换到无约束模式的功能性图。相应于图10表示的部件的图11的部件，具有相同的标识，以及将不重复作出详细的说明。从受约束模式切换到无约束模式的必要性是在占优势条件改进的情形下引起的，由此允许接收机区分由8-PSK调制利用的较小的相移，或在通信时从具有4-级别调制能力的发射机的台站切换到具有8-级别调制能力的发射机的台站。在从受约束模式切换到无约束模式以前，本发明的自适应均衡器将运行在适合于自适应均衡QPSK信令符号的受约束模式，正如当前在技术上熟知的。
为了按照本发明从受约束模式切换到无约束模式，输入到信道模型470的新的符号假设可能性被增加到8。来自上一个符号可能性区域460的每个上一个符号可能性是在具有相应的信道模型区域464参量和单个新的符号假设的信道模型470中运行的。使用一个例子来说明这一点。
上一个符号可能性区域460中的一个上一个符号可能性0利用相应的信道模型参量在具有新的符号假设0的信道模型470中运行。其结果被输出到比较器475，以便与实际接收的信号样本进行比较。差值度量然后在加法器480中被计算。这个差值度量被附加到相应于上一个符号可能性0的、累积度量区域462的累积度量。其和值被存储在相应于上一个符号可能性0的临时度量区域456。这个处理过程然后对于在上一个符号可能性区域460中的其余3个上一个符号可能性重复进行，以及相应的临时度量被计算和被存储在对于每个各自的上一个符号可能性的临时度量区域456。
控制器450然后比较在临时度量区域456中的每个临时度量，以及选择具有最低值的临时度量，这里是相应于上一个符号可能性1的临时度量6.2。控制器450然后把上一个符号可能性1移位到在路径历程区域465中它的相应的路径历程的最右位置，以形成新的路径历程。控制器450然后把这个路径历程和相应的临时度量存储在路径历程区域469和相应于上一个符号可能性区域466的上一个符号可能性0的新的存储器表458的新的度量区域467。新的信道模型参量被计算和被存储在相应于上一个符号可能性区域466的上一个符号可能性0的信道模型区域468。这个处理过程然后对于新的符号假设1，5，4，6，7，3和2重复进行，以形成对于路径历程区域469的新的路径历程和对于存储器表458的新的度量区域467的度量。MLSE处理器445然后继续运行在无约束的8-PSK自适应均衡模式下，正如技术上熟知的。这样，新的符号假设的数目按照本发明被扩展为8，以允许本发明的自适应均衡器从受约束的4-级别模式切换到无约束的8-级别模式。
图12是显示利用参照图10和11描述的MLSF处理过程的接收机的功能性方框图。图12显示接收机500，它包括接收天线320、被耦合到接收机下变频器325，后者又被耦合到模拟-数字变换器330。模拟-数字变换器330再被耦合到包括控制器510的、本发明的解调器335。解调器335被耦合到纠错译码器515和纠错译码器520。解调器335、纠错译码器515、和纠错译码器520被耦合到开关525。图12的运行将参照图13和14被描述。
图13是显示由蜂窝电话系统的蜂窝站执行的、用于解调包含QPSK调制和8-PSK调制的至少一个调制的接收信号的步骤的流程图。图13在步骤530开始，其中可以包括QPSK或8-PSK调制的发射信号505被接收天线320接收。信号然后被滤波和被接收机下变频器325下变频，以及被模拟-数字变换器330数字化。方法然后继续进行到步骤535，在其中确定在接收信号中究竟存在QPSK调制还是8-PSK调制。
步骤535可以在其中本发明的解调器335使用接收的指示信号或预定的传输格式来确定运行在无约束模式还是受约束模式的情形下被完成。
自适应均衡器可以接收指示信号，该信号指示它所应当运行在的模式。这个指示信号可以被编码在SYNCWORD、编码的数字话音彩色码(CDVCC)、或快速相关的控制信道消息(FACCH)内。当前，有六个可提供的SYNCWORD在使用。为了把指示信号编码到SYNCWORD中，蜂窝电话系统可使用12个SYNCWORD，其中原先的6个SYNCWORD表示QPSK何时要被解调，以及新的6个SYNCWORD可被使用来表示要被解调的8-PSK信令符号的存在。替换地，所使用的6个原先的SYNCWORD的次序可表示解调器是应当运行在受约束模式还是无约束模式。
因为CDVCC是对于基站特定的，这也可被用作为指示信号，用于表示本发明的自适应均衡器应当运行在受约束模式还是无约束模式。例如，当自适应均衡器要从受约束模式切换到无约束模式时，CDVCC可被倒置。替换地，在CDVCC中可以使用一个标志比特，表示自适应均衡器应当在无约束模式与受约束模式之间切换。另外，FACCH消息可被使用来表示本发明的自适应均衡器应当运行在受约束或无约束模式中的哪个模式。
而且，以控制信号的形式的指示信号可以在呼叫建立时被发送，表示本发明的自适应均衡器应当运行在受约束模式还是无约束模式。在这种环境下，接收信号强度指示(RSSI)可被使用来指示受约束或无约束模式中的哪个模式要被使用。例如，如果RSSI大于或等于门限值，则使用无约束模式，因为信号足够强，能够区分由无约束模式利用的较小的相移。然而，在RSSI低于门限值的情况下，可以使用受约束模式，因为对于适当的发送信息需要较大的相移。而且，蜂窝站的能力可被使用来表示是使用受约束模式还是无约束模式。例如，在其它台站只具有4-级别传输能力的情况下，控制信号在呼叫建立时把解调器设置为受约束模式。然而，在存在8-级别传输能力的情况下，解调器被设置为无约束模式。
另外，预定的传输格式可被使用来表示本发明的自适应均衡器运行在受约束模式还是无约束模式。这个预定的传输格式可以把特定的区包括在通过使用8-PSK调制发送的时隙中，以及把其它区包括在使用QPSK调制的时隙中。例如，可以建立一个格式，在其中只有用户业务区使用8-PSK调制被发送。所有其它区将使用QPSK调制。在这种情况下，本发明的自适应均衡器知道当解调用户业务区时要运行在无约束模式，以及对于所有其它区(诸如纠错译码器，CDVCC和慢速接入控制信道(SACCH))，运行在受约束模式。而且，在FACCH消息通过使用QPSK调制被发送和话音数据通过使用8-PSK被发送的情况下，在用户业务区内可以使用预定的格式。
如果在步骤535确定存在QPSK调制，则方法进到步骤540，在其中接收信号的可能的电平被限制到一组四个电平，然后进到步骤545，在其中确定存在四个电平中的哪个电平。如果在步骤535以前解调器335运行在无约束模式，则执行步骤540和545，诸如参照图10描述的。然而，如果解调器运行在受约束模式，则解调器335继续工作在受约束模式，以及执行步骤540和545，正如技术上已知的。方法然后继续进行到步骤550，在其中软的QPSK符号由解调器335产生。这些软的QPSK符号然后被适合于译码软的QPSK信令符号判决的纠错译码器520译码，如在步骤555中所示。方法然后返回到步骤530。
如果在步骤535确定信号中存在8-PSK调制，则方法继续进行到步骤560，在其中接收信号的可能的电平被设置为8。方法继续进到步骤565，在其中确定存在八个电平中的哪个电平。如果在步骤535以前解调器335运行在无约束模式，则执行步骤560和565，诸如参照图11描述的。然而，如果解调器运行在无约束模式，则解调器335继续工作在无约束模式，以及执行步骤560和565，正如技术上已知的。方法然后继续进行到步骤570，在其中软的8-PSK符号由解调器335产生。这些软的8-PSK符号然后被适合于译码软的8-PSK信令符号判决的纠错译码器515译码，如在步骤575中所示。方法然后返回到步骤530。
图12的控制器510控制开关525，它把当前工作的纠错译码器的输出耦合到蜂窝站的其余部分，供进一步处理。虽然控制器510被显示为在解调器335内，但它可以独立于解调器335地存在。而且，控制器510的功能可以替换地由纠错译码器515或纠错译码器520、或者由蜂窝站中存在的任何其它处理器执行。
如果不使用指示信号、控制信号或预定的传输格式，则控制器510可被使用来确定在发送信号505中是存在QPSK调制还是8-PSK调制。这是在图14上显示的。
图14是显示按照本发明的另一个实施例的、由蜂窝站实行的解调包含QPSK调制和8-PSK调制中的至少一种调制的接收信号的步骤的流程图。图14在步骤600开始，在其中发射信号在接收天线320处被接收。这个信号在接收机下变频器325中被下变频，以及在模拟-数字变换器330中被数字化。方法然后继续进行到步骤605，在其中接收信号被解调器335作为QPSK调制被解调。方法然后继续进行到步骤610，在其中由纠错译码器520对QPSK符号进行纠错译码，以及确定第一质量因子的数值。方法也执行步骤615，在其中接收信号被解调器335作为8-PSK调制被解调，以及步骤620，在其中由纠错译码器515对8-PSK符号进行纠错译码，以及确定第二质量因子的数值。如果解调器335在步骤605以前运行在受约束模式，则解调器335将切换到无约束模式，如参照图11描述的。步骤605和610可以与步骤615和620同时地或接近同时地被执行。替换地，步骤605和610可以与步骤615和620顺序地或在步骤615和621之前被执行。第一和第二质量因子可以通过使用由在纠错译码处理过程中使用的MLSE处理过程产生的度量被确定。解调器335利用使用如以上在图10和11中描述的、本发明的MLSE处理器445的自适应均衡器。
方法然后继续进行到步骤625，在其中由控制器510确定：第一和第二质量因子是否表示存在QPSK调制。如果表示存在QPSK调制，则解调器335将作为受约束的QPSK调制解调接收信号，如在步骤630中显示的。方法然后继续进行到步骤635，在其中由纠错译码器520对QPSK符号执行纠错译码。方法然后继续进行到步骤640，在其中确定作为QPSK调制被解调的符号的错误率。这个错误率可以通过使用误码率或循环冗余检验(CRC)而被确定，所有这些在技术上上熟知的。在步骤645，确定错误率是否大于门限值。如果错误率不大于门限值，则方法返回到步骤630。然而，如果错误率大于门限值，则方法返回到步骤600。
在步骤625，如果确定不存在QPSK调制，则方法继续进行到步骤650，在其中接收信号由解调器335作为8-PSK调制被解调。方法然后继续进行到步骤655，在其中由纠错译码器515对8-PSK符号执行纠错译码。在步骤660，确定作为8-PSK调制被解调的符号的错误率。这个错误率可以参照本图如上所述地被计算。在步骤665，确定错误率是否大于门限值。如果错误率不大于门限值，则方法返回到步骤650。然而，如果错误率大于门限值，则方法返回到步骤600。
在本发明的另一个方面，纠错译码器被提供来译码4-级别信令符号和8-级别信令符号。某些发射机拥有4-级别调制能力，以及其它的拥有8-级别调制能力。另外，某些发射机拥有使用4-级别和8-级别调制进行发射的能力。在接收机不拥有适合于解调4-级别和8-级别调制的自适应均衡器的情况下，适合于解调8-级别调制的解调器可以安装这里描述的、本发明的纠错译码器。这样的组合允许接收机具有与利用本发明的受约束/无约束解调器的接收机具有的相同的优点，如上面参照图10提出的。
蜂窝站提供前向纠错，其中数据符号序列在解调和发送之前被纠错编码和交织，以有助于对抗传输错误。为了完成这一点，纠错编码器可以包含移位寄存器，它保持有限数目的符号n。纠错编码器然后把特定的符号序列移位到移位寄存器n。这个特定的信号序列在组合的逻辑网络中被处理，产生被称为奇偶校验比特的BOOLEAN(布尔)比特组合。在比值1/2码的情况下，特定的符号序列然后在第二组合的逻辑网络中被处理，以产生第二奇偶校验比特。这些奇偶校验比特然后被交织、被编组以形成调制符号、以及被调制和发送。
在符号被接收和解调后，符号的各个比特由纠错译码器通过使用由奇偶校验比特提供的冗余度而被去交织(拆开)和被处理，以便校正接收信号中的传输错误。
解调器优选地解调符号和使用MLSE度量来确定对于每个8-PSK符号的3比特的每个比特的逐比特软信息。由于如这里教导的、2或3比特组到4或8信令级别的特定的分配，当QPSK符号被8-PSK解调器解调时，解调比特的3比特中的2个比特将相应于由接收同一个信号的QPSK解调器解调的2比特，以及将由与具有给定极性的每个比特的对数或然率有关的软信息来表示。
当纠错编码的比特流被调制成2比特(例如4-级别)符号时，第一组比特对将按照第一确定的交织图案被使用。例如，第1和第65编码的比特可被组合，以形成在发送符号块(诸如TDMA突发)中发送的符号No.15。这只是一个例子，以及交织表可以规定任何的比特对，这些比特对被组合形成每个发送的符号，只要是在发射机和接收机处使用同一个交织表。
另一方面，当纠错编码的比特流被调制成3比特(即，8-级别)符号时，第二交织表被使用来把第二组比特规定为3比特组，以便规定每个符号。例如，第1，第49和第97比特可被组合，以规定发送的8-PSK符号No.19。
一个用于接收已被纠错编码的、和通过使用4-级别调制与第一交织表或8-级别调制与第二交织表而被发送的数据的接收机，要采用编码和交织处理过程的复制品。一个使用MLSE来接收信息比特序列的第一纠错译码器，要使用第一编码和交织的复制品来确定已发送的编码的比特数值、以及它们被放置在哪些调制符号的哪些比特。这些符号的这些比特的软信息然后从解调的数值中被提取，以及被使用来形成用于第一纠错译码器的度量，以便在使用4-级别调制的假设下去确定最可能的发送信息序列。
另外，一个使用MLSE来接收信息比特序列的第二纠错译码器，要使用第二编码和交织的复制品来确定编码的比特数值以及确定它们被放置在8-级别调制符号的3比特中的哪个位置。这些解调的比特的软信息然后被使用来形成用于第二纠错译码器的度量，以便在使用8-级别调制的假设下去确定最可能的发送信息序列。
必然地，对调制和交织作出错误假设的译码器将不太能够正确地预测接收的符号和比特，以及将会在译码期间得出较高的度量值。因此，得到较低的度量值的译码器更可能作出正确的调制假设。正如在引用的‘003专利中描述的，在比较之前必须换算两个译码器的度量，以便得出最可靠的判决。换算可以通过计算机离线仿真系统来确定对于四种情况的度量的分布而被确定：即当发送QPSK时作为QPSK进行译码；当发送8-PSK时作为QPSK进行译码；当发送QPSK时作为8-PSK进行译码；以及当发送8-PSK时作为8-PSK进行译码。
用于QPSK和8-PSK译码的度量分布可被组合成对于发送的QPSK的第一个二维分布和对于发送的8-PSK的第二个二维分布。然后，可以画出能最佳地分开这两种分布的一条线，以便把二维平面分割成两个区域，一个区域相应于发送QPSK的判决，以及另一个区域相应于发送8-PSK的判决。然后，当来自第一和第二纠错译码器的一对度量值是可提供时，它们所位于的区域可被确定，以及对最可能的调制作出判决。
正如在引用的‘003专利中描述的，在译码整个信息块直至结尾之前有可能作出可靠的判决。有可能在部分译码后进行对度量的比较，如果仿真表示出可以提早作出足够可靠的判决的话。在作出判决以相信一个译码器的结果以后，另一个译码器就被终止，以便节省处理资源。更可能的是在每个新的比特被译码后来比较度量，以及如果度量的差值足够大，则作出有利于一个译码器的判决。不利的译码器然后可提早被终止，以节省处理资源。然而，如果不需要节省处理资源，则可以允许两个译码器运行到完成，以及使用译码检验(诸如循环冗余检验或其它纠错码)来确定相信哪个译码器。只有在很少的情形下，两个纠错检验都表示不存在错误，无需比较度量值以便最终仲裁。
图15显示用于发送8-PSK的假设的纠错译码器700。纠错译码器700包括存储器705，它被耦合到编码器770的复制品和加法器780。编码器770的复制品又被耦合到交织器771的复制品，后者被耦合到组合器775。组合器775被耦合到解调信息存储器715和加法器780。存储器705包括路径历程区域708、当前状态区域710、和度量区域712。解调信息存储器包括多个信息块，其中包括块(i-1)720、块(i)725、和块(i+1)730。在包括接连的软的解调符号值的块的被标记为块(i-1)720、块(i)725、和块(i+1)730的解调信息存储器715中，包含有一系列的数值三元组，每个数值三元组是被解调为8-PSK的符号，然后被变换成代表每个比特具有指示的正负号极性的或然率的按位的软数值。例如，数值-0.8表示比特极性为负值的0.8的或然率，而数值0.5表示比特极性为正值的0.5的或然率。这些或然率值优选地等于编码的比特是“1”的概率对编码的比特是“0”的概率的比值的对数。负值表示是零的概率(它在分母上)大于是“1”的概率，以及正值表示相反情形。
存储器705保持译码器700的当前状态，以及包括多个“当前状态”710，它在本例中是作为先前假设的六个接连的比特的序列。这6个比特连同一个新的比特假设Bo 714一起形成7比特输入到编码器770的复制品，因此它是“约束长度7”卷积编码器。编码器770对于每个提供给它的7比特图案产生两个奇偶校验比特，因此是一个“比值1/2”卷积编码器。
用于当前状态710和新的比特假设Bo 714的特定的选择的奇偶校验比特连同交织器771的复制品一起被使用来确定它们应当与解调数据中的哪些比特进行比较。在图15上，交织器771确定：第一奇偶校验比特被发射机放置在块(i-1)720的第五符号的第三比特处，该软的数值因此从解调信息存储器715被提取，以及被馈送到组合器775。组合器775把奇偶校验比特极性与软信息极性相组合，如果极性不一致，得出负值，以及如果极性一致，得出正值。组合的数值然后被加到来自存储器705的、与选择的当前状态有关的先前的度量。
同样地，第二奇偶校验比特由交织器771确定为放置在块(i+1)730的第八符号的第一比特位置处，这样该软的数值从解调信息存储器715被提取，以及如前面一样在组合器775中与第二奇偶校验比特相组合，得出第二数值。这也在加法器780中相加，给出新的度量值，它是用于接连的状态的度量的两个可能的候选者之一。其它的候选的数值通过选择只在它的最左比特位置处不同的当前的状态710来重复该处理过程而得到。例如，如果第一选择的状态是000011，第二选择的状态是100011，则确定两个候选度量中哪个度量是最大的。如果它是通过使用选择的状态000011得到的度量，则候选度量成为接连的状态No.00011(Bo)的新的度量，以及一个“0”被移位到与选择的状态有关的路径历程708的最右位置，给出1110001110作为新的1比特扩展的路径历程。另一方面，如果选择的状态是100011给出最大的新的候选度量值，则新的度量值替代地成为对于接连的状态00011(Bo)的度量，以及“1”被移位到与选择的状态100011有关的路径历程708的最右位置，给出对于后续状态的路径历程708。当以上的处理过程被重复进行时，首先使用Bo＝0，然后使用Bo＝1，编号为000110和000111的两个后续的状态被得出，代替两个先前的状态000011和100011。重复进行选择的所有的当前状态对，因此产生与以前描述的相同的后续的状态。下一个叠代然后进行处理来自解调软信息存储器715的其它的软数值对，正如用于下两个奇偶校验比特位置的交织器771表示的。
以上的描述应用到8-PSK假设，因为相关的交织器把比特放置在符号的所有的三个可能的比特位置中，第一块720的比特位置1，第二块725的比特位置2，和第三块730的比特位置3。用于QPSK假设的相应的译码器要使用这样一个交织器，它只把比特放置在相应于QPSK的2比特的、三个8-PSK软数值的2比特位置。在这种情况下的第三比特决不被该交织器选择。虽然存储器705和解调信息存储器715被显示为分开的存储器，但二者可以组合为单个存储器。
8-PSK的一个应用项(它允许比QPSK多发送50％的比特)允许利用一种使用较高的比特速率来编码语音的语音编码器，因此给出比现有的蜂窝系统(诸如使用QPSK的IS54)更高的质量。IS54把一个编码的语音帧交织在两个接连的QPSK突发上，以便分散错误事件。更大的交织将给出更好的错误分散，但是要以更大的延时为代价。这可以是很好的折衷，交织图案结合8-PSK使用的一个可能性是把每个PSK符号的比特1分配在突发(i-1)中，在突发(i)中加上比特2，在突发(i+1)中加上比特3，发送编码的语音帧号(i-1)，因此构建3个突发的、对角线交织图案。
在授权给Dent的被共同转让的美国专利No.5,673,291中，揭示了用于改进解调和译码通过上述的交织方法发送的数据的方法，其中TDMA突发中每个符号的至少一个比特属于先前译码的语音帧或数据帧。以上专利在此引用，以供参考。在译码先前的帧和得出正确译码(诸如CRC检验)的指示后，TDMA突发可以再次被解调，用现在已知的比特值代替每个符号的已译码的1比特，从而有效地使得在要被译码的符号的其余部分中的不确定性减小到二分之一。例如，如果符号是8-PSK，但某些符号的1比特现在由于译码先前的帧而已知的，则那些符号现在可作为QPSK符号被解调。如果在成功地译码另一个帧后，知道某些符号的2个比特，则那些符号可以作为2-PSK符号被重新解调。为了从减小星座尺寸得出最大好处，在后一种情况下的其余两个可能性应当理想地是在直径上相对的符号。然而，图4b的星座没有这种特性，因为其余两个符号在规定最右的2比特之后是相隔135°的。同样地，如果符号的1比特已被确定，则其余四个可能性应当理想地形成QPSK星座，即相隔90°。然而，图4b的星座没有这种特性，因为其余四个可能性在规定最右的比特之后是交替地相隔45°和135°，而不是90°。以上引用的’291专利也揭示了：在先前的帧没有正确地译码、但以后的帧确实正确地译码的情况下，包含以后正确地译码的帧的比特的TDMA突发可以使用每个符号中正确译码的比特作为已知的数值而被重新解调。为了从这样的“多通道(multi-pass)”译码得出最大优点，那些包含先前的帧的比特的其余星座点，在以固定值代替刚好正确译码的每个符号的3比特中的一个比特后，应当理想地形成QPSK星座。因此，当多通道译码要结合对角线交织一起来被使用时，具有正好与图4b的格雷编码特性相反性质的星座可以是最佳的，即，相邻的星座点应当具有最大数目的不同比特。
IS54偶尔需要挪用语音帧，以便发送紧急快速相关控制信道消息(FACCH)。FACCH消息在编码前只包括65比特，以及通过使用IS54中的比值1/4码而被编码，以便得出260比特，它代替一个TDMA时隙中的130个语音比特和下一个TDMA帧的同一个时隙中的语音帧的另130个比特。通过使用8-PSK，每个帧的信息符号的数目优选地保持为130，但每个符号现在载送3比特的信息，使得每20毫秒的TDMA帧的390比特可提供用来载送编码的语音。可以使用能给出高的语音质量的每秒13kbit(千比特)的语音编码器，并且可采用比值2/3rds码来编码，以便给出19.5kbit/s，这满足可提供的每20毫秒390比特。比值2/3rds纠错码优选地是凿孔卷积码，它虽然平均呈现为比值2/3rds，但提供较低的速率(即，较多的错误保护编码)给更重要的语音比特，以及提供较高的速率(即，较少的错误保护)给不太重要的语音比特。
窃取8-PSK语音帧以便用FACCH代替数据的一个方法是通过使用比值1/6码把65个FACCH比特也编码成390比特。‘003专利的发明可被应用来确定一个给定的帧究竟是包含比值2/3rds编码的语音还是包含比值1/6编码的FACCH。替换地，如果当采用3帧对角线交织时一个语音帧被省略，则这实际上允许每个已包含省略的帧的每个符号1个比特的三个帧使用每个符号2个比特，即用QPSK代替。现在为了要插入FACCH消息，并不一定需要所有现在的QPSK符号都被变换回8-PSK符号以便提供额外的比特。如果，例如，把每帧的130个符号的一半变换回8-PSK符号，由此提供三个接连的帧的每个帧中65比特，则这能容纳使用比值1/3编码的65个FACCH比特。本发明对于检测那些其中的某些符号是载送以它们各自的方式进行编码的语音和FACCH数据的混合物的8-PSK符号的帧是特别有用的，可替换地，由8-PSK符号载送高质量编码语音或再次地由QPSK符号载送正常质量编码语音。
图16是显示利用本发明的纠错译码器的蜂窝接收机的功能性方框图。蜂窝接收机800包括接收天线320，它被耦合到接收机下变频器325。接收机下变频器325然后被耦合到模拟-数字变换器330，后者又被耦合到8-PSK解调器840。8-PSK解调器840然后被耦合到纠错译码器340。具有本发明的纠错译码器340的接收机的运行将参照图17，18和19来讨论。
图17是显示由本发明的纠错译码器340在译码包含4-级别信令符号和8-级别信令符号中的至少一种信令符号的接收信号时执行的步骤的流程图。方法从步骤900开始，在其中发送信号802被接收天线320接收。发送信号802进入接收机下变频器325，在其中发送信号802被下变频。下变频的信号然后被模拟-数字变换器330数字化。方法然后继续进到步骤910，通过使用解调器840来解调信号，解调器可以是适用于解调8-PSK调制的8-PSK自适应均衡器，它补偿在传输路径上附加上的ISI。8-PSK解调器840通常应用被称为维特比算法的MLSE处理过程。8-PSK解调器840优选地输出软判决给本发明的纠错译码器340。
方法继续进到步骤920，在其中纠错译码器340译码来自8-PSK解调器840的软符号信息为QPSK符号，以及确定第一质量因子。如果纠错译码器340在步骤920前运行在无约束模式，则纠错译码器通过使用只把比特放置在相应于QPSK的2比特的、8-PSK软数值的2比特位置的交织器而切换到受约束模式，正如以上参照图15描述的。方法继续进到步骤930，在其中纠错译码器340译码软符号信息为8-PSK符号，以及确定第二质量因子。因为纠错译码器340在步骤930前运行在受约束模式，所以纠错译码器必须运行在无约束模式，正如以上参照图15描述的。这些第一和第二质量因子类似于以上结合图14描述的质量因子。第一和第二质量因子可以根据在由纠错译码器340执行的MLSE处理过程期间产生的度量而被确定。
方法继续进到步骤940，在其中根据第一和第二质量因于确定接收的调制。如果在步骤950，接收的调制是QPSK符号，则方法继续进到步骤960，在其中软信息被译码为QPSK符号。然而，如果确定接收的调制是8-PSK，则软信息被译码为8-PSK符号。这样，纠错译码器340可以译码包含QPSK和8-PSK调制的接收信号。
图18是显示对于纠错译码器的工作模式的选择的功能性方框图。图18显示被耦合到纠错译码器340的8-PSK解调器840，纠错译码器340由用于在8-PSK调制被接收的假设下进行译码的纠错译码器340a和用于在QPSK调制被接收的假设下进行译码的纠错译码器340b来代表。纠错译码器340a和纠错译码器340b都被耦合到选择器和度量比较器342。度量比较器342又被耦合到选择器344。
运行时，接收的复数样本被8-PSK解调器840接收，后者提供比特软判决信息给译码器340a和译码器340b。译码器340a包括利用在8-PSK调制被接收的假设下的去交织器方案的第一去交织器。译码器340b包括利用在QPSK调制被接收的假设下的第二去交织器方案的第二去交织器。度量被运行在8-PSK调制被接收的假设下的纠错译码器340a产生出来，并且被发送到度量比较器342。同样地，QPSK度量被运行在QPSK调制被接收的假设下的纠错译码器340b产生出来，并且被发送到度量比较器342。度量比较器342比较8-PSK度量和QPSK度量，由此作出判决在接收信号中究竟存在8-PSK调制还是QPSK调制。如果度量比较器342确定存在8-PSK调制，则度量比较器342发出指示给选择器344，以便从纠错译码器340a选择译码的数据，供进一步处理。然而，如果度量比较器342确定接收信号中存在QPSK调制，则度量比较器342发出指示给选择器344，以便允许纠错译码器340b译码的数据被输出以供进一步处理。度量比较器342可以根据产生的度量作出这个决定，如以上参照图15讨论的。
纠错译码器340利用如图15描述的MLSE处理器。而且，如先前所提到的，当执行图17上提出的方法时，纠错译码器340能够确定在译码和切换操作模式的头25％期间究竟存在QPSK还是8-PSK信令符号，由此不必使用两种译码方法来完全地译码信号从而节省时间和电池功率。与图14的步骤640，645，660，和665中显示的相同的方式，纠错译码器340也可以对于精确度作评估，其中如果发现译码方法不精确，则方法将返回到步骤900。
图19是显示由本发明的纠错译码器在译码包含4-级别信令符号和8-级别信令符号中的至少一种信令符号的接收信号时实行的步骤的流程图。方法从步骤1000开始，在其中发送信号802被接收天线320接收。信号分别由接收机下变频器325以及由模拟-数字变换器进行下变频和变换成数字信号。方法然后继续进到步骤1010，在其中接收信号由技术上熟知的解调器840作为8-级别调制来进行解调，以及方法然后继续进到步骤1020，在其中纠错译码器340确定是否存在QPSK符号。纠错译码器340可以通过使用在发送信号内的指示信号、在呼叫建立时发送的控制信号、或预定的传输格式，从而以类似于以上参照图13讨论的方式来确定究竟运行在无约束工作模式还是受约束工作模式。
如果确定存在QPSK符号，方法继续进到步骤1030，在其中把对于解调的接收信号的信令符号可能性设置为4。方法继续进到步骤1040，在其中确定在4个可能性的组中存在的那个信令符号。如果纠错译码器340在执行步骤1030和1040之前运行在无约束模式，则纠错译码器340使用一个这样的交织器，它只把比特放置在相应于QPSK的2比特的、8-PSK软数值的2比特位置，如上面参照图15讨论的。在步骤1050，方法继续进行，根据在步骤1040作出的决定，产生硬的信令符号判决。方法然后返回到步骤1000。硬的信令符号判决由系统作进一步处理，以便提供语音、数据和信令信息给系统和系统的用户。
然而，如果在步骤1020确定不存在QPSK信令符号，则方法继续进到步骤1060，在其中纠错译码器340把对于解调的接收信号的可能的信令符号设置为包括8个的一组。方法继续进到步骤1070，在其中确定在8个可能性的组中所存在的那个信令符号。如果纠错译码器340在执行步骤1060和1070之前运行在受约束模式，则纠错译码器340必须运行在用于译码8-PSK的无约束模式，如上面参照图15讨论的。方法然后在步骤1080继续进行，根据在步骤1070作出的决定，产生硬的信令符号判决。方法然后返回到步骤1000。
在其中4-级别信令符号被8-级别调制器扩展和发送以产生8-级别调制的情形下，本发明的纠错译码器340可以把接收的信息译码为8-级别信令符号，以及当产生硬符号判决时去除/忽略第三比特。这样，本发明的纠错译码器能够产生4-级别硬信令符号判决，代表原先扩展和发送的4-级别符号序列。
如上所述，4-级别信令符号可以是QPSK信令符号；然而，不一定限于这样的信号。4-级别信令符号可以包括DQPSK和π/4-DQPSK信令符号或它们的任何组合。另外，8-级别信令符号不一定限于8-PSK信令符号。8-级别信令符号可以包括8-DPSK和π/4-8DPSK信令符号或它们的任何组合。而且，虽然本发明的调制器、受约束/无约束解调器、和受约束/无约束纠错译码器是相对于时分多址接入蜂窝电话系统描述的，但它们也可以应用于码分多址接入蜂窝电话系统。
而且，切换路径历程的数目和新的符号假设的数目的概念(它允许本发明的受约束/无约束解调器处理4-级别和8-级别信令符号)、以及使用这样一种交织器的概念(该交织器只把比特放置在相应于QPSK的2比特的、8-PSK软数值的2比特位置)也可被应用于解调译码器，其中在解调译码器的MLSE处理器和交织器中利用的路径历程和新的符号假设的数目可以按这里讨论的相同的方式被改变。
因此，提供了来用于发送、接收、和处理4-级别和8-级别信令符号的方法和系统。本发明的调制器被提供来通过使用8-级别调制器去调制4-级别信令符号。而且，本发明调制器能使用8-级别调制器产生4-级别调制，其中4-级别调制代表被调制的、扩展的4-级别符号序列。本发明调制器允许较少的语音压缩来产生改进的语音质量、或较高的比特速率以提高数据通信系统的质量，而不减小蜂窝系统能容纳的用户的数目。而且，因为只需要一个调制器来调制4-级别和8-级别信令符号，所以蜂窝系统的生产成本被降低以及蜂窝站的尺寸被减小。
而且，受约束/无约束调制器被提供，以便能够解调4-级别信令符号和8-级别信令符号。另外，纠错译码器被提供，以便也能够译码包含4-级别和8-级别信令符号的解调的信号。这些本发明的解调器和纠错译码器在某些蜂窝站只具有QPSK调制能力以及其它站具有8-PSK能力的情形下是有用的。本发明的调制器和纠错译码器具有能够互相通信的明显的优点。而且，因为多个解调器和纠错译码器不需要处理4-级别和8-级别信令符号，蜂窝站可以以较小的部件尺寸和成本来制造。
虽然描述和显示了本发明的特定的实施例，但应当看到，本发明不限于这些实施例，因为本领域技术人员可对其作出修改。本申请预期在这里揭示的和权利要求的基础的发明的精神和范围内的任何的和所有的修改。

Claims (33)

1.用于解调包含扩展的4-级别调制和8-级别调制中的至少一个的接收信号的方法，方法包括：
在所述接收信号包含扩展的4-级别调制的第一假设下通过使解调器以受约束的4级别模式工作解调所述接收信号，以及通过对在所述第一假设下解调的符号执行纠错译码而确定第一质量因子的数值；
在所述接收信号包含扩展的8-级别调制的第二假设下通过使解调器以无约束的8级别模式工作解调所述接收信号，以及通过对在所述第二假设下解调的符号执行纠错译码而确定第二质量因子的数值；
通过使用所述第一和所述第二质量因子确定在所述接收信号中存在的接收的调制；以及
按所述接收的解调解调所述接收信号。
2.权利要求1的方法，其中根据所述第一和所述第二质量因子进行确定的步骤可以在根据第一和第二假设的解调被完成以前执行。
3.权利要求1的方法，其中所述第一和第二质量因子是通过使用由纠错译码器产生的量度被确定的。
4.用于解调包含扩展的4-级别调制和8-级别调制中的至少一种调制的接收信号的方法，方法包括：
确定在所述接收信号中究竟存在扩展的4-级别调制还是存在8-级别调制；
如果确定在所述接收信号中存在扩展的4-级别调制，则通过限制接收信号的可能的级别为8点信令星座图的四个级别、确定所述四个级别中的哪个级别正在被接收、和产生每个级别具有2比特的4-级别信令符号判决，从而使解调器运行在受约束的4-级别解调模式；以及
如果确定在所述接收信号中存在扩展的8-级别调制，则通过确定8-点信令星座图的八个可能的级别的哪个级别正在被接收、和产生每个级别具有3比特的8-级别信令符号判决，从而使解调器运行在无约束的8-级别解调模式。
5.权利要求4的方法，其中确定究竟存在扩展的4-级别调制还是8-级别调制的步骤还包括接收指示信号的步骤，该指示信号指示在所述接收信号中究竟存在扩展的4-级别调制还是8-级别调制。
6.权利要求5的方法，其中所述指示信号通过使用SYNCWORD、CDVCC、和FACCH消息中的至少一种信息被发送。
7.权利要求4的方法，其中确定究竟存在扩展的4-级别调制还是8-级别调制的步骤还包括使用预定的传输格式来确定在所述接收信号中究竟存在扩展的4-级别信令符号还是8-级别信令符号的步骤。
8.权利要求4的方法，其中所述扩展的4-级别信令符号与所述的8-级别信令符号判决是软的扩展的4-级别与8-级别信令符号判决。
9.权利要求4的方法，其中使得所述解调器运行在所述约束的4-级别解调模式和所述无约束的8-级别解调模式的步骤还包括执行顺序最大或然率序列估值处理过程的步骤。
10.用于译码包含扩展的4-级别信令符号和8-级别信令符号中的至少一个信令符号的接收信号的方法，该方法包括：
接收一个信号；
根据该接收信号包含8级别调制的假设来解调所述接收信号；
确定在所述接收信号中究竟存在扩展的4-级别信令符号还是8-级别信令符号，所述扩展的4级别信令符号每个包含3比特并且被约束在8点信令星座图中的4个可能级别，所述8-级别信令符号每个包含3比特并且表示8点信令星座图中的8个可能级别中的任意一个；
如果确定在所述接收信号中存在扩展的4-级别信令符号，则从扩展的4-级别信令符号中选择和去交织两个按位软信息数值，并且在纠错译码器中处理它们；以及
如果确定在所述接收信号中存在8-级别信令符号，则从8-级别信令符号中选择和去交织三个按位软信息数值，并且在纠错译码器中处理它们。
11.权利要求10的方法，其中确定究竟存在扩展的4-级别信令符号还是8-级别信令符号的步骤还包括接收指示信号的步骤，该指示信号指示在所述接收信号中究竟存在扩展的4-级别信令符号还是8-级别信令符号。
12.权利要求11的方法，其中所述指示信号通过使用SYNCWORD、CDVCC、和FACCH消息中的至少一种信息被发送。
13.权利要求10的方法，其中确定究竟存在扩展的4-级别信令符号还是8-级别信令符号的步骤还包括使用预定的传输格式来确定在所述接收信号中究竟存在扩展的4-级别信令符号还是8-级别信令符号的步骤。
14.权利要求10的方法，其中使用纠错译码器进行处理的步骤还包括执行顺序最大或然序列估值处理过程的步骤。
15.权利要求10的方法，其中根据扩展的4-级别信令符号处理所述软信息的步骤包括从扩展的4-级别信令符号去除第三比特。
16.用于译码包含扩展的4-级别信令符号和8-级别信令符号中的至少一个信令符号的接收信号的方法，该方法包括：
接收一个信号；
按8级别调制来解调所述接收信号；
在接收信号包含其中每个具有3比特并被限制在8点信令星座图的4个可能级别中的扩展的4-级别信令符号的第一假设下执行纠错译码和确定第一质量因子；
在接收信号包含其中每个具有3比特并表示所述8点信令星座图中的8个可能级别中的任意一个的8-级别信令符号的第二假设下执行纠错译码和确定第二质量因子；
通过使用第一和第二质量因子确定在接收信号中的接收的调制；以及
按所述接收的调制来译码所述接收信号。
17.权利要求16的方法，其中根据所述第一和所述第二质量因子进行确定的步骤可以在第一和第二假设下的所述译码完成之前进行。
18.权利要求16的方法，其中所述第一和所述第二质量因子是通过使用从在所述第一和所述第二假设下的所述纠错译码产生的量度而被确定的。
19.用于解调包含4-级别调制和8-级别调制中的至少一个调制的接收信号的系统，系统包括：
接收机，用于接收所述接收信号；
解调器，被耦合到所述接收机，该接收机可以运行在受约束的4级别模式和不受约束的8级别模式，其中在所述受约束的4级别模式，所述解调器在所述接收信号包含4-级别调制的第一假设下工作，以便把所述接收信号的可能的电平限制为与8点信令星座图8个可能级别中的4个对应的一组四个级别、确定所述四个受限制的级别中哪个级别被接收、以及产生每个级别具有2比特的4-级别信令符号判决而工作；以及
其中在所述无约束8级别模式，所述解调器在所述接收信号包含8-级别调制的第二假设下工作，以便确定与所述8点信令星座图中所述可能的八个级别对应的所述八个级别的哪个级别被接收、以及产生每个级别具有3比特的8-级别信令符号判决。
20.权利要求19的系统，其中所述解调器使用最大或然率序列估值处理器来解调所述接收信号。
21.权利要求19的系统，还包括被耦合到所述解调器的第一纠错译码器和被耦合到所述解调器的第二纠错译码器，其中
当所述解调器正运行在所述第一假设下时，所述第一纠错译码器译码所述4-级别信令符号判决，以及
当所述解调器正运行在所述第二假设下时，所述第二纠错译码器译码所述8-级别信令符号判决。
22.权利要求21的系统，还包括控制器，它被耦合到所述第一和所述第二纠错译码器以及所述解调器，其中所述第一纠错译码器确定第一质量因子，所述第二纠错译码器确定第二质量因子，以及
所述控制器通过使用所述第一和所述第二质量因子来确定在所述接收信号中究竟存在扩展的4-级别信令符号还是存在8-级别信令符号，以及
如果确定在所述接收信号中存在扩展的4-级别信令符号，则引导所述解调器以所述受约束的4级别模式工作，以及
如果确定在所述接收信号中存在8-级别信令符号，则引导所述解调器以所述无约束的8-级别模式工作。
23.权利要求19的系统，还包括控制器，它被耦合到所述解调器，其中所述控制器确定在所述接收信号中究竟存在扩展的4-级别信令符号还是存在8-级别信令符号，以及
如果确定在所述接收信号中存在扩展的4-级别信令符号，则引导所述解调器以所述受约束4-级别模式工作，以及
如果确定在所述接收信号中存在8-级别信令符号，则引导所述解调器以所述无约束的8-级别模式工作。
24.权利要求23的系统，其中所述控制器使用在接收信号内的指示信号和预定的传输格式这二者至少一个来确定究竟存在扩展的4-级别信令符号还是8-级别信令符号。
25.权利要求24的系统，其中所述指示信号通过使用SYNCWORD、CDVCC、和FACCH消息中的至少一种信息被发送。
26.用于解调包含扩展的4-级别调制和8-级别调制中的至少一个调制的接收信号的系统，系统包括：
接收机，用于接收一个具有扩展的4-级别调制和8-级别调制二者之一的信号；
解调器，被耦合到所述接收机，用于按8-级别调制解调所述信号；
纠错译码器，被耦合到所述解调器，用于执行纠错译码，所述纠错译码器具有第一和第二译码模式；
在所述第一译码模式下，所述纠错译码器按照以下假设情况工作，该假设包括该接收信号中包含有扩展的4级别信令符号的每一个都有3比特并被约束到8点信令星座图中的4个可能级别；以及
在所述第二译码模式下，所述纠错译码器按照以下假设情况工作，该假设包括该接收信号中包含的8级别信令符号每个都具有3比特，并且每个信令符号表示8点信令星座图的8个可能级别之一。
27.权利要求26的系统，还包括控制器，它被耦合到所述纠错译码器，其中所述纠错译码器在运行在所述第一假设下时确定第一质量因子，以及所述纠错译码器在运行在所述第二假设下时确定第二质量因子，以及所述控制器根据所述第一和所述第二质量因子确定接收的信息，以及发送控制信号到所述纠错译码器，以便按所述接收的调制来译码所述信号。
28.权利要求27的系统，其中所述控制器确定接收的调制，以及在所述第一和所述第二假设下的所述译码完成之前，发送所述控制信号到所述纠错译码器。
29.权利要求27的系统，其中所述纠错译码器还包括最大或然率序列估值处理器，其中所述纠错译码器通过使用由所述最大或然率序列估值处理器产生的度量来确定所述第一和所述第二质量因子。
30.权利要求26的系统，其中所述解调器产生代表3比特的符号，以及当在所述第一假设下执行纠错译码时，所述纠错译码器从所述3比特中去除第三比特。
31.权利要求26的系统，还包括控制器，它被耦合到所述解调器，其中所述控制器确定在所述解调信号中究竟存在扩展的4-级别信令符号还是8-级别信令符号，以及
如果确定存在扩展的4-级别信令符号，则引导所述纠错译码器运行在第一假设下，以及
如果确定存在8-级别信令符号，则引导所述纠错译码器运行在第二假设下。
32.权利要求31的系统，其中所述控制器使用在接收信号内的指示信号和预定的传输格式这二者之一来确定究竟存在扩展的4-级别信令符号还是8-级别信令符号。
33.权利要求32的系统，其中所述指示信号通过使用SYNCWORD、CDVCC、和FACCH消息中的至少一种信息被发送。
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BR (1) BR9916662A (zh)
DE (1) DE69925636D1 (zh)
IL (1) IL143973A0 (zh)
MY (1) MY121378A (zh)
WO (1) WO2000039974A1 (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110247869A (zh) * 2019-02-21 2019-09-17 北京遥感设备研究所 基于数据编码类型和校验方式的2fsk译码系统及方法

Families Citing this family (58)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FI112739B (fi) * 1998-05-25 2003-12-31 Nokia Corp Menetelmä ja laitteisto häiritsevän signaalin havaitsemiseen radiovastaanottimessa
US7058086B2 (en) * 1999-05-26 2006-06-06 Xm Satellite Radio Inc. Method and apparatus for concatenated convolutional encoding and interleaving
FI107676B (fi) * 1999-06-21 2001-09-14 Nokia Mobile Phones Ltd Menetelmä ja järjestely tietyn signaalinkäsittelymetodin käyttämiseksi informaation välittämiseen
US7085691B2 (en) * 1999-11-04 2006-08-01 Verticalband, Limited Reliable symbols as a means of improving the performance of information transmission systems
US7143013B2 (en) * 1999-11-04 2006-11-28 Verticalband, Limited Reliable symbols as a means of improving the performance of information transmission systems
US7110923B2 (en) * 1999-11-04 2006-09-19 Verticalband, Limited Fast, blind equalization techniques using reliable symbols
IL133504A (en) * 1999-12-14 2004-02-08 Eci Telecom Ltd Handling an alarm situation in a telecommunication system
JP3881157B2 (ja) * 2000-05-23 2007-02-14 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ 音声処理方法及び音声処理装置
MXPA02011443A (es) * 2000-05-25 2004-02-26 Soma Networks Inc Canal de comunicacion de datos dependiente de la calidad.
US7120162B1 (en) * 2000-08-03 2006-10-10 Skyworks Solutions, Inc. System and method for processing audio and video data in a wireless handset
FR2813727B1 (fr) * 2000-09-01 2002-11-29 Thomson Csf Procede et dispositif pour ordonner des signaux provenant de multi-utilisateurs
FR2813726B1 (fr) * 2000-09-01 2006-06-23 Thomson Csf Procede et dispositif pour demoduler des signaux provenant de multi-utilisateurs
US6977974B1 (en) * 2000-11-20 2005-12-20 At&T Corp. De-modulation of MOK(M-ary orthogonal modulation)
JP3506330B2 (ja) * 2000-12-27 2004-03-15 松下電器産業株式会社 データ送信装置
MXPA02010377A (es) * 2001-02-21 2005-01-25 Matsushita Electric Ind Co Ltd Metodo hibrido de solicitud de repeticion automatica con redesposicion de constelaciones de senales.
US7693179B2 (en) * 2002-11-29 2010-04-06 Panasonic Corporation Data transmission apparatus using a constellation rearrangement
EP1388965B1 (en) * 2001-02-27 2011-12-28 Toa Corporation Receiver with parity decoding
GB0116017D0 (en) * 2001-06-29 2001-08-22 Simoco Digital Systems Ltd Communications systems
EP1284565A1 (en) * 2001-08-17 2003-02-19 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. A method of modulating a data signal with modulation switching between direct and differential modulation and apparatus for modulation
ATE303687T1 (de) * 2001-11-16 2005-09-15 Matsushita Electric Ind Co Ltd Hybrides arq verfahren zur datenpaketübertragung
EP1313247B1 (en) 2001-11-16 2005-11-09 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Incremental redundancy ARQ retransmission method using bit reordering schemes
US7573942B2 (en) * 2001-11-16 2009-08-11 Alcatel-Lucent Usa Inc. Method for encoding and decoding control information in a wireless communications system
FR2834152B1 (fr) * 2001-12-26 2004-04-30 Nortel Networks Ltd Procede de traitement de symboles numeriques dans un systeme de communication et emetteur et recepteur pour la mise en oeuvre du procede
GB2385754B (en) * 2002-02-25 2005-01-12 Toshiba Res Europ Ltd Adaptive modulation for wireless networks
JP3555943B2 (ja) * 2002-02-27 2004-08-18 松下電器産業株式会社 無線受信装置、変調方式判定方法および符号化方式判定方法
JP3973506B2 (ja) * 2002-07-19 2007-09-12 三洋電機株式会社 無線受信装置、無線受信方法および無線受信プログラム
US7526260B2 (en) * 2002-11-14 2009-04-28 M/A-Com Eurotec, B.V. Apparatus, methods and articles of manufacture for linear signal modification
US6891432B2 (en) * 2002-11-14 2005-05-10 Mia-Com, Inc. Apparatus, methods and articles of manufacture for electromagnetic processing
KR100559545B1 (ko) * 2003-04-08 2006-03-10 엘지전자 주식회사 단말기의 데이터통신 통화품질 개선 장치 및 그 방법
WO2004110006A1 (en) * 2003-06-10 2004-12-16 Koninklijke Philips Electronics, N.V. 8-vsb like backward-compatible robust stream modulation for atsc digital tv transmission
ATE392054T1 (de) * 2003-08-29 2008-04-15 Mitsubishi Electric Corp Verfahren zür datenübertragung in einem mimo telekommunikations system mit einer hohen vom empfänger wahrgenommenen diversität
JP4391304B2 (ja) * 2004-04-23 2009-12-24 日産自動車株式会社 減速制御装置
US20070195903A1 (en) * 2004-05-12 2007-08-23 Thomson Licensing Constellation Location Dependent Step Sizes For Equalizer Error Signals
US8046662B2 (en) * 2004-08-20 2011-10-25 Broadcom Corporation Method and system for decoding control data in GSM-based systems using inherent redundancy
US7716565B2 (en) * 2004-08-20 2010-05-11 Broadcom Corporation Method and system for decoding video, voice, and speech data using redundancy
US7245180B2 (en) * 2005-08-02 2007-07-17 Sony Ericsson Mobile Communications Ab Intelligent RF power control for wireless modem devices
US7310391B2 (en) * 2005-08-12 2007-12-18 At&T Corp. De-modulation of MOK(M-ary orthogonal modulation)
US8831074B2 (en) 2005-10-03 2014-09-09 Clariphy Communications, Inc. High-speed receiver architecture
US7293250B2 (en) * 2005-11-14 2007-11-06 Infineon Technologies, Ag Method of modeling physical layout of an electronic component in channel simulation
JP2007288670A (ja) * 2006-04-19 2007-11-01 Nec Corp ディジタル多値直交振幅変調方法、ディジタル多値直交振幅変調装置及びディジタル多値直交振幅複調装置
US8042029B2 (en) 2006-05-21 2011-10-18 Ramot At Tel Aviv University Ltd. Error correction decoding by trial and error
US7782980B2 (en) * 2007-03-22 2010-08-24 Pine Valley Investments, Inc. Method and system for simulcasting
US7857515B2 (en) * 2007-06-15 2010-12-28 S.C. Johnson Home Storage, Inc. Airtight closure mechanism for a reclosable pouch
CN101098163B (zh) * 2007-06-28 2010-06-02 电子科技大学 基于时分复用及时间反转的idma无线通信方案
US20090128708A1 (en) * 2007-11-21 2009-05-21 At&T Knowledge Ventures, L.P. Monitoring unit for use in a system for multimedia content distribution
US8000411B2 (en) * 2008-01-04 2011-08-16 Qualcomm Incorporated Decoding scheme using multiple hypotheses about transmitted messages
US8627165B2 (en) * 2008-03-24 2014-01-07 Micron Technology, Inc. Bitwise operations and apparatus in a multi-level system
EP2661038B1 (en) * 2008-06-10 2016-10-19 Aviation Communication & Surveillance Systems, LLC Systems and methods for enhanced ATC overlay modulation
US8477890B2 (en) * 2009-05-28 2013-07-02 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. Geometric detector for communicating through constant modulus (CM) interferers
US11336303B2 (en) 2010-06-04 2022-05-17 Micron Technology, Inc. Advanced bitwise operations and apparatus in a multi-level system with nonvolatile memory
US8615703B2 (en) 2010-06-04 2013-12-24 Micron Technology, Inc. Advanced bitwise operations and apparatus in a multi-level system with nonvolatile memory
US8499227B2 (en) 2010-09-23 2013-07-30 Micron Technology, Inc. Memory quality monitor based compensation method and apparatus
US9408094B2 (en) 2012-09-14 2016-08-02 Qualcomm Incorporated Apparatus and method for assessing decode reliability of radio transmissions
JP6350921B2 (ja) * 2013-04-12 2018-07-04 サン パテント トラスト 送信方法
CN103236906A (zh) * 2013-05-10 2013-08-07 湖南大学 Ami系统载波通信模块基带映射及解映射方法
US11540279B2 (en) 2019-07-12 2022-12-27 Meteorcomm, Llc Wide band sensing of transmissions in FDM signals containing multi-width channels
US11916668B2 (en) 2020-12-08 2024-02-27 Meteorcomm, Llc Soft decision differential demodulator for radios in wireless networks supporting train control
KR20220132368A (ko) * 2021-03-23 2022-09-30 에스케이하이닉스 주식회사 신호 전송 장치, 신호 수신 장치, 이를 이용하는 송수신 시스템 및 송수신 방법

Family Cites Families (45)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CH609510A5 (zh) * 1976-06-18 1979-02-28 Ibm
US4334312A (en) * 1979-08-10 1982-06-08 Nippon Electric Co., Ltd. Phase synchronizing circuit for use in multi-level, multi-phase, superposition-modulated signal transmission system
US4337458A (en) * 1980-02-19 1982-06-29 Sperry Corporation Data encoding method and system employing two-thirds code rate with full word look-ahead
JPH0654923B2 (ja) 1985-04-09 1994-07-20 日本電気株式会社 変復調装置の動作制御方式
DE3786644T2 (de) * 1986-11-19 1994-02-24 Nec Corp Interferenzunempfindlicher Digital-Modulationsempfänger.
US4807253A (en) 1987-11-13 1989-02-21 American Telephone And Telegraph Company, At&T Bell Laboratories Time-varying trellis-coded modulation formats which are robust in channels with phase variations
SE463540B (sv) 1988-09-19 1990-12-03 Ericsson Telefon Ab L M Saett foer att i ett radiokommunikationssystem digitalisera godtyckliga radiosignaler samt anordning foer utoevande av saettet
SE462942B (sv) 1989-01-26 1990-09-17 Ericsson Telefon Ab L M Saett och anordning foer snabb frekvensstyrning av en koherent radiomottagare
SE462943B (sv) 1989-01-26 1990-09-17 Ericsson Telefon Ab L M Saett och anordning foer frekvensstyrning av en koherent radiomottagare
SE463584B (sv) 1989-04-20 1990-12-10 Ericsson Telefon Ab L M Saett och anordning foer noggrann digital maetning av tids- eller faslaeget i ett signalpulstaag
SE465697B (sv) 1989-09-19 1991-10-14 Ericsson Telefon Ab L M Saett att i ett digitalt radiooeverfoeringssystem foer oeverfoering av signaler mellan en saendande och en mottagande radiostation alstra godhetstal foer hos den mottagande radiostationen erhaallna binaera siffror
SE464902B (sv) 1989-10-24 1991-06-24 Ericsson Telefon Ab L M Foerfarande att adaptera en viterbialgoritm till en kanal med skiftande oeverfoeringsegenskaper samt en anordning foer genomfoerande av foerfarandet
US5084669A (en) 1990-03-08 1992-01-28 Telefonaktiebolaget L M Ericsson Direct phase digitization
US5390245A (en) 1990-03-09 1995-02-14 Telefonaktiebolaget L M Ericsson Method of carrying out an authentication check between a base station and a mobile station in a mobile radio system
US5091942A (en) 1990-07-23 1992-02-25 Ericsson Ge Mobile Communications Holding, Inc. Authentication system for digital cellular communications
US5070303A (en) 1990-08-21 1991-12-03 Telefonaktiebolaget L M Ericsson Logarithmic amplifier/detector delay compensation
US5241702A (en) 1990-09-06 1993-08-31 Telefonaktiebolaget L M Ericsson D.c. offset compensation in a radio receiver
NZ239733A (en) 1990-09-21 1994-04-27 Ericsson Ge Mobile Communicat Mobile telephone diversity reception with predetect signal combination
US5151919A (en) 1990-12-17 1992-09-29 Ericsson-Ge Mobile Communications Holding Inc. Cdma subtractive demodulation
US5230003A (en) 1991-02-08 1993-07-20 Ericsson-Ge Mobile Communications Holding, Inc. Decoding system for distinguishing different types of convolutionally-encoded signals
US5651030A (en) * 1991-05-06 1997-07-22 Motorola, Inc. Receiver with signal classifier
US5347542A (en) 1991-06-28 1994-09-13 Motorola, Inc. Demodulation selection for a communication signal
JP2776094B2 (ja) 1991-10-31 1998-07-16 日本電気株式会社 可変変調通信方法
US5331666A (en) 1992-06-08 1994-07-19 Ericsson Ge Mobile Communications Inc. Adaptive maximum likelihood demodulator
US5335250A (en) 1992-10-22 1994-08-02 Ericsson Ge Mobile Communications Inc. Method and apparatus for bidirectional demodulation of digitally modulated signals
US5841816A (en) 1992-10-22 1998-11-24 Ericsson Inc. Diversity Pi/4-DQPSK demodulation
US5530722A (en) 1992-10-27 1996-06-25 Ericsson Ge Mobile Communications Inc. Quadrature modulator with integrated distributed RC filters
US5745523A (en) 1992-10-27 1998-04-28 Ericsson Inc. Multi-mode signal processing
US5467374A (en) 1993-10-29 1995-11-14 General Electric Company Low complexity adaptive equalizer for U.S. digital cellular radio receivers
WO1995018494A1 (en) 1993-12-29 1995-07-06 Zenith Electronics Corporation Data frame format for variable size data constellations
US5673291A (en) 1994-09-14 1997-09-30 Ericsson Inc. Simultaneous demodulation and decoding of a digitally modulated radio signal using known symbols
US5499272A (en) 1994-05-31 1996-03-12 Ericsson Ge Mobile Communications Inc. Diversity receiver for signals with multipath time dispersion
US5557645A (en) 1994-09-14 1996-09-17 Ericsson-Ge Mobile Communications Inc. Channel-independent equalizer device
US5568518A (en) 1994-09-14 1996-10-22 Ericsson Ge Mobile Communications Inc. Fast automatic gain control
US5732104A (en) * 1994-12-14 1998-03-24 Motorola, Inc. Signalling techniques and device for high speed data transmission over voiceband channels
US5568520A (en) 1995-03-09 1996-10-22 Ericsson Inc. Slope drift and offset compensation in zero-IF receivers
US5550881A (en) * 1995-04-13 1996-08-27 Motorola, Inc. Automatic modulation mode selecting unit and method for modems
US5796780A (en) 1996-02-09 1998-08-18 Ericsson Inc. Coherent modulation of CPM signals
US5832038A (en) * 1996-07-03 1998-11-03 Motorola, Inc. Method and apparatus for classifying a multi-level signal
US5749051A (en) 1996-07-18 1998-05-05 Ericsson Inc. Compensation for second order intermodulation in a homodyne receiver
US5705959A (en) * 1996-10-08 1998-01-06 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force High efficiency low distortion amplification
US6160855A (en) * 1997-02-06 2000-12-12 Mitsubishi Materials Corporation Digital modulation method and digital communication system
US6304614B1 (en) * 1997-11-04 2001-10-16 L-3 Communications Corp. Differential codec for pragmatic PSK TCM schemes
US6700875B1 (en) * 1998-03-31 2004-03-02 Motorola, Inc. System, device, and method for selecting a channel in a multichannel communication network
US6100835A (en) * 1998-09-10 2000-08-08 Spacecode Llc Multi-symbol analysis for digital symbol determination

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110247869A (zh) * 2019-02-21 2019-09-17 北京遥感设备研究所 基于数据编码类型和校验方式的2fsk译码系统及方法
CN110247869B (zh) * 2019-02-21 2021-11-23 北京遥感设备研究所 基于数据编码类型和校验方式的2fsk译码系统

Also Published As

Publication number Publication date
ATE297093T1 (de) 2005-06-15
US20040001561A1 (en) 2004-01-01
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WO2000039974A1 (en) 2000-07-06
DE69925636D1 (de) 2005-07-07
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EP1142244B1 (en) 2005-06-01
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MY121378A (en) 2006-01-28
JP3464458B2 (ja) 2003-11-10
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JP2002534845A (ja) 2002-10-15

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